JP5251594B2 - 電源制御装置、電源制御方法および電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、コイル電流を帰還することに応じて出力電圧を制御する電源制御装置、電源制御方法および電子機器に関するものである。

図６は、従来より一般的に知られているピーク電流制御型のＤＣ−ＤＣコンバータとして、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ１００の回路ブロック図を例示したものである。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１００では、主スイッチであるトランジスタＱ１と同期スイッチであるトランジスタＱ２とが、発振器１０１で定められる一定の周波数を単位として交互に導通する。トランジスタＱ１の導通によりチョークコイルＬ１に流れる電流は時間と共に所定の傾きで増加し、その後、トランジスタＱ１に代えてトランジスタＱ２が導通することにより所定の傾きで減少する。

Ｉ−Ｖ変換回路１０３は、トランジスタＱ１を介してチョークコイルＬ１に流れる電流を検出してチョークコイルＬ１に流れるピーク電流を電圧値に変換する。一方、増幅器１０５は、出力電圧ｖ_ＯＵＴを検出し、基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧を増幅する。比較器１０７では、Ｉ−Ｖ変換回路１０３から出力される電圧値と増幅器１０５から出力される差電圧とが比較され、Ｉ−Ｖ変換回路１０３から出力される電圧値が増幅器１０５から出力される差電圧に至るまで、トランジスタＱ１の導通が継続される。出力電圧ＶＯＵＴと基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧に応じて、チョークコイルＬ１に流れる電流のピーク値が調整され出力電圧ｖ_ＯＵＴが制御される。

図７は、一般的に知られたデジタル制御方式で制御される電源装置１１０である。図７には、ＰＷＭ制御を行う回路が例示されている。ＡＤコンバータ１３４において、入力電圧ＶＩＮおよび出力電圧ＶＯのアナログ値を取得してデジタル値に変換する。また、ＡＤコンバータ１３２において、コイル電流を取得してデジタル値に変換する。ここで、取得されるコイル電流は、ＰＷＭ制御内の所定のタイミングにおいて取得される電流であり、例えば、ピーク電流あるいはボトム電流である。各々のデジタル値はPredictive Digital Current-Mode Controller１３０に入力される。

Predictive Digital Current-Mode Controller１３０では、下式（１００）の計算が行われる。
I(n)=i(n-1)+vin*d[n]*T/L+(vin-vo)*(1-d[n])*T …式（１００）
すなわち、取得されデジタル値に変換された入力電圧ＶＩＮ、出力電圧ＶＯ、コイル電流i(n-1)に基づいて演算が行われ、次サイクルのコイル電流i(n)が算出される。そして、算出されたコイル電流i(n)をＰＷＭ制御を行う回路ブロックに帰還して、ＰＷＭ制御が行われる。

なお、上記の関連技術として特許文献１ないし特許文献４が開示されている。
米国特許公報第７１４８６６９ Ｂ２号 特開2004-282961号公報 特開平11-242502号公報 特開2002-354787号公報

しかしながら、背景技術として開示されている図６のＤＣ−ＤＣコンバータ１００では、Ｉ−Ｖ変換回路１０３により取得され帰還される電流は、トランジスタＱ１が導通する期間に流れる電流である。この期間は、発振器１０１で規定される一定の周波数に応じて断続的に行われる。その結果、Ｉ−Ｖ変換回路１０３は、パルス状の電流を取得し帰還することとなる。電流波形の立ち上がり直後は、ノイズの混入や回路素子の動作が過渡状態にあることなどに起因して電流値が安定した所定値に達していないことが考えられる。そのため、帰還する電流は、電流パルスが立ち上がってから所定時間を経過した後とすることが一般的である。電流の立ち上がりにより制御が開始されるにも関わらず電流の帰還が遅れることとなる。電流帰還の遅延が発生し制御動作に遅れが生じてしまう結果、系の安定動作が阻害される恐れがあり問題である。

また、背景技術として開示されている電源装置１１０（図７）では、ＡＤコンバータを使用して各周期のコイル電流をデジタル信号に変換してやれば、デジタル化されたコイル電流にその周期内でのコイル電流の変動分を加算することにより、次サイクルのコイル電流を事前に求めることができ、電流帰還に遅れを生ずることはない。

しかしながら、コイル電流のデジタル信号への変換を毎周期行わなければならない。すると、ＡＤコンバータによる電流消費が大きなものとなる恐れがあり、問題である。特に、スイッチング周期が短くなる場合には、高速なＡＤコンバータで毎周期のＡＤ変換処理を行わなければならず、電流消費が多大なものとなることが予想され、問題である。

本発明は、上記の課題に鑑み提案されたものであって、コイル電流を帰還することに応じて出力電圧を制御する電源制御装置、電源制御方法および電子機器において、消費電流の増大を伴わずに電流帰還の遅延の抑制を実現することが可能な電源制御装置等を提供することを提案する。

本開示の電源制御装置は、コイル電流を所定周期ごとに制御する電源制御装置であって、コイル電流を検出する検出部と、所定周期ごとに、動作条件に基づいて推測コイル電流を演算する演算部と、過去の周期において検出されたコイル電流と過去の周期において演算された推測コイル電流との差分値に基づいて、推測コイル電流の補正値を演算する補正部とを備え、演算部は、動作条件により演算される値を補正値で補正して推測コイル電流を演算し、該推測コイル電流に応じてコイル電流が制御されることを特徴とする。

また、本開示の電子機器では、コイル電流を所定周期ごとに制御する電源制御装置を備える電子機器であって、電源制御装置は、コイル電流を検出する検出部と、所定周期ごとに、動作条件に基づいて推測コイル電流を演算する演算部と、過去の周期において検出されたコイル電流と過去の周期において演算された推測コイル電流との差分値に基づいて、推測コイル電流の補正値を演算する補正部とを備え、演算部は、動作条件により演算される値を補正値で補正して推測コイル電流を演算し、該推測コイル電流に応じてコイル電流が制御されることを特徴とする。

また、本開示の電源制御方法は、所定周期ごとに制御されるコイル電流を検出するステップと、所定周期ごとに、動作条件に基づいて推測コイル電流を演算するステップと、過去の周期において検出されたコイル電流と過去の周期において演算された推測コイル電流との差分値に基づいて、推測コイル電流の補正値を演算するステップと、補正値で補正された推測コイル電流に応じてコイル電流を制御するステップとを有することを特徴とする。

本開示の電源制御装置では、検出部により、所定周期ごとに制御されるコイル電流を検出する。また、演算部により、所定周期ごとに、動作条件に基づいて推測コイル電流を演算する。補正部により、過去の周期において検出されたコイル電流と、過去の周期において演算された推測コイル電流との差分値を求める。そして、差分値に基づいて推測コイル電流の補正値を演算する。演算部では、補正値に基づいて推測コイル電流の演算値を補正する。そして、推測コイル電流に応じてコイル電流が制御されることによって、電源制御装置の出力電圧が所定値にレギュレートされる。

これにより、動作条件に基づいて演算された推測コイル電流を、過去の周期において検出されたコイル電流と過去の周期において演算された推測コイル電流との差分値に基づいた補正値で補正し、得られた推測コイル電流に応じてコイル電流を制御する。すなわち、予め定められている動作条件に基づいて推測コイル電流を演算することができる。よって、電気的な値を所定周期の制御ごとに検出する必要がない。これにより、所定周期ごとにコイル電流を検出することによる検出遅れや、検出時のノイズ混入などの検出限界や、ノイズ除去の処理などの検出遅延などを考慮する必要がないため、電源制御装置の安定動作を図ることが可能となる。

加えて、演算された推測コイル電流を補正する補正値を演算する際に必要となるコイル電流は過去の周期のものである。したがって、コイル電流の検出にあたって、コイル電流を所定周期の制御ごとに検出する必要がない。これにより、コイル電流の検出遅れや検出限界、検出遅延を考慮する必要がないため、電源制御装置の安定動作を図ることが可能となる。

本開示の電源制御装置、電源制御方法および電子機器によれば、消費電流の増大を伴わずに電流帰還の遅延の抑制を実現することが可能になる。

第１実施形態に係るアナログ回路構成を有するＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路図である。 式（１）の一実施例における説明図である。 式（１）における推測コイル電流と実コイル電流との相関を説明する図である。 式（２）における推測コイル電流と実コイル電流との相関を説明する図である。 第２実施形態に係るデジタル回路構成を有するＤＣ−ＤＣコンバータ１ａの回路図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の回路ブロック図である。 電源装置１１０の回路ブロック図である。

第１実施形態を、図１ないし図４を用いて説明する。コイル電流の推測演算について、数式を用いて説明する。コイル電流の推測演算に用いる基本式を式（１）に示す。

…式（１）
なお式（１）は、コイル電流の推測演算の基本式であるため、推測演算された電流値と実際の電流値との差の補正は行われない。

図２を用いて、式（１）を説明する。推測標本化電流ｉ_Ｓ’（ｎ−１）は、推測コイル電流ｉ_Ｌの（ｎ−１）周期目のボトム値を標本化した値である。また、推測標本化電流ｉ_Ｓ’（ｎ）は、次周期（ｎ周期）のボトム値を標本化した値である。ｍ１（ｎ−１）は、（ｎ−１）周期目のオン状態（トランジスタＱ１がオン、トランジスタＱ２がオフの状態）での推測コイル電流ｉ_Ｌの増加傾きである。また、ｍ２（ｎ−１）は、（ｎ−１）周期目オフ状態（トランジスタＱ１がオフ、トランジスタＱ２がオンの状態）での推測コイル電流ｉ_Ｌの減少傾きである。ｄはトランジスタＱ１のオンデューティであり、（１−ｄ）はトランジスタＱ１のオフデューティである。Ｔは、スイッチング周期である。これにより、図２に示すように、（ｎ−１）周期において演算された推測標本化電流ｉ_Ｓ’（ｎ−１）を用いて、次周期であるｎ周期の推測標本化電流ｉ_Ｓ’（ｎ）を推測演算することができる。

図３に、式（１）を用いてコイル電流を推測演算する場合の推測コイル電流ｉ_Ｌの波形（点線）と、センサを用いてコイル電流を測定する場合の実コイル電流ｉｍ_Ｌの波形（実線）とを示す。ここで、実コイル電流ｉｍ_Ｌと推測コイル電流ｉ_Ｌとの差分を、誤差電流ｉＥＲＲと定義する。なお、推測コイル電流ｉ_Ｌの演算では、誤差電流ｉＥＲＲの補正は行われていない。例として、誤差電流ｉＥＲＲがゼロの状態（時刻ｔ１、ｉＥＲＲ（１Ｔ））から、急拡大した状態（時刻ｔ２、ｉＥＲＲ（６Ｔ））へ変化する場合を説明する。この場合、補正が行われていないため、時刻ｔ２以降においても、誤差電流ｉＥＲＲ（６Ｔ）の値が維持される。

次に、推測コイル電流ｉ_Ｌにおける誤差電流ｉＥＲＲの補正について、数式を用いて説明する。誤差電流ｉＥＲＲを補正する場合には、式（１）は下式（２）に置き換える。

…式（２）
ここで、補正係数ｋ１は増加傾きｍ１の補正係数であり、補正係数ｋ２は減少傾きｍ２の補正係数である。また、補正係数ｋ３は推測標本化電流の電流値の補正係数である。式（２）において、誤差電流ｉＥＲＲの値に応じて、補正係数ｋ１ないしｋ３の少なくとも１つを制御すれば、誤差電流ｉＥＲＲを小さくする補正が可能となる。例として、第１実施形態では、補正係数ｋ３を制御する場合を説明する。

図４に、式（２）を用いて推測演算したコイル電流を補正する場合のコイル電流波形を示す。例として、スイッチング周期Ｔの５周期ごとに補正を行う場合を説明する。誤差電流ｉＥＲＲがゼロの状態（時刻ｔ１ａ、ｉＥＲＲ（１Ｔ））から、急拡大した状態（時刻ｔ２ａ、ｉＥＲＲ（６Ｔ））へ変化する場合を説明する。この場合、誤差電流ｉＥＲＲ（６Ｔ）の値に応じて、補正係数ｋ３の値が定められる。そして、時刻ｔ２ａ以降において、補正係数ｋ３を用いて、式（２）に基づいて補正が開始される。そして補正開始からある程度の時間が経過した時刻ｔ３ａにおいて、誤差電流ｉＥＲＲ（２１Ｔ）がゼロとなり、補正が完了する。

次に、推測コイル電流ｉ_Ｌの演算および誤差電流ｉＥＲＲの補正を行う回路について説明する。図１に、第１実施形態に係るアナログ回路構成を有するＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路図を示す。ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、トランジスタＱ１およびＱ２、チョークコイルＬ１、出力コンデンサＣ１、負荷Ｒ１、演算部２、補正部３、検出部４、制御部５を備える。またチョークコイルＬ１は、コイルＬＬのインダクタンス値Ｌと等価直列抵抗Ｒ_Ｌの合成インピーダンスを有する素子である。トランジスタＱ１のドレイン端子には、入力電圧ｖ_ＩＮが入力される。トランジスタＱ１のソース端子は、チョークコイルＬ１の一端子およびトランジスタＱ２のドレイン端子に、端子ＬＸで接続されている。トランジスタＱ２のソース端子は接地電位に接続されている。トランジスタＱ１、Ｑ２のゲート端子は、ドライバ回路１４に接続される。チョークコイルＬ１の他端子は、出力コンデンサＣ１および負荷Ｒ１に接続されている。そしてチョークコイルＬ１の他端子からは、出力電圧ｖ_ＯＵＴが出力される。

また制御部５は、誤差増幅器１５、比較器１７、発振器１１、フリップフロップ１２、ドライバ回路１４を備える。誤差増幅器１５の反転入力端子にはチョークコイルＬ１の出力端子が接続され、非反転入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。比較器１７の反転入力端子には誤差増幅器１５の出力電圧Ｖｃが入力され、非反転入力端子には演算部２から出力される推測コイル電流ｉ_Ｌが入力される。フリップフロップ１２のＲ端子には比較器１７の出力電圧Ｖｒが入力され、Ｓ端子には発振器１１から出力されるクロック信号ＣＬＫが入力される。フリップフロップ１２のＱ端子から出力される制御信号ＶＱは、ドライバ回路１４に入力される。ドライバ回路１４から出力される制御信号ＶＱ１およびＶＱ２は、それぞれトランジスタＱ１およびＱ２のゲート端子に入力される。

検出部４の構成を説明する。コイル電流検出部１３はトランジスタＱ２に流れる電流ｉＱ２をセンスし、出力電圧Ｖ２を出力する。第１ボトムホールド部２１には出力電圧Ｖ２が入力され、ボトム電圧ＶＨＯＬＤ１が出力される。

補正部３の構成を説明する。第２ボトムホールド部２２には推測コイル電流ｉ_Ｌが入力され、ボトム電圧ＶＨＯＬＤ２が出力される。推測演算誤差増幅器２３の反転入力端子にはボトム電圧ＶＨＯＬＤ２が入力され、非反転入力端子にはボトム電圧ＶＨＯＬＤ１が入力される。乗算器２４には、推測演算誤差増幅器２３の出力電圧Ｖ３および推測コイル電流ｉ_Ｌが入力され、出力電圧Ｖ４が出力される。

演算部２の構成を説明する。推測演算ゲイン器２５の反転入力端子にはコイルＬＬの出力端子が等価直列抵抗Ｒ_Ｌを介して接続され、非反転入力端子には端子ＬＸが接続される。加減算器２６には、推測演算ゲイン器２５の出力電圧Ｖ１および乗算器２４の出力電圧Ｖ４が入力され、出力電圧Ｖ５が出力される。積分部２７には出力電圧Ｖ５が入力され、推測コイル電流ｉ_Ｌが出力される。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作を説明する。図１の回路において、推測コイル電流ｉ_Ｌは、チョークコイルＬ１の端子間電圧ｖ_ｍＬと、そのインダクタンス値Ｌより演算することができ、下式（３）で求められる。

…式（３）
しかし図１の回路において、実際に流れる実コイル電流ｉ_ｍＬは、下式（３ａ）で表される。

…式（３ａ）
ここで、ＥＲＲは不図示の種々の誤差要因である。また、ｖ_ＬはコイルＬＬの両端電圧、ｖ_ＬＸは端子ＬＸの電圧である。なお、等価直列抵抗Ｒ_Ｌが存在するため、両端電圧ｖ_Ｌを実測することはできない。実測することが出来るのは端子間電圧ｖ_ｍＬである。

ここで、誤差電流ｉＥＲＲが生じる原因となるのは、上式（３ａ）の右辺第３項の(-i_ｍＬ(t)* R_L)である。第３項は、等価直列抵抗Ｒ_Ｌでの電圧降下を表しており、推測コイル電流ｉ_Ｌに比例する成分である。そして、推測コイル電流ｉ_Ｌの時間変化は早いため、第３項は時間変化が大きい成分である。一方、第４項はｉ_Ｌに依存せず、時間変化が小さい成分である。第３項が誤差電流ｉＥＲＲの蓄積の主要因であると考えることが出来るため、第４項は無視することができる。すると、推測コイル電流ｉ_Ｌは、下式（４）で表すことが妥当である。

…式（４）
式（２）および式（４）の対比より、式（４）の第３項(-i_L(t)* R_L)が式（２）の補正の項（補正係数ｋ３）に相当する。よって、等価直列抵抗Ｒ_Ｌを適当な値に設定すれば、大きな誤差電流ｉＥＲＲは生じないことが分かる。また細かい誤差については、等価直列抵抗Ｒ_Ｌをリアルタイムで動的に調整することで、吸収することができる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路動作を説明する。演算部２は、推測コイル電流ｉ_Ｌ（ｔ）を演算する回路である。演算部２では、入力電圧ｖ_ＩＮ、出力電圧ｖ_ＯＵＴ、コイルＬＬのインダクタンス値Ｌ、およびスイッチング周期Ｔなどの動作条件に基づいて、演算が行われる。なお、入力電圧ｖ_ＩＮおよび出力電圧ｖ_ＯＵＴに代えて、端子間電圧ｖ_ｍＬを用いても良い。

演算部２の推測演算ゲイン器２５には、チョークコイルＬ１の両端電圧（端子ＬＸの電圧ｖ_ＬＸおよび出力電圧ｖ_ＯＵＴ）が入力される。推測演算ゲイン器２５は、端子ＬＸの電圧ｖ_ＬＸと出力電圧ｖ_ＯＵＴとの差分値に、係数ｋ_Ｃおよび係数ｋ_Ｅを乗算する。ここで係数ｋ_Ｃおよび係数ｋ_Ｅは、任意の係数である。よって、推測演算ゲイン器２５の出力電圧Ｖ１は、下式（５）で表される。
Ｖ１（ｔ）＝ｋ_Ｃ×ｋ_Ｅ×｛ｖ_ＬＸ（ｔ）−ｖ_ＯＵＴ（ｔ）｝ …式（５）

加減算器２６には、推測演算ゲイン器２５の出力電圧Ｖ１および、乗算器２４の出力電圧Ｖ４（＝ｉ_Ｌ（ｔ）×Ｖ３）が入力され、出力電圧Ｖ１から出力電圧Ｖ４が減じられる。加減算器２６からは出力電圧Ｖ５が出力される。

積分部２７では、出力電圧Ｖ５が積分される。よって、積分部２７の出力電圧Ｖ６は、式（５）から、下式（６）で表される。
Ｖ６（ｔ）＝∫｛ｋ_Ｃ×ｋ_Ｅ×（ｖ_ＬＸ（ｔ）−ｖ_ＯＵＴ（ｔ））−ｉ_Ｌ（ｔ）×Ｖ３｝・ｄｔ …式（６）

次に、補正部３および検出部４の回路動作を説明する。コイル電流検出部１３は、トランジスタＱ２の電流ｉＱ２を係数ｋ_Ｃ倍すると共に、電流−電圧変換する。よって、コイル電流検出部１３の出力電圧Ｖ２は、下式（７）となる。
Ｖ２（ｔ）＝ｋ_Ｃ×ｉＱ２（ｔ） …式（７）

第１ボトムホールド部２１は、ボトム電圧ＶＨＯＬＤ１を出力する。ここでボトム電圧ＶＨＯＬＤ１とは、図３および図４の白抜きの円のマークに示すように、実コイル電流ｉｍ_Ｌの波形の谷（ボトム）の値である。

同様にして、第２ボトムホールド部２２は、積分部２７から出力される推測コイル電流ｉ_Ｌのボトムホールド動作を行い、ボトム電圧ＶＨＯＬＤ２を出力する。ここでボトム電圧ＶＨＯＬＤ２とは、図３および図４の黒塗りの円のマークに示すように、推測コイル電流ｉ_Ｌの波形の谷（ボトム）の値である。

推測演算誤差増幅器２３は、ボトム電圧ＶＨＯＬＤ１とボトム電圧ＶＨＯＬＤ２との差（すなわち誤差電流ｉＥＲＲ）を増幅した電圧Ｖ３を出力する。

乗算器２４は、推測演算誤差増幅器２３の出力電圧Ｖ３（ｔ）に推測コイル電流ｉ_Ｌを乗ずる。よって、乗算器２４の出力電圧Ｖ４は、下式（８）となる。
Ｖ４（ｔ）＝ｉ_Ｌ（ｔ）×Ｖ３ …式（８）

そして、図１の推測演算誤差増幅器２３、乗算器２４、加減算器２６、積分部２７、第２ボトムホールド部２２によって負帰還が形成されている。よって、推測演算誤差増幅器２３の出力電圧Ｖ３は、ボトム電圧ＶＨＯＬＤ１＝ボトム電圧ＶＨＯＬＤ２、となるような電圧で安定する。そして、ボトム電圧ＶＨＯＬＤ１＝ボトム電圧ＶＨＯＬＤ２であれば、推測コイル電流ｉ_Ｌ（ｔ）＝実コイル電流ｉｍ_Ｌ（ｔ）であるため、式（４）と式（６）より、下式（９）が得られる。
Ｖ３（ｔ）＝ｋ_Ｃ×ｋ_Ｅ×Ｒ_Ｌ（ｔ） …式（９）
式（４）で説明したように、誤差電流ｉＥＲＲは(-i_L(t)* R_L)の項によって表すことができると考えられる。すると、式（６）と式（９）とから、下式（１０）が得られる。
Ｖ６（ｔ）＝ｋ_Ｃ×ｋ_Ｅ×∫｛（ｖ_ＬＸ（ｔ）−ｖ_ＯＵＴ（ｔ））−ｉ_Ｌ（ｔ）×Ｒ_Ｌ｝＝ｋ_Ｃ×ｉ_Ｌ（ｔ） …式（１０）

以上より、演算部２、補正部３、検出部４によって、式（４）の動作が行われる。よって、積分部２７からは、補正が行われた推測コイル電流ｉ_Ｌが出力される。なお、積分部２７から出力される推測コイル電流ｉ_Ｌは、係数ｋ_Ｃ倍されている。

制御部５では、推測コイル電流ｉ_Ｌと出力電圧Ｖｃとを比較することにより、トランジスタＱ１のオンデューティｄを制御する。よって、出力電圧ｖ_ＯＵＴが基準電圧Ｖｒｅｆにレギュレートされる。なお、制御部５の詳細な動作は、一般的なアナログ回路構成のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路と同様であるため、ここでは詳細な説明は省略する。

以上、詳説した、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路動作をまとめると、以下となる。検出部４では、チョークコイルＬ１を流れる実コイル電流ｉｍ_Ｌが検出される。演算部２の推測演算ゲイン器２５では、スイッチング周期Ｔごとに、入力電圧ｖ_ＩＮ、出力電圧ｖ_ＯＵＴ、チョークコイルＬ１の端子間電圧ｖ_ｍＬ、コイルＬＬのインダクタンス値Ｌ、スイッチング周期Ｔなどの動作条件に基づいて、推測コイル電流ｉ_Ｌが演算される。補正部３では、過去の周期において検出された実コイル電流ｉｍ_Ｌと、過去の周期において演算された推測コイル電流ｉ_Ｌとの誤差電流ｉＥＲＲを算出する。そして、誤差電流ｉＥＲＲを小さくするように補正するための補正値（式（４）の第３項(-i_L(t)* R_L)）が演算される。また演算部２では、演算された推測コイル電流ｉ_Ｌを、補正部３により得られた補正値で補正した上で、補正後の推測コイル電流ｉ_Ｌを出力する。制御部５では、補正後の推測コイル電流ｉ_Ｌに応じて、実コイル電流ｉｍ_Ｌが制御される。よって、出力電圧ｖ_ＯＵＴが基準電圧Ｖｒｅｆにレギュレートされる。

上記において説明した第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１で得られる効果を説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１では、動作条件（入力電圧ｖ_ＩＮ、出力電圧ｖ_ＯＵＴ、インダクタンス値Ｌ、スイッチング周期Ｔなど）に基づいて演算された推測コイル電流ｉ_Ｌを、過去の周期において検出された実コイル電流ｉｍ_Ｌと過去の周期において演算された推測コイル電流ｉ_Ｌとの誤差電流ｉＥＲＲに基づいた補正値で補正することができる。すなわち、予め定められている動作条件に基づいて推測コイル電流ｉ_Ｌを演算することができる。よって、実コイル電流ｉｍ_Ｌを、スイッチング周期Ｔごとに検出する必要がない。これにより、スイッチング周期Ｔごとにコイル電流を検出することによる検出遅れや、コイル電流の検出時のノイズ混入などの検出限界や、ノイズ除去の処理などの検出遅延を考慮する必要がないため、制御動作に対して制限がかかることはない。以上より、次周期のコイル電流値を推測演算することにより、電流測定に起因する電流帰還の遅延を防止できるため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の安定動作を図ることが可能となる。

また、演算された推測コイル電流ｉ_Ｌを補正するための補正値を、補正部３において演算する際に必要となる実コイル電流ｉｍ_Ｌは、過去の周期のものである。したがって、実コイル電流ｉｍ_Ｌの検出をスイッチング周期Ｔごとに行う必要がなく、複数のスイッチング周期Ｔごと（例えば５周期に１回）に行えばよい。以上より、実コイル電流ｉｍ_Ｌの検出周期を、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作周期に比して大きくすることができるため、実コイル電流ｉｍ_Ｌの測定に起因する電流帰還の遅延を防止でき、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の安定動作を図ることが可能となる。

第２実施形態を、図５を用いて説明する。推測コイル電流ｉ_Ｌにおける誤差電流ｉＥＲＲの補正について、数式を用いて説明する。誤差電流ｉＥＲＲの補正を行う場合の、演算による推測標本化電流ｉ_Ｓは、下式（２１）で表すことができる。

…式（２１）
ここでｄ’は、オフ状態の比率（デューティ）であり、コイル電流が連続なＣＣＭでは（１−ｄ）とほぼ等しい値である。

また、降圧コンバータのコイル電流の演算による増加傾きｍ１を、入力電圧ｖ_ＩＮ、出力電圧ｖ_ＯＵＴを用いて表すと、下式（２２）となる。

…式（２２）
ここで、ｋ_Ｅ＝１／Ｌである。

同様に、コイル電流の演算による減少傾きｍ２は、下式（２３）となる。

…式（２３）

よって、式（２１）ないし式（２３）によって、推測標本化電流ｉ_Ｓは下式（２４）で表される。

…式（２４）

しかし図５の回路において、実際の実標本化電流ｉ_ｍＳは、下式（２５）で表される。

…式（２５）
また、コイル電流の実際の増加傾きｍ_ｍ１およびｍ_ｍ２は、下式（２６）で表される。

…式（２６）
ここで、ｉ_ｍＡＶＥはその周期におけるコイル電流の平均値、Ｒ_ＯＮ１はトランジスタＱ１のオン抵抗、Ｒ_ＯＮ２はトランジスタＱ２のオン抵抗、である。よって、式（２５）および式（２６）によって、実標本化電流ｉ_ｍＳは下式（２７）で表される。

…式（２７）
式（２７）において、ＥＲＲは不図示の種々の誤差要因である。また、Ｒ_Ｌはコイルの直列等価抵抗である。

トランジスタＱ１およびＱ２のオン抵抗による損失を、等価的な抵抗Ｒ_ＯＮとして置き換えると、スイッチングのデューティに応じて変化する抵抗と考えることができる。しかし多くの場合はほぼ一定値と見なせるため、Ｒ_ＯＮ＝（Ｒ_ＯＮ１×ｄ（ｎ−１）＋Ｒ_ＯＮ２×ｄ’（ｎ−１））≒定数 と近似する。また、ｉ_ＡＶＥ＝ｉ_Ｓ＋（１／２）×ｍ１×ｄ×Ｔ、であるが、ｉ_ＡＶＥ≒ｉ_Ｓ、と近似しても動作上は問題ない。ここで、Ｒ_Ｌ’＝Ｒ_Ｌ＋Ｒ_ＯＮ、と置けば、式（２７）は下式（２８）で表すことができる。

…式（２８）
ここで、ｋ_Ｅ×Ｒ_Ｌ’×Ｔ＝ｋ_Ｌ’、と置くと、式（２８）は下式（２９）で表すことができる。

…式（２９）

そして、誤差電流ｉＥＲＲの蓄積の主要因は、式（２９）の第３項である。
よって、推測標本化電流ｉ_Ｓを表す式（２４）において、誤差電流ｉＥＲＲの補正を考慮するには、下式（３０）で演算することが妥当である。

…式（３０）
ここで、ｉ_ＡＶＥ＝ｉ_Ｓ＋（１／２）×ｍ１×ｄ×Ｔ、である。また、ｉ_ＡＶＥ≒ｉ_Ｓ、と近似してもよいことは上述の通りである。よって、−ｉ_ＡＶＥ×ｋ_Ｌ’、が前述の補正係数ｋ３に相当し、ｋ_Ｌ’を適当な値に設定すれば誤差電流ｉＥＲＲは生じないことが分かる。また、細かい誤差については、ｋ_Ｌ’をリアルタイムで動的に調整することで、吸収することができる。

次に、推測コイル電流ｉ_Ｌの演算および誤差電流ｉＥＲＲの補正を行う回路について説明する。図５に、第２実施形態に係るデジタル回路構成を有するＤＣ−ＤＣコンバータ１ａの回路図を示す。ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａは、トランジスタＱ１およびＱ２、チョークコイルＬ１、出力コンデンサＣ１、負荷Ｒ１、ＡＤコンバータ６１および６２、演算部２ａ、補正部３ａ、検出部４ａ、制御部５ａを備える。

制御部５ａは、加減算器３５および３６、第１デジタル誤差増幅器３７、電流モード制御部３８、デジタルＰＷＭ部３２、ドライバ回路１４を備える。加減算器３５では、基準電圧Ｖｒｅｆから出力電圧ｖ_ＯＵＴが減じられる。第１デジタル誤差増幅器３７には加減算器３５の出力電圧が入力され、出力信号Ｘｃが出力される。加減算器３６には、出力信号Ｘｃ、演算部２ａから出力される推測標本化電流ｉ_Ｓが入力される。電流モード制御部３８には加減算器３６の出力電圧が入力され、制御信号Ｘｄが出力される。デジタルＰＷＭ部３２には制御信号Ｘｄが入力され、制御信号ＶＱａが出力される。

検出部４ａの構成を説明する。コイル電流検出部１３はトランジスタＱ２に流れる電流ｉＱ２をセンスし、出力電圧Ｖ２を出力する。ボトムホールドＡＤコンバータ部４１には出力電圧Ｖ２が入力され、ボトム電圧信号ＸＨＯＬＤ１ａが出力される。

補正部３ａの構成を説明する。加減算部４２では、ボトム電圧信号ＸＨＯＬＤ１ａから推測標本化電流ｉ_Ｓが減じられる。第２デジタル誤差増幅器４３には加減算部４２の出力信号が入力され、補正係数ｋ_Ｌ’が出力される。また平均化回路５３には推測標本化電流ｉ_Ｓが入力され、その周期におけるコイル電流の平均値である推測平均化電流ｉ_ＡＶＥが出力される。乗算器４４には、信号ｋ_Ｌ’および推測平均化電流ｉ_ＡＶＥが入力され、出力信号Ｘ１２が出力される。

演算部２ａの構成を説明する。加減算器４７にはＡＤコンバータ６１および６２の出力信号が入力される。第１推測演算ゲイン器４８には加減算器４７の出力信号が入力される。第２推測演算ゲイン器４９にはＡＤコンバータ６２の出力信号が入力される。乗算器５０には第１推測演算ゲイン器４８の出力信号および不図示の回路から出力されるオンデューティｄが入力され、出力信号Ｘ１０が出力される。乗算器５１には第２推測演算ゲイン器４９の出力信号および不図示の回路から出力されるオフデューティｄ’が入力され、出力信号Ｘ１１が出力される。加減算器４６には、出力信号Ｘ１０ないしＸ１２が入力される。積分部５２には加減算器４６の出力信号が入力され、推測標本化電流ｉ_Ｓが出力される。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａの動作を説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａでは、上式（３０）に基づいて動作が行われる。演算部２ａは、推測標本化電流ｉ_Ｓ（ｎ）を演算する回路である。演算部２ａでは、入力電圧ｖ_ＩＮ、出力電圧ｖ_ＯＵＴ、インダクタンス値Ｌ、およびスイッチング周期Ｔなどの動作条件に基づいて、演算が行われる。

ＡＤコンバータ６１からは、デジタル変換された入力電圧ｖ_ＩＮが出力される。ＡＤコンバータ６２からは、デジタル変換された出力電圧ｖ_ＯＵＴが出力される。演算部２ａの加減算器４７は、入力電圧ｖ_ＩＮから出力電圧ｖ_ＯＵＴを減じる。第１推測演算ゲイン器４８は、加減算器４７の出力に、係数ｋ_Ｅ、およびスイッチング周期Ｔを乗算する。乗算器５０は、第１推測演算ゲイン器４８の出力に、オンデューティｄを乗算する。よって、乗算器５０の出力信号Ｘ１０（ｎ）は、下式（４１）となる。
X10(n)=k_E*{v_IN(n-1)-v_OUT(n-1)}*d(n-1)}*T …式（４１）

同様に、第２推測演算ゲイン器４９は、ＡＤコンバータ６２の出力に、係数ｋ_Ｅ、およびスイッチング周期Ｔを乗算する。乗算器５１は、第２推測演算ゲイン器４９の出力にオフデューティｄ’を乗じる。よって、乗算器５１の出力信号Ｘ１１（ｎ）は、下式（４２）となる。
X11(n)= k_E *{v_OUT(n-1)}*d'(n-1)}*T …式（４２）

次に、補正部３ａおよび検出部４ａの回路動作を説明する。コイル電流検出部１３は、トランジスタＱ２の電流ｉＱ２を電流−電圧変換する。ボトムホールドＡＤコンバータ部４１はボトムホールドした値をデジタル変換する動作を行う。加減算部４２および第２デジタル誤差増幅器４３は、推測標本化電流ｉ_Ｓに依存する誤差を増幅し、補正係数ｋ_Ｌ’を取得する。

乗算器４４は、補正係数ｋ_Ｌ’に推測平均化電流i_AVEを乗ずる。よって、乗算器４４の出力信号Ｘ１２（ｎ）は、下式（４３）となる。
X12(n)=i_AVE(n-1)*k_L' …式（４３）

加減算器４６では、出力信号Ｘ１０（ｎ）から出力信号Ｘ１１（ｎ）およびＸ１２（ｎ）が減じられる。以上より、演算部２ａ、補正部３ａ、検出部４ａによって、式（３０）が実現される。よって、積分部５２からは、補正が行われた推測標本化電流ｉ_Ｓが出力される。

制御部５ａでは、推測標本化電流ｉ_Ｓと出力信号Ｘｃとを比較することにより、トランジスタＱ１のオンデューティｄが制御される。よって、出力電圧ｖ_ＯＵＴが基準電圧Ｖｒｅｆにレギュレートされる。なお、制御部５ａの詳細な動作は、一般的なデジタル回路構成のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路と同様であるため、ここでは詳細な説明は省略する。

上記において説明した、第２実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１ａで得られる効果を、以下に説明する。従来のＤＣ−ＤＣコンバータのように、（ｎ−１）周期目のコイル電流の実測値に演算値を加算して、次周期であるｎ周期目のコイル電流を取得する場合には、実コイル電流値をスイッチング周期Ｔの毎周期ごとに実測する必要がある。この場合、毎周期ごとに測定値をＡＤコンバータを用いてデジタル値に変換する必要がある。また、スイッチング周期Ｔの１周期内で変換動作および演算動作を行う必要があることから、高速なＡＤコンバータで毎周期のＡＤ変換処理を行わなければならない。そして高速なＡＤコンバータは、他の回路に比して電流消費が多大なものとなるため、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体として低消費電力化を図ることが困難となる。

しかし、第２実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１ａでは、（ｎ−１）周期目に得られた推測コイル電流を用いて、次周期であるｎ周期目の推測コイル電流を演算する。すなわち、演算値のみを用いてコイル電流を演算することが可能である。そして、実コイル電流と推測コイル電流との差分値を補正するためだけに、実コイル電流値を用いている。ここで、補正は毎周期行う必要はないことから、実コイル電流値をスイッチング周期Ｔの毎周期ごとに測定する必要がない。よって、実コイル電流の測定を、スイッチング周期Ｔの複数周期ごとに行えばよいため、実コイル電流の測定を間引くことができる。これにより、スイッチング周期Ｔの複数周期内で変換動作および補正動作を行えばよいことから、消費電力の小さい低速なＡＤコンバータを用いることができるため、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体として低消費電力化を図ることが可能となる。

尚、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変形が可能であることは言うまでもない。

なお、第１ボトムホールド部２１は保持部の一例、スイッチング周期Ｔは所定周期の一例、推測演算ゲイン器２５は電流傾き演算部の一例である。

以上の実施形態に関し、更に以下の附記を開示する。
（付記１）
コイル電流を所定周期ごとに制御する電源制御装置であって、
前記コイル電流を検出する検出部と、
前記所定周期ごとに、動作条件に基づいて推測コイル電流を演算する演算部と、
過去の周期において検出された前記コイル電流と過去の周期において演算された前記推測コイル電流との差分値に基づいて、前記推測コイル電流の補正値を演算する補正部とを備え、
前記演算部は、前記動作条件により演算される値を前記補正値で補正して前記推測コイル電流を演算し、該推測コイル電流に応じて前記コイル電流が制御される
ことを特徴とする電源制御装置。
（付記２）
前記検出部は、複数の前記所定周期に１回、前記コイル電流を検出する
ことを特徴とする付記１に記載の電源制御装置。
（付記３）
前記検出部は、検出される前記コイル電流を保持する保持部を備える
ことを特徴とする付記１または２に記載の電源制御装置。
（付記４）
前記動作条件とは、入力電圧および出力電圧と前記コイルの端子間電圧との何れか一方、前記コイルのインダクタンス値、および前記所定周期である
ことを特徴とする付記１乃至３の少なくとも何れか１項に記載の電源制御装置。
（付記５）
前記演算部は、
前記動作条件により前記コイル電流の時間傾きを演算する電流傾き演算部と、
前周期の前記推測コイル電流に、前記時間傾きに基づいた現周期での前記コイル電流の変動分を累算する積分部と
を備えることを特徴とする付記１乃至４の少なくとも何れか１項に記載の電源制御装置。
（付記６）
前記補正部は、前記差分値を前記推測コイル電流に応じて増倍して前記補正値とする
ことを特徴とする付記１乃至５の少なくとも何れか１項に記載の電源制御装置。
（付記７）
所定周期ごとに制御されるコイル電流を検出するステップと、
前記所定周期ごとに、動作条件に基づいて推測コイル電流を演算するステップと、
過去の周期において検出された前記コイル電流と過去の周期において演算された前記推測コイル電流との差分値に基づいて、前記推測コイル電流の補正値を演算するステップと、
前記補正値で補正された前記推測コイル電流に応じて前記コイル電流を制御するステップと
を有することを特徴とする電源制御方法。
（付記８）
コイル電流を所定周期ごとに制御する電源制御装置を備える電子機器であって、
前記電源制御装置は、
前記コイル電流を検出する検出部と、
前記所定周期ごとに、動作条件に基づいて推測コイル電流を演算する演算部と、
過去の周期において検出された前記コイル電流と
過去の周期において演算された前記推測コイル電流と
の差分値に基づいて、前記推測コイル電流の補正値を演算する補正部とを備え、
前記演算部は、前記動作条件により演算される値を前記補正値で補正して前記推測コイル電流を演算し、該推測コイル電流に応じて前記コイル電流が制御される
ことを特徴とする電子機器。

１、１ａ ＤＣ−ＤＣコンバータ
２、２ａ 演算部
３、３ａ 補正部
４、４ａ 検出部
５、５ａ 制御部
２１ 第１ボトムホールド部
２２ 第２ボトムホールド部
２５ 推測演算ゲイン器
２７ 積分部
ｉＥＲＲ 誤差電流
ｉ_Ｌ 推測コイル電流
ｉｍ_Ｌ 実コイル電流

Claims (7)

1. コイル電流を所定周期ごとに制御する電源制御装置であって、
   前記コイル電流を検出する検出部と、
   前記所定周期ごとに、動作条件に基づいて推測コイル電流を演算する演算部と、
   過去の周期において検出された前記コイル電流と過去の周期において演算された前記推測コイル電流との差分値に基づいて、前記推測コイル電流の補正値を演算する補正部とを備え、
   前記演算部は、前記動作条件により演算される値を前記補正値で補正して前記推測コイル電流を演算し、該推測コイル電流に応じて前記コイル電流が制御される
   ことを特徴とする電源制御装置。
2. 前記検出部は、複数の前記所定周期に１回、前記コイル電流を検出する
   ことを特徴とする請求項１に記載の電源制御装置。
3. 前記検出部は、検出される前記コイル電流を保持する保持部を備える
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の電源制御装置。
4. 前記動作条件とは、入力電圧および出力電圧とコイルの端子間電圧との何れか一方、前記コイルのインダクタンス値、および前記所定周期である
   ことを特徴とする請求項１乃至３の少なくとも何れか１項に記載の電源制御装置。
5. 前記演算部は、
   前記動作条件により前記コイル電流の時間傾きを演算する電流傾き演算部と、
   前周期の前記推測コイル電流に、前記時間傾きに基づいた現周期での前記コイル電流の変動分を累算する積分部と
   を備えることを特徴とする請求項１乃至４の少なくとも何れか１項に記載の電源制御装置。
6. 所定周期ごとに制御されるコイル電流を検出するステップと、
   前記所定周期ごとに、動作条件に基づいて推測コイル電流を演算するステップと、
   過去の周期において検出された前記コイル電流と過去の周期において演算された前記推測コイル電流との差分値に基づいて、前記推測コイル電流の補正値を演算するステップと、
   前記補正値で補正された前記推測コイル電流に応じて前記コイル電流を制御するステップと
   を有することを特徴とする電源制御方法。
7. コイル電流を所定周期ごとに制御する電源制御装置を備える電子機器であって、
   前記電源制御装置は、
   前記コイル電流を検出する検出部と、
   前記所定周期ごとに、動作条件に基づいて推測コイル電流を演算する演算部と、
   過去の周期において検出された前記コイル電流と
   過去の周期において演算された前記推測コイル電流と
   の差分値に基づいて、前記推測コイル電流の補正値を演算する補正部とを備え、
   前記演算部は、前記動作条件により演算される値を前記補正値で補正して前記推測コイル電流を演算し、該推測コイル電流に応じて前記コイル電流が制御される
   ことを特徴とする電子機器。

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