CN116520003A - 一种Buck型DC-DC变换器的负载电流检测电路及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种Buck型DC‑DC变换器的负载电流检测电路及方法。该负载电流检测电路包括开关管电流检测单元、续流管电流补偿单元和信号平均化处理单元。其中，开关管电流检测单元的两个输入端分别耦合于输入电压端及开关管和续流管的连接节点，用于在开关管导通、续流管关断时检测开关管电流，并得到检测电流；续流管电流补偿单元的两个输入端分别耦合于输出电压端及地电位端，通过对输出电压进行处理后得到补偿电流；信号平均化处理单元的两个输入端分别与开关管电流检测单元和续流管电流补偿单元的输出端连接，用于对检测电流和补偿电流进行平均化处理后得到负载电流。

Description

一种Buck型DC-DC变换器的负载电流检测电路及方法
技术领域
本发明涉及一种Buck型DC-DC变换器的负载电流检测电路，同时也涉及包括该负载电流检测电路的Buck型DC-DC变换器，还涉及相应的负载电流检测方法，属于模拟集成电路技术领域。
背景技术
随着集成电路技术的不断发展，DC-DC变换器以其效率高等优异性能在集成电路中的应用越来越广泛，各种电子产品如智能手机、平板计算机等，对于DC-DC变换器的要求也越来越高。在实际应用中，通常需要检测开关管电流，得到电感峰值电流用来进行环路控制及电路的保护，还需对负载电流检测以实现精确控制。
在现有技术中，通常DC-DC变换器负载电流的检测方案如图1所示，在开关电源的电流路径上串联检测电阻Rsen，当电流流经检测电阻Rsen时会产生压降Vsen，通过运算放大器OP对检测电阻两端的压降Vsen进行处理以得到负载电流信息。该检测方案由于电流路径上串联检测电阻会消耗功率，引起变换器效率的损失。同时，检测电阻上功耗引起的温升会使得检测电阻的阻值发生变化，影响采样精度。如果减小检测电阻的电阻值，其两端的压降则会比较小，运算放大器需要具备较高的精度才可对此信号进行处理。此外，如果利用电感的等效串联电阻(DCR)可以在不增加损耗的情况下完成对电感电流的测量，但是实际电感的等效串联电阻因电感的型号和批次不同而有所差异，检测精度也会受到影响。在BUCK型DC-DC变换器中，若采用芯片内负载电流采样技术得到电感电流，还需对续流管的电流进行采样并进行处理，因此还需在检测开关管电流的基础上增加续流管电流检测电路，检测电路更为复杂。
发明内容
本发明所要解决的首要技术问题在于提供一种Buck型DC-DC变换器的负载电流检测电路。
本发明所要解决的另一技术问题在于提供一种包括该负载电流检测电路的Buck型DC-DC变换器。
本发明所要解决的又一技术问题在于提供一种用于Buck型DC-DC变换器的负载电流检测方法。
为了实现上述目的，本发明采用以下的技术方案：
根据本发明实施例的第一方面，提供一种Buck型DC-DC变换器的负载电流检测电路，包括开关管电流检测单元、续流管电流补偿单元和信号平均化处理单元；其中，
所述开关管电流检测单元的第一输入端耦合于输入电压端，第二输入端耦合于开关管和续流管的连接节点，用于在开关管导通、续流管关断时检测开关管电流，并得到与开关管电流成比例的检测电流；
所述续流管电流补偿单元的第一输入端耦合于输出电压端，第二输入端耦合于地电位端，通过对输出电压进行处理后得到与输出电压成比例的续流管补偿电流；
所述信号平均化处理单元的第一输入端与所述开关管电流检测单元的输出端连接，第二输入端与所述续流管电流补偿单元的输出端连接，用于对所述检测电流和所述补偿电流进行平均化处理后得到负载电流。
其中较优地，所述开关管电流检测单元包括第一PMOS管、第二PMOS管、第三PMOS管、第四PMOS管、第五PMOS管和第六PMOS管，以及第一NMOS管、第二NMOS管和第一反相器；其中，第二PMOS管的源极和第三PMOS管的源极与所述输入电压端连接，第一PMOS管的源极与所述开关管和所述续流管的连接节点连接；第一PMOS管的栅极一方面与第一控制信号端连接，另一方面通过第一反相器与第二PMOS管的栅极连接，第一PMOS管的漏极与第二PMOS管的漏极连接后共同与第四PMOS管的源极连接，第四PMOS管的漏极与第一NMOS管的漏极以及第六PMOS管的栅极连接，第一NMOS管的源极与地电位端连接，第一NMOS管的栅极与偏置电压端连接；第四PMOS管的栅极与第五PMOS管的栅极连接，第五PMOS管的栅极与漏极短接连接后与第二NMOS管的漏极连接，第二NMOS管的源极与地电位端连接，第二NMOS管的栅极与偏置电压端连接；第五PMOS管的源极一方面与第三PMOS管的漏极连接，另一方面与第六PMOS管的源极连接；第三PMOS管的栅极与地电位端连接，第六PMOS管的漏极与所述开关管电流检测单元的输出端连接。
其中较优地，所述开关管电流检测单元输出的所述检测电流Isen满足如下公式：
Isen＝K1*IP1
其中，IP1为开关管导通时的开关管电流，K1为开关管电流检测比例系数。
其中较优地，所述续流管电流补偿单元包括第一运算放大器、第七PMOS管、第八PMOS管，以及第三NMOS管、第四NMOS管、第五NMOS管，以及第一电阻、第二电阻和第三电阻；其中，第一电阻的一端与所述输出电压端连接，第一电阻的另一端与第二电阻及第一运算放大器的同相输入端连接，第二电阻的另一端与地电位端连接；第一运算放大器的输出端与第三NMOS管的栅极连接，第一运算放大器的反相输入端与第三NMOS管的源极及第三电阻连接，第三电阻的另一端与地电位端连接；第三NMOS管的漏极与第七PMOS管的漏极连接，第七PMOS管的漏极与栅极短接连接后与第八PMOS管的栅极连接，第七PMOS管的源极与第八PMOS管的源极连接，第八PMOS管的漏极与第四NMOS管的漏极连接，第四NMOS管的漏极与栅极短接连接后与第五NMOS管的栅极连接，第四NMOS管的源极及第五NMOS管的源极均与地电位端连接，第五NMOS管的漏极与所述续流管电流补偿单元的输出端连接。
其中较优地，所述续流管电流补偿单元输出的所述补偿电流Icomp满足如下公式：
Icomp＝K2*Vout
其中，Vout为输出电压，K2为补偿电流与输出电压的比例系数。
其中较优地，所述信号平均化处理单元包括采样保持模块、单位增益缓冲模块、低通滤波模块、电压转电流模块、第一偏置电流源和第二偏置电流源；其中，
所述采样保持模块根据所述检测电流和所述补偿电流以及所述第一偏置电流源电流，产生检测电压；该检测电压经过所述单位增益缓冲模块、所述低通滤波模块的电压缓冲和低通滤波后，产生平均电压；该平均电压通过所述电压转电流模块转变为电流信号后，再通过所述第二偏置电流源电流除去偏置电流信息，得到负载电流。
其中较优地，所述信号平均化处理单元中，所述采样保持模块由采样电阻、采样电容、第一开关和第二开关构成；所述单位增益缓冲模块由第二运算放大器构成；所述低通滤波模块由滤波电阻、滤波电容构成；其中，
所述开关管电流检测单元的输出端、及所述第一偏置电流源的输出端共同与采样电阻及第一开关连接，采样电阻的另一端与地电位端连接；第一开关的另一端与采样电容、第二开关及第二运算放大器的同相输入端连接，采样电容的另一端与地电位端连接，第二开关的另一端与所述续流管电流补偿单元的输出端连接；第二运算放大器的反相输入端与输出端短接连接后共同与滤波电阻连接，滤波电阻的另一端与滤波电容及所述电压转电流模块的输入端连接，滤波电容的另一端与地电位端连接；所述电压转电流模块的输出端与所述第二偏置电流源的输入端及所述信号平均化处理单元的输出端连接，所述第二偏置电流源的输出端与地电位端连接；
所述第一开关的控制端与所述第一控制信号的反信号端连接，所述第二开关的控制端与第二控制信号端连接。
其中较优地，在所述Buck型DC-DC变换器开关管导通、续流管关断时，所述采样保持模块输出的检测电压的变化量ΔVsen1满足如下公式：
其中，K1为开关管电流检测比例系数，Rs为采样电阻的电阻值，D 1为开关管的占空比，Ts为开关周期，Vin为输入电压，Vout为输出电压，L为电感的电感值。
其中较优地，在所述Buck型DC-DC变换器开关管关断、续流管导通时，所述采样保持模块输出的检测电压的变化量ΔVsen2满足如下公式：
其中，K2为补偿电流与输出电压的比例系数，D2为续流管的占空比，Ts为开关周期，Cs为采样电容的电容值，Vout为输出电压。
其中较优地，所述开关管电流检测比例系数K1和所述补偿电流与输出电压的比例系数K2满足如下公式：
其中，Cs为采样电容的电容值，Rs为采样电阻的电阻值，L为电感的电感值。
其中较优地，所述信号平均化处理单元中，所述第一偏置电流源的输出电流Ibias1与第二偏置电流源的输出电流Ibias2满足如下公式：
Ibias 1*Rs*K3＝Ibias2
其中，K3为电压转电流模块的转换比例系数，Rs为采样电阻的电阻值。
根据本发明实施例的第二方面，提供一种Buck型DC-DC变换器，其中包括上述负载电流检测电路。
根据本发明实施例的第三方面，提供一种用于Buck型DC-DC变换器的负载电流检测方法，基于上述负载电流检测电路实现，包括如下步骤：
所述开关管导通期间检测开关管电流，形成检测电流；
所述检测电流和偏置电流源通过采样保持处理后，产生电感电流上升阶段与电感电流成比例的检测电压；
所述续流管导通期间检测输出电压，形成补偿电流；
所述补偿电流与所述检测电流和所述偏置电流源共同进行采样保持处理后，产生电感电流下降阶段与电感电流成比例的检测电压；
将所述检测电压经过平均化处理后得到平均电压；
将所述平均电压转化为电流信号再去除偏置电流信息后，得到负载电流。
与现有技术相比较，本发明所提供的Buck型DC-DC变换器的负载电流检测电路，一方面通过采用片内电流检测的技术方案，在未增加损耗的情况下，同时也解决了外部电感元器件参数敏感的问题，提高了检测电路的可靠性；另一方面，在开关管电流检测的基础上，通过续流管补偿电流的补偿处理，得到整个开关周期内的电感电流检测信号，并对其进行平均化处理后得到负载电流，在无需增加续流管检测电路的情况下实现了对负载电流的检测。因此，本发明所提供的Buck型DC-DC变换器的负载电流检测电路具有结构设计巧妙合理、设计成本较低、检测精度高等有益效果。
附图说明
图1为现有技术中，DC-DC变换器负载电流的检测方案图；
图2为本发明提供的Buck型DC-DC变换器的负载电流检测电路的结构框图；
图3为本发明实施例中，CCM模式和FCCM模式下Buck型DC-DC变换器的电感电流示意图；
图4为本发明实施例中，DCM模式下Buck型DC-DC变换器的电感电流示意图；
图5为本发明实施例中，Buck型DC-DC变换器负载电流的检测原理图；
图6为本发明实施例中，开关管电流检测单元的电路原理图；
图7为本发明实施例中，续流管电流补偿单元的电路原理图；
图8为本发明实施例中，信号平均化处理单元的结构框图；
图9为本发明实施例中，信号平均化处理单元的电路原理图；
图10为本发明实施例中，Buck型DC-DC变换器工作于CCM模式的时序对照图；
图11为本发明实施例中，Buck型DC-DC变换器工作于DCM模式的时序对照图；
图12为本发明提供的Buck型DC-DC变换器的负载电流检测方法的工作流程图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明的技术内容进行详细具体的说明。
如图2所示，本发明提供的Buck型DC-DC变换器的负载电流检测电路100，包括开关管电流检测单元101、续流管电流补偿单元102、信号平均化处理单元103。
开关管电流检测单元101的第一输入端耦合于输入电压端VIN，第二输入端耦合于开关管P1和续流管N1的连接节点VSW，用于在开关管P1导通、续流管N1关断时检测流过开关管P1的电流，并得到与开关管P1电流成比例的检测电流Isen；
续流管电流补偿单元102的第一输入端耦合于输出电压端VOUT，第二输入端耦合于地电位端，通过对输出电压进行处理后得到与输出电压成比例的续流管补偿电流Icomp；
信号平均化处理单元103的第一输入端与开关管电流检测单元101的输出端连接，第二输入端与续流管电流补偿单元102的输出端连接，用于对检测电流Isen和补偿电流Icomp进行平均化处理后得到负载电流。
在Buck型DC-DC变换器中，如图3所示，整个开关周期TS内开关管P1和续流管N1交替导通。在0～D*TS时段内，开关管P1导通，电感电流IL上升，其上升斜率为在D*TS时刻，开关管P1关闭，电感电流IL到达峰值；在D*TS～TS时段内，续流管N1导通，电感电流IL下降，下降斜率为/>直到当前开关周期TS结束。其中，L为电感值，Ts为开关周期，D为占空比，Vout为输出电压，Vin为输入电压。
依据负载电流的大小及开关管的控制方案，Buck型DC-DC变换器可以分为三种工作状况，其中电感电流IL的变化情况如下。
第一种工作状况为负载电流较大时，DC-DC变换器工作于CCM(连续导通)模式，在开关周期Ts内电感电流IL连续包含上升阶段和下降阶段，且不会下降到低于零。
第二种工作状况为轻负载情况下，DC-DC变换器工作于FCCM(强制连续导通)模式，在开关周期Ts内电感电流IL连续包含上升阶段和下降阶段，但允许下降为负值。
第三种工作状况为轻负载情况下，DC-DC变换器工作于DCM(断续导通)模式，如图4所示，若检测到电感电流IL过零则关闭续流管N1使得电感电流IL保持为零，即在一个开关周期内电感电流IL包含上升阶段、下降阶段和等于零阶段。
以上三种工作状况下，在N个开关周期Ts内，将开关管P1导通时间内和续流管N1导通时间内输出到负载的总电荷量，除以总开关时间N*Ts即可得到负载电流的平均值。
如图5所示，本发明Buck型DC-DC变换器负载电流检测的基本原理如下，在开关周期Ts内，开关管P1导通期间内检测电感电流IL并将此期间的电感电流峰值储存起来，在续流管N1导通期间对该峰值电流进行补偿处理，使得补偿后的电流信号与续流管N1导通期间电感电流变化一致，即可得到在整个开关周期内与电感电流一致的负载电流信号。
在本发明的一个实施例中，如图6所示，开关管电流检测单元101包括第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第五PMOS管MP5和第六PMOS管MP6，以及第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2和第一反相器INV1。其中，第二PMOS管MP2的源极和第三PMOS管MP3的源极与输入电压端VIN连接，第一PMOS管MP1的源极与开关管P1和续流管N1的连接节点VSW连接；第一PMOS管MP1的栅极一方面与控制信号DP端连接，另一方面通过第一反相器INV1与第二PMOS管MP2的栅极连接，第一PMOS管MP 1的漏极与第二PMOS管MP2的漏极连接后(节点VA)共同与第四PMOS管MP4的源极连接，第四PMOS管MP4的漏极与第一NMOS管MN1的漏极以及第六PMOS管MP6的栅极连接，第一NMOS管MN1的源极与地电位端连接，第一NMOS管MN1的栅极与偏置电压VB1端连接；第四PMOS管MP4的栅极(节点VC)与第五PMOS管MP5的栅极连接，第五PMOS管MP5的栅极与漏极短接连接后与第二NMOS管MN2的漏极连接，第二NMOS管MN2的源极与地电位端连接，第二NMOS管MN2的栅极与偏置电压VB1端连接；第五PMOS管MP5的源极(节点VB)一方面与第三PMOS管MP3的漏极连接，另一方面与第六PMOS管MP6的源极连接；第三PMOS管MP3的栅极与地电位端连接，第六PMOS管MP6的漏极与开关管电流检测单元的输出端连接。
在开关管电流检测单元101中，假定第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3的宽长比相同，第四PMOS管MP4和第五PMOS管MP5宽长比相同，第一NMOS管MN1和第二NMOS管MN2宽长比相同，则输出端的检测电流Isen与开关管电流IP1的关系满足：
其中，Ronp为开关管P1的导通电阻，RMP3为第三PMOS管MP3的导通电阻，IP1为开关管P1导通时流经开关管的电流。
公式1中，取开关管电流检测比例K1＝Ronp/RMP3，则检测电流Isen为：
Isen＝K1*IP1 (2)
其中，K1为开关管电流检测比例系数。
在本发明的一个实施例中，如图7所示，续流管电流补偿单元102包括第一运算放大器OA1、第七PMOS管MP7、第八PMOS管MP8，以及第三NMOS管MN3、第四NMOS管MN4、第五NMOS管MN5，以及第一电阻R1、第二电阻R2和第三电阻R3。其中，第一电阻R1的一端与输出电压端VOUT连接，第一电阻R1的另一端与第二电阻R2及第一运算放大器OA1的同相输入端连接，第二电阻R2的另一端与地电位端连接；第一运算放大器OA1的输出端与第三NMOS管MN3的栅极连接，第一运算放大器OA1的反相输入端与第三NMOS管MN3的源极及第三电阻R3连接，第三电阻R3的另一端与地电位端连接；第三NMOS管MN3的漏极与第七PMOS管MP7的漏极连接，第七PMOS管MP7的漏极与栅极短接连接后与第八PMOS管MP8的栅极连接，第七PMOS管MP7的源极与第八PMOS管MP8的源极连接，第八PMOS管MP8的漏极与第四NMOS管MN4的漏极连接，第四NMOS管MN4的漏极与栅极短接连接后与第五NMOS管MN5的栅极连接，第四NMOS管MN4的源极及第五NMOS管MN5的源极均与地电位端连接，第五NMOS管MN5的漏极与续流管电流补偿单元的输出端连接。
在续流管电流补偿单元102中，假定第七PMOS管MP7和第八PMOS管MP8的宽长比相同，第四NMOS管MN4和第五NMOS管MN5的宽长比相同，则输出端的补偿电流Icomp与输出电压Vout的关系满足：
其中，R1、R2、R3分别为第一电阻R1、第二电阻R2和第三电阻R3的电阻值。
公式3中，取补偿电流Icomp与输出电压Vout的比例 则补偿电流Icomp为
Icomp＝K2*Vout (4)
其中，K2为补偿电流Icomp与输出电压Vout的比例系数。
由Buck型DC-DC变换器工作原理可知，在续流管导通阶段，电感电流下降斜率为Vout/L，其下降斜率与输出电压成正比关系。因此，补偿电流Icomp即可表征电感电流在续流管导通期间的变化速率。
在本发明的一个实施例中，如图8所示，信号平均化处理单元103包括采样保持模块、单位增益缓冲模块、低通滤波模块、电压转电流模块、第一偏置电流源Ibias1和第二偏置电流源Ibias2。其中，开关管电流检测单元101的输出端、续流管电流补偿单元102的输出端及第一偏置电流源Ibias1的输出端与采样保持模块的输入端连接，采样保持模块的输出端与单位增益缓冲模块的输入端连接，单位增益缓冲模块的输出端与低通滤波模块的输入端连接，低通滤波模块的输出端与电压转电流模块的输入端连接，电压转电流模块的输出端与第二偏置电流源Ibias2的输入端及信号平均化处理单元的输出端连接，第二偏置电流源Ibias2的输出端与地电位端连接。
在信号平均化处理单元103中，采样保持模块根据输入的检测电流Isen和补偿电流Icomp以及第一偏置电流源电流Ibias1，并经过开关管控制信号DP和续流管控制信号DN的控制，产生输出电压Vsen；该电压Vsen经过电压缓冲和低通滤波后，形成整个开关周期内的平均电压Vsen_ave；进一步将平均电压Vsen_ave转变为电流后，再通过第二偏置电流源电流Ibias2除去偏置电流信息，得到负载电流Isen_ave，即Buck型DC-DC变换器的负载电流检测电路100输出的检测电流。其中，由滤波电阻和滤波电容构成的低通滤波模块，其特征时间常数不小于开关电源的开关周期。
在本发明的一个实施例中，信号平均化处理单元103的具体电路如图9所示，包括由采样电阻Rs、采样电容Cs、第一开关S1和第二开关S2组成的采样保持模块，以及由第二运算放大器OA2构成的单位增益缓冲模块，以及由滤波电阻R4、滤波电容C1组成的低通滤波模块，电压转电流模块、第一偏置电流源Ibias1和第二偏置电流源Ibias2。其中，开关管电流检测单元101的输出端和第一偏置电流源Ibias1的输出端共同与采样电阻Rs及第一开关S1连接，采样电阻Rs的另一端与地电位端连接；第一开关S1的另一端与采样电容Cs、第二开关S2及第二运算放大器OA2的同相输入端连接，采样电容Cs的另一端与地电位端连接，第二开关S2的另一端与续流管电流补偿单元102的输出端连接；第二运算放大器OA2的反相输入端与输出端短接连接后共同与滤波电阻R4连接，滤波电阻R4的另一端与滤波电容C1及电压转电流模块的输入端连接，滤波电容C1的另一端与地电位端连接；电压转电流模块的输出端与第二偏置电流源Ibias2的输入端及信号平均化处理单元的输出端连接，第二偏置电流源Ibias2的输出端与地电位端连接。第一开关S1的控制端与控制信号DP的反信号端连接，第二开关S2的控制端与控制信号DN端连接。
当Buck型DC-DC变换器工作于FCCM(强制连续导通)模式时，电感电流IL可能会出现负值的情况，因此，采样保持模块的输入端在检测电流Isen的基础上增加偏置电流Ibias1，使得在电感电流IL为负值期间的电流信号能够准确储存在采样电容Cs上，以保证Buck型DC-DC变换器工作于前述三种工作状态时的负载电流均能准确检测。
信号平均化处理单元103的工作过程如下：
Buck型DC-DC变换器在开关管P1导通、续流管N1关断时，开关管控制信号DP＝0、续流管控制信号DN＝0，因此，第一开关S1闭合，第二开关S2关断。开关管P1的检测电流Isen和第一偏置电流Ibias1流经采样电阻Rs和采样电容Cs后，在采样保持模块输出端产生检测电压Vsen，该电压Vsen满足如下公式：
当Cs＜＜Ts/Rs时，上式可简化为：
Vsen＝(K1*IP1+Ibias1)*Rs (6)
其中，K1为开关管电流检测比例系数，IP1为开关管P1导通时流经开关管的电流，Ibias1为第一偏置电流源Ibias1的输出电流，Rs为采样电阻Rs的电阻值。
电感电流IL在开关管P1导通期间内变化量ΔI为：
由公式6和公式7可知，在开关管P1导通期间内，采样保持模块输出端检测电压Vsen的变化量ΔVsen1为：
其中，D1为开关管P1控制信号DP的占空比。Ts为开关周期，Vout为输出电压，Vin为输入电压。
在D1*Ts时，开关管P1关断、续流管N1导通，开关管控制信号DP＝1、续流管控制信号DN＝1，因此，第一开关S1关断，第二开关S2闭合。此时，开关管P1导通期间的电感峰值电流被储存在采样电容Cs上，在此后续流管N1导通期间内，采样电容Cs通过第二开关S2向续流管电流补偿单元放电，补偿电流Icom抽走采样电容Cs上的电荷使得电压Vsen线性下降。在续流管N1导通期间，依据电荷守恒可得采样保持模块输出端检测电压Vsen的变化量ΔVsen2为：
其中，D2为续流管N1控制信号DN的占空比，Ts为开关周期，Vout为输出电压，Cs为采样电容Cs的电容值，K2为补偿电流Icom与输出电压Vout的比例系数。
若Buck型DC-DC变换器工作于DCM模式时，则一个开关周期Ts内存在开关管P1与续流管N1均关断的一个阶段，此时，第一开关S1和第二开关S2均关断，采样保持模块输出端电压Vsen不发生变化。
在Buck型DC-DC变换器电路结构中，依据电感的伏秒平衡原理，可得：
若要实现补偿电流Icom能够恰当的补偿续流管N1导通期间的电流变化量，则在开关管P1导通期间的电流或电压变化量与续流管N1导通期间的电流或电压变化量应相等，根据公式8和公式9可知：
根据公式10，公式11可简化为：
由公式12可知，补偿电流与输出电压的比例系数K2与开关管电流检测比例系数K1以及采样电阻Rs、采样电容Cs应满足公式12所表达的关系。
在采用补偿电流Icom对采样保持模块输出端检测电压Vsen进行补偿后，检测电压Vsen在续流管N1导通期间与电感电流的变化趋势一致，其满足如下公式：
Vsen＝(K1*IL+Ibias1)*Rs (13)
其中，IL为电感电流，Ibias1为第一偏置电流源Ibias1的输出电流，Rs为采样电阻Rs的电阻值。
第二运算放大器OA2构成的单位增益缓冲模块，将电压Vsen缓冲输出后，再通过由滤波电阻R4、滤波电容C1组成的低通滤波模块进行平均化处理，得到平均电压Vsen_ave，该平均电压中包含第一偏置电流源Ibias1的电流信息，因此，通过电压转电流模块将其转化为电流信号后再通过第二偏置电流源Ibias2去除该偏置电流信息，即可得到Buck型DC-DC变换器的平均负载电流Isen_ave。
其中，第二偏置电流源Ibias2的输出电流Ibias2与第一偏置电流源Ibias1的输出电流Ibias1满足如下公式：
Ibias1*Rs*K3＝Ibias2 (14)
其中，K3为电压转电流模块的比例系数，K3＝输出电流/输入电压。
本发明提供的Buck型DC-DC变换器的负载电流检测电路中，当Buck型DC-DC变换器工作于CCM模式或DCM模式时，其开关管控制信号DP、续流管控制信号DN、电感电流IL和电压Vsen的时序对照分别如图10和图11所示。
在图10中，Buck型DC-DC变换器工作于CCM模式，当开关管P1导通、续流管N1关断时，开关管电流检测单元101检测流经开关管P1的电流IP1并产生检测电流Isen，此时，第一开关S1闭合、第二开关S2关断，信号平均化处理单元103通过采样电阻RS将电流检测Isen转化为电压Vsen并储存在采样电容Cs上；当开关管P1关断、续流管N1导通时，第一开关S1关断、第二开关S2闭合，续流管电流补偿单元102产生的补偿电流Icom抽走补偿电容Cs上的电荷使得电压Vsen线性下降；当补偿电流Icom能够恰当的补偿续流管N1导通期间的电流变化量时，使得电压Vsen在续流管N1导通期间内与电感电流IL变化一致。
在图11中，Buck型DC-DC变换器工作于DCM模式，当开关管P1与续流管N1均关断时，第一开关S1和第二开关S2均关断。在整个开关周期内检测电压Vsen与电感电流IL变化均一致。因此，对检测电压Vsen进行平均化处理后即可得到负载电流Isen_ave。
在本发明提供的Buck型DC-DC变换器的负载电流检测电路中，开关管电流检测单元101、续流管电流补偿单元102和信号平均化处理单元103还可以采用其他多种具体电路结构实现，本实施例在此不再进行一一列举了。
本发明实施例还提供一种Buck型DC-DC变换器，其中包括上述负载电流检测电路，检测结果用于进行环路控制及电路保护等。对于该Buck型DC-DC变换器中的负载电流检测电路的具体结构，在此就不再赘述了。
本发明所提供的Buck型DC-DC变换器的负载电流检测电路，其实现负载电流检测的方法如图12所示，在每个开关周期Ts内其工作流程如下：
S1：开关管P1导通期间检测开关管电流IP1，形成检测电流Isen；
S2：检测电流Isen和偏置电流源Ibias通过采样保持处理后，产生电感电流上升阶段与电感电流成比例的检测电压Vsen；
S3：续流管N1导通期间检测输出电压Vout，形成补偿电流Icomp；
S4：补偿电流Icomp与检测电流Isen和偏置电流源Ibias共同进行采样保持处理后，产生电感电流下降阶段与电感电流成比例的检测电压Vsen；
S5：将检测电压Vsen经过平均化处理后得到平均电压Vsen_ave；
S6：将平均电压Vsen_ave转化为电流信号再去除偏置电流信息后，得到负载电流Isen_ave。
上述负载电流检测方法中，通过各单元电路元件参数的设置，使得检测电压Vsen的变化与电感电流IL的变化保持一致。
综上所述，与现有技术相比较，本发明所提供的Buck型DC-DC变换器的负载电流检测电路，一方面通过采用片内电流检测的技术方案，在未增加损耗的情况下，同时也解决了外部电感元器件参数敏感的问题，提高了检测电路的可靠性；另一方面，在开关管电流检测的基础上，通过续流管补偿电流的补偿处理，得到整个开关周期内的电感电流检测信号，并对其进行平均化处理后得到负载电流，在无需增加续流管检测电路的情况下实现了对负载电流的检测。因此，本发明所提供的Buck型DC-DC变换器的负载电流检测电路具有结构设计巧妙合理、设计成本较低、检测精度高等有益效果。
需要说明的是，上述多个实施例只是举例，各个实施例的技术方案之间可以进行组合，均在本发明的保护范围内。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。
上面对本发明所提供的Buck型DC-DC变换器的负载电流检测电路及方法进行了详细的说明。对本领域的一般技术人员而言，在不背离本发明实质内容的前提下对它所做的任何显而易见的改动，都将构成对本发明专利权的侵犯，将承担相应的法律责任。

Claims (13)

1.一种Buck型DC-DC变换器的负载电流检测电路，其特征在于包括开关管电流检测单元、续流管电流补偿单元和信号平均化处理单元；其中，
所述开关管电流检测单元的第一输入端耦合于输入电压端，第二输入端耦合于开关管和续流管的连接节点，用于在开关管导通、续流管关断时检测开关管电流，并得到与开关管电流成比例的检测电流；
所述续流管电流补偿单元的第一输入端耦合于输出电压端，第二输入端耦合于地电位端，通过对输出电压进行处理后得到与输出电压成比例的续流管补偿电流；
所述信号平均化处理单元的第一输入端与所述开关管电流检测单元的输出端连接，第二输入端与所述续流管电流补偿单元的输出端连接，用于对所述检测电流和所述补偿电流进行平均化处理后得到负载电流。
2.如权利要求1所述的Buck型DC-DC变换器的负载电流检测电路，其特征在于：
所述开关管电流检测单元包括第一PMOS管、第二PMOS管、第三PMOS管、第四PMOS管、第五PMOS管和第六PMOS管，以及第一NMOS管、第二NMOS管和第一反相器；其中，第二PMOS管的源极和第三PMOS管的源极与所述输入电压端连接，第一PMOS管的源极与所述开关管和所述续流管的连接节点连接；第一PMOS管的栅极一方面与第一控制信号端连接，另一方面通过第一反相器与第二PMOS管的栅极连接，第一PMOS管的漏极与第二PMOS管的漏极连接后共同与第四PMOS管的源极连接，第四PMOS管的漏极与第一NMOS管的漏极以及第六PMOS管的栅极连接，第一NMOS管的源极与地电位端连接，第一NMOS管的栅极与偏置电压端连接；第四PMOS管的栅极与第五PMOS管的栅极连接，第五PMOS管的栅极与漏极短接连接后与第二NMOS管的漏极连接，第二NMOS管的源极与地电位端连接，第二NMOS管的栅极与偏置电压端连接；第五PMOS管的源极一方面与第三PMOS管的漏极连接，另一方面与第六PMOS管的源极连接；第三PMOS管的栅极与地电位端连接，第六PMOS管的漏极与所述开关管电流检测单元的输出端连接。
3.如权利要求2所述的Buck型DC-DC变换器的负载电流检测电路，其特征在于：
所述开关管电流检测单元输出的所述检测电流Isen满足如下公式：
Isen＝K1*IP1
其中，IP1为开关管导通时的开关管电流，K1为开关管电流检测比例系数。
4.如权利要求1所述的Buck型DC-DC变换器的负载电流检测电路，其特征在于：
所述续流管电流补偿单元包括第一运算放大器、第七PMOS管、第八PMOS管，以及第三NMOS管、第四NMOS管、第五NMOS管，以及第一电阻、第二电阻和第三电阻；其中，第一电阻的一端与所述输出电压端连接，第一电阻的另一端与第二电阻及第一运算放大器的同相输入端连接，第二电阻的另一端与地电位端连接；第一运算放大器的输出端与第三NMOS管的栅极连接，第一运算放大器的反相输入端与第三NMOS管的源极及第三电阻连接，第三电阻的另一端与地电位端连接；第三NMOS管的漏极与第七PMOS管的漏极连接，第七PMOS管的漏极与栅极短接连接后与第八PMOS管的栅极连接，第七PMOS管的源极与第八PMOS管的源极连接，第八PMOS管的漏极与第四NMOS管的漏极连接，第四NMOS管的漏极与栅极短接连接后与第五NMOS管的栅极连接，第四NMOS管的源极及第五NMOS管的源极均与地电位端连接，第五NMOS管的漏极与所述续流管电流补偿单元的输出端连接。
5.如权利要求4所述的Buck型DC-DC变换器的负载电流检测电路，其特征在于：
所述续流管电流补偿单元输出的所述补偿电流Icomp满足如下公式：
Icomp＝K2*Vout
其中，Vout为输出电压，K2为补偿电流与输出电压的比例系数。
6.如权利要求1所述的Buck型DC-DC变换器的负载电流检测电路，其特征在于：
所述信号平均化处理单元包括采样保持模块、单位增益缓冲模块、低通滤波模块、电压转电流模块、第一偏置电流源和第二偏置电流源；其中，
所述采样保持模块根据所述检测电流和所述补偿电流以及所述第一偏置电流源电流，产生检测电压；该检测电压经过所述单位增益缓冲模块、所述低通滤波模块的电压缓冲和低通滤波后，产生平均电压；该平均电压通过所述电压转电流模块转变为电流信号后，再通过所述第二偏置电流源电流除去偏置电流信息，得到负载电流。
7.如权利要求6所述的Buck型DC-DC变换器的负载电流检测电路，其特征在于：
所述信号平均化处理单元中，所述采样保持模块由采样电阻、采样电容、第一开关和第二开关构成；所述单位增益缓冲模块由第二运算放大器构成；所述低通滤波模块由滤波电阻、滤波电容构成；其中，
所述开关管电流检测单元的输出端、及所述第一偏置电流源的输出端共同与采样电阻及第一开关连接，采样电阻的另一端与地电位端连接；第一开关的另一端与采样电容、第二开关及第二运算放大器的同相输入端连接，采样电容的另一端与地电位端连接，第二开关的另一端与所述续流管电流补偿单元的输出端连接；第二运算放大器的反相输入端与输出端短接连接后共同与滤波电阻连接，滤波电阻的另一端与滤波电容及所述电压转电流模块的输入端连接，滤波电容的另一端与地电位端连接；所述电压转电流模块的输出端与所述第二偏置电流源的输入端及所述信号平均化处理单元的输出端连接，所述第二偏置电流源的输出端与地电位端连接；
所述第一开关的控制端与所述第一控制信号的反信号端连接，所述第二开关的控制端与第二控制信号端连接。
8.如权利要求6或7所述的Buck型DC-DC变换器的负载电流检测电路，其特征在于：
在所述Buck型DC-DC变换器开关管导通、续流管关断时，所述采样保持模块输出的检测电压的变化量ΔVsen1满足如下公式：
其中，K1为开关管电流检测比例系数，Rs为采样电阻的电阻值，D1为开关管的占空比，Ts为开关周期，Vin为输入电压，Vout为输出电压，L为电感的电感值。
9.如权利要求6或7所述的Buck型DC-DC变换器的负载电流检测电路，其特征在于：
在所述Buck型DC-DC变换器开关管关断、续流管导通时，所述采样保持模块输出的检测电压的变化量ΔVsen2满足如下公式：
其中，K2为补偿电流与输出电压的比例系数，D2为续流管的占空比，Ts为开关周期，Cs为采样电容的电容值，Vout为输出电压。
10.如权利要求2～9中任意一项所述的Buck型DC-DC变换器负载的电流检测电路，其特征在于：
所述开关管电流检测比例系数K1和所述补偿电流与输出电压的比例系数K2满足如下公式：
其中，Cs为采样电容的电容值，Rs为采样电阻的电阻值，L为电感的电感值。
11.如权利要求6或7所述的Buck型DC-DC变换器的负载电流检测电路，其特征在于：
所述信号平均化处理单元中，所述第一偏置电流源的输出电流Ibias1与第二偏置电流源的输出电流Ibias2满足如下公式：
Ibias1*Rs*K3＝Ibias2
其中，K3为电压转电流模块的转换比例系数，Rs为采样电阻的电阻值。
12.一种Buck型DC-DC变换器，其特征在于包括权利要求1～11中任意一项所述的负载电流检测电路。
13.一种用于Buck型DC-DC变换器的负载电流检测方法，基于权利要求1～11中任意一项所述的负载电流检测电路实现，其特征在于包括如下步骤：
所述开关管导通期间检测开关管电流，形成检测电流；
所述检测电流和偏置电流源通过采样保持处理后，产生电感电流上升阶段与电感电流成比例的检测电压；
所述续流管导通期间检测输出电压，形成补偿电流；
所述补偿电流与所述检测电流和所述偏置电流源共同进行采样保持处理后，产生电感电流下降阶段与电感电流成比例的检测电压；
将所述检测电压经过平均化处理后得到平均电压；
将所述平均电压转化为电流信号再去除偏置电流信息后，得到负载电流。
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