WO2011135694A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

　電力変換装置の制御回路は、モータのｄ軸、ｑ軸それぞれについて、入力情報に基づくフィードフォワード制御と、入力情報および交流出力の電流値に基づくフィードバック制御とを行うことにより、パワースイッチング回路のスイッチング素子を導通するタイミングを決定するための電圧指令信号を演算する。

Description

電力変換装置

　本発明は、直流電力を交流電力に、または交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関する。

　直流電力を受け、上記直流電力を回転電機に供給するための交流電力に変換する電力変換装置は、複数のスイッチング素子を備えており、上記スイッチング素子がスイッチング動作を繰り返すことにより、供給された直流電力を交流電力に変換する。上記電力変換装置の多くは、さらに上記スイッチング素子のスイッチング動作により、回転電機に誘起された交流電力を直流電力に変換するためにも使用される。上述のスイッチング素子は、一定の周波数で変化する搬送波を使用したパルス幅変調方式（以下ＰＷＭ方式と記す）に基づいて制御されているものが一般的である。搬送波の周波数を高くすることにより、制御精度が向上し、また回転電機の発生トルクが滑らかになる傾向がある。

　しかし上記スイッチング素子は遮断状態から導通状態への切り替り時、あるいは導通状態から遮断状態への切り替り時に電力損失が増大し、発熱量が増大する。

　電力変換装置の一例は、特開昭６３－２３４８７８号公報（特許文献１参照）に開示されている。

特開昭６３－２３４８７８号公報

　上述のスイッチング素子の電力損失を低減することが望ましく、また電力損失を低減することにより、スイッチング素子の発熱量を低減できる。そのためには上記スイッチング素子のスイッチング回数を低減することが望ましい。しかし上述のとおり、一般に使用されているＰＷＭ方式では、上記スイッチング素子の単位時間当たりのスイッチング回数を低減するために搬送波の周波数を低くすると、電力変換装置から出力される電流の歪が大きくなり、その電流波形に乱れが生じる。これは、回転電機の振動や騒音、トルク脈動の増大、鉄損の増大などにつながる。

　本発明は、電力変換装置において、電流波形の乱れをできるだけ抑制しつつ、スイッチング損失の低減を図ることを目的とする。以下に説明する実施の形態は製品として好ましい研究成果が反映されており、製品として好ましいより具体的な色々の課題を解決している。以下の実施の形態における具体的な構成や作用により解決される具体的な課題は、以下の実施の形態の欄で説明する。

　本発明の第１の態様による電力変換装置は、上アーム用のスイッチング素子と下アーム用のスイッチング素子とを直列に接続した直列回路を複数個有し、直流電力を受けて交流電力を発生して３相交流モータへ供給するパワースイッチング回路と、パワースイッチング回路が発生する交流出力の電流値を計測するセンサと、センサにより計測された交流出力の電流値と外部からの入力情報とに基づいて、パワースイッチング回路が発生する交流出力の位相に応じてスイッチング素子を導通するタイミングを決定し、そのタイミングに基づく制御信号を発生する制御回路と、制御回路からの制御信号に基づいて、スイッチング素子を導通または遮断するための駆動信号を発生するドライバ回路と、を有する。この電力変換装置において、制御回路は、モータのｄ軸、ｑ軸それぞれについて、入力情報に基づくフィードフォワード制御と、入力情報および交流出力の電流値に基づくフィードバック制御とを行うことにより、スイッチング素子を導通するタイミングを決定するための電圧指令信号を演算する。
　本発明の第２の態様によると、第１の態様の電力変換装置において、制御回路は、フィードフォワード制御またはフィードバック制御に用いるパラメータをモータの回転速度と駆動信号の波形パターンに応じて変化させることが好ましい。
　本発明の第３の態様によると、第２の態様の電力変換装置において、制御回路は、フィードフォワード制御またはフィードバック制御に用いるパラメータを、モータの回転速度および駆動信号の波形パターンに応じた駆動信号のパルス間隔に応じて変化させることがさらに好ましい。
　本発明の第４の態様によると、第１～第３いずれかの態様の電力変換装置は、交流出力の変調度に基づいてサンプリングのタイミングを決定し、そのタイミングに基づいて、センサにより計測された交流出力の電流値をサンプリングするＡ／Ｄ変換器をさらに備えてもよい。この電力変換装置において、制御回路は、Ａ／Ｄ変換器によりサンプリングされた交流出力の電流値に基づいて交流出力の電流基本波を推定し、その電流基本波に基づいてスイッチング素子を導通するタイミングを決定することができる。
　本発明の第５の態様によると、第４の態様の電力変換装置において、Ａ／Ｄ変換器は、パワースイッチング回路が発生すべき交流出力の波形と駆動信号の波形とを重ね合わせたときの交点に基づいて、サンプリングのタイミングを決定することが好ましい。
　本発明の第６の態様によると、第４または第５の態様の電力変換装置において、Ａ／Ｄ変換器は、予め記憶された変調度ごとのサンプリング位相表に基づいて、サンプリングのタイミングを決定することができる。
　本発明の第７の態様による電力変換装置は、上アーム用のスイッチング素子と下アーム用のスイッチング素子とを直列に接続した直列回路を複数個有し、直流電力を受けて交流電力を発生するパワースイッチング回路と、パワースイッチング回路が発生する交流出力の電流値を計測するセンサと、交流出力の変調度に基づいてサンプリングのタイミングを決定し、そのタイミングに基づいて、センサにより計測された交流出力の電流値をサンプリングするＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器によりサンプリングされた交流出力の電流値と外部からの入力情報とに基づいて、パワースイッチング回路が発生する交流出力の位相に応じてスイッチング素子を導通するタイミングを決定し、そのタイミングに基づく制御信号を発生する制御回路と、制御回路からの制御信号に基づいて、スイッチング素子を導通または遮断するための駆動信号を発生するドライバ回路と、を備える。

　本発明によれば、電力変換装置において、電流波形の乱れを抑制でき、さらにスイッチング損失を低減できる。

　なお、以下の実施の形態では、後述するように、製品として望ましい課題を色々解決している。

ハイブリッド車の制御ブロックを示す図である。 電気回路の構成を示す図である。 ＰＷＭ制御と矩形波制御を説明する図である。 矩形波制御において生じる高調波成分の例を示す図である。 一実施の形態に係る制御回路によるモータ制御系を示す図である。 電流制御器（ＡＣＲ）の構成を示す図である。 ｑ軸電流Iqおよびｑ軸電圧Vqの変化の様子を示す図である。 T_uの値をＰＨＭパルス信号におけるパルス間隔に応じた値として決定する様子を示す図である。 T_uの値をパルス間隔に応じて変化させた場合とさせない場合との相電流、トルクおよび相電圧をそれぞれ比較した結果を示す図である。 Ａ／Ｄ変換器の構成を示す図である。 相電流検出信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する際の電流取得方法の概要を示す図である。 相電流検出信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する際の電流取得方法の概要を示す図である。 サンプリング位相表の例を示す図である。 テーブル検索によるＡ／Ｄ変換の手順を示すフローチャートである。 リアルタイム演算によるＡ／Ｄ変換の手順を示すフローチャートである。 パルス生成器の構成を示す図である。 テーブル検索によるパルス生成の手順を示すフローチャートである。 リアルタイム演算によるパルス生成の手順を示すフローチャートである。 パルスパターン演算の手順を示すフローチャートである。 位相カウンタによるパルスの生成方法を示す図である。 ＰＨＭ制御モードにおける線間電圧波形の一例を示す図である。 線間電圧のパルス幅が他のパルス列と不等である場合の説明図である。 ＰＨＭ制御モードにおける線間電圧波形の一例を示す図である。 ＰＨＭ制御モードにおける相電圧波形の一例を示す図である。 線間電圧と相端子電圧の変換表を示す図である。 矩形波制御モードにおける線間電圧パルスを相電圧パルスに変換した例を示す図である。 ＰＨＭ制御モードにおける線間電圧パルスを相電圧パルスに変換した例を示す図である。 変調度を変化させたときの線間電圧パルスにおける基本波と削除対象の高調波成分の振幅の大きさを示した図である。 ＰＨＭ制御モードにおける線間電圧波形の一例を示す図である。 ＰＨＭ制御モードにおける相電圧波形の一例を示す図である。 ＰＷＭパルス信号の生成方法を説明するための図である。 ＰＷＭ制御モードにおける線間電圧波形の一例を示す図である。 ＰＷＭ制御モードにおける相電圧波形の一例を示す図である。 ＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形とＰＷＭパルス信号による線間電圧パルス波形とを比較する図である。 ＰＷＭ制御モードとＰＨＭ制御モードを切り替えた様子を示す図である。 ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御とにおけるパルス形状の違いについて説明するための図である。 モータ回転速度とＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形との関係を示す図である。 ＰＨＭ制御とＰＷＭ制御において生成される線間電圧パルス数とモータ回転速度との関係を示す図である。 ３次、５次、７次高調波が削除された場合のＵ相とＶ相の線間電圧のパターンを説明する説明図である。

　上記発明が解決しようとする課題の欄や発明の効果の欄に記載の内容に加え、以下の実施の形態では、製品化の上で望ましい課題が解決でき、また製品化の上で望ましい効果を奏する。その幾つかを次に記載すると共に実施の形態の説明でも、具体的な課題の解決や具体的な効果について説明する。

　〔スイッチング素子のスイッチング頻度の低減〕
　以下の実施の形態で説明する電力変換装置では、直流電力から変換される交流出力、例えば交流電圧の波形の角度すなわち位相に基づいて、スイッチング素子のスイッチング動作を制御するために、駆動回路から駆動信号をスイッチング素子に供給し、上記スイッチング素子が、変換される交流出力、例えば交流電圧の位相に対応付けられて導通あるいは遮断動作を行う。このような構成および作用により、上記スイッチング素子のスイッチング動作の単位時間当たりの回数あるいは交流出力、例えば交流電圧の一周期当たりのスイッチング回数を、一般のＰＷＭ方式に比べ低減できる。また上記構成においては、パワースイッチング回路のスイッチング素子のスイッチング頻度を低減しているにもかかわらず、出力される交流波形の歪の増大を抑制でき、スイッチング動作に伴う損失を低減できる効果がある。このことはパワースイッチング回路のスイッチング素子の発熱の低減につながる。

　以下に説明する実施の形態では、特に図３９で説明する実施の形態では、削除しようとする高調波の次数を選択している。このように本発明の適用対象に合せて削除する次数を選択することができるので、必要以上に削除する次数の種類が増えるのを防止でき、このことによりパワースイッチング回路のスイッチング素子の単位位相当たりのスイッチング回数の低減が可能となる。さらにまた低減する次数の高調波を単位位相毎に重ねあわせ、重ね合わせた波形に基づいてパワースイッチング回路のスイッチング素子のスイッチングタイミングを制御するので、パワースイッチング回路のスイッチング素子のスイッチング回数を低減できる。

　なお、スイッチング素子としては、動作速度が速く、また制御信号に基づき導通および遮断動作の両方を制御できる素子が望ましく、このような素子として例えばinsulated gate bipolar transistor（以下ＩＧＢＴと記す）や電界効果トランジスタ（ＭＯＳトランジスタ）があり、これらの素子は応答性や制御性の点から望ましい。

　上記電力変換装置から出力される交流電力は回転電機などで構成されるインダクタンス回路に供給され、インダクタンスの作用に基づいて交流電流が流れる。以下の実施の形態ではインダクタンス回路としてモータやゼネレータの作用を為す回転電機を例に挙げ説明している。回転電機を駆動する交流電力を発生するために本発明を使用することは、効果の点から、最適であるが、回転電機以外のインダクタンス回路に交流電力を供給する電力変換装置としても使用できる。

　以下の実施の形態では、所定の条件に応じてスイッチング素子のスイッチング動作の方法を切り替えることができる。たとえば、回転電機の回転速度が速い第１の動作範囲では、出力しようとする交流波形の位相に基づいて、スイッチング素子のスイッチング動作を発生し、一方上記第１の動作範囲より回転電機の回転速度が遅い第２の動作領域では、一定周波数の搬送波に基づいてスイッチング素子の動作を制御するＰＷＭ方式で上記スイッチング素子を制御する。上記第２の動作領域には上記回転電機の回転子が停止状態を含めることができる。なお、以下の実施の形態では回転電機としてモータおよび発電機として使用されるモータジェネレータを例に説明する。

　〔出力される交流電流の歪低減〕
　出力しようとする電力の交流波形の角度に基づいて、スイッチング素子を導通あるいは遮断する方式では、出力される交流出力の周波数が低い領域では、交流波形の歪が大きくなる傾向が有る。上述の説明において、交流出力の周波数が低い第２の領域はＰＷＭ方式を使用して時間経過に基づいてスイッチング素子を制御し、第２の領域より周波数の高い第１の領域では、角度に基づいてスイッチング素子を制御することができる。このように異なる方式を利用してスイッチング素子を制御することにより、出力される交流電流の歪を低減できる効果が生じる。

　〔基本的制御〕
　本発明の実施形態に係る電力変換装置について、図面を参照しながら以下詳細に説明する。本発明の実施形態に係る電力変換装置は、ハイブリッド用の自動車（以下ＨＥＶと記す）や純粋な電気自動車（以下ＥＶと記す）の回転電機を駆動する為の交流電力を発生する電力変換装置に適用した例である。ＨＥＶ用の電力変換装置もＥＶ用の電力変換装置も基本的な構成や制御において共通するところが多く、代表例として、本発明の実施形態に係る電力変換装置をハイブリッド自動車に適用した場合の制御構成と電力変換装置の回路構成について、図１と図２を用いて説明する。図１はハイブリッド自動車の制御ブロックを示す図である。

　本発明の実施形態に係る電力変換装置では、自動車に搭載される車載電機システムの車載用の電力変換装置について説明する。特に、車両駆動用電機システムに用いられ、搭載環境や動作的環境などが大変厳しい車両駆動用電力変換装置を例に挙げて説明する。車両駆動用電力変換装置は、車両駆動用の回転電機を駆動する制御装置として車両駆動用電機システムに備えられる。この車両駆動用の電力変換装置は、車載電源を構成する車載バッテリ或いは車載発電装置から供給された直流電力を所定の交流電力に変換し、得られた交流電力を上記回転電機に供給して上記回転電機を駆動する。また、上記回転電機は電動機の機能に加え発電機としての機能も有しているので、上記電力変換装置は運転モードに応じ、直流電力を交流電力に変換するだけでなく、上記回転電機が発生する交流電力を直流電力に変換する動作も行う。変換された直流電力は車載バッテリに供給される。

　なお、本実施形態の構成は、自動車やトラックなどの車両駆動用の電力変換装置として最適である。しかし、これら以外の電力変換装置、例えば電車や船舶、航空機などの電力変換装置、さらに工場の設備を駆動する回転電機に供給する交流電力を発生する為の産業用の電力変換装置、或いは家庭の太陽光発電システムや家庭の電化製品を駆動する回転電機の制御装置に用いられたりする電力変換装置に対しても適用可能である。

　図１において、ＨＥＶ１１０は１つの電動車両であり、２つの車両駆動用システムを備えている。その１つは、内燃機関であるエンジン１２０を動力源としたエンジンシステムである。エンジンシステムは、主としてＨＥＶの駆動源として用いられる。もう１つは、モータジェネレータ１９２，１９４を動力源とした車載電機システムである。車載電機システムは、主としてＨＥＶの駆動源及びＨＥＶの電力発生源として用いられる。モータジェネレータ１９２，１９４は例えば同期機あるいは誘導機などの回転電機の一例であり、運転方法によりモータとしても発電機としても動作するので、ここではモータジェネレータと記すこととする。

　車体のフロント部には前輪車軸１１４が回転可能に軸支されている。前輪車軸１１４の両端には１対の前輪１１２が設けられている。車体のリア部には後輪車軸（図示省略）が回転可能に軸支されている。後輪車軸の両端には１対の後輪が設けられている。本実施形態のＨＥＶでは、動力によって駆動される主輪を前輪１１２とし、連れ回される従輪を後輪とする、いわゆる前輪駆動方式を採用しているが、この逆、すなわち後輪駆動方式を採用しても構わない。

　前輪車軸１１４の中央部には前輪側ディファレンシャルギア（以下、「前輪側ＤＥＦ」と記述する）１１６が設けられている。前輪車軸１１４は前輪側ＤＥＦ１１６の出力側に機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ１１６の入力側には変速機１１８の出力軸が機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ１１６は、変速機１１８によって変速されて伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸１１４に分配する差動式動力分配機構である。変速機１１８の入力側にはモータジェネレータ１９２の出力側が機械的に接続されている。モータジェネレータ１９２の入力側には動力分配機構１２２を介してエンジン１２０の出力側及びモータジェネレータ１９４の出力側が機械的に接続されている。尚、モータジェネレータ１９２，１９４及び動力分配機構１２２は、変速機１１８の筐体の内部に収納されている。

　モータジェネレータ１９２，１９４は、回転子に永久磁石を備えた同期機である。固定子の電機子巻線に供給される交流電力が電力変換装置１４０，１４２によって制御されることにより、モータジェネレータ１９２，１９４の駆動が制御される。電力変換装置１４０，１４２にはバッテリ１３６が電気的に接続されている。バッテリ１３６と電力変換装置１４０，１４２との相互において電力の授受が可能である。

　本実施形態の車載電機システムは、モータジェネレータ１９２及び電力変換装置１４０からなる第１電動発電ユニットと、モータジェネレータ１９４及び電力変換装置１４２からなる第２電動発電ユニットとの２つを備えており、運転状態に応じてそれらを使い分けている。すなわち、エンジン１２０からの動力によって車両を駆動している場合において、車両の駆動トルクをアシストする場合には、第２電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。また、同様の場合において、車両の車速をアシストする場合には、第１電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第２電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。

　また、本実施形態では、バッテリ１３６の電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させることにより、モータジェネレータ１９２の動力のみによって車両の駆動ができる。さらに、本実施形態では、第１電動発電ユニット又は第２電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力或いは車輪からの動力によって作動させて発電させることにより、バッテリ１３６を充電できる。

　バッテリ１３６はさらに補機用のモータ１９５を駆動するための電源としても使用される。補機用のモータとしては、例えばエアコンディショナーのコンプレッサを駆動するモータ、あるいは制御用の油圧ポンプを駆動するモータである。バッテリ１３６から電力変換装置４３に直流電力が供給され、電力変換装置４３で交流の電力に変換されてモータ１９５に供給される。電力変換装置４３は、電力変換装置１４０や１４２と同様の機能を持ち、モータ１９５に供給する交流の位相や周波数、電力を制御する。例えばモータ１９５の回転子の回転に対し進み位相の交流電流を供給することにより、モータ１９５はトルクを発生する。一方、遅れ位相の交流電流を発生することで、モータ１９５は発電機として作用し、回生制動状態の運転となる。このような電力変換装置４３の制御機能は、電力変換装置１４０や１４２の制御機能と同様である。モータ１９５の容量はモータジェネレータ１９２や１９４の容量より小さいので、電力変換装置４３の最大変換電力は電力変換装置１４０や１４２より小さい。しかし、電力変換装置４３の回路構成および動作は基本的に電力変換装置１４０や１４２の回路構成や動作と類似している。

　電力変換装置１４０や１４２および電力変換装置４３さらにコンデンサモジュール５００は電気的に密接な関係にある。さらに発熱に対する対策が必要な点が共通している。また装置の体積をできるだけ小さく作ることが望まれている。これらの点から以下で詳述する電力変換装置は、電力変換装置１４０や１４２および電力変換装置４３さらにコンデンサモジュール５００を電力変換装置の筐体内に内蔵している。この構成により、小型で信頼性の高い装置が実現できる。

　また電力変換装置１４０や１４２および電力変換装置４３さらにコンデンサモジュール５００を一つの筐体に内蔵することで、配線の簡素化やノイズ対策で効果がある。またコンデンサモジュール５００と電力変換装置１４０や１４２および電力変換装置４３との接続回路のインダクタンスを低減でき、スパイク電圧を低減できると共に、発熱の低減や放熱効率の向上を図ることができる。

　次に、図２を用いて電力変換装置１４０や１４２あるいは電力変換装置４３の電気回路構成を説明する。尚、図１～図２に示す実施形態では、電力変換装置１４０や１４２あるいは電力変換装置４３をそれぞれ個別に構成する場合を例に挙げて説明する。電力変換装置１４０や１４２あるいは電力変換装置４３は同様の構成で同様の作用を為し、同様の機能を有している。ここでは、代表例として電力変換装置１４０の説明を行う。

　本実施形態に係る電力変換装置２００は、電力変換装置１４０とコンデンサモジュール５００とを備える。電力変換装置１４０は、パワースイッチング回路１４４と制御部１７０とを有している。また、パワースイッチング回路１４４は、上アームとして動作するスイッチング素子と下アームとして動作するスイッチング素子を有している。この実施の形態ではスイッチング素子としてＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）を使用している。上アームとして動作するＩＧＢＴ３２８はダイオード１５６と並列接続されており、下アームとして動作するＩＧＢＴ３３０はダイオード１６６と並列接続されている。上下アームの直列回路１５０を複数有し（図２の例では３つの上下アームの直列回路１５０，１５０，１５０）、それぞれの上下アームの直列回路１５０の中点部分（接続点１６９）から交流端子１５９を通してモータジェネレータ１９２への交流電力線（交流バスバー）１８６と接続する構成である。また、制御部１７０はパワースイッチング回路１４４を駆動制御するドライバ回路１７４と、ドライバ回路１７４へ信号線１７６を介して制御信号を供給する制御回路１７２と、を有している。

　上アームと下アームのＩＧＢＴ３２８や３３０は、スイッチング素子であり、制御部１７０から出力された駆動信号を受けて動作し、バッテリ１３６から供給された直流電力を三相交流電力に変換する。この変換された電力はモータジェネレータ１９２の電機子巻線に供給される。上述のとおり、電力変換装置１４０はモータジェネレータ１９２が発生する三相交流電力を直流電力に変換する動作も行う。

　本実施形態に係る電力変換装置２００は、図１に記載の如く電力変換装置１４０と１４２さらに電力変換装置４３とコンデンサモジュール５００を有している。上述のとおり電力変換装置１４０と１４２さらに電力変換装置４３は同様の回路構成であるので、ここでは電力変換装置１４０を代表として記載し、電力変換装置１４２と電力変換装置４３は、既に上述したとおり省略した。

　パワースイッチング回路１４４は３相のブリッジ回路により構成されている。バッテリ１３６の正極側と負極側には、直流正極端子３１４と直流負極端子３１６が電気的に接続されている。直流正極端子３１４と直流負極端子３１６の間には、各相に対応する上下アームの直列回路１５０，１５０，１５０がそれぞれ電気的に並列に接続されている。ここで、上下アームの直列回路１５０をアームと記載する。各アームは、上アーム側のスイッチング素子３２８及びダイオード１５６と、下アーム側のスイッチング素子３３０及びダイオード１６６とを備えている。

　本実施形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴ３２８や３３０を用いることを例示している。ＩＧＢＴ３２８や３３０は、コレクタ電極１５３，１６３、エミッタ電極（信号用エミッタ電極端子１５５，１６５）、ゲート電極（ゲート電極端子１５４，１６４）を備えている。ＩＧＢＴ３２８，３３０のコレクタ電極１５３，１６３とエミッタ電極との間には、ダイオード１５６，１６６が図示するように電気的に並列に接続されている。ダイオード１５６，１６６は、カソード電極及びアノード電極の２つの電極を備えている。ＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極からコレクタ電極に向かう方向が順方向となるように、カソード電極がＩＧＢＴ３２８，３３０のコレクタ電極に、アノード電極がＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極にそれぞれ電気的に接続されている。スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ）を用いてもよい。この場合は、ダイオード１５６やダイオード１６６は不要となる。

　上下アームの直列回路１５０は、３相のモータジェネレータ１９２に供給する交流電力の各相に対応しており、各直列回路１５０，１５０，１５０は、ＩＧＢＴ３２８のエミッタ電極とＩＧＢＴ３３０のコレクタ電極１６３を接続する接続点１６９はそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電力を出力するのに使用される。各相の上記接続点１６９がそれぞれ交流端子１５９とコネクタ１８８を介して、モータジェネレータ１９２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線（同期電動機では固定子巻線）と接続されることにより、上記電機子巻線にＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流が流れる。上記上下アームの直列回路同士は電気的に並列接続されている。上アームのＩＧＢＴ３２８のコレクタ電極１５３は、正極端子（Ｐ端子）１５７を介してコンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極に、下アームのＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極は、負極端子（Ｎ端子）１５８を介してコンデンサモジュール５００の負極側コンデンサ電極に、それぞれ直流バスバーなどを介して電気的に接続されている。

　コンデンサモジュール５００は、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作によって生じる直流電圧の変動を抑制する平滑回路を構成するためのものである。コンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極にはバッテリ１３６の正極側が、コンデンサモジュール５００の負極側コンデンサ電極にはバッテリ１３６の負極側が、それぞれ直流コネクタ１３８を介して電気的に接続されている。これにより、コンデンサモジュール５００は、上アームＩＧＢＴ３２８のコレクタ電極１５３とバッテリ１３６の正極側との間と、下アームＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極とバッテリ１３６の負極側との間で接続され、バッテリ１３６と上下アームの直列回路１５０に対して電気的に並列接続される。

　制御部１７０は、ＩＧＢＴ３２８，３３０を導通や遮断の作動を制御する働きをし、制御部１７０は、他の制御装置やセンサなどからの入力情報に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチングタイミングを制御するためのタイミング信号を生成する制御回路１７２と、制御回路１７２から出力されたタイミング信号に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０をスイッチング動作させるためのドライブ信号を生成するドライブ回路１７４とを備えている。

　制御回路１７２は、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチングタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータを備えている。このマイクロコンピュータには、入力情報として、モータジェネレータ１９２に対して要求される目標トルク値、上下アームの直列回路１５０からモータジェネレータ１９２の電機子巻線に供給される電流値、及びモータジェネレータ１９２の回転子の磁極位置が入力される。目標トルク値は、不図示の上位の制御装置から出力された指令信号に基づくものである。電流値は、電流センサ１８０から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。磁極位置は、モータジェネレータ１９２に設けられた回転磁極センサ（不図示）から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。本実施形態では３相の電流値を検出する場合を例に挙げて説明するが、２相分の電流値を検出するようにしても構わない。

　制御回路１７２内のマイクロコンピュータは、入力された目標トルク値に基づいてモータジェネレータ１９２のｄ，ｑ軸の電流指令値を演算し、この演算されたｄ，ｑ軸の電流指令値と、検出されたｄ，ｑ軸の電流値との差分に基づいてｄ，ｑ軸の電圧指令値を演算し、このｄ，ｑ軸の電圧指令値からパルス状の駆動信号を生成する。制御回路１７２は後述するように２種類の方式の駆動信号を発生する機能を有する。この２種類の方式の駆動信号は、インダクタンス負荷であるモータジェネレータ１９２の状態に基づいて、あるいは変換しようとする交流出力の周波数、などに基づいて、選択される。

　上記２種類の方式の内の１つは、出力しようとする交流波形の位相に基づいて、スイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８、３３０のスイッチング動作を制御する変調方式（ＰＨＭ方式として後述する）である。上記２種類の方式の内の他の１つは、一般にＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と呼ばれる変調方式である。

　ドライバ回路１７４は、下アームを駆動する場合、パルス状の変調波の信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する下アームのＩＧＢＴ３３０のゲート電極に出力する。また、上アームを駆動する場合、パルス状の変調波の信号の基準電位のレベルを上アームの基準電位のレベルにシフトしてからパルス状の変調波の信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する上アームのＩＧＢＴ３２８のゲート電極に出力する。これにより、各ＩＧＢＴ３２８，３３０は、入力されたドライブ信号に基づいてスイッチング動作する。こうして制御部１７０からの駆動信号（ドライブ信号）に応じて行われる各ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作により、電力変換装置１４０は、直流電源であるバッテリ１３６から供給される電圧を、電気角で2π/3 rad毎にずらしたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力電圧に変換し、３相交流モータであるモータジェネレータ１９２に供給する。なお、電気角とは、モータジェネレータ１９２の回転状態、具体的には回転子の位置に対応するものであって、0から2πの間で周期的に変化する。この電気角をパラメータとして用いることで、モータジェネレータ１９２の回転状態に応じて、各ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング状態、すなわちＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力電圧を決定することができる。

　また、制御部１７０は、異常検知（過電流、過電圧、過温度など）を行い、上下アームの直列回路１５０を保護している。このため、制御部１７０にはセンシング情報が入力されている。例えば各アームの信号用エミッタ電極端子１５５，１６５からは各ＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極に流れる電流の情報が、対応する駆動部（ＩＣ）に入力されている。これにより、各駆動部（ＩＣ）は過電流検知を行い、過電流が検知された場合には対応するＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を停止させ、対応するＩＧＢＴ３２８，３３０を過電流から保護する。上下アームの直列回路１５０に設けられた温度センサ（不図示）からは上下アームの直列回路１５０の温度の情報がマイクロコンピュータに入力されている。また、マイクロコンピュータには上下アームの直列回路１５０の直流正極側の電圧の情報が入力されている。マイクロコンピュータは、それらの情報に基づいて過温度検知及び過電圧検知を行い、過温度或いは過電圧が検知された場合には全てのＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を停止させ、上下アームの直列回路１５０、引いては、この回路１５０を含む半導体モジュール、を過温度或いは過電圧から保護する。

　図２において、上下アームの直列回路１５０は、上アームのＩＧＢＴ３２８及び上アームのダイオード１５６と、下アームのＩＧＢＴ３３０及び下アームのダイオード１６６との直列回路である。ＩＧＢＴ３２８，３３０は、スイッチング用半導体素子である。パワースイッチング回路１４４の上下アームのＩＧＢＴ３２８，３３０の導通および遮断動作が一定の順で切り替わる。この切り替わり時のモータジェネレータ１９２の固定子巻線の電流は、ダイオード１５６，１６６によって作られる回路を流れる。

　上下アームの直列回路１５０は、図示するように、Ｐｏｓｉｔｉｖｅ端子（Ｐ端子、正極端子）１５７、Ｎｅｇａｔｉｖｅ端子（Ｎ端子１５８、負極端子）、上下アームの接続点１６９からの交流端子１５９、上アームの信号用端子（信号用エミッタ電極端子）１５５、上アームのゲート電極端子１５４、下アームの信号用端子（信号用エミッタ電極端子）１６５、下アームのゲート端子電極１６４、を備えている。また、電力変換装置２００は、入力側に直流コネクタ１３８を有し、出力側に交流コネクタ１８８を有して、それぞれのコネクタ１３８と１８８を通してバッテリ１３６とモータジェネレータ１９２にそれぞれ接続される。また、モータジェネレータへ出力する３相交流の各相の出力を発生する回路として、各相に２つの上下アームの直列回路を並列接続する回路構成の電力変換装置であってもよい。

　本実施例では、たとえば、ＰＷＭ制御方式で制御するモード（以下ＰＷＭ制御モード）は、モータジェネレータ１９２の回転速度が比較的低い領域で使用し、一方比較的回転速度が高い領域では後述するＰＨＭ制御モードを使用することができる。ＰＷＭ制御モードにおいて、電力変換装置１４０は前述したようなＰＷＭ信号を用いた制御を行う。すなわち、制御回路１７２内のマイクロコンピュータにより、入力された目標トルク値に基づいてモータジェネレータ１９２のｄ，ｑ軸の電圧指令値を演算し、これをＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値に変換する。そして、各相の電圧指令値に応じた正弦波を基本波として、これを搬送波である所定周期の三角波と比較し、その比較結果に基づいて決定したパルス幅を有するパルス状の変調波をドライバ回路１７４に出力する。この変調波に応じた駆動信号をドライバ回路１７４から各相の上下アームにそれぞれ対応するＩＧＢＴ３２８，３３０へ出力することにより、バッテリ１３６から出力された直流電圧が３相交流電圧に変換され、モータジェネレータ１９２へ供給される。

　ＰＨＭの内容については後で詳しく説明する。ＰＨＭ制御モードにおいて制御回路１７２により生成された変調波は、ドライバ回路１７４に出力される。これにより、当該変調波に応じた駆動信号がドライバ回路１７４から各相の対応するＩＧＢＴ３２８，３３０へ出力される。その結果、バッテリ１３６から出力された直流電圧が３相交流電圧に変換され、モータジェネレータ１９２へ供給される。

　電力変換装置１４０のようにスイッチング素子を用いて直流電力を交流電力に変換する場合、単位時間当たりあるいは交流出力の所定位相あたりのスイッチング回数を少なくすると、スイッチング損失を低減することができる反面、変換される交流出力に高調波成分が多く含まれる傾向があるためにトルク脈動が増大し、モータ制御の応答性が悪化する可能性がある。そこで本発明では、上記のようにＰＷＭ制御モードとＰＨＭ制御モードとを、変換しようとする交流出力の周波数あるいはこの周波数と関連があるモータの回転速度に応じて切り替えることで、低次の高調波の影響を受けにくいモータ回転域、すなわち高速回転域ではＰＨＭ制御方式を適用し、トルク脈動の発生しやすい低速回転域ではＰＷＭ制御方式を適用することができる。このようにすることで、トルク脈動の増大を比較的低く抑えることができ、スイッチング損失を低減できる。

　なお、スイッチング回数が最小となるモータの制御状態として、モータの１回転ごとに各相のスイッチング素子を１回ずつオンオフする矩形波による制御状態がある。この矩形波による制御状態は、上記のＰＨＭ制御方式においては、変換される交流出力波形における変調度の増大に従って減少する半周期あたりのスイッチング回数の最終的な状態として、ＰＨＭ制御方式の一制御形態として捉えることができる。この点については後で詳しく説明する。

　次にＰＨＭ制御方式を説明するために、先ず始めにＰＷＭ制御と矩形波制御について図３を参照して説明する。ＰＷＭ制御の場合は一定周波数の搬送波と出力しようとする交流波形との大小比較に基づいて、スイッチング素子の導通や遮断のタイミングを定め、スイッチング素子を制御する方式である。ＰＷＭ制御を用いることで脈動の少ない交流出力をモータに供給でき、トルク脈動が少ないモータ制御が可能となる。一方単位時間当たりあるいは交流波形の周期毎のスイッチング回数が多いためにスイッチング損失が大きい欠点がある。これに対して、極端な例として、１パルスの矩形波を用いてスイッチング素子を制御の場合は、スイッチング回数が少ないためにスイッチング損失を少なくできる。その一方で、変換される交流波形はインダンタンス負荷の影響を無視すると矩形波状となり、正弦波に対して５次、７次、１１次、・・・等の高調波成分が含まれた状態と見ることができる。矩形波をフーリエ展開すると基本正弦波に加え、５次、７次、１１次、・・・等の高調波成分があらわれる。この高調波成分がトルク脈動の原因となる電流歪を生じることとなる。このように、ＰＷＭ制御と矩形波制御は互いに対極的な関係にある。

　矩形波状にスイッチング素子の導通および遮断を制御したと仮定した場合に、交流出力に生じる高調波成分の例を図４に示す。図４（ａ）は、矩形波状に変化する交流波形を基本波である正弦波と５次、７次、１１次、・・・等の高調波成分に分解した例である。図４（ａ）に示す矩形波のフーリエ級数展開は、式（１）のように表される。
　f(ωt)＝4/π×{sinωt＋(sin3ωt)/3＋(sin5ωt)/5＋(sin7ωt)/7＋・・・}　（１）

　式（１）は、4/π・（sinωt）で表される基本波の正弦波と、これの高調波成分である３次、５次、７次・・・の各成分とにより、図４（ａ）に示す矩形波が形成されることを示している。このように、基本波に対してより高次の高調波を合成していくことで矩形波に近づくことが分かる。

　図４（ｂ）は、基本波、３次高調波、５次高調波の各振幅をそれぞれ比較した様子を示している。図４（ａ）の矩形波の振幅を１とすると、基本波の振幅は１．２７、３次高調波の振幅は０．４２、５次高調波の振幅は０．２５とそれぞれ表される。このように、高調波の次数が上がるほどその振幅は小さくなるため、矩形波制御における影響が小さくなることが分かる。

　矩形波形状にスイッチング素子を導通および遮断した場合に発生する可能性があるトルク脈動の観点から、影響の大きい高次の高調波成分を削除しつつ、一方影響が小さい高次の高調波成分に対してその影響を無視してこれら高調波成分を含めることで、スイッチング損失が少なくしかもトルク脈動の増大を低く抑えることができる電力変換器を実現できる。本実施の形態で使用するＰＨＭ制御では、矩形波交流電流に含まれる高調波成分が制御の状態に応じてある程度削減され、これにより、モータ制御のトルク脈動の影響を小さくし、一方使用上問題が無い範囲で高調波成分が含まれている状態とすることで、スイッチング損失を低減するようにしている。このような制御方式を、上述のとおり、この明細書ではＰＨＭ制御方式と記載している。

　続いて上記制御を実現するための制御回路１７２の構成について説明する。

　本発明の一実施の形態に係る制御回路１７２によるモータ制御系を図５に示す。制御回路１７２には、上位の制御装置より、目標トルク値としてのトルク指令T*が入力される。トルク指令・電流指令変換器４１０は、入力されたトルク指令T*と、回転磁極センサ１９３により検出されてＡ／Ｄ変換器１９０によりアナログ信号からデジタル信号に変換された磁極位置信号θに基づいて角速度演算器４６０により演算された電気角速度ωreとに基づいて、予め記憶されたトルク－回転速度マップのデータを用いて、ｄ軸電流指令信号Id*およびｑ軸電流指令信号Iq*を求める。トルク指令・電流指令変換器４１０において求められたｄ軸電流指令信号Id*およびｑ軸電流指令信号Iq*は、電流制御器（ＡＣＲ）４２０、４２１にそれぞれ出力される。

　電流制御器（ＡＣＲ）４２０、４２１は、トルク指令・電流指令変換器４１０から出力されたｄ軸電流指令信号Id*およびｑ軸電流指令信号Iq*と、電流センサ１８０により検出されてＡ／Ｄ変換器１９０によりアナログ信号からデジタル信号に変換されたモータジェネレータ１９２の相電流検出信号lu、lv、lwをｄ,ｑ軸上の電流信号に変換して生成されたＩｄ,Ｉｑ電流信号とに基づいて、モータジェネレータ１９２を流れる電流がｄ軸電流指令信号Id*およびｑ軸電流指令信号Iq*に追従するように、ｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*をそれぞれ演算する。なお、相電流検出信号lu、lv、lwからＩｄ,Ｉｑ電流信号への変換は、磁極位置信号θに基づいてＩｄ，Ｉｑ変換器４７０により行われる。電流制御器（ＡＣＲ）４２０において求められたｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*は、ＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０へ出力される。一方、電流制御器（ＡＣＲ）４２１において求められたｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*は、ＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０へ出力される。

　ＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０は、電圧位相差演算器４３１、変調度演算器４３２、パルス生成器４３４により構成される。電流制御器４２０から出力されたｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*は、パルス変調器４３０において電圧位相差演算器４３１と変調度演算器４３２に入力される。

　電圧位相差演算器４３１は、モータジェネレータ１９２の磁極位置とｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*が表す電圧位相との位相差、すなわち電圧位相差を算出する。この電圧位相差をδとすると、電圧位相差δは式（２）で表される。
　δ=arctan(-Vd*/Vq*)　・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）

　電圧位相差演算器４３１は、さらに上記の電圧位相差δに回転磁極センサ１９３からの磁極位置信号θが表すロータ位相角を加算することで、電圧位相を算出する。そして、算出した電圧位相に応じた電圧位相信号θvをパルス生成器４３４へ出力する。この電圧位相信号θvは、磁極位置信号θが表すロータ位相角をθreとすると式（３）で表される。
　θv=δ+θre・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（３）

　変調度演算器４３２は、ｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*が表すベクトルの大きさをバッテリ１３６の電圧で正規化することにより変調度を算出し、その変調度に応じた変調度信号ａをパルス生成器４３４へ出力する。この実施の形態では、上記変調度信号aは、図２に示すパワースイッチング回路１４４に供給される直流電圧であるバッテリ電圧に基づいて定められることになり、バッテリ電圧が高くなると変調度ａは小さくなる傾向となる。また指令値の振幅値が大きくなると変調度ａは大きくなる傾向となる。具体的にはバッテリ電圧をVdcとすると式（４）で表される。なお、式（４）において、Vdはｄ軸電圧指令信号Vd*の振幅値、Vqはｑ軸電圧指令信号Vq*の振幅値をそれぞれ表す。
　a=(√（Vd^2+Vq^2）)/Vdc・・・・・・・・・・・・・・・・（４）

　パルス生成器４３４は、電圧位相差演算器４３１からの電圧位相信号θvと、変調度演算器４３２からの変調度信号aとに基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各上下アームにそれぞれ対応する６種類のＰＨＭ制御に基づくパルス信号を生成する。そして、生成したパルス信号を切換器４５０へ出力し、切換器４５０からドライバ回路１７４へ出力し、各スイッチング素子に駆動信号が出力される。なお、ＰＨＭ制御に基づくパルス信号（以下ＰＨＭパルス信号と記す）の発生方法については、後で詳しく説明する。

　一方、ＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０は、電流制御器４２１から出力されたｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*と、回転磁極センサ１９３からの磁極位置信号θに基づいて角速度演算器４６０により演算された電気角速度ωreとに基づいて、周知のＰＷＭ方式により、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各上下アームにそれぞれ対応する６種類のＰＷＭ制御に基づくパルス信号（以下ＰＷＭパルス信号と記す）を生成する。そして、生成したＰＷＭパルス信号を切換器４５０へ出力し、切換器４５０からドライブ回路１７４に供給され、ドライブ回路１７４から駆動信号が各スイッチング素子に供給される。

　切換器４５０は、ＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０から出力されたＰＨＭパルス信号またはＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０から出力されたＰＷＭパルス信号のいずれか一方を選択する。この切換器４５０によるパルス信号の選択は、前述のようにモータジェネレータ１９２の回転速度などに応じて行われる。たとえば、モータジェネレータ１９２の回転速度が切替ラインとして設定された所定のしきい値よりも低い場合は、ＰＷＭパルス信号を選択することにより、電力変換装置１４０においてＰＷＭ制御方式が適用されるようにする。また、モータジェネレータ１９２の回転速度がしきい値よりも高い場合は、ＰＨＭパルス信号を選択することにより、電力変換装置１４０においてＰＨＭ制御方式が適用されるようにする。こうして切換器４５０において選択されたＰＨＭパルス信号またはＰＷＭパルス信号は、ドライバ回路１７４（不図示）へ出力される。

　以上説明したようにして、制御回路１７２からドライバ回路１７４に対して、ＰＨＭパルス信号またはＰＷＭパルス信号が変調波として出力される。この変調波に応じて、ドライバ回路１７４よりパワースイッチング回路１４４の各ＩＧＢＴ３２８，３３０へ駆動信号が出力される。

　次に、図５の電流制御器（ＡＣＲ）４２０の詳細について説明する。電流制御器（ＡＣＲ）４２０は、たとえば図６に示すように、ｄ軸電流指令信号Id*を入力してｄ軸電圧指令信号Vd*を演算するためのｄ軸用の電流制御器（ＡＣＲ）４２３と、ｑ軸電流指令信号Iq*を入力してｑ軸電圧指令信号Vq*を演算するためのｑ軸用の電流制御器（ＡＣＲ）４２４とを有する。ｄ軸用の電流制御器（ＡＣＲ）４２３は、ＦＦ（フィードフォワード）制御器４２５とＦＢ（フィードバック）制御器４２７とを有している。ｑ軸用の電流制御器（ＡＣＲ）４２３も同様に、ＦＦ（フィードフォワード）制御器４２６とＦＢ（フィードバック）制御器４２８とを有している。

　このように電流制御器（ＡＣＲ）４２０は、ＦＦ制御器４２５、４２６によるフィードフォワード制御とＦＢ制御器４２７、４２８によるフィードバック制御を組み合わせて用いることで、ｄ軸電流指令信号Id*およびｑ軸電流指令信号Iq*からｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*を演算する。これにより、正確かつ素早い電流制御を実現している。

　図７（ａ）、図７（ｂ）は、図６に示す電流制御器（ＡＣＲ）４２０を用いて、ｑ軸電流指令信号Iq*を急激に変化させたときにモータジェネレータ１９２に流れるｑ軸電流Iqおよびｑ軸電圧Vqの変化の様子をそれぞれ示している。これらの図から、ｑ軸電流指令信号Iq*が急激に変化しても、ｑ軸電流Iqとｑ軸電圧Vqはその変化に素早く追随することができ、さらに変化後の変動も比較的小さいため、正確かつ素早い電流制御が実現されていることが分かる。

　ここで、ＦＦ制御器４２５、４２６の伝達関数G_df(z)、G_qf(z)と、ＦＢ制御器４２７、４２８の伝達関数G_dc(z)、G_qc(z)とは、図６に示すように、それぞれ以下の式（５）で表される。

　式（５）のうち、ＦＦ制御器４２５の伝達関数G_df(z)におけるa_df0、b_df0、b_df1の各パラメータと、ＦＦ制御器４２６の伝達関数G_qf(z)におけるa_qf0、b_qf0、b_qf1の各パラメータは、それぞれ以下の式（６）のように表すことができる。

　ここで、式（６）におけるL_d、L_q、T_d、T_qは、それぞれd軸インダクタンス、q軸インダクタンス、d軸回路時定数、q軸回路時定数をあらわす。また、T_uの値は、図８に示すようにＰＨＭパルス信号におけるパルス間隔に応じた値として決定される。このT_uの値は、モータジェネレータ１９２の回転速度とＰＨＭパルスのパターンに応じて変化する。これにより、電流制御器（ＡＣＲ）４２０の電流制御性能をより向上させ、モータジェネレータ１９２における電流波形の乱れを効果的に抑制することができる。

　上記のようにT_uの値をパルス間隔に応じて変化させた場合とさせない場合とのモータジェネレータ１９２における相電流、トルクおよび相電圧をそれぞれ比較した結果を図９に示す。図９（ａ）は、上記のようにT_uの値をパルス形状に対して適切な位相に設定した場合であり、具体的には電流制御器（ＡＣＲ）４２０の制御周期を２０度として制御した一例を示している。一方図９（ｂ）は、T_uの値をパルス形状に対して適切ではない位相に設定した場合であり、具体的には電流制御器（ＡＣＲ）４２０の制御周期を８度として制御した一例を示している。なお、相電流および相電圧は各相を代表してＵ相の電流および電圧を示しているが、他のＶ相、Ｗ相についても同様である。

　図９（ａ）と図９（ｂ）とを比較すると、トルク指令値として０から１００Ｎｍへトルク値を変化させた後の相電流とトルクは、図９（ａ）の方が図９（ｂ）よりも変動が小さく安定していることが分かる。このように、T_uの値をパルスに同期してパルス間隔に応じて変化させることで、電流制御器（ＡＣＲ）４２０の電流制御性能を向上し、モータジェネレータ１９２の電流とトルクを安定させることが可能となる。

　次に、図５のＡ／Ｄ変換器１９０の詳細について説明する。Ａ／Ｄ変換器１９０は、たとえば図１０に示すように、サンプル位相検索器４８１、タイマカウンタ（または位相カウンタ）比較器４８２およびサンプルホールド回路４８３によって実現される。サンプル位相検索器４８１は、電圧位相差演算器４３１から出力される電圧位相信号θvと、変調度演算器４３２から出力される変調度信号aと、角速度演算器４６０から出力される電気角速度信号ωreとを入力信号として取得する。これらの入力信号に基づいて、サンプル位相検索器４８１は、予め記憶されたサンプリング位相のテーブルから、電流波形を検出すべき位相をＵ相、Ｖ相、Ｗ相についてそれぞれ検索し、その検索結果の情報をタイマカウンタ比較器４８２へ出力する。

　タイマカウンタ比較器４８２は、サンプル位相検索器４８１から出力された検索結果に基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相についてコンペアマッチ信号をそれぞれ生成し、サンプルホールド回路４８３へ出力する。サンプルホールド回路４８３は、タイマカウンタ比較器からのコンペアマッチ信号に基づいて、電流センサ１８０によって検出された相電流検出信号lu、lv、lwと、回転磁極センサ１９３によって検出された磁極位置信号θとのサンプリングタイミングを決定し、これらの信号をサンプリングしてアナログ信号からデジタル信号に変換する。サンプルホールド回路４８３によりサンプリングされた相電流検出信号lu、lv、lwと磁極位置信号θは、Ｉｄ，Ｉｑ変換器４７０へと出力され、Ｉｄ，Ｉｑ変換器４７０によってＩｄ,Ｉｑ電流信号に変換されて電流制御器（ＡＣＲ）４２０へ出力される。なお、Ａ／Ｄ変換後の磁極位置信号θは、サンプルホールド回路４８３から電圧位相差演算器４３１や角速度演算器４６０にも出力される。

　Ａ／Ｄ変換器１９０により相電流検出信号lu、lv、lwをアナログ信号からデジタル信号に変換する際の電流取得方法の概要を図１１および１２に示す。はじめに図１１に示すように、パルス生成器４３４におけるｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*に基づく電圧指令値と、その電圧指令値に応じた出力電圧としてのＰＨＭパルス信号とをそれぞれ予め積分しておく。次に、これらの積分結果を重ねあわせて交点を求め、各交点をサンプリングのタイミングとして定めておく。こうして決定されたサンプリングタイミングの情報がテーブル化され、サンプリング位相表としてサンプル位相検索器４８１に記憶される。

　電流センサ１８０によって相電流検出信号lu、lv、lwが検出されると、サンプル位相検索器４８１に記憶されたサンプリング位相表に基づいて、図１２に示すようにサンプリングのタイミングを決定し、各サンプリングタイミングにおける相電流検出信号lu、lv、lwの値を実電流値として離散的に取得する。こうして離散的な実電流値を取得することで、Ａ／Ｄ変換器１９０は相電流検出信号lu、lv、lwをアナログ信号からデジタル信号に変換する。

　上記のようにしてＡ／Ｄ変換器１９０により取得された実電流値のデジタル信号に基づいて、Ｉｄ，Ｉｑ変換器４７０により電流基本波が推定され、Ｉｄ,Ｉｑ電流信号が生成される。

　以上説明したようにして、Ａ／Ｄ変換器１９０によりサンプリングのタイミングを決定し、そのタイミングに応じて電流センサ１８０からの相電流検出信号lu、lv、lwをサンプリングする。このサンプリング値を用いることで、Ｉｄ，Ｉｑ変換器４７０において電流基本波を正確に推定し、Ｉｄ,Ｉｑ電流信号を生成することができる。その結果、電流制御器（ＡＣＲ）４２０において正確な電流制御を実現できる。

　図１３は、サンプル位相検索器４８１に記憶されるサンプリング位相表の例を示している。図１３に示すように、変調度ごとのサンプリング位相値がサンプリング位相表としてサンプル位相検索器４８１に記憶される。サンプル位相検索器４８１では、このサンプリング位相表において変調度信号aに対応するサンプリング位相値を検索し、検索結果をタイマカウンタ比較器４８２へ出力する。

　図５のＡ／Ｄ変換器１９０によるＡ／Ｄ変換の手順を詳細に説明したフローチャートを図１４に示す。サンプル位相検索器４８１は、ステップ７０１において変調度信号aを入力信号として取り込み、ステップ７０２において電圧位相信号θvを入力信号として取り込む。続くステップ７０３において、サンプル位相検索器４８１は、入力された現在の電圧位相信号θvに基づいて、制御遅れ時間と電気角速度信号ωreが表す回転速度を考慮して、次の制御周期に対応する電圧位相の範囲を演算する。その後ステップ７０４において、サンプル位相検索器４８１はＲＯＭ検索を行う。このＲＯＭ検索では、入力された変調度信号aに基づいて、ステップ７０３で演算された電圧位相の範囲において、ＲＯＭ（不図示）に予め記憶されたテーブルよりサンプリング位相を検索する。

　サンプル位相検索器４８１は、ステップ７０４のＲＯＭ検索によって得られたサンプリング位相の情報を、ステップ７０５においてタイマカウンタ比較器４８２へ出力する。タイマカウンタ比較器４８２は、この位相情報をステップ７０６において時間情報に変換し、タイマカウンタとのコンペアマッチ機能を用いてコンペアマッチ信号を生成する。なお、位相情報を時間情報に変換する過程は、電気角速度信号ωreを利用する。あるいは、タイマカウンタ比較器４８２を位相カウンタ比較器に置き換えてもよい。その場合、ステップ７０４のＲＯＭ検索によって得られたサンプリング位相の情報をそのまま利用して、ステップ７０６において位相カウンタとのコンペアマッチ機能を用いてコンペアマッチ信号を生成することができる。

　タイマカウンタ比較器４８２は、ステップ７０６で生成したコンペアマッチ信号を、次のステップ７０７においてサンプルホールド回路４８３へ出力する。このコンペアマッチ信号に基づいて、サンプルホールド回路４８３はステップ７０８において、相電流検出信号lu、lv、lwおよび磁極位置信号θのサンプリングタイミングをそれぞれ決定し、そのサンプリングタイミングで各信号のサンプリングを行ってＡ／Ｄ変換を実行する。

　ステップ７０８のＡ／Ｄ変換によってアナログ信号からデジタル信号にされた相電流検出信号lu、lv、lwおよび磁極位置信号θは、Ａ／Ｄ変換器１９０からＩｄ，Ｉｑ変換器４７０へ出力され、ステップ７０９でＩｄ，Ｉｑ変換器４７０において取得される。こうして取得したＡ／Ｄ変換後の相電流検出信号lu、lv、lwおよび磁極位置信号θに基づいて、Ｉｄ，Ｉｑ変換器４７０によりＩｄ,Ｉｑ電流信号が求められ、電流制御器（ＡＣＲ）４２０へ出力される。

　以上説明したステップ７０１～７０９の処理がＡ／Ｄ変換器１９０において実行されることにより、電流センサ１８０からの相電流検出信号lu、lv、lwと回転磁極センサ１９３からの磁極位置信号θのＡ／Ｄ変換が行われる。

　あるいは、図１４のフローチャートにかえて、図１５のフローチャートに示す処理をＡ／Ｄ変換器１９０において実行することにより、相電流検出信号lu、lv、lwと磁極位置信号θのＡ／Ｄ変換を行うようにしてもよい。この処理は、図１４のフローチャートに示したように予め記憶しているテーブルを用いてサンプリング位相を検索するテーブル検索方式を使わず、電流制御器（ＡＣＲ）の制御周期毎にサンプリング位相を生成する方式である。

　Ａ／Ｄ変換器１９０は、ステップ７０１において変調度信号aを入力し、ステップ７０２において電圧位相信号θvを入力する。続くステップ７１０において、Ａ／Ｄ変換器１９０は、入力された変調度信号aおよび電圧位相信号θvに基づいて、制御遅れ時間と電気角速度信号ωreが表す回転速度を考慮して、サンプリング位相を電流制御器（ＡＣＲ）の制御周期毎に演算して決定する。ここでは図１１で説明したように、変調度信号aと電圧位相信号θvから電圧指令値および出力電圧としてのＰＨＭパルス信号を求め、これらを積分して互いの交点を求めることでサンプリング位相を決定する。そして、決定したサンプリング位相の情報に基づいて、タイマカウンタまたは位相カウンタとのコンペアマッチ機能を用いてコンペアマッチ信号を生成する。なお、タイマカウンタを用いる場合は、前述のように電気角速度信号ωreに基づいてサンプリング位相の情報を時間情報に変換する必要がある。

　上記のようにステップ７１０で生成したコンペアマッチ信号に基づいて、Ａ／Ｄ変換器１９０はステップ７１１において、相電流検出信号lu、lv、lwおよび磁極位置信号θのサンプリングタイミングをそれぞれ決定し、そのサンプリングタイミングで各信号のサンプリングを行ってＡ／Ｄ変換を実行する。

　ステップ７１１のＡ／Ｄ変換によってアナログ信号からデジタル信号にされた相電流検出信号lu、lv、lwおよび磁極位置信号θは、Ａ／Ｄ変換器１９０からＩｄ，Ｉｑ変換器４７０へ出力され、ステップ７１２でＩｄ，Ｉｑ変換器４７０において取得される。こうして取得したＡ／Ｄ変換後の相電流検出信号lu、lv、lwおよび磁極位置信号θに基づいて、Ｉｄ，Ｉｑ変換器４７０によりＩｄ,Ｉｑ電流信号が求められ、電流制御器（ＡＣＲ）４２０へ出力される。このようにしても、相電流検出信号lu、lv、lwと磁極位置信号θのＡ／Ｄ変換を行うことができる。

　ここで図５のパルス生成器４３４の詳細について説明する。パルス生成器４３４は、たとえば図１６に示すように、位相検索器４３５とタイマカウンタ比較器４３６によって実現される。位相検索器４３５は、電圧位相差演算器４３１からの電圧位相信号θv、変調度演算器４３２からの変調度信号aおよび角速度演算器４６０からの電気角速度信号ωreに基づいて、予め記憶されたスイッチングパルスの位相情報のテーブルから、スイッチングパルスを出力すべき位相をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上下各アームについて検索し、その検索結果の情報をタイマカウンタ比較器４３６へ出力する。タイマカウンタ比較器４３６は、位相検索器４３５から出力された検索結果に基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上下各アームに対するスイッチング指令としてのＰＨＭパルス信号をそれぞれ生成する。タイマカウンタ比較器４３６により生成された各相の上下各アームに対する６種類のＰＨＭパルス信号は、前述のように切換器４５０へ出力される。

　図１６の位相検索器４３５およびタイマカウンタ比較器４３６によるパルス生成の手順を詳細に説明したフローチャートを図１７に示す。位相検索器４３５は、ステップ８０１において変調度信号aを入力信号として取り込み、ステップ８０２において電圧位相信号θvを入力信号として取り込む。続くステップ８０３において、位相検索器４３５は、入力された現在の電圧位相信号θvに基づいて、制御遅れ時間と電気角速度信号ωreが表す回転速度を考慮して、次の制御周期に対応する電圧位相の範囲を演算する。その後ステップ８０４において、位相検索器４３５はＲＯＭ検索を行う。このＲＯＭ検索では、入力された変調度信号aに基づいて、ステップ８０３で演算された電圧位相の範囲において、ＲＯＭ（不図示）に予め記憶されたテーブルよりスイッチングのオンとオフの位相を検索する。

　位相検索器４３５は、ステップ８０４のＲＯＭ検索によって得られたスイッチングのオンとオフの位相の情報を、ステップ８０５においてタイマカウンタ比較器４３６へ出力する。タイマカウンタ比較器４３６は、この位相情報をステップ８０６において時間情報に変換し、タイマカウンタとのコンペアマッチ機能を用いてＰＨＭパルス信号を生成する。なお、位相情報を時間情報に変換する過程は、電気角速度信号ωreを利用する。あるいは、タイマカウンタ比較器４３６を位相カウンタ比較器に置き換えてもよい。その場合、ステップ８０４のＲＯＭ検索によって得られたスイッチングのオンとオフの位相の情報をそのまま利用して、ステップ８０６において位相カウンタとのコンペアマッチ機能を用いてＰＨＭパルスを生成することができる。

　タイマカウンタ比較器４３６は、ステップ８０６で生成したＰＨＭパルス信号を、次のステップ８０７において切換器４５０へ出力する。以上説明したステップ８０１～８０７の処理が位相検索器４３５およびタイマカウンタ比較器４３６において行われることにより、パルス生成器４３４においてＰＨＭパルス信号が生成される。

　あるいは、図１７のフローチャートにかえて、図１８のフローチャートに示す処理をパルス生成器４３４において実行することにより、パルス生成を行うようにしてもよい。この処理は、図１７のフローチャートに示したように予め記憶しているテーブルを用いてスイッチング位相を検索するテーブル検索方式を使わず、電流制御器（ＡＣＲ）の制御周期毎にスイッチング位相を生成する方式である。

　パルス生成器４３４は、ステップ８０１において変調度信号aを入力し、ステップ８０２において電圧位相信号θvを入力する。続くステップ８２０において、パルス生成器４３４は、入力された変調度信号aおよび電圧位相信号θvに基づいて、制御遅れ時間と電気角速度信号ωreが表す回転速度を考慮して、スイッチングのオンとオフの位相を電流制御器（ＡＣＲ）の制御周期毎に決定する。

　ステップ８２０におけるスイッチング位相の決定処理の詳細を図１９のフローチャートに示す。パルス生成器４３４は、ステップ８２１において、電気角速度信号ωreが表す回転速度に基づいて削除する高調波次数を指定する。こうして指定された高調波次数に従って、パルス生成器４３４は続くステップ８２２において行列演算などの処理を行い、ステップ８２３においてパルス基準角度を出力する。

　ステップ８２１～８２３までのパルス生成過程は、以下の式（７）～（１０）で示す行列式に則って演算される。

　ここでは、一例として、３次、５次、７次成分を消去する場合を取り上げる。

　パルス生成器４３４は、削除する高調波次数として３次、５次、７次の高調波成分をステップ８２１において指定すると、次のステップ８２２において行列演算を行う。

　ここで３次、５次、７次の消去次数に対して式（７）のような行ベクトルを作る。

　式（７）の右辺括弧内の各要素はk1/3、k2/5、k3/7となっている。k1、k2、k3は任意の奇数を選択することができる。ただし、k1=3,9,15、k2=5,15,25、k3=7,21,35などを選択してはならない。この条件下で、３次、５次、７次成分は完全に消去される。

　上記をより一般的に記すと、分母の値を削除する高調波次数とし、分子の値を分母の奇数倍を除く任意の奇数とすることで、式（７）の各要素の値を決定することができる。ここで式（７）の例では、消去次数が３種類（３次、５次、７次）であるため行ベクトルの要素数を３つとしている。同様に、Ｎ種類の消去次数に対して要素数Ｎの行ベクトルを設定し、各要素の値を決定することができる。

　なお、式（７）において、各要素の分子と分母の値を上記のもの以外とすることで、高調波成分を削除するかわりに、そのスペクトルを整形することもできる。そのため、高調波成分の削除ではなくスペクトル整形を主な目的として、各要素の分子と分母の値を任意に選択してもよい。その場合、分子と分母の値は必ずしも整数である必要はないが、分子の値として分母の奇数倍を選択してはならない。また、分子と分母の値は定数である必要はなく、時間に応じて変化する値でもよい。

　上記のように、分母と分子の組み合わせでその値が決定される要素が３つの場合は、式（７）のように３列のベクトルを設定することができる。同様に、分母と分子の組み合わせでその値が決定される要素数Ｎのベクトル、すなわちＮ列のベクトルを設定することができる。以下では、このＮ列のベクトルを高調波準拠位相ベクトルと呼ぶこととする。

　高調波準拠位相ベクトルが式（７）のように３列のベクトルである場合は、その高調波準拠位相ベクトルを転置して式（８）の演算をする。その結果、S1～S4までのパルス基準角度が得られる。

　パルス基準角度S1～S4は、電圧パルスの中心位置を表わすパラメータであり、後述する三角波キャリアと比較される。このようにパルス基準角度が４個（S1～S4）である場合、一般的には、線間電圧一周期当たりのパルス数は１６個となる。

　また、式（７）のかわりに式（９）のように高調波準拠位相ベクトルが４列の場合は、行列演算式（１０）を施す。

　その結果、S1～S8までのパルス基準角度出力が得られる。このとき線間電圧一周期当たりのパルス数は３２個となる。

　削除する高調波成分の数とパルス数との関係は、一般的には次のとおりである。すなわち、削除する高調波成分が２つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は８パルスであり、削除する高調波成分が３つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は１６パルスであり、削除する高調波成分が４つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は３２パルスであり、削除する高調波成分が５つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は６４パルスである。同様に、削除する高調波成分の数が１つ増すにつれて、線間電圧一周期当たりのパルス数が２倍になる。

　ただし、線間電圧で正のパルスと負のパルスが重畳するようなパルス配置の場合、パルス数は上記とは異なる場合がある。

　上記のようにしてパルス生成器４３４において生成されるＰＨＭパルス信号により、ＵＶ線間電圧、ＶＷ線間電圧、ＷＵ線間電圧の３種類の線間電圧においてパルス波形がそれぞれ形成される。これらの各線間電圧のパルス波形は、それぞれ2π/3の位相差を有する同一のパルス波形である。したがって、以下では各線間電圧を代表して、ＵＶ線間電圧のみを説明する。

　ここで、ＵＶ線間電圧の基準位相θuvlと電圧位相信号θvおよびロータ位相θreとの間には、式（１１）の関係がある。

　θuvl=θv＋π/6=θre＋δ＋π/6　[rad] ・・・・・・・・（１１）

　式（１１）で表されるＵＶ線間電圧の波形は、θuvl＝π/2，3π/2の位置を中心に線対称であり、かつ、θuvl＝0，πの位置を中心に点対称となる。したがって、ＵＶ線間電圧パルスの一周期（θuvlが0から2πまで）の波形は、θuvlが0からπ/2までの間のパルス波形を元に、これをπ/2毎に左右対称または上下対称に配置することによって表現できる。

　これを実現するひとつの方法が、0≦θuvl≦π/2の範囲におけるＵＶ線間電圧パルスの中心位相を４チャンネルの位相カウンタと比較し、その比較結果に基づいて、一周期すなわち0≦θuvl≦2πの範囲についてＵＶ線間電圧パルスを生成するアルゴリズムである。その概念図を図２０に示す。

　図２０は0≦θuvl≦π/2の範囲における線間電圧パルスが４つである場合の例を示している。図２０において、パルス基準角度S1～S4は、その４つのパルスの中心位相を表す。

　carr1(θuvl)，carr2(θuvl)，carr3(θuvl)，carr4(θuvl)は、４チャンネルの位相カウンタの各々を表している。これらの各位相カウンタは、いずれも基準位相θuvlに対して2π radの周期を持つ三角波である。また、carr1(θuvl) とcarr2(θuvl)は振幅方向にdθの偏差を持ち、carr3(θuvl)とcarr4(θuvl)の関係も同様である。

　dθは線間電圧パルスの幅を表している。このパルス幅dθに対して基本波の振幅が線形に変化する。

　線間電圧パルスは、各位相カウンタcarr1(θuvl)，carr2(θuvl)，carr3(θuvl)，carr4(θuvl)と、0≦θuvl≦π/2の範囲におけるパルスの中心位相を表すパルス基準角度S1～S4との各交点に形成される。これにより、９０度毎に対称的なパターンのパルス信号が生成される。

　より詳細には、carr1(θuvl)，carr2(θuvl)とS1～S4とがそれぞれ一致した点において、正の振幅を有する幅dθのパルスが生成される。一方、carr3(θuvl)，carr4(θuvl) とS1～S4とがそれぞれ一致した点において、負の振幅を有する幅dθのパルスが生成される。

　以上説明したような方法を用いて生成した線間電圧の波形を変調度毎に描いた一例を図２１に示す。図２１では、式（７）のk1、k2、k3の値として、k1=1、k2=1、k3=3をそれぞれ選択し、変調度を０から１．０まで変化させたときの線間電圧パルス波形の例を示している。図２１により、変調度の増加とほぼ比例してパルス幅が増加していることが分かる。こうしてパルス幅を増加させることで、電圧の実効値を増加させることができる。ただし、θuvl=0，π，2π付近のパルスは、変調度０．４以上において、変調度が変化してもパルス幅は変化していない。このような現象は、正の振幅を有するパルスと負の振幅を有するパルスが重なり合うことで生じるものである。

　上述したように、上記実施の形態では、ドライバ回路１７４から駆動信号をパワースイッチング回路１４４の各スイッチング素子に送ることにより、各スイッチング素子は出力しようとする交流出力、例えば交流電圧の位相に基づいてスイッチング動作を行う。交流出力、例えば交流電圧の一周期におけるスイッチング素子のスイッチング回数は、除去しようとする高調波の種類が増えるほど、増える傾向となる。ここで三相交流の回転電機に供給する三相交流電力を出力する場合には、３の倍数の高次高調波は互いに打ち消し合うことに成るので、除去しようとする高調波に含めなくても良い。

　また別の観点で見ると、供給される直流電力の電圧が低下すると変調度が増加し、導通している各スイッチング動作の導通期間が長くなる傾向となる。またモータなどの回転電機を駆動する場合に回転電機の発生トルクを大きくする場合には変調度が大きくなり、結果的に各スイッチング動作の導通期間が長くなり、回転電機の発生トルクを小さくする場合には、各スイッチング動作の導通期間が短くなる。導通期間が増大し、遮断時間が短くなった場合、つまりスイッチング間隔がある程度短くなった場合には、安全にスイッチング素子を遮断できない可能性が有り、その場合は遮断させないで導通状態のままそれに続く導通期間につながる制御が行われる。

　また別の観点で見ると、出力される交流電流の歪の影響が大きくなる周波数の低い状態、特に回転電機が停止状態あるいは回転速度が非常に低い状態では、ＰＨＭ方式の制御ではなく、定周期の搬送波を利用するＰＷＭ方式でパワースイッチング回路１４４を制御し、回転速度が増加した状態でＰＨＭ方式に切り換えてパワースイッチング回路１４４を制御する。本発明を自動車駆動用の電力変換装置の適用した場合には、車が停止状態から発進して加速する段階は、車の高級感に影響するなどの理由で特にトルク脈動の影響を少なくすることが望ましい。このため少なくとも車が停止状態から発進する状態はＰＷＭ方式でパワースイッチング回路１４４を制御し、ある程度加速した後ＰＨＭ方式の制御に切り換える。このようにすることで、少なくとも発進時はトルク脈動の少ない制御が実現でき、少なくとも通常の運転である定速走行に移った状態ではスイッチングロスの少ないＰＨＭ方式で制御することか可能となり、トルク脈動の影響を抑えながら損失の少ない制御を実現できる。

　本発明において用いられるＰＨＭパルス信号によると、上記のように変調度を固定したときに、例外を除き、パルス幅が等しいパルス列による線間電圧波形を形成することを特徴とする。なお、例外的に線間電圧のパルス幅が他のパルス列と不等である場合とは、上記のように正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスが重なった場合である。この場合、パルスが重なった部分を正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスに分解すると、パルスの幅は全域で必ず等しい。つまり、パルス幅の変化で変調度が変化する。

　ここで、例外的に線間電圧のパルス幅が他のパルス列と不等である場合について、さらに図２２を用いて詳細に説明する。図２２の上部には、図２１において変調度１．０のときの線間電圧パルス波形のうち、π/2≦θuvl≦3π/2の範囲を拡大したものを示している。この線間電圧パルス波形では、中心付近の２つのパルスが他のパルスとは異なるパルス幅を有している。

　図２２の下部には、こうしたパルス幅が他とは異なる部分を分解した様子を示している。この図から、当該部分では、他のパルスと同じパルス幅をそれぞれ有する正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスとが重なっており、これらのパルスが合成されることによって他とは異なるパルス幅のパルスが形成されていることが分かる。すなわち、こうしてパルスの重なりを分解することで、ＰＨＭパルス信号に応じて形成される線間電圧のパルス波形は、一定のパルス幅を有するパルスによって構成されていることが分かる。

　本発明により生成されるＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の他の一例を図２３に示す。ここでは、式（７）のk1、k2、k3の値として、k1=1、k2=1、k3=5をそれぞれ選択し、変調度を０から１．２７まで変化させたときの線間電圧パルス波形の例を示している。図２３では、変調度が１．１７以上になると、θuvl=π/2、3π/2の位置において、互いに隣接する左右対称の２つのパルス間の隙間がなくなっている。したがって、変調度が１．１７未満の範囲では狙った高調波成分を削除できるが、変調度がこれ以上になると高調波成分を有効に削除できないことが分かる。さらに変調度を大きくしていくと、他の位置においても隣接するパルス間の隙間がなくなっていき、最終的に変調度１．２７において矩形波の線間電圧パルス波形となる。

　図２３に示した線間電圧パルス波形を対応する相電圧パルス波形で表した例を図２４に示す。図２４でも図２３と同様に、変調度が１．１７以上になると隣接する２つのパルス間の隙間がなくなっていくことが分かる。なお、図２４の相電圧パルス波形と図２３の線間電圧パルス波形との間には、π/6の位相差がある。

　次に、線間電圧パルスを相電圧パルスに変換する方法について説明する。図２５は、線間電圧パルスから相電圧パルスへの変換において用いられる変換表の例を示している。この表中で左端の列に記載されている１～６の各モードは、取り得るスイッチング状態ごとに番号を割り当てたものである。モード１～６では、線間電圧から出力電圧への関係が１対１に決まっている。これらの各モードは、直流側と３相交流側の間でエネルギー授受のあるアクティブな期間に対応している。なお、図２５の表中に記載されている線間電圧は、異なる相の電位差として取りうるパターンをバッテリ電圧Ｖｄｃで正規化して整理したものである。

　図２５において、たとえば、モード１ではＶｕｖ→１、Ｖｖｗ→０、Ｖｕ→－１と示されているが、これはＶｕ－Ｖｖ＝Ｖｄｃ、Ｖｖ－Ｖｗ＝０、Ｖｗ－Ｖｕ＝－Ｖｄｃとなる場合を正規化して示している。このときの相電圧すなわち相端子電圧（ゲート電圧に比例）は、図２５の表によるとＶｕ→１（Ｕ相の上アームをオン、下アームをオフ）、Ｖｖ→０（Ｖ相の上アームをオフ、下アームをオン）、Ｖｗ→０（Ｗ相の上アームをオフ、下アームをオン）となる。すなわち、図２５の表では、Ｖｕ＝Ｖｄｃ、Ｖｖ＝０、Ｖｗ＝０となる場合を正規化して示している。モード２～６も、モード１と同様の考え方で成り立っている。

　図２５の変換表を用いて矩形波の状態でパワースイッチング回路１４４を制御するモードにおける線間電圧パルスを相電圧パルスに変換した例を図２６に示す。図２６において、上段は線間電圧の代表例としてＵＶ線間電圧Ｖｕｖを示しており、その下にＵ相端子電圧Ｖｕ、Ｖ相端子電圧Ｖｖ、Ｗ相端子電圧Ｖｗを示している。図２６に示すように、矩形波制御モードでは図２５の変換表に示したモードが１から６まで順番に変化する。なお、矩形波制御モードでは後述する３相短絡期間は存在しない。

　図２７は、図２１に例示した線間電圧パルス波形を図２５の変換表に従って相電圧パルスに変換する様子を示している。図２７において、上段は線間電圧の代表例としてＵＶ線間電圧パルスを示しており、その下にＵ相端子電圧Ｖｕ、Ｖ相端子電圧Ｖｖ、Ｗ相端子電圧Ｖｗを示している。

　図２７の上部には、モード（直流側と３相交流側の間でエネルギー授受のあるアクティブな期間）の番号、および３相短絡となっている期間を示している。３相短絡の期間では３相の上アームをすべてオンにするか３相の下アームをすべてオンにするかのいずれかであるが、スイッチング損失や導通損失の状況に応じて、どちらかのスイッチモードを選択すればよい。

　たとえば、ＵＶ線間電圧Ｖｕｖが１のときは、Ｕ相端子電圧Ｖｕが１、Ｖ相端子電圧Ｖｖが０である（モード１，６）。ＵＶ線間電圧Ｖｕｖが０のときは、Ｕ相端子電圧ＶｕとＶ相端子電圧Ｖｖが同じ値、すなわちＶｕが１かつＶｖが１（モード２、３相短絡）、またはＶｕが０かつＶｖが０（モード５、３相短絡）のいずれかである。ＵＶ線間電圧Ｖｕｖが－１のときは、Ｕ相端子電圧Ｖｕが０、Ｖ相端子電圧Ｖｖが１である（モード３，４）。このような関係に基づいて、相電圧すなわち相端子電圧の各パルス（ゲート電圧パルス）が生成される。

　図２７において、線間電圧パルスと各相の相端子電圧パルスのパターンは、位相θuvlに対して、π／３を最小単位として準周期的に繰り返されるパターンとなっている。つまり、０≦θuvl≦π／３の期間のＵ相端子電圧の１と０を反転させたパターンは、π／３≦θuvl≦２π／３のＷ相端子電圧のパターンと同じである。また、０≦θuvl≦π／３の期間のＶ相端子電圧の１と０を反転させたパターンは、π／３≦θuvl≦２π／３のＵ相端子電圧のパターンと同じであり、０≦θuvl≦π／３の期間のＷ相端子電圧の１と０を反転させたパターンは、π／３≦θuvl≦２π／３のＶ相端子電圧のパターンと同じである。モータの回転速度と出力が一定である定常状態においては、こうした特徴が特に顕著に表れる。

　ここで、上記のモード１～６を、異なる相で上アーム用のＩＧＢＴ３２８と下アーム用のＩＧＢＴ３３０をそれぞれオンさせて直流電源であるバッテリ１３６からモータジェネレータ１９２に電流を供給する第１の期間として定義する。また、３相短絡期間を、全相で上アーム用のＩＧＢＴ３２８または下アーム用のＩＧＢＴ３３０のいずれか一方をオンさせてモータジェネレータ１９２に蓄積されたエネルギーでトルクを維持する第２の期間と定義する。図２７に示す例では、これら第１の期間と第２の期間を電気角に応じて交互に形成していることが分かる。

　さらに図２７では、たとえば０≦θuvl≦π／３の期間において、第１の期間としてのモード６および５を、第２の期間としての３相短絡期間を間に挟んで交互に繰り返している。ここで図２７から分かるように、モード６では、Ｖ相において下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンする一方で、他のＵ相、Ｗ相では、Ｖ相と異なる側、すなわち上アーム用のＩＧＢＴ３２８をオンしている。他方、モード５では、Ｗ相において上アーム用のＩＧＢＴ３２８をオンする一方で、他のＵ相、Ｖ相では、Ｗ相と異なる側、すなわち下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンしている。すなわち、第１の期間では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちいずれか１相（モード６ではＶ相、モード５ではＷ相）を選択し、この選択した１相について、上アーム用のＩＧＢＴ３２８または下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンさせると共に、他の２相（モード６ではＵ相およびＷ相、モード５ではＵ相およびＶ相）について、選択した１相とは異なる側のアーム用のＩＧＢＴ３２８，３３０をオンさせる。また、第１の期間ごとに選択する１相（Ｖ相、Ｗ相）を交替している。

　０≦θuvl≦π／３以外の期間でも上記と同様に、第１の期間としてのモード１～６のいずれかを、第２の期間としての３相短絡期間を間に挟んで交互に繰り返す。すなわち、π／３≦θuvl≦２π／３の期間ではモード１および６を、２π／３≦θuvl≦πの期間ではモード２および１を、π≦θuvl≦４π／３の期間ではモード３および２を、４π／３≦θuvl≦５πの期間ではモード４および３を、５π／３≦θuvl≦２πの期間ではモード５および４を、それぞれ交互に繰り返す。これにより、上記と同様に、第１の期間では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちいずれか１相を選択し、選択した１相について、上アーム用のＩＧＢＴ３２８または下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンさせると共に、他の２相について、選択した１相とは異なる側のアーム用のＩＧＢＴ３２８，３３０をオンさせる。また、第１の期間ごとに選択する１相を交替する。

　ところで、上記の第１の期間すなわちモード１～６の期間を形成する電気角位置と、この期間の長さとは、モータジェネレータ１９２に対するトルクや回転速度などの要求指令に応じて変化させることができる。すなわち前述のように、モータの回転速度やトルクの変化に伴って削除する高調波の次数を変化させるために、第１の期間を形成する特定の電気角位置を変化させる。あるいは、モータの回転速度やトルクの変化に応じて、第１の期間の長さすなわちパルス幅を変化させ、変調度を変化させる。これにより、モータを流れる交流電流の波形、より具体的には交流電流の高調波成分を所望の値に変化させ、この変化により、バッテリ１３６からモータジェネレータ１９２に供給する電力を制御することができる。なお、特定の電気角位置と第１の期間の長さは、いずれか一方のみを変化させてもよいし、両方を同時に変化させてもよい。

　ここで、パルスの形状と電圧には以下の関係がある。図示したパルスの幅は電圧の実効値を変化させる効果があり、線間電圧のパルス幅が広いときには電圧の実効値は大きく、狭いときには電圧の実効値が小さい。また、削除する高調波の個数が少ない場合は、電圧の実効値が高いため、変調度の上限が矩形波に近づく。この効果は、回転電機（モータジェネレータ１９２）が高速回転しているときに有効であり、通常のＰＷＭで制御した場合の出力の上限を上回って出力させることができる。すなわち、直流電源であるバッテリ１３６からモータジェネレータ１９２に電力を供給する第１の期間の長さと、この第１の期間を形成する特定の電気角位置とを変化させることで、モータジェネレータ１９２に印加する交流電圧の実効値を変化させ、モータジェネレータ１９２の回転状態に応じた出力を得ることができる。

　また、図２７に示す駆動信号のパルス形状は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相について、任意のθuvlすなわち電気角を中心に左右非対称となっている。さらに、パルスのオン期間またはオフ期間のうち少なくとも一方がθuvl（電気角）でπ／３以上にわたって連続する期間を含んでいる。たとえばＵ相では、θuvl＝π／２付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオン期間と、θuvl＝３π／２付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオフ期間とを有している。同様に、Ｖ相では、θuvl＝π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオフ期間と、θuvl＝７π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオン期間とを有しており、Ｗ相では、θuvl＝５π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオフ期間と、θuvl＝１１π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオン期間とを有している。このようなパルス形状の特徴を有している。

　以上説明したように、本実施形態の電力変換装置によれば、ＰＨＭ制御モードが選択されているときに、直流電源からモータに電力を供給する第１の期間と、３相フルブリッジの全相上アームをオン或いは全相下アームをオンさせる第２の期間を、電気角に応じた特定のタイミングで交互に発生させる。これにより、ＰＷＭ制御モードが選択されている場合に比べて、スイッチングの頻度が1/7から1/10以下で済む。したがって、スイッチング損失を低減することができる。さらに加えて、ＥＭＣ（電磁ノイズ）を軽減することもできる。

　次に、図２３で例示したように変調度を変化させたときの線間電圧パルス波形における高調波成分の削除の様子について説明する。図２８は、変調度を変化させたときの線間電圧パルスにおける基本波と削除対象の高調波成分の振幅の大きさを示した図である。

　図２８（ａ）では、３次および５次の高調波を削除対象とした線間電圧パルスにおける基本波と各高調波の振幅の例を示している。この図によると、変調度が１．２以上の範囲では５次高調波が削除しきれずに現れることが分かる。図２８（ｂ）では、３次、５次および７次の高調波を削除対象とした線間電圧パルスにおける基本波と各高調波の振幅の例を示している。この図によると、変調度が１．１７以上の範囲では５次および７次の高調波が削除しきれずに現れることが分かる。

　なお、図２８（ａ）に対応する線間電圧パルス波形と相電圧パルス波形の例を図２９、３０にそれぞれ示す。ここでは、要素数が２である行ベクトルを設定し、各要素（k1/3、k2/5）におけるk1、k2の値としてk1=1、k2=3をそれぞれ選択して、変調度を０から１．２７まで変化させたときの線間電圧パルス波形と相電圧波形の例を示している。また、図２８（ｂ）は、図２３、２４にそれぞれ示した線間電圧パルス波形と相電圧パルス波形に対応している。

　上記の説明から、変調度がある一定の値を超えると、削除対象とした高調波が削除しきれずに現れ始めることが分かる。また、削除対象とする高調波の種類（数）が多いほど、低い変調度で高調波を削除しきれなくなることが分かる。

　次に、図５に示したＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０におけるＰＷＭパルス信号の生成方法について、図３１を参照して説明する。図３１（ａ）は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相における電圧指令信号と、ＰＷＭパルスの生成に用いる三角波キャリアとの波形を示している。各相の電圧指令信号は、位相を互いに2π/3ずつずらした正弦波の指令信号であり、変調度に応じて振幅が変化する。この電圧指令信号と三角波キャリア信号とをＵ、Ｖ、Ｗの各相についてそれぞれ比較し、両者の交点をパルスのオンオフのタイミングとすることで、図３１（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）にそれぞれ示すようなＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対する電圧パルス波形が生成される。なお、これらのパルス波形におけるパルス数は、いずれも三角波キャリアにおける三角波パルス数に等しい。

　図３１（ｅ）は、ＵＶ線間電圧の波形を示している。このパルス数は、三角波キャリアにおける三角波パルス数の２倍、すなわち各相に対する上記の電圧パルス波形におけるパルス数の２倍に等しい。なお、他の線間電圧、すなわちＶＷ線間電圧およびＷＵ線間電圧についても同様である。

　図３２は、ＰＷＭパルス信号によって形成される線間電圧の波形を変調度毎に描いた一例を示している。ここでは、変調度を０から１．２７まで変化させたときの線間電圧パルス波形の例を示している。図３２では、変調度が１．１７以上になると、互いに隣接する２つのパルス間の隙間がなくなり、合わせて１つのパルスとなっている。こうしたパルス信号は過変調ＰＷＭパルスと呼ばれる。最終的には変調度１．２７において、矩形波の線間電圧パルス波形となる。

　図３２に示した線間電圧パルス波形を対応する相電圧パルス波形で表した例を図３３に示す。図３３でも図３２と同様に、変調度が１．１７以上になると隣接する２つのパルス間の隙間がなくなっていくことが分かる。なお、図３３の相電圧パルス波形と図３２の線間電圧パルス波形との間には、π/6の位相差がある。

　ここで、ＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形とＰＷＭパルス信号による線間電圧パルス波形とを比較する。図３４（ａ）は、ＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。これは、図２１において変調度０．４の線間電圧パルス波形に相当する。一方、図３４（ｂ）は、ＰＷＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。これは、図３２において変調度０．４の線間電圧パルス波形に相当する。

　図３４（ａ）と図３４（ｂ）とをパルス数について比較すると、図３４（ａ）に示すＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の方が、図３４（ｂ）に示すＰＷＭパルス信号による線間電圧パルス波形よりも大幅にパルス数が少ないことが分かる。したがって、ＰＨＭパルス信号を用いると、生成される線間電圧パルス数が少ないために制御応答性はＰＷＭ信号の場合よりも低下するが、ＰＷＭ信号を用いた場合よりもスイッチング回数を大幅に減らすことができる。その結果、スイッチング損失を大幅に低減することができる。

　図３５は、切換器４５０の切替動作によってＰＷＭ制御モードとＰＨＭ制御モードを切り替えたときの様子を示している。ここでは、θuvl＝πのときに切換器４５０の選択先をＰＷＭパルス信号からＰＨＭパルス信号へと切り替えることにより、制御モードをＰＷＭ制御モードからＰＨＭ制御モードへと切り替えたときの線間電圧パルス波形の例を示している。

　次に、ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御とにおけるパルス形状の違いについて、図３６を参照して説明する。図３６（ａ）は、ＰＷＭパルス信号の生成に用いられる三角波キャリアと、このＰＷＭパルス信号によって生成されるＵ相電圧、Ｖ相電圧およびＵＶ線間電圧とを示している。図３６（ｂ）は、ＰＨＭパルス信号によって生成されるＵ相電圧、Ｖ相電圧およびＵＶ線間電圧を示している。これらの図を比較すると、ＰＷＭパルス信号を用いた場合はＵＶ線間電圧の各パルスのパルス幅が一定ではないのに対して、ＰＨＭパルス信号を用いた場合はＵＶ線間電圧の各パルスのパルス幅が一定であることが分かる。なお、前述のようにパルス幅が一定とはならない場合もあるが、これは正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスとが重なることによるものであり、パルスの重なりを分解すれば全てのパルスで同じパルス幅となる。また、ＰＷＭパルス信号を用いた場合は三角波キャリアがモータ回転速度の変動に関わらず一定であるため、ＵＶ線間電圧の各パルスの間隔もモータ回転速度によらず一定であるのに対して、ＰＨＭパルス信号を用いた場合はＵＶ線間電圧の各パルスの間隔がモータ回転速度に応じて変化することが分かる。

　図３７は、モータ回転速度とＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形との関係を示している。図３７（ａ）は、所定のモータ回転速度におけるＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。これは、図２１において変調度０．４の線間電圧パルス波形に相当するものであり、電気角（ＵＶ線間電圧の基準位相θuvl）2π当たり１６パルスを有する。

　図３７（ｂ）は、図３７（ａ）のモータ回転速度を２倍としたときのＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。なお、図３７（ｂ）の横軸の長さは、時間軸に対して図３７（ａ）と等価となるようにしている。図３７（ａ）と図３７（ｂ）とを比較すると、電気角2π当たりのパルス数は１６パルスで変わらないが、同一時間内のパルス数が図３７（ｂ）では２倍となっていることが分かる。

　図３７（ｃ）は、図３７（ａ）のモータ回転速度を１／２倍としたときのＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。なお、図３７（ｃ）の横軸の長さも、図３７（ｂ）と同様に時間軸に対して図３７（ａ）と等価となるようにしている。図３７（ａ）と図３７（ｃ）とを比較すると、図３７（ｃ）では電気角π当たりのパルス数が８パルスであるため、電気角2π当たりのパルス数では１６パルスで変わらないが、同一時間内のパルス数が図３７（ｃ）では１／２倍となっていることが分かる。

　以上説明したように、ＰＨＭパルス信号を用いた場合は、モータ回転速度に比例して線間電圧パルスの単位時間当たりのパルス数が変化する。すなわち、電気角2π当たりのパルス数を考えると、これはモータ回転速度によらず一定である。一方、ＰＷＭパルス信号を用いた場合は、図３６で説明したように、モータ回転速度によらず線間電圧パルスのパルス数は一定である。すなわち、電気角2π当たりのパルス数を考えると、これはモータ回転速度が上昇するほど低減する。

　図３８は、ＰＨＭ制御とＰＷＭ制御においてそれぞれ生成される電気角2π当たり（すなわち線間電圧一周期当たり）の線間電圧パルス数と、モータ回転速度との関係を示している。なお図３８では、８極モータ（極対数４）を用いて、ＰＨＭ制御において削除対象とする高調波成分を３，５，７次の３つとし、正弦波ＰＷＭ制御で用いる三角波キャリアの周波数を１０ｋＨｚとした場合の例を示している。このように電気角2π当たりの線間電圧パルス数は、ＰＷＭ制御の場合はモータ回転速度が上昇するほど減少していくのに対して、ＰＨＭ制御の場合はモータ回転速度によらず一定であることが分かる。なお、ＰＷＭ制御における線間電圧パルス数は、式（１２）で求めることができる。

　（線間電圧パルス数）
　＝（三角波キャリアの周波数）／｛（極対数）×（モータ回転速度）／６０｝×２・・・（１２）

　なお、図３８では、ＰＨＭ制御において削除対象とする高調波成分を３つとした場合の線間電圧一周期当たりの線間電圧パルス数が１６であることを示したが、この値は削除対象とする高調波成分の数に応じて前述のように変化する。すなわち、削除対象の高調波成分が２つである場合は８、削除対象の高調波成分が４つである場合は３２、削除対象の高調波成分が５つである場合は６４のように、削除対象とする高調波成分の数が１つ増すにつれて、線間電圧一周期当たりのパルス数が２倍になる。

　以上説明した実施の形態によれば、上述した作用効果を奏し、さらにまた次に記載の作用効果を奏する。

（１）電力変換装置１４０は、上アーム用および下アーム用のＩＧＢＴ３２８，３３０を備えた３相フルブリッジ型のパワースイッチング回路１４４と、各相のＩＧＢＴ３２８，３３０に対して駆動信号を出力する制御部１７０とを具備しており、バッテリ１３６から供給される電圧を駆動信号に応じたＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作によって電気角で2π/3 rad毎にずらした出力電圧に変換し、モータジェネレータ１９２へ供給する。この電力変換装置１４０は、ＰＨＭ制御モードと正弦波ＰＷＭ制御モードとを所定の条件に基づいて切り替える。ＰＨＭ制御モードでは、異なる相で上アーム用のＩＧＢＴ３２８と下アーム用のＩＧＢＴ３３０をそれぞれオンさせてバッテリ１３６からモータジェネレータ１９２に電流を供給する第１の期間と、全相で上アーム用のＩＧＢＴ３２８または下アーム用のＩＧＢＴ３３０のいずれか一方をオンさせてモータジェネレータ１９２に蓄積されたエネルギーでトルクを維持する第２の期間とを、電気角に応じて交互に形成する。正弦波ＰＷＭ制御モードでは、正弦波指令信号と搬送波との比較結果に基づいて決定したパルス幅に応じてＩＧＢＴ３２８，３３０をオンさせてバッテリ１３６からモータジェネレータ１９２に電流を供給する。このようにしたので、トルク脈動とスイッチング損失を低減しつつ、モータジェネレータ１９２の状態に応じた適切な制御を行うことができる。

（２）制御部１７０の制御回路１７２は、電流制御器（ＡＣＲ）４２０において、ｄ軸電流指令信号Id*およびｑ軸電流指令信号Iq*を入力情報として入力する。そして、モータジェネレータ１９２のｄ軸、ｑ軸それぞれについて、当該入力情報に基づくフィードフォワード制御と、当該入力情報および電流センサ１８０により検出された交流出力の電流値に基づくフィードバック制御とを行うことにより、ＩＧＢＴ３２８，３３０を導通するタイミングを決定するためのｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*を演算する。これにより、電流波形の乱れを抑制でき、さらにスイッチング損失を低減できる。

（３）電流制御器（ＡＣＲ）４２０では、フィードフォワード制御またはフィードバック制御に用いるパラメータをモータジェネレータ１９２の回転速度と駆動信号の波形パターンに応じて変化させる。具体的には、フィードフォワード制御に用いる式（６）のパラメータのうち伝達関数G_df(z)におけるa_df0およびb_df1と伝達関数G_qf(z)におけるa_qf0およびb_qf1の値を、モータジェネレータ１９２の回転速度および駆動信号としてのＰＨＭパルス信号の波形パターンに応じて決まるパルス間隔T_uに応じて変化させるようにする。また、フィードバック制御に用いる式（６）の伝達関数G_dc(z)とG_qc(z)におけるパラメータも同様に変化させる。これにより、図９（ａ）、図９（ｂ）に示したように、モータジェネレータ１９２における電流波形の乱れを効果的に抑制することができる。

（４）Ａ／Ｄ変換器１９０は、発生しようとする交流出力の変調度ａに基づいて電流信号に対するサンプリングのタイミングを決定し、そのタイミングに基づいて、電流センサ１８０により計測された交流出力の電流値をＡ／Ｄ変換器１９０においてサンプリングする。こうしてサンプリングされた電流値に基づいて、Ｉｄ，Ｉｑ変換器４７０により交流出力の電流基本波を推定し、その電流基本波に基づいてＩＧＢＴ３２８，３３０を導通するタイミングを決定する。すなわち、パワースイッチング回路１４４が発生すべき交流電圧の波形とドライブ回路１７４からの駆動信号の波形とを重ね合わせたときの交点に基づいて、電流値に対するサンプリングのタイミングを決定する。このとき、サンプル位相検索器４８１において予め記憶された変調度ごとのサンプリング位相表に基づいて、サンプリングのタイミングを決定することができる。これにより、電流制御器（ＡＣＲ）４２０において正確な電流制御を実現できる。

　上述の図５に記載のＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０の動作原理について、再度ここで説明する。

　出力すべき交流出力、例えば交流電圧の波形に対応した矩形波を想定する。矩形波には様々な高調波が含まれており、フーリエ級数展開を用いると、（１）式のように各高調波成分に分解することができる。

　使用対象や状況に応じて、上記削除する高調波を決定し、スイッチングパルスを生成する。言い換えると、ノイズとしての影響が少ない高調波成分を含ませることによってスイッチング回数の低減を図っている。

　図３９は、一例として、３次、５次、７次高調波が削除されたＵ相とＶ相の線間電圧のパターンの生成過程ならびに特徴を示した図である。ただし線間電圧とは各相の端子の電位差であり、Ｕ相の相電圧をVu、Ｖ相の相電圧をVvとすると、線間電圧VuvはVuv=Vu－Vvで表わされる。Ｖ相とＷ相との線間電圧、Ｗ相とＵ相との線間電圧も同様なので、以下、Ｕ相とＶ相との線間電圧のパターンの生成を代表例として説明する。

　図３９の横軸はＵ相とＶ相との間の線間電圧の基本波を基準として軸をとっており、以下略してＵＶ線間電圧基準位相θuvlと名付ける。なお、π　≦　θuvl　≦　2πの区間は、図示した0　≦　θuvl　≦　πの電圧パルス列の波形の符号を反転させた対称的形状なのでここでは省略する。図３９に示すように、電圧パルスの基本波はθuvlを基準とする正弦波電圧とする。生成するパルスはこの基本波のπ／２を中心に、図示する手順に従って、θuvlに対して図に例示したような位置にそれぞれ配置される。ここで、上記のようにθuvlは電気角に対応するものであるため、図３９におけるパルスの配置位置を電気角により表すことができる。したがって、以下では、このパルスの配置位置を特定の電気角位置と定義する。これにより、Ｓ１～Ｓ４、Ｓ１’～ Ｓ２’のパルス列ができる。このパルス列は、 基本波に対する３次、５次、７次高調波を含まないスペクトル分布を有する。このパルス列は、言い換えれば、0　≦　θuvl　≦　2πを定義域とする矩形波から３次、５次、７次高調波を削除した波形である。なお、削除する高調波の次数は３次、５次、７次以外も可能である。削除する高調波は、基本波周波数が小なるときは高次まで消去し、基本波周波数が大なるときは低次のみでよい。たとえば、回転数が低いときは５次、７次、１１次を削除し、回転数の上昇とともに５次、７次の削除に変更し、さらに回転数が上昇した場合は５次のみの削除、という具合に削除する次数を変化させる。これは、高回転域では、モータの巻線インピーダンスが大きくなり、電流脈動が小さくなるからである。

　同様にトルクの大小に応じて、削除する高調波の次数を変化させる場合もある。例えば、ある回転数を一定とした条件にてトルクを増大させたとき、トルクが小なる場合は５次、７次、１１次を削除するパターンを選択し、トルクの増大とともに５次、７次の削除とし、さらにトルクが増大した場合は５次のみ削除という具合に削除する次数を変化させる。

　また、上記のように単にトルクや回転数の増大に伴って削除する次数を減少させるばかりではなく、逆に増加させたり、あるいはトルクや回転数の増減にかかわらず削除する次数を変化させない場合もありうる。これらは、モータのトルクリプル、騒音、ＥＭＣなどの指標の大小を勘案しながら決定するべきものであるため、回転数やトルクに対し単調に変化するとは限らないものである。

　上述の実施の形態では、制御対象への歪の影響を考慮して、削除したい次数の高調波を選択することができる。上述したように削除しようとする高調波の次数の種類が増えるほど、パワースイッチング回路１４４のスイッチング素子３２８と３３０のスイッチング回数が増大する。上記実施の形態では、制御対象への歪の影響を考慮して、削除したい次数の高調波を選択することができるので、必要以上に多種類の高調波を削除することを防止でき、制御対象への歪の影響を考慮して上記スイッチング素子３２８と３３０のスイッチング回数を適切に低減できる。

　上述の実施の形態で説明したように線間電圧の制御では、交流出力の半周期である位相０〔ｒａｄ〕からπ〔ｒａｄ〕のスイッチングタイミングと位相π〔ｒａｄ〕から２π〔ｒａｄ〕のスイッチングタイミングとを同じになるように制御しており、制御を単純化でき、制御性が向上する。さらに位相０〔ｒａｄ〕からπ〔ｒａｄ〕あるいは位相π〔ｒａｄ〕から２π〔ｒａｄ〕の期間においても、位相π／２あるいは３π／２を中心として同じスイッチングタイミングで制御しており、制御を単純化でき、制御性が向上する。

　さらに上述したように使用対象や状況に応じ、ノイズとしての影響が少ない高調波成分を含ませてスイッチングパルスを生成するので、パワースイッチング回路１４４のスイッチング素子３２８と３３０のスイッチング回数を低減できる。

　以上の説明はあくまで一例であり、本発明は上記の各実施形態の構成に何ら限定されるものではない。

４３　　電力変換装置
１１０　電動車両
１１２　前輪
１１４　前輪車軸
１１６　前輪側ディファレンシャルギア（前輪側ＤＥＦ）
１１８　変速機
１２０　エンジン
１２２　動力分割機構
１３６　バッテリ
１３６　バッテリ
１３８　直流コネクタ
２００　電力変換装置
１４０　電力変換装置
１４２　電力変換装置
１４４　パワースイッチング回路
１５０　上下アームの直列回路
１５３　コレクタ電極
１５４　ゲート電極
１５５　エミッタ電極
１５６　ダイオード
１５７　正極端子（Ｐ端子）
１５８　負極端子（Ｎ端子）
１５９　交流端子
１６３　コレクタ電極
１６４　ゲート電極
１６５　エミッタ電極
１６６　ダイオ－ド
１６９　接続点
１７０　制御部
１７２　制御回路
１７４　ドライバ回路
１８６　交流電力線
１８０　電流センサ
１８８　交流コネクタ
１９０　Ａ／Ｄ変換器
１９２　モータジェネレータ
１９３　回転磁極センサ
１９４　モータジェネレータ
１９５　補機用のモータ
３１４　直流正極端子
３１６　直流負極端子
３２８　ＩＧＢＴ
３３０　ＩＧＢＴ
４１０　トルク指令・電流指令変換器
４２０　電流制御器（ＡＣＲ）
４２１　電流制御器（ＡＣＲ）
４２３　ｄ軸用電流制御器（ＡＣＲ）
４２４　ｑ軸用電流制御器（ＡＣＲ）
４２５　ＦＦ（フィードフォワード）制御器
４２６　ＦＦ（フィードフォワード）制御器
４２７　ＦＢ（フィードバック）制御器
４２８　ＦＢ（フィードバック）制御器
４３０　ＰＨＭ制御用のパルス変調器
４３１　電圧位相差演算器
４３２　変調度演算器
４３４　パルス発生器
４３５　位相検索器
４３６　タイマカウンタ又は位相カウンタ比較器
４４０　ＰＷＭ制御用のパルス変調器
４５０　切換器
４６０　角速度演算器
４７０　Ｉｄ，Ｉｑ変換器
４８１　サンプル位相検索器
４８２　タイマカウンタ又は位相カウンタ比較器
４８３　サンプルホールド回路
５００　コンデンサモジュール

Claims (7)

1. 　上アーム用のスイッチング素子と下アーム用のスイッチング素子とを直列に接続した直列回路を複数個有し、直流電力を受けて交流電力を発生して３相交流モータへ供給するパワースイッチング回路と、
   　前記パワースイッチング回路が発生する交流出力の電流値を計測するセンサと、
   　前記センサにより計測された前記交流出力の電流値と外部からの入力情報とに基づいて、前記パワースイッチング回路が発生する交流出力の位相に応じて前記スイッチング素子を導通するタイミングを決定し、そのタイミングに基づく制御信号を発生する制御回路と、
   　前記制御回路からの制御信号に基づいて、前記スイッチング素子を導通または遮断するための駆動信号を発生するドライバ回路と、を有し、
   　前記制御回路は、前記モータのｄ軸、ｑ軸それぞれについて、前記入力情報に基づくフィードフォワード制御と、前記入力情報および前記交流出力の電流値に基づくフィードバック制御とを行うことにより、前記スイッチング素子を導通するタイミングを決定するための電圧指令信号を演算する電力変換装置。
2. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
   　前記制御回路は、前記フィードフォワード制御またはフィードバック制御に用いるパラメータを前記モータの回転速度と前記駆動信号の波形パターンに応じて変化させる。
3. 　請求項２に記載の電力変換装置において、
   　前記制御回路は、前記フィードフォワード制御またはフィードバック制御に用いるパラメータを、前記モータの回転速度および前記駆動信号の波形パターンに応じた前記駆動信号のパルス間隔に応じて変化させる。
4. 　請求項１～３のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
   　前記交流出力の変調度に基づいてサンプリングのタイミングを決定し、そのタイミングに基づいて、前記センサにより計測された前記交流出力の電流値をサンプリングするＡ／Ｄ変換器をさらに備え、
   　前記制御回路は、前記Ａ／Ｄ変換器によりサンプリングされた前記交流出力の電流値に基づいて前記交流出力の電流基本波を推定し、その電流基本波に基づいて前記スイッチング素子を導通するタイミングを決定する。
5. 　請求項４に記載の電力変換装置において、
   　前記Ａ／Ｄ変換器は、前記パワースイッチング回路が発生すべき交流出力の波形と前記駆動信号の波形とを重ね合わせたときの交点に基づいて、前記サンプリングのタイミングを決定する。
6. 　請求項４または５に記載の電力変換装置において、
   　前記Ａ／Ｄ変換器は、予め記憶された変調度ごとのサンプリング位相表に基づいて、前記サンプリングのタイミングを決定する。
7. 　上アーム用のスイッチング素子と下アーム用のスイッチング素子とを直列に接続した直列回路を複数個有し、直流電力を受けて交流出力を発生するパワースイッチング回路と、
   　前記パワースイッチング回路が発生する交流出力の電流値を計測するセンサと、
   　前記交流出力の変調度に基づいてサンプリングのタイミングを決定し、そのタイミングに基づいて、前記センサにより計測された前記交流出力の電流値をサンプリングするＡ／Ｄ変換器と、
   　前記Ａ／Ｄ変換器によりサンプリングされた前記交流出力の電流値と外部からの入力情報とに基づいて、前記パワースイッチング回路が発生する交流出力の位相に応じて前記スイッチング素子を導通するタイミングを決定し、そのタイミングに基づく制御信号を発生する制御回路と、
   　前記制御回路からの制御信号に基づいて、前記スイッチング素子を導通または遮断するための駆動信号を発生するドライバ回路と、を備える電力変換装置。

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