CN1346535A - Dc－dc变换器 - Google Patents

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Abstract

将变压器(2)的一次线圈(21)、开关元件(3)、和电流检测电阻(4)的串联电路连接在一对直流端子(18、19)之间。将滤波用电容器(7)通过二极管(6)连接于变压器(2)的二次线圈(22)。将谐振用电容器(5)与开关元件(3)和电流检测电阻(4)的串联电路并联连接。通过将电流检测信号、输出电压检测信号和开关电压检测装置(11)的输出合成而形成开关元件(3)的控制脉冲。在控制电路(13)中设置用于将第1和第2最小断开期间设定为具有滞后的最小断开期间决定电路。在轻负载时由最小断开期间限制开关元件(3)的断开期间。在经过了最小断开期间且变压器(2)的蓄存能量的放出结束后进行开关元件(3)接通时的零电压切换。

Description

DC-DC变换器
技术领域
本发明涉及可以适应负载或输入电压变化的DC-DC变换器。
背景技术
现有的典型的DC-DC(直流-直流)变换器，例如，如美国专利第5719755号所示，由直流电源、具有一次、二次和三次线圈的变压器、开关元件、整流滤波电路、控制电路构成。开关元件，通过变压器的一次线圈连接在直流电源的一端和另一端之间，并由控制电路进行通·断控制。整流滤波电路，按第1型或第2型构成。第1型整流滤波电路，由具有在一次线圈侧的开关元件接通期间由在二次线圈中感应的电压反向偏置而在一次线圈侧的开关元件断开期间由在二次线圈中感应的电压正向偏置的方向性并与二次线圈连接的整流二极管及对该整流二极管的输出电压进行滤波的电容器构成。第2型整流滤波电路，由具有在开关元件接通期间由在二次线圈内感应的电压正向偏置的方向性并与二次线圈连接的整流二极管、与该整流二极管的输出线路串联连接的扼流圈、连接在该扼流圈的输出级的滤波用电容器、用于形成包含扼流圈和滤波用电容器的闭合电路的二极管构成。具有第1型整流滤波电路的开关调整器，称作回扫型或反向型开关调整器，具有第2型整流滤波电路的开关调整器，称作正向型开关调整器。
同时，对DC-DC变换器要求具有高的效率。为提高DC-DC变换器的效率，必须减低开关元件的功率损失。为达到这一目的，在上述美国专利中，将一个准谐振(quasiresonant)用电容器与开关元件并联连接。如按这种方式将电容器与开关元件并联连接，则当开关元件断开时将使电容器慢慢地充电，因而使该电容器的电压及开关元件的电压逐渐升高。作为开关元件的双极晶体管或场效应晶体管的电流，由于半导体中的载流子的存储效应，即使对其进行了断开控制后也仍会流过。但是，当设有谐振用电容器时，在进行了断开控制后开关元件的电压不会急剧升高，所以可以根据开关元件的电压和电流的乘积抑制功率损失即开关损耗，另外，还可以抑制断开时的噪声即浪涌电压。
在使开关元件断开时，开关元件的电压将随着变压器一次线圈的电感和与开关元件并联连接的电容器的谐振动作而逐渐降低，并当该电压降低到零或接近零时，使开关元件接通。按照这种方式，可以实现开关元件的零电压却换，因而能降低开关损耗。
可是，在备有将输出电压控制为恒定值的电路的准谐振型开关调整器中，当负载的大小改变时，使开关元件的反复通·断频率(以下，称作切换频率)改变。例如，当负载小时，使切换频率提高。而如切换频率提高，则开关元件的切换次数增加。由于每次切换时开关元件都将产生损耗，所以，当每单位时间的切换次数增加时，每单位时间的损耗也增大。其结果是，尽管进行准谐振动作，也不能使开关调整器的效率得到令人满意的提高。
为了抑制轻负载时切换次数的增加，例如，可以采用特开平8-289543号公报中所述的抑制开关元件的反复通·断频率即切换频率的方式。在现有的DC-DC变换器中，开关元件的断开期间的长度受到强制性的限制。该受到强制性限制的断开期间，被称为最小断开期间或最小断开时间。在设定最小断开期间时，开关元件的断开期间(断开时间)不能小于最小断开期间。
在设定了最小断开期间的DC-DC变换器中，当负载大幅度减轻时，即使随着在开关元件接通期间蓄存在变压器中的能量的放出而使回扫电压的发生结束，开关元件也不能立即切换为接通，而只有在最小断开期间之后才能使开关元件切换为接通状态。当回扫电压的发生在最小断开期间内结束时，将因变压器的线圈阻抗及开关元件的寄生电容或谐振用电容而发生阻尼振荡。因此，使开关元件在阻尼振荡中切换为接通状态。在最小断开期间结束时，开关元件的电压有时因阻尼振荡而仍较高，所以在最小断开期间结束之后当开关元件的电压变为较低值时才将开关元件切换为接通状态。当按如上所述的方法控制开关元件时，可以大幅度地减低开关损耗。
但是，在将最小断开期间固定为恒定值的状态下，当负载或输入电压改变时，有时会使切换频率变得不稳定。例如，当负载的大小从回扫电压发生期间比最小断开期间长的状态下的较重的第1负载逐渐地改变为回扫电压发生期间变得比最小断开期间短的较轻的第2负载时，在回扫电压发生期间变得比最小断开期间短的情况下，将发生不稳定的动作。参照图6和图7对其进行更详细的说明。图6和图7的V1表示开关元件的电压，该电压根据变压器的回扫电压及阻尼振荡电压生成。图6的V13中的T1表示最小断开期间。如图6所示，当负载具有较大的值时，回扫电压发生期间T0比由V13示出的最小断开期间T1长。因此，使开关元件与回扫电压的结束同步地切换为接通状态，并接着进行众所周知的自激振荡动作。当使负载从这种状态逐渐减轻时，开关元件的接通期间(Ton)变短，回扫电压发生期间T0也变短，最终使回扫电压发生期间T0变得比最小断开期间T1短。当回扫电压发生期间T0变得比最小断开期间T1短时，如图7所示，与回扫电压发生期间T0同步的开关元件的接通被禁止。开关元件，在最小断开期间T1结束后当开关元件的电压接近零时接通。当如上所述在最小断开期间T1结束的时刻不使开关元件接通并在开关元件的电压接近零之前将开关元件的接通强制性地禁止时，将使开关元件的断开期间相应地变长，并使输出电压降低。由于DC-DC变换器具有恒压控制电路，所以为补偿输出电压的降低而将随后的开关元件的接通期间延长。这样，当使开关元件的接通期间变长时，回扫电压发生期间T0也与其成比例地变长。其结果是，再次使回扫电压发生期间T0变得比最小断开期间T1长，因而在断开期间可以进行不受最小断开期间T1限制的开关动作。接着，如上所述，当接通期间变长时，使输出电压升高，所以再次使接通期间变短，回扫电压发生期间T0也再次变得比最小断开期间T1短，因而在断开期间的开关动作将受到最小断开期间T1的限制。按照这种方式，当开关元件的断开期间仅由1个最小断开期间T1的限制时，开关元件的接通期间及断开期间将反复地改变。开关元件的接通期间及断开期间的这种改变，意味着使切换频率变得不稳定。当切换频率变得不稳定时，由开关元件产生的噪声频率也发生变化，因而很难采取抗噪的对策。此外，有时还会发生因切换频率的无规律变化而使变压器产生由磁致伸缩声引起的噪声。另外，有时还会因切换频率的变化而很难持续稳定地进行开关元件的通·断控制。
因此，本发明的目的在于，提供一种能使轻负载时的效率提高同时可以使动作稳定性提高并使噪声降低的DC-DC变换器。
发明的公开
参照示出实施形态的附图中的符号对为解决上述课题并达到上述目的本发明进行说明。这里的参照符号，是为有助于理解本申请的发明而标记的，并不是对本发明的限定。
本发明的用于对负载26供给直流电力的DC-DC变换器，具有供给直流电压的直流电源1、连接在上述直流电源1的一端18和另一端19之间且具有第1和第2主端子和控制端子的用于将上述直流电压反复接通·断开的开关元件3、与上述开关元件3串联连接并在上述开关元件3接通期间蓄存能量而在上述开关元件3断开期间将上述能量放出的电感装置2或2a、与上述电感装置2或2a连接的整流滤波电路6、检测指示上述整流滤波电路6的输出电压的信号的输出电压检测装置8、10、用于获得指示上述开关元件3的上述第1和第2主端子间的电压的信号的开关电压检测装置11、11a或11b、开关控制装置13。
上述开关控制装置13，与上述输出电压检测装置8、10、上述开关电压检测装置11、11a或11b及上述开关元件3连接，用于形成对上述开关元件3进行通·断控制用的开关控制信号并将该开关控制信号供给上述开关元件3的上述控制端子。此外，上述开关控制装置13，具有如下的功能：(1)响应上述输出电压检测装置8、10的输出而决定上述开关元件3的接通期间Ton的长度以便将上述输出电压控制为恒定值的功能；(2)形成指示用于限制上述开关元件3的断开期间Toff的长度的第1最小断开期间T1的信号的功能；(3)形成指示比上述最小断开期间T1长的第2最小断开期间T2的信号的功能；(4)有选择地产生指示上述第1和第2最小断开期间的信号的功能；(5)检测上述电感装置2或2a的回扫电压发生期间T0的功能；(6)判断上述回扫电压发生期间T0是否比上述第1最小断开期间T1短的功能；(7)判断上述回扫电压发生期间T0是否比上述第2最小断开期间T2长的功能；(8)当取得了指示上述回扫电压发生期间T0比上述第1最小断开期间T1短的判定结果时根据上述第2最小断开期间T2限制上述开关元件3的断开期间Toff的长度的功能；(9)当取得了指示上述回扫电压发生期间T0比上述第2最小断开期间T2长的判定结果时根据上述第1最小断开期间T1限制上述开关元件3的断开期间Toff的长度的功能；(10)在上述第1最初的断开期间T1或上述第2最小断开期间T2结束后根据由上述开关电压检测装置11、11a或11b获得的指示上述开关元件3的电压已变到规定基准值Vr1或Vr2’以下的情况决定上述开关元件3的断开期间Toff的结束时刻的功能。
另外，如权利要求2所示，上述开关控制装置13，最好由开关控制信号形成装置46或46a、47、50或50a、最小断开期间信号发生电路73、120或120’、回扫电压发生期间检测装置101或130、判定装置102或13构成。上述开关控制信号形成装置46或46a、47、50或50a，与上述输出电压检测装置8、10、上述开关电压检测装置11、11a或11b连接，用于形成对上述开关元件3进行通·断控制用的开关控制信号，并具有响应上述输出电压检测装置8、10的输出而决定上述开关元件3的接通期间Ton的长度以便将上述输出电压控制为恒定值的功能、及根据由上述开关电压检测装置11、11a或11b获得的指示上述开关元件3的电压已变到规定基准值Vr1或Vr2’以下的情况决定上述开关元件3的断开期间Toff的结束时刻的功能。上述最小断开期间信号发生电路73、120或120’，有选择地产生指示用于限制上述开关元件3的断开期间Toff的长度的第1最小断开期间T1的信号和指示比该第1最小断开期间T1长的第2最小断开期间T2的信号，并将指示上述第1和第2最小断开期间的信号有选择地供给上述开关控制信号形成装置。上述回扫电压发生期间检测装置101或130，检测上述电感装置2或2a的回扫电压发生期间T0。上述判定装置102或13，与上述最小断开期间信号发生电路及上述回扫电压检测装置连接，且具有判断由上述回扫电压发生期间检测装置101或130检测出的上述回扫电压发生期间T0是否比上述第1最小断开期间T1短的功能、判断上述回扫电压发生期间T0是否比上述第2最小断开期间T2长的功能、当取得了指示上述回扫电压发生期间T0比上述第1最小断开期间T1短的判定结果时控制上述最小断开期间信号发生电路73、120或120’以便将指示上述第2最小断开期间T2的信号从上述最小断开期间信号发生电路73或120供给上述开关控制信号形成装置的功能、及当取得了指示上述回扫电压发生期间T0比上述第2最小断开期间T2长的判定结果时控制上述最小断开期间信号发生电路73或120以便将指示上述第1最小断开期间T1的信号从上述最小断开期间信号发生电路73或120供给上述开关控制信号形成装置的功能。
另外，如权利要求3所示，上述第1最小断开期间T1与第2最小断开期间T2的时间差Ta，最好为0.1～10μs。
另外，如权利要求4所示，最好设置谐振用电容器。
另外，如权利要求5所示，最好设置用于将电流检测装置4的输出、输出电压检测装置8的输出及开关电压检测装置11或11a的输出合成的合成装置12，并将从合成装置12得到的合成信号输入到第1和第2比较装置46、47。按照这种方式，很容易实现开关控制装置的集成化及低成本化。
另外，如权利要求6所示，最好设置初始化信号发生装置51。此外，最好由锯齿波电压发生电路72、最小断开期间决定用基准电压91、最小断开期间决定用比较器92、断开期间脉冲形成电路95构成最小断开期间信号发生电路77。
另外，如权利要求7所示，最好由第1电路71、71a或71b及第2电路96构成控制脉冲形成电路50或50a。
另外，如权利要求8所示，最好使第1电路71、71a或71b为波形整形电路77及触发器78。
另外，如权利要求9和10所示，最好由2个触发器构成用于决定断开结束时刻的第1电路71或71a。
另外，如权利要求11所示，最好使第2电路96为或非门96a。
另外，如权利要求12所示，最好由与门97及触发器100构成最小断开期间脉冲形成电路95。
另外，如权利要求13所示，最好将回扫电压发生期间检测装置101与第1电路71及第2电路96连接。
另外，如权利要求14所示，最好使最小断开期间决定用基准电压源91为分压电路。
另外，如权利要求15所示，可以构成为不使开关电压检测装置11的输出输入到用于输出电压控制的合成装置12。
另外，如权利要求16所示，可以根据输出电压检测信号形成锯齿波电压V4a，并使用该锯齿波电压V4a决定断开结束时刻。
另外，如权利要求17所示，最好使电感装置为具有一次、二次及三次线圈21、22、23的变压器。
另外，如权利要求18所示，可以将开关电压检测装置11与开关元件3断开并联连接。
另外，如权利要求19所示，可以将输出电压检测装置与三次线圈23连接。
另外，如权利要求20所示，最好在开关电压检测装置11中包含延迟用电容器34。
另外，如权利要求21所示，可以由二极管31及电阻33构成开关电压检测装置11a。
另外，如权利要求22所示，可以使电感装置为电抗器2a，并将输出滤波用电容器7通过二极管6与其线圈21并联连接
另外，如权利要求23所示，可以设定最大断开期间。
另外，如权利要求24所示，可以在开关电压检测装置11、11a或11b的输出级设置开关110，并通过使该开关110断开而根据开关电压检测装置的输出使控制中断。
另外，如权利要求25所示，可以设置第1和第2最小断开期间信号发生器121、122。
另外，如权利要求26所示，可以将回扫电压发生期间检测装置130直接与电感装置连接。
另外，如权利要求27所示，可以使判断装置为相位比较器133。
各权利要求的发明具有以下优点。
(1)由于设定最小断开期间T1或T2，所以即使在轻负载下也可以防止开关元件3的断开期间Toff大幅度减小，并能抑制开关元件3的每单位时间的切换次数的增加。因此，可以抑制每单位时间的开关损耗的增大，因而能提高轻负载时的效率。
(2)当因负载从重的值向轻的值变化而使回扫电压发生期间T0比第1最小断开期间T1短时，设定第2最小断开期间T2。因此，可以将开关元件3的断开期间稳定地固定于第2最小断开期间T2，因而即使发生负载变化或输入电压变化也能继续进行稳定的开关动作。此外，当因负载从轻的值向重的值变化而使回扫电压发生期间T0比第2最小断开期间T2长时，设定第1最小断开期间T1。因此，可以将开关元件3的断开期间稳定地固定于第1最小断开期间T1，因而能继续进行稳定的开关动作。总之，能够稳定地完成从因负载较大而以不受第1最小断开期间T1的限制的方式使开关元件3进行通·断动作的第1开关动作向因负载较小而以由第2最小断开期间T2限制的方式使开关元件3进行通·断动作的第2开关动作的切换、或向与其相反的方向的切换。基于本发明的第1和第2最小断开期间T1、T2的切换动作，与众所周知的具有滞后特性的比较器或施密特触发电路的滞后动作类似。如上所述，当稳定地完成第1和第2开关动作的切换时，使切换频率也得到稳定，因而能抑制其频率不可预计的噪声的发生，并可以抑制因电感装置中的磁致伸缩引起的可听音即噪声的发生。
如权利要求3所示，当设定第1和第2最小断开期间T1、T2的时间差时，能可靠地获得滞后效应。
如权利要求4所示，当设置谐振电容5时，可以稳定地产生谐振，并能满意地实现开关元件3断开时的零电压切换，因而可以减低开关损耗。
另外，如权利要求5所示，当形成合成信号时，可以通过公用导体或端子传送多个信息。因此，便于实现开关控制信号形成装置的集成化。
另外，按照权利要求6～12的发明，可以用简单的电路形成开关控制信号。
另外，按照权利要求13和14的发明，可以很容易地执行滞后动作。
另外，按照权利要求15和16的发明，可以分别独立地进行输出电压的控制和断开结束时刻的检测，因而增加了电路设计的自由度。
另外，按照权利要求17的发明，可以很容易地进行开关元件侧与负载26侧的电气隔离。
另外，按照权利要求18的发明，可以精确地检测开关元件3的电压。
另外，按照权利要求19的发明，可以很容易地检测输出电压。
另外，按照权利要求20和21的发明，可以令人满意地进行开关电压检测。
另外，按照权利要求22，因电抗器的作用可以很容易地得到高的输出电压。
另外，按照权利要求23的发明，利用最大断开期间的作用可以稳定地起动DC-DC变换器。
另外，按照权利要求24的发明，在备用方式等负载极小的情况下，可以形成具有最大断开期间的开关控制信号，从而使DC-DC变换器稳定地动作。
另外，按照权利要求25和26的发明，增加了电路设计的自由度。
附图的简单说明
图1是表示本发明第1实施形态的DC-DC变换器的电路图。
图2是详细表示图1的控制电路的电路图。
图3是详细表示图2的脉冲发生电路的框图。
图4是详细表示图3的断开结束时刻决定电路的电路图。
图5是详细表示图3的锯齿波发生电路、最小断开期间决定电路、最大断开期间决定电路、控制脉冲形成电路、及基准电压切换电路的电路图。
图6是表示图1的DC-DC变换器为重负载时的由图1～图5的V1～V18示出的部分的电压的波形图。
图7是表示图1的DC-DC变换器为轻负载时的由图1～图5的V1～V18示出的部分的电压的波形图。
图8是表示图1的DC-DC变换器的重负载和轻负载的切换所引起的V4、V14、V10、V13、V17的变化的波形图。
图9是表示图1的DC-DC变换器的负载变得比图7的轻负载状态还轻时的V1、V13、V14的状态的波形图。
图10是表示第2实施形态的DC-DC变换器的电路图。
图11是表示第3实施形态的DC-DC变换器的电路图。
图12是表示第4实施形态的DC-DC变换器的电路图。
图13是表第5实施形态的DC-DC变换器的断开时刻决定电路及基准电压切换电路的电路图。
图14是表示第5实施形态的DC-DC变换器为重负载时的图1和图2的V1、V2、V3、V4、V5、V6以及图13的V8、V9、V17、V18的波形图。
图15是表示第5实施形态的DC-DC变换器为轻负载时的图1和图2的V1、V2、V3、V4、V5、V6以及图13的V8、V9、V17、V18的波形图。
图16是表示第6实施形态的DC-DC变换器的电路图。
图17是详细表示图16的控制电路的框图。
图18是表示图17的脉冲发生电路中所包含的断开时刻决定电路的框图。
图19是表示第6实施形态的DC-DC变换器为重负载时的图16～图18的各部电压的波形图。
图20是表示第6实施形态的DC-DC变换器为轻负载时的图16～图18的各部电压的波形图。
图21是表示第7实施形态的DC-DC变换器的电路图。
图22是详细表示图21的控制电路的框图。
图23是详细表示图22的脉冲发生电路的框图。
图24是详细表示图23的锯齿波发生电路、最小断开期间决定电路、最大断开期间决定电路、控制脉冲形成电路、及基准电压切换电路的电路图。
图25是表示图21的DC-DC变换器为重负载时的由图21～图24的V1、V4a、V3、V5’、V6’、V7、V9、V14示出的部分电压的波形图。
图26是表示图21的DC-DC变换器为轻负载时的由图21～图24的V1、V4a、V3、V5’、V6’、V7、V9、V14示出的部分电压的波形图。
图27是表示第8实施形态的DC-DC变换器的电路图。
图28是表示第9实施形态的DC-DC变换器的电路图。
图29是表示第10实施形态的DC-DC变换器的一部分的电路图。
图30是表示第11实施形态的DC-DC变换器的一部分的电路图。
图31是表示第12实施形态的DC-DC变换器的一部分的电路图。
用于实施发明的最佳形态
第1实施形态
首先，参照图1～图9说明第1实施形态的DC-DC变换器。图1所示的第1实施形态的DC-DC变换器，一般被称为回扫型的开关调整器，它具有作为直流电源的整流滤波电路1、作为电感装置的变压器2、由N沟道绝缘栅型场效应晶体管构成的开关元件3、作为电流检测装置的电阻4、谐振用电容器5、由输出整流二极管6a和输出滤波用电容器7构成的输出整流滤波电路6、输出电压检测电路8、发光二极管9、光敏晶体管10、作为开关电压检测装置的开关电压检测电路11、合成电路12、作为开关控制装置的开关控制电路13、控制电源用整流滤波电路14及起动电阻15。
作为直流电源的整流滤波电路1，具有与工频交流电源连接的交流输入端子16、17及一对直流端子18、19，并输出非稳定电压即未经稳压的直流电压。此外，可以将整流滤波电路1置换为电池。作为电感装置的变压器2，由磁心20、缠绕在该磁心20上的一次线圈21、二次线圈22、及三次线圈23构成。相互间进行电磁耦合的一次、二次及三次线圈21、22、23具有以黑圆点示出的极性。一次线圈21具有电感。变压器2，以众所周知的方式在开关元件3接通期间蓄存能量而在开关元件3断开期间将能量放出。
由FET构成的开关元件3，具有作为第1主端子的漏极、作为第2主端子的源极、及作为控制端子的栅极。该漏极通过一次线圈21与第1直流端子18连接，源极通过电流检测电阻4与接地的第2直流端子19连接，栅极则连接于控制电路13。用于减低开关损耗及噪声的谐振用电容器5，通过电流检测电阻4与开关元件3并联连接。该谐振用电容器5，具有当开关元件3断开时使开关元件3的漏·源间电压VDS慢慢上升的作用、及在断开前通过谐振使开关元件3的漏·源间电压VDS变为零的作用。因此，谐振用电容器5的静电电容，远小于整流滤波电路1中所包含的众所周知的滤波电容器(图中未示出)及输出滤波用电容器7的静电电容。此外，也可以不单独设置谐振用电容器5，而是使用开关元件3的漏·源间的寄生电容。
在变压器2的二次线圈22上连接着由二极管6a和电容器7构成的输出整流滤波电路6。输出整流二极管6a，串联连接在输出变压器2的二次线圈22与输出滤波用电容器7之间的线路上。该输出整流二极管6a，具有当开关元件3接通时由在二次线圈22中感应的电压反向偏置而当开关元件3断开时由在二次线圈22中感应的电压正向偏置的极性。此外，如美国专利第5719755号所示，可以将FET等开关与输出整流二极管6a并联连接。输出滤波用电容器7，通过输出整流二极管6a与二次线圈22并联连接。滤波用电容器7，与一对输出端子24、25连接，而负载26则连接在该一对输出端子24、25之间。
为了进行用于使输出端子24、25之间的输出电压V0为恒定值的控制，将输出电压检测电路8连接在输出端子24、25之间即滤波用电容器7的两端之间。该输出电压检测电路8，由第1和第2输出电压检测用电阻27、28、例如由稳压二极管构成的基准电压源29、及误差放大器30构成。第1和第2输出电压检测用电阻27、28，相互串联连接，并连接在一对输出端子24、25之间。误差放大器30的正输入端子，连接于第1和第2输出电压检测用电阻27、28的相互连接点，其负输入端子与基准电压源29连接。发光二极管9，连接在误差放大器30的输出端子和接地侧输出端子25之间。误差放大器30，输出与从第1和第2输出电压检测用电阻27、28的相互连接点取得的检测电压和基准电压源29的基准电压之差对应的电压，发光二极管9，产生强度与误差放大器30的输出电压对应的光输出。此外，也可以将误差放大器30的正输入端子与基准电压源29连接，而将负输入端子连接于电阻27、28之间，并将发光二极管9连接在电源端子24和误差放大器30的输出之间。
与发光二极管9进行光耦合的光敏晶体管10的电阻值，与发光二极管9的光输出成反比地变化。因此，流过光敏晶体管10的电流12，与输出端子24、25之间的输出电压V0成比例。此外，用于取得电压反馈控制信号的输出电压检测装置，由输出电压检测电路8、发光二极棍9、光敏晶体管10构成。也可以将该输出电压检测装置称作电压反馈控制信号形成电路。
开关电压检测电路11，由第1和第2二极管31、32、电阻33、延迟用电容器34构成。延迟用电容器34的一端，通过第1二极管31和电阻33与三次线圈23的一端连接，电容器34的另一端，与三次线圈23的另一端连接。由于三次线圈23与一次线圈21进行电磁耦合而一次线圈21通过整流滤波电路1与开关元件3并联连接，所以在三次线圈23上得到与主开关元件3的电压VDS及谐振用电容器5的电压V1成比例的电压。另外，由于电容器5的电压V1与开关元件3的漏·源间电压VDS基本一致，所以在下文中也可以将其称为开关元件3的电压。延迟用电容器34的静电电容，远比输出滤波用电容器7小。此外，二极管31，具有在开关元件3断开期间变为导通的方向性。因此，如图6和图7所示，开关电压检测电路11的输出即延迟用电容器34的电压V3的波形，与开关元件3断开期间的谐振用电容器5的电压V1的波形基本相似。由于在三次钱圈23的电压及延迟用电容器34的电压V3中包含着开关元件3的电压VDS的信息，所以可以将延迟用电容器34的电压看作开关元件的电压。第2二极管32，具有与第1二极管同时导通的方向性，并与延迟用电容器34的一端连接。该第2二极管32的负极通过导体35连接于合成电路12。因此，使电流13从开关电压检测电路11流入合成电路12。
作为控制用电源的整流滤波电路14，由二极管36及电容器37构成。二极管36，具有在开关元件3断开期间的三次线圈23的电压下导通的方向性。电容器37，通过二极管36与三次线圈23并联连接。当变压器2的蓄存能量在开关元件3断开期间放出时，根据由三次线圈23得到的电压使充电电流流过电容器37。电容器37的一端，通过起动电阻35与第1直流端子18连接。因此，当DC-DC变换器起动时，由整流滤波电路1的输出电压对电容器37进行充电。
合成电路12，包含电阻38和电容器39。电阻38连接在合成电路12的输出线路40和电流检测电阻4之间。电容器39连接在输出线路40和接地端子19之间。用于电压反馈控制的光敏晶体管10，通过限流电阻41连接在控制用整流滤波电路14和电阻38的输出侧端子之间。开关电压检测电路11的输出导体35，连接着电阻38的输出侧端子。因此，在合成电路12的输出导体40上，可以得到与按适当比例将图6和图7所示的电流检测电阻4的电压V2、开关电压检测电路11的电压V3、及输出电压检测电路8的电压相加后的电压相当的合成信号V4。
用于形成使开关元件3进行通·断动作的信号的开关控制电路13，为半导体集成电路即单片IC结构，具有第1、第2、第3及第4端子42、43、44、45。第1端子42是电源端子，连接着控制电源用整流滤波电路14。第2端子43是接地端子，与整流滤波电路1的接地端子19连接。第3端子44，与合成电路12的输出导体40连接。第4端子45，连接着开关元件3的控制端子即栅极。
本发明的开关控制电路13，具有如下的功能：
(1)响应上述输出电压检测装置8、10的输出而决定上述开关元件3的接通期间Ton以便将上述输出电压控制为恒定值的功能；
(2)形成指示用于限制上述开关元件3的断开期间Toff的长度的第1最小断开期间T1的信号的功能；
(3)形成指示比上述最小断开期间T1长的第2最小断开期间T2的信号的功能；
(4)有选择地产生指示上述第1和第2最小断开期间的信号的功能；
(5)检测上述电感装置2的回扫电压发生期间T0的功能；
(6)判断上述回扫电压发生期间T0是否比上述第1最小断开期间T1短的功能；
(7)判断上述回扫电压发生期间T0是否比上述第2最小断开期间T2长的功能；
(8)当取得了指示上述回扫电压发生期间T0比上述第1最小断开期间T1短的判定结果时根据上述第2最小断开期间T2限制上述开关元件3的断开期间Toff的长度的功能；
(9)当取得了指示上述回扫电压发生期间T0比上述第2最小断开期间T2长的判定结果时根据上述第1最小断开期间T1限制上述开关元件3的断开期间Toff的长度的功能；
(10)在上述第1最初的断开期间T1或上述第2最小断开期间T2结束后根据由上述开关电压检测装置11、11a或11b获得的指示上述开关元件3的电压已变到规定基准值Vr1或Vr2’以下的情况决定上述开关元件3的断开期间Toff的结束时刻的功能。
为获得上述第1～第10功能，开关控制电路13，如图2所示，从大致上区分可具有第1和第2比较器46、47、第1和第2基准电压源48、49、控制脉冲形成电路50、初始化信号发生器51、驱动电路52、阻抗切换电路53、电压调整电路54、断开期间信号发生电路73、最大断开期间决定电路74、回扫电压发生期间检测电路101、判定电路102。此外，在本申请书中，将用于形成对开关3进行通·断控制用的开关控制的主要部分称作开关控制信号形成电路。该开关控制信号形成电路，由图2的开关控制电路13内的第1和第2比较器48、49及控制脉冲形成电路50、图1的电流检测电阻4及合成电路12构成。
第1比较器46的正输入端子，与输入合成信号V4的第3端子44连接，其负输入端子与第1基准电压源48连接，其输出端子通过导体55连接于控制脉冲形成电路50及断开期间信号发生电路73。第1基准电压源48，产生与图6和图7所示的电流I1的容许峰值电平相当的第1基准电压Vr1。因此，第1比较器46，将合成信号V4与第1基准电压Vr1进行比较，并产生图6和图7所示的输出V5。当合成信号V4变得高于第1基准电压Vr1时，该输出V5包含变为高电平的脉冲。该第1比较器46的作用主要用于决定开关元件3的接通期间Ton。
第2比较器47的正输入端子，与输入合成信号V4的端子44连接，其负输入端子与第2基准电压源49连接，其输出端子通过导体56连接于控制脉冲形成电路50。第2基准电压源49的第2基准电压Vr2，设定为图6中在t5示出、图7中在t4示出的变压器2的蓄存能量放出结束时刻之前的合成信号V4的值与第1基准电压Vr1之间的值。第2比较器47的输出V6，如图6和图7所示，当合成信号V4变得高于第2基准电压Vr2时，包含变成高电平的脉冲。
控制脉冲形成电路50，响应第1和第2比较器46、47的输出V5、V6而形成控制脉冲即开关控制信号，并通过导体57将其传送到驱动电路52。该控制脉冲形成电路50，将在后文中详细说明。驱动电路52，将控制脉冲的振幅放大，并通过端子45将其传送到开关元件3的控制端子(栅极)。
初始化信号发生器51，产生用于对控制脉冲形成电路50进行初始化即使其复位的初始化信号，由电阻58、电容器59、2个反相电路即非电路60、61构成。电阻58的一端，通过导体62连接于电压调整电路54，其另一端通过电容器59接地。第1非电路60，连接于电容器59和电阻58的相互连接点。第2非电路61，与第1非电路60连接。第1非电路60，通过导体63连接于断开期间信号发生电路73，以便传送第1复位信号即初始化信号。第2非电路61，通过导体64连接于控制脉冲形成电路50，以便传送第2复位信号即初始化信号。将电源电压供给图2的端子42，并当电压调整电路54的输出电压升高时，以有滞后的方式使电容器59充电。在电容器59的电压达到第1非电路60的升高的阈值之前，从第1非电路60的输出端子产生高电平即逻辑1的复位脉冲，而从第2非电路61产生低电平即逻辑0的复位脉冲。当电容器59充电到足够的电压时，第1非电路60的输出保持在低电平，第2非电路61的输出保持在高电平。
    与电源端子42连接的电压调整电路54，可以得到稳定后的直流电压，并通过导体65与断开期间信号发生电路73连接。在图2中虽然省略，但电压调整电路54也向开关控制电路13内的断开期间信号发生电路73以外的电路供给电源电压。
阻抗切换电路53，由稳流电路67、FET68、非电路69构成。稳流电路67与FET68的串联电路，连接在合成信号V4的输入端子44与接地端子43之间。非电路69，通过导体70与控制脉冲形成电路50的输出导体57连接，非电路69的输出端子，连接于FET68的控制端子。因此，当在控制脉冲形成电路50的输出导体57上产生高电平的控制脉冲时、即在开关元件3的接通期间，FET68变为截止状态，阻抗切换电路53呈现出无限大的阻抗值。另一方面，在没有产生控制脉冲的开关元件3的断开期间，导体57、70变为低电平，所以非电路69的输出变为高电平，从而使FET68变为导通状态。按照这种方式，在输入端子44和接地端子43之间保持连接了规定阻抗的状态。此外，可以将稳流电路67置换为较大的电阻。阻抗切换电路53，与图1的电容器39并联连接。因此，在开关元件3的断开期间，阻抗切换电路53的阻抗与电阻4和电阻38的串联电路并联连接，因而使输入端子44上的合成信号V4的电压电平降低。因此，缩小了开关元件3的断开期间的合成信号电平与接通期间的合成信号电平之差。阻抗切换电路53的稳流电路67的电流值，设定为在变压器2的蓄存能量放出后的阻尼振荡波形的底部或其附近使合成信号V4穿过第1基准电压Vr1。因此，也可以将该阻抗切换电路53作为合成电路12的一部分。另外，将阻抗切换电路53的阻抗设定为可以将接通期间Ton内的合成信号V4的峰值电平保持在比断开期间Toff内的合成信号V4的峰值电平低的状态。当开关元件3的断开期间Toff内的合成信号V4的电压电平并不太高时，可以将阻抗切换电路53省去。
断开期间信号发生电路73，用于产生指示开关元件3取得的断开时间的信号，本发明中的指示第1和第2最小断开期间T1、T2的信号，也由断开期间信号发生电路73产生。因此，也可以将断开期间信号发生电路73称为最小断开期间信号发生电路。该断开期间信号发生电路73，将在后文中详细说明。
最大断开期间决定电路74，用于产生指示开关元件3取得的断开时间的最大值的信号，该最大断开期间决定电路74，将在后文中详细说明。
回扫电压发生期间检测电路101，用于检测本发明中的回扫电压发生期间T0。该回扫电压发生期间检测电路101，将在后文中详细说明。
作为判定装置的判定电路102，用于判定从断开期间信号发生电路73得到的第1最小断开期间T1或第2最小断开期间T2与从回扫电压发生期间检测电路101得到的回扫电压发生期间T0之间的大小关系，从而对断开期间信号发生电路73进行控制。该判定电路102，将在后文中详细说明。
图3比图2更为详细地示出图2的控制脉冲形成电路50及断开期间信号发生电路73，而最大断开期间决定电路74、回扫电压发生期间检测电路101、判定电路102，与图2所示相同。从该图3可以清楚看出，控制脉冲形成电路50，由第1电路71和第2电路72构成。第1电路71，可以称为用于决定开关元件3的断开结束时刻的电路。该第2电路96，根据第1电路71的输出导体86的信号V9及断开期间信号发生电路73的输出V13形成用于使开关元件3接通的脉冲，可以称为脉冲形成电路或脉冲输出电路。第1和第2电路71、96，将在后文中详细说明。
断开期间信号发生电路73，从大致上区分可由锯齿波发生电路72、最小断开期间决定用基准电压源91、比较器92及断开期间脉冲形成电路95构成。这些电路，将在后文中详细说明。
图4详细地示出图3的控制脉冲形成电路50。
控制脉冲形成电路50中所包含的第1电路71，用于决定开关元件3的断开期间Toff的最后时刻即接通开始时刻，也可以称为接通期间宽度决定电路或接通开始时刻决定电路，如图4所示，由波形整形电路77、2个触发器78、79、非电路80构成。
第1电路71中所包含的波形整形电路77，用于将图6和图7中由V5表示的波形整形或变换为由V7表示的波形，由2个触发器81、82及或门83构成。触发器81，是按复位优先方式形成的RS触发器，具有通过导体55与图2的第1比较器46连接的置位输入端子S及与另一个RS触发器82的正相输出端子Q连接的复位输入端子R。或门83的一个输入端子，与提供第1比较输出V5的导体55连接，另一个端子连接着触发器81的输出端子Q。从该或门83得到图6和图7所示的波形整形输出V7。该波形整形输出V7，包含在图6中的t1～t8区间为高电平、在图7的t1～t6、t7～t10中为高电平的脉冲。该波形整形电路77的输出V7的脉冲，相当于将第1比较输出V5的紧接在断开期间Toff开始之后产生的向低电平的降落补偿为高电平的脉冲。更详细地说，合成信号V4中所包含的由电阻4产生的电流检测电压V2的分量，在图6和图7的t1时刻冲到第1基准电压Vr1以下，使合成信号V4先从比第1基准电压Vr1低的一侧穿过该第1基准电压Vr1而到比其高的一侧，接着从比其高的一侧穿过第1基准电压Vr1而到比其低的一侧，在这之后，再次从比其低的一侧穿过第1基准电压Vr1而到比其高的一侧。因此，使第1比较电压V5在图6和图7的t1变为微小期间的高电平，然后返回低电平，而在t2时刻又再次变为高电平。但是，当设置了波形整形电路77时，可以得到包含着在上述t2时刻之前没有低电平区间的脉冲的输出V7。此外，触发器82，具有与传送第2比较输出V6的导体56连接着的置位输入端子S及通过导体84与图3和图5的控制脉冲形成电路50的输出导体84连接的复位输入端子R。
用于决定断开结束时刻的第1电路71的D型触发器78，具有与波形整形电路77连接的时钟端子T、通过导体85与断开期间脉冲形成电路95连接的数据输入端子D、通过非电路80与第2比较器47的输出导体56连接的预置输入端子PR-、通过导体64与初始化信号发生器51连接的复位输入端子R-，其形成方式为，响应导体64的初始化信号而复位，响应指示合成信号V4从比第2基准电压Vr2低的一侧穿过该第2基准电压Vr2而到比其高的一侧的例如t3时刻的第2比较器47的输出V6而进行预置，将波形整形电路77的输出V7中所包含的脉冲的后沿(例如图6的t8)作为时钟信号而读入例如图6中的由V13表示的信号，并将图6和图7中由V8表示的信号输送到反相输出端子Q-。另外，在本申请说明书中，为便于标记，用Q-表示触发器的反相输出端子。用于决定断开结束时刻的第1电路71的触发器79，是置位优先RS触发器，具有与提供第2比较输出V6的导体56连接的置位优先的置位输入端子S及与D型触发器78的反相输出端子Q-连接的复位输入端子R。该触发器79的正相输出端子Q，通过导体86与构成第2电路96的或非门96a连接、且与图3和图5的断开期间脉冲形成电路95连接，并输出图6和图7所示的信号V9。该信号V9的高电平期间，是在断开期间Toff内从合成信号V4第1次穿过第2基准电压Vr2的时刻t3到最后穿过第1基准电压Vr1时刻(例如图6的t8或图7的t10)。在断开期间Toff内合成信号V4最后穿过第1基准电压Vr1时刻(例如图6的t8或图7的t10)，是断开期间Toff的结束时刻，而且是接通期间Ton的开始时刻。由用于决定断开结束时刻的第1电路71决定的图6的t8时刻或图7的t10时刻，相当于从由V13表示的最小断开期间T1或T2的结束时刻(图6的t4或图7的t9)起经过了图6的t4～t8或图7的t9～t10的附加期间后的时刻。由于D型触发器78的正相输出端子Q的信号与触发器79的输出相同，所以可以将触发器79省去而将D型触发器78的正相输出端子Q与输出导体86连接。本实施形态的断开期间Toff，为第1或第2最小断开期间T1或T2与随负载26的大小而变化的附加期间的合计值。
构成第2电路96的或非门96a，输出图6和图7中由V14表示的控制脉冲。该或非门96a的连接，将在后文中将详细说明。
图5详细地示出图3的断开期间信号发生电路73、最大断开期间决定电路74、回扫电压发生期间检测电路101、判定电路102。
断开期间信号发生电路73中所包含的锯齿波电压发生电路72，如图5所示，由充电用稳流电路87、电容器88及第1和第2放电用开关89、90构成。电容器88的一端，通过稳流电路87与电源用导体65连接，其另一端与接地导体66连接。由FET构成的第1和第2放电用开关89、90，与电容器88并联连接。第1放电用开关89的控制端子，与控制脉冲输出导体57连接。第2放电用开关90的控制端子，与第1复位用导体63连接。因此，电容器88在放电用开关89、90接通期间进行放电，并通过将放电用开关89、90切换为断开而由稳流电路87对电容器88进行充电，该电压倾斜地上升，从而得到图6和图7所示的锯齿波电压V10。
最小断开期间决定用基准电压源91，由第1、第2及第3电阻R1、R2、R3的串联电路构成，该串联电路的一端，与电源用导体65连接，其另一端与接地导体66连接。
最小断开期间决定用比较器92的正输入端子，与作为锯齿波电压发生电路72的输出端子的电容器88的一端连接，其负输入端子连接于第1和第2电阻R1、R2的相互连接点即分压点。因此，比较器92，如图6和图7所示，将锯齿波电压V10与基准电压源91的基准电压Va进行比较后产生输出V12。此外，最小断开期间决定用基准电压源91，由切换开关103进行控制，以便得到滞后效应，并在图6的重负载时产生第1最小断开期间决定用基准电压Va1，在比图6的重负载小的图7的轻负载时产生高于Va1的第2最小断开期间决定用基准电压Va2。其结果是，比较器92的输出V12从低电平转换为高电平的时刻，在重负载时和比其轻的轻负载时不同，在图6的重负载时为t4，与此不同，在图7的轻负载时为t9。从图6和图7的V12的波形可以看出，比较器92，产生指示最小断开期间的结束时刻的脉冲。指示整个最小断开期间T1或T2的脉冲，在图6和图7中由V13表示。指示整个最小断开期间T1或T2的脉冲，由断开期间脉冲形成电路95生成。
断开期间脉冲形成电路95，由与门97、2个或门98、99、置位优先RS触发器100构成。
与门97的一个输入端子，与最小断开期间决定用比较器92连接，其另一个输入端子，通过导体86连接于用于决定断开结束时刻的第1电路71的触发器79。或门98的一个输入端子，与最大断开期间决定电路74的比较器94连接，其另一个输入端子，与与门97连接。置位优先RS触发器100，具有与或门98连接的置位输入端子S及与或门99连接的复位输入端子R，在反相输出端子Q-上产生最小断开期间脉冲V13或最大断开期间脉冲。正常动作时的该触发器100的输出脉冲V13，具有指示主开关元件3的最小断开期间的脉冲宽度。断开期间脉冲形成电路95的触发器100的反相输出端子Q-，与用于形成控制脉冲的或非门96的一个输入端子连接。
另外，在本实施形态中，断开期间脉冲形成电路95的触发器100，在正常动作时，输出指示最小断开期间T1或T2的脉冲，在起动时响应最大断开期间决定用比较器94的输出而产生指示最大断开期间的脉冲。因此，断开期间脉冲形成电路95，具有最小断开期间脉冲形成电路和最大断开期间脉冲形成电路的两种电路的作用。其结果是，简化了控制电路13的电路结构。但是，可以将断开期间脉冲形成电路95只作为用于形成最小断开期间T1或T2的脉冲的最小断开期间脉冲形成电路使用，而另外单独设置用于形成最大断开期间脉冲的电路。
开关103，是用于控制第1最小断开期间T1和第2最小断开期间T2的切换的装置，与具有分压电路结构的最小断开期间决定用基准电压91的电阻R3并联连接，在重负载时接通而设定图6的第1断开期间决定用基准电压Va1，而在轻负载时断开而设定图7的第2最小断开期间决定用基准电压Va2。即，当开关103接通时，如设电源导体65与接地导体66之间的电压为E，则可以得到可由下式表示的第1断开期间决定用基准电压Va1，
Va1＝E{R2/(R1+R2)}
而当开关103断开时，可以得到可由下式表示的第2断开期间决定用基准电压Va2。
Va2＝E{(R2+R3)/(R1+R2+R3)}
最大断开期间决定电路74，设定为用于起动DC-DC变换器并可以根据需要进行极轻负载时的DC-DC变换。即当该DC-DC变换器起动时，进行具有一定的断开期间的通·断动作。最大断开期间决定电路74，用于决定该一定的断开期间，并由最大断开期间决定用基准电压源93和比较器94器构成。最大断开期间决定用基准电压源93，产生如图6和图7所示的高于最小断开期间决定用基准电压Va的基准电压Vb。该最大断开期间决定用基准电压Vb，具有在重负载时及轻负载时即正常时都使锯齿波电压V10不穿过的电平。比较器94的正输入端子，与锯齿波发生电路72的电容器88连接，其负输入端子与基准电压源93连接。因此，当锯齿波电压V10变得高于基准电压Vb时，比较器94的输出V11变为高电平。为了在图6和图7的正常状态下使锯齿波电压V10不穿过基准电压Vb，使比较器94的输出V11保持在低电平(零)。另一方面，由于起动时DC-DC变换器的输出电压V0低，所以合成信号V4的最大电平即峰值低，因而使用于决定断开结束时刻的第1电路71不能正常动作，其输出V9保持在低电平状态，断开期间脉冲形成电路95，根据最大断开期间决定电路74的输出形成控制脉冲。
回扫电压发生期间检测电路101，用于检测从变压器2产生回扫电压的期间，并产生图6和图7中由V17表示的输出。该回扫电压发生期间检测电路101的输出V17，在图6中的t1～t8区间为高电平、t8～t10区间为低电平，在图7的t1～t6区间为高电平、t6～t11区间为低电平。总之，该输出V17，是在断开期间Toff的开始时刻与变压器2的蓄存能量的放出结束后使合成信号V4第1次穿过第1基准电压Vr1的时刻之间为高电平的信号，包含着宽度与变压器2的回扫电压的产生期间基本一致的脉冲。在本申请书中，为便于说明，当设图6所示的从开关元件3由接通状态切换为断开状态的时刻到回扫电压开始降低的时刻的时间长度为T01、并设从开关元件3由接通状态切换为断开状态的时刻到阻尼振荡电压第1次降到最低值的时刻的时间长度为T02时，将满足T01≤T0≤T02的时间长度定义为回扫电压发生期间T0。即，虽然在图6和图7中T0与T02一致，但T0可以取从T01到T02之间的任意值。从T01的结束时刻到T02的结束时刻，相当于阻尼振荡电压的1/2周期，在本申请书中，也可以将该1/2周期看作回扫电压发生期间。回扫电压发生期间T0，与开关元件3的接通期间Ton的长度成比例。
回扫电压发生期间检测电路101，用于根据控制脉冲形成电路50产生的V7和V14的信号检测回扫电压发生期间T0，具有延迟电路104、或非门105、复位优先RS触发器106、及与门107。延迟电路104，通过导体108与图4的波形整形电路77连接。该延迟电路104，对波形整形电路77的输出V7提供微小的延迟。或非门105的一个输入端子，与提供V7的导体108连接，其另一个输入端子，与延迟电路104连接。因此，从该或非门105得到包含着在图6的t8时刻、图7的t6、t10时刻等示出的脉冲的输出V15。此外，输出V15的脉冲宽度，相当于延迟电路104的延迟时间。复位优先的触发器106的置位输入端子S，与或非门105连接，其复位输入端子R，连接于控制脉冲形成电路50的输出导体57。因此，从该触发器106的反相输出端子Q-可以得到图6和图7所示的输出V16。该输出V16，在图6的重负载时为连续的高电平(H)，在图7的轻负载时在t6～t10为低电平。与门107的一个输入端子，与波形整形电路77的输出导体108连接，另一个输入端子连接于触发器106的反相输出端子Q-，其输出端子与构成判定装置102的D型触发器102a的时钟输入端子T连接。该与门107的输出V17，构成触发器102a的定时信号。总之，指示回扫电压发生期间T0的脉冲的后沿，构成触发器102的时钟输入。
判定装置102的D型触发器102a，进行回扫电压发生期间检测电路101的输出V17中所包含的回扫电压发生期间T0是否比第1最小断开期间T1短的判断、及回扫电压发生期间T0是否比第2最小断开期间T2长的判断，并根据判定结果控制开关103。
该D型触发器102a的数据输入端子D，与断开期间脉冲形成电路95的触发器100的反相输出端子Q-连接，该D型触发器102a的反相输出端子Q-，与FET开关103的控制端子(栅极)连接。该D型触发器102a的输出V18，在图6的重负载时保持高电平(H)，在图7的轻负载时保持低电平(L)。该D型触发器102a的输出的切换，在图8的t6时刻及t13时刻进行。开关103，在触发器102的输出V18为高电平时接通，低电平时断开。
图8用于说明由开关103进行的基准电压Va1、Va2的切换。在该图8中，t4以前及t10以后表示重负载状态，t4～t10区间表示比重负载轻的轻负载状态。由于t4以前是重负载，所以开关控制信号V14的脉冲宽度即接通时间宽度为较长的t1～t2，因而设定最小断开时间T1。当使负载26从第1值的重负载逐渐向比其小的第2值的轻负载减低时，输出电压V0上升，所以，开关控制信号V14的脉冲宽度t4～t5变短，变压器2的蓄存能量也减少，并使蓄存能量在短时间内放出，因而使回扫电压发生期间T0变短，在这之后，合成信号V4在t6时刻穿过第1基准电压Vr1。因此，使回扫电压发生期间检测电路101的输出V17从高电平转换为低电平，D型触发器102a，响应该转换而读入断开期间脉冲形成电路95的输出V13。由于在图8的t6时刻V13是高电平，所以D型触发器102a判定回扫电压发生期间T0比最小断开时间T1短，D型触发器102a的反相输出端子Q-，在t6时刻转换为低电平，并使开关元件103断开，从而将最小断开期间决定用基准电压从Va1切换为Va2。其结果是，在轻负载区间，锯齿波电压V10不与最小断开期间决定用基准电压Va1相交，而是在t8时刻与最小断开期间决定用基准电压Va2相交，并使最小断开期间脉冲V13从高电平转换为低电平。按照这种方式，轻负载时的由V13示出的最小断开期间T2等于T1+Ta，比重负载时的最小断开期间T1加长了Ta。将基准电压从Va1切换为Va2即将最小断开期间从T1切换为T2，与众所周知的具有滞后特性的比较器或施密特触发电路的滞后动作类似。
第1最小断开期间从T1，例如，设定为2～10μs左右，第21最小断开期间从T2，设定为3～15μs左右，T1和T2的时间差Ta，设定为0.1～10μs，进一步，最好设定为2～5μs左右。滞后动作的稳定性，随时间差Ta的家t10～t1加长而提高。但是，如Ta太长，则将使开关元件3的断开期间Toff变得过于长了。在本实施例中，T1为5μs，T2为8μs，Ta，设定为3μs。
当在图8的t10时刻变为重负载时，将控制信号V14的指示接通期间Ton的脉冲的宽度加长到t10～t11，并将断开期间Toff也加长到t11～t13。最小断开期间决定用基准电压Va不是在T12时刻从从Va1切换为Va2，而是与回扫电压发生期间检测电路101的输出V17降低的时刻t13同步地切换。另一方面，最小断开期间脉冲V13，在最小断开期间决定用基准电压Va2与锯齿波电压V10相交的时刻t12从高电平转换为低电平。D型触发器102a，在t13时刻读入最小断开期间脉冲V13的低电平，并以其反相输出端子Q-的高电平信号将开关103控制为接通状态。即，在t13时刻，D型触发器102a，判定由V17表示的回扫电压发生期间T0比第2最小断开期间T2长并输出从第2基准电压Va2切换到第1基准电压Va1指令。按照这种方式，可以从t13时刻起将第1最小断开期间决定用基准电压Va1供给比较器92。
图8中虽未示出，但在t13以后与图6的V13一样设定第1最小断开期间T1。
在将整流滤波电路1的交流输入端子16、17与交流电源连接时，从图2的电压调整电路54输出稳定后的直流电压。这时，如对初始化信号发生电路51施加例如5.8V的恒定电压，则在导体63上产生高电平的复位脉冲，在导体64上产生低电平的复位脉冲。图5的第2放电用开关90，因导体63的复位脉冲而变为接通状态，并使电容器88放电。此外，导体63的高电平的复位脉冲，还通过图5的或门99供给到触发器100的复位输入端子R。其结果是，使触发器100变为复位状态，因而将其输出V13初始化为高电平状态。另外，导体64的复位脉冲，还输入到图4的D型触发器78的复位输入端子R。因此，将D型触发器78的反相输出端子Q-初始化为高电平状态。置位优先的RS触发器79，响应D型触发器78的输出而复位，因而将其输出V9初始化为低电平。起动时图5的或非门96的一个输入变为高电平，另一个输入变为低电平，所以其输出变为低电平。因此，起动时，将开关元件3初始化为断开状态。电容器88，在初始化后由稳流电路87进行充电，其电压V10倾斜地增大。由于起动时输出滤波用电容器7的电压低，所以输出电压检测电路8的输出电压、三次线圈23的电压及开关电压检测电路11的电压V3也低。因此，图6和图7所示的合成信号V4的电压电平也低，由于合成信号达不到第2基准电压Vr2，所以第2比较器47的输出V6的状态不发生变化，因而使用于检测断开结束时刻的第1电路71的输出导体86保持在低电平。由于导体86的低电平信号V9输入到与门97，所以使与门97的输出为低电平而与最小断开期间决定用比较器92的输出V12的高低无关。因此，起动时，根据最大断开期间决定电路74的输出V11形成控制脉冲V14。当电容器88的电压V10如图6和图7中的虚线所示达到最大断开期间决定用基准电压Vb时，比较器94的输出V11如图6和图7的虚线所示变为高电平，置位优先的触发器100响应该变化而变为置位状态，其输出V13变为低电平。其结果是，控制脉冲形成电路50的或非门96a的2个输入同时变为低电平，其输出V14变为高电平，因而使开关元件3变为接通状态。与此同时，第1放电用开关89接通，使电容器88变为放电状态。当开关元件3接通时，随着变压器2的一次线圈21的电感产生的延迟，使通过开关元件3及电流检测电阻4的电流I1倾斜地增大。当电流检测电阻4的电压V2增大时，合成信号V4也随之增大，并与具有作为过电流限制电平的作用的第1基准电压Vr1相交。其结果是，使第1比较器46的输出V5瞬时地变为高电平，将其通过图5的或门99供给到触发器100的复位输入端子R后，触发器100变为复位状态，其输出V13变为高电平。因此，使或非门96a的输出V14变为低电平，从而将开关元件3切换为断开状态。此外，使第1放电用开关89也切换为断开状态，并使电容器88再次开始充电。当开关元件3断开时，随着变压器2的磁心在接通期间蓄存的磁能的放出，由二次线圈22的电压使输出整流用二极管6a导通，并对滤波用电容器7进行充电。当锯齿波用电容器88的电压V10再次达到最大断开期间决定用基准电压Vb时，比较器94的输出再次变为高电平，并使触发器100复位，其输出变为低电平，使下一级的或非门96的输出V14变为高电平，从而使开关元件3变为接通状态。上述起动时的动作，一直持续到合成信号V4穿过第2基准电压Vr2为止。在该起动时由最大断开期间决定电路74决定的最大断开期间，为图6的t1～t9，例如决定为40～50μs左右。
当通过基于最大断开期间决定电路74的开关元件3的通·断控制而使输出滤波用电容器7的电压逐渐升高时，使合成信号V4穿过第2基准电压Vr2。因此，第2比较器47的输出V6，在图6的t3～t7区间为高电平，在这之后变为低电平。在图5中，当导体86变为高电平时，使比较器92的输出V12可以通过与门97。比较器92将锯齿波电压V10与最小断开期间决定用基准电压91的基准电压Va进行比较，所以如图6的输出V12所示在t4～t8区间产生高电平脉冲。为使重负载方式和轻负载方式的切换动作稳定，最小断开期间决定用基准电压Va，在图6的重负载时设定为第1最小断开期间决定用基准电压Va1，在轻负载时设定为第2最小断开期间决定用基准电压Va2。由基准电压Va1决定的第1最小断开期间T1和由基准电压Va2决定的第2最小断开期间T2的切换，按如下方式进行。当图6的t1～t4所示的断开期间脉冲形成电路95的输出V13的高电平期间比回扫电压发生期间检测电路101的输出V17的高电平期间t1～t8短时，通过使开关103接通而得到第1最小断开期间T1。当图7的t1～t9所示的断开期间脉冲形成电路95的输出V13的高电平期间比回扫电压发生期间检测电路101的输出V17高电平期间t1～t6长时，通过使开关103断开而得到第2最小断开期间T2。换句话说，当如图8的t2～t4所示的回扫电压发生期间检测电路101的输出V17的高电平期间即回扫电压发生期间T0比t2～t3的第1最小断开期间T1长时，通过使开关103保持接通而保持第1最小断开期间T1。在这之后，当如图8的t5～t6所示的回扫电压发生期间检测电路101的输出V17的高电平期间即回扫电压发生期间T0比第1最小断开期间T1短时，使开关103断开，从而设定t5～t8所示的第2最小断开期间T2。当从轻负载转移到重负载时，使图8的t11～t13所示的回扫电压发生期间检测电路101的输出V17的高电平期间T0比第2最小断开期间T2长，通过使开关103接通而设定第1最小断开期间决定用基准电压Va1，从而在t13以后设定第1最小断开期间T1。
可是，如果不论负载如何变化都将最小断开期间决定用基准电压源的基准电压Va保持一定，则如上所述有可能使开关元件3的断开期间Toff及接通期间Ton无规律地变化。
与此不同，在在本发明中，由于在使回扫电压发生期间T0与第1或第2最小断开期间T1或T2的时间长度的关系反转时进行滞后动作，所以能稳定地完成开关元件3的断开期间Toff受限制的动作和不受限制的动作的切换。其结果是，可以防止切换频率的无规律变化。
起动后如果是重负载状态，则进行图6所示的动作。当在图6中在t1对开关元件进行断开控制时，使与其并联连接的电容器5充电，从而使其电压V1慢慢地升高。因此，可以完成开关元件3的零电压切换，因而可以减少开关损耗。此外，还可以抑制断开时的噪声。开关元件3的断开期间，通过将合成信号V4与第1及第2基准电压Vr1、Vr2进行比较而决定。如输出电压V0高于基准值时，电压检测电路8的输出电压也升高，合成信号V4也升高。其结果是，根据接通期间Ton的电流检测电阻4的电压V2和输出电压检测电路8的输出而使合成信号V4的三角形波迅速地到达第1基准电压V1。因此，使开关元件3的接通期间Ton变短，变压器2的蓄存能量减少，并使输出电压V0返回基准值。当输出电压V0低于基准值时，进行与上述相反的动作，使接通期间Ton变长。当接通期间Ton改变时，断开期间Toff也与接通期间Ton成比例地改变。因此，当控制输出电压V0时，使开关元件3的反复通·断频率发生变化。开关元件3的接通时刻，是通过电容器5和一次线圈21的电感的谐振而使开关元件3的电压V1即漏·源间电压VDS减小到最低或其附近的时刻。因此，可以实现接通时的零电压切换，从而减少开关损耗。
当从图6的重负载状态向负载26减轻的方向即负载26的电阻值增加的方向改变时，使开关元件3的接通期间Ton及断开期间Toff变短，并使回扫电压发生期间检测电路101的输出V17的高电平期间即回扫电压发生期间T0比第1最小断开期间T1短。因此，设定第2最小断开期间T2，并禁止断开期间Toff改变到第2最小断开期间T2以下。当为图7的轻负载方式时，在变压器2的蓄存能量放出后将在合成信号V4第1次穿过第1基准电压Vr1的时刻t6的开关元件3的接通禁止，而在从t6起经过了谐振波形的一个周期后的时刻t10使开关元件3接通。在图7的t10时刻，与t6时刻一样，开关元件3的电压V1实际上已降低到零，所以可以实现零电压切换。从而减少开关损耗。
当负载变得比图7所示的状态更轻时，如图9所示，与V14的脉冲相当的开关元件3的接通期间Ton变短，从断开开始到蓄存能量的放出结束的期间Tx变短，而准谐振周期间Ty变长。使开关元件3在最小断开期间T2结束后的振荡波形的第1个底部接通。
第1实施形态的优点如下。
(1)由于设定最小断开期间T2，所以在轻负载时使开关元件3的断开期间不能在最小断开期间T2以下。因此，减少了开关元件3的每单位时间的切换次数，因而使开关元件3的开关损耗的平均值减小，从而提高了轻负载时的DC-DC变换器的效率。
(2)由于根据第1和第2最小断开期间T1、T2与回扫电压发生期间T0的比较进行第1和第2最小断开期间T1、T2的切换，所以可以稳定地进行受第2最小断开期间T2限制的开关动作和不受其限制的开关动作的切换。其结果是，使受第2最小断开期间限制的开关动作得到稳定，并使输出电压V0的稳压控制也得到稳定。
(3)由于无论将最小断开期间T1和T2设定为何值都可以通过准谐振进行接通时的零电压切换，所以能减少开关损耗。
(4)即使将像重负载时那样的正常负载时的切换频率设定得比较高，也不回使轻负载时的切换频率变得非常高，例如可以将其抑制到150kHz以下(例如100kHz左右)。因此，可以将正常负载时的切换频率保持得比较高。其结果是，可以减少变压器的损耗，并能使变压器2的尺寸小型化。
(5)轻负载时的断开期间Toff受第2最小断开期间T2的限制而变得较长，所以使接通期间Ton也变得较长。即，当对负载28供给规定的电力时，如断开期间Toff变长，则接通期间Ton也变长。当断开期间Toff长时，易于区分电流检测信号V2和噪声。即，使第1比较器46的噪声容限增大。此外，当噪声容限允许与以往相同时，可以扩大开关元件3的接通期间Ton的控制范围。
(6)由于形成合成信号V4并输入到IC结构的控制电力供应3，在控制电路13上不需要设置用于第1和第2比较器46、47的2个独立的输入端子，因而能简化IC的结构。按照这种结构，可以降低控制电路13的成本。
(7)由于使锯齿波发生电路71的输出由最小断开期间决定用比较器92和最大断开期间决定用比较器94共用，所以简化了电路的结构，因而可以实现控制电路13的小型化、低成本化。
(8)控制脉冲形成电路50，由具有逻辑电路结构的第1和第2电路71、96形成，所以使其能以较容易的方式形成。
第2实施形态
以下，说明图10所示的第2实施形态的DC-DC变换器。但是，在示出第2实施形态的图10及示出后文所述第3～第12实施形态的图11～图31中，对实际上与图1～图9相同的部分标以相同的符号而将其说明省略。此外，在第2～第12实施形态的说明中，也根据需要参照图1～图9。
图10所示的第2实施形态的DC-DC变换器，将开关电压检测电路11直接与开关元件3和电流检测电阻4的串联电路并联连接，其他与图1中的形成方式相同。图10所示的DC-DC变换器，适用于开关元件3断开时的电压V1低的情况。此外，当断开时开关元件3的电压V1高时，可以将开关电压检测电路11的电阻33的值提高，或使图2的阻抗切换电路53的断开时的阻抗降低。
按照该第2实施形态，也可以取得与第1实施形态相同的效果。
第3实施形态
图11所示的第3实施形态的DC-DC变换器，与从图1的DC-DC变换器中将输出电压检测电路8、发光二极管9和光敏晶体管10省去后的结构相当。在图11中，控制电源用滤波电容器37的一端，通过电阻41与合成电路12连接。电容器37，在开关元件3的断开期间被充电到与输出电压V0大致成比例的值。因此，如检测出该电容器37的电压，即可检测出输出电压V0。在图11中，三次线圈23和整流滤波电路14，既起着控制电源的作用又起着输出电压检测电路的作用。此外，电容器37的电压，通过电阻41加到合成电路12，用以生成合成信号V4。电阻41起着输出电压检测用电阻或合成电路12的一部分的作用。
第3实施形态，仅在输出电压V0的检测方法上与第1实施形态不同，因而具有与第1实施形态相同的效果。
第4实施形态
图12所示的第4实施形态的DC-DC变换器，设有从图1的DC-DC变换器的开关电压检测电路11中将二极管32和电容器34省去后构成的开关电压检测电路11a，其他结构与图1相同。因此，图12的开关电压检测电路11a，由二极管31和电阻33构成，三次线圈23的一端，通过二极管31及电阻33与合成电路12连接。在图12的情况下，虽然不能得到由图1的电容器34产生的延迟，但可以借助于开关电压检测电路11a的寄生电容及合成电路12的电容器39的作用而得到包含着开关元件3断开期间的开关元件3的电压V1的延迟分量的合成电压V4。
图12的实施形态，除开关电压检测电路11a以外与第1实施形态相同，所以能取得与第1实施形态相同的效果。
第5实施形态
第5实施形态的DC-DC变换器，将第1实施形态的用于决定断开结束时刻的第1电路71及回扫电压发生期间检测电路101变形为图13所示的用于决定断开结束时刻的第1电路71a及回扫电压发生期间检测电路101a，其他结构与第1实施形态的相同。
图13所示的用于决定断开结束时刻的第1电路71a，相当于从图4的用于决定断开结束时刻的第1电路71中省去了波形整形电路77，而由D型触发器78和复位优先触发器79构成。D型触发器78，具有通过导体55a连接于图2的第1比较器46的时钟输入端子T和通过导体85连接于图5的触发器100的反相输出端子Q-的数据输入端子D，与图14和图15所示的第1比较输出V5的脉冲后沿同步地读入导体85的信号V13，并从该反相输出端子Q-产生输出V8。图13的触发器79，输出与图4所示相同的V9。该输出V9传送到与图5相同的断开期间脉冲形成电路95。
图13的回扫电压发生期间检测电路101a，相当于从图5的回扫电压发生期间检测电路101省去了触发器106几与门107，而由延迟电路104和或非门105构成。延迟电路104，与第1比较输出V5用的导体55a连接，并以与图5同样的方式生成将第1比较输出V5稍微延迟的信号。或非门105的一个输入端子，与第1比较输出V5用的导体55a连接，其另一个输入端子，与延迟电路104连接。因此，可以从或非门105得到如图14和图15所示的与图6和图7相同的回扫检测信号V17。
第5实施形态，除具有与第1实施形态相同的效果外，还具有能将用于决定断开结束时刻的第1电路71a及回扫电压发生期间检测电路101a的结构简化的效果。但是，由于使用在图14的t1、t10、图15的t1、t11、t14产生的第1比较输出V5的脉冲的后沿即下降边，所以对切换频率极高的DC-DC变换器并不适用，而适用于切换频率较低DC-DC变换器。
第6实施形态
图16所示的第6实施形态的DC-DC变换器，设有将图1所示的第1实施形态的DC-DC变换器的合成电路12的一部分及控制电路13的一部分分别变形后的合成电路12a及控制电路13a，并设有变形后的开关电压检测电路11b，其他结构与图1相同。开关电压检测电路11b不与图6的合成电路12a连接。因此，该合成电路12a，生成将从电流检测电阻4得到的电流检测信号V2与电压检测电路8的输出合成后的合成信号V4’，并将其输送到控制电路13a的端子44a。开关电压检测电路11b的输出导体35，与控制电路13a的新增的端子44b连接。开关电压检测电路11b，从开关电压检测电路11中省去了二极管32，并将放电用电阻R11与电容器34并联连接。
从图17可以看出，控制电路13a，省去了控制电路13的阻抗切换电路53，并将第1比较器46的正输入端子与端子44a连接，将第2比较器47的正输入端子与新增的端子44b连接，并设有稍许变形后的控制脉冲形成电路50a，其他结构与图2相同。
另外，在图17中，可以在输入端子44a与地之间和(或)输入端子44b与地之间连接与图2的阻抗切换电路53相同的电路。
从图19所示的重负载状态的各部的电压波形及图20所示的轻负载状态的各部的电压波形可以看出，图17的第1比较器46，通过将锯齿波状的合成信号V4’与第1基准电压Vr1’进行比较而产生第1比较输出V5’。第1比较器46的第1比较输出V5’，包含着指示开关元件3的接通期间Ton的结束时刻的脉冲。
第2比较器47，将开关电压信号V3与基准电压源49’进行比较，并产生输出V6’。从图19和图20可以看出，第2比较器47的输出V6’中所包含的脉冲的后沿，指示开关元件3的电压V1降低到零附近的时刻。
图17的控制脉冲形成电路50a，将第1实施形态的控制脉冲形成电路50中所包含的用于决定断开结束时刻的第1电路71变形为图18的用于决定断开结束时刻的第1电路71b，其他与第1实施形态的形成方式相同。图18的用于决定断开结束时刻的第1电路71b，设有将图4的波形整形电路77变形后的波形整形电路77b，其他与图4中的形成方式相同。图18的波形整形电路77b，根据图19和图20的第1及第2比较输出V5’、V6’和图5的导体84的控制脉冲V14形成图19和图20的波形整形输出V7。图19和图20的V7与图7的V7具有相同的波形，所以可以按照与第1实施形态相同的方式使用。因此，按照第6实施形态，除增加了输入端子44b这一点以外，可以取得与第1实施形态相同的效果。
图19，与图6一样，是表示负载26为重负载状态的图16～图18的V1、V4’、V3、V5’、V6’、V7、V9、V14的波形图。图20，与图7一样，是表示负载26为轻负载状态的图16～图18的V1、V4’、V5’、V6’、V7、V9、V14的波形图。开关元件3的接通期间Ton的结束，由信号V5’的脉冲决定，接通期间Ton的开始即断开期间Toff的结束，在由最小断开期间决定用比较器92以与第1实施形态同样的方式决定的第1最小断开期间T1或第2最小断开期间T2结束后，通过使断开结束时刻决定信号V9从高电平转换为低电平决定。
该第6实施形态的DC-DC变换器，与第1实施形态一样，具有第1或第2最小断开期间T1、T2，所以能取得与第1实施形态相同的效果。
第7实施形态
以下，参照图21～图26说明第7实施形态的DC-DC变换器。但是，在图21～图26中，对实际上与图1～图20相同的部分标以相同的符号而将其说明省略。
图21所示的第7实施形态的DC-DC变换器，将图1所示的第1实施形态的DC-DC变换器的合成电路12省去，并设有将控制电路13的一部分变形后的控制电路13b，而且还设有变形后的开关电压检测电路11b，其他结构与图1相同。
控制电路13b，具有电压反馈控制信号输入端子44a’、开关电压检测信号输入端子44b及电流检测信号输入端子44c。因此，在输入端子44a’上流入与一对直流输出端子24、25之间的电压V0成比例的电流I2。图21的开关电压检测信号输入端子44b，与图16中用相同符号示出的端子相同，连接于结构与图16相同的开关电压检测电路11b。电流检测信号输入端子44c，与电流检测电阻4连接。在该输入端子44c上输入用于过电流保护的电流检测电阻4的电压V2。
控制电路13b，按图22所示的结构形成。该控制电路13b，设置接通结束时刻决定用比较器46a和过电流保护用比较器46b用以代替图17的控制电路13a的比较器46，并设有接通结束时刻决定用锯齿波发生电路111，而且还设有变形后的断开期间信号发生电路73a，其他结构与图17相同。图22的断开结束时刻决定用比较器47，与图17中用相同符号示出的比较器47一样与开关电压检测信号输入端子44b连接，并具有与图17的比较器47相同的功能。
断开结束时刻决定用锯齿波发生电路111，由电容器112、放电用开关113及非电路114构成。电容器112，与电压反馈控制信号输入端子44a连接。因此，该电容器112，由通过图21的光敏晶体管10供给的电流I2充电。由于该电流I2与输出电压V0成比例，所以电容器112的充电速度与输出电压V0成比例。由晶体管构成的放电用开关113，与电容器112并联连接，其控制端子即基极通过非电路114与导体57连接。由于在导体57上得到图6中由V14表示的开关控制信号，所以晶体管113在主开关元件3的接通期间Ton内保持非导通状态，在断开期间Toff内为导通状态。在开关113的接通期间，电容器112放电，而其充电被阻止。在开关113的断开期间，电容器112，由通过图21的光敏晶体管10供给的电流I2慢慢地充电。其结果是，电容器112的电压V4a变为锯齿波电压。
接通结束时刻决定用比较器46a的正输入端子，与电容器112连接，其负输入端子与第1基准电压源48a连接。因此，比较器46a，将如图25和图26所示的电容器112的锯齿波电压V4a与第1基准电压源48a的第1基准电压Vr1a进行比较，并当锯齿波电压V4a达到基准电压Vr1a时产生图25和图26中由V5’表示的脉冲。该由V5’表示的脉冲，在开关元件3的接通期间的结束控制中使用。当输出电压V0高于基准电压时，电容器112的充电速度快，所以电容器112的电压V4a迅速达到基准电压Vr1a，因而使开关元件3的接通期间Ton缩短。当输出电压V0低于基准电压时，进行与上述高于时相反的动作。其结果是，图22的电容器112的电压V4a，具有与图1的合成信号V4相同的功能。
过电流保护用比较器46b的正输入端子，与电流检测信号输入端子44c连接，其负输入端子与供给电压Vr1b的基准电压源48b连接。基准电压Vr1b，在额定负载时设定为高于流过开关元件3的电流的峰值的检测电压V2。当电流检测信号大于基准电压Vr1b时，从比较器46b产生表示过电流状态的高电平输出，并通过导体55b将其传送到脉冲发生电路50b。
图23中示出与图3相同的部分。图23的控制脉冲形成电路50a，与图17和图18中用同一符号表示的电路的形成方式相同。
图23的用于决定断开结束时刻的第1电路71b，与图18中用同一符号表示的电路的结构相同。
图23的断开期间信号发生电路73a，设有将图3的断开期间脉冲形成电路95变形后的断开期间脉冲形成电路95a，其他与图3的形成方式相同。断开期间脉冲形成电路95a，连接着2个导体55a、55b用以代替图3中的导体55。图24示出与图5相同的部分。图24的断开期间脉冲形成电路95a，将图5的二输入或门99变更为三输入或门99a，其他结构与图5相同。图24的或门99a的第1输入端子，与图5一样，连接于导体63，其第2输入端子，与传送指示断开结束时刻的信号V5’的导体55a连接，其第3输入端子，与过电流信号55b连接。而导体55a与图22的比较器46a连接，导体55b与图22的比较器46b连接。或门99a，当3个输入端子中的任何一个变为高电平时，将触发器100复位。
图25，与图6一样，是表示负载26为重负载状态的图21～图24的V1、V4a、V3、V5’、V6’、V7、V9、V14的波形图。图26，与图7一样，是表示负载26为轻负载状态的图21～图24的V1、V4a、V3、V5’、V6’、V7、V9、V14的波形图。开关元件3的接通期间Ton的结束，由信号V5’的脉冲决定，接通期间Ton的开始即断开期间Toff的结束，在由断开期间信号发生电路73以与第1实施形态同样的方式决定的第1最小断开期间T1或第2最小断开期间T2结束后，通过使断开结束时刻决定信号V9从高电平转换为低电平决定。
该第7实施形态的DC-DC变换器，与第1实施形态一样，具有第1或第2最小断开期间T1、T2，所以能取得与第1实施形态相同的效果。
第8实施形态
图27所示的第8实施形态的DC-DC变换器，使图1的DC-DC变换器的变压器2为电抗器2a，并省去了与图1的二次线圈22相当的部分，其他结构与图1相同。为了将作为电抗线圈的一次线圈21在开关元件3的接通期间蓄存的能量在开关元件3的断开期间供给负载26，将输出整流滤波电路6与开关元件3并联连接。在图27的DC-DC变换器中，通过使输出整流二极管6在开关元件3的接通期间为反向偏置状态，进行对电抗器2a的能量蓄存动作，通过使输出整流二极管6在开关元件3的断开期间为正向偏置状态，进行将电抗器2a的蓄存能量放出的动作。因此，电容器7，由整流滤波电路1的直流电压与一次线圈21的电压的相加值进行充电。总之，图27的DC-DC变换器，作为升压型开关调整器而进行动作。图27的DC-DC变换器的控制电路13与第1实施形态相同，所以能取得与第1实施形态相同的效果。
另外，可以将图27的控制电路13变形为第6和第7实施形态的控制电路13a、13b。
第9实施形态
图28的第9实施形态的DC-DC变换器，在开关电压检测电路11与合成电路12之间设置开关110，其他结构与图1相同。开关110，当负载26为如备用方式的极小负载时将开关电压检测电路11与合成电路12之间断开。当使该开关110断开时，开关电压检测电路11的输出与开关元件3的控制脉冲V14的形成无关。即与DC-DC变换器起动时一样使最小断开期间信号发生电路73的输出与控制脉冲V14的形成无关，而是根据最大断开期间决定电路74的输出决定断开期间Toff，从而能以较低的频率进行开关元件3的通·断动作并可以使每单位时间的切换次数比由第2最小断开期间T2进行进行控制时更少。在使开关110断开的备用方式中，不进行开关元件3接通时的基于谐振的零电压切换，由于使切换次数大幅度地减少，所以能提高DC-DC变换器的效率。本第9实施形态，除具有与第1实施形态同样的效果外，还具有能根据负载大小采取3种控制形态从而可以提高与负载大小最为适应的效率的效果。此外，在第2～第8实施形态中，也可以设置图28的开关110。
第10实施形态
第10实施形态的DC-DC变换器，将图5所示的第1实施形态的DC-DC变换器中的最小断开期间信号发生电路73变形为图29所示的最小断开期间信号发生电路120，其他实际上与图5的电路的形成方式相同。图29的最小断开期间信号发生电路120，具有用于分别独立地设定第1和第2最小断开期间T1、T2的第1和第2最小断开期间信号发生器121、122。第1和第2最小断开期间信号发生器121、122，响应由图6和图7的V14表示的用于接通开关元件3的脉冲的后沿，产生指示第1和第2最小断开期间T1、T2的信号。在第1和第2最小断开期间信号发生器121、122与公用输出导体125之间，连接着第1和第2选择开关123、124。第1和第2选择开关123、124，由包含非电路127的开关控制电路126控制为使二者中的一个接通。开关控制电路的输入导体128，连接于与图5的触发器102相当的部件。输入导体128，与第1选择开关123的控制端子直接连接，并通过非电路127与第2选择开关124的控制端子连接。因此，第1和第2选择开关123、124，进行彼此相反的动作。当输入导体128如图6的V18所示为指示T1＜T0的高电平时，使第1选择开关123接通，从而在输出导体125上得到实际上与图6的V13相同的第1最小断开期间信号，并将其传送到图5的或非电路96等。此外，当输入导体128如图17的V18所示为T0＜T2时，使第2选择开关124接通，从而得到实际上与图7的V13相同的第2最小断开期间信号。因此，按照第10实施形态，也可以取得与第1实施形态相同的效果。
另外，也可以将图29的最小断开期间信号发生电路120应用于第2～第9实施形态的DC-DC变换器。
第11实施形态
图30示出将图29的最小断开期间信号发生电路120变形后的最小断开期间信号发生电路120’。图30的最小断开期间信号发生电路120’，从图29的最小断开期间信号发生电路120中省去了第1选择开关123，其他与图29的形成方式相同。在图30中，当需要第1最小断开期间T1的脉冲时使开关124断开，当需要第2最小断开期间T2的脉冲时使开关124接通。当需要第2最小断开期间T2时，第1和第2最小断开期间信号发生器121、122两者都与导体125连接，但因第1和第2最小断开期间信号发生器121、122同步地产生第1最小断开期间T1的脉冲和第2最小断开期间T2的脉冲，所以由第2最小断开期间T2的脉冲将第1最小断开期间T1的脉冲掩蔽。因此，图30的最小断开期间信号发生电路120’具有与图29的电路相同的功能。
另外，可以将图30的第2最小断开期间信号发生器122置换为产生如图8所示的指示T1与T2之差的Ta的脉冲的电路。在这种情况下，当需要第2最小断开期间T2时，可以得到指示第1最小断开期间T1与附加期间Ta的相加值的脉冲。
第12实施形态
第12实施形态的DC-DC变换器，将图16～图18所示的第6实施形态的回扫电压发生期间检测电路101及判定电路102变形为图31所示的形式，其他结构与第6实施形态相同。在第6实施形态中，用于获得指示回扫电压发生期间T0的信号的装置，构成为同时使用开关电压检测电路11b及用于决定断开结束时刻的第1电路71b。与此不同，在示出第12实施形态的图31中，将回扫电压发生期间检测电路130直接与图16的变压器2的三次线圈23连接。该回扫电压发生期间检测电路130，由波形整形电路131和回扫期间抽出电路132构成。波形整形电路131，将三次线圈23的电压整形为方波，并由用于获得与由图19和图20的V7表示的信号实际上相同的信号的比较器构成。与波形整形电路131连接的回扫期间抽出电路132，将如图20所示的在轻负载时的断开期间Toff中产生的基于阻尼振荡电压的脉冲除去后抽出与回扫电压发生期间T0相当的脉冲。该回扫期间抽出电路132，还通过导体55与图17的比较器46连接，从而抽出与图19和图20的V5’同步产生的图19和图20中的V7的脉冲。因此，回扫期间抽出电路132，输出与图6和图7的V17一样的指示回扫电压发生期间T0的信号。图31的相位比较器133，将从回扫期间抽出电路132得到的指示T0的信号V17与从图5的断开期间脉冲形成电路95得到的由图6和图7的V13表示的指示第1或第2最小断开期间T1、T2的信号进行相位比较，并输出图6和图7中由V18表示的信号。即，相位比较器133，将由V17示出的脉冲的后沿的相位与由V13示出的脉冲的后沿的相位进行比较，并当如图6所示的指示T0的脉冲的后沿比指示T1的脉冲的后沿滞后时，输出图6的V18所示的高电平信号，而当如图7所示的指示T0的脉冲的后沿比指示T2的脉冲的后沿超前时，输出图7的V18所示的低电平信号。因此，按照图31的DC-DC变换器，也可以取得与第6实施形态相同的效果。此外，也可以将图31所示的第12实施形态的电路应用于第1～第5实施形态及第7～11实施形态。
变形例
本发明并不限定于上述的实施形态，例如也可以有以下的变形。
(1)在第2～第7及第9～第12实施形态中，也可以将变压器2形成为图27的电抗器2a。此外，还可以在一次线圈21上设置抽头，并将二极管6连接于该抽头。
(2)在所有实施形态中，都可以用双极晶体管、IGBT(绝缘栅型场效应晶体管)等半导体开关代替开关元件3。
(3)可以使合成电路12、12a为使用运算放大器的加法电路。
(4)可以不用发光二极管9和光敏晶体管10使输出电压检测电路8与合成电路12、12a耦合，而通过电路进行耦合。
(5)可以将谐振用电容器5仅与开关元件3并联并联连接。可以使该电容器5为开关元件3的寄生电容。
(6)可以将FET等开关与二极管6并联连接，并使其与二极管6的导通同步地导通。
(7)可以不用电阻4检测电流，而用霍尔效应元件等检测电流。
(8)在变压器2上设置四次线圈，并将第2负载通过与图1的二极管6和电容器7相同的元件与该四次线圈连接。产业上的可应用性
从上述可知，本发明的DC-DC变换器，可以用作电气装置的电源电路。

Claims (27)

1.一种DC-DC变换器，用于对负载(26)供给直流电力，该DC-DC变换器的特征在于：备有供给直流电压的直流电源(1)、连接在上述直流电源(1)的一端(18)和另一端(19)之间且具有第1和第2主端子和控制端子的用于将上述直流电压反复接通·断开的开关元件(3)、与上述开关元件(3)串联连接并在上述开关元件(3)接通期间蓄存能量而在上述开关元件(3)断开期间将上述能量放出的电感装置(2或2a)、与上述电感装置(2或2a)连接的整流滤波电路(6)、检测指示上述整流滤波电路(6)的输出电压的信号的输出电压检测装置(8、10)、用于获得指示上述开关元件(3)的上述第1和第2主端子间的电压的信号的开关电压检测装置(11、11a或11b)、及开关控制装置(13)，上述开关控制装置(13)，与上述输出电压检测装置(8、10)、上述开关电压检测装置(11、11a或11b)及上述开关元件(3)连接，用于形成对上述开关元件(3)进行通·断控制用的开关控制信号并将该开关控制信号供给上述开关元件(3)的上述控制端子，且具有如下的功能：响应上述输出电压检测装置(8、10)的输出而决定上述开关元件(3)的接通期间(Ton)的长度以便将上述输出电压控制为恒定值的功能；形成指示用于限制上述开关元件(3)的断开期间(Toff)的长度的第1最小断开期间(T1)的信号的功能；形成指示比上述最小断开期间(T1)长的第2最小断开期间(T2)的信号的功能；有选择地产生指示上述第1和第2最小断开期间的信号的功能；检测上述电感装置(2或2a)的回扫电压发生期间(T0)的功能；判断上述回扫电压发生期间(T0)是否比上述第1最小断开期间(T1)短的功能；判断上述回扫电压发生期间(T0)是否比上述第2最小断开期间(T2)长的功能；(8)当取得了指示上述回扫电压发生期间(T0)比上述第1最小断开期间(T1)短的判定结果时根据上述第2最小断开期间(T2)限制上述开关元件(3)的断开期间(Toff)的长度的功能；当取得了指示上述回扫电压发生期间(T0)比上述第2最小断开期间(T2)长的判定结果时根据上述第1最小断开期间(T1)限制上述开关元件(3)的断开期间(Toff)的长度的功能；在上述第1最初的断开期间(T1)或上述第2最小断开期间(T2)结束后根据由上述开关电压检测装置(11、11a或11b)获得的指示上述开关元件(3)的电压已变到规定基准值(Vr1或Vr2’)以下的情况决定上述开关元件(3)的断开期间(Toff)的结束时刻的功能。
2.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于：上述开关控制装置(13)，包括：开关控制信号形成装置(46或46a、47、50或50a)，与上述输出电压检测装置(8、10)、上述开关电压检测装置(11、11a或11b)连接，用于形成对上述开关元件(3)进行通·断控制用的开关控制信号，且具有响应上述输出电压检测装置(8、10)的输出而决定上述开关元件(3)的接通期间(Ton)的长度以便将上述输出电压控制为恒定值的功能、及根据由上述开关电压检测装置(11、11a或11b)获得的指示上述开关元件(3)的电压已变到规定基准值(Vr1或Vr2’)以下的情况决定上述开关元件(3)的断开期间Toff的结束时刻的功能；最小断开期间信号发生电路(73、120或120’)，有选择地产生指示用于限制上述开关元件(3)的断开期间(Toff)的长度的第1最小断开期间(T1)的信号和指示比该第1最小断开期间(T1)长的第2最小断开期间(T2)的信号，并将指示上述第1和第2最小断开期间的信号有选择地供给上述开关控制信号形成装置；回扫电压发生期间检测装置(101或130)，检测上述电感装置(2或2a)的回扫电压发生期间(T0)；及判定装置(102或133)，与上述最小断开期间信号发生电路及上述回扫电压检测装置连接，且具有判断由上述回扫电压发生期间检测装置(101或130)检测出的上述回扫电压发生期间(T0)是否比上述第1最小断开期间(T1)短的功能、判断上述回扫电压发生期间(T0)是否比上述第2最小断开期间(T2)长的功能、当取得了指示上述回扫电压发生期间(T0)比上述第1最小断开期间(T1)短的判定结果时控制上述最小断开期间信号发生电路(73、120或120’)以便将指示上述第2最小断开期间(T2)的信号从上述最小断开期间信号发生电路(73或120)供给上述开关控制信号形成装置的功能、及当取得了指示上述回扫电压发生期间(T0)比上述第2最小断开期间(T2)长的判定结果时控制上述最小断开期间信号发生电路(73或120)以便将指示上述第1最小断开期间(T1)的信号从上述最小断开期间信号发生电路(73或120)供给上述开关控制信号形成装置的功能。
3.根据权利要求1或2所述的DC-DC变换器，其特征在于：上述第1最小断开期间(T1)与第2最小断开期间(T2)的时间差(Ta)，为0.1～10μs。
4.根据权利要求1或2所述的DC-DC变换器，其特征在于：还具有与上述开关元件(3)并联连接的谐振用电容器(5)，用于减低上述开关元件(3)断开时的开关损耗。
5.根据权利要求2所述的DC-DC变换器，其特征在于：还具有用于检测流过上述开关元件(3)的电流的电流检测装置(4)，上述开关控制信号形成装置，包括：合成装置(12)，与上述电流检测装置(4)、上述输出电压检测装置(8)、上述开关电压检测装置(11)连接，用于形成上述电流检测装置(4)的输出、上述输出电压检测装置(8)的输出及上述开关电压检测装置(11)的输出的合成信号(V4)，并将上述合成信号形成为使上述开关元件(3)接通期间的上述合成信号(4)的最大电平低于上述开关元件(3)断开期间的上述合成信号(4)的最大电平；第1基准电压源(48)，产生指示上述电流的容许峰值电平的第1基准电压(Vr1)；第2基准电压源(49)，产生位于上述电感装置(2或2a)的上述蓄存能量的放出结束前的上述合成信号(V4)的电压电平与上述第1基准电压(Vr1)之间的第2基准电压(Vr2)；第1比较器(46)，与上述合成装置(12)及上述第1基准电压源(48)连接，并将上述合成信号(V4)与上述第1基准电压(Vr1)进行比较；第2比较器(47)，与上述合成装置(12)及第2基准电压源(49)连接，并将上述合成信号(V4)与上述第2基准电压(Vr2)进行比较；及控制脉冲形成电路(50或50a)，与上述第1和第2比较器(46、47)、上述最小断开期间信号发生电路(73或120)、上述开关元件(3)的控制端子连接，用于根据上述第1和第2比较器(46、47)的输出产生控制上述开关元件(3)用的控制脉冲，并将上述控制脉冲形成为当从上述接通期间(Ton)的结束时刻起经过了上述第1(T1)或第2(T2)的最小断开期间后从上述第1比较器(46)产生了指示上述合成信号(V4)低于上述第1基准电压(Vr1)的输出时使上述接通期间(Ton)开始、而当上述接通期间(Ton)开始后上述合成信号(V4)变得高于上述第1基准电压时使上述接通期间(Ton)结束。
6.根据权利要求5所述的DC-DC变换器，其特征在于：还具有产生用于使上述开关元件(3)开始通·断动作的初始化信号的初始化信号发生电路(51)，上述最小断开期间信号发生电路(73)，包括：锯齿波电压发生电路(72)，与上述初始化信号发生电路(51)的输出端子及上述控制脉冲形成电路(50)的输出端子连接，并响应上述初始化信号及指示上述接通期间(Ton)的结束时刻的信号而产生锯齿波电压(V10)；最小断开期间决定用基准电压(91)，有选择地产生用于有选择地决定上述第1(T1)及第2(T2)的最小断开期间的第1最小断开期间决定用基准电压(Va1)和第2最小断开期间决定用基准电压(Va2)；基准电压切换用开关(103)，与上述最小断开期间决定用基准电压(91)连接，用于从上述最小断开期间决定用基准电压(91)有选择地产生最小断开期间的第1最小断开期间决定用基准电压(Va1)和第2最小断开期间决定用基准电压(Va2)；最小断开期间决定用比较器(92)，与上述锯齿波电压发生电路(72)及上述最小断开期间决定用基准电压(91)连接，并产生上述锯齿波电压(V10)与上述最小断开期间决定用基准电压(91)的输出(Va)的比较输出；及最小断开期间脉冲形成电路(95)，与上述最小断开期间决定用比较器(92)、上述控制脉冲形成电路(50)、上述第1比较器(46)连接，并响应上述第1比较器(46)的指示上述合成信号(V4)已到达上述第1基准电压(Vr1)的输出而形成指示上述第1最小断开期间(T1)的脉冲或指示上述第2最小断开期间(T2)的脉冲。
7.根据权利要求6所述的DC-DC变换器，其特征在于：上述控制脉冲形成电路(50)，包括：第1电路(71或71a)，与上述初始化信号发生电路(51)、上述第1和第2比较器(46、47)、上述最小断开期间脉冲形成电路(95)连接，并当在上述第1(T1)或第2(T2)的最小断开期间结束后从上述第1比较器(46)得到指示上述合成信号(V4)已穿过上述第1基准电压(Vr1)的输出时，输出指示上述开关元件(3)的断开期间(Toff)的结束时刻的信号(V9)；及第2电路(96)，与上述第1电路(71或71a)、上述最小断开期间脉冲形成电路(95)、上述开关元件(3)的控制端子连接，当在上述最小断开期间脉冲形成电路(95)的输出没有指示上述第1(T1)或第2(T2)的最小断开期间的状态下从上述第1电路(71或71a)产生了指示上述断开期间(Toff)的结束的输出时，开始产生指示上述接通期间(Ton)的控制脉冲，并当在开始产生指示上述接通期间(Ton)的控制脉冲之后从上述第1比较器(46)产生了指示上述合成信号(V4)已到达上述第1基准电压(Vr1)的输出时，结束上述控制脉冲的产生。
8.根据权利要求7所述的DC-DC变换器，其特征在于：从上述合成装置(12)输出的上述合成信号(V4)，具有当上述开关元件(3)从接通期间(Ton)向断开期间(Toff)转换时从比上述第1基准电压(Vr1)低的一侧穿过该第1基准电压(Vr1)而到比其高的一侧、然后从比其高的一侧穿过上述第1基准电压(Vr1)而到比其低的一侧、接着又从比其低的一侧穿过上述第1基准电压(Vr1)而到比其高的一侧、在这之后当上述电感装置(2或2a)的蓄存能量的放出结束后从比其高的一侧穿过上述第1基准电压(Vr1)而到比其低的一侧的波形，上述第1电路(71或71a)，由波形整形电路(77)和触发器(78)构成，上述波形整形电路(77)，与上述第1和第2比较器(46、47)连接，用于提供对在上述开关元件(3)从接通期间(Ton)转换为断开期间(Toff)后生成的上述第1比较器(46)的输出(V5)所含有的降落进行补偿的信号(V7)，上述触发器(78)，是D型触发器，具有与上述波形整形电路(77)连接的时钟端子(T)、与上述最小断开期间脉冲形成电路(95)连接的数据输入端子(D)、通过非电路(80)与上述第2比较器(47)连接的预置输入端子(PR-)、与上述初始化信号发生电路(51)连接的复位输入端子(R-)，并响应上述初始化信号而复位、响应上述第2比较器(47)的指示上述合成信号V4从比上述第2基准电压(Vr2)低的一侧穿过该第2基准电压(Vr2)而到比其高的一侧的输出而进行预置，并将上述波形整形电路(77)的输出脉冲(V7)的后沿作为时钟信号而读入上述最小断开期间脉冲形成电路(95)的输出状态。
9.根据权利要求8所述的DC-DC变换器，其特征在于：上述第1电路(71)，还具有第2触发器(79)，该第2触发器(79)，响应上述第2比较器47的指示上述合成信号(V4)从比上述第2基准电压(Vr2)低的一侧穿过该第2基准电压(Vr2)而到比其高的一侧的输出而置位，根据从上述D型触发器(78)的反相输出端子产生的脉冲(V8)的前沿而复位，并将该复位时刻设定为断开结束时刻。
10.根据权利要求8所述的DC-DC变换器，其特征在于：上述第1电路(71a)，由第1和第2触发器(78、79)构成，上述第1触发器(78)，是D型触发器，具有与上述第1比较器(46)连接而将上述第1比较器(46)的指示上述合成信号(V4)从比上述第1基准电压(Vr1)高的一侧穿过该第1基准电压(Vr1)而到比其低的一侧的输出作为时钟信号的时钟端子T、与上述最小断开期间脉冲形成电路(95)连接的数据输入端子(D)，上述第2触发器(79)，是置位优先的RS触发器，具有与上述第2比较器(47)连接而将上述第2比较器(47)的指示上述合成信号(V4)从比上述第2基准电压(Vr2)低的一侧穿过该第2基准电压(Vr2)而到比其高的一侧的输出作为置位输入而接收的置位输入端子(S)、与上述第1触发器(78)的反相输出端子连接而将从上述第1触发器(78)的反相输出端子产生的脉冲的前沿作为复位输入而接收的复位输入端子(R)。
11.根据权利要求8、9或10所述的DC-DC变换器，其特征在于：上述第2电路(96)，是具有2个输入端子的或非门(96a)，该或非门(96a)的一个输入端子，与上述最小断开期间脉冲形成电路(95)连接，上述或非门(96a)的另一个输入端子，与上述第1电路(71或71a)连接，上述或非门(96a)的输出，用作开关控制信号。
12.根据权利要求8、9或10所述的DC-DC变换器，其特征在于：上述最小断开期间脉冲形成电路(95)，包括：与门(97)，具有与上述最小断开期间决定用比较器(92)连接的一个输入端子及与上述第1电路(71或71a)连接另一个输入端子；及触发器(100)，响应上述与门(97)的输出而变为置位状态，响应由上述初始化信号发生电路(51)产生的初始化信号并响应上述第1比较器(46)的指示上述合成信号(V4)从比上述第1基准电压(Vr1)低的一侧穿过该第1基准电压(Vr1)而到比其高的一侧的输出而变为复位状态。
13.根据权利要求8所述的DC-DC变换器，其特征在于：上述回扫电压发生期间检测装置(101)，与上述第1和第2电路(71或96)连接，并根据由上述第2电路(96)形成的上述开关控制信号(V14)及上述波形整形电路(77)的输出(V7)求出从上述断开期间(Toff)的开始时刻到上述电感装置(2)的蓄存能量的放出结束时刻的第1期间与从该第1期间的结束时刻起到上述合成信号在上述第1期间后第1次穿过上述第1基准电压(Vr1)的时刻的第2期间的合计时间(T0)。
14.根据权利要求13所述的DC-DC变换器，其特征在于：上述最小断开期间决定用基准电压源(91)，由通过对直流电压进行分压而得到基准电压的分压电路构成，上述判定装置，由基准电压切换用D型触发器(102)构成，上述基准电压切换用D型触发器(102)，具有与上述回扫电压发生期间检测装置(101或130)连接的时钟端子(T)及与上述最小断开期间脉冲形成电路(95)连接的数据输入端子(D)，上述基准电压切换用开关(103)，与上述分压电路连接，并响应上述基准电压切换用D型触发器(102)的输出而改变上述分压电路的分压比。
15.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于：还具有用于检测流过上述开关元件(3)的电流的电流检测装置(4)，上述开关控制信号形成装置，包括：合成装置(12a)，形成上述电流检测装置(4)的输出与上述输出电压检测装置(8)的输出的合成信号(V4’)；第1基准电压源(48’)，产生第1基准电压(Vr1’)；第2基准电压源(49’)，产生具有上述电感装置(2或2a)的上述蓄存能量的放出结束前的上述开关电压检测装置(11b)的输出电压值与上述开关电压检测装置(11b)的输出电压最低值之间的电平的第2基准电压(Vr2’)；第1比较器(46)，与上述合成装置(12a)及上述第1基准电压源(48’)连接，并将上述合成信号(V4’)与上述第1基准电压(Vr1’)进行比较；第2比较器(47)，与上述开关电压检测装置(11b)及第2基准电压源(49’)连接，并将上述开关电压检测装置(11b)的输出与上述第2基准电压(Vr2’)进行比较；及控制脉冲形成电路(50a)，与上述第1和第2比较器(46、47)、上述最小断开期间信号发生电路(73或120)、及上述开关元件(3)的控制端子连接，形成用于控制上述开关元件(3)的控制脉冲，所形成的上述控制脉冲具有当从上述接通期间(Ton)的结束时刻起经过了上述第1(T1)或第2(T2)的最小断开期间后从上述第2比较器(47)产生了指示上述开关电压检测装置(11b)的输出(V3)低于上述第2基准电压(Vr2’)的输出时使上述接通期间(Ton)开始的功能、及当上述接通期间(Ton)开始后从上述第1比较器(46)产生了指示上述合成信号(V4)变得高于上述第1基准电压(Vr1’)的输出时使上述接通期间(Ton)结束的功能。
16.根据权利要求2所述的DC-DC变换器，其特征在于：上述开关控制信号形成装置，包括：接通结束时刻决定用锯齿波发生电路(111)，与上述输出电压检测装置(8)连接，并以与上述开关元件(3)的接通期间(Ton)同步的方式产生与上述输出电压检测装置(8)的输出对应的含有倾斜电压的上述锯齿波电压(V4a)；第1基准电压源(48a)，产生用于决定上述开关元件(3)的接通期间(Ton)的结束时刻的基准电压(Vr1a)；第2基准电压源(49’)，产生具有上述电感装置(2或2a)的上述蓄存能量的放出结束前的上述开关电压检测装置(11b)的输出电压值与上述开关电压检测装置(11b)的输出电压最低值之间的电平的断开结束时刻决定用基准电压(Vr2’)；第1比较器(46a)，与接通结束时刻决定用锯齿波发生电路(111)及上述第1基准电压源(48a)连接，并将上述锯齿波电压(V4a)与上述接通结束时刻决定用基准电压(Vr1a)进行比较；第2比较器(47)，与上述开关电压检测装置(11b)及第2基准电压源(49’)连接，并将上述开关电压检测装置(11b)的输出与上述断开结束时刻决定用基准电压(Vr2’)进行比较；及控制脉冲形成电路(50a)，与上述第1和第2比较器(46a、47)、上述最小断开期间信号发生电路、及上述开关元件(3)的控制端子连接，用于形成控制上述开关元件(3)的控制脉冲，且将上述控制脉冲形成为当从上述接通期间(Ton)的结束时刻起经过了上述第1(T1)或第2(T2)的最小断开期间后从上述第2比较器(47)产生了指示上述开关电压检测信号(V3)低于上述断开结束时刻决定用基准电压(Vr2’)的输出时使上述接通期间(Ton)开始、而当上述接通期间(Ton)开始后从上述第1比较器(46a)产生了指示上述锯齿波电压(V4a)变得高于上述接通结束时刻决定用基准电压(Vr1a)的输出时使上述接通期间(Ton)结束。
17.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于：上述电感装置，是具有磁性体磁心(20)及缠绕在该磁心(20)上且相互间进行电磁耦合的一次、二次及三次线圈(21、22、23)的变压器(2)，上述开关元件(3)，与上述一次线圈(21)串联连接，上述整流滤波电路(6)，与上述二次线圈(22)连接，上述开关电压检测装置(11)，与上述三次线圈(23)连接。
18.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于：上述开关电压检测装置(11)，与上述开关元件(3)并联连接。
19.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于：上述电感装置，是具有磁性体磁心(20)及缠绕在该磁心(20)上且相互间进行电磁耦合的一次、二次及三次线圈(21、22、23)的变压器(2)，上述开关元件(3)，与上述一次线圈(21)串联连接，上述整流滤波电路(6)，与上述二次线圈(22)连接，上述输出电压检测装置，与上述三次线圈(23)连接。
20.根据权利要求17所述的DC-DC变换器，其特征在于：上述开关电压检测装置(11)，由与上述三次线圈(23)并联连接的第1二极管(31)、电阻(33)和延迟用电容器(34)的串联电路及与上述延迟用电容器(34)的一端连接以便取出上述延迟用电容器(34)的电压的第2二极管(32)构成。
21.根据权利要求17所述的DC-DC变换器，其特征在于：上述开关电压检测装置(11a)，是由与上述三次线圈(23)连接的二极管(31)和电阻(33)构成的电路。
22.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于：上述电感装置，是具有与上述开关元件(3)串联连接的线圈(21)的电抗器(2a)，上述整流滤波电路(6)，与上述开关元件(3)并联连接。
23.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于：还具有最大断开期间决定电路(74)，用于决定比上述最小断开期间长的最大断开期间，上述开关控制信号形成装置，当不能根据上述最小断开期间生成开关控制信号时，形成具有由上述最大断开期间决定电路(74)决定的最大断开期间的开关控制信号。
24.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于：还在开关电压检测装置(11、11a或11b)的输出级设置能有选择地接通·断开的开关(110)。
25.根据权利要求2所述的DC-DC变换器，其特征在于：上述最小断开期间信号发生电路(120)，包括产生指示上述第1最小断开期间(T1)的信号的第1最小断开期间信号发生器(121)、产生指示上述第2最小断开期间(T2)的信号的第2最小断开期间信号发生器(122)、及用于从上述第1和第2最小断开期间信号发生器(121、122)有选择地取得指示上述第1最小断开期间(T1)的信号和指示上述第2最小断开期间(T2)的信号的开关装置(123、124)。
26.根据权利要求2所述的DC-DC变换器，其特征在于：上述回扫电压发生期间检测装置(130)，包括在上述开关元件(3)断开期间将由上述电感装置(2或2a)产生的电压的波形整形为方波的波形整形电路(131)、及与上述波形整形电路(131)连接并从上述波形整形电路(131)的输出中仅抽出指示产生着回扫电压的方波的回扫期间抽出电路132。
27.根据权利要求2所述的DC-DC变换器，其特征在于：上述判定装置，是相位比较器。
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