TWI399019B - 具有可切換的評估器之直流-直流轉換器 - Google Patents

具有可切換的評估器之直流-直流轉換器 Download PDF

Info

Publication number
TWI399019B
TWI399019B TW095127609A TW95127609A TWI399019B TW I399019 B TWI399019 B TW I399019B TW 095127609 A TW095127609 A TW 095127609A TW 95127609 A TW95127609 A TW 95127609A TW I399019 B TWI399019 B TW I399019B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
current
output
evaluator
capacitor
control signal
Prior art date
Application number
TW095127609A
Other languages
English (en)
Other versions
TW200711275A (en
Inventor
Sander Derksen
Original Assignee
St Ericsson Sa
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by St Ericsson Sa filed Critical St Ericsson Sa
Publication of TW200711275A publication Critical patent/TW200711275A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI399019B publication Critical patent/TWI399019B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/157—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Description

具有可切換的評估器之直流-直流轉換器
本發明係關於一種DC－DC轉換器、一種用於轉換直流電壓之方法及一種具有一DC－DC轉換器之裝置，特定言之，一種行動裝置。
用於在一直流電壓中轉換一直流電壓之轉換器通常量測電感器電流及輸出/電容器電壓，且使用此等量測作為用於DC－DC轉換之控制器之輸入。因為對狀態中之誤差出現之回應為所要的，所以除所量測之當前狀態外，需要知道狀態中之誤差，且亦應知道所需狀態，該所需狀態可由所需電感器電流及所需電容器/輸出電壓構成。該輸出電壓通常對應於該將被控制之狀態變數，且其值通常將為已知的。然而，亦所需之電感器電流更難以獲得。電感器電流與其他系統參數之間的關係可視DC－DC轉換器之特定類型而不同。然而，該電感器電流將一直於負載電流。若此負載電流未知，則其將被認為係一來自系統外部之干擾。
代替確定該特定負載電流，亦可確定該電路內之另外電流或電壓，以間接確定所需電感器電流或直接確定電感器電流之誤差。舉例而言，在所謂的降壓式轉換器中，電感器電流之誤差將對應於該電容器電流且可經直接確定。
該負載電流可藉由量測該負載電流而確定。然而，為了量測該電流，電阻器通常與負載串聯置放。若使用一相對較大之電阻，則將使得能夠進行精確量測，但另一方面，此將導致一更大功率耗散且在瞬間內導致更大電壓降落。另一方面，較小電阻器將使得較難精確量測電流且將需要一非常敏感且精確操作放大器。此外，若負載電流待由量測來確定，則該電感器電流及該負載電流之此等電流量測必須匹配，因為電感器電流中之誤差係所量測之實際電感器電流及負載電流之函數。
或者，該負載電流在若干控制系統中未經量測，但其可經由一控制迴路來補償。對於負載電流存在於控制迴路中之情況，此情形被稱為負載電流之評估。換言之，此用於來自外部之干擾的評估器可被稱為干擾評估器。
圖1展示根據先前技術之一完整轉換器系統之方塊圖。該轉換器包含一切換轉換器單元SCU、一具有一所需評估器單元REU之評估器單元EU及一控制器CU。該切換轉換器SCU包含三個輸入，即輸入電壓Vi n 、負載電流Il o a d 及工作週期d。應注意僅此等三個輸入之工作週期d可由控制器CU來控制。其他兩個輸入由另外的外部元件來確定。該切換轉換器SCU之輸出為電感器電流iL 及電容器電壓vC 。此等兩個輸出可經量測且構成輸出訊號。該電感器電流iL 及該電容器電壓vC 經輸入至該評估器單元EU。此外，該電容器電壓vC 經轉發至一累加單元SUM，其中自該電容器電壓vC 減去一參考電壓vr e f 以確定電容器電壓中之誤差evC 。在評估器單元EU中，確定電感器電流中之誤差EIE。除電容器電壓中之誤差evC 及電感器電流中之誤差EIE之外，還有所需電容器電壓vc r e f 、所需電感器電流iL R E F 、輸入電壓vi n 及可能一些其他參數可構成用於控制器CU之輸入。該控制器CU輸出工作週期d作為輸出訊號。評估器EU可接收該電感器電流iL 、該電容器電壓vC 及該工作週期作為輸入訊號。評估器單元EU之輸出構成該所需電感器電流RIE及電感器電流中之誤差EIE。因此，控制器CU無需知道負載電流，因為所需電感器電流與負載電流之關係可在評估器中處理。
在Orosco等人之文章"Discrete sliding mode control for DC/DC converters"(Power Electronics Congress,2000 CIEP 2000,VII IEEE International,2000年10月15至19日，第231至236頁)中，展示了一DC－DC轉換器，其中電感器電流中之誤差評估經由所量測之電感器電流的高通過濾而獲得。
本發明之一目的在於提供一DC－DC轉換器，其允許一改良之控制訊號評估。
此目的由如請求項1之DC－DC轉換器、如請求項10之用於DC－DC轉換之方法及如請求項11之行動裝置來解決。
因此，DC－DC轉換器包含一用於執行一精確控制訊號評估之第一評估器單元及一用於執行一快速控制訊號評估之第二評估器單元。另外，提供一切換單元以用於在幾乎或大體上恆定之控制訊號條件期間切換至該第一評估器單元之一輸出端且用於在大體上變化之控制訊號條件期間切換至該第二評估器單元之一輸出端，以對該所需控制訊號提供一評估。
因此，該控制訊號之評估可根據電流訊號條件由一最適用於該特定評估之評估器來執行。因此，在大體上恆定之控制訊號條件期間使用一精確但緩慢之評估器，且在變化之控制訊號條件期間使用一快速但精確度較低之評估器。
根據本發明之一態樣，該DC－DC轉換器包含耦接至一負載之一電感器及一輸出電容器。此處，該第一評估器單元藉由量測一電感器電流之低頻部分而評估用於一負載之所需電感器電流，其中該所需電感器電流構成一控制訊號。該第二評估器藉由量測輸出電容器上之電壓變化而評估用於一負載之所需電感器電流。因此，此DC－DC轉換器可根據該電流訊號條件而精確或快速地評估所需電感器電流。
根據本發明之另一態樣，該第二評估器單元接收在上一週期之開始及結束處之輸出電容器之電壓及電感器電流，且基於自所量測之電感器電流減去一電容器電流而輸出對所需電感器電流之一評估。該電容器電流係藉由將輸出電容器上之電壓變化與輸出電容之一值相乘並藉由將其結果除以時間週期而確定。因此，所需電感器電流可由簡單乘法及除法步驟來評估。
根據本發明之又一態樣，該第二評估器單元接收輸出電容器之電壓及電感器電流，且基於自所量測之電感器電流減去電容器電流而輸出對所需電感器電流之一評估。輸出電容器電壓之導數與輸出電容之該值相乘，以確定電容器電流。
根據本發明之一態樣，該第二評估器單元接收該輸出電容器之電壓及一工作週期，且輸出對所需電感器電流之一評估。該評估係藉由自將所量測之電感器電流與一減去該工作週期相乘所得之結果減去電容器電流來執行。該減法之結果由一減去工作週期之低通過濾之結果相除。該電容器電流係藉由將在輸出電容器上之電壓變化與該輸出電容之該值相乘並將此除以時間週期來確定。
根據本發明之再一態樣，該第二評估器單元接收輸出電容器之電壓及輸出電感器電流以及工作週期。該第二評估器輸出對該所需電感器電流之一評估。該評估係藉由自所量測之電感器電流與一減去工作週期相乘所得之結果減去一電容器電流來執行。該減法之結果由一減去工作週期之低通過濾之結果相除。該輸出電容器電壓之導數與輸出電容之該值相乘，以確定該電容器電流。
本發明亦係關於一種用於DC－DC轉換之方法。執行一精確控制訊號評估及一快速控制訊號評估。其在大體上恆定之控制訊號條件期間切換至該精確控制訊號評估之輸出端且在大體上變化之控制訊號條件期間切換至該快速控制訊號評估之一輸出端，以對所需控制訊號提供一評估。
本發明此外係關於一種具有DC－DC轉換器之行動裝置，該DC－DC轉換器包含一用於執行一精確控制訊號評估之第一評估器及一用於執行一快速控制訊號評估之第二評估器。另外，提供一切換單元以用於在幾乎或大體上恆定之控制訊號條件期間切換至該第一評估器之一輸出端且用於在大體上變化之控制訊號條件期間切換至該第二評估器單元之一輸出端，以提供對該所需控制訊號之一評估。
本發明係關於提供一切換評估器之想法，其將兩個評估原理組合為一單一評估器。精確評估器係緩慢但精確的，使得其構成用於恆定負載條件之良好解決方案，而快速評估器係快速但不很精確的。因此，對於具有一恆定電流負載之恆定條件而言，將使用精確評估，而在負載變化之後的變化條件期間，使用快速評估器。因此，區分不同負載條件。在恆定負載條件期間，該電容器電壓係恆定的，而在負載條件中之顯著變化將導致電容器電壓之變化。因此，該電容器電壓可用於區分負載條件。若電容器電壓之增量(delta)較小，則負載條件係恆定的且可使用精確評估器。若電容器電壓vC 之增量超過一預定限制，則負載條件為變化的且將需要快速評估器。
本發明之其他態樣在附屬項中界定。
本發明之實施例及其優勢現將參看圖示而更詳細描述：
本發明之第一實施例係關於一DC－DC轉換器，其包含一切換評估器。該切換評估器能夠基於該DC－DC轉換器之負載條件而在一精確評估器與一快速評估器之間切換。
評估一所需電感器電流可由一第一評估器(意即，一精確評估器)來執行，其中求平均值用於達成一精確評估。然而，此精確評估器對於變化具有較慢回應。該評估係藉由使用所量測之電感器電流之低頻部分來執行，即使用一低通濾波器評估器。在一穩定狀態內，若干週期之電感器電流之平均值對應於當前負載電流之平均值的所需電感器電流。換言之，此等兩個電流之低頻組份應彼此對應。因此，電感器電流之低頻部分可用於評估所需電感器電流。然而，歸因於該低通過濾特徵，此評估器係緩慢的，儘管其係精確且對雜訊不敏感的。
根據一第二評估器(被稱為一快速評估器)，使用回應負載之任何變化之最近資料。此評估器係快速的但不很精確。此評估器亦被稱為增量電容器電壓△VC 評估器，因為其使用所量測之電容器電壓及電感器電流以執行當前負載電流之所需電感器電流之評估。若量測到電容器電壓VC 之任何變化且已知輸出電容，則可計算電容器電流。因此，可見至負載之電流供應在什麼程度上源自經切換之電感器電流本身。若此等電流均相等，則電容器電流將為零。若已知至負載之電流供應中之誤差，則可計算當前電感器電流與所需電感器電流之間的差。此可視轉換器類型及輸入對輸出電壓比而定藉由利用穩定狀態內負載電流與電感器電流之間的關係來執行。對於降壓式轉換器之情況而言，平均電感器電流等於穩定狀態中之平均負載電流。與精確評估器相比，特別在幾乎恆定之條件期間，雖然增量電壓評估器可對變化作極快回應，但其對雜訊亦非常敏感且因此精確性較低。
圖2展示根據第一實施例之一切換評估器之方塊圖。此切換評估器SEU可用於根據圖1之轉換器系統中，其中該評估器EU由根據圖2之切換評估器所替代。該切換評估器包含一可重設精確評估器RAE、一快速評估器FEU、一振幅偵測器ADU及一切換單元SU，該切換單元SU用於在該可重設精確評估器RAE與該快速評估器FEU之間進行切換。此等評估器根據該直流轉換器之特定類型而使用不同輸入訊號。根據該切換單元SU之狀態，該等評估器中之一者之輸出用作為輸出訊號，即所需電感器電流評估RIE。該切換單元SU耦接至該振幅偵測器單元ADU且因此經控制作為電容器電壓vC 中之變化之函數。該電容器電壓vC 之導數係在d/dt區塊ddt中確定。振幅偵測器ADU單元基於此導數來判斷電容器電壓中之變化是否足夠大以切換至該快速評估器FEU，因為此評估器應在負載變化期間及之後使用。該可重設精確評估器RAE可經重設且可以一新初始重設值RESv開始。來自該快速評估器FEU之上一評估可用作為重設值RESV，該評估在負載變化之後構成最佳可用評估。
圖3展示根據第二實施例之一直流轉換器之方塊圖。此處，描繪一降壓式轉換器，其中在穩定狀態期間負載電流與電感器電流之間的關係相當簡單，因為其係相等的。因此，所需電感器電流等於負載電流，且所需電感器電流評估可被稱為負載電流評估。該轉換器包含一轉換器CVU、一具有一負載評估器單元LEU之評估器單元EU及一工作週期控制器DCC。該評估器單元接收電感器電流iL 及電容器電壓vC 作為輸入，且輸出一負載電流評估IE及電感器電流評估中之誤差EIE。因此，該工作週期控制器DCC用於控制整個降壓式轉換器。工作週期控制器DCC之輸出對應於該轉換器CVU之工作週期。因此，工作週期控制器DCC之輸出構成該轉換器CVU之輸入訊號。
圖4展示根據第三實施例之一直流轉換器之方塊圖。該轉換器包含一轉換器CVU、一評估器單元EU、一電流模式控制器CMC及一內部電流控制迴路CCLU。此處，一線性電流模式控制器CMC用於控制降壓式轉換器。該電流模式控制器CMC之輸出構成應流經電感器之所要電流。因此需要一獨立內部電流控制迴路CCLU。內部電流控制迴路CCLU之輸出構成關於電感器電流之資訊，且經輸出至該評估器單元EU。
在一替代性實施例內，可代替一降壓式轉換器來實施一升壓式轉換器，其對應圖1所示之一般轉換器系統。
圖5展示根據第四實施例之一切換評估器DSLEU之方塊圖。此處，一快速評估器FEU經實施作為一使用在上一週期之開始及末端處所量測之電容器電壓vC 及電感器電流iL 的離散時間實施，以評估該負載電流。換言之，實施一增量電容器電壓評估器。
若精確量測到一個週期期間內之電容器電壓vC 中之變化且已知該輸出電容C，則可根據(1)藉由將電壓變化與電容值C相乘且將其除以週期T而計算此週期期間之平均電容器電流。
在(1)中，右手側表示左手側離散時間表達式之z域等價物。亦量測該電感器電流iL，以使得亦可藉由利用在上一週期之開始及末端處之電感器電流之平均值來計算一個週期期間內之平均電感器電流，如(2)所示。
因為負載電流iload等於電感器電流減去電容器電流，所以在上一週期期間內之平均負載電流可藉由自(1)減去(2)之結果而在(3)中計算。
負載電流iload之評估對應於所計算之上一週期之平均值。
因此，圖5展示該△vC 評估器之方塊圖，該△VC 評估器實施方程式(1)、(2)及(3)，且形成總切換評估器之一部分。該評估器包含一對應於根據圖2之可重設精確評估器RAE之可重設低通濾波器RLPF。該快速評估器單元FEU由離散時間△vC 評估器來實施。
圖6展示根據第五實施例之一切換評估器CSLEU1之方塊圖。此處，該快速評估器經實施作為一連續時間實施，其構成一與根據圖5之負載評估器相比之等效實施。此處，所量測之電容器電壓vC 及電感器電流iL 用於評估負載電流iL o a d 。因此，此評估器亦可被稱為增量電容器電壓評估器。在此連續時間情況中，經由d/dt區塊ddt而獲得之電容器電壓VC 之導數用於藉由將其與電容值C相乘來計算電容器電流。藉由在累加單元SUM中自所量測之電感器電流iL 減去此電容器電流iC ，得到負載電流i load ，其接著形成△VC 評估器之負載電流評估。該可重設精確評估器由一可重設低通濾波器RLPF來實施。該切換單元SU根據該振幅偵測單元ADU之輸出來判斷切換至該可重設低通濾波器RLPF(精確評估器)之輸出端或切換至累加單元SUM之輸出端(其構成快速評估器之輸出端)。
圖7展示根據第六實施例之一切換評估器之方塊圖。在圖7中，可重設之低通濾波器評估器RLPF之詳細實施經展示為用於根據圖5之轉換器之離散時間實施。此處，低通濾波器RLPF經更詳細展示。詳言之，低通濾波器RLPF包含低通濾波器單元RLPF1至RLPF3。低通濾波器RLPF之截止頻率不應高於降壓式轉換器之LC濾波器之共振頻率。此外，不應選擇較小之低通濾波器RLPF之頻寬，因為評估器可能變得非常緩慢。藉由選擇該低通濾波器RLPF作為一階IIR濾波器，在時脈週期k處之所評估之負載電流il o a d － e s t [k]由方程式(4)給出：
此處，LPF截止頻率經選擇為LC共振頻率之。
為了提供重設評估器之能力，自開關SU之後的一位置提供反饋迴路RLPF2、RLPF3。因為該低通濾波器評估係基於一無限脈衝回應，所以評估將依賴於兩個以上先前週期。因此，若條件在先前變化之後為恆定的，且評估器內之開關單元SU自增量電容器電壓評估切換至低通濾波器評估，則可需要額外量測(如在額外行動/電路中所需)。因為來自低通濾波器評估之任何先前值不再相關，所以需要重設該低通濾波器評估。若執行一自增量電容器電壓評估器至該低通濾波器評估器之切換，則來自增量電容器電壓評估器之上一個值可用作為低通濾波器評估器之初始值。因為該值在開關單元SU之後用作為反饋資訊，所以為正確時刻自動獲得此反饋，且最相關資訊用於低通濾波器評估器。
圖8展示根據第七實施例之一切換評估器之方塊圖。詳言之，展示一用於升壓式轉換器之切換評估器DSLEU2之實施例，其中精確評估器經實施作為一可經設定之可重設低通濾波器評估器RLPF且其中該快速評估器經實施作為一增量電容器電壓評估器。應注意，作為用於升壓式轉換器之快速評估器的增量電容器電壓評估器之實施不同於用於降壓式轉換器之實施，因為工作週期亦用作為一用於該評估器之輸入訊號。可使用在一個週期△vC 中之電容器電壓變化，以計算在先前週期期間內之平均電容器電流iC 。此可藉由將平均電容器電流iC 與電容C相乘且將其除以週期T來執行。
上一週期期間流經同步開關至輸出端之平均電流係藉由在一乘法單元MU1中將電感器電流iL (流經開關之電流)與一減去工作週期：1 －d (此電流流動之週期時間之部分)來計算。藉由自該平均開關電流(即來自該乘法單元MU1之輸出)減去自C/T區塊CT獲得之平均電容器電流iC ，可得到上一週期期間之平均負載電流IE(即負載電流評估)。若已知負載與所需電感器電流之間的關係，則現可確定所需電感器電流iL 。對於穩定狀態而言，此關係可由工作週期d給出，因為負載電流接著等於該電感器電流時間1 －d 。若1 －d 之平均值藉由使用一低通濾波器LPF而在一足夠大量之時間內獲得，則得到平均值1 －D 且此應或多或少等於穩定狀態1 －d 。因此在乘法單元MU2中負載電流評估IE與1 /(1 －D) 相乘，以獲得快速評估器之所需電感器電流評估。
現更詳細描述狀態反饋之原理：反饋控制之想法在於使得一系統之控制輸入可回應該系統之當前條件。為最佳控制，需要知道由彼系統之狀態變數所描述之該系統之完全狀態。由於狀態反饋控制，每一控制器輸出為所有狀態變數中之誤差的函數。狀態變數中之誤差係關於該系統之電流與所要狀態變數之間的差。
在降壓式轉換器之情況下，僅存在一個可控制輸入(即工作週期d )，因此控制器將具有一個輸出。該降壓式轉換器之狀態由兩個狀態變數(電感器電流iL 及電容器電壓vC )構成，因此該狀態反饋控制器將具有兩個狀態變數中之誤差之兩個輸入。
線性狀態反饋控制器之輸出為狀態變數中所有誤差之線性組合。降壓式轉換器控制器因此由兩個增益構成，一個用於電感器電流中之誤差且一個用於電容器電壓誤差。該等誤差之線性組合給出了所要半橋電壓。藉由將此所要半橋電壓除以轉換器輸入電壓，得到該控制器輸出(即工作週期)。
由降壓式轉換器與線性狀態反饋控制器構成之該系統為二階系統，其具有兩個狀態變數及兩個反饋增益。該系統之極點可藉由選擇適當增益而置放於所要位置處。
若控制器在數位領域中實施，則AD轉換器用於量測電感器電流及電容器電壓。
狀態反饋控制所需之狀態變數中之誤差構成當前狀態變數與所要狀態變數值之偏差。對於降壓式轉換器，量測兩個當前狀態變數：電感器電流及電容器電壓。電容器電壓之所要值為降壓式轉換器之所要輸出電壓，其當然為已知的。所要平均電感器電流等於負載電流，因為接著僅輸出電壓將保持恆定，由於進入輸出電容器之平均電流將為零。量測該電流之標準方法將係與負載串聯***一電阻器。此具有以下缺點，即當選擇一相對較大電阻以使得能進行精確量測時，在電阻器中將具有一相當大的耗散且瞬間電壓降落將比較大。另一方面，使用一較小電阻值，很難精確量測電阻器上之電壓降落。相反，根據本發明之評估器不會遭受此等缺點中之任一者。
代替量測負載電流，亦可基於可用資訊對其進行評估。此所評估之負載電流可接著自所量測之電感器電流中減去，以得到電感器電流中之評估誤差，其需要作為用於狀態反饋控制器之輸入。
圖9展示根據本發明之第八實施例之一負載電流評估器之方塊圖。此處，實施低通濾波器負載電流評估器CPFEU，其使用所量測之電感器電流之低頻部分。經由許多週期之電感器電流之平均值等於穩定狀態期間內負載電流之平均值。因此，兩個電流之低頻含量應相同。電感器電流之低頻部分現用作負載電流之一評估。
出於穩定性之原因，LPF截止頻率不應選擇得太高，且當然不應高於轉換器中之LC濾波器之共振頻率。另一方面，LPF頻寬不應太小，因為其將使得評估器非常緩慢。藉由選擇該LPF作為一階IIR濾波器可獲得良好結果，從而導致在時脈週期k 處之評估負載電流il o a d － e s t [k]，如(4)中給出。
該LPF截止頻率經選擇為LC共振頻率之。
圖10展示根據第九實施例之一負載電流評估器之方塊圖。此處，展示增量電容器電壓評估器△VEU，其實施方程式(2至4)。增量電容器電壓(△vC )評估器△VEU使用在上一週期之開始及結束處所量測之電容器電壓及電感器電流，以評估負載電流。若精確量測到一個週期期間之電容器電壓vC 之變化且已知輸出電容C，則在此週期期間內之平均電容器電流可藉由將電壓變化與電容值C相乘且將其除以週期T來計算得到，如上文中參看方程式(1)所描述。
電感器電流iL 經量測以使得在一個週期期間之平均電感器電流亦可藉由如方程式(2)所示求在上一週期之開始及結束處之該電感器電流之平均值來計算。因為負載電流il o a d 等於電感器電流減去電容器電流，所以在上一週期期間之平均負載電流可如方程式(3)所述藉由自方程式(1)減去方程式(2)之結果來計算。負載電流il o a d 之評估現為所計算之上一週期之平均值。
圖11展示根據圖3之一轉換器之評估負載電流及輸出電壓回應之曲線圖。第一分析為在時間0處對具有1個單位之負載電流步級之步級回應。此處，在上圖中展示負載電流評估器之回應，且在下圖中展示降壓式轉換器之輸出電壓之回應。實線表示△vC 評估器之回應，且可見負載電流之評估在1個週期中係正確的。由於經選擇之控制器增益，該輸出電壓誤差在5個週期中返回至幾乎為零。虛線給出LPF評估器之回應，且直接可見此評估器到達正確評估之負載電流將花費更多時間。由於此，該完整狀態反饋系統亦將花費更長時間再次將輸出電壓誤差調節至零。顯然，由於系統對負載變化之快速回應，△vC 評估器為最佳解決方案。
圖12展示對經評估之負載電流iL o a d e s t 、電感器電流iL 及電容器電壓vC 之回應的曲線圖。第二分析考慮評估器及系統對所量測之狀態變數中之變化及雜訊的敏感性。由於在一控制器中使用AD轉換器，所以在所量測之訊號中將一直存在量化雜訊。尤其在所量測之電容器電壓中之雜訊可具有顯著影響。△vC 評估器對變化電壓係敏感的以快速回應，但此使得其亦對雜訊敏感。對於較大增量vC ，相對誤差由於量化而較小，但對於零附近之增量vC ，相對誤差較大。以下計算展示此不應被忽略。
假定負載係恆定的，且電容器電壓在所要值周圍具有較小漣波。因為電容器電壓由一AD轉換器量測，所以該輸出可在兩個量化級之間轉換。具有5 mV之量化步長、10 μF之輸出電容器及0.8 μs(1.25 MHz)之週期時間，歸因於一單一電壓量化步級之負載電流評估中之步級將為10 μF/0.8 μs*5 mV＝12.5*5 m＝62.5 mA。因此，當電容器電壓或多或少變化但導致一5 mV之量化步級時，該控制器將藉由試圖將電感器電流變化一極大62.5 mA而對此作出回應。此不利影響在圖12中可見，其中對於時間等於0處具有1之電壓量化步級之情況給出具有封閉迴路控制之評估負載電流、電感器電流及電容器電壓之回應。實線給出在使用△vC 評估器之情況中之回應。顯然，由於該電壓量化步級，在頂部圖中之評估負載電流有一個週期不同。該控制器藉由試圖使電感器電流等於評估負載電流而作出回應(其在中間圖中可見)。在底部圖中，其展示對電容器電壓之影響。
虛線展示使用LPF評估器時之回應，且顯然此評估器不依賴於電壓量化步級。LPF評估僅依賴於所量測之電感器電流，且此評估在恆定條件期間之精確性可至少與所量測之電感器電流本身一樣高。此使得LPF評估器為恆定條件期間內之最佳解決方案。
如上文所示，具有LPF之評估器係緩慢的但精確的，因此較佳用於恆定負載條件，而△vC 評估器係快速的但對雜訊非常敏感。為得到一快速且精確之評估器，需要組合兩種類型：對於具有恆定負載電流之恆定條件，將使用LPF評估。在負載變化之後的變化條件期間，使用△vC 評估器。為使得此可能，必須區分負載條件。在恆定負載條件期間，電容器電壓係恆定的，而負載條件中之顯著變化將一直引起電容器電壓中之顯著變化。因此電容器電壓可用於區分負載條件；當增量vC 較小時，負載條件係恆定的且將使用LPF評估器。當增量vC 超過一特定限制時，條件正變化且將使用△vC 評估器。
△vC 評估僅依賴於來自上兩個週期之量測資料，因此其可在條件變化時直接被使用。由於LPF評估之無限脈衝回應，因而LPF評估依賴於來自過去之兩個以上週期。因此，當條件在變化之後再次恆定且評估器自△vC 評估切換回至LPF評估時，額外量測係必要的。需要重設來自過去對LPF評估之影響，因為此對於新的恆定條件不再相關。此藉由使用來自△vC 評估器之上一值作為用於LPF評估器之初始值來達成。
圖13展示根據第十實施例之一轉換器系統之方塊圖。該轉換器包括轉換器CVU、評估器EU、控制器及參考輸入ICU。一積累器經添加至控制器以補償系統中所有類型之偏移及延遲。
圖14展示穩定狀態條件之作為時間之函數的量測電容器電壓誤差之曲線圖。量測在原型板上執行。穩定狀態期間電容器電壓之漣波及負載步級(loadstep)回應係主要關心所在。
包括降壓式轉換器及量測電路之完整系統以Matlab Simulink作模型以模擬該系統。用於工作週期產生器之時脈頻率為160 MHz。此給出用於工作週期之160 MHz/1.25 MHz＝128個可能步級。分別用於電感器電流及電容器電壓量測之量化步長為12.5 mA及3.125 mV。由於6位元AD轉換器，此給出0.8 A及0.2 V之量測範圍。該評估器及控制器亦以VHDL書寫。此VHDL碼可接著經程式化為FPGA原型板，其亦含有具有AD轉換器之降壓式轉換器及量測電路。
當著眼於電容器電壓上之漣波時，可辨別不同來源。第一，漣波由於轉換器之切換作用而存在，因為電容器在每一週期經部分充電及放電，此處被稱為切換漣波。第二，控制器由於其之有限解析度而添加漣波，此處被稱為控制漣波。兩種類型之漣波一起給出電容器電壓處所見之總漣波。該切換漣波依賴於系統特徵，且對於給定降壓式轉換器，其中輸入電壓為3 V、參考電壓為1.5 V且電容器之ESR被忽略，其可經計算為約2.7 mV峰間值及1 mV RMS。
圖15展示在穩定狀態條件期間所量測之電容器電壓誤差vC 及電感器電流iL 的曲線圖。此處，穩定狀態電容器電壓誤差及電感器電流以較小時標展示。此在具有3 V、4 V及2 V之不同輸入電壓之總共3個量測中完成。電感器電流中之差別由於不同輸入電壓而為清晰的。為穩定狀態條件展示電容器電壓中誤差之量測結果，其具有引起30 mA之負載電流的50 Ω之負載。RMS總漣波電壓僅為1.8 mV。峰間總漣波電壓約為10 mV。藉由每個切換週期著眼於一個樣本，RMS控制漣波電壓經確定為1.4 mV。
圖16展示所量測之電容器電壓誤差UC 及電感器電流iL 的曲線圖，且圖17展示所量測之電容器電壓誤差及電感器電流的曲線圖。為了量測負載步級回應，以5 kHz接通及斷開具有6歐姆之負載。由於1.5 V之輸出電壓，此意謂250 mA之負載電流步級。在圖16及圖17中，展示分別對於3 V及2 V之輸入電壓的負及正負載步級之回應。可見，控制器之回應非常快速。對於250 mA之給定負載電流步級，電容器電壓僅在40 mV周圍下降或上升。又，電容器電壓在4 μs或5個切換週期內非常快速地調節返回至參考電壓。除根據圖17之正負載電流步級之外，該回應對於所展示之兩個輸入電壓係相同的。此處，在2 V之輸入電壓與1.5 V之電容器電壓之間的較小差限制了電感器電流可增加之速率，藉此增加了少量電壓降落。
圖18展示根據第十一實施例之一切換誤差評估器之方塊圖。此處，展示用於一降壓式轉換器之連續時間切換誤差評估器SEEU。此切換誤差評估器單元SEEU接收電感器電流及電容器電壓vC ，且輸出對電感器電流iL 之誤差的評估。切換誤差評估器單元SEEU包含一可重設高通濾波器單元RHPF、一d/dt區塊ddt及一振幅偵測器單元ADU。代替如在上文提及之實施例中使用低通濾波器，根據第十一實施例之切換誤差評估器SEEU使用一可重設高通濾波器RHPF以用於接收電感器電流iL 且用於輸出一誤差評估HPFE。因此，該可重設的高通濾波器RHPF構成精確評估器。電容器電壓vC 由d/dt區塊ddt接收，且獲得電容器電壓之導數並與電容值C相乘。其輸出dee構成對所需電感器電流之誤差的評估。
如在以上實施例中，振幅偵測器ADU用於在可重設高通濾波器RHPF之輸出端與乘法單元C之輸出端之間進行切換。
與上文提及之實施例相反，根據第十一實施例之切換誤差評估器單元SEEU不評估所需電感器電流而是評估所需電感器電流中之誤差。因此，此評估可直接由控制器使用。如在上文提及之其他實施例中，在精確控制係重要時之恆定條件期間使用一第一評估器，且在快速回應係重要時之變化條件期間使用一第二評估器。該第一評估器(即RHPF)中之精確控制係可能的，因為所量測之電感器電流iL 用作為輸入。藉由使用電容器電壓VC 中之變化，快速回應係可能的。
根據基於第十一實施例之本發明之另一實施例，亦可提供一用於離散時間情況之評估器。
另外或其他，若能正確量測此電容器電流，則快速回應評估器亦可使用電容器電流作為輸入訊號。
因此，可藉由使用兩種不同方法之組合而非常精確且非常快速地評估負載電流，該等兩種方法為：低通過濾電感器電流及量測輸出電容器上之電壓變化。該方法經由一不引入額外耗散且不需要高敏感運算放大器之串聯電阻而比典型電流量測具有優勢。此提供了一種應用高精確控制演算法之方法，該等高精確控制演算法所知為接近最佳化，諸如狀態反饋演算法。使用負載電流評估器對此狀態反饋演算法之原型實施之量測證實此控制器之步級回應小於5個切換週期，且可高精確地獲得最終輸出電壓。
上述DC－DC轉換器可經實施作為一DC－DC往復轉換器，詳言之，其用於與(例如)行動電話及MP3或媒體播放器一起使用之電池應用。或者，上述轉換器亦包括負載點(POL)DC－DC轉換器或用於較高功率應用之VRA。
請注意，上文提及之實施例說明而並非限制本發明，且熟習此項技術者將在不偏離附加申請專利範圍之範疇的情況下將能夠設計許多替代實施例。在申請專利範圍中，置放於圓括號之間的任何參考標記將不被解釋為限制該申請專利範圍。單詞"包含"不排除除在請求項中所列舉之彼等元件或步驟之外的其他元件或步驟之存在。在元件之前的單詞"一"不排除複數個此等元件之存在。在列舉若干構件之裝置請求項中，該等構件中之若干者可由一個及相同項硬體實施。在互不相同之附屬項中敍述特定量測之純粹事實並不指示不能有效使用此等量測之組合。
此外，申請專利範圍中之任何參考標記將不被解釋為限制申請專利範圍之範疇。
ADU．．．振幅偵測器單元
C．．．電容
CCLU．．．內部電流控制迴路
CMC．．．電流模式控制器
CSLEU．．．切換評估器
CTC/T．．．區塊
CU．．．控制器
CVU．．．轉換器
DCC．．．工作週期控制器
DSL．．．EU切換評估器
EIE．．．電感器電流中之誤差
EU．．．評估器單元
FEU．．．快速評估器單元
ICU．．．參考輸入
IE．．．負載電流評估
LEU．．．負載評估器單元
LPF．．．低通濾波器
RAE．．．可重設精確評估器
RESV．．．重設值
REU．．．所需評估器單元
RHPF．．．可重設高通濾波器
RIE．．．電感器電流評估
RLPF．．．可重設低通濾波器
SCU．．．切換轉換器單元
SEEU．．．切換誤差評估器單元
SEU．．．切換評估器
SU．．．切換單元
SUM．．．累加單元
△VEU．．．增量電容器電壓評估器
圖1展示根據先前技術之一完整轉換器系統之方塊圖；圖2展示根據第一實施例之一切換評估器之方塊圖；圖3展示根據第二實施例之一直流轉換器之方塊圖；圖4展示根據第三實施例之一直流轉換器之方塊圖；圖5展示根據第四實施例之一切換評估器之方塊圖；圖6展示根據第五實施例之一切換評估器之方塊圖；圖7展示根據第六實施例之一切換評估器之方塊圖；圖8展示根據第七實施例之一切換評估器之方塊圖；圖9展示根據本發明之第八實施例之一負載電流評估器之方塊圖；圖10展示根據第九實施例之一負載電流評估器之方塊圖；圖11展示根據圖3之轉換器之所評估之負載電流及輸出電壓回應之圖；圖12展示所評估之負載電流、一電感器電流及一電容器電壓之回應的圖；圖13展示根據第十實施例之轉換器系統之方塊圖；圖14展示穩定狀態條件之作為時間之函數的量測電容器電壓誤差之圖；圖15展示在穩定狀態條件期間所量測之電容器電壓誤差及電感器電流的圖；圖16展示所量測之電容器電壓誤差及電感器電流的圖；圖17展示所量測之電容器電壓誤差及電感器電流的圖；及圖18展示根據第十一實施例之一切換誤差評估器之方塊圖。
ADU．．．振幅偵測器單元
C．．．電容
FEU．．．快速評估器單元
RAE．．．可重設精確評估器
RES．．．V重設值
RIE．．．電感器電流評估
SEU．．．切換評估器
SU．．．切換單元

Claims (4)

  1. 一種DC-DC轉換器，其包含：一第一評估器單元，其組配以執行一精確控制訊號評估；一第二評估器單元，其組配以執行一快速控制訊號評估；一切換單元，其組配以在實質上處於恆定之控制訊號條件期間，切換至該第一評估器單元之一輸出端，以及在實質上處於變化控制訊號條件期間，切換至該第二評估器單元之一輸出端，以對所需控制訊號提供一評估；耦接至一負載之一電感器及一輸出電容器；其中該第一評估器單元經組配以藉由量測一電感器電流之一低頻部分而評估用於負載之一所需電感器電流；其中該第二評估器單元經組配以藉由量測該輸出電容器上之電壓變化而評估用於負載之一第二所需電感器電流；其中該第二評估器單元接收在一先前週期之開始及結束處之該輸出電容器之電壓及電感器電流，且基於自所量測之電感器電流減去一電容器電流而輸出對該所需電感器電流之一評估，其中該電容器電流係藉由將該輸出電容器上之電壓變化與該輸出電容之值相乘並將此除以時間週期而確定。
  2. 一種DC-DC轉換器，其包含： 一第一評估器單元，其組配以執行一精確控制訊號評估；一第二評估器單元，其組配以執行一快速控制訊號評估；一切換單元，其組配以在實質上處於恆定之控制訊號條件期間，切換至該第一評估器單元之一輸出端，以及在實質上處於變化控制訊號條件期間，切換至該第二評估器單元之一輸出端，以對所需控制訊號提供一評估；耦接至一負載之一電感器及一輸出電容器；其中該第一評估器單元經組配以藉由量測一電感器電流之一低頻部分而評估用於負載之一所需電感器電流；其中該第二評估器單元經組配以藉由量測該輸出電容器上之電壓變化而評估用於負載之一第二所需電感器電流；其中該第二評估器單元接收該輸出電容器之電壓及電感器電流，且基於自所量測之電感器電流減去一電容器電流而輸出對該所需電感器電流之一評估，其中該輸出電容器電壓之一導數與該輸出電容之值相乘以確定該電容器電流。
  3. 一種DC-DC轉換器，其包含：一第一評估器單元，其組配以執行一精確控制訊號評估；一第二評估器單元，其組配以執行一快速控制訊號 評估；一切換單元，其組配以在實質上處於恆定之控制訊號條件期間，切換至該第一評估器單元之一輸出端，以及在實質上處於變化控制訊號條件期間，切換至該第二評估器單元之一輸出端，以對所需控制訊號提供一評估；耦接至一負載之一電感器及一輸出電容器；其中該第一評估器單元經組配以藉由量測一電感器電流之一低頻部分而評估用於負載之一所需電感器電流；其中該第二評估器單元經組配以藉由量測該輸出電容器上之電壓變化而評估用於負載之一第二所需電感器電流；其中該第二評估器單元接收該輸出電容器之電壓及一工作週期且輸出對該所需電感器電流之一評估，以及其中該評估係藉由自一所量測之電感器電流與1減該工作週期相乘所得之一結果減去該電容器電流，且將該減去之該結果除以1減該工作週期之低通過濾之一結果來執行，其中該電容器電流係藉由將該輸出電容器上之電壓變化與該輸出電容之值相乘且將其結果除以該時間週期來確定。
  4. 一種DC-DC轉換器，其包含：一第一評估器單元，其組配以執行一精確控制訊號評估；一第二評估器單元，其組配以執行一快速控制訊號 評估；一切換單元，其組配以在實質上處於恆定之控制訊號條件期間，切換至該第一評估器單元之一輸出端，以及在實質上處於變化控制訊號條件期間，切換至該第二評估器單元之一輸出端，以對所需控制訊號提供一評估；耦接至一負載之一電感器及一輸出電容器；其中該第一評估器單元經組配以藉由量測一電感器電流之一低頻部分而評估用於負載之一所需電感器電流；其中該第二評估器單元經組配以藉由量測該輸出電容器上之電壓變化而評估用於負載之一第二所需電感器電流；其中該第二評估器單元接收該輸出電容器之電壓以及該輸入電感器電流及工作週期且輸出對該所需電感器電流之一評估，其中該評估係藉由自將一所量測之電感器電流與1減該工作週期相乘所得之一結果減去該電容器電流，且將該減去之結果除以1減該工作週期之低通過濾之一結果來執行，其中該輸出電容器電壓之一導數與該輸出電容之值相乘以確定該電容器電流。
TW095127609A 2005-08-01 2006-07-28 具有可切換的評估器之直流-直流轉換器 TWI399019B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP05300635 2005-08-01
EP05300959 2005-11-22

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW200711275A TW200711275A (en) 2007-03-16
TWI399019B true TWI399019B (zh) 2013-06-11

Family

ID=37708988

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW095127609A TWI399019B (zh) 2005-08-01 2006-07-28 具有可切換的評估器之直流-直流轉換器

Country Status (6)

Country Link
US (1) US8159203B2 (zh)
EP (1) EP1913455B1 (zh)
JP (1) JP4702723B2 (zh)
CN (1) CN101233467B (zh)
TW (1) TWI399019B (zh)
WO (1) WO2007015182A2 (zh)

Families Citing this family (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103475224B (zh) * 2008-11-21 2016-10-05 L&L建筑公司 应用于电源的数字补偿器
JP5251594B2 (ja) * 2009-02-26 2013-07-31 富士通セミコンダクター株式会社 電源制御装置、電源制御方法および電子機器
US8872485B1 (en) * 2009-03-20 2014-10-28 Maxim Integrated Products, Inc. Circuit and device for increasing power supply hold-up time
BR112012023239A2 (pt) * 2010-03-16 2016-05-17 Devialet alimentação de comutação
JP2012080756A (ja) * 2010-09-07 2012-04-19 Renesas Electronics Corp スイッチングレギュレータ用集積回路装置及びその設計方法
US8829879B2 (en) 2010-12-03 2014-09-09 Maxim Integrated Products, Inc. Inductor current measurement for DC to DC converters
US8159205B1 (en) * 2010-12-03 2012-04-17 Maxim Integrated Products, Inc. Inductor current measurement for DC to DC converters
EP2657091B1 (en) * 2012-04-23 2019-06-12 Autoliv Development AB A drive arrangement
US9325242B2 (en) 2012-06-29 2016-04-26 Infineon Technologies Austria Ag Switching regulator output capacitor current estimation
US8736244B1 (en) * 2013-03-04 2014-05-27 Google Inc. Capacitive current-mode control of a DC/DC converter
CN103546033B (zh) * 2013-10-29 2016-05-11 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 用于交错并联式开关电源的控制电路
US9385609B2 (en) 2014-02-14 2016-07-05 Infineon Technologies Ag Analog current estimation and digital estimation correction for a multiphase buck converter
US9733283B2 (en) * 2015-04-23 2017-08-15 Semiconductor Components Industries, Llc DC-DC converter load current estimation circuit
US9641073B2 (en) * 2015-09-04 2017-05-02 Qualcomm Incorporated Start up method for switching converters using the same reference voltage in the error amplifier and PWM comparator
US10220710B2 (en) * 2015-10-15 2019-03-05 Ford Global Technologies, Llc Fuzzy logic based sliding mode control of variable voltage converter
US9602001B1 (en) * 2015-11-06 2017-03-21 National Cheng Kung University Buck converter with a variable-gain feedback circuit for transient responses optimization
US9806614B2 (en) * 2015-12-17 2017-10-31 Texas Instruments Incorporated Low power zero inductor current detection circuit
JP6678092B2 (ja) * 2016-10-28 2020-04-08 株式会社豊田中央研究所 Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御装置
US10454369B2 (en) * 2016-11-28 2019-10-22 Texas Instruments Incorporated Switched converter control using adaptive load current sensing and feedforward technique
JP6749231B2 (ja) * 2016-12-27 2020-09-02 株式会社京三製作所 電源装置、及び電源装置の制御方法
CN109901391B (zh) * 2019-03-19 2022-01-25 浙江工业大学 基于指数幂次趋近律的降压型直流变换器的滑模控制方法
US11228256B2 (en) * 2019-11-19 2022-01-18 Infineon Technologies Ag Multilevel power converter and control method

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6489756B2 (en) * 2000-12-22 2002-12-03 Hitachi, Ltd. DC-DC converter with switchable control mode
US20040178783A1 (en) * 2003-03-13 2004-09-16 Tdk Corporation Switching power supply controller and switching power supply
TW200506570A (en) * 2003-04-22 2005-02-16 Ahmad B Dowlatabadi Control loop for switching power converters
US20050046405A1 (en) * 2003-01-06 2005-03-03 Texas Instruments Incorporated Reconfigurable topology for switching and linear voltage regulators

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5600234A (en) 1995-03-01 1997-02-04 Texas Instruments Incorporated Switch mode power converter and method
US6249447B1 (en) 1999-08-13 2001-06-19 Tyco Electronics Logistics Ag System and method for determining output current and converter employing the same
US6445598B1 (en) * 1999-12-09 2002-09-03 Sanken Electric Co., Ltd. Dc-dc converter
JP2001258244A (ja) 2000-03-13 2001-09-21 Toyota Autom Loom Works Ltd 電流近似回路を備えるスイッチング電源装置
DE60322789D1 (de) * 2002-06-17 2008-09-25 Hitachi Ltd Stromversorgungseinrichtung
JP3708086B2 (ja) 2003-03-18 2005-10-19 Ｔｄｋ株式会社 スイッチング電源装置用制御装置及びスイッチング電源装置
US6984969B1 (en) * 2003-03-20 2006-01-10 Analog Devices, Inc. High efficiency high speed low noise regulator
JP4337469B2 (ja) * 2003-08-19 2009-09-30 富士電機デバイステクノロジー株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータの電流検出方法及び電流検出装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6489756B2 (en) * 2000-12-22 2002-12-03 Hitachi, Ltd. DC-DC converter with switchable control mode
US20050046405A1 (en) * 2003-01-06 2005-03-03 Texas Instruments Incorporated Reconfigurable topology for switching and linear voltage regulators
US20040178783A1 (en) * 2003-03-13 2004-09-16 Tdk Corporation Switching power supply controller and switching power supply
TW200506570A (en) * 2003-04-22 2005-02-16 Ahmad B Dowlatabadi Control loop for switching power converters

Also Published As

Publication number Publication date
US8159203B2 (en) 2012-04-17
CN101233467B (zh) 2012-12-26
EP1913455A2 (en) 2008-04-23
JP2009504128A (ja) 2009-01-29
WO2007015182A3 (en) 2007-10-11
WO2007015182A2 (en) 2007-02-08
JP4702723B2 (ja) 2011-06-15
CN101233467A (zh) 2008-07-30
US20090267580A1 (en) 2009-10-29
TW200711275A (en) 2007-03-16
EP1913455B1 (en) 2012-06-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI399019B (zh) 具有可切換的評估器之直流-直流轉換器
US9941795B1 (en) Circuits and method for extracting average load current in DC-DC switching converters
US9455631B2 (en) Current estimation for a converter
CN104849538B (zh) 相电流估计器和开关功率转换器
JP6204474B2 (ja) 入力電力及び電流測定のシステム及び方法
DE102015122484A1 (de) System und Verfahren zum Messen von Leistung in einem Leistungsfaktorwandler
US8159205B1 (en) Inductor current measurement for DC to DC converters
US9716954B2 (en) DC impedance detection circuit and method for speaker
US20090085625A1 (en) Time-based control of a system having integration response
Liu et al. A digitally controlled DC-DC buck converter with lossless load-current sensing and BIST functionality
WO2015011916A1 (ja) 電流測定装置
EP3018813A1 (en) Method and system for calculating model parameters for a capacitor to be modelled
KR101119771B1 (ko) 스위칭 전원 장치의 출력 전류를 검출하는 방법
US20230318475A1 (en) Frequency Converter
Garcea et al. Digital auto-tuning system for inductor current sensing in VRM applications
US8280655B2 (en) Digital power monitoring circuit and system
KR20140018489A (ko) 단상 디씨／디씨 벅 컨버터의 인덕터 전류 추정 장치 및 방법
US8030949B2 (en) Measurement method for determining moisture content
US10103635B2 (en) Buck-boost controller achieving high power factor and valley switching
US20240006996A1 (en) Method and apparatus for sensing inductor input/output current in a dc-dc converter circuit
US20230378864A1 (en) Method and apparatus for sensing inductor input/output current in a dc-dc converter circuit
Dashmiz et al. A hardware-efficient self-tuned output capacitor current and time constant estimator for indirect energy transfer converters based on dynamic voltage slope adjustment
CN107810593B (zh) 对开关模式功率转换器的电感器电流的平均值的估计
US10958174B1 (en) Light load detector circuit for inductive DC-DC converter
CN110224594B (zh) 一种直流降压电路的输出电压控制方法和装置

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A Annulment or lapse of patent due to non-payment of fees