CN104184308A - 半导体集成电路及其动作方法 - Google Patents

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Abstract

一种半导体集成电路及其动作方法，降低在电源供给电路执行对主电源的电源电压和来自辅助电源的备份电源电压的选择时的电压下降，减轻辅助电源的功耗。半导体集成电路的电源供给电路具备测量电路、开关控制电路和开关电路，开关电路包括：第1开关元件，连接于被供给主电源电压(VM)的第1输入端子与输出端子之间；第2开关元件，连接于被供给辅助电源电压(VB)的第2输入端子与输出端子之间。测量电路通过第1输入端子的主电源电压而动作，将(VM)和(VB)进行比较。在(VM)是比(VB)低的电压的情况下，响应测量电路的判定信号(SD)，开关控制电路将开关电路的第1开关元件和第2开关元件分别控制为截止状态和导通状态。

Description

半导体集成电路及其动作方法
技术领域
本发明涉及具备电源供给电路的半导体集成电路及其动作方法，尤其涉及对以下情况有效的技术，即降低在电源供给电路执行对主电源的电源电压和来自辅助电源的备份电源电压的选择时的电压下降，并且减轻辅助电源的功耗。
背景技术
过去公知有这样的技术：为了在用于向电子设备供给电源的主电源的电源电压下降时也能够维持对电子设备的电源供给，将来自辅助电源的备份电源电压供给电子设备。
在下述专利文献1中记载了将汽车的电池即主电源的电源电压通过第1防止逆流二极管供给电子设备，将来自辅助电池即辅助电源的备份电源电压通过第2防止逆流二极管供给电子设备。第1防止逆流二极管的阳极被供给汽车的电池即主电源的电源电压，第2防止逆流二极管的阳极被供给来自辅助电池即辅助电源的备份电源电压，第1防止逆流二极管的阴极和第2防止逆流二极管的阴极被共同连接，而且还连接电子设备。
在下述专利文献2中记载了将AC适配器即主电源的电源电压通过防止逆流二极管和电源开关供给到DC-DC转换器和负载，将来自二次电池即辅助电源的备份电源电压通过MOS晶体管和电源开关供给到DC-DC转换器和负载。由于充电电路连接在AC适配器即主电源和辅助电源之间，因而辅助电源的二次电池通过充电电路被充电。MOS晶体管的栅极与比较器的输出端子连接，通过两个分压电阻器将主电源的电源电压分压后的电压被供给比较器的非反转输出端子。另外，通过通过防止逆流二极管和电源开关供给到DC-DC转换器和负载的供给电源电压，在由电阻器和稳压二极管构成的基准电压电路中生成的基准电压，供给到比较器的反转输出端子。因此，在AC适配器被从交流电源切断时，防止逆流二极管成为截止状态，基于两个分压电阻器的分压电压成为比基准电压电路的基准电压低的电平，因而MOS晶体管成为导通状态。其结果是，从二次电池通过MOS晶体管的漏极源极电流路径向DC-DC转换器和负载供给直流电压。
【现有技术文献】
【专利文献】
【专利文献1】日本特开平11－252825号公报
【专利文献2】日本特开平5－276688号公报
发明内容
本发明者在本发明前进行了电源供给电路的研发，该电源供给电路从半导体集成电路的外部有选择地向半导体集成电路的内部电路供给主电源的电源电压和来自辅助电源的备份电源电压。
在该电源供给电路的研发中，本发明者对在上述背景技术中说明的上述专利文献1所记载的技术和上述专利文献2所记载的技术进行了研究。
在上述专利文献1所记载的技术中，主电源的电源电压通过第1防止逆流二极管供给到电子设备，来自辅助电源的备份电源电压通过第2防止逆流二极管供给到电子设备。通过本发明者先于本发明而进行的研究，在通过硅的PN结来形成第1及第2防止逆流二极管的情况下，当在第1及第2防止逆流二极管流过顺时针方向电流时，在它们的两端之间产生大致0.7V的较大的顺时针方向电压降VF。因此，在将电压大致为3.0V的锂电池用作辅助电源的情况下，向负载供给下降至2.3(＝3.0-0.7)V的电压，这种问题已在本发明者先于本发明而进行的研究中得到明确。另外，在本发明者先于本发明而进行的研究中也对以下情况进行了研究：使用通过金属和半导体的接触而形成的肖特基壁垒，将第1及第2防止逆流二极管与PN结二极管进行比较，采用顺时针方向电压降VF较低的肖特基屏蔽二极管(SBD)。但是，为了实现较低的顺时针方向电压降VF，形成肖特基壁垒的屏蔽金属需要采用特殊的金属材料，因而内置了包括第1及第2防止逆流二极管在内的电源供给电路的半导体集成电路的制造工艺变复杂，存在半导体集成电路的制造成本升高的问题。另外，肖特基屏蔽二极管在被施加逆向电压时的泄露电流(逆向电流)比PN结二极管大，这种问题也在本发明者先于本发明而进行的研究中得到明确。
在上述专利文献2所记载的技术中，来自辅助电源的备份电源电压通过MOS晶体管供给到DC-DC转换器和负载。通过本发明者先于本发明而进行的研究，通过将MOS晶体管的元件尺寸设为较大的值，并设定足够大的源极-栅极间电位差，能够将MOS晶体管的漏极源极电流路径的电压降设定为大致约0.2V的较小的电压。因此，在将电压大致为3.0V的锂电池用作辅助电源的情况下，能够向负载供给2.8(＝3.0-0.2)V的足够高的电压。但是，在上述专利文献2所记载的技术中，在AC适配器被从交流电源切断的情况下，从二次电池通过MOS晶体管的漏极源极电流路径持续向由电阻器和稳压二极管构成的基准电压电路流过直流电流，因而作为辅助电源的二次电池的消耗比较大，这种问题已在本发明者先于本发明而进行的研究中得到明确。另外，在上述专利文献2所记载的技术中，也需要从二次电池供给比较器的动作电源电压，因而作为辅助电源的二次电池的消耗进一步增大，这种问题也已在本发明者先于本发明而进行的研究中得到明确。
下面说明用于解决这种问题的技术方案等，其它的问题和新的特征能够通过本说明书的记述和附图得到明确。
将在本申请中公开的代表性的实施方式的概要简单说明如下。
即，代表性的实施方式是包括电源供给电路(100)的半导体集成电路，该电源供给电路具有第1输入端子、第2输入端子和输出端子(230)，本实施方式的特征在于：
对所述第1输入端子供给主电源(210)的主电源电压(VM)，对所述第2输入端子供给辅助电源(220)的辅助电源电压(VB)，从所述输出端子(230)生成的输出电源电压(VOUT)供给到负载(300)。
所述电源供给电路(100)具备测量电路(110)、开关控制电路(120)和开关电路(130)。所述开关电路(130)包括：第1开关元件(M3m)，连接于所述第1输入端子与所述输出端子(230)之间；第2开关元件(M3b)，连接于所述第2输入端子与所述输出端子(230)之间。所述测量电路(110)通过供给所述第1输入端子的所述主电源电压(VM)而动作，将所述主电源电压(VM)和所述辅助电源电压(VB)进行比较。所述开关控制电路(120)响应所述测量电路(110)的判定信号(SD)，控制所述开关电路(130)的所述第1开关元件(M3m)和所述第2开关元件(M3b)。
在所述主电源电压(VM)是比所述辅助电源电压(VB)低的电压的情况下，响应所述测量电路(110)的判定信号(SD)，所述开关电路(130)的所述第1开关元件(M3m)和所述第2开关元件(M3b)分别被控制为截止状态和导通状态(参照图1)。
将通过在本申请中公开的实施方式中的代表性的实施方式而得到的效果简单说明如下。
即，通过本半导体集成电路(100)，能够降低在电源供给电路执行对主电源的电源电压和来自辅助电源的备份电源电压的选择时的电压下降，并且减轻辅助电源的功耗。
附图说明
图1是表示具备实施方式1的电源供给电路100的电子装置10的结构的图。
图2是表示能够在图1所示的实施方式1的电源供给电路100的开关(SW)电路130的P沟道第1MOS晶体管M3m和P沟道第2MOS晶体管M3b中防止逆流的状态的图。
图3是表示能够实现防止逆流的元件的、图1所示的实施方式1的电源供给电路100的开关(SW)电路130的另一种结构的图。
图4是表示能够实现防止逆流的元件的、图1所示的实施方式1的电源供给电路100的开关(SW)电路130的又另一种结构的图。
图5是表示具备实施方式1的电源供给电路100的电子装置10的另一种结构的图。
图6是表示图1和图5所示的实施方式1的电源供给电路100中所包含的测量电路110的比较器1101的结构的图。
图7是用于说明具备在图1～图6中说明的实施方式1的电源供给电路100的电子装置10的动作的波形图。
图8是表示实施方式2的电源供给电路100的结构的图。
图9是表示实施方式3的电源供给电路100的结构的图。
图10是表示实施方式4的电源供给电路100的结构的图。
图11是表示图10所示的实施方式4的电平移位电路1104的第1输入端子及第2输入端子与第1输出端子及第2输出端子之间的信号传递电路的结构的图。
图12是表示实施方式5的电源供给电路100的结构的图。
图13是表示实施方式6的电源供给电路100的结构的图。
图14是表示实施方式7的电源供给电路100的结构的图。
具体实施方式
1.实施方式的概要
首先，说明在本申请中公开的代表性的实施方式的概要。在关于代表性的实施方式的概要说明中加注括弧来参照的附图中的参照标号，仅仅表示包含在带有该标号的构成要素的概念中。
[1]代表性的实施方式是包括电源供给电路(100)的半导体集成电路，该电源供给电路具有第1输入端子和第2输入端子和输出端子(230)，本实施方式的特征在于：
来自主电源(210)的主电源电压(VM)能够供给到所述第1输入端子，来自辅助电源(220)的辅助电源电压(VB)能够供给到所述第2输入端子，从所述输出端子(230)生成的输出电源电压(VOUT)能够供给负载(300)，
所述电源供给电路(100)具备测量电路(110)、开关控制电路(120)和开关电路(130)，
所述开关电路(130)包括：第1开关元件(M3m)，连接于所述第1输入端子与所述输出端子(230)之间；第2开关元件(M3b)，连接于所述第2输入端子与所述输出端子(230)之间，
所述测量电路(110)通过供给到所述第1输入端子的所述主电源电压(VM)而动作，将供给到所述第1输入端子的所述主电源电压(VM)和供给到所述第2输入端子的所述辅助电源电压(VB)进行比较，
所述开关控制电路(120)响应所述测量电路(110)的判定信号(SD)，控制所述开关电路(130)的所述第1开关元件(M3m)和所述第2开关元件(M3b)，
在供给到所述第1输入端子的所述主电源电压(VM)是比供给到所述第2输入端子的所述辅助电源电压(VB)高的电压的情况下，响应所述测量电路(110)的判定信号(SD)，所述开关电路(130)的所述第1开关元件(M3m)和所述第2开关元件(M3b)分别被控制为导通状态和截止状态，
在供给到所述第1输入端子的所述主电源电压(VM)是比供给到所述第2输入端子的所述辅助电源电压(VB)低的电压的情况下，响应所述测量电路(110)的判定信号(SD)，所述开关电路(130)的所述第1开关元件(M3m)和所述第2开关元件(M3b)分别被控制为截止状态和导通状态(参照图1)。
通过所述实施方式，能够降低在电源供给电路执行对主电源的电源电压和来自辅助电源的备份电源电压的选择时的电压下降，并且减轻辅助电源的功耗。
在优选的实施方式中，其特征在于，所述测量电路(110)包括比较器(1101)，该比较器通过供给到所述第1输入端子的所述主电源电压(VM)而动作，将供给到所述第1输入端子的所述主电源电压(VM)和供给到所述第2输入端子的所述辅助电源电压(VB)进行比较，
所述测量电路(110)的所述判定信号(SD)是从所述比较器(1101)的输出端子生成的(参照图1)。
在另一个优选的实施方式中，其特征在于，所述开关电路(130)的连接于所述第1输入端子与所述输出端子(230)之间的所述第1开关元件(M3m)，采用防止从所述输出端子(230)向所述第1输入端子的逆流的结构，
所述开关电路(130)的连接于所述第2输入端子与所述输出端子(230)之间的所述第2开关元件(M3b)，采用防止从所述输出端子(230)向所述第2输入端子的逆流的结构(参照图1、图2、图3、图4)。
在又另一个优选的实施方式中，其特征在于，所述开关电路(130)的所述第1开关元件和所述第2开关元件分别包括第1MOS晶体管(M3m)和第2MOS晶体管(M3b)，
防止从所述输出端子向所述第1输入端子的逆流的所述结构以及防止从所述输出端子向所述第2输入端子的逆流的所述结构，分别包括所述第1MOS晶体管的漏极与基板之间的寄生二极管、和所述第2MOS晶体管的漏极与基板之间的寄生二极管(参照图2、图3、图4)。
在又另一个优选的实施方式中，其特征在于，被供给从所述电源供给电路(100)的所述输出端子(230)生成的所述输出电源电压(VOUT)的所述负载(300)，包括内核电路(310、320、330)，
在供给到所述第1输入端子的所述主电源电压(VM)是比供给到所述第2输入端子的所述辅助电源电压(VB)低的电压的情况下，通过响应所述测量电路(110)的判定信号(SD)而从所述电源供给电路(100)供给到所述负载(300)的负载控制信号(LC)，将所述内核电路控制为低功耗模式(参照图5)。
在又另一个优选的实施方式中，其特征在于，所述开关控制电路(120)包括：第1反相器(B21)，其向输入端子供给所述测量电路(110)的判定信号(SD)；第2反相器(B22)，其向输入端子供给所述第1反相器的输出信号，
所述开关电路(130)的所述第1开关元件的所述第1MOS晶体管(M3m)和所述第2开关元件的所述第2MOS晶体管(M3b)是P沟道MOS晶体管，
所述开关电路的所述第1MOS晶体管的栅极和所述第2MOS晶体管的栅极，分别通过所述开关控制电路的所述第1反相器的所述输出信号和所述第2反相器的所述输出信号进行驱动(参照图1、图5、图8、图9、图10、图12、图13、图14)。
在又另一个优选的实施方式中，其特征在于，响应供给到所述第1输入端子的所述主电源电压降低至比所述比较器的动作下限电压(VMMin)低的电压的情况，所述开关控制电路将所述开关电路的所述第1开关元件和所述第2开关元件分别被控制为截止状态和导通状态(参照图8、图9、图10、图12、图13)。
在又另一个优选的实施方式中，其特征在于，所述开关控制电路(120)还包括N沟道控制MOS晶体管(M23)，其漏极源极电流路径连接于所述第1反相器和基准电位(GND)之间，
响应供给到所述第1输入端子的所述主电源电压降低至比所述比较器的所述动作下限电压低的电压的情况，所述N沟道控制MOS晶体管(M23)被控制为截止状态，所述开关电路的所述第1开关元件和所述第2开关元件分别被控制为截止状态和导通状态(参照图8、图12、图13)。
在又另一个优选的实施方式中，其特征在于，所述测量电路(110)还包括另一个比较器(1102)，该比较器通过供给到所述第1输入端子的所述主电源电压(VM)而动作，并检测供给到所述第1输入端子的所述主电源电压降低至比所述比较器的动作下限电压(VMMin)低的电压的情况，
所述开关控制电路(120)还包括具有第1输入端子和第2输入端子和输出端子的二输入与门(二输入AND门)(A21)，
所述测量电路(110)的所述比较器(1101)的输出信号和另一个比较器(1102)的输出信号，分别供给到所述开关控制电路(120)的所述二输入与门(A21)的所述第1输入端子和所述第2输入端子，
所述开关控制电路(120)的所述二输入与门(A21)的所述输出端子，与所述第1反相器(B21)的所述输入端子连接(参照图9、图10、图12、图13)。
在具体的实施方式中，其特征在于，所述电源供给电路(100)还包括连接于所述测量电路(110)和所述开关控制电路(120)之间的电平移位电路(1104)，
将供给到所述电源供给电路(100)的所述第1输入端子的所述主电源电压(VM)和从所述电源供给电路(100)的所述输出端子(230)生成的所述输出电源电压(VOUT)，作为电源电压供给到所述电平移位电路(1104)，
将所述测量电路(110)的所述比较器(1101)的所述输出信号和所述另一个比较器(1102)的所述输出信号，分别供给到所述电平移位电路(1104)的第1输入端子和第2输入端子，
所述电平移位电路(1104)的第1输出端子和第2输出端子，分别与所述开关控制电路(120)的所述二输入与门(A21)的所述第1输入端子和所述第2输入端子连接，
所述电平移位电路具有如下功能：将分别供给到所述电平移位电路的所述第1输入端子和所述第2输入端子的高电平的输入信号，转换为在所述电平移位电路的所述第1输出端子和所述第2输出端子分别生成的高电平的电平移位输出信号，
分别供给到所述电平移位电路的所述第1输入端子和所述第2输入端子的高电平的所述输入信号，具有供给到所述第1输入端子的所述主电源电压的电压电平，
在所述电平移位电路的所述第1输出端子和所述第2输出端子分别生成的高电平的所述电平移位输出信号，具有从所述电源供给电路(100)的所述输出端子(230)生成的所述输出电源电压(VOUT)的电压电平(参照图10、图11、图13)。
在另一个具体的实施方式中，其特征在于，所述测量电路(110)还包括：分压电路(R11、R12、R13)，生成供给到所述第1输入端子的所述主电源电压的分压电压；基准电压生成电路(1103)，生成预定的比较基准电压，
所述另一个比较器(1102)通过将由所述分压电路生成的所述分压电压与由所述基准电压生成电路生成的所述预定的比较基准电压进行比较，检测供给到所述第1输入端子的所述主电源电压降低至比所述比较器(1101)的所述动作下限电压(VMMin)低的电压的情况(参照图9、图10、图12、图13)。
在另一个具体的实施方式中，其特征在于，所述电源供给电路(100)还包括连接于所述测量电路(110)和所述开关控制电路(120)之间的电平移位电路(1104)，
将供给到所述电源供给电路(100)的所述第1输入端子的所述主电源电压(VM)和从所述电源供给电路(100)的所述输出端子(230)生成的所述输出电源电压(VOUT)，作为电源电压供给到所述电平移位电路(1104)，
将所述测量电路(110)的所述比较器(1101)的所述输出信号，供给到所述电平移位电路(1104)的第1输入端子，
所述电平移位电路(1104)的第1输出端子，与所述开关控制电路(120)的所述第1反相器(B21)的所述输入端子连接，
所述电平移位电路具有如下功能：将供给到所述电平移位电路的所述第1输入端子的高电平的输入信号，转换为在所述电平移位电路的所述第1输出端子生成的高电平的电平移位输出信号，
供给到所述电平移位电路的所述第1输入端子的高电平的所述输入信号，具有供给到所述第1输入端子的所述主电源电压的电压电平。
在所述电平移位电路的所述第1输出端子生成的高电平的所述电平移位输出信号，具有从所述电源供给电路(100)的所述输出端子(230)生成的所述输出电源电压(VOUT)的电压电平(参照图14)。
在又另一个具体的实施方式中，其特征在于，所述负载(300)是包括内核电路(310、320、330)的半导体集成电路，
包括所述电源供给电路(100)的所述半导体集成电路和包括所述负载(300)的所述内核电路的半导体集成电路是相同的半导体芯片。
在最具体的实施方式中，其特征在于，所述负载(300)是包括内核电路(310、320、330)的半导体集成电路，
包括所述电源供给电路(100)的所述半导体集成电路和包括所述负载(300)的所述内核电路的半导体集成电路分别是不同的半导体芯片。
[2]另一个方面的代表性的实施方式是半导体集成电路的动作方法，该半导体集成电路包括具有第1输入端子和第2输入端子和输出端子(230)的电源供给电路(100)，本实施方式的特征在于：
来自主电源(210)的主电源电压(VM)能够供给到所述第1输入端子，来自辅助电源(220)的辅助电源电压(VB)能够供给到所述第2输入端子，从所述输出端子(230)生成的输出电源电压(VOUT)能够供给负载(300)，
所述电源供给电路(100)具备测量电路(110)、开关控制电路(120)和开关电路(130)，
所述开关电路(130)包括：第1开关元件(M3m)，连接于所述第1输入端子与所述输出端子(230)之间；第2开关元件(M3b)，连接于所述第2输入端子与所述输出端子(230)之间，
所述测量电路(110)通过供给到所述第1输入端子的所述主电源电压(VM)而动作，将供给到所述第1输入端子的所述主电源电压(VM)和供给到所述第2输入端子的所述辅助电源电压(VB)进行比较，
所述开关控制电路(120)响应所述测量电路(110)的判定信号(SD)，控制所述开关电路(130)的所述第1开关元件(M3m)和所述第2开关元件(M3b)，
在供给到所述第1输入端子的所述主电源电压(VM)是比供给到所述第2输入端子的所述辅助电源电压(VB)高的电压的情况下，响应所述测量电路(110)的判定信号(SD)，所述开关电路(130)的所述第1开关元件(M3m)和所述第2开关元件(M3b)分别被控制为导通状态和截止状态，
在供给到所述第1输入端子的所述主电源电压(VM)是比供给到所述第2输入端子的所述辅助电源电压(VB)低的电压的情况下，响应所述测量电路(110)的判定信号(SD)，所述开关电路(130)的所述第1开关元件(M3m)和所述第2开关元件(M3b)分别被控制为截止状态和导通状态(参照图1)。
通过所述实施方式，能够降低在电源供给电路执行对主电源的电源电压和来自辅助电源的备份电源电压的选择时的电压下降，并且减轻辅助电源的功耗。
2.实施方式的具体情况
下面更详细地说明实施方式。另外，在用于说明实施发明用的最佳方式的所有附图中，对具有与前述的附图相同的功能的部件标注相同的标号，并省略其重复说明。
[实施方式1]
《电子装置的结构》
图1是表示具备实施方式1的电源供给电路100的电子装置10的结构的图。
如图1所示，实施方式1的电子装置10由主电源(VM)210、辅助电源(VB)220、基准电源(GND)200、电源供给电路100和负载电路300构成。
主电源(VM)210例如是将通过商用电源和AC适配器和整流平滑电路和DC-DC转换器而生成的主电源电压VM供给到电源供给电路100的第1输入端子的电源。
辅助电源(VB)220是向电源供给电路100的第2输入端子供给辅助电源电压VB的电源，以便在未供给来自主电源(VM)210的主电源电压VM的状态下也能够向负载电路300供给备份用的辅助电源电压VB。因此，辅助电源(VB)220具备电池221。该电池221可以是禁止充电的一次电池，也可以是能够充电的二次电池，也能够利用与主电源(VM)210不同的其它电源构成。
基准电源(GND)200例如是接地电位GND，是电子装置10的电源供给电路100和负载电路300的动作用共同基准电位。
电源供给电路100是具有如下功能的电路：将主电源(VM)210的主电源电压VM和辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB这两者进行比较，选择其中电压较高的电源电压，并作为输出电源电压VOUT通过输出端子230供给负载电路300。
《负载电路》
负载电路300是通过在电源供给电路100的输出端子230生成的输出电源电压VOUT而动作的半导体集成电路。
在作为图1所示的负载电路300而构成的半导体集成电路的半导体芯片中集成了存储器(SRAM：Static Random Access Memory)310和定时器电路(RTC：Real Time Clock)320和微处理器(MCU：MicroController Unit)330。另外，负载电路300能够将内部降压电源电路集成化，将从该内部降压电源电路生成的内部降压电源电压供给到包括存储器310和定时器电路320和微处理器330等在内被细微化的内核电路，但在图1中没有图示。
《电源供给电路的结构》
电源供给电路100构成为半导体集成电路的半导体芯片的形式，在该半导体芯片中集成了测量电路110、开关(SW)控制电路120和开关(SW)电路130。
构成图1所示的电源供给电路100的半导体集成电路的半导体芯片，也能够形成为与被构成为负载电路300的半导体集成电路的半导体芯片相同的半导体芯片，也能够形成为与被构成为负载电路300的半导体集成电路的半导体芯片不同的半导体芯片。
测量电路110由通过主电源电压VM而动作的比较器1101构成，比较器1101连接于主电源(VM)210和基准电源(GND)200之间。向比较器1101的非反转输入端子(+)供给主电源电压VM，向比较器1101的反转输入端子(-)供给辅助电源电压VB，从比较器1101的输出端子生成判定信号SD。
因此，在主电源(VM)210的主电源电压VM是比辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB高的电压的情况下，从测量电路110的比较器1101的输出端子生成高电平“1”的判定信号SD。与此相反，在主电源(VM)210的主电源电压VM是比辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB低的电压的情况下，从测量电路110的比较器1101的输出端子生成低电平“0”的判定信号SD。
在更极端的情况下，在主电源(VM)210的主电源电压VM是比辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB低的电压的接地电位GND的情况下，测量电路110的比较器1101的动作停止，从测量电路110的比较器1101的输出端子生成低电平“0”的判定信号SD。也能够在比较器1101的输出端子与基准电源(GND)200之间连接高阻值的下拉电阻器，以便从由于极端低电压的接地电位GND即主电源(VM)210的主电源电压VM而停止动作的测量电路110的比较器1101的输出端子可靠地生成低电平“0”的判定信号SD。
开关(SW)控制电路120由通过电源供给电路100的输出端子230的输出电源电压VOUT而动作的被串联连接的两个反相器B21、B22构成。将从测量电路110的比较器1101的输出端子生成的判定信号SD供给到第1反相器B21的输入端子，将第1反相器B21的输出信号供给到第2反相器B22的输入端子。将第2反相器B22的输入信号和输出信号作为开关控制信号SC供给开关(SW)电路130。
开关(SW)电路130由漏极源极电流路径连接在电源供给电路100的第1输入端子与输出端子230之间的P沟道第1MOS晶体管M3m、和漏极源极电流路径连接在电源供给电路100的第2输入端子与输出端子230之间的P沟道第2MOS晶体管M3b构成。P沟道第1MOS晶体管M3m的栅极通过第2反相器B22的输入信号进行驱动，P沟道第2MOS晶体管M3b的栅极通过第2反相器B22的输出信号进行驱动。
在主电源(VM)210的主电源电压VM是比辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB高的电压的情况下，响应从测量电路110的比较器1101的输出端子生成的高电平“1”的判定信号SD，第2反相器B22的输入信号成为低电平“0”，第2反相器B22的输出信号成为高电平“1”。因此，在开关(SW)电路130中，P沟道第1MOS晶体管M3m被控制为导通状态，P沟道第2MOS晶体管M3b被控制为截止状态，因而通过开关(SW)电路130选择电压较高的主电源(VM)210的主电源电压VM，并从输出端子230生成输出电源电压VOUT。
在辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB是比主电源(VM)210的主电源电压VM高的电压的情况下，响应从测量电路110的比较器1101的输出端子生成的低电平“0”的判定信号SD，第2反相器B22的输入信号成为高电平“1”，第2反相器B22的输出信号成为低电平“0”。因此，在开关(SW)电路130中，P沟道第1MOS晶体管M3m被控制为截止状态，P沟道第2MOS晶体管M3b被控制为导通状态，因而通过开关(SW)电路130选择电压较高的辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB，并从输出端子230生成输出电源电压VOUT。
《开关电路的防止逆流的结构》
在开关(SW)电路130中，P沟道第1MOS晶体管M3m和P沟道第2MOS晶体管M3b采用防止逆流的结构。
如上所述，主电源(VM)210的主电源电压VM和辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB中任意一方及另一方分别成为较高的电压和较低的电压，通过电源供给电路100选择较高的电压，并从输出端子230生成输出电源电压VOUT。在该状况下，逆流电流有可能从电源供给电路100的输出端子230的电压较高的输出电源电压VOUT流向电源供给电路100的第1输入端子或者第2输入端子的较低的电压。
例如，在辅助电源(VB)220是被禁止充电的一次电池的情况下，如果逆流电流流入被禁止充电的一次电池的辅助电源(VB)220，则产生充电，因而一次电池的辅助电源(VB)220燃烧或者损坏，寿命明显缩短。
为了消除该问题，在图1所示的实施方式1的电源供给电路100的开关(SW)电路130中，P沟道第1MOS晶体管M3m和P沟道第2MOS晶体管M3b采用防止逆流的结构。
如图1所示，P沟道第1MOS晶体管M3m的漏极与电源供给电路100的第1输入端子的主电源(VM)210的主电源电压VM连接，P沟道第1MOS晶体管M3m的源极和基板与电源供给电路100的输出端子230的电压较高的输出电源电压VOUT连接。P沟道第2MOS晶体管M3b的漏极与电源供给电路100的第2输入端子的辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB连接，P沟道第2MOS晶体管M3b的源极和基板与电源供给电路100的输出端子230的电压较高的输出电源电压VOUT连接。
图2是表示能够在图1所示的实施方式1的电源供给电路100的开关(SW)电路130的P沟道第1MOS晶体管M3m和P沟道第2MOS晶体管M3b中防止逆流的状态的图。
如图2所示，在开关(SW)电路130中，P沟道第1MOS晶体管M3m的P型漏极D与电源供给电路100的第1输入端子的主电源(VM)210的主电源电压VM连接，P沟道第1MOS晶体管M3m的P型源极S和N型基板Sub与电源供给电路100的输出端子230的电压较高的输出电源电压VOUT连接。在此，假定开关(SW)电路130的P沟道第1MOS晶体管M3m截止的情况，即假定主电源电压VM比辅助电源电压VB低、通过辅助电源电压VB驱动负载300的情况。在该情况下，P沟道第1MOS晶体管M3m的P型漏极D与N型基板Sub之间的寄生二极管M3m_D，阻止逆流电流从电源供给电路100的输出端子230的电压较高的输出电源电压VOUT流入电源供给电路100的第1输入端子的电压较低的主电源(VM)210的主电源电压VM。如果产生该逆流电流的流入，在电源供给电路100的输出端子230的输出电源电压VOUT的电压电平明显降低，因而负载电路300的存储器310和定时器电路320和微处理器330有可能产生错误动作。并且，辅助电源电压VB向开关(SW)控制电路120和负载电路300供给电流，因而辅助电源(VB)220的电池221的可驱动时间缩短。
另外，如图2所示，在开关(SW)电路130中，P沟道第2MOS晶体管M3b的P型漏极D与电源供给电路100的第2输入端子的辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB连接，P沟道第2MOS晶体管M3b的P型源极S和N型基板Sub与电源供给电路100的输出端子230的电压较高的输出电源电压VOUT连接。在此，假定开关(SW)电路130的P沟道第2MOS晶体管M3b截止的情况，即假定辅助电源电压VB比主电源电压VM低、通过主电源电压VM驱动负载300的情况。在该情况下，P沟道第2MOS晶体管M3b的P型漏极D与N型基板Sub之间的寄生二极管M3b_D，阻止逆流电流从电源供给电路100的输出端子230的电压较高的输出电源电压VOUT流入电源供给电路100的第2输入端子的电压较低的辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB。如果产生该逆流电流的流入，在电源供给电路100的输出端子230的输出电源电压VOUT的电压电平明显降低，因而负载电路300的存储器310和定时器电路320和微处理器330有可能产生错误动作。另外，在辅助电源(VB)220的电池221是被禁止充电的一次电池的情况下，如果逆流电流流入被禁止充电的一次电池的辅助电源(VB)220，则产生充电，一次电池的辅助电源(VB)220燃烧或者损坏，寿命明显缩短。
图2所示的实施方式1的开关(SW)电路130按照以上所述阻止逆流电流，因而能够消除上述问题的产生。
图3是表示能够实现防止逆流的元件的、图1所示的实施方式1的电源供给电路100的开关(SW)电路130的另一种结构的图。
图3所示的电源供给电路100的开关(SW)电路130在以下方面与图2所示的电源供给电路100的开关(SW)电路130不同。
即，在图3所示的开关(SW)电路130中，图2所示的开关(SW)电路130的P沟道第1MOS晶体管M3m和P沟道第2MOS晶体管M3b分别被置换为两个串联的P沟道第1MOS晶体管M3m1及M3m2、和两个串联的P沟道第2MOS晶体管M3b1及M3b2。
因此，在图3所示的开关(SW)电路130中，两个串联的寄生二极管M3m_D1、M3m_D2以背靠背的方式被串联连接于电源供给电路100的第1输入端子与输出端子230之间。另外，在图3所示的开关(SW)电路130中，两个串联的寄生二极管M3b_D1、M3b_D2以背靠背的方式被串联连接于电源供给电路100的第2输入端子与输出端子230之间。其结果是，通过图3所示的开关(SW)电路130，两个串联的寄生二极管M3m_D1、M3m_D2阻止逆流电流从电源供给电路100的输出端子230的电压较高的输出电源电压VOUT流入电源供给电路100的第1输入端子的电压较低的主电源(VM)210的主电源电压VM。另外，两个串联的寄生二极管M3b_D1、M3b_D2阻止逆流电流从电源供给电路100的输出端子230的电压较高的输出电源电压VOUT流入电源供给电路100的第2输入端子的电压较低的辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB。
图4是表示能够实现防止逆流的元件的、图1所示的实施方式1的电源供给电路100的开关(SW)电路130的又另一种结构的图。
图4所示的电源供给电路100的开关(SW)电路130与图3所示的电源供给电路100的开关(SW)电路130的不同之处在于，图4所示的两个串联的第1MOS晶体管M3m1、M3m2及两个串联的第2MOS晶体管M3b1、M3b2各自的连接顺序，与图3所示的顺序相反。
在图4所示的开关(SW)电路130中，两个串联的寄生二极管M3m_D1、M3m_D2阻止逆流电流从电源供给电路100的输出端子230的电压较高的输出电源电压VOUT流入电源供给电路100的第1输入端子的电压较低的主电源(VM)210的主电源电压VM。另外，两个串联的寄生二极管M3b_D1、M3b_D2阻止逆流电流从电源供给电路100的输出端子230的电压较高的输出电源电压VOUT流入电源供给电路100的第2输入端子的电压较低的辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB。
《动作模式》
在具备使用图1～图4说明的实施方式1的电源供给电路100的电子装置10中，通过供给电源供给电路100的第1输入端子的主电源(VM)210的主电源电压VM的电压电平、和供给第2输入端子的辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB的电压电平的大小关系，决定电子装置10的动作模式。
《通常动作模式》
即，在图1所示的实施方式1的电源供给电路100的测量电路110判定为主电源电压VM的电压电平与辅助电源电压VB的电压电平满足关系VM≥VB的情况下，电子装置10被控制为通常动作模式。在该情况下，测量电路110将判定信号SD设定为高电平“1”的通常动作模式电平。其结果是，开关(SW)控制电路120响应高电平“1”的通常动作模式电平的判定信号SD，将供给开关(SW)电路130的开关控制信号SC设定为通常动作模式电平。因此，开关(SW)电路130具有如下功能：响应被设定为通常动作模式电平的开关控制信号SC，选择电压较高的主电源(VM)210的主电源电压VM，并作为输出电源电压VOUT通过输出端子230供给负载电路300。
这样，在通常动作模式时，由于供给到电源供给电路100的第1输入端子的主电源(VM)210的主电源电压VM是比较高的电压，因而测量电路110通过主电源(VM)210的主电源电压VM而动作，并测量电源电压VM≥VB的大小关系。另外，开关(SW)电路130选择电压较高的主电源(VM)210的主电源电压VM，并在输出端子230生成输出电源电压VOUT，因而开关(SW)控制电路120通过在输出端子230生成的主电源(VM)210的主电源电压VM而动作。
因此，在通常动作模式时，主电源(VM)210的主电源电压VM提供负载电路30的动作电力和电源供给电路100的动作电力这两种电力。在该通常动作模式时，开关(SW)电路130的P沟道第2MOS晶体管M3b被设定为截止状态，因而辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB与负载电路30被电气绝缘。
测量电路110的比较器1101的非反转输入端子(+)的输入阻抗和反转输入端子(-)的输入阻抗通常是较高的阻抗。因此，在通常动作模式时，从主电源(VM)210的主电源电压VM流入比较器1101的非反转输入端子(+)的功耗、和从辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB流入比较器1101的反转输入端子(-)的功耗小至可以忽视的程度。因此，在通常动作模式时，辅助电源(VB)220的电池221的功耗也小至可以忽视的程度。
另外，在通常动作模式时，电源电压VM≥VB的大小关系被维持为大致固定值，并维持从测量电路110的比较器1101的输出端子生成高电平“1”的判定信号SD。另一方面，电源供给电路100的开关(SW)控制电路120中所包含的两个反相器B21、B22由CMOS反相器电路构成。其结果是，响应被维持为高电平“1”的判定信号SD，在开关(SW)控制电路120中由CMOS反相器电路构成的两个反相器B21、B22的功耗也小至可以忽视的程度。
《电源备份动作模式》
与此相对，在图1所示的实施方式1的电源供给电路100的测量电路110判定为主电源电压VM的电压电平和辅助电源电压VB的电压电平满足关系VM<VB的情况下，电子装置10被控制为电源备份动作模式。在该情况下，测量电路110将判定信号SD设定为低电平“0”的电源备份动作模式电平。其结果是，开关(SW)控制电路120响应低电平“0”的电源备份动作模式电平的判定信号SD，将供给到开关(SW)电路130的开关控制信号SC设定为电源备份动作模式电平。因此，开关(SW)电路130具有如下功能：响应被设定为电源备份动作模式电平的开关控制信号SC，选择电压较高的辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB，并作为输出电源电压VOUT通过输出端子230供给负载电路300。
即，在该电源备份动作模式时，由于开关(SW)电路130的P沟道第1MOS晶体管M3m被设定为截止状态，因而辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB不能提供测量电路110的比较器1101的动作电流。因此，在电源备份动作模式时，只要主电源(VM)210的主电源电压VM的电压电平没有降低至测量电路110的比较器1101的动作下限电压以下，测量电路110就通过主电源(VM)210的主电源电压VM而动作，并测量电源电压VM<VB的大小关系。因此，在该状态下，测量电路110不会从辅助电源(VB)220消耗动作电流。
另外，在该电源备份动作模式时，开关(SW)电路130的P沟道第2MOS晶体管M3b被设定为导通状态，开关(SW)电路130选择电压较高的辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB，并在输出端子230生成输出电源电压VOUT。因此，开关(SW)控制电路120通过在输出端子230生成的辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB而动作。因此，在电源备份动作模式时，辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB提供负载电路300的动作电力和电源供给电路100的开关(SW)控制电路120的动作电力这两种电力。
测量电路110的比较器1101的非反转输入端子(+)的输入阻抗和反转输入端子(-)的输入阻抗通常是较高的阻抗。因此，在电源备份动作模式时，从主电源(VM)210的主电源电压VM流入比较器1101的非反转输入端子(+)的功耗、和从辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB流入比较器1101的反转输入端子(-)的功耗小至可以忽视的程度。因此，在电源备份动作模式时，流入测量电路110的比较器1101的反转输入端子(-)的、辅助电源(VB)220的电池221的功耗也小至可以忽视的程度。
另外，在电源备份动作模式时，电源电压VM<VB的大小关系被维持为大致固定值，并维持从测量电路110的比较器1101的输出端子生成低电平“0”的判定信号SD。如上所述，电源供给电路100的开关(SW)控制电路120中所包含的两个反相器B21、B22由CMOS反相器电路构成。其结果是，响应被维持为低电平“0”的判定信号SD，在开关(SW)控制电路120中由CMOS反相器电路构成的两个反相器B21、B22的功耗也小至可以忽视的程度。
另外，在主电源(VM)210的主电源电压VM降低并达到接地电位GND的情况下，测量电路110的比较器1101的动作电流停止，因而能够削减测量电路110的比较器1101的功耗。另外，在该情况下，也维持从测量电路110的比较器1101的输出端子生成低电平“0”的判定信号SD。因此，在开关(SW)控制电路120中由CMOS反相器电路构成的两个反相器B21、B22的功耗也小至可以忽视的程度。
另外，在电源备份动作模式时，主电源(VM)210的主电源电压VM的电压恢复，在恢复为电源电压VM≥VB的大小关系时，从测量电路110的比较器1101的输出端子生成的判定信号SD从低电平“0”变化为高电平“1”。其结果是，在开关(SW)电路130中，开关(SW)电路130的P沟道第2MOS晶体管M3b从导通状态变化为截止状态，P沟道第1MOS晶体管M3m从截止状态变化为导通状态。因此，电子装置10的动作模式能够从电源备份动作模式自动切换为通常动作模式。
《测量电路的比较器用的功耗》
在具备在图1～图4中说明的实施方式1的电源供给电路100的电子装置10中，对电源供给电路100的测量电路110的比较器1101的供给电力，无论在通常动作模式还是在电源备份动作模式中，都是依据于供给电源供给电路100的第1输入端子的主电源(VM)210的主电源电压VM的电力。
因此，在具备在图1～图4中说明的实施方式1的电源供给电路100的电子装置10中，能够减轻测量电路110的比较器1101进行动作用的辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB的功耗。
另外，在具备在图1～图4中说明的实施方式1的电源供给电路100的电子装置10中，测量电路110的比较器1101的非反转输入端子(+)的输入阻抗和反转输入端子(-)的输入阻抗通常是较高的阻抗。其结果是，在电源备份动作模式时，从主电源(VM)210的主电源电压VM流入比较器1101的非反转输入端子(+)的功耗、和从辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB流入比较器1101的反转输入端子(-)的功耗小至可以忽视的程度。
《开关控制电路的功耗》
另外，通过具备在图1～图4中说明的实施方式1的电源供给电路100的电子装置10，在电源备份动作模式时，维持从测量电路110的比较器1101的输出端子生成低电平“0”的判定信号SD。其结果是，在开关(SW)控制电路120中由CMOS反相器电路构成的两个反相器B21、B22的功耗也小至可以忽视的程度。
《电子装置的另一种结构》
图5是表示具备实施方式1的电源供给电路100的电子装置10的另一种结构的图。
具备图5所示的实施方式1的电源供给电路100的电子装置10的另一种结构在以下方面与具备图1所示的实施方式1的电源供给电路100的电子装置10的结构不同。
即，在具备图5所示的实施方式1的电源供给电路100的电子装置10中，将从开关(SW)控制电路120供给开关(SW)电路130的开关控制信号SC中第2反相器B22的输出信号，作为负载控制信号LC供给负载电路300。
因此，在具备图5所示的实施方式1的电源供给电路100的电子装置10中，在电源备份动作模式时，通过被设定为低电平“0”的电源备份动作模式电平的判定信号SD，开关(SW)电路130的P沟道第2MOS晶体管M3b被设定为导通状态，P沟道第1MOS晶体管M3m被设定为截止状态。另外，在电源备份动作模式时，响应低电平“0”的负载控制信号LC，在负载电路300中由SRAM构成的存储器310的读出动作及写入动作的存储器存取动作被禁止，仅执行存储器310的数据保存动作。另外，在负载电路300中，响应低电平“0”的负载控制信号LC，微处理器(MCU)330进入低功耗的待机模式，而定时器电路(RTC)320持续预定的定时器动作，因而负载电路300进入待机模式。
因此，通过具备图5所示的实施方式1的电源供给电路100的电子装置10的另一种结构，在负载电路300中能够降低起因于主电源(VM)210的主电源电压VM的电压降的存储器310的存储器存取动作中的错误动作以及微处理器(MCU)330的数据处理中的错误动作的可能性。通过存储器310的数据保存动作的继续执行和定时器电路(RTC)320的动作的继续执行，能够维持主电源(VM)210的主电源电压VM的电压恢复时所需要的最小限度的信息，并且将辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB的功耗维持为最小的状态。因此，能够延长基于辅助电源(VB)220的电池221的电源备份时间。
《测量电路的比较器》
图6是表示图1和图5所示的实施方式1的电源供给电路100中所包含的测量电路110的比较器1101的结构的图。
如图6所示，比较器1101由偏置生成电路1111、差分放大器1112和输出电路1113构成。
偏置生成电路1111包括恒流源I11和N沟道MOS晶体管M16。N沟道MOS晶体管M16的源极与基准电源GND连接，N沟道MOS晶体管M16的栅极和漏极连接。恒流源I11的一端与主电源(VM)210的主电源电压VM连接，恒流源I11的另一端与N沟道MOS晶体管M16的漏极连接。在N沟道MOS晶体管M16的漏极生成的偏置电压成为依赖于恒流源I11的电流值的电压值。
差分放大器1112包括作为负载元件发挥作用的P沟道MOS晶体管M11和M12、作为差分对元件发挥作用的N沟道MOS晶体管M13和M14、作为恒流源发挥作用的N沟道MOS晶体管M15。
作为恒流源的N沟道MOS晶体管M15的源极与基准电源GND连接，栅极被供给在偏置生成电路1111的N沟道MOS晶体管M16的漏极生成的偏置电压，因而在漏极流过对应偏置电压的恒定电流。其结果是，作为恒流源的N沟道MOS晶体管M15的漏极的恒定电流成为作为差分对元件发挥作用的N沟道MOS晶体管M13和M14的动作电流。
作为负载元件的P沟道MOS晶体管M11和M12以电流镜负载的方式而连接。即，P沟道MOS晶体管M11和M12的源极与主电源(VM)210的主电源电压VM连接，P沟道MOS晶体管M11的栅极和漏极被共同连接，P沟道MOS晶体管M11的栅极还与P沟道MOS晶体管M12的栅极连接。
作为差分对元件的N沟道MOS晶体管M13和M14的源极如上所述与作为恒流源的N沟道MOS晶体管M15的漏极共同连接，晶体管M13的栅极作为比较器1101的反转输入端子inn发挥作用，晶体管M14的栅极作为比较器1101的非反转输入端子inp发挥作用。
差分对元件的N沟道MOS晶体管M13和M14的漏极与负载元件的P沟道MOS晶体管M11和M12的漏极连接。更准确地讲，通过一个差分对元件的N沟道MOS晶体管M13的漏极电流，决定电流镜负载的输入侧的P沟道MOS晶体管M11的漏极电流和电流镜负载的输出侧的P沟道MOS晶体管M12的漏极电流。另外，输出电路1113的P沟道MOS晶体管M17的栅极容量，通过另一个差分对元件的N沟道MOS晶体管M14的漏极下拉电流与电流镜负载的输出侧P沟道MOS晶体管M12的漏极上拉电流的差分电流进行驱动。因此，另一个差分对元件的N沟道MOS晶体管M14的漏极和电流镜负载的输出侧P沟道MOS晶体管M12的漏极，作为差分放大器1112的反转输出端子发挥作用。
输出电路1113由P沟道MOS晶体管M17和N沟道MOS晶体管M18构成。P沟道MOS晶体管M17的源极与主电源(VM)210的主电源电压VM连接，栅极与差分放大器1112的反转输出端子连接，漏极与输出电路1113的输出端子outC连接。N沟道MOS晶体管M18的源极与基准电源GND连接，栅极供给在偏置生成电路1111的N沟道MOS晶体管M16的漏极生成的偏置电压，因而在漏极流过恒定电流。其结果是，输出电路1113的输出端子outC的输出容量通过P沟道MOS晶体管M17的漏极上拉电流与N沟道MOS晶体管M18的漏极下拉电流的差分电流进行驱动。
在比较器1101中，假定晶体管M13的栅极的反转输入端子inn的输入电压是比晶体管M14的栅极的非反转输入端子inp的输入电压低的电压的情况。在该情况下，N沟道MOS晶体管M13的漏极电流和电流镜负载的输入侧P沟道MOS晶体管M11的漏极电流和电流镜负载的输出侧P沟道MOS晶体管M12的漏极电流是较小的电流，而N沟道MOS晶体管M14的漏极电流成为较大的电流。其结果是，在进行输出电路1113的P沟道MOS晶体管M17的栅极容量的驱动时，N沟道MOS晶体管M14的漏极下拉电流成为比电流镜负载的输出侧P沟道MOS晶体管M12的漏极上拉电流大的电流。因此，在输出电路1113中，P沟道MOS晶体管M17的漏极上拉电流成为比N沟道MOS晶体管M18的漏极下拉电流大的电流，在输出电路1113的输出端子outC生成高电平的输出电压。
在比较器1101中，假定晶体管M13的栅极的反转输入端子inn的输入电压是比晶体管M14的栅极的非反转输入端子inp的输入电压高的电压的情况。在该情况下，N沟道MOS晶体管M13的漏极电流和电流镜负载的输入侧P沟道MOS晶体管M11的漏极电流和电流镜负载的输出侧P沟道MOS晶体管M12的漏极电流是较大的电流，而N沟道MOS晶体管M14的漏极电流成为较小的电流。其结果是，在进行输出电路1113的P沟道MOS晶体管M17的栅极容量的驱动时，N沟道MOS晶体管M14的漏极下拉电流成为比电流镜负载的输出侧P沟道MOS晶体管M12的漏极上拉电流小的电流。因此，在输出电路1113中，P沟道MOS晶体管M17的漏极上拉电流成为比N沟道MOS晶体管M18的漏极下拉电流小的电流，在输出电路1113的输出端子outC生成低电平的输出电压。
在图6所示的实施方式1的测量电路110的比较器1101中，作为差分放大器1112的差分对元件的N沟道MOS晶体管M13和M14用的负载元件即P沟道MOS晶体管M11和M12，作为以有源负载而动作的电流镜负载进行动作。因此，能够将作为比较器1101的差分放大器的放大增益设定为足够大的值。
《电子装置的动作说明波形图》
图7是用于说明具备在图1～图6中说明的实施方式1的电源供给电路100的电子装置10的动作的波形图。
在图7的上部示出了供给电源供给电路100的第1输入端子的主电源(VM)210的主电源电压VM的电压波形、和供给电源供给电路100的第2输入端子的辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB的电压波形。
在图7的中央部示出了在电源供给电路100的输出端子230生成的输出电源电压VOUT的电压波形。
在图7的下部示出了主电源(VM)210的主电源电压VM的主电源电流Ivm的电流波形、和辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB的辅助电源电流Ivb的电流波形。
在图7的通常动作模式的时刻t0，如图7的上部所示，主电源(VM)210的主电源电压VM是比辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB高的电压，因而如图7的中央部所示，通过开关(SW)电路130选择电压较高的主电源(VM)210的主电源电压VM，并从输出端子230生成输出电源电压VOUT。
另外，在图7的通常动作模式的时刻t0，如图7的下部所示，辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB的辅助电源电流Ivb的电流电平大致为零，而作为主电源电压VM的主电源电流Ivm是流过负载电路300的负载电流IL与测量电路110的消耗电流值Id的合计电流。
图7的时刻t1表示通过主电源(VM)210的主电源电压VM降低至比辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB低的电压电平，电子装置10的动作模式从通常动作模式切换为电源备份动作模式的定时。从图7的时刻t1起，如图7的中央部所示，通过开关(SW)电路130选择电压较高的辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB，并从输出端子230生成输出电源电压VOUT。
另外，从图7的时刻t1起，作为辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB的辅助电源电流Ivb是流过负载电路300的负载电流IL，而作为主电源电压VM的主电源电流Ivm是流过测量电路110的消耗电流值Id。
在图7的时刻t1’，在具备图5所示的实施方式1的电源供给电路100的电子装置10的内部，响应低电平“0”的负载控制信号LC，在负载电路300的存储器310中仅执行数据保存动作，微处理器(MCU)330进入低功耗的待机模式，定时器电路(RTC)320持续进行预定的定时器动作。在该情况下，辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB的辅助电源电流Ivb的电流电平如用虚线表示的电流波形Ivb’所示，被控制为低电流电平的负载电路300的待机模式电流Is。
图7的时刻t2表示通过如图7的上部所示主电源(VM)210的主电源电压VM上升至比辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB高的电压电平，电子装置10的动作模式从电源备份动作模式恢复为通常动作模式的定时。因此，从图7的时刻t2起，如图7的中央部所示，再次通过开关(SW)电路130选择电压较高的主电源(VM)210的主电源电压VM，并从输出端子230生成输出电源电压VOUT。
另外，在各模式的切换时，开关(SW)控制电路120的动作电流是从输出端子230的输出电源电压VOUT供给的，但是开关(SW)控制电路120的动作电流的功率值较小、且发生时间较短，因而在图7中省略图示开关(SW)控制电路120的动作电流。具体地讲，在时刻t1的切换时，从供给到输出端子230的输出电源电压VOUT的主电源(VM)210，供给开关(SW)控制电路120的动作电流，在时刻t2的切换时，从供给到输出端子230的输出电源电压VOUT的辅助电源(VB)220，供给开关(SW)控制电路120的动作电流。
通过该实施方式1，能够延长电源备份动作模式时基于辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB的电源备份时间。其原因在于，在从时刻t1到时刻t2之间的电源备份动作模式状态下，从辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB仅供给负载电路300的负载电流IL，测量电路110的消耗电流值Id是从主电源(VM)210的主电源电压VM供给的。因此，能够将电源备份动作模式状态下的辅助电源(VB)220的功耗限制为最小限度，因而能够延长基于辅助电源(VB)220的电池221的电源备份时间。
另外，在图5所示的实施方式1的电子装置10中，负载电路300进入待机模式，能够将从辅助电源(VB)220供给到负载电路300的负载电流IL控制为负载电路300的待机模式电流Is，因而能够进一步延长基于辅助电源(VB)220的电池221的电源备份时间。
[实施方式2]
图8是表示实施方式2的电源供给电路100的结构的图。
图8所示的实施方式2的电源供给电路100在以下方面与在图1～图7中说明的实施方式1的电源供给电路100不同。
即，在图8所示的实施方式2的电源供给电路100的测量电路110中，追加了被串联连接在主电源(VM)210的主电源电压VM和基准电源GND之间的三个分压电阻器R11、R12、R13。
另外，图8所示的实施方式2的电源供给电路100的开关(SW)控制电路120的第1段的反相器B21具有构成CMOS反相器的P沟道MOS晶体管M21和N沟道MOS晶体管M22。对于该第1段的反相器B21追加了N沟道MOS晶体管M23，其漏极源极电流路径被连接在CMOS反相器的下侧开关元件的N沟道MOS晶体管M22和基准电源GND之间。在该第1段的反相器B21中追加的N沟道MOS晶体管M23的栅极，与测量电路110的分压电阻器R12、R13的共同连接节点连接。
另外，在图8所示的实施方式2的电源供给电路100的开关(SW)控制电路120中，追加了被连接在电源供给电路100的输出端子230的输出电源电压VOUT与第2段的反相器B22的输入端子之间的高阻值的上拉电阻器R21。
另外，图8所示的实施方式2的电源供给电路100的开关(SW)电路130是与在图1～图7中说明的实施方式1的电源供给电路100的开关(SW)电路130完全相同地构成的，但没有详细图示。
因此，在图8所示的实施方式2的电源供给电路100中，与在图1～图7中说明的实施方式1相同地，在主电源(VM)210的主电源电压VM是比辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB高的电压的情况下，通过开关(SW)电路130选择主电源(VM)210的主电源电压VM，并从输出端子230生成输出电源电压VOUT。与此相反，在主电源(VM)210的主电源电压VM是比辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB低的电压的情况下，通过开关(SW)电路130选择辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB，并从输出端子230生成输出电源电压VOUT。
另外，在图8所示的实施方式2的电源供给电路100中，与在图1～图7中说明的实施方式1不同，响应主电源(VM)210的主电源电压VM从比预定的参照电压高的状态变化为比预定的参照电压低的状态，在开关(SW)电路130中追加的N沟道MOS晶体管M23被从导通状态控制为截止状态。这对应于如下情况：响应供给到测量电路110的比较器1101的主电源(VM)210的主电源电压VM从比比较器1101的动作下限电压VMMin高的状态变化为比比较器1101的动作下限电压VMMin低的状态，在开关(SW)电路130中追加的N沟道MOS晶体管M23被从导通状态控制为截止状态。
其结果是，响应主电源电压VM从比动作下限电压VMMin高的状态向比动作下限电压VMMin低的状态的变化，N沟道MOS晶体管M23被从导通状态控制为截止状态，因而开关(SW)控制电路120的第1段的CMOS反相器B21的下侧开关元件的N沟道MOS晶体管M22被控制为强制截止状态。因此，开关(SW)控制电路120的第1段的CMOS反相器B21的输出端子通过电阻器R21被上拉至输出端子230的输出电源电压VOUT。其结果是，通过开关(SW)电路130从主电源(VM)210的主电源电压VM的选择状态切换为辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB的选择状态。
在图8所示的实施方式2的开关(SW)控制电路120中追加的上拉电阻器R21具有如下功能：在第1段的CMOS反相器B21的下侧的N沟道MOS晶体管M22被控制为强制截止状态的情况下，能够将第1段的CMOS反相器B21的输出端子可靠地上拉至输出端子230的输出电源电压VOUT的电压电平。
例如，测量电路110的比较器1101的动作下限电压VMMin是1.4V，对开关(SW)控制电路120的第1段的CMOS反相器B21追加的N沟道MOS晶体管M23的栅极源极间阈值电压是0.7V。
在图8所示的实施方式2中，在测量电路110中，将被串联连接在主电源(VM)210的主电源电压VM和基准电源GND之间的三个分压电阻器R11、R12、R13的电阻值之间设定为R11+R12＝R13的关系。
因此，在主电源(VM)210的主电源电压VM比测量电路110的比较器1101的动作下限电压VMMin即1.4V高的情况下，测量电路110的分压电阻器R12、R13的共同连接节点的电压，成为比N沟道MOS晶体管M23的栅极源极间阈值电压0.7V高的电压。在该情况下，通过测量电路110的分压电阻器R12、R13的共同连接节点的电压，N沟道MOS晶体管M23被控制为导通状态。
与此相对，在主电源(VM)210的主电源电压VM比测量电路110的比较器1101的动作下限电压VMMin即1.4V低的情况下，测量电路110的分压电阻器R12、R13的共同连接节点的电压成为比N沟道MOS晶体管M23的栅极源极间阈值电压0.7V低的电压。在该情况下，通过测量电路110的分压电阻器R12、R13的共同连接节点的电压，N沟道MOS晶体管M23被控制为截止状态。因此，开关(SW)控制电路120的第1段的CMOS反相器B21的下侧开关元件的N沟道MOS晶体管M22被控制为强制截止状态。由此，第1段的CMOS反相器B21的输出端子通过电阻器R21被上拉至输出端子230的输出电源电压VOUT。其结果是，通过开关(SW)电路130从主电源(VM)210的主电源电压VM的选择状态切换为辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB的选择状态。
因此，通过图8所示的实施方式2，在主电源(VM)210的主电源电压VM降低至比比较器1101的动作下限电压VMMin即1.4V低的电压、而且比较器1101对主电源电压VM和辅助电源电压VB的电压比较动作停止时，能够强制设定开关(SW)电路130的选择动作。即，在该强制设定的选择动作中，能够与比较器1101对主电源电压VM和辅助电源电压VB的电压比较动作无关地，通过开关(SW)电路130选择辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB，并从输出端子230生成输出电源电压VOUT。
[实施方式3]
图9是表示实施方式3的电源供给电路100的结构的图。
图9所示的实施方式3的电源供给电路100在以下方面与图1～图7所示的实施方式1及图8所示的实施方式2的电源供给电路100不同。
即，在图9所示的实施方式3的电源供给电路100中，在测量电路110中追加了另一个比较器1102和基准电压生成电路1103，在开关(SW)控制电路120中，对于第1段的反相器B21的输入端子追加连接了二输入与门A21。
在图9所示的实施方式3的电源供给电路100的测量电路110中，电阻器R11的一端和比较器1101的非反转输入端子(+)被供给主电源(VM)210的主电源电压VM，电阻器R11的另一端与另一个比较器1102的非反转输入端子(+)连接。另一个比较器1102的反转输入端子(-)被供给从基准电压生成电路1103生成的基准电压，电阻器R11的另一端及另一个比较器1102的非反转输入端子(+)通过被串联连接的两个电阻器R12、R13与基准电源(GND)连接。
测量电路110的比较器1101的输出端子和另一个比较器1102的输出端子，分别与开关(SW)控制电路120的二输入与门A21的第1输入端子和第2输入端子连接，二输入与门A21的输出端子与第1段的反相器B21的输入端子连接。
由于辅助电源(VB)220的电池221的剩余容量的降低等，通过比较器1101对主电源电压VM与辅助电源电压VB的电压比较动作，测量电源电压VM≥VB的大小关系，开关(SW)电路130选择电压较高的主电源(VM)210的主电源电压VM，并在输出端子230生成输出电源电压VOUT。但是，在该状态下，存在主电源(VM)210的主电源电压VM降低至比比较器1101的动作下限电压VMMin低的电压，导致比较器1101对主电源电压VM与辅助电源电压VB的电压比较动作停止的风险性。
在图9所示的实施方式3的电源供给电路100中，在该状态下，在主电源(VM)210的主电源电压VM降低至比比较器1101的动作下限电压VMMin低的电压以前，执行以下说明的强制设定动作。即，由于主电源(VM)210的主电源电压VM的降低，供给到另一个比较器1102的非反转输入端子(+)的测量电路110的分压电阻器R11、R12的共同连接节点的电压、比从基准电压生成电路1103供给到另一个比较器1102的反转输入端子(-)的基准电压低。因此，由于测量电路110的另一个比较器1102的输出端子的输出电压被设定为低电平，因而开关(SW)控制电路120的二输入与门A21的第2输入端子的输入电压被强制设定为低电平“0”。其结果是，第1段的CMOS反相器B21的输出端子被上拉至生成端子230的输出电源电压VOUT。因此，通过开关(SW)电路130从主电源(VM)210的主电源电压VM的选择状态切换为辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB的选择状态。
例如，测量电路110的比较器1101和另一个比较器1102的动作下限电压VMMin是2.0V，从基准电压生成电路1103生成的基准电压是实质上不能忽视温度依赖性的硅的带隙基准电压即1.2V。因此，在主电源(VM)210的主电源电压VM是动作下限电压即2.0V的情况下，以使在分压电阻器R11的两端产生0.8V的电压降、在两个串联连接的分压电阻器R12、R13产生1.2V的电压降的方式，设定三个分压电阻器R11、R12、R13的阻值。
因此，在主电源(VM)210的主电源电压VM是比动作下限电压VMMin即2.0V高的电压的情况下，供给到另一个比较器1102的非反转输入端子(+)的测量电路110的分压电阻器R11、R12的共同连接节点的电压、成为比从基准电压生成电路1103供给到另一个比较器1102的反转输入端子(-)的基准电压高的电平。因此，测量电路110的另一个比较器1102的输出端子的输出电压被设定为高电平，因而开关(SW)控制电路120的二输入与门A21的第2输入端子的输入电压被设定为高电平“1”。其结果是，根据通过比较器1101对主电源电压VM与辅助电源电压VB的电压比较动作而判定的电源电压VM≥VB的大小关系，决定基于开关(SW)控制电路120的开关(SW)电路130的选择动作。因此，在主电源(VM)210的主电源电压VM是比辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB高的电压的情况下，通过开关(SW)电路130选择主电源(VM)210的主电源电压VM，并从输出端子230生成输出电源电压VOUT。与此相反，在主电源(VM)210的主电源电压VM是比辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB低的电压的情况下，通过开关(SW)电路130选择辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB，并从输出端子230生成输出电源电压VOUT。
但是，在主电源(VM)210的主电源电压VM是比动作下限电压VMMin即2.0V低的电压的情况下，供给到另一个比较器1102的非反转输入端子(+)的测量电路110的分压电阻器R11、R12的共同连接节点的电压、成为比从基准电压生成电路1103供给到另一个比较器1102的反转输入端子(-)的基准电压低的电平。因此，测量电路110的另一个比较器1102的输出端子的输出电压被设定为低电平，因而开关(SW)控制电路120的二输入与门A21的第2输入端子的输入电压被强制设定为低电平“0”。其结果是，基于开关(SW)控制电路120的开关(SW)电路130的选择动作、与比较器1101对主电源电压VM与辅助电源电压VB的电压比较动作无关，通过开关(SW)电路130选择辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB，并从输出端子230生成输出电源电压VOUT。
另外，在图9所示的实施方式3的电源供给电路100中，与图5所示的实施方式1的电源供给电路100相同地，在电源备份动作模式时，响应低电平“0”的负载控制信号LC，负载电路300被控制为低功耗状态。即，在负载电路300中由SRAM构成的存储器310的读出动作及写入动作的存储器存取动作被禁止，仅执行数据保存动作。另外，响应低电平“0”的负载控制信号LC，微处理器(MCU)330进入低功耗的待机模式，而定时器电路(RTC)320持续进行预定的定时器动作。
[实施方式4]
图10是表示实施方式4的电源供给电路100的结构的图。
图10所示的实施方式4的电源供给电路100在以下方面与图9所示的实施方式3的电源供给电路100不同。
即，在图10所示的实施方式4的电源供给电路100中，在测量电路110的比较器1101的输出端子及另一个比较器1102的输出端子、与开关(SW)控制电路120的二输入与门A21的第1输入端子及第2输入端子之间，追加了电平移位电路1104。
即，测量电路110的比较器1101的输出端子与电平移位电路1104的第1输入端子连接，测量电路110的另一个比较器1102的输出端子与电平移位电路1104的第2输入端子连接。另外，开关(SW)控制电路120的二输入与门A21的第1输入端子与电平移位电路1104的第1输出端子连接，开关(SW)控制电路120的二输入与门A21的第2输入端子与电平移位电路1104的第2输出端子连接。
在上述图9所示的实施方式3的电源供给电路100中假定如下的状态：响应作为初期条件的电源电压VM<VB的大小关系，通过开关(SW)电路130选择辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB，并从输出端子230生成输出电源电压VOUT。在该情况下，将在电源供给电路100的输出端子230作为输出电源电压VOUT而输出的电压较高的辅助电源电压VB，作为动作电源电压提供给开关(SW)控制电路120的二输入与门A21。另外，图9所示的实施方式3的电源供给电路100的初期条件是：主电源(VM)210的主电源电压VM是比动作下限电压VMMin即2.0V高的电压。其结果是，供给到另一个比较器1102的非反转输入端子(+)的测量电路110的分压电阻器R11、R12的共同连接节点的电压、成为比从基准电压生成电路1103供给到反转输入端子(-)的基准电压高的电平。因此，从测量电路110的另一个比较器1102的输出端子生成具有主电源电压VM(<VB)的电压电平的高电平的输出信号。
假定图9所示的实施方式3的电源供给电路100的开关(SW)控制电路120中所包含的二输入与门A21的上侧的P沟道MOS晶体管的阈值电压是VthP(负的电压值)。着眼于供给到测量电路110中的比较器1101、1102的主电源(VM)210的主电源电压VM以及作为电源供给电路100的输出端子230的输出电源电压VOUT而供给到开关(SW)控制电路120的辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB、与P沟道MOS晶体管的阈值电压VthP。以使它们之间存在电源电压VM<VB-|VthP|的关系的方式，使主电源(VM)210的主电源电压VM的电源电平降低，由此通过二输入与门A21的电路结构，在二输入与门A21流过不能忽视的电流电平的击穿电流。
与此相对，在图10所示的实施方式4的电源供给电路100中，利用电平移位电路1104来解决上述击穿电流的问题，该电平移位电路1104被追加在测量电路110的比较器1101的输出端子及另一个比较器1102的输出端子、与开关(SW)控制电路120的二输入与门A21的第1输入端子及第2输入端子之间。
即，在图10所示的实施方式4的电源供给电路100中追加的电平移位电路1104具有如下功能：将具有从比较器1101、1102的输出端子生成的主电源电压VM(<VB)的电压电平的高电平的输出信号、转换为具有明确的高电平的电平移位输出信号。利用该图10的电平移位电路1104实现的明确的高电平，被设定为作为供给到开关(SW)控制电路120的二输入与门A21的、电源供给电路100的输出端子230的输出电源电压VOUT而输出的电压较高的辅助电源电压VB的电压电平。其结果是，如图10所示，主电源(VM)210的主电源电压VM和输出端子230的输出电源电压VOUT分别作为动作电源电压提供给电平移位电路1104的输入电路和输出电路。
《电平移位电路的信号传递电路》
图11是表示图10所示的实施方式4的电平移位电路1104的第1输入端子及第2输入端子与第1输出端子及第2输出端子之间的信号传递电路的结构的图。
如图11所示，电平移位电路1104的信号传递电路由输入段CMOS反相器B31和中间段CMOS电平上升电路B32和输出段CMOS反相器B33构成。
输入段CMOS反相器B31连接在主电源(VM)210的主电源电压VM和基准电源(GND)之间，将电平移位电路1104的第1输入端子及第2输入端子的输入信号inL供给到输入段CMOS反相器B31的输入端子。
中间段CMOS电平上升电路B32由作为上侧元件的P沟道MOS晶体管M31和M32、及作为下侧元件的N沟道MOS晶体管M33和M34构成。电源供给电路100的输出端子230的输出电源电压VOUT与作为上侧元件的P沟道MOS晶体管M31、M32的源极连接，基准电源(GND)与作为下侧元件的N沟道MOS晶体管M33、M34的源极连接。在中间段CMOS电平上升电路B32中，P沟道MOS晶体管M31的漏极与N沟道MOS晶体管M33的漏极连接，P沟道MOS晶体管M32的漏极与N沟道MOS晶体管M34的漏极连接。P沟道MOS晶体管M31、M32的栅极和漏极以所谓交叉耦合的形式进行连接，以便使作为上侧元件的P沟道MOS晶体管M31、M32构成数据锁存型负载。
将输入段CMOS反相器B31的输出信号供给到下侧元件的N沟道MOS晶体管M33的栅极，将输入段CMOS反相器B31的输入端子的输入信号inL供给到下侧元件的N沟道MOS晶体管M34的栅极。
中间段CMOS电平上升电路B32的P沟道MOS晶体管M32的漏极与N沟道MOS晶体管M34的漏极的共同连接节点，作为中间段CMOS电平上升电路B32的输出端子发挥作用。
将中间段CMOS电平上升电路B32的输出端子的输出信号供给到输出段CMOS反相器B33的输入端子，从输出段CMOS反相器B33的输出端子生成具有上述明确的高电平的电平移位输出信号。
在图11所示的电平移位电路1104的输入端子的输入信号inL是低电平的情况下，输入段CMOS反相器B31的输出信号成为高电平，因而在中间段CMOS电平上升电路B32中，N沟道MOS晶体管M33成为导通状态，N沟道MOS晶体管M34成为截止状态。因此，中间段CMOS电平上升电路B32的P沟道MOS晶体管M31成为截止状态，P沟道MOS晶体管M32成为导通状态。其结果是，中间段CMOS电平上升电路B32的P沟道MOS晶体管M32与N沟道MOS晶体管M34的共同漏极连接节点的输出端子，成为具有输出端子230的输出电源电压VOUT的电压电平的高电平。因此，响应中间段CMOS电平上升电路B32的高电平的输出信号，从输出段CMOS反相器B33的输出端子outL生成具有基准电源(GND)的电压电平的低电平的电平移位输出信号。
在图11所示的电平移位电路1104的输入端子的输入信号inL是高电平的情况下，输入段CMOS反相器B31的输出信号成为低电平，因而在中间段CMOS电平上升电路B32中，N沟道MOS晶体管M33成为截止状态，N沟道MOS晶体管M34成为导通状态。因此，中间段CMOS电平上升电路B32的P沟道MOS晶体管M31成为导通状态，P沟道MOS晶体管M32成为截止状态。其结果是，中间段CMOS电平上升电路B32的P沟道MOS晶体管M32与N沟道MOS晶体管M34的共同漏极连接节点的输出端子，成为具有基准电源(GND)的电压电平的低电平。因此，响应中间段CMOS电平上升电路B32的低电平的输出信号，从输出段CMOS反相器B33的输出端子outL生成具有输出端子230的输出电源电压VOUT的电压电平的明确的高电平的电平移位输出信号。
通过以上说明的图10和图11所示的实施方式4的电源供给电路100，能够降低开关(SW)控制电路120中所包含的二输入与门A21的击穿电流和无用的功耗。
[实施方式5]
图12是表示实施方式5的电源供给电路100的结构的图。
图12所示的实施方式5的电源供给电路100是将图8所示的实施方式2的电源供给电路100和图9所示的实施方式3的电源供给电路100进行组合，并且在开关(SW)控制电路120的二输入与门A21与基准电源(GND)之间追加了N沟道MOS晶体管M24而得到的。
因此，在图12所示的实施方式5的电源供给电路100中，与图8所示的实施方式2的电源供给电路100相同地，在主电源(VM)210的主电源电压VM降低至比比较器1101的动作下限电压VMMin低的电压、而且比较器1101的电压比较动作停止时，能够进行开关(SW)电路130的选择动作的强制设定。即，在该强制设定的选择动作中，能够与比较器1101对主电源电压VM和辅助电源电压VB的电压比较动作无关地，通过开关(SW)电路130选择辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB，并从输出端子230生成输出电源电压VOUT。
另外，在图12所示的实施方式5的电源供给电路100中，在如上所述由于主电源(VM)210的主电源电压VM的电源电平的降低，而从测量电路110的比较器1101和另一个比较器1102双方生成了具有主电源电压VM(<VB)的电压电平的输出信号的情况下，能够消除二输入与门A21的击穿电流流过的情况。即，如果主电源(VM)210的主电源电压VM比比较器1101、1102的动作下限电压VMMin低，则通过测量电路的分压电阻器R12、R13的共同连接节点的电压，将N沟道MOS晶体管M23、M24控制为截止状态。因此，能够通过在二输入与门A21与基准电源(GND)之间连接的N沟道MOS晶体管M24的截止状态，消除二输入与门A21的击穿电流流过的情况。另外，通过N沟道MOS晶体管M23的截止状态，将开关(SW)控制电路120的第1段的CMOS反相器B21的下侧开关元件的N沟道MOS晶体管M22控制为强制截止状态。因此，开关(SW)控制电路120的第1段的CMOS反相器B21的上侧开关元件的P沟道MOS晶体管M21被控制为强制导通状态，第1段的CMOS反相器B21的输出端子被上拉至输出端子230的输出电源电压VOUT。其结果是，能够通过开关(SW)电路130从主电源(VM)210的主电源电压VM的选择状态切换为辅助电源(VB)220的辅助电源电压VB的选择状态。
[实施方式6]
图13是表示实施方式6的电源供给电路100的结构的图。
图13所示的实施方式6的电源供给电路100在以下方面与图12所示的实施方式5的电源供给电路100不同。
即，在图13所示的实施方式6的电源供给电路100中，追加了图10所示的实施方式4的电平移位电路1104。
因此，在图13所示的实施方式6的电源供给电路100中，在主电源(VM)210的主电源电压VM下降的情况下，能够通过与二输入与门A21连接的N沟道MOS晶体管M24的截止状态和基于电平移位电路1104的电平转换功能，消除二输入与门A21的击穿电流。
[实施方式7]
图14是表示实施方式7的电源供给电路100的结构的图。
图14所示的实施方式7的电源供给电路100在以下方面与图1所示的实施方式1的电源供给电路100不同。
即，在图14所示的实施方式7的电源供给电路100中，追加了图10所示的实施方式4的电平移位电路1104。
因此，在图14所示的实施方式7的电源供给电路100中，在主电源(VM)210的主电源电压VM下降的情况下，能够通过与开关(SW)控制电路120的第1段CMOS反相器B21连接的电平移位电路1104的电平转换功能，消除第1段CMOS反相器B21的击穿电流。
以上，通过各种实施方式具体说明了由本发明者完成的发明，但本发明不限于此，当然能够在不脱离其宗旨的范围内进行各种变更。
例如，与图14所示的实施方式7相同地，在具备图5所示的实施方式1的电源供给电路100的电子装置10的另一种结构中，也能够在测量电路110的比较器1101的输出端子与开关(SW)控制电路120的第1反相器B21的输入端子之间追加电平移位电路1104。
另外，在具备图8所示的实施方式2的电源供给电路100的电子装置10的结构中，也能够在测量电路110的比较器1101的输出端子与开关(SW)控制电路120的第1反相器B21的输入端子之间追加电平移位电路1104。
另外，构成开关(SW)电路130的开关元件M3m、M3b不限于MOS晶体管，也能够使用绝缘栅极双向晶体管(IGBT)、SCR(SiliconControlled Rectifier：可控硅整流器)或被称为晶闸管的控制整流元件。
另外，将测量电路110和开关(SW)控制电路120和开关(SW)电路130进行集成得到的电源供给电路100，不限于半导体集成电路的单片半导体芯片。例如，也能够构成为将构成开关(SW)电路130的开关元件M3m、M3b的大功率半导体芯片、以及对测量电路110和开关(SW)控制电路120进行集成得到的CMOS半导体集成电路的半导体芯片塑封在一个树脂塑封封装体中的混合型半导体集成电路。该混合型的半导体器件在半导体业界被称为***封装(SIP：System InPackage)或者多芯片模块(MCM：Multi-Chip Module)。
另外，构成为负载电路300的半导体集成电路不限于将存储器310和定时器电路320和微处理器(MCU)330进行集成得到的半导体芯片。例如，作为负载电路300的半导体集成电路当然也能够应用于将动态图像处理用处理器等具有大规模逻辑功能的IP核进行集成得到的半导体芯片。

Claims (20)

1.一种半导体集成电路，包括电源供给电路，该电源供给电路具有第1输入端子、第2输入端子和输出端子，其中，
来自主电源的主电源电压能够供给到所述第1输入端子，来自辅助电源的辅助电源电压能够供给到所述第2输入端子，从所述输出端子生成的输出电源电压能够供给到负载，
所述电源供给电路具备测量电路、开关控制电路和开关电路，
所述开关电路包括：第1开关元件，连接于所述第1输入端子与所述输出端子之间；以及第2开关元件，连接于所述第2输入端子与所述输出端子之间，
所述测量电路通过供给到所述第1输入端子的所述主电源电压而动作，将供给到所述第1输入端子的所述主电源电压和供给到所述第2输入端子的所述辅助电源电压进行比较，
所述开关控制电路响应所述测量电路的判定信号，控制所述开关电路的所述第1开关元件和所述第2开关元件，
在供给到所述第1输入端子的所述主电源电压是比供给到所述第2输入端子的所述辅助电源电压高的电压的情况下，响应所述测量电路的判定信号，所述开关电路的所述第1开关元件和所述第2开关元件分别被控制为导通状态和截止状态，
在供给到所述第1输入端子的所述主电源电压是比供给到所述第2输入端子的所述辅助电源电压低的电压的情况下，响应所述测量电路的判定信号，所述开关电路的所述第1开关元件和所述第2开关元件分别被控制为截止状态和导通状态。
2.根据权利要求1所述的半导体集成电路，其中，
所述测量电路包括比较器，该比较器通过供给到所述第1输入端子的所述主电源电压而动作，将供给到所述第1输入端子的所述主电源电压和供给到所述第2输入端子的所述辅助电源电压进行比较，
所述测量电路的所述判定信号是从所述比较器的输出端子生成的。
3.根据权利要求2所述的半导体集成电路，其中，
所述开关电路的连接于所述第1输入端子与所述输出端子之间的所述第1开关元件采用防止从所述输出端子向所述第1输入端子的逆流的结构，
所述开关电路的连接于所述第2输入端子与所述输出端子之间的所述第2开关元件采用防止从所述输出端子向所述第2输入端子的逆流的结构。
4.根据权利要求3所述的半导体集成电路，其中，
所述开关电路的所述第1开关元件和所述第2开关元件分别包括第1MOS晶体管和第2MOS晶体管，
防止从所述输出端子向所述第1输入端子的逆流的所述结构以及防止从所述输出端子向所述第2输入端子的逆流的所述结构，分别包括所述第1MOS晶体管的漏极与基板之间的寄生二极管、和所述第2MOS晶体管的漏极与基板之间的寄生二极管。
5.根据权利要求4所述的半导体集成电路，其中，
被供给从所述电源供给电路的所述输出端子生成的所述输出电源电压的所述负载包括内核电路，
在供给到所述第1输入端子的所述主电源电压是比供给到所述第2输入端子的所述辅助电源电压低的电压的情况下，通过响应所述测量电路的判定信号而从所述电源供给电路供给到所述负载的负载控制信号，将所述内核电路控制为低功耗模式。
6.根据权利要求2所述的半导体集成电路，其中，
所述开关控制电路包括：第1反相器，输入端子被供给所述测量电路的判定信号；以及第2反相器，输入端子被供给所述第1反相器的输出信号，
所述开关电路的所述第1开关元件的所述第1MOS晶体管和所述第2开关元件的所述第2MOS晶体管是P沟道MOS晶体管，
所述开关电路的所述第1MOS晶体管的栅极和所述第2MOS晶体管的栅极分别通过所述开关控制电路的所述第1反相器的所述输出信号和所述第2反相器的所述输出信号而驱动。
7.根据权利要求6所述的半导体集成电路，其中，
响应供给到所述第1输入端子的所述主电源电压降低至比所述比较器的动作下限电压低的电压的情况，所述开关控制电路将所述开关电路的所述第1开关元件和所述第2开关元件分别控制为截止状态和导通状态。
8.根据权利要求7所述的半导体集成电路，其中，
所述开关控制电路还包括N沟道控制MOS晶体管，该N沟道控制MOS晶体管的漏极源极电流路径连接于所述第1反相器和基准电位之间，
响应供给到所述第1输入端子的所述主电源电压降低至比所述比较器的所述动作下限电压低的电压的情况，所述N沟道控制MOS晶体管被控制为截止状态，所述开关电路的所述第1开关元件和所述第2开关元件分别被控制为截止状态和导通状态。
9.根据权利要求7所述的半导体集成电路，其中，
所述测量电路还包括另一个比较器，该另一个比较器通过供给到所述第1输入端子的所述主电源电压而动作，并检测供给到所述第1输入端子的所述主电源电压降低至比所述比较器的动作下限电压低的电压的情况，
所述开关控制电路还包括具有第1输入端子、第2输入端子和输出端子的二输入与门，
所述测量电路的所述比较器的输出信号和所述另一个比较器的输出信号，分别供给到所述开关控制电路的所述二输入与门的所述第1输入端子和所述第2输入端子，
所述开关控制电路的所述二输入与门的所述输出端子与所述第1反相器的所述输入端子连接。
10.根据权利要求9所述的半导体集成电路，其中，
所述电源供给电路还包括连接于所述测量电路和所述开关控制电路之间的电平移位电路，
将供给到所述电源供给电路的所述第1输入端子的所述主电源电压和从所述电源供给电路的所述输出端子生成的所述输出电源电压，作为电源电压供给到所述电平移位电路，
将所述测量电路的所述比较器的所述输出信号和所述另一个比较器的所述输出信号，分别供给到所述电平移位电路的第1输入端子和第2输入端子，
所述电平移位电路的第1输出端子和第2输出端子分别与所述开关控制电路的所述二输入与门的所述第1输入端子和所述第2输入端子连接，
所述电平移位电路具有如下功能：将分别供给到所述电平移位电路的所述第1输入端子和所述第2输入端子的高电平的输入信号，转换为在所述电平移位电路的所述第1输出端子和所述第2输出端子分别生成的高电平的电平移位输出信号，
分别供给到所述电平移位电路的所述第1输入端子和所述第2输入端子的高电平的所述输入信号具有供给到所述第1输入端子的所述主电源电压的电压电平，
在所述电平移位电路的所述第1输出端子和所述第2输出端子分别生成的高电平的所述电平移位输出信号具有从所述电源供给电路的所述输出端子生成的所述输出电源电压的电压电平。
11.根据权利要求9所述的半导体集成电路，其中，
所述测量电路还包括：分压电路，生成供给到所述第1输入端子的所述主电源电压的分压电压；以及基准电压生成电路，生成预定的比较基准电压，
所述另一个比较器通过将由所述分压电路生成的所述分压电压与由所述基准电压生成电路生成的所述预定的比较基准电压进行比较，检测供给到所述第1输入端子的所述主电源电压降低至比所述比较器的所述动作下限电压低的电压的情况。
12.根据权利要求6所述的半导体集成电路，其中，
所述电源供给电路还包括连接于所述测量电路和所述开关控制电路之间的电平移位电路，
将供给到所述电源供给电路的所述第1输入端子的所述主电源电压和从所述电源供给电路的所述输出端子生成的所述输出电源电压，供给到所述电平移位电路，
将所述测量电路的所述比较器的所述输出信号供给到所述电平移位电路的第1输入端子，
所述电平移位电路的第1输出端子与所述开关控制电路的所述第1反相器的所述输入端子连接，
所述电平移位电路具有如下功能：将供给到所述电平移位电路的所述第1输入端子的高电平的输入信号，转换为在所述电平移位电路的所述第1输出端子生成的高电平的电平移位输出信号，
供给到所述电平移位电路的所述第1输入端子的高电平的所述输入信号，具有供给到所述第1输入端子的所述主电源电压的电压电平，
在所述电平移位电路的所述第1输出端子生成的高电平的所述电平移位输出信号，具有从所述电源供给电路的所述输出端子生成的所述输出电源电压的电压电平。
13.根据权利要求1～12中任意一项所述的半导体集成电路，其中，
所述负载是包括内核电路的半导体集成电路，
包括所述电源供给电路的所述半导体集成电路和所述负载的包括所述内核电路的半导体集成电路是相同的半导体芯片。
14.根据权利要求1～12中任意一项所述的半导体集成电路，其中，
所述负载是包括内核电路的半导体集成电路，
包括所述电源供给电路的所述半导体集成电路和所述负载的包括所述内核电路的半导体集成电路分别是不同的半导体芯片。
15.一种半导体集成电路的动作方法，该半导体集成电路包括具有第1输入端子、第2输入端子和输出端子的电源供给电路，其中，
来自主电源的主电源电压能够供给到所述第1输入端子，来自辅助电源的辅助电源电压能够供给到所述第2输入端子，从所述输出端子生成的输出电源电压能够供给负载，
所述电源供给电路具备测量电路、开关控制电路和开关电路，
所述开关电路包括：第1开关元件，连接于所述第1输入端子与所述输出端子之间；第2开关元件，连接于所述第2输入端子与所述输出端子之间，
所述测量电路通过供给到所述第1输入端子的所述主电源电压而动作，将供给到所述第1输入端子的所述主电源电压和供给到所述第2输入端子的所述辅助电源电压进行比较，
所述开关控制电路响应所述测量电路的判定信号，控制所述开关电路的所述第1开关元件和所述第2开关元件，
在供给到所述第1输入端子的所述主电源电压是比供给到所述第2输入端子的所述辅助电源电压高的电压的情况下，响应所述测量电路的判定信号，所述开关电路的所述第1开关元件和所述第2开关元件分别被控制为导通状态和截止状态，
在供给到所述第1输入端子的所述主电源电压是比供给到所述第2输入端子的所述辅助电源电压低的电压的情况下，响应所述测量电路的判定信号，所述开关电路的所述第1开关元件和所述第2开关元件分别被控制为截止状态和导通状态。
16.根据权利要求15所述的半导体集成电路的动作方法，其中，
所述测量电路包括比较器，该比较器通过供给到所述第1输入端子的所述主电源电压而动作，将供给到所述第1输入端子的所述主电源电压和供给到所述第2输入端子的所述辅助电源电压进行比较，
所述测量电路的所述判定信号是从所述比较器的输出端子生成的。
17.根据权利要求16所述的半导体集成电路的动作方法，其中，
所述开关电路的连接于所述第1输入端子与所述输出端子之间的所述第1开关元件采用防止从所述输出端子向所述第1输入端子的逆流的结构，
所述开关电路的连接于所述第2输入端子与所述输出端子之间的所述第2开关元件采用防止从所述输出端子向所述第2输入端子的逆流的结构。
18.根据权利要求17所述的半导体集成电路的动作方法，其中，
所述开关电路的所述第1开关元件和所述第2开关元件分别包括第1MOS晶体管和第2MOS晶体管，
防止从所述输出端子向所述第1输入端子的逆流的所述结构以及防止从所述输出端子向所述第2输入端子的逆流的所述结构，分别包括所述第1MOS晶体管的漏极与基板之间的寄生二极管、和所述第2MOS晶体管的漏极与基板之间的寄生二极管。
19.根据权利要求18所述的半导体集成电路的动作方法，其中，
被供给从所述电源供给电路的所述输出端子生成的所述输出电源电压的所述负载包括内核电路，
在供给到所述第1输入端子的所述主电源电压是比供给到所述第2输入端子的所述辅助电源电压低的电压的情况下，通过响应所述测量电路的判定信号而从所述电源供给电路供给到所述负载的负载控制信号，将所述内核电路控制为低功耗模式。
20.根据权利要求16所述的半导体集成电路的动作方法，其中，
所述开关控制电路包括：第1反相器，输入端子被供给所述测量电路的判定信号；以及第2反相器，输入端子被供给所述第1反相器的输出信号，
所述开关电路的所述第1开关元件的所述第1MOS晶体管和所述第2开关元件的所述第2MOS晶体管是P沟道MOS晶体管，
所述开关电路的所述第1MOS晶体管的栅极和所述第2MOS晶体管的栅极，分别通过所述开关控制电路的所述第1反相器的所述输出信号和所述第2反相器的所述输出信号而驱动。
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JP (1) JP6169892B2 (zh)
CN (1) CN104184308B (zh)
TW (1) TWI635693B (zh)

Cited By (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104796117A (zh) * 2015-04-20 2015-07-22 成都岷创科技有限公司 输出级电源选择电路
CN105739590A (zh) * 2014-12-29 2016-07-06 德克萨斯仪器股份有限公司 用于在多电源域芯片中在低功率模式期间降低低阈值晶体管的栅极泄露的方法和设备
CN108983940A (zh) * 2018-03-19 2018-12-11 山东超越数控电子股份有限公司 一种双控存储掉电保护***
CN109341411A (zh) * 2018-09-20 2019-02-15 中北大学 一种触发电路
CN110071571A (zh) * 2019-04-12 2019-07-30 无锡龙翼智能科技有限公司 一种双路直流电源供电的驱动电路
CN110148999A (zh) * 2019-06-25 2019-08-20 深圳市聚芯影像有限公司 一种usb和电池双电源供电***的自适应切换开关
CN112636586A (zh) * 2020-11-12 2021-04-09 北京无线电测量研究所 一种n型开关管电源转换电路
CN112713642A (zh) * 2019-10-24 2021-04-27 成都鼎桥通信技术有限公司 一种电源检测切换控制电路
CN113131600A (zh) * 2021-04-16 2021-07-16 深圳市康冠商用科技有限公司 一种电源控制***、电器设备及电器设备控制方法
CN113126734A (zh) * 2021-04-14 2021-07-16 武汉瑞纳捷半导体有限公司 一种单总线芯片的电源电路
CN113285439A (zh) * 2021-07-22 2021-08-20 深之蓝(天津)水下智能科技有限公司 防打火电路、供电装置和机器人
CN113994582A (zh) * 2019-06-20 2022-01-28 株式会社村田制作所 用于dc-dc转换器的电力转变电路
TWI765651B (zh) * 2020-10-24 2022-05-21 新加坡商聯發科技（新加坡）私人有限公司 壓降減少電路及其操作方法

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102276185B1 (ko) * 2014-12-29 2021-07-13 엘지디스플레이 주식회사 데이터 구동부와 이를 이용한 표시장치
CN106300628A (zh) * 2015-05-13 2017-01-04 中兴通讯股份有限公司 一种实现切换的方法和装置
CN104967209B (zh) * 2015-06-15 2018-03-13 吉林省安亿家集团有限公司 一种热计量产品供电***
US10090674B2 (en) * 2015-09-21 2018-10-02 Silicon Laboratories Inc. Maximum supply voltage selection
US10355477B2 (en) * 2015-10-30 2019-07-16 Silicon Laboratories Inc. Digital signal transfer between multiple voltage domains
US10469085B2 (en) * 2016-04-25 2019-11-05 Microchip Technology Incorporated Seamless switching control for low power battery backup system
CN106100332A (zh) * 2016-06-12 2016-11-09 合肥华耀电子工业有限公司 一种自适应开关电源均流电路
CN107769550A (zh) * 2016-08-19 2018-03-06 北京计算机技术及应用研究所 一种双路冗余并联式同步开关升降压dc‑dc电源
US10381821B2 (en) * 2016-09-26 2019-08-13 Infineon Technologies Ag Power switch device
US10317968B2 (en) * 2017-03-28 2019-06-11 Qualcomm Incorporated Power multiplexing with an active load
US10304500B2 (en) * 2017-06-29 2019-05-28 Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. Power switch control for dual power supply
GB2562552B (en) * 2017-11-30 2019-06-12 Tclarke Contracting Ltd Switching panel
KR102627594B1 (ko) * 2018-09-18 2024-01-22 삼성전자주식회사 복수의 입력 전압에 기초하여 전압을 출력하는 전자 회로
US11157066B2 (en) * 2018-12-13 2021-10-26 Qualcomm Incorporated Floorplan independent and cross-current-free distributed power switch
CN112019203B (zh) * 2019-05-28 2024-03-01 中芯国际集成电路制造(上海)有限公司 一种电平转换电路
TWI692175B (zh) * 2019-06-27 2020-04-21 宏碁股份有限公司 電源控制電路與電源控制方法
TWI714467B (zh) * 2020-03-02 2020-12-21 盛群半導體股份有限公司 電壓監控裝置以及其電壓偵測電路
US11594879B2 (en) * 2020-07-10 2023-02-28 Infineon Technologies Austria Ag Multi-power supply monitoring, operation, and control
CN115085358A (zh) * 2022-06-29 2022-09-20 蛙野科技有限公司 电源并机控制电路、方法及装置

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4617473A (en) * 1984-01-03 1986-10-14 Intersil, Inc. CMOS backup power switching circuit
US4730121A (en) * 1987-03-11 1988-03-08 Dallas Semiconductor Corporation Power controller for circuits with battery backup
US5886561A (en) * 1996-11-18 1999-03-23 Waferscale Integration, Inc. Backup battery switch
CN102684292A (zh) * 2011-03-09 2012-09-19 精工电子有限公司 电源切换电路

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05276688A (ja) 1992-03-24 1993-10-22 Sanyo Electric Co Ltd ２次電池の負荷回路
JPH11252825A (ja) 1998-02-25 1999-09-17 Clarion Co Ltd 車載用電源供給システム
TWI323083B (en) * 2007-01-31 2010-04-01 Au Optronics Corp Power switching circuit
US8352835B2 (en) * 2009-06-10 2013-01-08 International Business Machines Corporation Data verification using checksum sidefile

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4617473A (en) * 1984-01-03 1986-10-14 Intersil, Inc. CMOS backup power switching circuit
US4730121A (en) * 1987-03-11 1988-03-08 Dallas Semiconductor Corporation Power controller for circuits with battery backup
US4730121B1 (en) * 1987-03-11 1998-09-15 Dallas Semiconductor Power controller for circuits with battery backup
US5886561A (en) * 1996-11-18 1999-03-23 Waferscale Integration, Inc. Backup battery switch
CN102684292A (zh) * 2011-03-09 2012-09-19 精工电子有限公司 电源切换电路

Cited By (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105739590A (zh) * 2014-12-29 2016-07-06 德克萨斯仪器股份有限公司 用于在多电源域芯片中在低功率模式期间降低低阈值晶体管的栅极泄露的方法和设备
CN104796117A (zh) * 2015-04-20 2015-07-22 成都岷创科技有限公司 输出级电源选择电路
CN108983940B (zh) * 2018-03-19 2021-06-01 超越科技股份有限公司 一种双控存储掉电保护***
CN108983940A (zh) * 2018-03-19 2018-12-11 山东超越数控电子股份有限公司 一种双控存储掉电保护***
CN109341411A (zh) * 2018-09-20 2019-02-15 中北大学 一种触发电路
CN110071571A (zh) * 2019-04-12 2019-07-30 无锡龙翼智能科技有限公司 一种双路直流电源供电的驱动电路
CN113994582A (zh) * 2019-06-20 2022-01-28 株式会社村田制作所 用于dc-dc转换器的电力转变电路
CN110148999A (zh) * 2019-06-25 2019-08-20 深圳市聚芯影像有限公司 一种usb和电池双电源供电***的自适应切换开关
CN112713642A (zh) * 2019-10-24 2021-04-27 成都鼎桥通信技术有限公司 一种电源检测切换控制电路
CN112713642B (zh) * 2019-10-24 2023-02-17 成都鼎桥通信技术有限公司 一种电源检测切换控制电路
TWI765651B (zh) * 2020-10-24 2022-05-21 新加坡商聯發科技（新加坡）私人有限公司 壓降減少電路及其操作方法
CN112636586A (zh) * 2020-11-12 2021-04-09 北京无线电测量研究所 一种n型开关管电源转换电路
CN113126734A (zh) * 2021-04-14 2021-07-16 武汉瑞纳捷半导体有限公司 一种单总线芯片的电源电路
CN113131600A (zh) * 2021-04-16 2021-07-16 深圳市康冠商用科技有限公司 一种电源控制***、电器设备及电器设备控制方法
CN113131600B (zh) * 2021-04-16 2024-01-09 深圳市康冠商用科技有限公司 一种电源控制***、电器设备及电器设备控制方法
CN113285439A (zh) * 2021-07-22 2021-08-20 深之蓝(天津)水下智能科技有限公司 防打火电路、供电装置和机器人

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Publication number Publication date
US9252750B2 (en) 2016-02-02
JP2014230350A (ja) 2014-12-08
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