JP3209854B2 - シンクロナスリラクタンスモータの制御装置 - Google Patents
シンクロナスリラクタンスモータの制御装置Info
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- JP3209854B2 JP3209854B2 JP09725594A JP9725594A JP3209854B2 JP 3209854 B2 JP3209854 B2 JP 3209854B2 JP 09725594 A JP09725594 A JP 09725594A JP 9725594 A JP9725594 A JP 9725594A JP 3209854 B2 JP3209854 B2 JP 3209854B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＡＣサーボモータ特に
シンクロナスリラクタンスモータとして知られる同期電
動機の制御装置に関する。
シンクロナスリラクタンスモータとして知られる同期電
動機の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の改良されたシンクロナスリラクタ
ンスモータの制御装置として、図１０に示すようなロー
タ位置、ロータ速度の検出を行い精密な速度制御を行う
制御装置がある。
ンスモータの制御装置として、図１０に示すようなロー
タ位置、ロータ速度の検出を行い精密な速度制御を行う
制御装置がある。
【０００３】図１０の従来例について説明する。
【０００４】シンクロナスリラクタンスモータは突極型
のロータ６をもち、このロータ６に機械的に位置検出器
５が結合され、位置信号ＤＳを出力する。
のロータ６をもち、このロータ６に機械的に位置検出器
５が結合され、位置信号ＤＳを出力する。
【０００５】ロータ回転位置ＡＲは、図１０に示すよう
にＵ相の巻き線位置に対するロータ６の磁極の位置であ
る。
にＵ相の巻き線位置に対するロータ６の磁極の位置であ
る。
【０００６】速度指令ＳＩと速度検出手段３によって検
出された速度信号ＳＤとが加算器１で突き合わされて速
度偏差ＥＳを得、速度制御手段２で比例・積分・微分等
の補償演算を行ってトルク指令Ｔを得る。
出された速度信号ＳＤとが加算器１で突き合わされて速
度偏差ＥＳを得、速度制御手段２で比例・積分・微分等
の補償演算を行ってトルク指令Ｔを得る。
【０００７】トルク方向判別手段１３はトルク指令Ｔを
入力としてその正負極性を判別し、その判別信号ＤＩＲ
を得、相対位相角選択手段１４へ送り前記正負極性によ
り＋４５度あるいは−４５度をロータ６の磁極位置と三
相交流モータの回転磁界を生じさせる電流位相との相対
位相角Ａとして出力する。
入力としてその正負極性を判別し、その判別信号ＤＩＲ
を得、相対位相角選択手段１４へ送り前記正負極性によ
り＋４５度あるいは−４５度をロータ６の磁極位置と三
相交流モータの回転磁界を生じさせる電流位相との相対
位相角Ａとして出力する。
【０００８】相対位相角Ａとロータ位置検出手段４によ
り求められたロータ位置ＡＲとが加算器１５により加算
合成され三相交流の電動機電流の位相（ＡＲ＋Ａ）が求
められる。
り求められたロータ位置ＡＲとが加算器１５により加算
合成され三相交流の電動機電流の位相（ＡＲ＋Ａ）が求
められる。
【０００９】電流指令手段１０は、トルク指令Ｔと電動
機電流の位相ＡＣとを入力とし、三相電流指令ＳＩＵ、
ＳＩＶ，ＳＩＷを作成する。
機電流の位相ＡＣとを入力とし、三相電流指令ＳＩＵ、
ＳＩＶ，ＳＩＷを作成する。
【００１０】トルク指令Ｔが正の時は次のようになる。
【００１１】 ＳＩＵ＝｜Ｔ｜・ＳＩＮ（ＡＲ＋４５゜） ＳＩＶ＝｜Ｔ｜・ＳＩＮ（ＡＲ＋４５゜−１２０゜） ＳＩＷ＝｜Ｔ｜・ＳＩＮ（ＡＲ＋４５゜−２４０゜） すなわち、従来における相対位相角Ａは、起磁力成分Ｔ
・ＳＩＮ（Ａ）と電機子電流成分Ｔ・ＣＯＳ（Ａ）が等
しくなる４５゜に選ばれている。また、同様に、指令Ｔ
が負の時は次のようになる。
・ＳＩＮ（Ａ）と電機子電流成分Ｔ・ＣＯＳ（Ａ）が等
しくなる４５゜に選ばれている。また、同様に、指令Ｔ
が負の時は次のようになる。
【００１２】 ＳＩＵ＝｜Ｔ｜・ＳＩＮ（ＡＲ−４５゜） ＳＩＶ＝｜Ｔ｜・ＳＩＮ（ＡＲ−４５゜−１２０゜） ＳＩＷ＝｜Ｔ｜・ＳＩＮ（ＡＲ−４５゜−２４０゜） 電流制御回路７は、電流指令ＳＩＵ、ＳＩＶ，ＳＩＷを
入力として増幅し、三相電動機の各巻き線Ｕ，Ｖ，Ｗへ
三相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷを供給する。
入力として増幅し、三相電動機の各巻き線Ｕ，Ｖ，Ｗへ
三相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷを供給する。
【００１３】このような制御が行われた結果、ロータの
磁極の向きとは常に＋４５度あるいはー４５度の位相差
を持った電動機電流が流されることになるので、ロータ
には右回転あるいは左回転のトルクが任意に発生でき、
電動機の速度制御がなされている。
磁極の向きとは常に＋４５度あるいはー４５度の位相差
を持った電動機電流が流されることになるので、ロータ
には右回転あるいは左回転のトルクが任意に発生でき、
電動機の速度制御がなされている。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】図１０の従来例では、
図示するように、界磁の起磁力成分はＴ・ＳＩＮ４５
゜、電機子電流成分はＴ・ＣＯＳ４５゜とこれらの比率
は固定である。
図示するように、界磁の起磁力成分はＴ・ＳＩＮ４５
゜、電機子電流成分はＴ・ＣＯＳ４５゜とこれらの比率
は固定である。
【００１５】この従来技術の課題は、電動機の基底回転
数以上では電動機逆誘起電圧が大きくなり過ぎ、電動機
逆誘起電圧が電流制御回路の電源電圧より大きくなる回
転数以上は運転が困難となることである。言い換える
と、基底回転数以上での出力トルクは小さい値に限定さ
れる。
数以上では電動機逆誘起電圧が大きくなり過ぎ、電動機
逆誘起電圧が電流制御回路の電源電圧より大きくなる回
転数以上は運転が困難となることである。言い換える
と、基底回転数以上での出力トルクは小さい値に限定さ
れる。
【００１６】もう一つの課題は、電動機出力が定格値近
傍もしくは定格値より大きな値を取るときに過大な界磁
の起磁力電流を流す事になり、電動機力率が低くなり、
電流制御回路のパワー素子が大きめになるため、装置全
体がコスト高になるという課題がある。
傍もしくは定格値より大きな値を取るときに過大な界磁
の起磁力電流を流す事になり、電動機力率が低くなり、
電流制御回路のパワー素子が大きめになるため、装置全
体がコスト高になるという課題がある。
【００１７】その他の課題として、リラクタンス力等を
利用するシンクロナスリラクタンスモータの電動機電流
と発生トルクとの関係は非線形なので図１０の従来技術
では出力トルクの小さい制御状態では速度制御の感度不
足になり、逆に、出力トルクの大きいところでは制御感
度が高くなり過ぎ、速度制御が発振気味になり易いとい
う課題がある。
利用するシンクロナスリラクタンスモータの電動機電流
と発生トルクとの関係は非線形なので図１０の従来技術
では出力トルクの小さい制御状態では速度制御の感度不
足になり、逆に、出力トルクの大きいところでは制御感
度が高くなり過ぎ、速度制御が発振気味になり易いとい
う課題がある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明では前記課題を解
決するため、ロータの磁極位置と回転磁界を生じさせる
電動機電流との相対的位相角を電動機内の磁束が適切に
なるように、即ち、電動機電流の励磁電流成分と電機子
電流成分とが適切になるように相対位相角を作成する相
対位相角作成手段と、電動機電流振幅と発生トルクとの
非線形性を補償して適切な電動機電流振幅を作成する電
流振幅作成手段と、を備えるようにした。
決するため、ロータの磁極位置と回転磁界を生じさせる
電動機電流との相対的位相角を電動機内の磁束が適切に
なるように、即ち、電動機電流の励磁電流成分と電機子
電流成分とが適切になるように相対位相角を作成する相
対位相角作成手段と、電動機電流振幅と発生トルクとの
非線形性を補償して適切な電動機電流振幅を作成する電
流振幅作成手段と、を備えるようにした。
【００１９】
【作用】相対位相作成手段により、電動機の基底回転数
以上では回転子と電動機電流との相対位相角を低くし高
速回転を可能とし、さらに、電動機電流が大きくなる場
合にも相対位相角を小さくするようにして電動機内の磁
束を適切に制御する。視点を変えると無駄な励磁電流成
分を流さないようにするものであるから電動機の力率改
善を実現するものでもある。
以上では回転子と電動機電流との相対位相角を低くし高
速回転を可能とし、さらに、電動機電流が大きくなる場
合にも相対位相角を小さくするようにして電動機内の磁
束を適切に制御する。視点を変えると無駄な励磁電流成
分を流さないようにするものであるから電動機の力率改
善を実現するものでもある。
【００２０】また、電流振幅作成手段により、電動機の
トルク指令に対する電動機電流の大きさに非線形な補償
を加える事によりシンクロナスリラクタンスモータの速
度制御安定性を得る。
トルク指令に対する電動機電流の大きさに非線形な補償
を加える事によりシンクロナスリラクタンスモータの速
度制御安定性を得る。
【００２１】
【実施例】図１に本発明の実施例を示す。従来例を示す
図１０と同じ構成要素についてはその説明を省略する。
図１０と同じ構成要素についてはその説明を省略する。
【００２２】まず概略動作について説明すると、電流振
幅指令ＩＯＳとロータ位置ＡＲと相対位相角Ａと三相電
流指令ＳＩＵ、ＳＩＶ，ＳＩＷとの関係は ＳＩＵ＝ＩＯＳ・ＳＩＮ（ＡＲ＋Ａ） ＳＩＶ＝ＩＯＳ・ＳＩＮ（ＡＲ＋Ａ−１２０゜） ＳＩＷ＝ＩＯＳ・ＳＩＮ（ＡＲ＋Ａ−２４０゜） 電流制御回路７は、電流指令ＳＩＵ、ＳＩＶ、ＳＩＷを
入力として増幅し、三相電動機の各巻き線Ｕ、Ｖ、Ｗへ
三相電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷを供給する。
幅指令ＩＯＳとロータ位置ＡＲと相対位相角Ａと三相電
流指令ＳＩＵ、ＳＩＶ，ＳＩＷとの関係は ＳＩＵ＝ＩＯＳ・ＳＩＮ（ＡＲ＋Ａ） ＳＩＶ＝ＩＯＳ・ＳＩＮ（ＡＲ＋Ａ−１２０゜） ＳＩＷ＝ＩＯＳ・ＳＩＮ（ＡＲ＋Ａ−２４０゜） 電流制御回路７は、電流指令ＳＩＵ、ＳＩＶ、ＳＩＷを
入力として増幅し、三相電動機の各巻き線Ｕ、Ｖ、Ｗへ
三相電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷを供給する。
【００２３】ロータを含む界磁の磁気回路に加えられる
起磁力成分はＩＯＳ・ＳＩＮ（Ａ）、ロータの磁極に対
向する電動機巻き線に流れる電流成分即ち電機子電流成
分はＩＯＳ・ＣＯＳ（Ａ）となる。
起磁力成分はＩＯＳ・ＳＩＮ（Ａ）、ロータの磁極に対
向する電動機巻き線に流れる電流成分即ち電機子電流成
分はＩＯＳ・ＣＯＳ（Ａ）となる。
【００２４】電動機の発生トルクは前記起磁力成分ＩＯ
Ｓ・ＳＩＮ（Ａ）と前記電機子電流成分ＩＯＳ・ＣＯＳ
（Ａ）とのベクトル積に比例する。
Ｓ・ＳＩＮ（Ａ）と前記電機子電流成分ＩＯＳ・ＣＯＳ
（Ａ）とのベクトル積に比例する。
【００２５】これは電動機電流振幅値ＩＯＳと相対位相
角Ａを任意に制御できれば任意の電動機トルク制御が可
能であり、精密な速度制御、位置制御が可能である事を
示している。
角Ａを任意に制御できれば任意の電動機トルク制御が可
能であり、精密な速度制御、位置制御が可能である事を
示している。
【００２６】しかしどのような種類のシンクロナスリラ
クタンスモータにおいても前述の制御により効率よく運
転できるわけではない。
クタンスモータにおいても前述の制御により効率よく運
転できるわけではない。
【００２７】本発明は、ロータの磁極により安定に界磁
磁束を作ることができかつ界磁磁束に鎖交する電流を流
すことができるシンクロナスリラクタンスモータにおい
てより効率よい運転を実現できる。
磁束を作ることができかつ界磁磁束に鎖交する電流を流
すことができるシンクロナスリラクタンスモータにおい
てより効率よい運転を実現できる。
【００２８】特に本発明に適したシンクロナスリラクタ
ンスモータの例を示す。
ンスモータの例を示す。
【００２９】図７はシンクロナスリラクタンスモータの
ロータ断面図の例である。３０はロータの軸、３１は電
磁鋼板であり積層され、３２は電磁鋼板を打ち抜いて作
られた磁気的絶縁部である。
ロータ断面図の例である。３０はロータの軸、３１は電
磁鋼板であり積層され、３２は電磁鋼板を打ち抜いて作
られた磁気的絶縁部である。
【００３０】ロータ外周部と各磁極中間の部分で各磁路
がつながっているが、これは電磁鋼板３１の取扱い易
さ、組立易さ、ロータとして軸３０に強固に固定する事
を主な目的としており、電磁気的には必然性は低い。
がつながっているが、これは電磁鋼板３１の取扱い易
さ、組立易さ、ロータとして軸３０に強固に固定する事
を主な目的としており、電磁気的には必然性は低い。
【００３１】このような構造のロータでは、隣合う磁極
へは磁気抵抗が小さく容易に界磁磁束を励起することが
でき、各磁極の回転方向両端からみた磁気抵抗が大きい
ため各磁極に対向するステータ部に流れる電流による各
磁極の界磁磁束の乱れは小さい構造となっている。この
結果、より効率よいシンクロナスリラクタンスモータの
運転ができる。
へは磁気抵抗が小さく容易に界磁磁束を励起することが
でき、各磁極の回転方向両端からみた磁気抵抗が大きい
ため各磁極に対向するステータ部に流れる電流による各
磁極の界磁磁束の乱れは小さい構造となっている。この
結果、より効率よいシンクロナスリラクタンスモータの
運転ができる。
【００３２】なお、ロータ外周部を接続した場合、スロ
ットに起因するトルクリップルを低減する効果、界磁の
磁気抵抗を低減するという効果がある。
ットに起因するトルクリップルを低減する効果、界磁の
磁気抵抗を低減するという効果がある。
【００３３】図８はシンクロナスリラクタンスモータの
ロータ断面図の他の例である。３０はロータの軸、３３
は電磁鋼板であり積層され、３４は電磁鋼板を打ち抜い
て作られた磁気的絶縁部である。
ロータ断面図の他の例である。３０はロータの軸、３３
は電磁鋼板であり積層され、３４は電磁鋼板を打ち抜い
て作られた磁気的絶縁部である。
【００３４】ロータ外周部と各磁極中間の部分で各磁路
がつながっているが、これは図８の例と同様な目的、効
果である。
がつながっているが、これは図８の例と同様な目的、効
果である。
【００３５】図８の例は図７に比較し、各磁極の間が磁
極としてより有効に活用されている点、ロータ磁気抵抗
の回転方向の変化が比較的滑らかである点が異なる。
極としてより有効に活用されている点、ロータ磁気抵抗
の回転方向の変化が比較的滑らかである点が異なる。
【００３６】次に電動機電流振幅値ＩＯＳと相対位相角
Ａとの制御方法についてさらに詳しく説明する。
Ａとの制御方法についてさらに詳しく説明する。
【００３７】相対位相角作成手段９は、シンクロナスリ
ラクタンスモータの磁束を適切な値に制御できるように
するもので、具体的には電動機の励磁電流成分ＩＦを基
底回転数ＮＢ以下では一定値以下に、基底回転数ＮＢ以
上では電動機逆誘起電圧がほぼ一定になるように励磁電
流成分ＩＦを減少させ、即ち、回転数ＳＤとともに１／
ＳＤに比例して励磁電流成分ＩＦを減少するように相対
位相角Ａを発生するものである。
ラクタンスモータの磁束を適切な値に制御できるように
するもので、具体的には電動機の励磁電流成分ＩＦを基
底回転数ＮＢ以下では一定値以下に、基底回転数ＮＢ以
上では電動機逆誘起電圧がほぼ一定になるように励磁電
流成分ＩＦを減少させ、即ち、回転数ＳＤとともに１／
ＳＤに比例して励磁電流成分ＩＦを減少するように相対
位相角Ａを発生するものである。
【００３８】相対位相角作成手段９の具体的特性例を図
２に、具体的なアルゴリズム例を図６のフローチャート
に示す。
２に、具体的なアルゴリズム例を図６のフローチャート
に示す。
【００３９】図６に従って相対位相角作成手段９のアル
ゴリズムを説明する。
ゴリズムを説明する。
【００４０】トルク指令Ｔが、０≦Ｔ＜Ｔ１の時は相対
位相角Ａは所定の一定値Ａ０、−Ｔ１＜Ｔ＜０の時は相
対位相角Ａは−Ａ０である。
位相角Ａは所定の一定値Ａ０、−Ｔ１＜Ｔ＜０の時は相
対位相角Ａは−Ａ０である。
【００４１】ここでＴ１の値は、最高回転数においてト
ルク指令Ｔ１に相当する電動機電流が流れた時の電動機
端子電圧が制御可能な最大電圧になる値である。
ルク指令Ｔ１に相当する電動機電流が流れた時の電動機
端子電圧が制御可能な最大電圧になる値である。
【００４２】トルク指令Ｔが、Ｔ１≦Ｔ＜Ｔ３の時は相
対位相角Ａの値は、所定の一定値Ａ０からトルク及び回
転数に依存した第１引下げ値ＡＸを減じたＡ＝Ａ０−Ａ
Ｘ、そしてトルクに依存した第２引下げ値ＡＤＴ（Ｔ）
はＡＤＴ（Ｔ）＝０となり、−Ｔ３＜Ｔ≦ーＴ１の時は
相対位相角Ａの値は、Ａ＝−Ａ０＋ＡＸ，ＡＤＴ（Ｔ）
＝０となる。
対位相角Ａの値は、所定の一定値Ａ０からトルク及び回
転数に依存した第１引下げ値ＡＸを減じたＡ＝Ａ０−Ａ
Ｘ、そしてトルクに依存した第２引下げ値ＡＤＴ（Ｔ）
はＡＤＴ（Ｔ）＝０となり、−Ｔ３＜Ｔ≦ーＴ１の時は
相対位相角Ａの値は、Ａ＝−Ａ０＋ＡＸ，ＡＤＴ（Ｔ）
＝０となる。
【００４３】ここでＡＸは、ＡＸ＝ＡＤＣ（Ｎ）・（｜
Ｔ｜−Ｔ１）／（Ｔ３−Ｔ１）となる。
Ｔ｜−Ｔ１）／（Ｔ３−Ｔ１）となる。
【００４４】ＡＤＣ（Ｎ）は、基底回転数以上の高速回
転数において電動機の端子電圧を制御可能な最大電圧以
下に抑制する界磁弱めの効果を得るためのもので、例え
ば図４に示すような関数で示される。
転数において電動機の端子電圧を制御可能な最大電圧以
下に抑制する界磁弱めの効果を得るためのもので、例え
ば図４に示すような関数で示される。
【００４５】電動機制御をマイクロプロセッサで制御す
る場合、この関数の実現方法としては類似関数を数式で
記憶し都度計算して求めたり、関数のパターンをメモリ
上に記憶させ都度回転数Ｎに該当するＡＤＣ（Ｎ）の値
を読みだしてくる方法などがある。
る場合、この関数の実現方法としては類似関数を数式で
記憶し都度計算して求めたり、関数のパターンをメモリ
上に記憶させ都度回転数Ｎに該当するＡＤＣ（Ｎ）の値
を読みだしてくる方法などがある。
【００４６】トルク指令Ｔが、Ｔ３≦Ｔ＜Ｔ６の時は相
対位相角Ａの値は、所定の一定値Ａ０から第１引下げ値
ＡＸ及び第２引下げ値ＡＤＴ（Ｔ）の両者を減じたＡ＝
Ａ０−ＡＸ−ＡＤＴ（Ｔ）となり、−Ｔ６＜Ｔ≦−Ｔ３
の時は相対位相角Ａの値は、Ａ＝−Ａ０＋ＡＸ＋ＡＤＴ
（Ｔ）となる。
対位相角Ａの値は、所定の一定値Ａ０から第１引下げ値
ＡＸ及び第２引下げ値ＡＤＴ（Ｔ）の両者を減じたＡ＝
Ａ０−ＡＸ−ＡＤＴ（Ｔ）となり、−Ｔ６＜Ｔ≦−Ｔ３
の時は相対位相角Ａの値は、Ａ＝−Ａ０＋ＡＸ＋ＡＤＴ
（Ｔ）となる。
【００４７】ＡＸ＝ＡＤＣ（Ｎ）であり，ＡＤＴ（Ｔ）
は例えば図５に示す特性のものである。ここでＴ３の値
は、Ｔ＝Ｔ３となった時に流される電動機電流の励磁電
流成分が電動機の低速回転において適正な磁束を誘起で
きる値となるようなトルク指令Ｔの値、換言すれば励磁
電流成分が磁気飽和を生じさせる限界トルク値である。
この関数ＡＤＴ（Ｔ）は、ＡＤＣ（Ｎ）と同様の方法で
記憶、再現する事ができる。
は例えば図５に示す特性のものである。ここでＴ３の値
は、Ｔ＝Ｔ３となった時に流される電動機電流の励磁電
流成分が電動機の低速回転において適正な磁束を誘起で
きる値となるようなトルク指令Ｔの値、換言すれば励磁
電流成分が磁気飽和を生じさせる限界トルク値である。
この関数ＡＤＴ（Ｔ）は、ＡＤＣ（Ｎ）と同様の方法で
記憶、再現する事ができる。
【００４８】また、トルク指令の絶対値｜Ｔ｜が｜Ｔ｜
＞Ｔ３の時、｜Ｔ｜の値に応じて相対位相角の絶対値｜
Ａ｜を次第に減ずる動作は電動機電流の不要な励磁電流
成分を流さないようにする事を意味し、その効果として
は電動機電流を削減する事ができるため所要制御装置容
量を下げ、電動機銅損発熱を低減する事ができる。この
時、不要な励磁電流を流さないようにする事は電動機の
力率を改善する事でもある。
＞Ｔ３の時、｜Ｔ｜の値に応じて相対位相角の絶対値｜
Ａ｜を次第に減ずる動作は電動機電流の不要な励磁電流
成分を流さないようにする事を意味し、その効果として
は電動機電流を削減する事ができるため所要制御装置容
量を下げ、電動機銅損発熱を低減する事ができる。この
時、不要な励磁電流を流さないようにする事は電動機の
力率を改善する事でもある。
【００４９】電流振幅指令手段８は、トルク指令Ｔを入
力として電流振幅指令ＩＯＳを出力するもので単純な増
幅、あるいは図３に示すように電流振幅指令ＩＯＳがト
ルク指令Ｔの平方根である、即ち、 ｜Ｔ｜＝ＩＯＳ2 の関係となるように求められる。
力として電流振幅指令ＩＯＳを出力するもので単純な増
幅、あるいは図３に示すように電流振幅指令ＩＯＳがト
ルク指令Ｔの平方根である、即ち、 ｜Ｔ｜＝ＩＯＳ2 の関係となるように求められる。
【００５０】この図３の特性は、電動機電流の励磁電流
成分が電動機の磁束を十分に励起できる値以下の範囲で
はＴ＝ＩＯＳ2、十分に励起できる値以上の範囲ではト
ルク指令Ｔと電流振幅指令ＩＯＳとが直線関係となって
いる。
成分が電動機の磁束を十分に励起できる値以下の範囲で
はＴ＝ＩＯＳ2、十分に励起できる値以上の範囲ではト
ルク指令Ｔと電流振幅指令ＩＯＳとが直線関係となって
いる。
【００５１】これは、励磁電流成分が小さい値である範
囲において、電動機の発生トルクは電動機電流の二乗に
比例するため、その非線形性を補償して電動機制御装置
の速度制御性を改良するものである。
囲において、電動機の発生トルクは電動機電流の二乗に
比例するため、その非線形性を補償して電動機制御装置
の速度制御性を改良するものである。
【００５２】電流制御回路７は、例えば図９のような構
成であり、パワートランジスタで構成されるインバータ
５４と電動機各相の電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷを検出する電
流検出器５５、５６、５７と各相の電流指令値ＳＩＵ、
ＳＩＶ、ＳＩＷへ各相の電流検出値をフィードバック
し、それぞれの差分信号から前記インバータ５４の各パ
ワートランジスタへ駆動信号を供給する電流制御回路５
１、５２、５３とで構成されている。
成であり、パワートランジスタで構成されるインバータ
５４と電動機各相の電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷを検出する電
流検出器５５、５６、５７と各相の電流指令値ＳＩＵ、
ＳＩＶ、ＳＩＷへ各相の電流検出値をフィードバック
し、それぞれの差分信号から前記インバータ５４の各パ
ワートランジスタへ駆動信号を供給する電流制御回路５
１、５２、５３とで構成されている。
【００５３】なお、本発明例では電動機の電圧、電流の
制御を直接三相交流量で扱う方法の例について説明した
が、いわゆる、３相２相変換しｄ−ｑ座標を用いて表
記、制御しても等価であり、本発明に含むものである。
制御を直接三相交流量で扱う方法の例について説明した
が、いわゆる、３相２相変換しｄ−ｑ座標を用いて表
記、制御しても等価であり、本発明に含むものである。
【００５４】三相交流以外の多相交流に付いても本発明
を変形する事により応用する事ができる。
を変形する事により応用する事ができる。
【００５５】また、速度制御部、位置検出部等において
も種々変形が可能であり、本発明に含むものである。
も種々変形が可能であり、本発明に含むものである。
【００５６】
【発明の効果】本発明により、電動機の基底回転数以上
では回転子と電動機電流との相対位相角を低くし高速回
転を可能とする事ができる。
では回転子と電動機電流との相対位相角を低くし高速回
転を可能とする事ができる。
【００５７】更に、電動機電流が定格値近傍もしくは定
格値より大きな値を取るときに相対位相角を小さくする
ようにして無駄な励磁電流成分を流さないようにするこ
とにより力率を改善し、電動機電流を削減する事ができ
るため電流制御回路のパワー素子容量を下げる事ができ
所要制御装置容量を下げ、コストの低減を図ることがで
きる。
格値より大きな値を取るときに相対位相角を小さくする
ようにして無駄な励磁電流成分を流さないようにするこ
とにより力率を改善し、電動機電流を削減する事ができ
るため電流制御回路のパワー素子容量を下げる事ができ
所要制御装置容量を下げ、コストの低減を図ることがで
きる。
【００５８】同時に電動機銅損発熱を低減する事がで
き、電動機の連続定格トルク、出力を上げる事ができ
る。
き、電動機の連続定格トルク、出力を上げる事ができ
る。
【００５９】更に、電流振幅作成手段により、電動機の
トルク指令に対する電動機電流の大きさに非線形な補償
を加える事によりシンクロナスリラクタンスモータの速
度制御安定性を高める事ができる。
トルク指令に対する電動機電流の大きさに非線形な補償
を加える事によりシンクロナスリラクタンスモータの速
度制御安定性を高める事ができる。
【図１】本発明に係るシンクロナスリラクタンスモータ
の制御装置の実施例を示す図である。
の制御装置の実施例を示す図である。
【図２】実施例における電動機回転数Ｎと相対位相角Ａ
との特性図である。
との特性図である。
【図３】実施例におけるトルク指令Ｔと電流振幅指令Ｉ
ＯＳとの特性図である。
ＯＳとの特性図である。
【図４】実施例における回転数の絶対値｜Ｎ｜と係数Ａ
ＤＣ（Ｎ）との特性図である。
ＤＣ（Ｎ）との特性図である。
【図５】実施例におけるトルク指令の絶対値｜Ｔ｜と係
数ＡＤＴ（Ｔ）との特性図である。
数ＡＤＴ（Ｔ）との特性図である。
【図６】実施例における相対位相角Ａを求めるアルゴリ
ズムを表すフローチャートである。
ズムを表すフローチャートである。
【図７】本発明に適したシンクロナスリラクタンスモー
タのロータ断面図である。
タのロータ断面図である。
【図８】本発明に適した他のシンクロナスリラクタンス
モータのロータ断面図である。
モータのロータ断面図である。
【図９】電流制御回路７の具体的な例を示す図である。
【図１０】従来技術の例を示す図である。
２ 速度制御手段 ３ 速度検出手段 ４ ロータ位置検出手段 ６ ロータ ７ 電流制御回路 ８ 電流振幅指令手段 ９ 相対位相角作成手段 １０ 電流指令手段
Claims (2)
- 【請求項１】 電動機のロータの回転位置により磁気抵
抗が異なることを利用して回転力を得るシンクロナスリ
ラクタンスモータの制御装置において、 ロータの回転位置、速度を検出するための位置検出手段
と、 シンクロナスリラクタンスモータの速度指令とロータの
検出速度から速度偏差を得、この速度偏差に比例・積分
・微分などの補償を行ってトルク指令を出力する速度制
御手段と、 ステータの回転磁界を生じさせる電動機電流の合成位相
がロータの磁極位置に対して回転方向になす角度である
相対位相角の正負極性をトルク指令の正負極性により決
定し、相対位相角の大きさは、トルク指令Ｔが一定値Ｔ
１（モータの最高回転数においてトルク指令Ｔ１に相当
する電動機電流が流れた時の電動機端子電圧が制御可能
な最大電圧になるトルク指令）より小さい場合（｜Ｔ｜
＜Ｔ１）あるいは回転数Ｎが電動機の基底回転数ＮＢ以
下の場合（｜Ｎ｜＜ＮＢ）は、所定の一定値Ａ０、 トルク指令がＴ１より大きく回転数が基底回転数より大
きい場合（｜Ｔ｜＞Ｔ１，｜Ｎ｜＞ＮＢ）は、 トルク指令Ｔが、Ｔ１＜｜Ｔ｜＜Ｔ３（Ｔ３は、励磁電
流成分が磁気飽和を生じさせる限界トルク値）の範囲で
は、相対位相角の大きさを、所定の一定値Ａ０からトル
ク及び回転数に依存した第１引下げ値ＡＸを減じた値と
し、 トルク指令Ｔが｜Ｔ｜＞Ｔ３の範囲では、相対位相角の
大きさを、所定の一定値Ａ０から第１引下げ値ＡＸ及び
トルクに依存した第２引下げ値ＡＤＴ（Ｔ）の両者を減
じた値として作成する相対位相角作成手段と、 ロータの回転位置と前記相対位相角とを加算し電動機電
流の位相を決定する電動機電流位相作成手段と、 電動機の電流振幅指令値と電動機電流の位相とから電動
機の各相の電流指令値を作成する電流指令手段と、 電動機各相の電流指令値に従って電動機へ電流を供給す
る電流制御回路と、 を備えることを特徴とするシンクロナスリラクタンスモ
ータの制御装置。 - 【請求項２】 トルク指令Ｔの絶対値と電流振幅指令Ｉ
ＯＳの二乗とが比例する関係となっている電流振幅指令
手段を備える特許請求の範囲第１項記載のシンクロナス
リラクタンスモータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09725594A JP3209854B2 (ja) | 1994-05-11 | 1994-05-11 | シンクロナスリラクタンスモータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09725594A JP3209854B2 (ja) | 1994-05-11 | 1994-05-11 | シンクロナスリラクタンスモータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07308089A JPH07308089A (ja) | 1995-11-21 |
| JP3209854B2 true JP3209854B2 (ja) | 2001-09-17 |
Family
ID=14187460
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09725594A Expired - Lifetime JP3209854B2 (ja) | 1994-05-11 | 1994-05-11 | シンクロナスリラクタンスモータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3209854B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010029879A1 (ja) | 2008-09-11 | 2010-03-18 | 本田技研工業株式会社 | 電動パワーステアリング装置 |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3818086B2 (ja) * | 2001-06-01 | 2006-09-06 | 株式会社日立製作所 | 同期モータの駆動装置 |
| JP2009303287A (ja) * | 2008-06-10 | 2009-12-24 | Nidec Shibaura Corp | モータ制御装置 |
| JP2014079112A (ja) * | 2012-10-11 | 2014-05-01 | Jtekt Corp | モータ制御装置 |
| JP6120050B2 (ja) * | 2012-12-17 | 2017-04-26 | 株式会社ジェイテクト | モータ制御装置およびそれを用いた電動パワーステアリング装置 |
| JP6776066B2 (ja) | 2016-09-05 | 2020-10-28 | 東芝インフラシステムズ株式会社 | インバータ制御装置および電動機駆動システム |
| JP6548627B2 (ja) * | 2016-11-29 | 2019-07-24 | キヤノン株式会社 | シート搬送装置及び画像形成装置 |
-
1994
- 1994-05-11 JP JP09725594A patent/JP3209854B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010029879A1 (ja) | 2008-09-11 | 2010-03-18 | 本田技研工業株式会社 | 電動パワーステアリング装置 |
| US8606462B2 (en) | 2008-09-11 | 2013-12-10 | Honda Motor Co., Ltd. | Electric power steering device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07308089A (ja) | 1995-11-21 |
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