JP3209853B2 - 同期電動機の制御装置 - Google Patents
同期電動機の制御装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＡＣサーボモータ特に
リラクタンスモータとして知られる同期電動機の制御装
置に関する。
リラクタンスモータとして知られる同期電動機の制御装
置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の改良されたリラクタンスモータの
制御装置として、図１１に示すようなロータ位置、ロー
タ速度の検出を行い精密な速度制御を行う制御装置があ
る。
制御装置として、図１１に示すようなロータ位置、ロー
タ速度の検出を行い精密な速度制御を行う制御装置があ
る。
【０００３】図１１の従来例について説明する。
【０００４】同期電動機は突極型のロータ６をもち、こ
のロータ６に機械的に位置検出器５が結合され、位置信
号ＤＳを出力する。
のロータ６に機械的に位置検出器５が結合され、位置信
号ＤＳを出力する。
【０００５】ロータ回転位置ＡＲは、図１１に示すよう
にＵ相の巻き線位置に対するロータ６の磁極の位置であ
る。
にＵ相の巻き線位置に対するロータ６の磁極の位置であ
る。
【０００６】速度指令ＳＩと速度検出手段３によって検
出された速度信号ＳＤとが加算器１で突き合わされて速
度偏差ＥＳを得、トルク制御手段２で比例・積分・微分
等の補償演算を行ってトルク指令Ｔを得る。
出された速度信号ＳＤとが加算器１で突き合わされて速
度偏差ＥＳを得、トルク制御手段２で比例・積分・微分
等の補償演算を行ってトルク指令Ｔを得る。
【０００７】界磁電流指令回路２４は、ロータ位置検出
手段４により検出されたロータ回転位置ＡＲと速度信号
ＳＤを入力とし、下記の界磁電流指令ＳＦＩＵ、ＳＦＩ
Ｖ，ＳＦＩＷを作成する。
手段４により検出されたロータ回転位置ＡＲと速度信号
ＳＤを入力とし、下記の界磁電流指令ＳＦＩＵ、ＳＦＩ
Ｖ，ＳＦＩＷを作成する。
【０００８】ＳＦＩＵ＝ＳＦ・ＳＩＮ（ＡＲ） ＳＦＩＶ＝ＳＦ・ＳＩＮ（ＡＲ＋１２０゜） ＳＦＩＷ＝ＳＦ・ＳＩＮ（ＡＲ＋２４０゜） ここで、ＳＦは界磁電流の振幅で速度信号ＳＤに依存
し、電動機の基底回転数ＮＢ以下では、ある一定値で、
基底回転数ＮＢ以上ではＮＢとＳＦとを乗じた値が一定
値になるように速度信号ＳＤが大きくなるにつれてＳＦ
が減少していく特性となっている。
し、電動機の基底回転数ＮＢ以下では、ある一定値で、
基底回転数ＮＢ以上ではＮＢとＳＦとを乗じた値が一定
値になるように速度信号ＳＤが大きくなるにつれてＳＦ
が減少していく特性となっている。
【０００９】電機子電流指令回路２１は、トルク指令Ｔ
とロータ回転位置ＡＲとを入力として以下の電機子電流
指令ＳＡＩＵ，ＳＡＩＶ，ＳＡＩＷを出力する。
とロータ回転位置ＡＲとを入力として以下の電機子電流
指令ＳＡＩＵ，ＳＡＩＶ，ＳＡＩＷを出力する。
【００１０】ＳＡＩＵ＝Ｔ・ＳＩＮ（ＡＲ＋９０゜） ＳＡＩＶ＝Ｔ・ＳＩＮ（ＡＲ＋９０゜＋１２０゜） ＳＡＩＷ＝Ｔ・ＳＩＮ（ＡＲ＋９０゜＋２４０゜） 各電流指令ＳＩＵ，ＳＩＶ，ＳＩＷは、下式のように、
各電機子電流指令と各界磁電流指令とを各加算器２５、
２６、２７により加算して得られる。
各電機子電流指令と各界磁電流指令とを各加算器２５、
２６、２７により加算して得られる。
【００１１】ＳＩＵ＝ＳＡＩＵ＋ＳＦＩＵ ＳＩＶ＝ＳＡＩＶ＋ＳＦＩＶ ＳＩＷ＝ＳＡＩＷ＋ＳＦＩＷ これらの各相電流の合成ベクトルの向きを表す角度は図
１１においてロータ磁極の向きに対して角度Ａとなる。
１１においてロータ磁極の向きに対して角度Ａとなる。
【００１２】電流制御回路７は、電流指令ＳＩＵ、ＳＩ
Ｖ，ＳＩＷを入力として増幅し、三相電動機の各巻き線
Ｕ，Ｖ，Ｗへ三相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷを供給する。
Ｖ，ＳＩＷを入力として増幅し、三相電動機の各巻き線
Ｕ，Ｖ，Ｗへ三相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷを供給する。
【００１３】このような制御が行われた結果、ロータ６
の磁極の向きに応じて界磁磁束の制御、トルクを発生す
る電機子電流成分とが適切に制御されるため、ロータ６
には右回転あるいは左回転のトルクが任意に発生でき、
電動機の速度制御がなされる。
の磁極の向きに応じて界磁磁束の制御、トルクを発生す
る電機子電流成分とが適切に制御されるため、ロータ６
には右回転あるいは左回転のトルクが任意に発生でき、
電動機の速度制御がなされる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】図１１に示した制御装
置は、単純論理的には良くても実際には電動機特性が電
磁的非線形要素等を持っているので、以下の課題を有し
ていた。
置は、単純論理的には良くても実際には電動機特性が電
磁的非線形要素等を持っているので、以下の課題を有し
ていた。
【００１５】電動機磁気回路が非線形なため、界磁電流
に比例した界磁磁束が得られず期待する出力トルクを得
られない。
に比例した界磁磁束が得られず期待する出力トルクを得
られない。
【００１６】大きな出力トルクを得るため大きな電機子
電流成分を流すと、この電機子電流成分により界磁磁束
が変化し期待通りのトルクを得る事ができない。
電流成分を流すと、この電機子電流成分により界磁磁束
が変化し期待通りのトルクを得る事ができない。
【００１７】電動機巻き線の漏れインダクタンスによる
電圧降下があり、高速回転で期待通りのトルクを得られ
ない。
電圧降下があり、高速回転で期待通りのトルクを得られ
ない。
【００１８】より厳密に制御しようとするとそれぞれの
補償制御等が必要となり、結果的に制御の内容が複雑に
なり、コストも高くなる。
補償制御等が必要となり、結果的に制御の内容が複雑に
なり、コストも高くなる。
【００１９】
【課題を解決するための手段】本発明では前記課題を解
決するため、ロータと電動機電流との相対的位相角を電
動機内の磁束が適切になるように、即ち、電動機電流の
励磁電流成分と電機子電流成分とが適切になるように相
対位相角を作成する相対位相角作成手段と、電動機電流
振幅と発生トルクとの非線形性を補償して適切な電動機
電流振幅を作成する電流振幅指令手段と、を備えるよう
にした。
決するため、ロータと電動機電流との相対的位相角を電
動機内の磁束が適切になるように、即ち、電動機電流の
励磁電流成分と電機子電流成分とが適切になるように相
対位相角を作成する相対位相角作成手段と、電動機電流
振幅と発生トルクとの非線形性を補償して適切な電動機
電流振幅を作成する電流振幅指令手段と、を備えるよう
にした。
【００２０】
【作用】相対位相角作成手段により、電動機の回転数Ｎ
とトルク指令とにより決まる相対位相角Ａを、ある関数
ＡＳ（Ｔ）とトルク指令値Ｔが大きい範囲では回転数に
応じて相対位相角Ａを減ずる比較的簡単なアルゴリズム
により得ることができる。
とトルク指令とにより決まる相対位相角Ａを、ある関数
ＡＳ（Ｔ）とトルク指令値Ｔが大きい範囲では回転数に
応じて相対位相角Ａを減ずる比較的簡単なアルゴリズム
により得ることができる。
【００２１】電流振幅指令手段により、トルク指令が小
さい範囲では電流振幅指令をほぼ一定値にし、トルク指
令値Ｔが大きくなるとある関数ＩＯ（Ｔ）に従って大き
な値とし、回転数が基底回転数ＮＢより高くなるとさら
に電流指令を増大させる比較的簡単なアルゴリズムより
最適電流振幅を得るようにした。
さい範囲では電流振幅指令をほぼ一定値にし、トルク指
令値Ｔが大きくなるとある関数ＩＯ（Ｔ）に従って大き
な値とし、回転数が基底回転数ＮＢより高くなるとさら
に電流指令を増大させる比較的簡単なアルゴリズムより
最適電流振幅を得るようにした。
【００２２】
【実施例】図１に本発明の実施例を示す。従来例を示す
図１１と同じ構成要素についてはその説明を省略する。
図１１と同じ構成要素についてはその説明を省略する。
【００２３】図１において、ロータ６の磁極と電動機電
流のベクトル方向との相対位相角Ａを最適値に決定する
ため、相対位相角作成手段９が設けられ、その入力には
トルク指令Ｔと速度信号ＳＤとが入力されている。求め
られた相対角Ａは、ロータ回転位置ＡＲと加算器１５に
おいて加算され、電流指令手段１０へ送られる。
流のベクトル方向との相対位相角Ａを最適値に決定する
ため、相対位相角作成手段９が設けられ、その入力には
トルク指令Ｔと速度信号ＳＤとが入力されている。求め
られた相対角Ａは、ロータ回転位置ＡＲと加算器１５に
おいて加算され、電流指令手段１０へ送られる。
【００２４】また、前記トルク指令Ｔと速度信号ＳＤ
は、更に電流振幅指令手段８へ送られ、その出力ＩＯＳ
が電流指令手段１０へ送られる。電流指令手段１０の各
相に対する電流指令ＳＩＵ、ＳＩＶ、ＳＩＷは、それぞ
れ電流制御回路７において各巻き線Ｕ、Ｖ、Ｗへの３相
電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷに変換される。
は、更に電流振幅指令手段８へ送られ、その出力ＩＯＳ
が電流指令手段１０へ送られる。電流指令手段１０の各
相に対する電流指令ＳＩＵ、ＳＩＶ、ＳＩＷは、それぞ
れ電流制御回路７において各巻き線Ｕ、Ｖ、Ｗへの３相
電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷに変換される。
【００２５】相対位相角作成手段９の特性を図２に示
す。トルク指令Ｔと電動機の回転速度Ｎに依存する特性
となっている。
す。トルク指令Ｔと電動機の回転速度Ｎに依存する特性
となっている。
【００２６】図２の特性は、回転数が基底回転数ＮＢ以
下の時は関数ＡＳ（Ｔ）に従う特性であり、トルク指令
Ｔが−Ｔ１≦Ｔ≦＋Ｔ１の時も関数ＡＳ（Ｔ）に従う特
性である。
下の時は関数ＡＳ（Ｔ）に従う特性であり、トルク指令
Ｔが−Ｔ１≦Ｔ≦＋Ｔ１の時も関数ＡＳ（Ｔ）に従う特
性である。
【００２７】回転数が基底回転数ＮＢ以上で、かつ、ト
ルク指令値Ｔが所定値Ｔ１を越えるときはトルク指令Ｔ
とともに関数ＡＳ（Ｔ）より減少し、相対位相角Ａの最
小値ＡＭＮに収束する。また、トルク指令値Ｔが所定値
−Ｔ１より減少するときには、トルク指令Ｔとともに相
対位相角Ａは関数ＡＳ（Ｔ）より増加し、相対位相角Ａ
の最大値ＡＭＸに収束する。この特性を実現する具体的
アルゴリズムの例を図６のフローチャートに示す。
ルク指令値Ｔが所定値Ｔ１を越えるときはトルク指令Ｔ
とともに関数ＡＳ（Ｔ）より減少し、相対位相角Ａの最
小値ＡＭＮに収束する。また、トルク指令値Ｔが所定値
−Ｔ１より減少するときには、トルク指令Ｔとともに相
対位相角Ａは関数ＡＳ（Ｔ）より増加し、相対位相角Ａ
の最大値ＡＭＸに収束する。この特性を実現する具体的
アルゴリズムの例を図６のフローチャートに示す。
【００２８】図４は、図２の特性において回転数依存性
およびトルク依存性のある部分の代表特性ＡＤＣ（Ｔ）
である。
およびトルク依存性のある部分の代表特性ＡＤＣ（Ｔ）
である。
【００２９】図６のフローチャートにおいて、まず、図
２の特性ＡＳ（Ｔ）を除いた特性ＡＸを求める。
２の特性ＡＳ（Ｔ）を除いた特性ＡＸを求める。
【００３０】 ＡＸ＝ＡＤＣ（｜Ｔ｜）−（Ｎ３−｜Ｎ｜）・ＫＡ・・・・・（１） 但しＡＸがこの計算式により負となる場合は零と置き換
える。
える。
【００３１】Ｎ３は最大回転数である。
【００３２】ＫＡは回転数依存性を表す係数である。
【００３３】次に、トルク指令値Ｔの方向判別をしてＡ
Ｓ（Ｔ）に前記変数ＡＸを加算もしくは減算する事によ
り図２の相対位相角Ａの特性が得られる。
Ｓ（Ｔ）に前記変数ＡＸを加算もしくは減算する事によ
り図２の相対位相角Ａの特性が得られる。
【００３４】但し、求めた相対位相角Ａが相対位相角の
最大値ＡＭＸ，最小値ＡＭＮの範囲に入っていない場合
は最大値ＡＭＸもしくは最小値ＡＭＮに置き換える。
最大値ＡＭＸ，最小値ＡＭＮの範囲に入っていない場合
は最大値ＡＭＸもしくは最小値ＡＭＮに置き換える。
【００３５】このように図２の特性を比較的容易なアル
ゴリズムで得る事ができる。
ゴリズムで得る事ができる。
【００３６】また、変数ＡＸは前記（１）式に定義して
いるがこれは一手法例として説明しているもので、他の
類似関数もしくはもっと厳密な関数にすることもでき
る。
いるがこれは一手法例として説明しているもので、他の
類似関数もしくはもっと厳密な関数にすることもでき
る。
【００３７】電流振幅指令手段８の特性例を図３に示
す。トルク指令Ｔと電動機の回転速度Ｎに依存する特性
となっている。
す。トルク指令Ｔと電動機の回転速度Ｎに依存する特性
となっている。
【００３８】図３の特性は、回転数が基底回転数ＮＢ以
下の時は関数ＩＯ（Ｔ）に従う特性であり、トルク指令
Ｔが−Ｔ１≦Ｔ≦＋Ｔ１の時も関数Ｉ０（Ｔ）に従う特
性である。
下の時は関数ＩＯ（Ｔ）に従う特性であり、トルク指令
Ｔが−Ｔ１≦Ｔ≦＋Ｔ１の時も関数Ｉ０（Ｔ）に従う特
性である。
【００３９】回転数が基底回転数ＮＢ以上で、かつ、ト
ルク指令値Ｔが所定値Ｔ１を越えるときはトルク指令Ｔ
とともに関数ＩＯ（Ｔ）より増加する。
ルク指令値Ｔが所定値Ｔ１を越えるときはトルク指令Ｔ
とともに関数ＩＯ（Ｔ）より増加する。
【００４０】この特性を実現する具体的アルゴリズムの
例を図７のフローチャートに示す。
例を図７のフローチャートに示す。
【００４１】図５は、図３の特性において回転数依存性
およびトルク依存性のある部分の代表特性ＩＤＣ（Ｔ）
である。
およびトルク依存性のある部分の代表特性ＩＤＣ（Ｔ）
である。
【００４２】図７のフローチャートにおいて、まず、図
３の特性ＩＯ（Ｔ）を除いた特性ＩＯＸを求める。
３の特性ＩＯ（Ｔ）を除いた特性ＩＯＸを求める。
【００４３】 ＩＯＸ＝ＩＤＣ（｜Ｔ｜）−（Ｎ３−｜Ｎ｜）・ＫＢ ・・（２） 但しＩＯＸがこの計算式により負となる場合は零と置き
換える。
換える。
【００４４】ＫＢは回転数依存性を表す係数である。
【００４５】次に、関数ＩＯ（Ｔ）に前記ＩＯＸを加え
る事により図３の電流振幅指令Ａの特性を得る事ができ
る。
る事により図３の電流振幅指令Ａの特性を得る事ができ
る。
【００４６】このように図３の特性を比較的容易なアル
ゴリズムで得る事ができる。
ゴリズムで得る事ができる。
【００４７】また、変数ＩＯＸは前記（２）式に定義し
ているがこれは一手法例として説明しているもので、他
の類似関数もしくはもっと厳密な関数にすることもでき
る。
ているがこれは一手法例として説明しているもので、他
の類似関数もしくはもっと厳密な関数にすることもでき
る。
【００４８】電流指令手段１０は各相の電流指令ＳＩ
Ｕ、ＳＩＶ、ＳＩＷを下式に従って得る。
Ｕ、ＳＩＶ、ＳＩＷを下式に従って得る。
【００４９】 ＳＩＵ＝ＩＯＳ・ＳＩＮ（ＡＲ−Ａ＋９０゜） ＳＩＶ＝ＩＯＳ・ＳＩＮ（ＡＲ−Ａ＋９０゜−１２０゜） ＳＩＷ＝ＩＯＳ・ＳＩＮ（ＡＲ−Ａ＋９０゜−２４０゜） このように制御した結果、ロータを含む界磁磁気回路に
作用する起磁力成分はＩＯＳ・ＳＩＮ（Ａ）に比例した
値、ロータに対向した巻き線に流れる電流成分即ち電機
子電流成分はＩＯＳ・ＣＯＳ（Ａ）に比例した値とな
る。
作用する起磁力成分はＩＯＳ・ＳＩＮ（Ａ）に比例した
値、ロータに対向した巻き線に流れる電流成分即ち電機
子電流成分はＩＯＳ・ＣＯＳ（Ａ）に比例した値とな
る。
【００５０】電動機の出力トルクは界磁磁束の大きさと
界磁磁束に直交する電機子電流の積に比例するので、電
流振幅値ＩＯＳと相対位相角Ａとを任意に制御できれば
出力トルクも任意に制御できることになり、高精度な速
度制御、位置制御が可能となっている。
界磁磁束に直交する電機子電流の積に比例するので、電
流振幅値ＩＯＳと相対位相角Ａとを任意に制御できれば
出力トルクも任意に制御できることになり、高精度な速
度制御、位置制御が可能となっている。
【００５１】しかしどのような種類の同期電動機におい
ても前述の制御により効率よく運転できるわけではな
い。
ても前述の制御により効率よく運転できるわけではな
い。
【００５２】本発明は、ロータの磁極により安定に界磁
磁束を作ることができかつ界磁磁束に鎖交する電流を流
すことができる同期電動機においてより効率よい運転を
実現できる。
磁束を作ることができかつ界磁磁束に鎖交する電流を流
すことができる同期電動機においてより効率よい運転を
実現できる。
【００５３】特に本発明に適した同期電動機の例を示
す。
す。
【００５４】図８は同期電動機のロータ断面図の例であ
る。３０はロータの軸、３１は電磁鋼板であり積層さ
れ、３２は電磁鋼板を打ち抜いて作られた磁気的絶縁部
である。
る。３０はロータの軸、３１は電磁鋼板であり積層さ
れ、３２は電磁鋼板を打ち抜いて作られた磁気的絶縁部
である。
【００５５】ロータ外周部と各磁極中間の部分で各磁路
がつながっているが、これは電磁鋼板３１の取扱い易
さ、組立易さ、ロータとして軸３０に強固に固定する事
を主な目的としており、電磁気的には必然性は低い。
がつながっているが、これは電磁鋼板３１の取扱い易
さ、組立易さ、ロータとして軸３０に強固に固定する事
を主な目的としており、電磁気的には必然性は低い。
【００５６】このような構造のロータでは、隣合う磁極
へは磁気抵抗が小さく容易に界磁磁束を励起することが
でき、各磁極の回転方向両端からみた磁気抵抗が大きい
ため各磁極に対向するステータ部に流れる電流による各
磁極の界磁磁束の乱れは小さい構造となっている。この
結果、より効率よい同期電動機の運転ができる。
へは磁気抵抗が小さく容易に界磁磁束を励起することが
でき、各磁極の回転方向両端からみた磁気抵抗が大きい
ため各磁極に対向するステータ部に流れる電流による各
磁極の界磁磁束の乱れは小さい構造となっている。この
結果、より効率よい同期電動機の運転ができる。
【００５７】なお、ロータ外周部を接続した場合、スロ
ットに起因するトルクリップルを低減する効果、界磁の
磁気抵抗を低減するという効果がある。
ットに起因するトルクリップルを低減する効果、界磁の
磁気抵抗を低減するという効果がある。
【００５８】図９は同期電動機のロータ断面図の他の例
である。３０はロータの軸、３３は電磁鋼板であり積層
され、３４は電磁鋼板を打ち抜いて作られた磁気的絶縁
部である。
である。３０はロータの軸、３３は電磁鋼板であり積層
され、３４は電磁鋼板を打ち抜いて作られた磁気的絶縁
部である。
【００５９】ロータ外周部と各磁極中間の部分で各磁路
がつながっているが、これは図８の例と同様な目的、効
果のためである。
がつながっているが、これは図８の例と同様な目的、効
果のためである。
【００６０】図９の例は図８に比較し、各磁極の間が磁
極としてより有効に活用されている点、ロータ磁気抵抗
の回転方向の変化が比較的滑らかである点が異なる。
極としてより有効に活用されている点、ロータ磁気抵抗
の回転方向の変化が比較的滑らかである点が異なる。
【００６１】電流制御回路７は、例えば図１０のような
構成であり、パワートランジスタで構成されるインバー
タ５４と電動機各相の電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷを検出する
電流検出器５５、５６、５７と各相の電流指令値ＳＩ
Ｕ、ＳＩＶ、ＳＩＷへ各相の電流検出値をフィードバッ
クし、それぞれの差分信号から前記インバータ５４の各
パワートランジスタへ駆動信号を供給する電流制御回路
５１、５２、５３とで構成されている。
構成であり、パワートランジスタで構成されるインバー
タ５４と電動機各相の電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷを検出する
電流検出器５５、５６、５７と各相の電流指令値ＳＩ
Ｕ、ＳＩＶ、ＳＩＷへ各相の電流検出値をフィードバッ
クし、それぞれの差分信号から前記インバータ５４の各
パワートランジスタへ駆動信号を供給する電流制御回路
５１、５２、５３とで構成されている。
【００６２】このような制御を行えば、具体的には電動
機の励磁電流成分ＩＦを基底回転数ＮＢ以下ではほぼ一
定値に、基底回転数ＮＢ以上では電動機逆誘起電圧が制
御装置の電源電圧を越えないようにする事ができる。
機の励磁電流成分ＩＦを基底回転数ＮＢ以下ではほぼ一
定値に、基底回転数ＮＢ以上では電動機逆誘起電圧が制
御装置の電源電圧を越えないようにする事ができる。
【００６３】また、図３に示す基底回転数ＮＢ以上にお
ける電流振幅値の増加は高速回転における界磁磁束の減
少により出力トルクが低減する事を補うものである。
ける電流振幅値の増加は高速回転における界磁磁束の減
少により出力トルクが低減する事を補うものである。
【００６４】このような電動機制御をマイクロプロセッ
サで制御する場合の実現方法は、図２のＡＳ（Ｔ）、図
３のＩＯ（Ｔ）、図４、図５の関数の実現方法としては
類似関数を数式で記憶し、その都度計算して求めたり、
関数のパターンをメモリ上に記憶させ、その都度回転数
Ｎに該当するＡＤＣ（Ｎ）の値を読みだしてくる方法な
どがある。
サで制御する場合の実現方法は、図２のＡＳ（Ｔ）、図
３のＩＯ（Ｔ）、図４、図５の関数の実現方法としては
類似関数を数式で記憶し、その都度計算して求めたり、
関数のパターンをメモリ上に記憶させ、その都度回転数
Ｎに該当するＡＤＣ（Ｎ）の値を読みだしてくる方法な
どがある。
【００６５】もちろん、図６、図７などのアルゴリズム
の実現はマイクロプロセッサで容易に実現できる。
の実現はマイクロプロセッサで容易に実現できる。
【００６６】本発明の実施例である図１の制御では、基
本的に優れた速度制御が実現するだけでなく、フレキシ
ビリテイの高い関数及びアルゴリズムにより実現してい
るため、種々補償制御を制御アルゴリズムをほとんど変
更することなく盛り込む事ができる。
本的に優れた速度制御が実現するだけでなく、フレキシ
ビリテイの高い関数及びアルゴリズムにより実現してい
るため、種々補償制御を制御アルゴリズムをほとんど変
更することなく盛り込む事ができる。
【００６７】例えば補償例として、界磁電流成分と実際
の界磁磁束とが非線形でかつ飽和特性を持っている事の
補償制御は図２に示す前記関数ＡＳ（Ｔ）の傾きを非線
形性を逆補償するように変更する事により対応でき、電
機子電流成分による界磁磁束への影響であるいわゆる電
機子反作用の補償制御は、トルク指令の振幅値が大きく
なるにつれて前記関数ＡＳ（Ｔ）の傾きを緩やかにする
事により対応でき、電動機巻き線の漏れインダクタンス
による電圧降下による電流制御回路の電圧不足に関して
は最大相対位相角ＡＭＸを小さくし最小相対位相角ＡＭ
Ｎを大きくする事などにより対応できる。
の界磁磁束とが非線形でかつ飽和特性を持っている事の
補償制御は図２に示す前記関数ＡＳ（Ｔ）の傾きを非線
形性を逆補償するように変更する事により対応でき、電
機子電流成分による界磁磁束への影響であるいわゆる電
機子反作用の補償制御は、トルク指令の振幅値が大きく
なるにつれて前記関数ＡＳ（Ｔ）の傾きを緩やかにする
事により対応でき、電動機巻き線の漏れインダクタンス
による電圧降下による電流制御回路の電圧不足に関して
は最大相対位相角ＡＭＸを小さくし最小相対位相角ＡＭ
Ｎを大きくする事などにより対応できる。
【００６８】このように同期電動機の種々特殊性、種々
非線形などによる不都合な現象に対して本発明制御装置
では、図２のＡＳ（Ｔ）の変更、図３のＩＯ（Ｔ）の変
更、図４、図５の関数の変更、図６、図７の制御変数の
計算アルゴリズムを少し変更することにより、種々補償
制御を比較的容易に実現する事ができる。
非線形などによる不都合な現象に対して本発明制御装置
では、図２のＡＳ（Ｔ）の変更、図３のＩＯ（Ｔ）の変
更、図４、図５の関数の変更、図６、図７の制御変数の
計算アルゴリズムを少し変更することにより、種々補償
制御を比較的容易に実現する事ができる。
【００６９】従って、本発明では種々補償制御を行って
も、新規なアルゴリズム追加による制御ＣＰＵの負担
増、ハードウェア追加する事によるコストアップ等が発
生しない。
も、新規なアルゴリズム追加による制御ＣＰＵの負担
増、ハードウェア追加する事によるコストアップ等が発
生しない。
【００７０】本発明の実施例においては、相対位相角Ａ
が零から１８０゜の制御について紹介したが、本発明の
対象となる電動機の特性は相対位相角Ａが零から１８０
゜の特性と１８０゜から３６０゜の特性は同じであり、
制御位相角を１８０゜シフトして制御しても同じ制御特
性を得る事ができる。
が零から１８０゜の制御について紹介したが、本発明の
対象となる電動機の特性は相対位相角Ａが零から１８０
゜の特性と１８０゜から３６０゜の特性は同じであり、
制御位相角を１８０゜シフトして制御しても同じ制御特
性を得る事ができる。
【００７１】なお、本発明例では電動機の電圧、電流の
制御を直接三相交流量で扱う方法の例について説明した
が、いわゆる、３相２相変換しｄ−ｑ座標を用いて表
記、制御しても等価であり、本発明に含むものである。
制御を直接三相交流量で扱う方法の例について説明した
が、いわゆる、３相２相変換しｄ−ｑ座標を用いて表
記、制御しても等価であり、本発明に含むものである。
【００７２】三相交流以外の多相交流に付いても本発明
を変形する事により応用する事ができる。
を変形する事により応用する事ができる。
【００７３】また、速度制御部、位置検出部等において
も種々変形が可能であり、本発明に含むものである。
も種々変形が可能であり、本発明に含むものである。
【００７４】
【発明の効果】本発明の制御装置では、低速回転から高
速回転までまた低トルク出力から高出力トルクまで高精
度な速度制御を比較的簡単な制御アルゴリズムで制御可
能である。
速回転までまた低トルク出力から高出力トルクまで高精
度な速度制御を比較的簡単な制御アルゴリズムで制御可
能である。
【００７５】具体的には、電動機磁気回路が非線形性、
電機子電流成分による界磁磁束の変化、電動機巻き線の
漏れインダクタンスによる電圧降下等の影響を補償する
方法としては、図２、図３、図４、図５の特性を修正す
ることと、図６、図７の制御変数の計算アルゴリズムを
少し変更するだけで、基本的な制御形態を変えることな
く実現する事ができる。
電機子電流成分による界磁磁束の変化、電動機巻き線の
漏れインダクタンスによる電圧降下等の影響を補償する
方法としては、図２、図３、図４、図５の特性を修正す
ることと、図６、図７の制御変数の計算アルゴリズムを
少し変更するだけで、基本的な制御形態を変えることな
く実現する事ができる。
【００７６】従って、高精密な速度制御を実現できると
同時に、制御装置構成を簡素化できるので低コスト化が
可能である。
同時に、制御装置構成を簡素化できるので低コスト化が
可能である。
【図１】本発明に係るリラクタンスモータの制御装置の
実施例を示す図である。
実施例を示す図である。
【図２】実施例におけるトルク指令Ｔと相対位相角Ａと
の特性図である。
の特性図である。
【図３】実施例におけるトルク指令Ｔと電流振幅指令Ｉ
ＯＳとの特性図である。
ＯＳとの特性図である。
【図４】実施例におけるトルク指令Ｔと変数ＡＤＣ
（Ｔ）との特性図である。
（Ｔ）との特性図である。
【図５】実施例におけるトルク指令Ｔと変数ＩＯ（Ｔ）
との特性図である。
との特性図である。
【図６】実施例における相対位相角Ａを求めるアルゴリ
ズムを表すフローチャートである。
ズムを表すフローチャートである。
【図７】実施例における電流振幅指令ＩＯＳを求めるア
ルゴリズムを表すフローチャートである。
ルゴリズムを表すフローチャートである。
【図８】本発明に適した同期電動機のロータ断面図であ
る。
る。
【図９】本発明に適した他の同期電動機のロータ断面図
である。
である。
【図１０】電流制御回路７の具体的な例を示す図であ
る。
る。
【図１１】従来技術の例を示す図である。
２ トルク制御手段 ３ 速度検出手段 ４ ロータ位置検出手段 ６ ロータ ７ 電流制御回路 ８ 電流振幅指令手段 ９ 相対位相角作成手段 １０ 電流指令手段
Claims (3)
- 【請求項１】 電動機のロータの回転位置により磁気抵
抗が異なることを利用して回転力を得るシンクロナスリ
ラクタンスモータの制御装置において、 ロータの回転位置、速度を検出するための位置検出手段
と、 電動機の速度指令とロータの検出速度から速度偏差を
得、この速度偏差に比例・積分・微分などの補償を行っ
てトルク指令を出力するトルク制御手段と、 ロータの一つの磁極が向いている方向である回転子位置
がステータの三相交流巻き線に流す電動機電流の三相合
成ベクトル方向に対して回転方向になす角度である相対
位相角Ａの値を、トルク指令値Ｔが零の時は電気角で９
０゜とし、トルク指令値が零から増加するに従って徐々
に減少させ、トルク指令値が最大値に近づくと相対位相
角Ａも零度に漸近し、同様に、トルク指令値が零から負
の値に減少するに従って相対位相角Ａも徐々に１８０°
に漸近する所定関数ＡＳ（Ｔ）の値とする相対位相角作
成手段と、 電動機の電流振幅指令値ＩＯＳを、トルク指令値Ｔが零
から所定値Ｔ１まではほぼ一定の値もしくはトルク指令
Ｔに応じて一定の値からわずかに増加する値とし、トル
ク指令値がＴ１以上ではトルク指令値とともに徐々に増
加する所定関数ＩＯ（Ｔ）となる電流振幅指令手段と、 相対位相角Ａと電流振幅指令値ＩＯＳとを入力し電動機
各相の電流指令値を作成する電流指令手段と、 電動機各相の電流指令値に従って電動機各相巻き線へ電
流を供給する電流制御回路と、 を備えることを特徴とするシンクロナスリラクタンスモ
ータの制御装置。 - 【請求項２】 前記相対位相角作成手段において、所定
回転数以上で所定トルク以上の時に電動機端子電圧が制
御可能な電圧値以下になるように、相対位相角Ａは電動
機回転数とトルク指令値に応じて、トルク指令値が正の
時は電動機回転数の絶対値の増加及びトルク指令値の増
加とともに前記所定関数ＡＳ（Ｔ）の値より減少するよ
うになっており、トルク指令値が負の時は電動機回転数
の絶対値の増加及びトルク指令値の減少とともに前記所
定関数ＡＳ（Ｔ）の値より増加するようになっているこ
とを特徴とする請求項１記載のシンクロナスリラクタン
スモータの制御装置。 - 【請求項３】 前記電流振幅指令手段において、所定回
転数以上で所定トルク以上の時に電動機の有効磁束が減
少してトルクが減少する減少比率を補うように電流振幅
指令値ＩＯＳは電動機回転数とトルク指令値に応じて前
記所定関数ＩＯ（Ｔ）の値より増加する様になっている
事を特徴とする請求項１記載の同期電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09725394A JP3209853B2 (ja) | 1994-05-11 | 1994-05-11 | 同期電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09725394A JP3209853B2 (ja) | 1994-05-11 | 1994-05-11 | 同期電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07308088A JPH07308088A (ja) | 1995-11-21 |
| JP3209853B2 true JP3209853B2 (ja) | 2001-09-17 |
Family
ID=14187407
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09725394A Expired - Lifetime JP3209853B2 (ja) | 1994-05-11 | 1994-05-11 | 同期電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3209853B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010029879A1 (ja) | 2008-09-11 | 2010-03-18 | 本田技研工業株式会社 | 電動パワーステアリング装置 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3818086B2 (ja) * | 2001-06-01 | 2006-09-06 | 株式会社日立製作所 | 同期モータの駆動装置 |
| DE102009044528A1 (de) | 2008-11-14 | 2010-06-02 | Denso Corporation, Kariya-City | Reluktanzmotor |
| JP4867978B2 (ja) * | 2008-11-14 | 2012-02-01 | 株式会社デンソー | モータおよびその制御装置 |
| JP6776066B2 (ja) | 2016-09-05 | 2020-10-28 | 東芝インフラシステムズ株式会社 | インバータ制御装置および電動機駆動システム |
| KR102421851B1 (ko) * | 2020-04-16 | 2022-07-18 | 엘지전자 주식회사 | 이중 권선 모터 어셈블리 및 그 제어 방법 |
-
1994
- 1994-05-11 JP JP09725394A patent/JP3209853B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010029879A1 (ja) | 2008-09-11 | 2010-03-18 | 本田技研工業株式会社 | 電動パワーステアリング装置 |
| US8606462B2 (en) | 2008-09-11 | 2013-12-10 | Honda Motor Co., Ltd. | Electric power steering device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07308088A (ja) | 1995-11-21 |
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