WO2018043502A1 - インバータ制御装置および電動機駆動システム - Google Patents

インバータ制御装置および電動機駆動システム Download PDF

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torque
current phase
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峻 谷口
和也 安井
智秋 茂田
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東芝インフラシステムズ株式会社
東芝産業機器システム株式会社
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Definitions

  • Embodiments of the present invention relate to an inverter control device and an electric motor drive system.
  • an inverter control device that controls an inverter that drives a synchronous reluctance motor (SynRM) has been proposed as a synchronous motor having a small magnetic flux.
  • a synchronous reluctance motor is a synchronous motor that does not use a permanent magnet, and generates reluctance torque due to the difference between the inductance in the d-axis direction (the direction in which magnetic flux easily flows) and the inductance in the q-axis direction (the direction in which magnetic flux does not easily flow). And it is a synchronous motor with which a rotor rotates.
  • JP 2013-223333 A JP 2002-3600000 A JP 2010-81743 A
  • Embodiments of the present invention have been made in view of the above circumstances, and provide an inverter control device and an electric motor drive system that generate a current amplitude command so that the output torque of the electric motor is in accordance with the torque command. Objective.
  • the inverter control device uses an inverter main circuit, a current detector that detects a current response output from the inverter main circuit, and a rotation phase angle of an electric motor connected to the inverter main circuit.
  • a vector converter that converts a current into a d-axis current and a q-axis current, and a current amplitude command that calculates a current amplitude command of the current response output from the inverter main circuit based on a torque command and a current phase angle command A calculation unit; a dq-axis conversion unit that calculates a d-axis current command and a q-axis current command from the current amplitude command and the current phase angle command; the d-axis current command, the q-axis current command, and the d-axis A current controller that calculates a voltage command such that the current and the q-axis current are equal.
  • FIG. 1 is a block diagram schematically illustrating a configuration example of an inverter control device and an electric motor drive system according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram schematically showing a configuration example of a current command generation unit of the inverter control device and the electric motor drive system shown in FIG.
  • FIG. 3 is a block diagram schematically illustrating a configuration example of the inverter control device and the motor drive system according to the second embodiment.
  • FIG. 4 is a block diagram schematically showing a configuration example of the flux weakening controller shown in FIG.
  • FIG. 5 is a block diagram schematically showing a configuration example of the current command generator shown in FIG.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of an equal voltage curve and an equal torque curve when the output voltage of the electric motor is limited.
  • FIG. 1 is a block diagram schematically illustrating a configuration example of an inverter control device and an electric motor drive system according to the first embodiment.
  • the motor drive system of this embodiment includes an electric motor 2 and an inverter control device.
  • the inverter control device includes an inverter 1, a current detector 3, a rotation phase angle detector 4, a PWM modulation unit 22, coordinate conversion units 23 and 24, a current controller 25, a rotation speed calculation unit 26, A speed controller 27 and a current command generator 29 are provided.
  • the inverter 1 includes an inverter main circuit (not shown) and a DC power source.
  • the inverter 1 receives a gate command output from the inverter control device, and switches a plurality of switching elements built in the inverter main circuit by the gate command so that a direct current and an alternating current can be mutually converted into a three-phase alternating current. It is an inverter.
  • the alternating current output from the inverter 1 is supplied to the electric motor 2.
  • the inverter 1 includes a voltage detector (not shown) that detects a voltage V of a DC link that connects the inverter main circuit and a DC power source. The value of the voltage V detected by the voltage detector is supplied to the PWM modulator 22.
  • the electric motor 2 is a synchronous electric motor driven by an alternating current supplied from the inverter 1 and having a small magnet magnetic flux, and is, for example, a synchronous reluctance motor (SynRM).
  • the electric motor 2 generates torque by magnetic interaction with the rotor by a magnetic field generated by a three-phase alternating current flowing in each excitation phase.
  • the current detector 3 detects a current value of at least two phases among the three-phase alternating currents iu, iv, iw flowing between the inverter 1 and the electric motor 2.
  • the rotational phase angle detector 4 is, for example, a resolver, and detects the rotational phase angle ⁇ of the electric motor 2.
  • the rotation phase angle detector 4 calculates the rotation phase angle estimated value from the current detection value detected by the current detector 3 or the voltage detection value detected from the output voltage of the inverter 1 without using a sensor, for example. It may be configured to. In that case, the estimated value of the rotational phase angle may be output as the rotational phase angle ⁇ .
  • the coordinate conversion unit 23 converts the current responses iu and iw of the three-phase fixed coordinate system into the current responses id and iq of the dq axis rotational coordinate system using the rotational phase angle ⁇ supplied from the rotational phase angle detector 4. It is a vector converter.
  • the d-axis is the direction in which the rotor magnetic resistance is maximum (inductance is minimum), and the q-axis is the minimum magnetic resistance of the rotor advanced 90 degrees in electrical angle from the d axis (inductance is maximum).
  • Direction is the direction in which the rotor magnetic resistance is maximum (inductance is minimum)
  • the rotational speed calculation unit 26 receives the rotational phase angle ⁇ from the rotational phase angle detector 4, for example, time-differentiates the rotational phase angle ⁇ to calculate and output the rotational speed ⁇ .
  • the speed controller 27 is, for example, a PI controller, and outputs a torque command T * so that the rotational speed command ⁇ * supplied from the outside is equal to the rotational speed ⁇ supplied from the rotational speed calculation unit 26. Calculate and output.
  • the current command generation unit 29 is d based on the rotation speed ⁇ supplied from the rotation speed calculation unit 26, the q-axis current iq supplied from the coordinate conversion unit 23, and the torque command T * supplied from the speed controller 27.
  • An axis current command id * and a q-axis current command iq * are calculated and output. The configuration of the current command generator 29 will be described in detail later.
  • Current controller 25 is, for example, a PI controller, current response id, iq current command id *, compared with the iq *, the current response id, iq current command id *, iq * and that is equal
  • the d-axis voltage command vd * and the q-axis voltage command vq * are calculated and output.
  • the coordinate conversion unit 24 uses the rotation phase angle ⁇ to convert the voltage commands vd * , vq * of the dq rotation coordinate system into voltage commands vu * , vv * , vw * of the three-phase fixed coordinate system. It is.
  • the PWM modulation unit 22 modulates voltage commands (modulation rate commands) vu * , vv * , and vw * for driving the electric motor 2 with a triangular wave PWM according to the voltage V supplied from the inverter 1.
  • a gate signal for switching each phase switching element included in the inverter main circuit is output to the inverter 1.
  • FIG. 2 is a block diagram schematically showing a configuration example of a current command generation unit of the inverter control device and the electric motor drive system shown in FIG.
  • the current command generation unit 29 includes a current amplitude command calculation unit 32, a current phase angle calculation unit (first current phase angle command calculation unit) 33, a code conversion unit 34, and a dq axis conversion unit 35. .
  • the current amplitude command calculation unit 32 calculates a current amplitude command I * from the inductances Ld and Lq, the torque command T2 * after torque limitation, and the current phase angle command ⁇ * .
  • the inductances Ld and Lq are constants recorded in a memory (not shown), for example.
  • the current amplitude command calculation unit 32 may calculate the value of the q-axis inductance Lq using a table storing the value of the q-axis inductance Lq corresponding to the q-axis current iq.
  • the current amplitude command I * can be obtained from the current phase angle ⁇ * and the torque command T * using the following formula (1).
  • the torque command T * can be obtained by the following equation.
  • the current phase angle calculation unit 33 calculates and outputs a current phase angle ⁇ 0 that minimizes the copper loss from the current amplitude.
  • Current phase angle calculation unit 33 the current by the approximate expression representing the relationship between amplitude command I * and current phase angle [beta] 0, may be calculated the current phase angle [beta] 0, the value of the current phase angle [beta] 0 with respect to the current amplitude command I * You may have the map which stored. Although the copper loss is minimized here, the loss may be minimized or the power factor may be maximized.
  • the sign conversion unit 34 determines whether the torque command T * is zero or more or negative. When the torque command T * is greater than or equal to zero, the sign conversion unit 34 outputs the current phase angle command ⁇ * with the sign of the current phase angle ⁇ 0 being positive. When the torque command T * is negative, the sign conversion unit 34 outputs the current phase angle command (first current phase angle command) ⁇ * with the sign of the current phase angle ⁇ 0 being negative.
  • the current phase angle calculation unit 33 and the sign conversion unit 34 calculate a current phase for calculating a current phase angle command ⁇ * of a current response output from the inverter main circuit based on the current amplitude command I *.
  • the dq axis conversion unit 35 calculates current commands id * and iq * from the current amplitude command I * and the current phase angle command ⁇ * according to the following formulas (3) and (4).
  • the current commands id * and iq * are supplied to the current controller 25 described above.
  • the current amplitude command I * is the current value (N) and the current phase angle ⁇ * is the previous value (N ⁇ 1), but the present invention is not limited to this.
  • the amplitude command calculation unit 32 can calculate one of the current amplitude command I * and the current phase angle ⁇ * as the current value (N) and the other as the previous value (N ⁇ 1). For example, to calculate the current phase angle beta * current value (N) by using the current amplitude command I * previous value of the (N-1), a current amplitude command I * previous value of the (N-1) and current phase angle
  • the current commands id * and iq * may be calculated by the above formulas (3) and (4) using the current value (N) of ⁇ * .
  • the amount of change of the current amplitude command I * and the current phase angle ⁇ * in a predetermined period is compared, the current value (N) is used for the larger amount of change, and the previous value (N) for the smaller amount of change.
  • -1) is used, more accurate current commands id * and iq * can be calculated.
  • the current command value according to the torque command can be generated by calculating the current amplitude command I * using the above formulas (1) and (2).
  • the current commands id * and iq * can be uniquely calculated even when the current phase angle ⁇ is changed by the copper loss minimum control. . That is, if the motor parameters can be adjusted correctly, the current amplitude command calculation unit 32 can output the current amplitude I * corresponding to the torque command T2 * regardless of the current phase angle ⁇ . Therefore, the current command generation unit 29 can calculate the current commands id * and iq * corresponding to the torque command T2 * even when the current phase angle calculation unit 33 sets the current phase angle ⁇ 0 that minimizes the copper loss. Output torque as command T2 * can be realized.
  • the current amplitude command calculation unit 32 can generate the torque command T2 * according to the current phase angle command ⁇ * , so that the current phase angle calculation unit 33 sets the current phase angle ⁇ * . It is possible to prevent the control system from vibrating / diverging due to interference between the control for changing to the current phase angle ⁇ 0 and the speed control.
  • the current amplitude command can be generated so that the output torque of the motor is in accordance with the torque command.
  • FIG. 3 is a block diagram schematically illustrating a configuration example of the inverter control device and the motor drive system according to the second embodiment.
  • the inverter control device of the present embodiment further includes a flux weakening controller (second current phase angle command calculation unit) 28.
  • the weak flux controller 28 calculates and outputs a weak current phase angle command (second current phase angle command) ⁇ FW from the voltage commands vd * and vq * output from the current controller 25.
  • the current phase angle calculation unit 33 is a first current phase angle command calculation unit that calculates the first current phase angle command ⁇ 0 based on the current amplitude command I * .
  • FIG. 4 is a block diagram schematically showing a configuration example of the flux weakening controller shown in FIG.
  • the flux-weakening controller 28 includes a voltage amplitude command calculation unit 41, a subtractor 42, a divider 43, a PI controller 44, and a limit controller 45.
  • the voltage amplitude command calculation unit 41 calculates and outputs the voltage commands vd * and vq * and the voltage amplitude command V * using the following formula (5).
  • the voltage limit value Vlim is calculated by the voltage limit value calculation unit 46 using the DC voltage V supplied from the inverter 1, for example, by the following formula (6), and is calculated by the subtractor 42 and the divider 43. Used for calculation.
  • V is a DC link voltage (DC voltage) V between the inverter main circuit and the DC power supply
  • a is a modulation factor coefficient
  • a is a preset value, for example, recorded in a memory (not shown), and is generally set to about 1 to 1.05.
  • the calculation is performed using the inverter DC voltage V, but a preset value may be used without using the DC voltage V.
  • the PI controller 44 calculates and outputs the output Y by the proportional term P and the integral term I so that the input U supplied from the divider 43 becomes zero.
  • the limit controller 45 determines whether the input Y supplied from the PI controller 44 is greater than or less than zero. When the input Y is less than zero, the limit controller 45 outputs the weak flux current phase angle ⁇ FW as zero. When the input Y is greater than or equal to zero, the flux-weakening current phase angle ⁇ FW is output as a value equal to the input Y.
  • FIG. 5 is a block diagram schematically showing a configuration example of the current command generator shown in FIG.
  • the current command generation unit 29 of the inverter control device according to the present embodiment further includes a torque limit calculation unit 30, a torque limitation unit 31, and an adder 36. Further, the voltage V supplied from the inverter 1 is added as an input.
  • the torque limit calculation unit 30 calculates the torque limit (torque command maximum value) from the rotational speed ⁇ of the electric motor 2, the DC link voltage (DC voltage) V between the inverter main circuit and the DC power supply, and the q-axis voltage iq. Calculate and output Tlim.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of an equal voltage curve and an equal torque curve when the output voltage of the electric motor is limited.
  • the inverter 1 operates at a point A among the intersection points AB of the equal voltage curve 62 and the equal torque curve 63 shown in FIG. From this state, in the isovoltage curve 62 ′ when the rotation speed increases, the d-axis current and the q-axis current become smaller than the isovoltage curve 62.
  • the equal voltage curve 62 ′ and the equal torque curve 63 intersect at the intersection A′B ′, and the region surrounded by the equal voltage curve 62 ′ and the equal torque curve 63 becomes narrower.
  • the equal torque curve 63 ′ when the torque command T * is larger than the equal torque curve 63, the d-axis current and the q-axis current are larger than those in the equal torque curve 63. At this time, the equal torque curve 63 ′ and the equal voltage curve 62 intersect at an intersection A ′′ B ′′, and a region surrounded by the equal voltage curve 62 and the equal torque curve 63 ′ becomes narrow. When the torque command T * is further increased, the equal torque curve 63 ′ and the equal voltage curve 62 do not intersect. That is, when the output voltage of the electric motor 2 is limited, there are no current commands id * and iq * that satisfy the required torque command T * .
  • the torque limit calculation unit 30 calculates the torque limit Tlim so that the current phase angle ⁇ does not become equal to or larger than the current phase angle limit (current phase angle maximum value) ⁇ lim, and the current commands id * and iq *. Avoid situations where there is no. Specifically, the torque limit calculation unit 30 performs torque limitation using the following mathematical formula (1).
  • the output voltage is expressed by the following equation.
  • the torque limit calculation unit 30 calculates the value of the q-axis inductance Lq used for the calculation of the following formula (1) using, for example, a table storing the value of the q-axis inductance Lq corresponding to the q-axis current iq. May be. Further, Vlim may be calculated by the formula (A), or a value calculated by the flux weakening controller 28 may be used. Further, the value of the current phase angle limit ⁇ lim is recorded in advance in a memory (not shown), and is used for calculation by the torque limit calculation unit 30.
  • the torque limiting unit 31 receives the torque limit Tlim from the torque limit calculation unit 30 and suppresses the torque command T * so as not to exceed the torque limit Tlim. That is, the torque limiting section 31 compares the torque T * and the torque limit Tlim that is input, when the torque command T * is greater than the torque limit Tlim, outputs a torque command T2 * as a value equal to the torque limit Tlim To do. When the torque command T * is equal to or less than the torque limit Tlim, the torque limiter 31 outputs the torque command T2 * as a value equal to the torque command T * .
  • the adder 36 is disposed after the current phase angle calculation unit 33 and before the code conversion unit 34, and has a current phase angle ⁇ 0 that minimizes the copper loss and the weak magnetic flux current phase output from the weak magnetic flux controller 28. Add the angle ⁇ FW and output.
  • the inverter control device and the motor drive system of the present embodiment are the same as those in the first embodiment except for the above-described configuration, and can obtain the same effects as those in the first embodiment.
  • the current amplitude command calculation unit 32 can output the current amplitude I * corresponding to the torque command T2 * regardless of the current phase angle ⁇ * . Therefore, even if the current phase angle ⁇ is changed by the weak magnetic flux current phase angle ⁇ FW output from the weak magnetic flux controller 28, it is possible to output torque according to the torque command T2 * .
  • the inverter control device and the motor drive that avoid the interference between the control for changing the current phase angle, such as the copper loss minimum control, the maximum efficiency control, and the flux weakening control, and the speed control A system can be provided.
  • the current phase angle calculation unit 33 instead of changing ⁇ 0 according to the current, the current phase angle calculation unit 33 weakens ⁇ 0 even if it is a constant value, and the control for changing the current phase angle of the magnetic flux control interferes with the speed control. You can avoid that.
  • the current amplitude command can be generated so that the output torque of the motor is in accordance with the torque command.
  • the current phase angle calculation unit 33 calculates the current phase angle ⁇ 0 that minimizes the copper loss from the current amplitude, but is not limited thereto.
  • the current phase angle calculation unit 33 may calculate and output the current phase angle ⁇ 0 that minimizes the total loss obtained by adding the iron loss to the copper loss, instead of the current phase angle ⁇ 0 that minimizes the copper loss. Even in this case, the same effects as those of the first and second embodiments described above can be obtained.
  • the electric motor 2 is not limited to a synchronous reluctance motor, and a permanent magnet synchronous motor having a small magnetic flux is used. Even when employed, the same effects as those of the first embodiment and the second embodiment described above can be obtained.
  • the inverter control device may be configured by hardware, may be configured by software, or may be configured by combining hardware and software.
  • the inverter control device may include one or a plurality of processors and a memory, and the operation executed in each configuration may be realized by software. In either case, the same effects as those of the first and second embodiments described above can be obtained.

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Abstract

実施形態によるインバータ制御装置は、電動機の出力トルクがトルク指令通りとなるように電流振幅指令を生成するものであって、インバータ主回路と、前記インバータ主回路から出力される電流応答を検出する電流検出器と、前記インバータ主回路に接続した電動機の回転位相角を用いて、前記電流応答をｄ軸電流とｑ軸電流とに変換するベクトル変換器と、トルク指令と電流位相角指令とに基づいて、前記インバータ主回路から出力される前記電流応答の電流振幅指令を算出する電流振幅指令算出部と、前記電流振幅指令と前記電流位相角指令とから、ｄ軸電流指令とｑ軸電流指令とを算出するｄｑ軸変換部と、前記ｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令と前記ｄ軸電流およびｑ軸電流とが等しくなるような電圧指令を算出する電流制御器と、を備える。

Description

インバータ制御装置および電動機駆動システム
　本発明の実施形態は、インバータ制御装置および電動機駆動システムに関する。
　磁石磁束が小さい同期電動機として、例えばシンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）を駆動するインバータを制御するインバータ制御装置が提案されている。シンクロナスリラクタンスモータは、永久磁石を用いない同期電動機であって、ｄ軸方向（磁束の流れやすい方向）のインダクタンスとｑ軸方向（磁束が流れにくい方向）のインダクタンスとの差によりリラクタンストルクが発生し、回転子が回転する同期電動機である。
　シンクロナスリラクタンスモータを制御するインバータ制御装置において、電流振幅指令から電流位相角を演算する方法や、トルク指令から電流振幅指令と電流位相角を一次関数または二次関数で算出する方式などが提案されている。
　一方、速度指令に応じてｄｑ軸電流指令に係数を掛けてトルク指令を生成する速度制御が提案されている。
特開２０１３－２２３３３３号公報 特開２００２－３６００００号公報 特開２０１０－８１７４３号公報
　しかしながら、磁石磁束が小さい同期電動機を駆動するインバータについて、上述のように演算式やマップを用いる方法では、トルク指令に対応する電流振幅指令を正確に算出することが困難であり、電動機の出力トルクがトルク指令通りにならないことがあった。
　本発明の実施形態は、上記事情を鑑みて成されたものであって、電動機の出力トルクがトルク指令通りとなるように電流振幅指令を生成するインバータ制御装置および電動機駆動システムを提供することを目的とする。
　実施形態によるインバータ制御装置は、インバータ主回路と、前記インバータ主回路から出力される電流応答を検出する電流検出器と、前記インバータ主回路に接続した電動機の回転位相角を用いて、前記電流応答をｄ軸電流とｑ軸電流とに変換するベクトル変換器と、トルク指令と電流位相角指令とに基づいて、前記インバータ主回路から出力される前記電流応答の電流振幅指令を算出する電流振幅指令算出部と、前記電流振幅指令と前記電流位相角指令とから、ｄ軸電流指令とｑ軸電流指令とを算出するｄｑ軸変換部と、前記ｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令と前記ｄ軸電流およびｑ軸電流とが等しくなるような電圧指令を算出する電流制御器と、を備える。
図１は、第１実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの構成例を概略的に示すブロック図である。 図２は、図１に示すインバータ制御装置および電動機駆動システムの電流指令生成部の構成例を概略的に示すブロック図である。 図３は、第２実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの構成例を概略的に示すブロック図である。 図４は、図３に示す弱め磁束制御器の一構成例を概略的に示すブロック図である。 図５は、図３に示す電流指令生成部の一構成例を概略的に示すブロック図である。 図６は、電動機の出力電圧が制限されているときの、等電圧曲線と等トルク曲線との例を示す図である。
実施形態
　以下、第１実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムについて、図面を参照して説明する。
　図１は、第１実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの構成例を概略的に示すブロック図である。
　本実施形態の電動機駆動システムは、電動機２と、インバータ制御装置と、を備えている。インバータ制御装置は、インバータ１と、電流検出器３と、回転位相角検出器４と、ＰＷＭ変調部２２と、座標変換部２３、２４と、電流制御器２５と、回転速度算出部２６と、速度制御器２７と、電流指令生成部２９と、を備えている。
　インバータ１は、図示しないインバータ主回路と、直流電源とを備えている。インバータ１は、インバータ制御装置から出力されたゲート指令を入力とし、ゲート指令によりインバータ主回路に内蔵される複数のスイッチング素子を切替えて、直流電流と交流電流とを相互に変換可能な三相交流インバータである。インバータ１から出力された交流電流は、電動機２に供給される。
　また、インバータ１は、インバータ主回路と直流電源とを接続する直流リンクの電圧Ｖを検出する電圧検出器（図示せず）を備えている。電圧検出器で検出された電圧Ｖの値は、ＰＷＭ変調部２２へ供給される。
　電動機２は、インバータ１から供給される交流電流により駆動される、磁石磁束が小さい同期電動機であって、例えばシンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）である。電動機２は、各励磁相に流れる三相交流電流によって発生する磁界により、回転子との磁気的相互作用によりトルクを発生する。
　電流検出器３は、インバータ１と電動機２との間に流れる三相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗのうち少なくとも二相の電流値を検出する。
　回転位相角検出器４は、例えばレゾルバであって、電動機２の回転位相角θを検出する。なお、回転位相角検出器４は、例えば、センサを用いずに、電流検出器３で検出された電流検出値や、インバータ１の出力電圧を検出した電圧検出値から回転位相角推定値を演算する構成であってもよい。その場合には、回転位相角の推定値を回転位相角θとして出力してもよい。
　座標変換部２３は、回転位相角検出器４から供給された回転位相角θを用いて、三相固定座標系の電流応答ｉｕ、ｉｗをｄｑ軸回転座標系の電流応答ｉｄ、ｉｑに変換するベクトル変換器である。なお、ｄ軸とは回転子の磁気抵抗が最大（インダクタンスが最小）となる方向とし、ｑ軸とはｄ軸から電気角で９０度進んだ回転子の磁気抵抗が最小（インダクタンスが最大）となる方向とする。
　回転速度算出部２６は、回転位相角検出器４から回転位相角θを受信し、例えば、回転位相角θを時間微分して回転速度ωを算出して出力する。
　速度制御器２７は、例えばＰＩ制御器であって、外部から供給される回転速度指令ω＊と、回転速度算出部２６から供給される回転速度ωとが等しくなるように、トルク指令Ｔ＊を算出して出力する。
　電流指令生成部２９は、回転速度算出部２６から供給された回転速度ωと、座標変換部２３から供給されたｑ軸電流ｉｑと、速度制御器２７から供給されたトルク指令Ｔ＊とからｄ軸電流指令ｉｄ＊とｑ軸電流指令ｉｑ＊とを算出して出力する。電流指令生成部２９の構成については、後に詳細に説明する。
　電流制御器２５は、例えばＰＩ制御器であって、電流応答ｉｄ、ｉｑと電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊とを比較し、電流応答ｉｄ、ｉｑと電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊とが等しくなるように、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊と、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊とを演算して出力する。
　座標変換部２４は、回転位相角θを用いて、ｄｑ回転座標系の電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊を、三相固定座標系の電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に変換するベクトル変換器である。
　ＰＷＭ変調部２２は、電動機２を駆動するための電圧指令（変調率指令）ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を、インバータ１から供給された電圧Ｖに応じて、三角波ＰＷＭによって変調し、インバータ１のインバータ主回路に含まれる各相スイッチング素子を切替えるゲート信号を、インバータ１へ出力する。
　図２は、図１に示すインバータ制御装置および電動機駆動システムの電流指令生成部の構成例を概略的に示すブロック図である。
　電流指令生成部２９は、電流振幅指令算出部３２と、電流位相角算出部（第１電流位相角指令算出部）３３と、符号換算部３４と、ｄｑ軸変換部３５と、を備えている。
　電流振幅指令算出部３２は、インダクタンスＬｄ、Ｌｑと、トルク制限後のトルク指令Ｔ２＊と、電流位相角指令β＊とから電流振幅指令Ｉ＊を算出する。インダクタンスＬｄ、Ｌｑは、例えば、図示しないメモリに記録された定数である。なおｑ軸インダクタンスＬｑについて、電流振幅指令算出部３２は、ｑ軸電流ｉｑに対応するｑ軸インダクタンスＬｑの値を格納したテーブルを用いて、ｑ軸インダクタンスＬｑの値を算出してもよい。電動機２がシンクロナスリラクタンスモータであるとき、電流位相角β＊とトルク指令Ｔ＊とから電流振幅指令Ｉ＊は下記数式（１）を用いて求めることができる。
　トルク指令Ｔ＊は、次式で求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　この式を電流位相角β＊を用いて変形すると次式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　この式はさらに次式のように変形することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　この式を電流振幅指令Ｉ＊について解くと下記数式（１）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　電流位相角算出部３３は、電流振幅から銅損最小となる電流位相角β０を算出して出力する。電流位相角算出部３３は、電流振幅指令Ｉ＊と電流位相角β０との関係を表す近似式により、電流位相角β０を演算してもよく、電流振幅指令Ｉ＊に対する電流位相角β０の値を格納したマップを有していてもよい。ここでは、銅損最小としたが、損失最小あるいは力率最大としても良い。
　符号換算部３４は、トルク指令Ｔ＊がゼロ以上であるか負であるかを判断する。トルク指令Ｔ＊がゼロ以上のときには、符号換算部３４は、電流位相角β０の符号を正として電流位相角指令β＊として出力する。トルク指令Ｔ＊が負であるときには、符号換算部３４は、電流位相角β０の符号を負として電流位相角指令（第１電流位相角指令）β＊として出力する。
　なお、本実施形態において、電流位相角算出部３３および符号換算部３４は、電流振幅指令Ｉ＊に基づいて、インバータ主回路から出力される電流応答の電流位相角指令β＊を算出する電流位相角指令算出部である。
　ｄｑ軸変換部３５は、電流振幅指令Ｉ＊と電流位相角指令β＊とから、下記数式（３）、数式（４）に従って、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊を算出する。電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊は、上述した電流制御器２５へ供給される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　なお、上記数式（２）では、電流振幅指令Ｉ＊は現在値（Ｎ）であり、電流位相角β＊は前回値（Ｎ－１）であるが、これに限定されるものではなく、電流振幅指令算出部３２は、電流振幅指令Ｉ＊と電流位相角β＊との一方を現在値（Ｎ）とし、他方を前回値（Ｎ－１）として演算可能である。　例えば、電流振幅指令Ｉ＊の前回値（Ｎ－１）を用いて電流位相角β＊の現在値（Ｎ）を算出し、電流振幅指令Ｉ＊の前回値（Ｎ―１）と電流位相角β＊の現在値（Ｎ）とを用いて上記数式（３）、（４）により電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊を算出してもよい。
　ここで、電流振幅指令Ｉ＊と電流位相角β＊との所定期間での変化量を比較し、変化量が大きい方について現在値（Ｎ）を用い、変化量が小さい方について前回値（Ｎ－１）を用いることとすると、より正確な電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊を算出することができる。
　本実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムでは、上記数式（１）および数式（２）を用いて電流振幅指令Ｉ＊を演算することにより、トルク指令通りの電流指令値を生成できる。
　ここで、電流振幅指令から電流位相角指令を算出するなど、運転状態によって電流位相角指令が変化するときには、電流位相角が変化することによってトルクが変わるため、トルク指令通りの出力トルクが実現されないことがあった。例えば、速度制御を行っている場合には、電流位相角を変化させる制御と速度制御が干渉するため、トルク指令と実際に出力されるトルクとを等しくすることが困難であった。
　本実施形態では、上記のように電流振幅指令Ｉ＊を算出することにより、銅損最小制御によって電流位相角βが変化しても電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊を一意に算出することができた。すなわち、モータパラメータを正しく調整できていれば、電流振幅指令算出部３２は電流位相角βによらず、トルク指令Ｔ２＊に対応した電流振幅Ｉ＊を出力することができる。したがって、電流指令生成部２９は、電流位相角算出部３３によって銅損最小となる電流位相角β０としても、トルク指令Ｔ２＊に対応した電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊を算出することができ、トルク指令Ｔ２＊通りの出力トルクを実現することができる。
　さらに、速度制御を用いた場合、電流振幅指令算出部３２で電流位相角指令β＊によってトルク指令Ｔ２＊通りのトルクを出すことができるため、電流位相角算出部３３によって電流位相角β＊を電流位相角β０へ変更する制御と速度制御とが干渉し、制御系が振動・発散するのを防ぐことができる。
　すなわち、本実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムによれば、電動機の出力トルクがトルク指令通りとなるように電流振幅指令を生成することができる。
　次に、第２実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムについて図面を参照して説明する。なお、以下の説明において、上述の第１実施形態と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
　図３は、第２実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの構成例を概略的に示すブロック図である。
　本実施形態のインバータ制御装置は、弱め磁束制御器（第２電流位相角指令算出部）２８をさらに備えている。
　弱め磁束制御器２８は、電圧指令が出力電圧最大値（＝電圧制限値Ｖｌｉｍ）を超えないように弱め磁束電流位相角βＦＷを算出して出力する。弱め磁束制御器２８は、電流制御器２５から出力された電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊から弱め電流位相角指令（第２電流位相角指令）βＦＷを算出して出力する。
　なお、本実施形態において、電流位相角算出部３３は、電流振幅指令Ｉ＊に基づいて、第１電流位相角指令β０を算出する第１電流位相角指令算出部である。
　図４は、図３に示す弱め磁束制御器の一構成例を概略的に示すブロック図である。
　弱め磁束制御器２８は、電圧振幅指令算出部４１と、減算器４２と、除算器４３と、ＰＩ制御器４４と、リミット制御器４５と、を備えている。
　電圧振幅指令算出部４１は、下記数式（５）を用いて、電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊と、電圧振幅指令Ｖ＊とを算出して出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　減算器４２は、電圧振幅指令算出部４１から出力された電圧振幅指令Ｖ＊から、電圧制限値Ｖｌｉｍを減算し電圧偏差ΔＶ（＝Ｖ＊－Ｖｌｉｍ）を算出する。
　除算器４３は、電圧偏差ΔＶを電圧制限値Ｖｌｉｍで除算して、ＰＩ制御器４４の入力Ｕ（＝ΔＶ／Ｖｌｉｍ＝（Ｖ＊－Ｖｌｉｍ）／Ｖｌｉｍ）を算出して出力する。
　なお、電圧制限値Ｖｌｉｍは、電圧制限値演算部４６にて、インバータ１から供給された直流電圧Ｖを用いて、例えば、下記数式（６）で計算され、減算器４２および除算器４３にて演算に用いられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　ここで、Ｖはインバータ主回路と直流電源との間の直流リンク電圧（直流電圧）Ｖ、ａは変調率係数である。ａは予め設定した値で、例えば、メモリ（図示せず）に記録され、一般的には１～１．０５程度に設定される。
　ここでは、インバータ直流電圧Ｖを用いて演算したが、直流電圧Ｖを用いずに予め設定した値を用いても良い。
　ＰＩ制御器４４は、除算器４３から供給された入力Ｕがゼロとなるように、比例項Ｐと積分項Ｉにより出力Ｙを算出して出力する。
　リミット制御器４５は、ＰＩ制御器４４から供給される入力Ｙがゼロ以上か、ゼロ未満かを判断する。リミット制御器４５は、入力Ｙがゼロ未満のときには、弱め磁束電流位相角βＦＷをゼロとして出力する。入力Ｙがゼロ以上のときには、弱め磁束電流位相角βＦＷを入力Ｙと等しい値として出力する。
　リミット制御器４５は、弱め磁束電流位相角βＦＷをゼロにリミットしたときには、ＰＩ制御器４４の積分項Ｉと比例項Ｐとが等しくなるように積分項（Ｉ＝Ｌｉｍ－Ｐ）をセットする（アンチワインドアップ）。
　図５は、図３に示す電流指令生成部の一構成例を概略的に示すブロック図である。
　本実施形態のインバータ制御装置の電流指令生成部２９は、トルクリミット算出部３０と、トルク制限部３１と、加算器３６をさらに備えている。また、インバータ１から供給された電圧Ｖが入力として追加されている。トルクリミット算出部３０は、電動機２の回転速度ωと、インバータ主回路と直流電源との間の直流リンク電圧（直流電圧）Ｖと、ｑ軸電圧ｉｑとから、トルクリミット（トルク指令最大値）Ｔｌｉｍを演算して出力する。
　図６は、電動機の出力電圧が制限されているときの、等電圧曲線と等トルク曲線との例を示す図である。
　電動機２の出力電圧が制限されるときには、例えば、図３に示した等電圧曲線６２と等トルク曲線６３との交点ＡＢのうち、Ａ点にてインバータ１が動作する。この状態から、回転速度が上昇したときの等電圧曲線６２´は、ｄ軸電流とｑ軸電流とが等電圧曲線６２よりも小さくなる。このときに、等電圧曲線６２´と等トルク曲線６３とは交点Ａ´Ｂ´にて交差し、等電圧曲線６２´と等トルク曲線６３とに囲まれる領域は狭くなる。さらに回転速度が上昇すると、等電圧曲線６２´と等トルク曲線６３とは交差しなくなる。すなわち、電動機２の出力電圧が制限されているときに、ある回転速度を実現する電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊が存在しないこととなる。
　また、等トルク曲線６３よりもトルク指令Ｔ＊が大きくなったときの等トルク曲線６３´では、等トルク曲線６３よりもｄ軸電流とｑ軸電流とが大きくなる。このときに、等トルク曲線６３´と等電圧曲線６２とは交点Ａ´´Ｂ´´で交差し、等電圧曲線６２と等トルク曲線６３´とに囲まれる領域は狭くなる。さらにトルク指令Ｔ＊が大きくなると、等トルク曲線６３´と等電圧曲線６２とは交差しなくなる。すなわち、電動機２の出力電圧が制限されているときに、要求されるトルク指令Ｔ＊を満たす電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊が存在しないこととなる。
　そこで、本実施形態では、トルクリミット算出部３０は、電流位相角βが電流位相角リミット（電流位相角最大値）βｌｉｍ以上にならないようにトルクリミットＴｌｉｍを算出し、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊が存在しない状況を回避している。具体的には、トルクリミット算出部３０は、下記数式（１）を用いてトルク制限を行う。
　高速域において、抵抗分を無視すると、出力電圧は次式で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　一方、トルクは次式で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　これらよりトルクについて解くと次式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　この式の電流位相角βを電流位相角リミットβｌｉｍとし、出力電圧Ｖを電圧制限値Ｖｌｉｍとすると、下記数式（７）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　ここで、ｐは電動機２の極対数、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Ｖｌｉｍはインバータ１の出力電圧の制限値、ωは電動機２の回転速度をそれぞれ表す。
　なお、トルクリミット算出部３０は、例えば、ｑ軸電流ｉｑに対応するｑ軸インダクタンスＬｑの値を格納したテーブルを用いて、下記数式（１）の演算に用いるｑ軸インダクタンスＬｑの値を算出してもよい。またＶｌｉｍは数式（Ａ）で演算しても良いし、弱め磁束制御器２８で演算した値を利用してもよい。また、電流位相角リミットβｌｉｍの値は、予めメモリ（図示せず）に記録され、トルクリミット算出部３０にて演算に用いられる。
　トルク制限部３１は、トルクリミット算出部３０からトルクリミットＴｌｉｍを受信し、トルク指令Ｔ＊がトルクリミットＴｌｉｍ以上にならないように抑制する。すなわち、トルク制限部３１は、入力されたトルクＴ＊とトルクリミットＴｌｉｍとを比較し、トルク指令Ｔ＊がトルクリミットＴｌｉｍよりも大きいときに、トルク指令Ｔ２＊をトルクリミットＴｌｉｍと等しい値として出力する。トルク制限部３１は、トルク指令Ｔ＊がトルクリミットＴｌｉｍ以下のときには、トルク指令Ｔ２＊をトルク指令Ｔ＊と等しい値として出力する。
　加算器３６は、電流位相角算出部３３の後段であって符号換算部３４の前段に配置され、銅損最小となる電流位相角β０と、弱め磁束制御器２８から出力された弱め磁束電流位相角βＦＷとを加算して出力する。
　本実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムは、上記の構成以外は上述の第１実施形態と同様であって、上述の第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
　また、電流振幅指令算出部３２は電流位相角β＊によらず、トルク指令Ｔ２＊に対応した電流振幅Ｉ＊を出力することができる。したがって、弱め磁束制御器２８から出力される弱め磁束電流位相角βＦＷによって電流位相角βを変更したとしても、トルク指令Ｔ２＊通りのトルクを出すことが可能となる。
　さらに、速度制御を用いた場合、電流振幅指令算出部３２で電流位相角β＊によってトルク指令Ｔ２＊通りのトルクを出すことができるため、弱め磁束制御器２８によって電流位相角β＊を変更する制御と速度制御が干渉し、制御系が振動・発散するのを防ぐことができる。
　上記のように、本実施形態によれば、銅損最小制御・最大効率制御・弱め磁束制御等の電流位相角を変更する制御と速度制御とが干渉することを回避したインバータ制御装置および電動機駆動システムを提供することができる。
　なお、第２実施形態では、電流位相角算出部３３は電流に応じてβ０を変更する代わりに、β０を一定値としても弱め磁束制御の電流位相角を変更する制御と速度制御とが干渉することを回避することができる。
　また、前述の通り、トルク制限部３１により電流位相角がβｌｉｍ以上にならないようにトルク制限を掛けることで、ある速度・直流電圧制限において、要求されるトルク指令を満たす電流指令が存在しないことで制御が発散するのを抑制することが出来る。電流位相角に制限を加えると、弱め磁束制御系が正しく動作せず、過電圧になってしまうのに対して、トルク制限する際に合わせて電流位相角による制限を加えることで、一般的なストール防止動作と同様に速度を下げてストールを防止することが出来る。
　すなわち、本実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムによれば、電動機の出力トルクがトルク指令通りとなるように電流振幅指令を生成することができる。
　本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
　例えば、上述の第１実施形態および第２実施形態では、電流位相角算出部３３は、電流振幅から銅損最小となる電流位相角β０を算出したが、これに限定されるものではない。電流位相角算出部３３は、銅損最小となる電流位相角β０に代えて、銅損に鉄損を加算した全損失最小となる電流位相角β０を算出して出力してもよい。この場合であっても、上述の第１実施形態および第２実施形態と同様の効果が得られる。
　また、上述の第１実施形態および第２実施形態では、電動機２としてシンクロナスリラクタンスモータを採用する例について説明したが、シンクロナスリラクタンスモータに限らず、磁石磁束が小さい永久磁石同期電動機を電動機２として採用した場合でも、上述の第１実施形態および第２実施形態と同様の効果が得られる。
　上述の第１実施形態および第２実施形態において、インバータ制御装置は、ハードウエアにより構成されてもよく、ソフトウエアにより構成されてもよく、ハードウエアとソフトウエアとを組み合わせて構成されてもよい。例えば、インバータ制御装置は１又は複数のプロセッサと、メモリと、を含み、各構成にて実行される演算をソフトウエアにて実現してもよい。いずれの場合であっても、上述の第１実施形態および第２実施形態と同様の効果を得ることができる。

Claims (8)

  1. 　インバータ主回路と、
    　前記インバータ主回路から出力される電流応答を検出する電流検出器と、
    　前記インバータ主回路に接続した電動機の回転位相角を用いて、前記電流応答をｄ軸電流とｑ軸電流とに変換するベクトル変換器と、
    　トルク指令と電流位相角指令とに基づいて、前記インバータ主回路から出力される前記電流応答の電流振幅指令を算出する電流振幅指令算出部と、
    　前記電流振幅指令と前記電流位相角指令とから、ｄ軸電流指令とｑ軸電流指令とを算出するｄｑ軸変換部と、
    　前記ｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令と前記ｄ軸電流およびｑ軸電流とが等しくなるような電圧指令を算出する電流制御器と、を備えたインバータ制御装置。
  2. 　前記電動機の回転速度と外部から供給される回転速度指令とが等しくなるような前記電動機のトルク指令を算出する速度制御器をさらに備えた請求項１記載のインバータ制御装置。
  3. 　前記電流振幅指令に基づいて、前記インバータ主回路から出力される前記電流応答の前記電流位相角指令を算出する電流位相角指令算出部をさらに備えた請求項１記載のインバータ制御装置。
  4. 　前記電圧指令が出力電圧最大値を超えないような前記電流位相角指令を算出する電流位相角指令値算出部を備えた、請求項１又は請求項２記載のインバータ制御装置。
  5. 　前記電流振幅指令から算出する第１電流位相角指令を算出する第１電流位相角指令算出部と、
    　前記電圧指令が出力電圧目標値を超えないように第２電流位相角指令を算出する第２電流位相角指令算出部と、
    　前記第１電流位相角指令と第２電流位相角指令とを加算して前記電流位相角指令を算出する加算器と、をさらに備えた請求項１記載のインバータ制御装置。
  6. 　電流位相角最大値を超えないトルク指令最大値を算出するトルクリミット算出部と、
    　前記トルク指令が前記トルク指令最大値を超えないように制限するトルク制限部と、をさらに備えた請求項３又は請求項４のいずれか１項記載のインバータ制御装置。
  7. 　請求項１乃至請求項６のいずれか１項記載のインバータ制御装置と、
    　前記インバータ主回路に接続された前記電動機と、を備えた電動機駆動システム。
  8. 　前記電動機はシンクロナスリラクタンスモータである請求項７記載の電動機駆動システム。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3872981A4 (en) * 2018-09-20 2022-09-14 Hangzhou Leaderway Electronics Co., Ltd MOTOR CONTROL METHOD AND DEVICE AND CONTROL DEVICE FOR FREQUENCY CONVERSION
US11591009B2 (en) * 2019-11-25 2023-02-28 Steering Solutions Ip Holding Corporation Power management of permanent magnet synchronous motor (PMSM) drive using machine current limiting

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2021005873A1 (ja) * 2019-07-09 2021-01-14 株式会社安川電機 電力変換装置、圧送装置、電力変換方法、プログラム、診断装置及び診断方法
US11394330B2 (en) * 2019-07-31 2022-07-19 GM Global Technology Operations LLC Torque and current control methods for switching variable electric drive vehicles
CN110581626B (zh) * 2019-10-16 2022-06-10 南京理工大学 一种连续矢量控制的高速同步磁阻电机***
CN110995084A (zh) * 2019-10-28 2020-04-10 珠海格力电器股份有限公司 一种磁阻电机控制方法、装置、存储介质及磁阻电机
CN114747132A (zh) 2019-12-03 2022-07-12 三菱电机株式会社 电动机驱动装置
JP7449471B2 (ja) 2020-06-08 2024-03-14 株式会社ジェイテクト モータ制御装置
JP2023040945A (ja) * 2021-09-10 2023-03-23 日立Astemo株式会社 同期モータ制御装置および電動車両

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012249459A (ja) * 2011-05-30 2012-12-13 Sinfonia Technology Co Ltd モータ制御装置
JP2014176135A (ja) * 2013-03-06 2014-09-22 Toshiba Corp モータドライブ装置、インバータ制御装置及びインバータ制御方法
JP2015119565A (ja) * 2013-12-18 2015-06-25 株式会社東芝 インバータ装置、及び、インバータ制御方法
WO2016121237A1 (ja) * 2015-01-28 2016-08-04 株式会社 東芝 インバータ制御装置及びモータ駆動システム

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3209854B2 (ja) 1994-05-11 2001-09-17 オークマ株式会社 シンクロナスリラクタンスモータの制御装置
JP3209853B2 (ja) 1994-05-11 2001-09-17 オークマ株式会社 同期電動機の制御装置
JP3818086B2 (ja) 2001-06-01 2006-09-06 株式会社日立製作所 同期モータの駆動装置
KR100634588B1 (ko) * 2003-12-30 2006-10-13 현대자동차주식회사 영구자석 동기모터 제어시스템 및 제어방법
WO2008004294A1 (fr) * 2006-07-06 2008-01-10 Mitsubishi Electric Corporation Dispositif de commande de vecteur de moteur à induction, procédé de commande de vecteur de moteur à induction, et dispositif de commande d'entraînement de moteur à induction
JP5185043B2 (ja) 2008-09-26 2013-04-17 オークマ株式会社 リラクタンス型同期電動機の制御装置
JP4746667B2 (ja) * 2008-11-26 2011-08-10 本田技研工業株式会社 電動機の相電流推定装置および電動機の磁極位置推定装置
CA2746356C (en) * 2008-12-15 2014-04-15 Mitsubishi Electric Corporation Power converting apparatus for motor driving
JP2013085422A (ja) * 2011-10-12 2013-05-09 Jtekt Corp モータ制御装置
JP5550672B2 (ja) * 2012-03-30 2014-07-16 株式会社東芝 モータ制御装置
JP2013223333A (ja) 2012-04-16 2013-10-28 Jtekt Corp モータ制御装置
WO2016121751A1 (ja) * 2015-01-28 2016-08-04 株式会社 東芝 インバータ制御装置及びモータ駆動システム
TWI654827B (zh) * 2016-09-05 2019-03-21 日商東芝股份有限公司 換流器控制裝置及馬達驅動系統

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012249459A (ja) * 2011-05-30 2012-12-13 Sinfonia Technology Co Ltd モータ制御装置
JP2014176135A (ja) * 2013-03-06 2014-09-22 Toshiba Corp モータドライブ装置、インバータ制御装置及びインバータ制御方法
JP2015119565A (ja) * 2013-12-18 2015-06-25 株式会社東芝 インバータ装置、及び、インバータ制御方法
WO2016121237A1 (ja) * 2015-01-28 2016-08-04 株式会社 東芝 インバータ制御装置及びモータ駆動システム

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3872981A4 (en) * 2018-09-20 2022-09-14 Hangzhou Leaderway Electronics Co., Ltd MOTOR CONTROL METHOD AND DEVICE AND CONTROL DEVICE FOR FREQUENCY CONVERSION
US11591009B2 (en) * 2019-11-25 2023-02-28 Steering Solutions Ip Holding Corporation Power management of permanent magnet synchronous motor (PMSM) drive using machine current limiting

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