CN101233467B - 带有可切换估计器的dc-dc转换器 - Google Patents

Abstract

提供了一种DC-DC转换器，其具有用于执行精确控制信号估计的第一估计器单元(RAE、RLPF、RHPF)以及用于执行快速控制信号估计的第二估计器单元(FEU、ΔVEU)。此外，提供了切换单元(SU)，其用于在实质恒定的控制信号条件下，切换到第一估计器单元(RAE、RLPF、RHPF)的输出，以及用于在变化的控制信号条件下，切换到第二估计器单元(FEU、ΔVEU)的输出，以提供对所需控制信号的估计。

Description

带有可切换估计器的DC-DC转换器

技术领域

本发明涉及一种DC-DC转换器，用于转换DC电压的方法，以及带有DC-DC转换器的装置，具体的，一种移动装置。 

背景技术

典型的，用于将DC电压转换为DC电压的转换器测量电感器电流和输出/电容器电压，并将这些测量值用作控制器的输入以进行DC-DC转换。由于希望响应状态中产生的误差，除了所测量的当前状态外，还需要了解状态中的误差，也应该了解所需状态，所需状态可以包括所需电感器电流以及所需电容器/输出电压。典型的，输出电压对应于要控制的状态变量，并且典型的，其值是已知的。然而，难于获得所需电感器电流。根据DC-DC转换器的具体类型，电感器电流和其他***参数之间的关系可以不同。然而，电感器电流总是依赖于负载电流。如果该负载电流是未知的，可以将其视为来自***外部的干扰。 

代替确定具体的负载电流，还可以确定电路中的其他电流或电压，以便间接确定所需电感器电流，或是直接确定电感器电流的误差。例如，在所谓的降压(buck)转换器中，电感器电流的误差对应于电容器电流，并且可以直接确定。 

通过测量负载电流，可以确定负载电流。然而，为了测量电流，典型的，电阻器与负载串联布置。如果使用相对大的电阻，那么能够进行精确测量，但是另一方面，这将导致瞬时的较大功率耗散和较大电压降。相反，较小的电阻器比较难于精确测量电流，并且需要非常灵敏和精确的运算放大器。此外，如果负载电流要通过测量来确定，那么由于电感器电流的误差是所测量的实际电感器电流和负载电流的 函数，所以电感器电流和负载电流的这些电流测量需要相匹配。 

可选的，负载电流在一些控制***中不进行测量，而是可以通过控制环进行补偿。对于负载电流出现在控制环中的情况，该情形称之为负载电流的估计。换言之，这种用于外部干扰的估计器可以称之为干扰估计器。 

图1示出了根据现有技术的完整的转换器***的方框图。转换器包括开关转换器单元SCU、带有所需估计器单元REU的估计器单元EU、以及控制器CU。开关转换器SCU包括三个输入，即输入电压V_in、负载电流I_load和占空因数d。应注意的是，这三个输入中，只有占空因数d可以通过控制器CU控制。其他两个输入由其他的外部元件确定。开关转换器SCU的输出是电感器电流i_L和电容器电压V_C。这两个输出可以被测量，并且构成了输出信号。电感器电流i_L和电容器电压V_C输入到估计器单元EU。此外，电容器电压V_C转发到求和单元SUM，在此，从电容器电压V_C中减去基准电压V_ref，以确定电容器电压的误差ev_c。在估计器单元EU中，确定电感器电流的误差EIE。除了电容器电压的误差ev_c和电感器电流的误差EIE，还有所需电容器电压V_cref、所需电感器电流i_LREF、输入电压V_in以及其他一些可能的参数可以构成控制器CU的输入。控制器CU输出占空因数d作为输出信号。估计器EU可以接收电感器电流i_L、电容器电压V_C 和占空因数作为输入信号。估计器单元EU的输出构成所需电感器电流RIE和电感器电流的误差EIE。因此，由于在估计器中处理了所需电感器电流与负载电流的关系，控制器CU不必知道负载电流。 

在Orosco等人的论文″Discrete sliding mode control for DC/DCconverters″，Power Electronics Congres，2000 CIEP 2000，VII IEEEInternational，15-19 Oct.2000，Pages 231-236中，示出了一种DC-DC转换器，其中，通过对所测量的电感器电流进行高通滤波，获得电感器电流的误差估计。 

发明内容

本发明的目的在于提供一种DC-DC转换器，其提供了改善的控制信号估计。

因此，DC-DC转换器包括用于执行精确控制信号估计的第一估计器单元以及用于执行快速控制信号估计的第二估计器单元。此外，提供了切换单元，其用于在几乎或实质恒定的控制信号条件下，切换到第一估计器单元的输出，以及用于在实质变化的控制信号条件下，切换到第二估计器单元的输出，以提供对所需控制信号的估计。 

因此，控制信号的估计通过对于根据当前信号条件的具体估计而言为最佳的估计器来执行。因此，在实质恒定的控制信号条件下，使用精确但是慢的估计器，而在实质变化的控制信号条件下，使用快速但是不那么精确的估计器。 

根据本发明的一方面，DC-DC转换器包括连接到负载的电感器和输出电容器。这里，第一估计器单元通过测量电感器电流的低频部分，为负载估计所需电感器电流，其中所需电感器电流构成控制信号。第二估计器通过测量输出电容器上电压的变化，为负载估计所需电感器电流。因此，根据当前信号条件，该DC-DC转换器可以精确或是快速的估计所需电感器电流。 

根据本发明的另一方面，第二估计器单元接收输出电容器的电压以及最近周期开始和结束时的电感器电流，并且根据从所测量的电感器电流中减去电容器电流，输出对所需电感器电流的估计。通过将输出电容器上的电压变化与输出电容的值相乘，并将相乘的结果除以时间周期，来确定电容器电流。因此，通过简单的乘法和除法步骤就可以估计所需电感器电流。 

根据本发明的另一方面，第二估计器单元接收输出电容器的电压以及电感器电流，并且根据从所测量的电感器电流中减去电容器电流，输出对所需电感器电流的估计。将输出电容器电压的导数与输出电容的值相乘，以确定电容器电流。 

根据本发明的一方面，第二估计器单元接收输出电容器的电压和占空因数，并且输出对所需电感器电流的估计。通过从所测量的电感器电流与一减去占空因数的相乘结果中，减去电容器电流，来执行估计。减法结果除以一减去占空因数的低通滤波的结果。通过将输出电 容器上电压的变化与输出电容的值相乘，并将其除以时间周期，来确定电容器电流。 

根据本发明的另一方面，第二估计器单元接收输出电容器的电压和输出电感器电流以及占空因数。第二估计器单元输出对所需电感器电流的估计。通过从所测量的电感器电流与一减去占空因数的相乘结果中，减去电容器电流，来执行估计。减法结果除以一减去占空因数的低通滤波的结果。将输出电容器电压的导数与输出电容的值相乘，以确定电容器电流。 

本发明还涉及用于DC-DC转换的方法。指向精确控制信号估计和快速控制信号估计。在实质恒定的控制信号条件下，切换到精确控制信号估计的输出，以及在实质变化的控制信号条件下，切换到快速控制信号估计的输出，以提供对所需控制信号的估计。 

本发明还涉及，带有DC-DC转换器的移动装置，该转换器包括用于执行精确控制信号估计的第一估计器以及用于指向快速控制信号估计的第二估计器口此外，提供了切换单元，其用于在几乎或实质恒定的控制信号条件下，切换到第一估计器的输出，以及用于在实质变化的控制信号条件下，切换到第二估计器的输出，以提供对所需控制信号的估计。 

本发明涉及这样的设计，其提供了将两种估计原理结合到单个估计器中的切换估计器。精确估计器慢但是精确，使得其构成了用于恒定负载条件的好解决办法，而快速估计器快但是不是非常精确。因此，对于恒定电流负载的恒定条件，使用精确估计，而在负载变化之后的变化条件下，使用快速估计器。因此，区分不同的负载条件。在恒定负载条件下，电容器电压是常量，而负载条件的重要变化将导致电容器电压的变化。因此，电容器电压用于区分负载条件。如果电容器电压的变量小，那么负载条件是恒定的，并且可以使用精确估计器。如果电容器电压Vc的变量超出了预定的限制，那么负载条件是变化的，并且将需要快速估计器。 

现在参考附图，更为详细的描述本发明的实施例及其优点。 

附图说明

图1示出了根据现有技术的完整的转换器***的方框图； 

图2示出了根据第一实施例的切换估计器的方框图； 

图3示出了根据第二实施例的DC转换器的方框图； 

图4示出了根据第三实施例的DC转换器的方框图； 

图5示出了根据第四实施例的切换估计器的方框图； 

图6示出了根据第五实施例的切换估计器的方框图； 

图7示出了根据第六实施例的切换估计器的方框图； 

图8示出了根据第七实施例的切换估计器的方框图； 

图9示出了根据本发明第八实施例的负载电流估计器的方框图： 

图10示出了根据第九实施例的负载电流估计器的方框图； 

图11示出了根据图3转换器的估计负载电流和输出电压响应的图； 

图12示出了估计负载电流、电感器电流和电容器电压的响应图； 

图13示出了根据第十实施例的转换器***的方框图； 

图14示出了稳定状态下作为时间函数的测量电容器电压误差的图； 

图15示出了稳定状态条件下所测量的电容器电压误差和电感器电流的图； 

图16示出了测量的电容器电压误差和电感器电流的图； 

图17示出了测量的电容器电压误差和电感器电流的图； 

图18示出了根据第十一实施例的切换误差估计器的方框图。 

具体实施方式

本发明的第一实施例涉及含有切换估计器的DC-DC转换器。切换估计器能够根据DC-DC转换器的负载条件，在精确估计器和快速估计器之间切换。 

通过第一估计器，即精确估计器，可以执行对所需电感器电流的估计，其中应用平均化以达到精确估计。然而，该精确估计器对变化的响应慢。通过使用所测量的电感器电流的低频部分来执行估计，即使用低通滤波估计器。在稳定状态中，数个周期的电感器电流的平均值对应于针对当前负载电流平均值的所需电感器电流。换句话说，这两个电流的低频分量彼此对应。因此，可以使用电感器电流的低频部分估计所需电感器电流。然而，由于低通滤波特性，尽管精确并且对噪声不敏感，但是该估计器较慢。 

根据第二估计器，其被称为快速估计器，为了响应负载的任意变化，使用最近的数据。该估计器快速，但是不精确。对于当前的负载电流，为了执行所需电感器电流的估计，该估计器使用所测量的电容器电压和电感器电流，因此，其还可以被称为Δ电容器电压Δv_C估计器。如果测量了电容器电压V_c的任意变化，并且已知输出电容，那么就可以计算电容器电流。因此，可以看到，提供给负载的电流多大程度上源自所切换的电感器电流本身。如果这两个电流相等，那么电容器电流将为零。如果已知提供给负载的电流的误差，那么就可以计算当前电感器电流和所需电感器电流之间的差异。这可以通过在稳定状态下利用负载电流和电感器电流之间的关系来执行，所述关系依赖于转换器的类型和输入与输出电压比。对于降压(busk)转换器的情况，在稳定状态下，平均电感器电流等于平均负载电流。尽管Δ电压估计器可以非常快速地响应变化，但是同精确估计器相比，特别是在几乎不变的条件下，其对于干扰噪声也是非常敏感的，并且因而精确度较低。 

图2示出了根据第一实施例的切换估计器的示意图。该切换估计器SEU可以用于根据图1的转换器***中，其中根据图2的切换估计器替换了估计器EU。切换估计器包括可重置的精确估计器RAE、快速估计器FEU、振幅检测器ADU以及用于在可重置的精确估计器RAE和快速估计器FEU之间切换的切换单元SU。根据DC转换器的具体类型，这两个估计器使用不同的输入信号。根据切换单元SU的 状态，将估计器之一的输出用作输出信号，即所需电感器电流估计RIE。切换单元SU连接到振幅检测器单元ADU，并且因而作为电容器电压Vc变化的函数而受控。在d/dt模块ddt中，确定电容器电压Vc的导数。根据该导数，振幅检测器ADU单元确定电容器电压的变化是否足够大，以便切换到快速估计器FEU，因为该估计器应该在负载变化期间和变化之后使用。可重置精确估计器RAE可以被重置，并且可以以新的初始重置值RESV来启动。可以将快速估计器FEU中最新的估计(构成负载变化后最优的可利用估计)用作重置值RESV。 

图3示出了根据第二实施例的DC转换器的方框图。这里，描述的是降压转换器，其中在稳定状态期间，由于负载电流和电感器电流相等，因此二者之间的关系非常简单。因此，所需电感器电流等于负载电流，并且所需电感器电流估计可以称作负载电流估计。该转换器包括转换器CVU、具有负载估计器单元LEU的估计器单元EU、以及占空因数控制器DCC。估计器单元接收电感器电流i_L和电容器电压Vc作为输入，并输出负载电流估计IE和电感器电流估计误差EIE。因此，占空因数控制器DCC用于控制整个降压转换器。占空因数控制器DCC的输出对应于转换器CVU的占空因数。因此，占空因数控制器DCC的输出构成转换器CVU的输入信号。 

图4示出了根据第三实施例的DC转换器的方框图。该转换器包括转换器CVU、估计器单元EU、电流模式控制器CMC以及内部电流控制环CCLU。这里，线性电流模式控制器CMC用于控制降压转换器。电流模式控制器CMC的输出构成应流过电感器的所需电流。因此，需要单独的内部电流控制环CCLU。内部电流控制环CCLU的输出构成有关电感器电流的信息，并且输出到估计器单元EU。 

在可选的实施例中，可以实现升压转换器替换降压转换器，其对应于图1中所示的一般转换器***。 

图5示出了根据第四实施例的切换估计器DSLEU的图。这里，快速估计器FEU实现为离散时间实现方式，其使用在最近周期的起始和结束时所测量的电容电压Vc和电感器电流i_L，以便估计负载电流。换句话说，实现了Δ电容器电压估计器。 

如果精确测量了一个周期中电容器电压v_C的变化，并且输出电容C是已知的，那么根据(1)，通过将电压变化与电容值C相乘，并将其除以周期T，可以计算该周期中的平均电容器电流。 

$\stackrel{\_}{i_C}\left[k\right]=\frac{C}{T}\·\left(v_C\right[k]-v_C[k-1\left]\right)\→\stackrel{\_}{i_C}\left(z\right)=\frac{C}{T}\·\frac{(z-1)}{z}\·v_C\left(z\right)---\left(1\right)$

在(1)中，右侧表示左侧离散时间表达式的z域等效。还测量电感器电流i_L，使得还可以通过获得最近周期起始和结束时的电感器电流的平均值，计算一个周期中的平均电感器电流，如(2)中所示。 

$\stackrel{\_}{i_L}\left[k\right]=\frac{1}{2}\left(i_L\right[k]+i_L[k-1\left]\right)\→\stackrel{\_}{i_L}\left(z\right)=\frac{z+1}{2z}\·i_L\left(z\right)---\left(2\right)$

由于负载电流i_load等于电感器电流减去电容器电流，所以可以通过从(1)减去(2)的结果，按照(3)来计算最近周期中的平均负载电流。 

$\stackrel{\‾}{i_{\mathrm{load}}}\left[k\right]=\stackrel{\_}{i_L}\left[k\right]-\stackrel{\_}{i_C}\left[k\right]---\left(3\right)$

负载电流i_load的估计对应于对最近周期所计算的平均值。 

因此，图5示出了Δv_c估计器的方框图，其实现了等式(1)、(2)和(3)，并且构成了整个切换估计器的一部分。该估计器包括与根据图2的可重置精确估计器RAE相对应的可重置低通滤波器RLPF。通过离散时间Δv_c估计器，实现快速估计器单元FEU。 

图6示出了根据第五实施例的切换估计器CSLEU1的方框图。这里，快速估计器实现为连续时间实现方式，其构成与根据图5的负载估计器相比是等价的实现方式。这里，使用所测量的电容器电压Vc和电感器电流i_L来估计负载电流i_Load。因此，该估计器还可以被称为Δ电容器电压估计器。在这种连续时间的情况下，通过将从d/dt模块ddt获得的电容器电压v_C的导数与C的电容值相乘，计算电容器电流。在求和单元SUM中，通过从所测量的电感器电流i_L中减去该电容器电流ic，得到负载电流i_load，其构成Δv_C估计器的负载电流估计。通过可重置低通滤波器RLPF实现可重置精确估计器。根据振幅检测单元 ADU的输出，切换单元SU决定切换到可重置低通滤波器RLPF(精确估计器)的输出，或是切换到构成了快速估计器输出的求和单元SUM的输出。 

图7示出了根据第六实施例的切换估计器的方框图。在图7中，针对根据图5的转换器的离散时间实现，示出了可重置的低通滤波估计器RLPF的详细实现方式。这里，更为详细的示出了低通滤波器RLPF。具体的，低通滤波器RLPF包括低通滤波器单元RLPF1-RLPF3。低通滤波器RLPF的截止频率应不高于降压转换器的LC滤波器的谐振频率。此外，由于估计器可以变得非常慢，所以低通滤波器RLPF的带宽不应选的小。通过选择低通滤波器RLPF作为一阶IIR滤波器，等式(4)给出了在时钟周期k的所估计的负载电流I_load-est[k]： 

$i_{\mathrm{load}-\mathrm{est}}\left[k\right]=(1-e^{\frac{T}{4\sqrt{L\·C}}})\·i_L\left[k\right]+e^{\frac{T}{4\sqrt{L\·C}}}\·i_{\mathrm{load}-\mathrm{est}}[k-1]---\left(4\right)$

这里，选择LPF截止频率为1/4的LC谐振频率。 

为了具有重置估计器的能力，从开关SU后的位置提供反馈环RLPF2、RLPF3。由于低通滤波器估计是基于无限冲击响应的，所以估计将取决于两个以上的先前周期。因此，如果先前的变化之后条件恒定，并且估计器中的开关单元SU从Δ电容器电压估计切换到低通滤波器估计，那么可能需要附加的测量(需要额外的动作/电路)。由于来自低通滤波器估计的任意先前值都不再相关，因此需要重置低通滤波器估计。如果进行了从Δ电容器电压估计器到低通滤波估计器的切换，那么来自Δ电容器电压估计器的最近值可以用作低通滤波估计器的初始值。由于使用开关SU之后的值作为反馈信息，因此在恰当的时刻自动实现反馈，并且使用最相关的信息用于低通滤波估计器。 

图8示出了根据第七实施例的切换估计器的方框图。具体的，示出了用于升压转换器的切换估计器DSLEU2的实施例，其中精确估计器实现为可以被设置的可重置低通滤波估计器RLPF，并且，其中快速估计器实现为Δ电容器电压估计器。应注意的是，由于占空因数也用作估计器的输入信号，因此对于升压转换器，作为快速估计器的Δ 电容器电压估计器的实现方式不同于降压转换器中的实现方式。为了计算先前周期中的平均电容器电流i_c，可以使用一个周期中的电容器电压变化Δv_C。这可以通过将平均电容器电流i_c与电容C相乘，并将其除以周期T来进行。 

通过在乘法单元MU1中，将电感器电流i_L(流过开关的电流)与一减去占空因数1-d(周期时间中该电流流动的部分)相乘，计算在最近周期中流过同步开关到输出的平均电流。通过从平均开关电流中，即乘法单元MU1的输出，减去由C/T模块CT获得的平均电容器电流ic，得到平均负载电流IE，即最近周期中的负载电流估计。现在，如果已知负载和所需电感器电流之间的关系，那么就可以确定所需电感器电流i_L。对于稳定状态，由于此时负载电流等于电感器电流乘以1-d，所以通过占空因数d给出该关系。如果通过使用低通滤波器LPF，在足够大的时间量上取1-d的平均值，那么得到平均值1-D，且该平均值差不多等于稳定状态的1-d。因此，在乘法单元MU2中，将负载电流估计IE与1/(1-D)相乘，以获得快速估计器的所需电感器电流估计。 

现在，更为详细的描述状态反馈的原理：反馈控制的思想在于使***的控制输入响应***的当前条件。为了最优的控制，需要已知***状态变量所描述的完整的***状态。在状态反馈控制下，每个控制器输出都是所有状态变量误差的函数。状态变量的误差与***的当前状态变量和所需状态变量之间的差异有关。 

在降压转换器的情况下，仅存在一个可控制的输入，即占空因数d，因此控制器具有一个输出。降压转换器的状态包括两个状态变量，电感器电流i_L和电容器电压v_C，因此状态反馈控制器将具有针对两个状态变量误差的两个输入。 

线性状态反馈控制器的输出是状态变量所有误差的线性组合。因而，降压转换器控制器包括两个增益，一个是针对电感器电流的误差，一个是针对电容器电压的误差。误差的线性组合给出了所需半桥电压。通过将该所需半桥电压除以转换器输入电压，得到控制器输出，即占空因数。 

包含降压转换器和线性状态反馈控制器的***是二阶***，其具有两个状态变量和两个反馈增益。通过选择恰当的增益，***的极点可以置于所需位置上。 

如果控制器是在数字域实现的，那么AD转换器用于测量电感器电流和电容器电压。 

状态反馈控制所需的状态变量误差构成当前状态变量与所需状态变量值的偏差。对于降压转换器，测量电感器电流和电容器电压这两个状态变量。电容器电压的所需值是降压转换器的所需输出电压，其当然是已知的。所需平均电感器电流等于负载电流，因为只有这样输出电压才保持恒定，这是由于进入输出电容器的平均电流等于零。标准的测量电流的方法是，***与负载串联的电阻器。这样的缺点在于，当为了能够精确测量而选择相对大的电阻时，电阻器上有相当大的耗散，并且瞬时的电压降较大。另一方面，在小电阻的情况下，难于精确测量电阻器上的电压降。相反，根据本发明的估计器不会存在这些缺点中的任一个。 

可以基于可利用的信息，估计负载电流，从而取代测量负载电流。然后，从所测量的电感器电流中减去该估计的负载电流，以获得电感器电流的估计误差，需要其作为状态反馈控制器的输入。 

图9示出了根据本发明第八实施例的负载电流估计器的方框图。这里，实现了低通滤波负载电流估计器CPFEU，其使用所测量的电感器电流的低频部分。稳定状态下多个周期的电感器电流平均值等于负载电流的平均值。因此，两个电流的低频内容应是相同的。现在将电感器电流的低频部分用作负载电流的估计。 

由于稳定性的原因，LPF的截止频率不应选择的太高，并且一定不应高于转换器中LC的谐振频率。另一方面，LPF的带宽不应太小，因为这将使估计器非常慢。通过选择LPF作为一阶IIR滤波器，可以获得好的结果，得到如(4)中给出的时钟周期k的估计负载电流i_load-est[k]。 

选择LPF的截止频率为LC谐振频率的1/4。 

图10示出了根据第九实施例的负载电流估计器的方框图。这里， 示出了实现方程式(2-4)的Δ电容器电压估计器ΔVEU。Δ电容器电压(Δv_C)估计器ΔVEU使用所测量的最近周期的开始和结束处的电容器电压和电感器电流，以估计负载电流。如果精确测量了一个周期中电感器电压v_c的变化，并且输出电容C是已知的，那么如上参考等式(1)所述，可以通过将电压变化与电容值C相乘，并将其除以周期T，来计算该周期的平均电容器电流。 

测量电感器电流i_L，使得通过如等式(2)中所示获得最近周期开始和结束时的电感器电流的平均值，从而也可以计算一个周期中的平均电感器电流。由于负载电流i_load等于电感器电流减去电容器电流，因此如等式(3)中所示，通过从等式(1)中减去等式(2)的结果，可以计算最近周期的平均负载电流。此时，负载电流i_load的估计为针对最近周期所计算的平均值。 

图11示出了根据图3转换器的估计负载电流和输出电压响应的曲线图。首先分析在0时刻对1个单位的负载电流阶跃的阶跃响应。这里，在上面的图中示出了负载电流估计器的响应，在下面的图中示出了降压转换器输出电压的响应。实线表示Δv_C估计器的响应，可以看到，在1个周期内负载电流的估计就正确了。在所选择的控制器增益下，在5个周期内，输出电压误差几乎返回为零。虚线给出了LPF估计器的响应，并且可以直接看到，对于该估计器，其需要更多的时间达到正确估计的负载电流。因此，对于整个状态反馈***，需要更长的时间将输出电压误差再次校正为零。显而易见，为了使***快速响应负载的变化，Δv_C估计器是最好的解决方案。 

图12示出了所估计的负载电流i_Load es t、电感器电流i_L以及电容器电压Vc的响应图。其次分析考虑估计器和***对所测量的状态变量的变化和噪声的灵敏度。由于在控制器中使用了AD转换器，所以在所测量的信号中总是存在量化噪声。特别是所测量的电容器电压中的噪声可以具有重要的影响。为了快速响应，Δv_C估计器对电压的变化是灵敏的，但是这使其对噪声也是灵敏的。对于大的Δv_C，由于量化导致的相对误差较小，但是对于零附近的Δv_C，相对误差较大。如下的计算表明了其不应被忽视。 

假设负载是常量，并且电容器的电压在所需值附近波动较小。由于使用AD转换器测量电容器电压，因此输出可以在两个量化级之间转换。在5mV的量化步长、10μF的输出电容器和0.8μs(1.25MHz)的周期时间的情况下，根据单个电压的量化步幅，负载电流估计的步幅将为10μF/0.8μs*5mV＝12.5*5m＝62.5mA。因此，当电容器电压在临界处变化但是导致5mV的一个量化步幅时，控制器将试图将电感器电流改变巨大的62.5mA，来对此进行响应。在图12中可以看到上述的不利影响，其中给出了在0时刻电压量化步幅为1的情况下，带有闭环控制的估计负载电流、电感器电流和电容器电压的响应。实线给出了在使用Δv_C估计器情况下的响应。清楚的是，由于电压量化步幅，在上面的图中，一个周期中所估计的负载电流是不同的。在中间的图中可以看到，控制器通过试图使电感器电流等于所估计的负载电流来进行响应。在下面的图中，示出了对电容器电压的影响。 

虚线示出了如果使用LPF估计器的响应，并且，清楚的是，该估计器不依赖于电压量化步幅。LPF估计器仅取决于所测量的电感器电流，并且在该估计的条件为恒定时，精确度至少可以与所测量的电感器电流本身一样高。这使得在恒定的条件下，LPF估计器是最好的解决方案。 

如上所示，带有LPF的估计器慢，但是精确，因而对于恒定负载条件是理想的，而Δv_C估计器快，但是对噪声非常灵敏。为了获得既快又精确的估计器，需要将两种类型结合起来：对于恒定负载电流的恒定条件，使用LPF估计器。在负载改变后的变化条件期间，使用Δv_C 估计器。为了使之变为可能，必须区分负载条件。在恒定负载条件下，电容器电压是常量，而负载条件的重大变化总是在电容器电压上有显著的变化。因此，可以用电容器电压来区分负载条件；当Δv_C小的时候，负载条件是恒定的，使用LPF估计器。当Δv_C超出了某个限制，条件是变化的，将使用Δv_C估计器。 

Δv_C估计仅取决于来自最近2个周期的测量数据，因此当条件变化时，可以直接使用。由于其无限冲击响应，LPF估计取决于过去两个以上的周期。因此，当条件在变化之后又是恒定的，并且估计器从 Δv_C估计切换回LPF估计时，需要进行额外的测量。需要重置过去对LPF估计的影响，因为这在新的恒定条件下不再相关。这可以通过使用Δv_C估计器中的最后值作为LPF估计器的初始值来实现。 

图13示出了根据第十实施例的转换器***的方框图。该转换器包括转换器CVU、估计器EU、控制器以及基准输入ICU。将积分器加入到控制器中，以补偿***中各种类型的偏移和延迟。 

图14示出了在稳定状态条件下，作为时间函数的测量电容器电压误差的图。测量是在原型板上进行的。主要引起注意的是稳定状态期间电容器电压的波动和负载阶跃(loadstep)响应。 

在Matlab Simulink中对包括降压转换器和测量电路的完整***进行建模，以仿真该***。用于占空因数发生器的时钟频率是160MHz。这给出了用于占空因数的可能步幅160MHz/1.25MHz＝128。用于电感器电流和电容器电压测量的量化步长分别是12.5mA和3.125mV。在使用6位AD转换器的情况下，这给出了0.8A和0.2V的测量范围。估计器和控制器也以VHDL编写。于是该VHDL代码可以编程到FPGA原型板中，其也包含降压转换器和带有AD转换器的测量电路。 

当着眼于电容器电压的波动时，可以区别不同的来源。首先，由于每个周期中电容器部分充放电，转换器的开关动作产生波动，这里称之为开关波动。其次，由于其有限的分辨率，控制器加入波动，这里称之为控制波动。两种类型的波动共同给出了在电容器电压上所看到的波动。开关波动取决于***的特征，对于给定的降压转换器，在3V的输入电压、1.5V的基准电压以及忽略电容器ESR的情况下，可以计算其峰峰值在2.7mV左右以及RMS在1mV左右。 

图15示出了稳定状态条件下，所测量的电容器电压误差VC和电感器电流i_L的图。这里，以较小的时间尺度示出了稳定状态的电容器电压误差和电感器电流。对于不同的输入电压3V、4V和2V，共进行了3次测量。清楚的是，由于不同的输入电压，电感器电流是不同的。在50Ω的负载给出30mA的负载电流的稳定状态条件下，示出了电容器电压误差的测量结果。总的RMS波动电压仅是1.8mV。总的峰峰 值波动电压为10mV左右。通过观察每个开关周期的一个采样，确定RMS控制波动电压为1.4mV。 

图16示出了所测量的电容器电压误差UC和电感器电流iL的图，并且图17示出了所测量的电容器电压误差和电感器电流的图。为了测量负载阶跃响应，以5kHz导通和关断6欧姆的负载。在1.5V的输出电压下，这意味着负载电流的阶跃为250mA。在图16和图17中，对于3V和2V的输入电压，分别示出了负的和正的负载阶跃的响应。可以看到的是，控制器的响应非常快。对于给定的250mA的负载电流阶跃，电容器电压的下降或上升仅在40mV左右。此外，可以在4μs或5个开关周期内，非常快的调整电容器电压返回至基准电压。除了根据图17的正的负载电流阶跃外，对于所示的两个输入电压的情况，响应是相同的。这里2V输入电压和1.5V电容器电压之间小的差异限制了电感器电流增加的速率，因此，稍稍增加了电压降。 

图18示出了根据第十一实施例的切换误差估计器的方框图。这里，示出了用于降压转换器的连续时间切换误差估计器SEEU。切换误差估计器单元SEEU接收电感器电流和电容器电压V_C，并且输出电感器电流i_L的误差估计。切换误差估计器单元SEEU包括可重置高通滤波器单元RHPF、d/dt模块ddt以及振幅检测单元ADU。替换上述实施例中所使用的低通滤波器，根据第十一实施例的切换误差估计器SEEU使用可重置高通滤波器RHPF，用于接收电感器电流i_L并输出误差估计HPFE。因此，可重置高通滤波器RHPF构成精确估计器。由d/dt模块ddt接收电容器电压V_C，并获得电容器电压的导数，并将其与电容值C相乘。其输出dee构成所需电感器电流的误差估计。 

如上面实施例中所述，振幅检测器ADU用于在可重置高通滤波器RHPF的输出和乘法单元C的输出之间切换。 

与上述实施例不同，根据第十一实施例的切换误差估计器单元SEEU不估计所需电感器电流，而是估计所需电感器电流的误差，因此，控制器可以直接使用该估计。如在其他的上述实施例中，当精度控制重要时，在恒定条件下使用第一估计器，而当快速响应重要时，在变化条件下使用第二估计器。第一估计器即RHPF中的精度控制是 可能的，因为所测量的电感器电流i_L用作输入。通过使用电容器电压V_C的变化，快速响应是可能的。 

根据基于第十一实施例的本发明其他实施例，还可以提供用于离散时间情形的估计器。 

此外，或是可选的，如果可以正确测量电容器电流，那么快速响应估计器也可以使用该电容器电流作为输入信号。 

因此，可以用两种不同方法的结合来非常精确而且非常快的估计负载电流：对电感器电流进行低通滤波，以及测量输出电容器上的电压变化。相对于通过串联电阻的传统电流测量，这种方法的优点在于，没有引入额外的耗散，而且不需要高灵敏度的运算放大器(opamp)。这提供了应用已知接近最佳的高精度控制算法(例如状态反馈算法)的装置。对带有负载电流估计器的该状态反馈算法的原型实现的测量，证实了该控制器的阶跃响应小于5个开关周期，并且可以获得高精度的最终输出电压。 

上述DC-DC转换器可以实现为DC-DC降压和升压转换器，具体的，例如蜂窝电话、MP3或媒体播放器所使用的电池应用。可选的，上述的转换器还可以包括负载点(POL)DC-DC转换器或是更高功率应用的VRA。 

应注意的是，上述实施例的描述而不是限制本发明，本领域的技术人员在不脱离所附权利要求的范围的情况下，能够设计很多可选的实施例。权利要求中，处于括号中的任何参考符号都不应解释为对权利要求的限制。“包括”一词不排出权利要求中所列之外的元件或步骤的存在。元件的单数形式不排除多个这样元件的存在。在列举了若干个装置的设备权利要求中，这些装置中的一些可以通过同一硬件而实现。特定措施在彼此不同的从属权利要求描述的事实，不表示这些措施的组合不能有利地使用。 

此外，权利要求中的任意参考符号不可解释为对权利要求范围的限制。 

Claims (9)

1.一种DC-DC转换器，包括：

与负载相连接的电感器(L)和输出电容器(C)，

第一估计器单元，用于执行精确控制信号估计，

第二估计器单元，用于执行快速控制信号估计，和

切换单元(SU)，用于在实质恒定的控制信号条件下，切换到第一估计器单元的输出，以及用于在实质变化的控制信号条件下，切换到第二估计器单元的输出，以提供对所需电感器电流的估计；

其中第一估计器单元适于通过测量电感器电流的低频部分，针对负载估计所需电感器电流，

其中第二估计器单元适于通过测量输出电容器上的电压变化，针对负载估计所需电感器电流，其中通过将输出电容器(C)上的电压变化(ΔV_c)与输出电容器(C)的电容值相乘，并将其除以时间周期，来确定电容器电流(i_c)，并且基于从所测量的电感器电流(i_L)减去电容器电流(i_c)来获得所需电感器电流的估计。

2.根据权利要求1中所述的DC-DC转换器，其中

第一估计器单元包括可重置的低通滤波器(LPF)。

3.根据权利要求1中所述的DC-DC转换器，其中第二估计器单元接收输出电容器的电压(V_c)以及电感器电流(i_L)，并且基于从所测量的电感器电流(i_L)减去电容器电流(i_c)，输出对所需电感器电流的估计，其中将输出电容器电压的导数与输出电容器(C)的电容值相乘，以确定电容器电流(i_c)。

4.根据权利要求1中所述的DC-DC转换器，其中第二估计器单元接收输出电容器(C)的电压(V_c)以及占空因数(d)，并且输出对所需电感器电流的估计，

其中通过从所测量的电感器电流与一减去占空因数(d)相乘的结果中，减去电容器电流(i_c)，并且将减法结果除以一减去占空因数(d)的低通滤波的结果，来执行估计，其中通过将输出电容器(C)上的电压变化(ΔV_c)与输出电容器(C)的电容值相乘，并将其结果除以时间周期(t)，来确定电容器电流(i_c)。

5.根据权利要求1中所述的DC-DC转换器，其中第二估计器单元接收输出电容器的电压和输入电感器电流以及占空因数，并且输出对所需电感器电流的估计，

其中通过从所测量的电感器电流与一减去占空因数(d)相乘的结果中，减去电容器电流(i_c)，并且将减法结果除以一减去占空因数(d)的低通滤波的结果，来执行估计，其中将输出电容器电压(V_c)的导数与输出电容器(C)的电容值相乘，以确定电容器电流(i_c)。

6.根据权利要求1中所述的DC-DC转换器，

其中第一估计器单元适于通过测量电感器电流的高频部分，针对负载估计所需电感器电流的误差，

其中第二估计器单元适于通过测量输出电容器上的电压变化，针对负载估计所需电感器电流的误差。

7.根据权利要求6中所述的DC-DC转换器，其中

第一估计器单元包括可重置的高通滤波器(HPF)。

8.一种用于DC-DC转换的方法，包括如下步骤：

执行精确控制信号估计，

执行快速控制信号估计，和

在实质恒定的控制信号条件下，切换到精确控制信号估计的输出，以及在实质变化的控制信号条件下，切换到快速控制信号估计的输出，以提供对所需电感器电流的估计；

其中所述精确控制信号估计适于通过测量电感器电流的低频部分，针对负载估计所需电感器电流，

其中所述快速控制信号估计适于通过测量输出电容器上的电压变化，针对负载估计所需电感器电流，其中通过将输出电容器上的电压变化与输出电容器的电容值相乘，并将其除以时间周期，来确定电容器电流，并且基于从所测量的电感器电流减去所述电容器电流来获得所需电感器电流的估计。

9.一种移动装置，包括：

DC-DC转换器，其具有：

与负载相连接的电感器(L)和输出电容器(C)，

第一估计器单元，用于执行精确控制信号估计，

第二估计器单元，用于执行快速控制信号估计，以及

切换单元(SU)，用于在实质恒定的控制信号条件下，切换到第一估计器单元的输出，以及用于在实质变化的控制信号条件下，切换到第二估计器单元的输出，以提供对所需电感器电流的估计；

其中第一估计器单元适于通过测量电感器电流的低频部分，针对负载估计所需电感器电流，

其中第二估计器单元适于通过测量输出电容器上的电压变化，针对负载估计所需电感器电流，其中通过将输出电容器(C)上的电压变化与输出电容器(C)的电容值相乘，并将其除以时间周期，来确定电容器电流，并且基于从所测量的电感器电流减去电容器电流来获得所需电感器电流的估计。

Images