JP2009504128A - 切換可能な推定器を有するｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

ＤＣ−ＤＣコンバータは、精密制御信号推定を行うための第１の推定ユニット（ＲＡＥ，ＲＬＰＦ，ＲＨＰＦ）と、高速制御信号推定を行うための第２の推定ユニット（ＦＥＵ，ΔＶＥＵ）とを備える。加えて、ほとんど一定の制御信号状態中は上記第１の推定ユニット（ＲＡＥ，ＲＬＰＦ，ＲＨＰＦ）の出力に切り換えるとともに、変化する制御信号状態中は所要制御信号における推定値を与えるために上記第２の推定ユニット（ＦＥＵ，ΔＶＥＵ）の出力に切り換えるためのスイッチングユニット（ＳＵ）が備えられる。

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＤＣ電圧を変換するための方法、及び、ＤＣ−ＤＣコンバータを有する装置、特にモバイル装置に関する。

ＤＣ電圧においてＤＣ電圧を変換するためのコンバータは、一般に、インダクタ電流及び出力／キャパシタ電圧を測定するとともに、これらの測定値を、ＤＣ−ＤＣ変換におけるコントローラのための入力として使用する。状態のエラーの発生に対する応答が望まれる場合には、状態のエラーを知る必要があり、そのため、測定された電流状態の他に、所要インダクタ電流と所要キャパシタ／出力電圧とから成り得る所要状態も知らなければならない。一般に、出力電圧は制御される状態変数に対応し、また、その値は一般に公知である。しかしながら、所要インダクタ電流を得ることは更に難しい。インダクタ電流と他のシステムパラメータとの間の関係は、ＤＣ−ＤＣコンバータの特定のタイプに応じて異なる場合がある。しかしながら、インダクタ電流は、常に、負荷電流によって決まる。この負荷電流が公知でない場合、当該負荷電流は、システムの外側からは妨害としてみなされる場合がある。

特定の負荷電流を決定する代わりに、回路内で更なる電流又は電圧を決定して所要インダクタ電流を間接的に決定することができ又はインダクタ電流の誤差を直接的に決定することができる場合もある。例えば、いわゆるバックコンバータにおいて、インダクタ電流の誤差は、キャパシタ電流に対応しており、直接に決定することができる。

負荷電流は、負荷電流を測定することによって決定され得る。しかしながら、電流を測定するために、一般に、負荷と直列に抵抗が配置される。比較的大きい抵抗が使用される場合には、正確な測定が可能であるが、これにより、一方では、過渡状態中により大きなワット損及び大きな電圧降下がもたらされる。他方では、更に小さいレジスタは、電流を正確に測定することを更に困難にし、そのため、非常に感度の良い正確なオペアンプが必要とされる。また、負荷電流を測定によって決定すべき場合には、インダクタ電流及び負荷電流のこれらの電流測定値を一致させる必要がある。これは、インダクタ電流の誤差が、測定される実際のインダクタ電流及び負荷電流の関数だからである。

他の手段において、負荷電流は、いくつかの制御システムにおいては測定されないが、制御ループを介して補償することができる。制御ループ内に負荷電流が存在する場合において、そのような状況は、負荷電流の推定と称される。即ち、外側からの妨害のための推定器は、外乱推定器と称される場合がある。

図１は、従来の技術に係るコンバータシステム全体のブロック図を示している。コンバータは、スイッチングコンバータユニットＳＣＵと、所要推定ユニットＲＥＵを有する推定ユニットＥＵと、コントローラＣＵとを備える。スイッチングコンバータＳＣＵは、三つの入力、即ち、入力電圧Ｖ_ｉｎと、負荷電流Ｉ_ｌｏａｄと、デューティサイクルｄとを備える。尚、これらの三つの入力のうち、デューティサイクルｄだけしかコントローラＣＵによっては制御することができない。他の二つの入力は、更なる外部要素によって決定される。スイッチングコンバータＳＣＵの出力は、インダクタ電流ｉ_Ｌ及びキャパシタ電圧ｖ_Ｃである。これらの二つの出力は、測定することができるとともに、出力信号を構成する。インダクタ電流ｉ_Ｌ及びキャパシタ電圧ｖ_Ｃは、推定ユニットＥＵへの入力である。また、キャパシタ電圧ｖ_Ｃは総計ユニットＳＵＭへ送られ、総計ユニットＳＵＭでは、基準電圧Ｖ_ｒｅｆがキャパシタ電圧Ｖ_Ｃから差し引かれて、キャパシタ電圧における誤差ｅｖ_Ｃが決定される。推定ユニットＥＵでは、インダクタ電流における誤差ＥＩＥが決定される。キャパシタ電圧における誤差ｅｖ_Ｃ及びインダクタ電流における誤差ＥＩＥ以外に、所要キャパシタ電圧Ｖ_ｃｒｅｆ、所要インダクタ電流ｉ_ＬＲＥＦ、入力電圧ｖ_ｉｎ、及び、想定し得るいくつかの他のパラメータもコントローラＣＵのための入力を構成してもよい。コントローラＣＵは、デューティサイクルｄを出力信号として出力する。推定器ＥＵは、インダクタ電流ｉ_Ｌ、キャパシタ電圧ｖ_Ｃ、デューティサイクルを入力信号として受け取ってもよい。推定ユニットＥＵの出力は、所要インダクタ電流ＲＩＥ及びインダクタ電流の誤差ＥＩＥを構成する。従って、コントローラＣＵは、負荷電流に対する所要インダクタ電流の関係が推定器内で処理されるときに負荷電流を知る必要がない。

Ｏｒｏｓｃｏ等による論文「ＤＣ／ＤＣコンバータのための離散スライディングモード制御（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ ｓｌｉｄｉｎｇ ｍｏｄｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏｒ ＤＣ／ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ）」（パワーエレクトロニクス会議（Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎｇｒｅｓｓ），２０００ ＣＩＥＰ ２０００，ＶＩＩ ＩＥＥＥ インターナショナル（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ），２０００年１０月１５−１９日（１５−１９ Ｏｃｔ．２０００），第２３１−２３６頁）（非特許文献１）には、インダクタ電流における誤差の推定値が測定されたインダクタ電流のハイパスフィルタリングによって得られるＤＣ−ＤＣコンバータが示されている。
Ｏｒｏｓｃｏ等による論文「ＤＣ／ＤＣコンバータのための離散スライディングモード制御（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ ｓｌｉｄｉｎｇ ｍｏｄｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏｒ ＤＣ／ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ）」（パワーエレクトロニクス会議（Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎｇｒｅｓｓ），２０００ ＣＩＥＰ ２０００，ＶＩＩ ＩＥＥＥ インターナショナル（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ），２０００年１０月１５−１９日（１５−１９ Ｏｃｔ．２０００），第２３１−２３６頁）

本発明の目的は、改良された制御信号推定を可能にするＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。

この目的は、請求項１に係るＤＣ−ＤＣコンバータによって、請求項１０に係るＤＣ−ＤＣ変換方法によって、及び、請求項１１に係るモバイル装置によって、解決される。

従って、ＤＣ−ＤＣコンバータは、精密制御信号推定を行うための第１の推定ユニットと、高速制御信号推定を行うための第２の推定ユニットと、を備える。加えて、ほとんど又は実質的に一定の制御信号状態中は上記第１の推定ユニットの出力に切り換えるとともに、実質的に変化する制御信号状態中は所要制御信号における推定値を与えるために上記第２の推定ユニットの出力に切り換えるためのスイッチングユニットが備えられる。

従って、制御信号の推定は、現在の信号状態に係る特定の推定にとって最良の推定器により行うことができる。そのため、ほぼ一定の制御信号状態中には、正確であるが速度が遅い推定器が使用され、また、変化する制御信号状態中においては、高速であるがあまり正確ではない推定器が使用される。

本発明の一態様によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータは、負荷に対して結合される出力キャパシタ及びインダクタを備える。ここで、上記第１の推定ユニットは、インダクタ電流の低周波部分を測定することにより、負荷のための所要インダクタ電流を推定し、上記第２の推定ユニットは、上記出力キャパシタにおける電圧変化を測定することにより、負荷のための所要インダクタ電流を推定する。従って、このＤＣ−ＤＣコンバータは、現在の信号状態に従って所要インダクタ電流を精密に又は高速に推定することができる。

本発明の更なる態様によれば、上記第２の推定ユニットは、最後の周期の始め及び終わりのインダクタ電流及び上記出力キャパシタの電圧を受け取るとともに、測定されたインダクタ電流からのキャパシタ電流の減算に基づいて所要インダクタ電流における推定値を出力する。上記キャパシタ電流は、上記出力キャパシタにおける電圧変化を出力キャパシタンスの値と掛け合わせるとともにその結果を時間周期で割ることにより決定される。従って、上記所要インダクタ電流は、簡単な乗算及び除算過程により推定することができる。

本発明のまた更なる態様によれば、上記第２の推定ユニットは、上記出力キャパシタの電圧及びインダクタ電流を受け取るとともに、測定されたインダクタ電流からのキャパシタ電流の減算に基づいて所要インダクタ電流における推定値を出力する。上記出力キャパシタの電圧の微分が、上記キャパシタ電流を決定するために、出力キャパシタンスの値と掛け合わされる。

本発明の一態様によれば、上記第２の推定ユニットは、上記出力キャパシタの電圧及びデューティサイクルを受け取るとともに、所要インダクタ電流における推定値を出力する。当該推定は、測定されたインダクタ電流と１−デューティサイクルとの乗算の結果からキャパシタ電流を差し引くことにより行われる。その減算結果は、１−デューティサイクルのローパスフィルタリングの結果で割られる。上記キャパシタ電流は、上記出力キャパシタにおける電圧変化を出力キャパシタンスの値と掛け合わせるとともにそれを時間周期で割ることにより決定される。

本発明のまた更なる態様によれば、上記第２の推定ユニットは、上記出力キャパシタの電圧及び入力インダクタ電流とデューティサイクルとを受け取る。上記第２の推定ユニットは、所要インダクタ電流における推定値を出力する。当該推定は、測定されたインダクタ電流と１−デューティサイクルとの乗算の結果からキャパシタ電流を差し引くことにより行われる。その減算結果は、１−デューティサイクルのローパスフィルタリングの結果で割られる。上記出力キャパシタの電圧の微分が、上記キャパシタ電流を決定するために、出力キャパシタンスの値と掛け合わされる。

本発明はまた、ＤＣ−ＤＣ変換方法に関する。精密制御信号推定及び高速制御信号推定が行われる。実質的に一定の制御信号状態中は精密制御信号推定の出力に切り換えられ、実質的に変化する制御信号状態中は所要制御信号における推定値を与えるために高速制御信号推定の出力に切り換えられる。

本発明はさらに、精密制御信号推定を行うための第１の推定器と、高速制御信号推定を行うための第２の推定器と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータを備えるモバイル装置に関する。加えて、ほとんど又は実質的に一定の制御信号状態中は上記第１の推定器の出力に切り換えるとともに、実質的に変化する制御信号状態中は所要制御信号における推定値を与えるために上記第２の推定器の出力に切り換えるためのスイッチングユニットが備えられる。

本発明は、二つの推定原理を単一の推定器に組み込むスイッチング推定器を提供するという思想に関する。精密推定器は、速度が遅いが正確であり、それにより、一定負荷状態のための良好な解決手段を構成し、一方、高速推定器は、高速であるがあまり正確ではない。従って、一定の電流負荷を伴う一定状態においては、精密推定器が使用され、一方、負荷変化後の状態が変化する最中においては、高速推定器が使用される。そのため、異なる負荷状態が区別される。一定負荷状態中、キャパシタ電圧は一定であるが、負荷状態がかなり変化すると、キャパシタ電圧が変化する。従って、負荷状態間を区別するためにキャパシタ電圧を使用することができる。キャパシタ電圧のデルタが小さい場合には、負荷状態が一定であり、精密推定器を使用することができる。キャパシタ電圧Ｖｃのデルタが所定の限界を超える場合には、負荷状態が変化しており、そのため、高速推定器が必要とされる。

本発明の他の態様は、従属請求項において規定される。

ここで、図面を参照して、本発明の実施の形態及びそれらの利点について更に詳しく説明する。

本発明の第１の実施の形態は、スイッチング推定器を備えるＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。スイッチング推定器は、ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷状態に基づいて精密推定器と高速推定器との間で切り換わることができる。

所要インダクタ電流の推定は、第１の推定器即ち精密推定器によって行うことができる。この場合、精密推定を達成するために加算平均が使用される。しかしながら、そのような精密推定器は、変化に対して遅い応答を有している。推定は、測定されたインダクタ電流の低周波部分を使用することによって行われる。即ち、ローパスフィルタ推定器が使用される。定常状態内で、数周期の長さにわたるインダクタ電流の平均値は、現在の負荷電流の平均値において所要インダクタ電流に対応する。即ち、これらの電流の両方の低周波成分は互いに一致しなければならない。従って、インダクタ電流の低周波部分を使用して、所要インダクタ電流を推定することができる。しかしながら、ローパスフィルタリング特性に起因して、そのような推定器は、正確であり且つノイズに影響され難いが、速度が遅い。

高速推定器と称される第２の推定器においては、負荷の任意の変動に対して応答するための最新のデータが使用される。そのような推定器は、高速であるが、あまり正確ではない。また、そのような推定器は、現在の負荷電流において所要インダクタ電流の推定を行うために測定キャパシタ電圧とインダクタ電流とを使用するため、デルタキャパシタ電圧Δｖ_ｃ推定器と称される場合もある。キャパシタ電圧Ｖｃの任意の変化が測定され且つ出力キャパシタンスが公知である場合には、キャパシタ電流を計算することができる。従って、負荷に対するどの程度の電流供給が、切り換えられたインダクタ電流自体から生じるのかが分かる。これらの両方の電流が等しい場合には、キャパシタ電流がゼロになる。負荷に対する電流供給の誤差が公知の場合には、現在のインダクタ電流と所要インダクタ電流との間の差異が計算されてもよい。これは、入力電圧と出力電圧との比率及びコンバータタイプに応じて定常状態内で負荷電流とインダクタ電流との間の関係を利用することによって行うことができる。バックコンバータの場合に関しては、定常状態において、平均インダクタ電流が平均負荷電流に等しい。デルタ電圧推定器は、変化に対して非常に高速に応答することができるが、ノイズに対して非常に影響を受け易く、従って、精密推定器と比べると、特にほぼ一定の状態中に精度が低い。

図２は、第１の実施の形態に係るスイッチング推定器のブロック図を示している。そのようなスイッチング推定器ＳＥＵは、図１に係るコンバータシステムで使用されてもよい。その場合、推定器ＥＵが図２に係るスイッチング推定器に置き換えられる。スイッチング推定器は、リセット可能精密推定器ＲＡＥと、高速推定器ＦＥＵと、振幅検出器ＡＤＵと、リセット可能精密推定器ＲＡＥと高速推定器ＦＥＵとの間の切り換えを行うためのスイッチングユニットＳＵとを備える。これらの両方の推定器は、ＤＣコンバータの特定のタイプに従って異なる入力信号を使用する。スイッチングユニットＳＵの状態に従って、一方の推定器の出力が、出力信号として、即ち、所要インダクタ電流推定ＲＩＥとして使用される。スイッチングユニットＳＵは、振幅検出ユニットＡＤＵに対して結合され、従って、キャパシタ電圧Ｖｃの変化に応じて制御される。キャパシタ電圧Ｖｃの微分はｄ／ｄｔブロックｄｄｔで決定される。振幅検出器ＡＤＵユニットは、この微分に基づいて、キャパシタ電圧の変化が高速推定器ＦＥＵに切り換えるのに十分大きいかどうかを決定する。これは、負荷変動中及び負荷変動後にこの高速推定器を使用しなければならないからである。リセット可能精密推定器ＲＡＥは、リセットすることができるとともに、新たな初期リセット値ＲＥＳＶで開始することができる。負荷変動後に利用可能な最良の推定を構成する高速推定器ＦＥＵからの最後の推定がリセット値ＲＥＳＶとして使用されてもよい。

図３は、第２の実施の形態に係るＤＣコンバータのブロック図を示している。ここでは、バックコンバータが描かれている。このバックコンバータにおいて、定常状態中における負荷電流とインダクタ電流との間の関係は、これらの電流が等しいため、非常に簡単である。従って、所要インダクタ電流は負荷電流に等しく、また、所要インダクタ電流推定を負荷電流推定と称することができる。コンバータは、コンバータＣＶＵと、負荷推定ユニットＬＥＵを有する推定ユニットＥＵと、デューティサイクルコントローラＤＣＣとを備える。推定ユニットは、インダクタ電流ｉ_Ｌ及びキャパシタ電圧Ｖｃを入力として受け取るとともに、負荷電流推定ＩＥとインダクタ電流推定の誤差ＥＩＥとを出力する。従って、デューティサイクルコントローラＤＣＣは、バックコンバータ全体を制御するために使用される。デューティサイクルコントローラＤＣＣの出力は、コンバータＣＶＵのデューティサイクルに対応する。従って、デューティサイクルコントローラＤＣＣの出力は、コンバータＣＶＵの入力信号を構成する。

図４は、第３の実施の形態に係るＤＣコンバータのブロック図を示している。コンバータは、コンバータＣＶＵと、推定ユニットＥＵと、電流モードコントローラＣＭＣと、内側電流制御ループＣＣＬＵとを備える。ここでは、バックコンバータを制御するために直線電流モードコントローラＣＭＣが使用される。電流モードコントローラＣＭＣの出力は、インダクタを通じて流れるべき所望の電流を構成する。従って、別個の内側電流制御ループＣＣＬＵが必要とされる。内側電流制御ループＣＣＬＵの出力は、インダクタ電流に関する情報を構成し、推定ユニットＥＵに対して出力される。

他の実施の形態では、バックコンバータの代わりに、図１に示される一般的なコンバータシステムに対応するブーストコンバータが実施されてもよい。

図５は、第４の実施の形態に係るスイッチング推定器ＤＳＬＥＵのブロック図を示している。ここでは、高速推定器ＦＥＵは、負荷電流を推定するために最後の周期の始め及び終わりに測定されたキャパシタ電圧Ｖｃ及びインダクタ電流ｉ_Ｌを使用して離散時間実施として実施される。即ち、デルタキャパシタ電圧推定器が実施される。

一つの周期中のキャパシタ電圧ｖ_Ｃの変化が正確に測定され且つ出力キャパシタンスＣが公知である場合、この周期中の平均キャパシタ電流は、電圧変化とキャパシタンス値Ｃとを掛け合わせるとともにそれを周期Ｔで割ることにより（１）に従って計算することができる。

（１）において、右辺は、左辺の離散時間式に相当するｚ領域を表している。また、インダクタ電流ｉ_Ｌも測定され、それにより、（２）に示されるように最後の周期の始め及び終わりのインダクタ電流の平均をとることによって一つの周期中の平均インダクタ電流も計算することができる。

負荷電流ｉ_ｌｏａｄがインダクタ電流−キャパシタ電流に等しいため、最後の周期中の平均負荷電流は、（１）から（２）の結果を差し引くことにより、（３）において計算することができる。

負荷電流ｉ_ｌｏａｄにおける推定値は、最後の周期において計算された平均値に対応する。

従って、図５は、方程式（１）、（２）及び（３）を実施し且つ全スイッチング推定器の一部を形成するΔｖ_Ｃ推定器のブロック図を示している。推定器は、図２に係るリセット可能精密推定器ＲＡＥに対応するリセット可能ローパスフィルタＲＬＰＦを備える。高速推定ユニットＦＥＵは、離散時間Δｖ_Ｃ推定器によって実施される。

図６は、第５の実施の形態に係るスイッチング推定器ＣＳＬＥＵ１のブロック図を示している。ここでは、高速推定器は、図５に係る負荷推定器と比べて等価な実施を構成する連続時間実施として実施される。ここでは、負荷電流ｉ_ｌｏａｄを推定するために、測定キャパシタ電圧Ｖ_Ｃ及びインダクタ電流ｉ_Ｌが使用される。従って、この推定器は、デルタキャパシタ電圧推定器と称されてもよい。この連続時間の場合では、ｄ／ｄｔブロックｄｄｔによって得られるキャパシタ電圧Ｖ_Ｃの微分が使用され、それをキャパシタンス値Ｃと掛け合わせることによりキャパシタ電流が計算される。総計ユニットＳＵＭにおいてこのキャパシタ電流ｉ_Ｃを測定されたインダクタ電流ｉ_Ｌから差し引くことにより、負荷電流ｉ_ｌｏａｄが得られ、これがΔｖ_Ｃ推定器の負荷電流推定を形成する。リセット可能精密推定器は、リセット可能ローパスフィルタＲＬＰＦによって実施される。スイッチングユニットＳＵは、振幅検出ユニットＡＤＵの出力に従って、リセット可能ローパスフィルタＲＬＰＦ（精密推定器）の出力又は高速推定器の出力を構成する総計ユニットＳＵＭの出力に切り換えることを決定する。

図７は、第６の実施の形態に係るスイッチング推定器のブロック図を示している。図７において、リセット可能なローパスフィルタ推定器ＲＬＰＦの詳細な実施は、図５に係るコンバータの離散時間実施において示されている。ここでは、ローパスフィルタＲＬＰＦが更に詳しく示されている。特に、ローパスフィルタＲＬＰＦは、ローパスフィルタユニットＲＬＰＦ１−ＲＬＰＦ３を備える。ローパスフィルタＲＬＰＦのカットオフ周波数は、バックコンバータのＬＣフィルタの共振周波数より高くすべきではない。また、ローパスフィルタＲＬＰＦの帯域幅は、小さく選択されるべきではない。これは、推定器の速度が非常に遅くなる場合があるからである。ローパスフィルタＲＬＰＦを一次ＩＩＲフィルタとして選択することにより、クロックサイクルｋでの推定負荷電流Ｉ_{ｌｏａｄ−ｅｓｔ}［ｋ］が方程式（４）で与えられる。

ここでは、ＬＰＦカットオフ周波数がＬＣ共振周波数の１／４に選択される。

推定器をリセットできる能力を与えるため、スイッチＳＵの後側の位置からフィードバックループＲＬＰＦ２、ＲＬＰＦ３が与えられる。ローパスフィルタ推定は無限インパルス応答に基づいているため、当該推定は三つ以上の前の周期に依存する。従って、前の変化の後に状態が一定しており且つ推定器内のスイッチユニットＳＵがデルタキャパシタ電圧推定からローパスフィルタ推定へ切り換わる場合には、更なる手段（追加の作用／回路が必要とされる場合など）が必要とされる場合がある。ローパスフィルタ推定からの前の値のいずれもが何等関連がないときには、ローパスフィルタ推定をリセットする必要がある。デルタキャパシタ電圧推定器からローパスフィルタ推定器への切り換えが行われる場合には、デルタキャパシタ電圧推定からの最後の値がローパスフィルタ推定のための最初の値として使用されてもよい。スイッチＳＵ後の値がフィードバック情報として使用されるため、このフィードバックが正しい瞬間において自動的に達成され、また、ほとんどの関連情報がローパスフィルタ推定のために使用される。

図８は、第７の実施の形態に係るスイッチング推定器のブロック図を示している。特に、精密推定器がセット可能なリセット可能ローパスフィルタ推定器ＲＬＰＦとして実施され且つ高速推定器がデルタキャパシタ電圧推定器として実施される、ブーストコンバータのためのスイッチング推定器ＤＳＬＥＵ２の実施の形態が示されている。尚、ブーストコンバータのための高速推定器としてのデルタキャパシタ電圧推定器の実施は、バックコンバータのための実施とは異なる。これは、デューティサイクルが推定器のための入力信号としても使用されるからである。一つの周期におけるキャパシタ電圧変化Δｖ_Ｃは、前の周期中の平均キャパシタ電流ｉ_Ｃを計算するために使用することができる。これは、平均キャパシタ電流ｉ_ＣとキャパシタンスＣとを掛け合わせてそれを周期Ｔで割ることによって行うことができる。

その後に出力の同期切り換えを伴う最後の周期中の平均電流は、乗算ユニットＭＵ１内でインダクタ電流ｉ_Ｌ（スイッチを通じて流れる電流）を１−デューティサイクル：１−ｄ（この電流が流れている周期時間の一部）と掛け合わせることにより計算される。Ｃ／ＴブロックＣＴから得られる平均キャパシタ電流ｉ_Ｃを平均スイッチ電流即ち乗算ユニットＭＵ１からの出力から差し引くことにより、平均負荷電流ＩＥ、即ち、最後の周期中の負荷電流推定値が達成される。ここで、負荷と所要インダクタ電流との間の関係が公知の場合には、所要インダクタ電流ｉ_Ｌを決定することができる。定常状態において、この関係はデューティサイクルｄによって与えられる。これは、その場合、負荷電流がインダクタ電流時間１−ｄに等しいからである。ローパスフィルタＬＰＦを使用することにより１−ｄの平均が十分長い時間にわたってとられる場合には、結果として平均１−Ｄが得られるが、これは定常状態１−ｄにほぼ等しくなければならない。そのため、乗算ユニットＭＵ２内で負荷電流推定値ＩＥが１／（１−Ｄ）と掛け合わされ、それにより、高速推定器の所要インダクタ電流推定値が得られる。

ここで、状態フィードバックの原理について更に詳しく説明する。即ち、フィードバック制御の考え方は、システムの現在の状態に応じてシステムの制御入力を行うというものである。最適な制御のため、システムの状態変数によって表されるシステムの全体の状態を知る必要がある。状態フィードバック制御を用いると、各コントローラ出力は、総ての状態変数の誤差の関数である。状態変数の誤差は、システムの現在の状態変数と所望の状態変数との間の差異に関連している。

バックコンバータの場合には、一つの制御可能な入力だけ、即ち、デューティサイクルｄだけが存在し、そのため、コントローラは一つの出力を有している。バックコンバータの状態は、二つの状態変数、即ち、インダクタ電流ｉ_Ｌとキャパシタ電圧ｖ_Ｃとからなり、従って、状態フィードバックコントローラは、両方の状態変数の誤差のための二つの入力を有している。

リニア状態フィードバックコントローラの出力は、状態変数における総ての誤差の一次結合である。従って、バックコンバータコントローラは二つのゲインからなる。この場合、一つのゲインはインダクタ電流の誤差のためのものであり、もう一つのゲインはキャパシタ電圧誤差のためのものである。誤差の一次結合は、所望のハーフブリッジ電圧を与える。この所望のハーフブリッジ電圧をコンバータ入力電圧で割ることにより、コントローラ出力、即ち、デューティサイクルが得られる。

バックコンバータとリニア状態フィードバックコントローラとからなるシステムは、二つの状態変数と二つのフィードバックゲインとを有する二次システムである。システムの極は、適切なゲインを選択することにより所望の位置に配置することができる。

コントローラがデジタル領域で実施される場合には、インダクタ電流及びキャパシタ電圧を測定するためにＡＤコンバータが使用される。

状態フィードバック制御のために必要とされる状態変数の誤差は、所望の状態変数値からの現在の状態変数の偏差を構成する。バックコンバータにおいては、両方の現在の状態変数、インダクタ電流、及び、キャパシタ電圧が測定される。キャパシタ電圧における所望の値は、バックコンバータの所望の出力電圧であり、無論、これは公知である。所望の平均インダクタ電流は負荷電流に等しい。その理由は、そのときにだけ、出力キャパシタへの平均電流がゼロとなるため、出力電圧が一定のままだからである。電流を測定するための標準的な手法は、負荷と直列にレジスタを挿入することである。これは、正確な測定を可能にするために比較的大きい抵抗を選択すると、レジスタにおいてかなりの散逸が存在し、過渡状態中の電圧降下が大きくなるという欠点を有している。一方、小さい抵抗値を用いると、レジスタ両端間の電圧降下を正確に測定することが困難である。これに対し、本発明に係る推定器は、これらのいずれの欠点も伴わない。

負荷電流を測定する代わりに、利用可能な情報に基づいて負荷電流を推定することもできる。この場合、この推定された負荷電流を測定されたインダクタ電流から差し引くことにより、状態フィードバックコントローラのための入力として必要とされるインダクタ電流における推定誤差を得ることができる。

図９は、本発明の第８の実施の形態に係る負荷電流推定器のブロック図を示している。ここでは、測定されたインダクタ電流の低周波部分を使用するローパスフィルタ負荷電流推定器ＣＰＦＥＵが実施される。所定期間にわたるインダクタ電流の平均値は、定常状態中の負荷電流の平均値に等しい。従って、両方の電流の低周波成分は同じでなければならない。インダクタ電流の低周波部分は、ここでは、負荷電流のための推定値として使用される。

安定性のため、ＬＰＦカットオフ周波数は、あまり高く選択されるべきではなく、また、無論、コンバータ内のＬＣフィルタの共振周波数よりも高くてはならない。一方、ＬＰＦ帯域幅はあまり小さくてはならない。なぜなら、それにより推定器の速度が非常に遅くなるからである。ＬＰＦを一次ＩＩＲフィルタとして選択することにより良好な結果を得ることができ、それにより、（４）で与えられるクロックサイクルｋでの推定負荷電流Ｉ_{ｌｏａｄ−ｅｓｔ}［ｋ］が得られる。

ＬＰＦカットオフ周波数は、ＬＣ共振周波数の１／４に選択される。

図１０は、第９の実施の形態に係る負荷電流推定器のブロック図を示している。ここには、方程式（２−４）を実施するデルタキャパシタ電圧推定器ΔＶＥＵが示されている。デルタキャパシタ電圧（Δｖ_Ｃ）推定器ΔＶＥＵは、最後の周期の始め及び終わりに測定されたキャパシタ電圧及びインダクタ電流の両方を使用して負荷電流を推定する。一つの周期中のキャパシタ電圧ｖ_Ｃの変化が正確に測定され且つ出力キャパシタンスＣが公知の場合、この周期中の平均キャパシタ電流は、電圧変化をキャパシタンス値Ｃと掛け合わせてそれを周期Ｔで割ることにより、方程式（１）に関連して前述したように計算することができる。

インダクタ電流ｉ_Ｌが測定され、それにより、方程式（２）に示されるように最後の周期の始め及び終わりにインダクタ電流の平均をとることによって一つの周期中の平均インダクタ電流を同様に計算できる。負荷電流ｉ_ｌｏａｄがインダクタ電流−キャパシタ電流に等しいため、最後の周期中の平均負荷電流は、方程式（１）から方程式（２）の結果を差し引くことにより、方程式（３）に記載されるように計算することができる。このとき、負荷電流ｉ_ｌｏａｄにおける推定値は、最後の周期において計算された平均値に対応する。

図１１は、図３に係るコンバータにおける推定負荷電流及び出力電圧の応答のグラフを示している。第１の解析は、時間０における１単位の負荷電流ステップに対するステップ応答である。ここには、負荷電流推定器の応答が上側のグラフに示されるとともに、バックコンバータの出力電圧の応答が下側のグラフに示されている。実線はΔｖ_Ｃ推定器における応答を表しており、負荷電流の推定値が１周期において正しいことが分かる。選択されたコントローラゲインを用いると、出力電圧誤差は５周期でほぼゼロに戻る。破線はＬＰＦ推定器における応答を示しており、この推定器が正しく推定される負荷電流に達するには更に多くの時間がかかるのが直ちに分かる。そのため、状態フィードバックシステム全体が出力電圧誤差をゼロまで再び調整するには更に長い時間がかかる。明らかに、負荷変動に対するシステムの高速応答のためには、Δｖ_Ｃ推定器が最良の解決策である。

図１２は、推定負荷電流Ｉ_{Ｌｏａｄ−ｅｓｔ}、インダクタ電流ｉ_Ｌ、キャパシタ電圧Ｖｃの応答のグラフを示している。第２の解析は、測定された状態変数におけるノイズ及び変化に対する推定器及びシステムの感度を考慮する。コントローラにおけるＡＤコンバータの使用により、測定された信号中には常に量子化ノイズが存在する。特に、測定されたキャパシタ電圧におけるノイズは、かなりの影響を有する可能性がある。Δｖ_Ｃ推定器は、高速で応答するために電圧変化に関しては感度が良いが、これにより、ノイズに対しても感度が良くなる。Δｖ_Ｃが大きい場合、量子化に起因する相対的誤差は小さいが、Δｖ_Ｃがほぼゼロの場合には、相対的誤差が大きい。以下の計算は、これを無視すべきでないことを示している。

負荷が一定であり且つキャパシタ電圧が所望の値付近で小さいリップル（ｒｉｐｐｌｅ）を有していると仮定する。ＡＤコンバータを用いてキャパシタ電圧が測定されるため、出力は二つの量子化レベル間でトグルする（切り換える）ことができる。５ｍＶの量子化ステップサイズ、１０μＦの出力キャパシタ、０．８μｓの周期時間（１．２５ＭＨｚ）を用いると、単一の電圧量子化ステップに起因する負荷電流推定におけるステップは、１０μＦ／０．８μｓ×５ｍＶ＝１２．５×５ｍ＝６２．５ｍＡとなる。そのため、キャパシタ電圧が僅かに変化するが５ｍＶの一つの量子化ステップをもたらす場合、コントローラは、これに対し、インダクタ電流を非常に大きい６２．５ｍＡだけ変化させようとすることにより応答する。この悪影響は図１２から分かる。この場合、クローズドループ制御を用いた推定負荷電流、インダクタ電流、キャパシタ電圧の応答は、時間＝０における１の電圧量子化ステップの場合において与えられる。実線は、Δｖ_Ｃ推定器が使用される場合の応答を示している。電圧量子化ステップに起因して、一番上のグラフにおける推定負荷電流が１周期にわたって異なるのは明らかである。コントローラは、インダクタ電流を推定負荷電流に等しくしようとすることにより応答し、これは真ん中のグラフから分かる。一番下のグラフには、キャパシタ電圧への影響が示されている。

破線は、ＬＰＦ推定器が使用され且つこの推定器が電圧量子化ステップに依存しないことが明らかな場合における応答を示している。ＬＰＦ推定は、測定されたインダクタ電流のみに依存し、また、この推定の一定状態中の精度は、少なくとも測定されたインダクタ電流自体と同じ精度になり得る。これにより、ＬＰＦ推定器が一定状態中における最良の解決策となる。

先に示されたように、ＬＰＦを有する推定器は、速度が遅いが正確であるため、一定の負荷状態においては申し分がなく、一方、Δｖ_Ｃ推定器は、高速であるがノイズに非常に影響され易い。高速で且つ正確な推定器を得るためには、両方のタイプを組み合わせる必要がある。即ち、一定の負荷電流を伴う一定の状態においてはＬＰＦ推定が使用される。負荷変動後の変化する状態中には、Δｖ_Ｃ推定器が使用される。これを可能にするためには、負荷状態間を区別することが必要である。一定の負荷状態中においては、キャパシタ電圧が一定であるが、負荷状態の著しい変化が常にキャパシタ電圧にかなりの変化を与える。そのため、キャパシタ電圧を使用して、負荷状態間を区別することができる。つまり、デルタｖ_Ｃが小さいときには、負荷状態は一定であり、そのため、ＬＰＦ推定器が使用される。デルタｖ_Ｃが特定の限界を超えるときには、状態は変化しており、そのため、Δｖ_Ｃ推定器が使用される。

Δｖ_Ｃ推定は、最後の二つの周期からの測定データのみに依存し、そのため、状態が変化しているときに直接に使用することができる。ＬＰＦ推定は、その無限インパルス応答により、過去の三つ以上の周期に依存する。従って、状態が変化した後に再び状態が一定になって推定器がΔｖ_Ｃ推定から元のＬＰＦ推定へ切り換わるときには、更なる手段が必要である。ＬＰＦ推定に対する過去からの影響は、リセットする必要がある。なぜなら、これは、新たな一定の状態に関してもはや関連していないからである。これは、Δｖ_Ｃ推定器からの最後の値をＬＰＦ推定器のための初期値として使用することによって達成される。

図１３は、第１０の実施の形態に係るコンバータシステムのブロック図を示している。コンバータは、コンバータＣＶＵと、推定器ＥＵと、コントローラと、基準入力ＩＣＵとを含む。システムにおける総てのタイプのオフセット及び遅延を補償するために、積分器がコントローラに加えられる。

図１４は、定常状態条件における時間の関数としての測定キャパシタ電圧誤差のグラフを示している。測定は、試作ボードに関して行われた。定常状態中のキャパシタ電圧におけるリップル及び負荷ステップ応答が主な対象である。

バックコンバータ及び測定回路を含むシステム全体は、システムをシミュレートするためにＭａｔｌａｂ Ｓｉｍｕｌｉｎｋでモデル化された。デューティサイクル発生器において使用されるクロック周波数は１６０ＭＨｚであった。これは、デューティサイクルのための１６０ＭＨｚ／１．２５ＭＨｚ＝１２８個の可能なステップを与える。インダクタ電流及びキャパシタ電圧測定のそれぞれにおける量子化ステップサイズは、１２．５ｍＡ及び３．１２５ｍＶであった。６ビットＡＤコンバータを用いると、これは０．８Ａ及び０．２Ｖの測定範囲を与える。推定器及びコントローラもＶＨＤＬで書かれた。このＶＨＤＬコ−ドは、その後、バックコンバータと、ＡＤコンバータを有する測定回路とを収容するＦＰＧＡ試作ボード中へプログラムすることができた。

キャパシタ電圧におけるリップルを見ると、異なるソースを区別することができる。第１に、キャパシタが各周期で部分的に帯電及び放電されるときには、コンバータの切り換え作用に起因して、ここではスイッチングリップルと呼ばれるリップルが存在する。第２に、コントローラは、その有限分解能に起因して、ここでは制御リップルと呼ばれるリップルを加える。両方のタイプのリップルは、一緒に、キャパシタ電圧で見られる全リップルを与える。スイッチングリップルはシステム特性に依存し、また、所与のバックコンバータにおいて、入力電圧が３Ｖで、基準電圧が１．５Ｖで、キャパシタのＥＳＲが無視される場合、約２．７ｍＶピーク−ピーク及び１ｍＶ ＲＭＳとなるようにスイッチングリップルを計算することができる。

図１５は、定常状態条件中において測定されたキャパシタ電圧誤差ｖ_Ｃ及びインダクタ電流ｉ_Ｌのグラフを示している。ここでは、より小さな時間スケールで定常状態キャパシタ電圧誤差及びインダクタ電流が示されている。これは、３Ｖ、４Ｖ、２Ｖの異なる入力電圧に関し、全部で三つの測定において行われる。インダクタ電流の差異は、異なる入力電圧に起因して明瞭である。キャパシタ電圧における誤差の測定結果は、定常状態条件において示されている。この場合、５０Ωの負荷が３０ｍＡの負荷電流を与えている。ＲＭＳ全リップル電圧は僅か１．８ｍＶである。ピーク間全リップル電圧は約１０ｍＶである。スイッチング周期ごとに一つのサンプルを見ることにより、ＲＭＳ制御リップル電圧が１．４ｍＶとなるように決定される。

図１６は、測定されたキャパシタ電圧誤差Ｕ_Ｃ及びインダクタ電流ｉ_Ｌのグラフを示しており、また、図１７は、測定されたキャパシタ電圧誤差及びインダクタ電流のグラフを示している。負荷ステップ応答を測定するために、６オームの負荷が５ｋＨｚでオン及びオフに切り換えられた。１．５Ｖの出力電圧を用いると、これは２５０ｍＡの負荷電流ステップを意味する。図１６及び図１７において、マイナス及びプラスの負荷ステップのそれぞれにおける応答が３Ｖ及び２Ｖの入力電圧に関して示されている。図示のように、コントローラの応答は非常に速い。２５０ｍＡの所与の負荷電流ステップにおいては、キャパシタ電圧だけが４０ｍＶ付近で降下し又は減少する。また、キャパシタ電圧も、４μｓ又は５μｓのスイッチング周期内で非常に速く、元の基準電圧へと調整される。図１７に係るプラスの負荷電流ステップを除き、図示の両方の入力電圧において応答は同じである。ここでは、２Ｖの入力電圧と１．５Ｖのキャパシタ電圧との間の小さな差異が、インダクタ電流が増加可能な比率を制限し、それにより、電圧降下が僅かに増加する。

図１８は、第１１の実施の形態に係るスイッチング誤差推定器のブロック図を示している。ここでは、連続時間スイッチング誤差推定器ＳＥＥＵがバックコンバータに関して示されている。スイッチング誤差推定ユニットＳＥＥＵは、インダクタ電流及びキャパシタ電圧ｖ_Ｃを受け取るとともに、インダクタ電流ｉ_Ｌの誤差における推定値を出力する。スイッチング誤差推定ユニットＳＥＥＵは、リセット可能ハイパスフィルタユニットＲＨＰＦと、ｄ／ｄｔブロックｄｄｔと、振幅検出ユニットＡＤＵとを備える。前述した実施の形態の場合のようにローパスフィルタを使用する代わりに、第１１の実施の形態に係るスイッチング誤差推定器ＳＥＥＵは、インダクタ電流ｉ_Ｌを受け取り且つ誤差推定値ＨＰＦＥを出力するためのリセット可能ハイパスフィルタＲＨＰＦを使用する。従って、リセット可能ハイパスフィルタＲＨＰＦは、精密推定器を構成する。キャパシタ電圧ｖ_Ｃがｄ／ｄｔブロックｄｄｔによって受け取られ、キャパシタ電圧の微分が得られてキャパシタンス値Ｃと掛け合わされる。その出力ｄｅｅは、所要インダクタ電流の誤差における推定値を構成する。

前述した実施の形態の場合と同様、振幅検出器ＡＤＵは、リセット可能ハイパスフィルタＲＨＰＦの出力と乗算ユニットＣの出力との間を切り換えるために使用される。

前述した実施の形態とは異なり、第１１の実施の形態に係るスイッチング誤差推定ユニットＳＥＥＵは、所要インダクタ電流を推定せず、所要インダクタ電流における誤差を推定する。従って、この推定値は、コントローラによって直接に使用することができる。他の前述した実施の形態の場合と同様、正確な制御が重要となる一定状態中においては第１の推定器が使用され、高速応答が重要となる変化する状態中においては第２の推定器が使用される。第１の推定器、即ち、ＲＨＰＦにおける正確な制御は、測定されたインダクタ電流ｉ_Ｌが入力として使用されるときに可能である。高速応答は、キャパシタ電圧ｖ_Ｃの変化を使用することによって可能である。

第１１の実施の形態に基づく本発明の更なる実施の形態によれば、離散時間の場合において推定器が設けられてもよい。

これに加えて又はこれに代えて、高速応答推定器は、キャパシタ電流を正確に測定することができる場合には、このキャパシタ電流を入力信号として使用してもよい。

従って、二つの異なる手法、即ち、インダクタ電流をローパスフィルタリングする手法と出力キャパシタにおける電圧変化を測定する手法とを組み合わせて用いると、非常に正確に且つ非常に高速で負荷電流を推定することができる。当該方法は、付加的な損失がもたらされず且つ非常に感度の良いオペアンプを必要としない直列抵抗により、従来の電流測定を超える利点を有している。これは、状態フィードバックアルゴリズム等の最適に近いことで知られる非常に正確な制御アルゴリズムを適用するための手段を与える。負荷電流推定器を用いたそのような状態フィードバックアルゴリズムの試作実施に関する測定は、そのようなコントローラのステップ応答が５スイッチング周期未満であること、及び、最終的な出力電圧が非常に正確に得られることを裏付けている。

前述のＤＣ−ＤＣコンバータは、特に、例えば携帯電話及びＭＰ３又はメディアプレーヤと共に使用されるバッテリ用途において、ＤＣ−ＤＣダウンコンバータ及びアップコンバータとして実施することができる。あるいは、前述のコンバータは、負荷（ＰＯＬ）ＤＣ−ＤＣコンバータ又は高出力用途のためのＶＲＡのポイントを含んでいてもよい。

尚、前述した実施の形態は、本発明を限定するものではなく、例示的なものであり、当業者は、添付の特許請求の範囲から逸脱することなく、多くの他の実施の形態を設計することができる。請求項中、括弧内に記載された任意の参照符号は、請求項を限定するものと解釈されるべきではない。用語「備える、含む（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」は、請求項に列挙された要素又はステップ以外の要素又はステップの存在を排除しない。要素に先行する用語「一つの（ａ，ａｎ）」は、そのような要素の複数の存在を排除するものではない。いくつかの手段を列挙する装置の請求項において、これらの手段のうちのいくつかは、ハードウェアの一つの同じ要素によって具現化することができる。特定の手段が互いに異なる従属請求項に記載されているという単なる事実は、これらの手段の組み合わせを有利に使用することができないことを示唆するものではない。

また、請求項中の任意の参照符号は、特許請求の範囲を限定するものと解釈されるべきではない。

従来の技術に係るコンバータシステム全体のブロック図を示している。 第１の実施の形態に係るスイッチング推定器のブロック図を示している。 第２の実施の形態に係るＤＣコンバータのブロック図を示している。 第３の実施の形態に係るＤＣコンバータのブロック図を示している。 第４の実施の形態に係るスイッチング推定器のブロック図を示している。 第５の実施の形態に係るスイッチング推定器のブロック図を示している。 第６の実施の形態に係るスイッチング推定器のブロック図を示している。 第７の実施の形態に係るスイッチング推定器のブロック図を示している。 本発明の第８の実施の形態に係る負荷電流推定器のブロック図を示している。 第９の実施の形態に係る負荷電流推定器のブロック図を示している。 図３に係るコンバータにおける推定負荷電流及び出力電圧の応答のグラフを示している。 推定負荷電流、インダクタ電流及びキャパシタ電圧の応答のグラフを示している。 第１０の実施の形態に係るコンバータシステムのブロック図を示している。 定常状態条件における時間の関数としての測定キャパシタ電圧誤差のグラフを示している。 定常状態条件中において測定されたキャパシタ電圧誤差及びインダクタ電流のグラフを示している。 測定されたキャパシタ電圧誤差及びインダクタ電流のグラフを示している。 測定されたキャパシタ電圧誤差及びインダクタ電流のグラフを示している。 第１１の実施の形態に係るスイッチング誤差推定器のブロック図を示している。

Claims (11)

1. 精密制御信号推定を行うための第１の推定ユニットと、
   高速制御信号推定を行うための第２の推定ユニットと、
   実質的に一定の制御信号状態中は前記第１の推定ユニットの出力に切り換えるとともに、実質的に変化する制御信号状態中は所要制御信号における推定値を与えるために前記第２の推定ユニットの出力に切り換えるためのスイッチングユニットと、
   を備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 負荷に対して結合される出力キャパシタ及びインダクタを更に備え、
   前記第１の推定ユニットは、インダクタ電流の低周波部分を測定することにより、負荷のための所要インダクタ電流を推定するように構成されており、
   前記第２の推定ユニットは、前記出力キャパシタにおける電圧変化を測定することにより、負荷のための所要インダクタ電流を推定するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記第１の推定ユニットは、リセット可能なローパスフィルタを備えることを特徴とする請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記第２の推定ユニットは、前の周期の始め及び終わりのインダクタ電流及び前記出力キャパシタの電圧を受け取るとともに、測定されたインダクタ電流からのキャパシタ電流の減算に基づいて所要インダクタ電流における推定値を出力するものであり、ここで、前記キャパシタ電流は、前記出力キャパシタにおける電圧変化を出力キャパシタンスの値と掛け合わせるとともにこれを時間周期で割ることにより決定されることを特徴とする請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 前記第２の推定ユニットは、前記出力キャパシタの電圧及びインダクタ電流を受け取るとともに、測定されたインダクタ電流からのキャパシタ電流の減算に基づいて所要インダクタ電流における推定値を出力するものであり、ここで、前記出力キャパシタの電圧の微分が出力キャパシタンスの値と掛け合わされて前記キャパシタ電流が決定されることを特徴とする請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 前記第２の推定ユニットは、前記出力キャパシタの電圧及びデューティサイクルを受け取るとともに、所要インダクタ電流における推定値を出力するものであり、
   ここで、当該推定は、測定されたインダクタ電流と１−デューティサイクルとの乗算の結果からキャパシタ電流を差し引くとともに、その減算結果を１−デューティサイクルのローパスフィルタリングの結果で割ることにより行われ、前記キャパシタ電流は、前記出力キャパシタにおける電圧変化を出力キャパシタンスの値と掛け合わせるとともにその結果を時間周期で割ることにより決定されることを特徴とする請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. 前記第２の推定ユニットは、前記出力キャパシタの電圧と入力インダクタ電流とデューティサイクルとを受け取るとともに、所要インダクタ電流における推定値を出力するものであり、
   ここで、当該推定は、測定されたインダクタ電流と１−デューティサイクルとの乗算の結果からキャパシタ電流を差し引くとともに、その減算結果を１−デューティサイクルのローパスフィルタリングの結果で割ることにより行われ、前記出力キャパシタの電圧の微分が出力キャパシタンスの値と掛け合わされて前記キャパシタ電流が決定されることを特徴とする請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
8. 負荷に対して結合される出力キャパシタ及びインダクタを更に備え、
   前記第１の推定ユニットは、インダクタ電流の高周波部分を測定することにより、負荷のための所要インダクタ電流における誤差を推定するように構成されており、
   前記第２の推定ユニットは、前記出力キャパシタにおける電圧変化を測定することにより、負荷のための所要インダクタ電流における誤差を推定するように構成されてことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
9. 前記第１の推定ユニットは、リセット可能なハイパスフィルタを備えることを特徴とする請求項８に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
10. 精密制御信号推定を行うステップと、
    高速制御信号推定を行うステップと、
    実質的に一定の制御信号状態中は精密制御信号推定の出力に切り換えるとともに、実質的に変化する制御信号状態中は所要制御信号における推定値を与えるために高速制御信号推定の出力に切り換えるステップと、
    を含むことを特徴とするＤＣ−ＤＣ変換方法。
11. 精密制御信号推定を行うための第１の推定ユニットと、高速制御信号推定を行うための第２の推定ユニットと、実質的に一定の制御信号状態中は前記第１の推定ユニットの出力に切り換えるとともに、実質的に変化する制御信号状態中は所要制御信号における推定値を与えるために前記第２の推定ユニットの出力に切り換えるためのスイッチングユニットと、を有するＤＣ−ＤＣコンバータを備えることを特徴とする装置。

Images