CN102308470A - 电力变换装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供电力变换装置。电力变换装置的控制电路，通过分别对电动机的d轴、q轴，进行基于输入信息的前馈控制，和基于输入信息以及交流输出的电流值的反馈控制，计算用于确定使功率开关电路的开关元件导通的时序的电压指令信号。

Description

电力变换装置

技术领域

本发明涉及将直流电力变换为交流电力，或者将交流电力变换为直流电力的电力变换装置。

背景技术

接受直流电力并将上述直流电力变换为用于供给到旋转电机的交流电力的电力变换装置，具备多个开关元件，通过上述开关元件反复进行开关动作，将被供给的直流电力变换为交流电力。上述电力变换装置的多数，还进一步被用于通过上述开关元件的开关动作将旋转电机感应的交流电力变换为直流电力。上述开关元件普遍基于使用以一定(固定)频率变化的载波的脉冲宽度调制方式(以下称为PWM方式)进行控制。通过提高载波的频率，可提高控制精度，并使旋转电机产生的扭矩变得平滑。

但是，在上述开关元件从关断状态切换到导通状态时，或者从导通状态切换到关断状态时，电力损耗将增大，发热量也增大。

电力变换装置的一例，如日本特开昭63-234878号公报(参照专利文献1)所公开。

专利文献

专利文献1：日本特开昭63-234878号公报

发明内容

发明所要解决的课题

期望减少上述开关元件的电力损耗，并且，通过减少电力损耗能够减少开关元件的发热量。为此，优选减少上述开关元件的开关次数。但是如上所述，在普遍使用的PWM方式中，若为了减少上述开关元件的单位时间的开关次数而减小载波的频率，则从电力变换装置输出的电流的畸变会增大，其电流波形产生紊乱。这会导致旋转电机的振动和噪声、扭矩脉冲的增大、铁损的增大等。

本发明的目的在于，在电力变换装置中，尽量抑制电流波形的紊乱，实现开关损耗的减少。以下说明的实施方式反映了适用于产品的研究成果，解决了适用于产品的更加具体的各种课题。通过以下实施方式中的具体的结构和作用解决的具体的课题，在以下实施方式中进行说明。

用于解决课题的方法

本发明的第一方面的电力变换装置，包括：功率开关(powerswitching)电路，具有多个将上臂用的开关元件和下臂用的开关元件串联连接而成的串联电路，接受直流电力，产生交流电力并将其供给到三相交流电动机；传感器，计测功率开关电路产生的交流输出的电流值；控制电路，基于由传感器计测的交流输出的电流值和来自外部的输入信息，根据功率开关电路产生的交流输出的相位来确定使开关元件导通的时序(timing)，产生基于该时序的控制信号；和驱动电路，基于来自控制电路的控制信号，产生用于使开关元件导通或关断的驱动信号。该电力变换装置中，控制电路通过对电动机的d轴、q轴各自进行基于输入信息的前馈控制和基于输入信息与交流输出的电流值的反馈控制，计算用于确定使开关元件导通的时序的电压指令信号。

根据本发明的第二方面，优选在第一方面的电力变换装置中，控制电路使用于前馈控制或反馈控制的参数根据电动机的转速和驱动信号的波形模式而变化。

根据本发明的第三方面，更优选在第二方面的电力变换装置中，控制电路使用于前馈控制或反馈控制的参数根据电动机的转速和与驱动信号的波形模式相应的驱动信号的脉冲间隔而变化。

根据本发明的第四方面，在第一～第三方面的电力变换装置中，还可以包括：A/D变换器，基于交流输出的调制度确定采样的时序，并基于该时序对由传感器计测的交流输出的电流值进行采样。该电力变换装置中，控制电路能够基于由A/D变换器采样而得的交流输出的电流值，推定交流输出的电流基波，并基于该电流基波确定使开关元件导通的时序。

根据本发明的第五方面，优选在第四方面的电力变换装置中，A/D变换器基于使功率开关电路要产生的交流输出的波形和驱动信号的波形重合时的交点，确定采样的时序。

根据本发明的第六方面，在第四或第五方面的电力变换装置中，A/D变换器能够基于预先存储的每个调制度的采样相位表来确定采样的时序。

本发明的第七方面的电力变换装置，包括：功率开关电路，具有多个将上臂用的开关元件和下臂用的开关元件串联连接而成的串联电路，接受直流电力产生交流输出；传感器，计测功率开关电路产生的交流输出的电流值；A/D变换器，基于交流输出的调制度确定采样的时序，并基于该时序对由传感器计测的交流输出的电流值进行采样；控制电路，基于由A/D变换器采样而得的交流输出的电流值和来自外部的输入信息，根据功率开关电路产生的交流输出的相位来确定使开关元件导通的时序，产生基于该时序的控制信号；和驱动电路，基于来自控制电路的控制信号，产生用于使开关元件导通或关断的驱动信号。

发明的效果

根据本发明，在电力变换装置中，能够抑制电流波形的紊乱，进而能够减少开关损耗。

另外，以下实施方式中，如后文所述，解决了各种以实现理想产品的课题。

附图说明

图1是表示混合动力车的控制模块的图。

图2是表示电路的结构的图。

图3是说明PWM控制和矩形波控制的图。

图4是表示矩形波控制中产生的高次谐波成分的示例的图。

图5是表示基于一实施方式的控制电路的电动机控制***的图。

图6是表示电流控制器(ACR)的结构的图。

图7是表示q轴电流Iq和q轴电压Vq的变化的状态的图。

图8是表示将T_u的值确定为与PHM脉冲信号的脉冲间隔相应的值的状态的图。

图9是表示对使T_u的值按照脉冲间隔相应地变化和不变化的情况下的相电流、扭矩和相电压分别进行比较的结果的图。

图10是表示A/D变换器的结构的图。

图11是表示将相电流检测信号从模拟信号变换为数字信号时的电流获取方法的概要的图。

图12是表示将相电流检测信号从模拟信号变换为数字信号时的电流获取方法的概要的图。

图13是表示采样相位表的示例的图。

图14是表示通过表检索来进行A/D变换的步骤的流程图。

图15是表示通过实时运算来进行A/D变换的步骤的流程图。

图16是表示脉冲发生器的结构的图。

图17是表示通过表检索来生成脉冲的步骤的流程图。

图18是表示通过实时运算来生成脉冲的步骤的流程图。

图19是表示脉冲模式(pulse pattern)运算的步骤的流程图。

图20是表示基于相位计数的脉冲的生成方法的图。

图21是表示PHM控制模式下线电压波形的一例的图。

图22是表示线电压的脉冲宽度与其他脉冲列不相等的情况下的说明图。

图23是表示PHM控制模式下线电压波形的一例的图。

图24是表示PHM控制模式下相电压波形的一例的图。

图25是表示线电压和相端子电压的变换表的图。

图26是表示将矩形波控制模式下的线电压脉冲变换为相电压脉冲的示例的图。

图27是表示将PHM控制模式下的线电压脉冲变换为相电压脉冲的示例的图。

图28是表示使调制度变化时的线电压脉冲中的基波和作为消除对象的高次谐波成分的振幅的大小的图。

图29是表示PHM控制模式下的线电压波形的一例的图。

图30是表示PHM控制模式下的相电压波形的一例的图。

图31是用于说明PWM脉冲信号的生成方法的图。

图32是表示PWM控制模式下的线电压波形的一例的图。

图33是表示PWM控制模式下的相电压波形的一例的图。

图34是对基于PHM脉冲信号的线电压脉冲波形和基于PWM脉冲信号的线电压脉冲波形进行比较的图。

图35是表示切换PWM控制模式和PHM控制模式的状态的图。

图36是用于说明PWM控制和PHM控制中脉冲形状的不同的图。

图37是表示电动机转速和基于PHM脉冲信号的线电压脉冲波形的关系的图。

图38是表示PHM控制和PWM控制中生成的线电压脉冲数和电动机转速的关系的图。

图39是说明消除了三次、五次、七次高次谐波的情况下U相和V相的线电压的模式(pattern)的说明图。

具体实施方式

除上述发明所要解决的课题和发明的效果中记载的内容以外，以下实施方式中，能够解决用以实现产品化的课题，此外能够实现产品化方面理想的效果。对于其中一些方面在以下加以记载，并且，通过实施方式的说明，也对具体的课题的解决和具体的效果进行说明。

[减小开关元件的开关频率]

以下实施方式中说明的电力变换装置，为了基于由直流电力变换的交流输出——例如交流电压的波形的角度即相位——来控制开关元件的开关动作，从驱动电路对开关元件供给驱动信号，上述开关元件与所变换的交流输出——例如交流电压的相位——对应地进行导通和关断动作。通过这样的结构和作用，能够使上述开关元件的开关动作的单位时间的次数，或者交流输出——例如交流电压的每个周期的开关次数，比一般的PWM方式少。此外在上述结构中，尽管减少了功率开关(power switching)电路的开关元件的开关频率，但仍具有抑制输出的交流波形的畸变的增大、减少伴随开关动作的损耗的效果。这带来功率开关电路的开关元件的发热的减少。

以下说明的实施方式中，特别是在图39说明的实施方式中，选择想要消除(删除)的高次谐波的次数。因为能够像这样根据本发明的应用对象来选择要消除的次数，所以能够防止要消除次数的种类超出必要地增多，由此能够减少功率开关电路的开关元件的每单位相位的开关次数。此外，由于将次数减少的高次谐波按单位相位重叠并基于重叠的波形来控制功率开关电路的开关元件的开关时序(switchingtiming)，所以能够减少功率开关电路的开关元件的开关次数。

另外，作为开关元件，优选动作速度较快，并且能够基于控制信号对导通和关断动作两者都进行控制的元件，作为这样的元件例如有insulated gate bipolar transistor(绝缘栅双极型晶体管，以下称为IGBT)和场效应晶体管(MOS晶体管)，这些元件从响应性和控制性的观点出发较为理想。

从上述电力变换装置输出的交流电力被供给到由旋转电机等构成的电感电路供给，基于电感的作用流通交流电流。在以下实施方式中，作为电感电路以起到电动机和发电机的作用的旋转电机为例进行说明。使用本发明来产生驱动旋转电机的交流电力，从效果方面来看是最优的，但也可以将本发明作为对旋转电机以外的电感电路供给交流电力的电力变换装置使用。

在以下实施方式中，能够根据规定的条件切换开关元件的开关动作的方法。例如，在旋转电机的转速较快的第一动作区域，基于想要输出的交流波形的相位，发生开关元件的开关动作，另一方面在旋转电机的转速比上述第一动作区域慢的第二动作区域，利用基于一定频率的载波对开关元件的动作进行控制的PWM方式来控制上述开关元件。上述第二动作区域能够包含上述旋转电机的转子停止的状态。另外，以下实施方式中，作为旋转电机以用作电动机和发电机的电动发电机为例进行说明。

[减少输出的交流电流的畸变]

基于要输出的电力的交流波形的角度使开关元件导通或者关断的方式中，在输出的交流输出的频率较低的区域中，交流波形的畸变有增大的倾向。在上述说明中，能够在交流输出的频率较低的第二区域，使用PWM方式基于时间的经过对开关元件进行控制，而在频率比第二区域高的第一区域，基于角度对开关元件进行控制。通过像这样使用不同的方式控制开关元件，产生能够减少所输出的交流电流的畸变的效果。

[基本控制]

对于本发明的实施方式的电力变换装置，参照附图在以下详细说明。本发明的实施方式的电力变换装置，是用作产生用于驱动混合动力用汽车(以下称为HEV)和纯电动汽车(以下称为EV)的旋转电机的交流电力的电力变换装置的示例。HEV用的电力变换装置和EV用的电力变换装置在基本的结构和控制上共同点较多，作为代表例，对于将本发明的实施方式的电力变换装置应用于混合动力汽车的情况下的控制结构和电力变换装置的电路结构，使用图1和图2进行说明。图1是表示混合动力汽车的控制模块的图。

在本发明的实施方式的电力变换装置，对搭载于汽车上的车载电机***的车载用电力变换装置进行说明。特别是，以用于车辆驱动用电机***且搭载环境和动作环境等非常严格的车辆驱动用电力变换装置为例进行说明。车辆驱动用电力变换装置作为对车辆驱动用的旋转电机进行驱动的控制装置设置在车辆驱动用电机***中。该车辆驱动用的电力变换装置，将从构成车载电源的车载电池或者车载发电装置供给的直流电力变换为规定的交流电力，并将获得的交流电力供给到上述旋转电机，驱动上述旋转电机。此外，因为上述旋转电机除了电动机的功能之外还具有发电机的功能，所以上述电力变换装置根据运转模式，不仅进行将直流电力变换为交流电力的工作，还进行将上述旋转电机产生的交流电力变换为直流电力的工作。变换后的直流电力对车载电池供给。

其中，本实施方式的结构作为汽车和货车等的车辆驱动用的电力变换装置是最佳的。但是，也适用于除此以外的电力变换装置，例如火车和船舶、飞机等的电力变换装置，以及用于产生对驱动工厂中的设备的旋转电机供给的交流电力的工业用的电力变换装置，或者对家庭的太阳能发电***和家庭的电子产品进行驱动的旋转电机的控制装置中使用的电力变换装置。

图1中，HEV110为一台电动车辆，具备两个车辆驱动用***。其中一个是以作为内燃机的发动机(engine)120为动力源的发动机***。发动机***主要用作HEV的驱动源。另一个是以电动发电机192、194为动力源的车载电机***。车载电机***主要用作HEV的驱动源和HEV的电力产生源。电动发电机192、194例如为同步电动机或者感应电动机等旋转电机的一例，因为根据运转方法的不同既作为电动机又作为发电机动作，所以此处称为电动发电机。

车体的前部被可旋转地由前轮车轴114轴支承。在前轮车轴114的两端设置有一对前轮112。车体的后部被可旋转地由后轮车轴(省略图示)支承。在后轮车轴的两端设置有一对后轮。本实施方式的HEV中，使用将由动力驱动的主动轮作为前轮112、将连带转动的从动轮作为后轮的所谓前轮驱动方式，但也可以使用相反的方式，即后轮驱动方式。

在前轮车轴114的中央部设置有前轮侧差动齿轮(以下称为“前轮侧DEF”)116。前轮车轴114与前轮侧DEF116的输出侧机械连接。前轮侧DEF116的输入侧与变速器118的输出轴机械连接。前轮侧DEF116是将由变速器118变速并传递来的旋转驱动力分配到左右前轮车轴114的差动式动力分配机构。变速器118的输入侧与电动发电机192的输出侧机械连接。电动发电机192的输入侧通过动力分配机构122与发动机120的输出侧和电动发电机194的输出侧机械连接。其中，电动发电机192、194和动力分配机构122被收纳在变速器118的壳体的内部。

电动发电机192、194是转子具备永磁铁的同步电动机。通过由电力变换装置140、142控制对定子的电枢绕组供给的交流电力，来控制电动发电机192、194的驱动。电力变换装置140、142与电池136电连接。电池136和电力变换装置140、142能够相互传递电力。

本实施方式的车载电机***具备由电动发电机192和电力变换装置140组成的第一电动发电单元，以及由电动发电机194和电力变换装置142组成的第二电动发电单元这两个单元，根据运转状态区别使用。即，在利用来自发动机120的动力驱动车辆的情况下，在辅助(assist)车辆的驱动扭矩的情况下，利用发动机120的动力使第二电动发电单元作为发电单元动作而使其发电，通过由该发电获得的电力使第一电动发电单元作为电动单元动作。此外，在同样的情况下，在辅助车辆的车速的情况下，利用发动机120的动力使第一电动发电单元作为发电单元动作而使其发电，通过由该发电获得的电力使第二电动发电单元作为电动单元动作。

此外，本实施方式中，通过利用电池136的电力使第一电动发电单元作为电动单元动作，能够仅利用电动发电机192的动力进行车辆的驱动。进而，本实施方式中，通过利用发动机120的动力或者来自车轮的动力使第一电动发电单元或者第二电动发电单元作为发电单元动作而发电，能够对电池136充电。

电池136还可以作为用于驱动辅助用的电动机195的电源而使用。作为辅助用的电动机，例如为驱动空气调节机的压缩机的电动机，或者驱动控制用的油压泵的电动机。从电池136对电力变换装置43供给直流电力，由电力变换装置43将直流电力变换为交流的电力，对电动机195供给。电力变换装置43具有与电力变换装置140和142同样的功能，对向电动机195供给的交流的相位和频率、电力进行控制。例如通过供给对于电动机195的转子的旋转为进相的交流电流，使电动机195产生扭矩。另一方面，通过产生迟相的交流电流，电动机195作为发电机作用，进行再生制动状态的运转。像这样的电力变换装置43的控制功能与电力变换装置140和142的控制功能相同。因为电动机195的容量比电动发电机192和194的容量小，所以电力变换装置43的最大变换电力比电力变换装置140和142小。但是，电力变换装置43的电路结构和动作基本上与电力变换装置140和142的电路结构和动作类似。

电力变换装置140、142和电力变换装置43以及电容器模块500在电学上处于密接的关系。并且在需要应对发热的对策这一点上是共通的。此外优选使装置的体积尽量小地制作。出于上述各点，以下详述的电力变换装置，将电力变换装置140、142和电力变换装置43以及电容器模块500内置在电力变换装置的壳体内。利用该结构，能够实现小型并且可靠性高的装置。

此外，通过将电力变换装置140、142和电力变换装置43以及电容器模块500内置在一个壳体内，在配线简化和噪声应对方面也有效。此外能够降低电容器模块500和电力变换装置140、142以及电力变换装置43间的连接电路的电感，降低峰值电压，并且实现发热的降低和散热效率提高。

接着，使用图2说明电力变换装置140、142或者电力变换装置43的电路结构。其中，图1～图2所示的实施方式中，以个别地构成电力变换装置140、142或者电力变换装置43的情况为例进行说明。电力变换装置140、142或者电力变换装置43以相同的结构发挥相同的作用，具有相同的功能。此处，作为代表例说明电力变换装置140。

本实施方式的电力变换装置200包括电力变换装置140和电容器模块500。电力变换装置140具有功率开关电路144和控制部170。此外，功率开关电路144具有作为上臂动作的开关元件和作为下臂动作的开关元件。本实施方式中作为开关元件使用IGBT(绝缘栅型双极晶体管)。作为上臂动作的IGBT328与二极管156并联连接，作为下臂动作的IGBT330与二极管166并联连接。构成为具有多个上下臂的串联电路150(图2的示例中为三个上下臂的串联电路150、150、150)，从各上下臂的串联电路150的中点部分(接点169)通过交流端子159与连接至电动发电机192的交流电力线(交流母线(bus bar))186连接。此外，控制部170具有驱动控制功率开关电路144的驱动电路174，和通过信号线176对驱动电路174供给控制信号的控制电路172。

上臂和下臂的IGBT328和330是开关元件，接收从控制部170输出的驱动信号而动作，将从电池136供给的直流电力变换为三相交流电力。该变换后的电力供给到电动发电机192的电枢绕组。如上所述，电力变换装置140也进行将电动发电机192产生的三相交流电力变换为直流电力的动作。

本实施方式的电力变换装置200如图1所述，除了电力变换装置140和142外还另外具有电力变换装置43和电容器模块500。由于如上所述电力变换装置140、142和电力变换装置43具有相同的电路结构，此处记载电力变换装置140作为代表，如上所述，省略电力变换装置142和电力变换装置43。

功率开关电路144由三相的桥接电路构成。电池136的正极侧和负极侧与直流正极端子314和直流负极端子316电连接。在直流正极端子314和直流负极端子316之间，分别并联地电连接有与各相对应的上下臂的串联电路150、150、150。此处，将上下臂的串联电路150称为臂。各臂包括上臂侧的开关元件328和二极管156，下臂侧的开关元件330和二极管166。

本实施方式中，举例表示了使用IGBT328和330作为开关元件的情况。IGBT328和330包括集电极(collector electrode)153和163、发射极(emitter electrode)(信号用发射极端子155、165)、栅电极(gateelectrode)(栅电极端子154、164)。在IGBT328、330的集电极153、163与发射极之间，如图所示并联地电连接有二极管156、166。二极管156、166具备阴极电极和阳极电极这两个电极。以使从IGBT328、330的发射极向着集电极的方向为正向的方式，阴极电极与IGBT328、330的集电极连接，阳极电极与IGBT328、330的发射极电连接。作为开关元件，也可以使用MOSFET(金属氧化物半导体型场效应晶体管)。该情况下，不需要二极管156和二极管166。

上下臂的串联电路150与对三相的电动发电机192供给的交流电力的各相对应，各串联电路150、150、150中，连接IGBT328的发射极和IGBT330的集电极163的接点169用于分别输出U相、V相、W相的交流电力。各相的上述接点169分别通过交流端子159和连接器188，与电动发电机192的U相、V相、W相的电枢绕组(同步电动机中为定子绕组)连接，由此，在上述电枢绕组流过U相、V相、W相的电流。上述上下臂的串联电路彼此并联地电连接。上臂的IGBT328的集电极153经由正极端子(P端子)157与电容器模块500的正极侧电容器电极通过直流母线等电连接，下臂的IGBT330的发射极经由负极端子(N端子)158与电容器模块500的负极侧电容器电极通过直流母线等电连接。

电容器模块500用于构成平滑电路，以抑制因IGBT328、330的开关动作而产生的直流电压的变动。电容器模块500的正极侧电容器电极与电池136的正极侧通过直流连接器138电连接，电容器模块500的负极侧电容器电极与电池136的负极侧通过直流连接器138电连接。由此，电容器模块500连接在上臂IGBT328的集电极153和电池136的正极侧之间与下臂IGBT330的发射极和电池136的负极侧之间，相对电池136和上下臂的串联电路150并联地电连接。

控制部170起到对使IGBT328、330导通和关断的动作进行控制的作用，控制部170包括：基于来自其他控制装置或传感器等的输入信息，生成用于控制IGBT328、330的开关时序的时序信号的控制电路172；和基于从控制电路172输出的时序信号，生成用于使IGBT328、330进行开关动作的驱动信号的驱动电路174。

控制电路172具备用于对IGBT328、330的开关时序进行运算处理的微型计算机。作为输入信息，对该微型计算机输入对电动发电机192要求的目标扭矩值，从上下臂的串联电路150对电动发电机192的电枢绕组供给的电流值，以及电动发电机192的转子的磁极位置。目标扭矩值是基于从未图示的上级控制装置输出的指令信号而得的。电流值是基于从电流传感器180输出的检测信号而检测出的。磁极位置是基于从设置在电动发电机192上的旋转磁极传感器(未图示)输出的检测信号而检测出的。本实施方式中以检测三相的电流值的情况为例进行说明，但也可以检测双相的电流值。

控制电路172内的微型计算机基于输入的目标扭矩值计算电动发电机192的d、q轴的电流指令值，并基于该计算出的d、q轴的电流指令值与检测出的d、q轴的电流值的差来计算d、q轴的电压指令值，再根据该d、q轴的电压指令值生成脉冲状的驱动信号。控制电路172如后所述具有产生两种方式的驱动信号的功能。该两种方式的驱动信号，基于电感负载即电动发电机192的状态或者要变换的交流输出的频率等来加以选择。

上述两种方式中的一种，是基于要输出的交流波形的相位来控制作为开关元件的IGBT328、330的开关动作的调制方式(作为PHM方式在之后说明)。上述两种方式中的另一种是一般被称为PWM(PulseWidth Modulation，脉冲宽度调制)的调制方式。

驱动电路174在驱动下臂的情况下，将脉冲状的调制波的信号放大，并将其作为驱动信号，输出到对应的下臂的IGBT330的栅电极。此外，在驱动上臂的情况下，将脉冲状的调制波的信号的基准电位的电平切换至上臂的基准电位的电平后将脉冲状的调制波的信号放大，并将其作为驱动信号，输出到对应的上臂的IGBT328的栅电极。由此，各IGBT328、330基于输入的驱动信号进行开关动作。这样，通过根据来自控制部170的驱动信号(drive signal)进行的各IGBT328、330的开关动作，电力变换装置140将从作为直流电源的电池136供给的电压变换为电角度按每2π/3rad错开的U相、V相、W相的各输出电压，对作为三相交流电动机的电动发电机192供给。其中，电角度指的是电动发电机192的旋转状态，具体而言与转子的位置对应，在0到2π之间周期性地变化。通过将该电角度用作参数，能够根据电动发电机192的旋转状态来确定各IGBT328、333的开关状态，即U相、V相、W相的各输出电压。

此外，控制部170还进行异常检测(过电流、过电压、过温度等)，对上下臂的串联电路150进行保护。因此，对控制部170输入传感信息(sensing signal)。例如，流过各IGBT328、330的发射极的电流的信息，从各臂的信号用发射极端子155、165输入到对应的驱动部(IC)。由此，各驱动部(IC)进行过电流检测，当检测到过电流的情况下停止对应的IGBT328、330的开关动作，保护对应的IGBT328、330免受过电流危害。上下臂的串联电路150的温度的信息从设置于上下臂的串联电路150的温度传感器(未图示)输入微型计算机。此外，上下臂的串联电路150的直流正极侧的电压的信息也被输入微型计算机。微型计算机基于上述信息进行过温度检测和过电压检测，当检测到过温度或者过电压的情况下停止所有IGBT328、330的开关动作，保护上下臂的串联电路150，进而保护包含该电路150的半导体模块免受过温度或者过电压危害。

图2中，上下臂的串联电路150是上臂的IGBT328和上臂的二极管156，与下臂的IGBT330和下臂的二极管166的串联电路。IGBT328、330为开关用半导体元件。功率开关电路144的上下臂的IGBT328、330的导通和关断动作按一定的顺序切换。该切换时电动发电机192的定子绕组的电流在由二极管156、166形成的电路中流动。

上下臂的串联电路150如图所示，包括Positive端子(P端子、正极端子)157、Negative端子(N端子158、负极端子)、来自上下臂的接点169的交流端子159、上臂的信号用端子(信号用发射极端子)155、上臂的栅电极端子154、下臂的信号用端子(信号用发射极端子)165和下臂的栅极端子电极164。此外，电力变换装置200在输入侧具有直流连接器138，在输出侧具有交流连接器188，通过各连接器138和188与电池136和电动发电机192分别连接。此外，作为产生对电动发电机输出的三相交流的各相的输出的电路，也可以采用针对各相位将两个上下臂的串联电路并联连接的电路结构的电力变换装置。

本实施例中，例如，以PWM控制方式控制的模式(以下称为PWM控制模式)，在电动发电机192的转速较低的区域使用，另一方面，在转速较高的区域中能够使用后述的PHM控制模式。在PWM控制模式中，电力变换装置140使用上述的PWM信号进行控制。即，利用控制电路172内的微型计算机，基于输入的目标扭矩值计算电动发电机192的d、q轴的电压指令值，并将其变换为U相、V相、W相的电压指令值。然后，将与各相的电压指令值相应的正弦波作为基波，并将其与作为载波的规定周期的三角波进行比较，将具有基于该比较结果确定的脉冲宽度的脉冲状的调制波输出到驱动电路174。通过将与该调制波相应的驱动信号从驱动电路174输出到与各相的上下臂分别对应的IGBT328、330，将从电池136输出的直流电压变换为三相交流电压，对电动发电机192供给。

对于PHM的内容在之后详细说明。在PHM控制模式下，由控制电路172生成的调制波被输出到驱动电路174。由此，从驱动电路174向各相的对应的IGBT328、330输出与该调制波相应的驱动信号。其结果，从电池136输出的直流电压被变换为三相交流电压，对电动发电机192供给。

在像电力变换装置140一样使用开关元件将直流电力变换为交流电力的情况下，若减少每单位时间或者交流输出的每规定相位的开关次数，能够减少开关损耗，但另一方面，因为存在所变换的交流输出含有较多高次谐波成分的倾向，所以存在扭矩脉动增大，电动机控制的响应性恶化的可能。对此本发明中如上所述，根据要变换的交流输出的频率或者与该频率关联的电动机的转速来切换PWM控制模式和PHM控制模式，能够在不容易受到低次的高次谐波的影响的电动机旋转区域即高速旋转区域中使用PHM控制方式，在容易产生扭矩脉动的低速旋转区域中使用PWM控制方式。由此，能够将扭矩脉动的增大抑制得较低，减少开关损耗。

另外，作为开关次数最小的电动机的控制状态，存在按电动机每一转使各相的开关元件各自开关一次的基于矩形波的控制状态。该基于矩形波的控制状态，作为上述PHM控制方式中随着所变换的交流输出波形的调制度的增大而减少的每半周期的开关次数的最终的状态，能够作为PHM控制方式的一个控制方式理解。这一点在后文中详细说明。

接着，为了说明PHM控制方式，首先参照图3对PWM控制和矩形波控制进行说明。在PWM控制的情况下，基于一定频率的载波和要输出的交流波形的大小的比较，确定开关元件的导通和关断的时序，对开关元件进行控制。通过使用PWM控制能够对电动机供给脉动较少的交流输出，实现扭矩脉动较少的电动机控制。另一方面，因为单位时间或者交流波形的每个周期的开关次数较多，所以存在开关损耗较大的缺点。对此，作为极端的示例，在使用一个脉冲(单脉冲)的矩形波控制开关元件的情况下，因为开关次数少，所以能够减少开关的损耗。另一方面，所变换的交流波形在忽略电感负载的影响时成为矩形波状，能够视为正弦波包含5次、7次、11次、……等高次谐波成分的状态。对矩形波实施傅立叶展开，除了正弦基波之外，还出现5次、7次、11次、……等高次谐波成分。该高次谐波成分会产生导致扭矩脉动的电流畸变。像这样，PWM控制和矩形波控制相互为对立关系。

图4表示假设以矩形波状控制开关元件的导通和关断的情况下，交流输出中产生的高次谐波成分的示例。图4(a)为将矩形波状变化的交流波形分解为作为基波的正弦波和5次、7次、11次、……等高次谐波成分的示例。图4(a)所示的矩形波的傅立叶级数展开，如式(1)所示。

f(ωt)＝4/π×{sinωt+(sin3ωt)/3+(sin5ωt)/5+(sin7ωt)/7+……}(1)

式(1)表示，由以4/π·(sinωt)表示的作为基波的正弦波，和作为其高次谐波成分的3次、5次、7次、……的各成分，形成图4(a)所示的矩形波的情况。这样，可知通过对基波合成更高次的高次谐波能够接近矩形波。

图4(b)表示对基波、3次谐波、5次谐波的各振幅分别进行比较的状态。若设图4(a)的矩形波的振幅为1，则基波的振幅表现为1.27，3次谐波的振幅表现为0.42，5次谐波的振幅表现为0.25。像这样，因为高次谐波的次数越高，其振幅越小，可知矩形波控制中的影响也变小。

因为在以矩形波形状使开关元件导通和关断的情况下可能产生扭矩脉动，所以出于这一观点，通过消除影响较大的高次的高次谐波成分，而对于影响较小的高次的高次谐波成分忽略其影响并使这些高次谐波成分包含于波形中，能够实现开关损耗较小并且将扭矩脉动的增大抑制得较低的电力变换器。本实施方式使用的PHM控制中，根据控制的状态来相应地削减矩形波交流电流所包含的高次谐波成分的一部分，由此减小电动机控制的扭矩脉动的影响，另一方面，通过在使用上没有问题的范围内包含高次谐波成分，来减少开关损耗。这样的控制方法如上所述，本说明书中记载为PHM控制方式。

接着说明用于实现上述控制的控制电路172的结构。

图5表示本发明的一实施方式的控制电路172的电动机控制***。由上级的控制装置对控制电路172输入作为目标扭矩值的扭矩指令T^*。扭矩指令/电流指令变换器410，基于输入的扭矩指令T^*和电角速度ωre，使用预先存储的扭矩-旋转速度映射表(map)的数据，求取d轴电流指令信号Id^*和q轴电流指令信号Iq^*，其中，电角速度ωre基于由旋转磁极传感器193检测并由A/D变换器190从模拟信号变换为数字信号的磁极位置信号θ，通过角速度运算器460计算出。扭矩指令/电流指令变换器410中求得的d轴电流指令信号Id^*和q轴电流指令信号Iq^*，分别输出到电流控制器(ACR)420、421。

电流控制器(ACR)420、421，基于从扭矩指令/电流指令变换器410输出的d轴电流指令信号Id^*和q轴电流指令信号Iq^*，和通过将由电流传感器180检测并由A/D变换器190从模拟信号变换为数字信号的电动发电机192的相电流检测信号lu、lv、lw进一步变换为d、q轴上的电流信号而生成的Id、Iq电流信号，以使流过电动发电机192的电流追踪d轴电流指令信号Id^*和q轴电流指令信号Iq^*的方式，分别计算d轴电压指令信号Vd^*和q轴电压指令信号Vq^*。其中，从相电流检测信号lu、lv、lw到Id、Iq电流信号的变换，基于磁极位置信号θ由Id、Iq变换器470进行。在电流控制器(ACR)420中求得的d轴电压指令信号Vd^*和q轴电压指令信号Vq^*，被输出到PHM控制用的脉冲调制器430。另一方面，在电流控制器(ACR)421中求得的d轴电压指令信号Vd^*和q轴电压指令信号Vq^*，被输出到PWM控制用的脉冲调制器440。

PHM控制用的脉冲调制器430由电压相位差运算器431、调制度运算器432、脉冲发生器(脉冲生成器)434构成。从电流控制器420输出的d轴电压指令信号Vd^*和q轴电压指令信号Vq^*，在脉冲调制器430中被输入到电压相位差运算器431和调制度运算器432。

电压相位差运算器431计算电动发电机192的磁极位置与d轴电压指令信号Vd^*和q轴电压指令信号Vq^*所表示的电压相位的相位差，即电压相位差。若令该电压相位差为δ，则电压相位差δ如式(2)所示。

δ＝arctan(-Vd^*/Vq^*)                  (2)

电压相位差运算器431进而通过将上述电压相位差δ和来自旋转磁极传感器193的磁极位置信号θ所表示的转子相位角相加，计算电压相位。然后，将与计算出的电压相位相应的电压相位信号θv输出到脉冲发生器434。该电压相位信号θv，在令磁极位置信号θ所表示的转子相位角为θre时，如式(3)所示。

θv＝δ+θre                            (3)

调制度运算器432通过对d轴电压指令信号Vd^*和q轴电压指令信号Vq^*所表示的矢量的大小用电池136的电压进行归一化来计算调制度，将与该调制度相应的调制度信号a输出到脉冲发生器434。本实施方式中，上述调制度信号a基于对图2所示的功率开关电路144供给的直流电压即电池电压来确定，具有电池电压升高时调制度a减小的倾向。此外还具有指令值的振幅值增大时调制度a增大的倾向。具体而言，若令电池电压为Vdc，则a如式(4)所示。其中，式(4)中，Vd表示d轴电压指令信号Vd^*的振幅值，Vq表示q轴电压指令信号Vq^*的振幅值。

a＝(√(Vd^2+Vq^2))/Vdc                (4)

脉冲发生器434基于来自电压相位差运算器431的电压相位信号θv，和来自调制度运算器432的调制度信号a，生成基于与U相、V相、W相的各上下臂分别对应的6种PHM控制的脉冲信号。然后，将生成的脉冲信号输出到切换器450，从切换器450输出到驱动电路174，由此对各开关元件输出驱动信号。其中，对于基于PHM控制的脉冲信号(以下称为PHM脉冲信号)的产生方法，在后文详细说明。

另一方面，PWM控制用的脉冲调制器440，基于从电流控制器421输出的d轴电压指令信号Vd^*和q轴电压指令信号Vq^*，和基于来自旋转磁极传感器193的磁极位置信号θ由角速度运算器460计算的电角速度ωre，用众所周知的PWM方式，生成基于与U相、V相、W相的各上下臂分别对应的6种PWM控制的脉冲信号(以下称为PWM脉冲信号)。然后，将生成的PWM脉冲信号输出到切换器450，从切换器450对驱动电路174供给，由此从驱动电路174将驱动信号向各开关元件供给。

切换器450选择从PHM控制用的脉冲调制器430输出的PHM脉冲信号和从PWM控制用的脉冲调制器440输出的PWM脉冲信号中的一者。该切换器450对脉冲信号的选择，如上所述根据电动发电机192的转速进行。例如，在电动发电机192的转速低于设定为切换线(Switching Line)的规定的阈值的情况下，通过选择PWM脉冲信号，在电力变换装置140中应用PWM控制方式。此外，在电动发电机192的转速高于阈值的情况下，通过选择PHM脉冲信号，在电力变换装置140中应用PHM控制方式。像这样在切换器450中选择的PHM脉冲信号或者PWM脉冲信号被输出到驱动电路174(未图示)。

如上所述，从控制电路172对驱动电路174输出PHM脉冲信号或者PWM脉冲信号作为调制波。根据该调制波，从驱动电路174向功率开关电路144的各IGBT328、330输出驱动信号。

接着，对于图5的电流控制器(ACR)420进行详细说明。电流控制器(ACR)420，例如如图6所示，具有用于输入d轴电流指令信号Id^*来计算d轴电压指令信号Vd^*的d轴用电流控制器(ACR)423，和用于输入q轴电流指令信号Iq^*来计算q轴电压指令信号Vq^*的q轴用电流控制器(ACR)424。d轴用电流控制器(ACR)423具有FF(前馈)控制器425和FB(反馈)控制器427。q轴用电流控制器(ACR)423也同样具有FF(前馈)控制器426和FB(反馈)控制器428。

像这样，电流控制器(ACR)420通过组合使用基于FF控制器425、426的前馈控制和基于FB控制器427、428的反馈控制，根据d轴电流指令信号Id^*和q轴电流指令信号Iq^*计算d轴电压指令信号Vd^*和q轴电压指令信号Vq^*。由此，实现正确而迅速的电流控制。

图7(a)、图7(b)分别表示使用图6所示的电流控制器(ACR)420，使q轴电流指令信号Iq^*急剧变化时电动发电机192中流过的q轴电流Iq和q轴电压Vq的变化的状态。从上述图中可知，即使q轴电流指令信号Iq^*急剧变化，q轴电流Iq和q轴电压Vq也能够迅速追随该变化，并且变化后的变动较小，因此能够实现正确而迅速的电流控制。

此处，FF控制器425、426的传递函数G_df(Z)、G_qf(Z)，和FB控制器427、428的传递函数G_dc(Z)、G_qc(Z)，如图6所示，分别由以下的式(5)表示。

[数1]

$G_{\mathrm{df}}\left(Z\right)=\frac{b_{\mathrm{df}0}+b_{\mathrm{df}1}{z}^{-1}}{a_{\mathrm{df}0}}$

$G_{\mathrm{qf}}\left(Z\right)=\frac{b_{\mathrm{qf}0}+b_{\mathrm{qf}1}{z}^{-1}}{a_{\mathrm{qf}0}}$

$G_{\mathrm{dc}}\left(Z\right)=k_d\frac{b_{\mathrm{dc}0}+b_{\mathrm{dc}1}{z}^{-1}}{a_{\mathrm{dc}0}+a_{\mathrm{dc}1}{z}^{-1}}$

$G_{\mathrm{qc}}\left(Z\right)=k_q\frac{b_{\mathrm{qc}0}+b_{\mathrm{qc}1}{z}^{-1}}{a_{\mathrm{qc}0}+a_{\mathrm{qc}1}{z}^{-1}}---\left(5\right)$

式(5)中，FF控制器425的传递函数G_df(Z)中的各参数a_df0、b_df0、b_df1，和FF控制器426的传递函数G_qf(Z)中的各参数a_qf0、b_qf0、b_qf1，能够如以下式(6)表示。

[数2]

a_df0＝(T_u/L_d)exp(T_u/T_d)

b_df0＝1

b_df1＝exp(T_u/T_d)

a_qf0＝(T_u/L_q)exp(T_u/T_q)

b_qf0＝1

b_qf1＝exp(T_u/T_q)

                            (6)

此处，式(6)中的L_d、L_q、T_d、T_q分别表示d轴电感、q轴电感、d轴电路时间常数、q轴电路时间常数。此外，T_u的值如图8所示，确定为与PHM脉冲信号的脉冲间隔相应的值。该T_u的值根据电动发电机192的转速和PHM脉冲的模式相应地变化。由此，能够进一步提高电流控制器(ACR)420的电流控制性能，有效地抑制电动发电机192中电流波形的紊乱。

图9表示对如上所述使T_u的值按照脉冲间隔相应地变化和不变化的情况下电动发电机192中的相电流、扭矩和相电压分别进行比较的结果。图9(a)为如上所述使T_u的值对于脉冲形状而言设定为适当的相位的情况，具体而言，表示使电流控制器(ACR)420的控制周期为20度进行控制的一例。另一方面图9(b)为使T_u的值对于脉冲形状设定为不适当的相位的情况，具体而言表示使电流控制器(ACR)420的控制周期为8度进行控制的一例。其中，相电流和相电压表示了U相的电流和电压来代表各相，对于此外的V相、W相是同样的。

对图9(a)和图9(b)进行比较可知，对于使扭矩值从0变化为作为扭矩指令值的100Nm后的相电流和扭矩，图9(a)中的变动比图9(b)小，更加稳定。像这样，通过使T_u的值与脉冲同步地按照脉冲间隔相应地变化，能够提高电流控制器(ACR)420的电流控制性能，使电动发电机192的电流和扭矩变得稳定。

接着，详细说明图5的A/D变换器190。A/D变换器190例如如图10所示，由样本相位检索器481、定时计数(或者相位计数)比较器482和样本保持电路483实现。样本相位检索器481获取从电压相位差运算器431输出的电压相位信号θv、从调制度运算器432输出的调制度信号a和从角速度运算器460输出的电角速度信号ωre作为输入信号。基于这些输入信号，样本相位检索器481从预先存储的采样相位的表中，针对U相、V相、W相分别检索要检测电流波形的相位，将该检索结果的信息输出到定时计数比较器482。

定时计数比较器482基于从样本相位检索器481输出的检索结果，对于U相、V相、W相的各相分别生成比较匹配信号，输出到样本保持电路483。样本保持电路483基于来自定时计数比较器的比较匹配信号，确定由电流传感器180检测出的相电流检测信号lu、lv、lw和由旋转磁极传感器193检测出的磁极位置信号θ的采样时序，并对这些信号进行采样，从模拟信号变换为数字信号。由样本保持电路483采样的相电流检测信号lu、lv、lw和磁极位置信号θ被输出到Id、Iq变换器470，由Id、Iq变换器470变换为Id、Iq电流信号，输出到电流控制器(ACR)420。其中，A/D变换后的磁极位置信号θ也从样本保持电路483输出到电压相位差运算器431和角速度运算器460。

图11和12表示通过A/D变换器190将相电流检测信号lu、lv、lw从模拟信号变换为数字信号时的电流获取方法的概要。首先如图11所示，对脉冲发生器434中的基于d轴电压指令信号Vd^*与q轴电压指令信号Vq^*的电压指令值，和作为与该电压指令值相应的输出电压的PHM脉冲信号，分别预先进行积分。而后，将它们的积分结果重合求出交点，将各交点确定为采样的时序。将如此决定的采样时序的信息表格化，作为采样相位表存储到样本相位检索器481中。

当由电流传感器180检测出相电流检测信号lu、lv、lw时，基于存储在样本相位检索器481的采样相位表，如图12所示地确定采样的时序，离散地获取各采样时序下的相电流检测信号lu、lv、lw的值作为实际电流值。通过这样获取离散的实际电流值，A/D变换器190将相电流检测信号lu、lv、lw从模拟信号变换为数字信号。

如上所述基于由A/D变换器190获取的实际电流值的数字信号，通过Id、Iq变换器470推定电流基波，生成Id、Iq电流信号。

如上所述，由A/D变换器190确定采样的时序，根据该时序对来自电流传感器180的相电流检测信号lu、lv、lw进行采样。通过使用该采样值，能够在Id、Iq变换器470中正确地推定电流基波，生成Id、Iq电流信号。其结果，能够在电流控制器(ACR)420中实现正确的电流控制。

图13表示存储在样本相位检索器481中的采样相位表的示例。如图13所示，将每个调制度的采样相位值作为采样相位表存储在样本相位检索器481中。样本相位检索器481在该采样相位表中检索与调制度信号a对应的采样相位值，将检索结果输出到定时计数比较器482。

图14表示详细说明图5的A/D变换器190的A/D变换的步骤的流程图。样本相位检索器481在步骤701读取调制度信号a作为输入信号，在步骤702读取电压相位信号θv作为输入信号。在接下来的步骤703，样本相位检索器481基于所输入的当前的电压相位信号θv，考虑控制延迟时间和电角速度信号ωre所表示的转速，计算与下一个控制周期对应的电压相位的范围。之后在步骤704，样本相位检索器481进行ROM检索。在该ROM检索中，基于所输入的调制度信号a，在步骤703计算得到的电压相位的范围中，从预先存储于ROM(未图示)的表中检索采样相位。

在步骤705，样本相位检索器481将由步骤704的ROM检索获得的采样相位的信息输出到定时计数比较器482。定时计数比较器482在步骤706中将该相位信息变换为时间信息，使用与定时计数进行比较匹配的功能生成比较匹配信号。其中，将相位信息变换为时间信息的过程，使用电角速度信号ωre。或者，也可以将定时计数比较器482替换为相位计数比较器。该情况下，能够直接使用通过步骤704的ROM检索获得的采样相位的信息，在步骤706中利用与相位计数进行比较匹配的功能来生成比较匹配信号。

定时计数比较器482将步骤706中生成的比较匹配信号在下一个步骤707中输出到样本保持电路483。基于该比较匹配信号，在步骤708中，样本保持电路483分别确定相电流检测信号lu、lv、lw和磁极位置信号θ的采样时序，在该采样时序进行各信号的采样，执行A/D变换。

由步骤708的A/D变换从模拟信号变为数字信号的相电流检测信号lu、lv、lw和磁极位置信号θ，从A/D变换器190输出到Id、Iq变换器470，在步骤709中在Id、Iq变换器470中获取。基于这样获取的A/D变换后的相电流检测信号lu、lv、lw和磁极位置信号θ，利用Id、Iq变换器470求出Id、Iq电流信号，输出到电流控制器(ACR)420。

通过在A/D变换器190中进行以上说明的步骤701～709的处理，进行来自电流传感器180的相电流检测信号lu、lv、lw和来自旋转磁极传感器193的磁极位置信号θ的A/D变换。

或者，也可以代替图14的流程图，在A/D变换器190中进行图15的流程图所示的处理，进行相电流检测信号lu、lv、lw和磁极位置信号θ的A/D变换。该处理不使用如图14的流程图所示用预先存储的表来检索采样相位的表检索方式，而是采用按电流控制器(ACR)的每个控制周期生成采样相位的方式。

A/D变换器190在步骤701输入调制度信号a，在步骤702输入电压相位信号θv。在接下来的步骤710，A/D变换器190基于所输入的调制度信号a和电压相位信号θv，考虑控制延迟时间和电角速度信号ωre所表示的转速，按电流控制器(ACR)的每个控制周期通过计算来确定采样相位。此处如图11所说明的那样，根据调制度信号a和电压相位信号θv求得作为电压指令值和输出电压的PHM脉冲信号，通过对其积分并求出它们的交点来确定采样相位。然后，基于所确定的采样相位的信息，使用与定时计数或者相位计数进行比较匹配的功能来生成比较匹配信号。其中，在使用定时计数的情况下，需要如上所述地基于电角速度信号ωre将采样相位的信息变换为时间信息。

如上所述，基于步骤710中生成的比较匹配信号，A/D变换器190在步骤711中，分别确定相电流检测信号lu、lv、lw和磁极位置信号θ的采样时序，在该采样时序进行各信号的采样，执行A/D变换。

通过步骤711的A/D变换从模拟信号变为数字信号的相电流检测信号lu、lv、lw和磁极位置信号θ，从A/D变换器190输出到Id、Iq变换器470，在步骤712中在Id、Iq变换器470中获取。基于这样获取的A/D变换后的相电流检测信号lu、lv、lw和磁极位置信号θ，利用Id、Iq变换器470求出Id、Iq电流信号，输出到电流控制器(ACR)420。像这样，也能够进行相电流检测信号lu、lv、lw和磁极位置信号θ的A/D变换。

此处详细说明图5的脉冲发生器434。脉冲发生器434，例如如图16所示，由相位检索器435和定时计数比较器436实现。相位检索器435基于来自电压相位差运算器431的电压相位信号θv、来自调制度运算器432的调制度信号a以及来自角速度运算器460的电角速度信号ωre，从预先存储的开关脉冲的相位信息的表中，针对U相、V相、W相的上下各臂，检索要输出开关脉冲的相位，将该检索结果的信息输出到定时计数比较器436。定时计数比较器436基于从相位检索器435输出的检索结果，分别生成作为针对U相、V相、W相的上下各臂的开关指令的PHM脉冲信号。由定时计数比较器436生成的针对各相的上下臂的6种PHM脉冲信号，如上所述，输出到切换器450。

图17表示详细说明图16的相位检索器435和定时计数比较器436进行脉冲生成的步骤的流程图。相位检索器435在步骤801读取调制度信号a作为输入信号，在步骤802读取电压相位信号θv作为输入信号。而后在步骤803中，相位检索器435基于所输入的当前的电压相位信号θv，考虑控制延迟时间和电角速度信号ωre所表示的转速，计算与下一个控制周期对应的电压相位的范围。之后在步骤804中，相位检索器435进行ROM检索。该ROM检索中，基于所输入的调制度信号a，在步骤803所计算得到的电压相位的范围内，从预先存储于ROM(未图示)的表中检索开关的导通和关断的相位。

在步骤805中，相位检索器435将通过步骤804的ROM检索获得的开关的导通和关断的相位的信息输出到定时计数比较器436。定时计数比较器436在步骤806中将该相位信息变换为时间信息，使用与定时计数进行比较匹配的功能来生成PHM脉冲信号。其中，将相位信息变换为时间信息的过程，使用电角速度信号ωre。或者，也可以将定时计数比较器436替换为相位计数比较器。该情况下，能够直接使用由步骤804的ROM检索获得的开关的导通和关断的相位的信息，在步骤806中利用与相位计数进行比较匹配的功能来生成PHM脉冲。

定时计数比较器436将步骤806中生成的PHM脉冲信号在下一个步骤807中输出到切换器450。通过在相位检索器435和定时计数比较器436中进行以上说明的步骤801～807的处理，在脉冲发生器434中生成PHM脉冲信号。

或者，也可以代替图17的流程图，在脉冲发生器434中执行图18的流程图所示的处理，由此来进行脉冲生成。该处理不使用如图17的流程图所示用预先存储的表来检索开关相位的表检索方式，而是采用按电流控制器(ACR)的每个控制周期生成开关相位的方式。

脉冲发生器434在步骤801输入调制度信号a，在步骤802输入电压相位信号θv。在接下来的步骤820，脉冲发生器434基于所输入的调制度信号a和电压相位信号θv，考虑控制延迟时间和电角速度信号ωre所表示的转速，按电流控制器(ACR)的每个控制周期确定开关的导通和关断的相位。

图19的流程图详细表示了步骤820的开关相位的确定处理。在步骤821中，脉冲发生器434基于电角速度信号ωre所表示的转速，指定要消除的高次谐波次数。根据这样指定的高次谐波次数，脉冲发生器434在下一个步骤822中进行矩阵运算等处理，在步骤823中输出脉冲基准角度。

步骤821～823的脉冲生成过程，根据以下式(7)～(10)所示的行列式进行运算。

此处，作为一例，列举除去3次、5次、7次成分的情况。

当脉冲发生器434在步骤821中指定3次、5次、7次的高次谐波成分作为消除的高次谐波次数时，在下一个步骤822进行矩阵运算。

此处针对3次、5次、7次的消除次数，生成式(7)的行矢量。

[数3]

[x₁ x₂ x₃]＝π/2[k₁/3 k₂/5 k₃/7]    (7)

式(7)的右边括号内的各元素为k1/3、k2/5、k3/7。k1、k2、k3可以选择任意的奇数。但是，不能选择k1＝3、9、15，k2＝5、15、25，k3＝7、21、35等。在该条件下，3次、5次、7次的成分被完全消除。

上式的一般性地表述为：设分母的值为要消除的高次谐波次数，设分子的值为除了分母的奇数倍以外的任意的奇数，由此能够确定式(7)的各元素的值。此处在式(7)的示例中，因为消除次数为三种(3次、5次、7次)，所以行矢量的元素数为三个。同样，能够对N种消除次数设定元素数为N的行矢量，确定各元素的值。

另外，在式(7)中，还可以通过使各元素的分子和分母的值为上述情况以外的值，从而将该谱(spectrum)整形而不是消除高次谐波成分。因此，在以谱整形而不是以消除高次谐波成分为主要目的的情况下，也可以任意选择各元素的分子和分母的值。该情况下，分子和分母的值不一定需要为整数，但是作为分子的值不能选择分母的奇数倍。此外，分子和分母的值不需要为常数，可以为随时间变化的值。

如上所述，在通过分母和分子的组合来确定其值的元素为三个的情况下，能够如式(7)所示设定3列的矢量。同样，能够设定通过分母和分子的组合来确定其值的元素数为N的矢量，即N列的矢量。以下，将该N列的矢量称为高次谐波基准相位矢量。

在高次谐波基准相位矢量如式(7)所示为3列的矢量的情况下，将该高次谐波基准相位矢量转置，进行式(8)的运算。其结果，获得S1～S4的脉冲基准角度。

脉冲基准角度S1～S4为表示电压脉冲的中心位置的参数，用于与后述的三角波载波进行比较。像这样，在脉冲基准角度为4个(S1～S4)的情况下，一般而言，线电压每一个周期的脉冲数为16个。

[数4]

$\left[\begin{array}{c}{S}_1\\ S_2\\ S_3\\ S_4\end{array}\right]=\{2\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 1& 0& 1\\ 1& 1& 0\\ 1& 1& 1\end{array}\right]-\left[\begin{array}{ccc}1& 1& 1\\ 1& 1& 1\\ 1& 1& 1\\ 1& 1& 1\end{array}\right]\}\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ x_3\end{array}\right]---\left(8\right)$

此外，代替式(7)如式(9)所示，在高次谐波基准相位矢量为4列的情况下，实施矩阵运算式(10)。

[数5]

[x₁ x₂ x₃ x₄]＝π/2[k₁/3 k₂/5 k₃/7 k₄/11]    (9)

[数6]

$\left[\begin{array}{c}{S}_1\\ S_2\\ S_3\\ S_4\\ S_5\\ S_6\\ S_7\\ S_8\end{array}\right]=\{2\left[\begin{array}{cccc}1& 0& 0& 0\\ 1& 0& 0& 1\\ 1& 0& 1& 0\\ 1& 0& 1& 1\\ 1& 1& 0& 0\\ 1& 1& 0& 1\\ 1& 1& 1& 0\\ 1& 1& 1& 1\end{array}\right]-\left[\begin{array}{cccc}1& 1& 1& 1\\ 1& 1& 1& 1\\ 1& 1& 1& 1\\ 1& 1& 1& 1\\ 1& 1& 1& 1\\ 1& 1& 1& 1\\ 1& 1& 1& 1\\ 1& 1& 1& 1\end{array}\right]\}\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ x_3\\ x_4\end{array}\right]---\left(10\right)$

其结果，获得S1～S8的脉冲基准角度输出。此时线电压每一个周期的脉冲数为32个。

消除的高次谐波成分的数量和脉冲数的关系一般而言如下所述。即，在消除的高次谐波成分为2个的情况下，线电压每一个周期的脉冲数为8个脉冲，在消除的高次谐波成分为3个的情况下，线电压每一个周期的脉冲数为16个脉冲，在消除的高次谐波成分为4个的情况下，线电压每一个周期的脉冲数为32个脉冲，在消除的高次谐波成分为5个的情况下，线电压每一个周期的脉冲数为64个脉冲。同样，随着消除的高次谐波成分的数量增加一个，线电压每一个周期的脉冲数变为2倍。

但是，在线电压采用正的脉冲和负的脉冲重叠的脉冲配置的情况下，存在脉冲数量与上述不同的情况。

利用如上所述在脉冲发生器434生成的PHM脉冲信号，在UV线电压、VW线电压、WU线电压三种线电压中分别形成脉冲波形。上述各线电压的脉冲波形为具有2π/3的相位差的相同的脉冲波形。因此，以下作为各线电压的代表，仅说明UV线电压。

此处，UV线电压的基准相位θuvl和电压相位信号θv以及转子相位θre之间，存在式(11)的关系。

θuvl＝θv+π/6＝θre+δ+π/6[rad]    (11)

式(11)所表示的UV线电压的波形以θuvl＝π/2，3π/2的位置为中心轴对称，并且以θuvl＝0，π的位置为中心点对称。从而，UV线电压脉冲的一个周期(θuvl从0到2π)的波形能够通过以下方式来表现：基于θuvl从0到π/2之间的脉冲波形，将其按每π/2左右对称或者上下对称地进行配置。

实现它的一个方法为以下算法：将0≤θuvl≤π/2的范围内的UV线电压脉冲的中心相位与四通道的相位计数进行比较，基于其比较结果，针对一个周期即0≤θuvl≤2π的范围生成UV线电压脉冲。图20表示其概念图。

图20表示0≤θuvl≤π/2的范围内线电压脉冲为4个的情况的示例。图20中，脉冲基准角度S1～S4表示这4个脉冲的中心相位。

carr1(θuvl)、carr2(θuvl)、carr3(θuvl)、carr4(θuvl)表示4通道的各相位计数。上述各相位计数对于基准相位θuvl均为具有2πrad的周期的三角波。此外，carr1(θuvl)和carr2(θuvl)在振幅方向具有dθ的偏差，carr3(θuvl)和carr4(θuvl)的关系也是相同的。

dθ表示线电压脉冲的宽度。基波的振幅对于该脉冲宽度dθ线性地变化。

线电压脉冲在各相位计数carr1(θuvl)、carr2(θuvl)、carr3(θuvl)、carr4(θuvl)与表示0≤θuvl≤π/2的范围内脉冲的中心相位的脉冲基准角度S1～S4的各交点形成。由此，按每90度形成对称的模式(pattern)的脉冲信号。

进一步详细而言，在carr1(θuvl)、carr2(θuvl)与S1～S4分别一致的点，生成具有正的振幅的宽度dθ的脉冲。另一方面，在carr3(θuvl)、carr4(θuvl)与S1～S4分别一致的点，生成具有负的振幅的宽度dθ的脉冲。

图21表示按调制度描绘通过以上说明的方法生成的线电压的波形的一例。图21中，表示了作为式(7)的k1、k2、k3的值，分别选择k1＝1，k2＝2，k3＝3，使调制度从0到1.0变化时的线电压脉冲波形的示例。根据图21，可知脉冲宽度的增加与调制度的增加大致成比例。通过这样增加脉冲宽度，能够增大电压的有效值。但是，θuvl＝0，π，2π附近的脉冲，在调制度为0.4以上时，即使调制度变化，脉冲宽度也不会发生变化。这样的现象是由于具有正的振幅的脉冲和具有负的振幅的脉冲重合而产生的。

如上所述，上述实施方式中，通过从驱动电路174向功率开关电路144的各开关元件发送驱动信号，各开关元件基于要输出的交流输出，例如交流电压的相位来进行开关动作。交流输出，例如交流电压的一个周期内开关元件的开关次数，具有要消除的高次谐波的种类越多，开关次数越多的倾向。此处在输出对三相交流的旋转电机供给的三相交流电力的情况下，由于3的倍数的高次谐波相互抵消，所以可以不包含在要除去的高次谐波中。

此外从其他观点来看，当供给的直流电力的电压降低时，调制度增大，存在导通的各开关动作的导通期间变长的倾向。此外，在驱动电动机等旋转电机时增大旋转电机的产生扭矩的情况下，调制度增大，结果各开关动作的导通期间变长，而在减小旋转电机的产生扭矩的情况下，各开关动作的导通期间变短。在导通期间增大，关断时间变短的情况下，即开关间隔缩短某种程度的情况下，存在无法安全关断开关元件的可能性，该情况下不进行关断，进行保持导通状态至下一个导通期间的控制。

此外从其他观点来看，在输出的交流电流的畸变的影响较大的频率较低的状态，特别是在旋转电机停止或者转速非常低的状态下，不使用PHM方式的控制，而是以使用固定周期的载波的PWM方式来控制功率开关电路144，在转速增加的状态下切换到PHM方式来控制功率开关电路144。在将本发明应用于汽车驱动用的电力变换装置的情况下，出于影响车的高档感等原因，在车从停止状态起发动并加速的阶段特别希望减少扭矩脉动的影响。因此至少在车从停止状态到发动状态下用PWM方式控制功率开关电路144，在加速至一定程度后切换到PHM方式。由此，至少在发动时能够实现扭矩脉动较少的控制，并且至少在转移到通常驾驶的均速行驶的状态下能够用开关损耗较小的PHM方式来进行控制，能够实现抑制扭矩脉动的影响同时损耗较小的控制。

根据本发明中使用的PHM脉冲信号，其特征在于，在如上所述地确定调制度时，除了例外，均生成由脉冲宽度相等的脉冲列组成的线电压波形。其中，例外的线电压的脉冲宽度与其他脉冲列不等的情况，指的是上述具有正的振幅的脉冲和具有负的振幅的脉冲重合的情况。该情况下，若将脉冲重合的部分分解为具有正的振幅的脉冲和具有负的振幅的脉冲，则脉冲的宽度在整个区域一定相同。即，调制度随着脉冲宽度的变化而变化。

此处，进而使用图22详细说明例外的线电压的脉冲宽度与其他脉冲列不等的情况。图22的上部，表示了将在图21中调制度为1.0时的线电压脉冲波形中π/2≤θuvl≤3π/2的范围放大的状态。该线电压脉冲波形中，中心附近的两个脉冲具有与其他脉冲不同的脉冲宽度。

图22的下部表示将这样的脉冲宽度与其他脉冲不同的部分分解后的状态。从该图中可知，在该部分中，分别具有与其他脉冲相同的脉冲宽度的具有正的振幅的脉冲和具有负的振幅的脉冲相重合，通过合成这些脉冲形成了与其他脉冲的脉冲宽度不同的脉冲。即，通过这样将脉冲的重合分解，根据PHM脉冲信号形成的线电压的脉冲波形由具有恒定(一定)的脉冲宽度的脉冲构成。

图23表示本发明生成的基于PHM脉冲信号的线电压脉冲波形的另一例。此处，表示了作为式(7)的k1、k2、k3的值，分别选择k1＝1，k2＝1，k3＝5，并使调制度从0到1.27变化时的线电压脉冲波形的示例。图23中，当调制度为1.17以上时，在θuvl＝π/2、3π/2的位置处，相互邻接的左右对称的两个脉冲之间的间隙消失了。从而，可知虽然在调制度不到1.17的范围内能够消除目标高次谐波成分，但在调制度为1.17以上时无法有效消除高次谐波成分。当调制度进一步增大时，在其他位置处邻接的脉冲之间的间隙也将消失，最终在调制度为1.27时成为矩形波的线电压脉冲波形。

图24表示将图23所示的线电压脉冲波形用对应的相电压脉冲波形表示的示例。图24中与图23相同地，可知调制度为1.17以上时邻接的两个脉冲间的间隙消失。其中，图24的相电压脉冲波形与图23的线电压脉冲波形之间，存在π/6的相位差。

接着，说明将线电压脉冲变换为相电压脉冲的方法。图25表示在从线电压脉冲到相电压脉冲的变换中使用的变换表的示例。该表中左端的列中记载的1～6的各模式，是对获取的每个开关状态分配的编号。在模式1～6中，从线电压到输出电压的关系一对一地确定。上述各模式对应于在直流侧和三相交流侧之间存在能量传递的活跃(active)期间。其中，图25的表中记载的线电压，是将作为不同的相的电位差可取的模式(pattern)，用电池电压Vdc归一化整理而得的。

图25中，例如，模式1表示的是Vuv→1、Vvw→0，Vu→-1，其表示对Vu-Vv＝Vdc，Vv-Vw＝0，Vw-Vu＝-Vdc归一化的情况。此时的相电压即相端子电压(与栅极电压成比例)，根据图25的表为Vu→1(U相的上臂导通，下臂关断)，Vv→0(V相的上臂关断，下臂导通)，Vw→0(W相的上臂关断，下臂导通)。即，图25的表中，归一化表示了Vu＝Vdc，Vv＝0，Vw＝0的情况。模式2～6能够以与模式1相同的想法形成。

图26表示使用图25的变换表将以矩形波的状态控制功率开关电路144的模式下的线电压脉冲变换为相电压脉冲的示例。图26中，上层作为线电压的代表例表示UV线电压Vuv，在其下方表示U相端子电压Vu，V相端子电压Vv，W相端子电压Vw。如图26所示，在矩形波控制模式下，图25的变换表所示的模式从1到6顺序变化。此外，在矩形波控制模式下不存在后述的三相短路期间。

图27表示将图21例示的线电压脉冲波形根据图25的变换表变换为相电压脉冲的状态。图27中，上层作为线电压的代表例表示UV线电压脉冲，在其下方表示U相端子电压Vu，V相端子电压Vv，W相端子电压Vw。

在图27的上部，表示了模式(直流侧与三相交流侧之间存在能量传递的活跃期间)的编号，和成为三相短路的期间。三相短路的期间是使三相的上臂全部导通或者使三相的下臂全部导通中的一种，根据开关损耗和导通损耗的状况，选择其中一种开关模式即可。

例如，当UV线电压Vuv为1时，U相端子电压Vu为1，V相端子电压Vv为0(模式1，6)。当UV线电压Vuv为0时，U相端子电压Vu和V相端子电压Vv为相同的值，即Vu为1并且Vv为1(模式2，三相短路)，或者Vu为0并且Vv为0(模式5，三相短路)中的一种。当UV线电压Vuv为-1时，U相端子电压Vu为0，V相端子电压Vv为1(模式3，4)。基于这样的关系，生成相电压即相端子电压的各脉冲(栅极电压脉冲)。

图27中，线电压脉冲和各相的相端子电压脉冲的模式(pattern)为，对于相位θuvl，以π/3为最小单位准周期性地反复的模式。即，0≤θuvl≤π/3的期间的使U相端子电压的1和0反转的模式与π/3≤θuvl≤2π/3的W相端子电压的模式相同。此外，0≤θuvl≤π/3的期间的使V相端子电压的1和0反转的模式与π/3≤θuvl≤2π/3的U相端子电压的模式相同，0≤θuvl≤π/3的期间的使W相端子电压的1和0反转的模式与π/3≤θuvl≤2π/3的V相端子电压的模式相同。在电动机的转速和输出恒定的稳定状态下，这样的特征表现得特别显著。

此处，将上述模式1～6定义为，在不同的相上分别使上臂用的IGBT328和下臂用的IGBT330导通而从作为直流电源的电池136对电动发电机192供给电流的第一期间。此外，将三相短路期间定义为使上臂用的IGBT328或者下臂用的IGBT330中的一者在所有相上导通而用电动发电机192蓄积的能量维持扭矩的第二期间。在图27所示的示例中，可知上述第一期间和第二期间按照电角度交替地形成。

进而在图27中，例如在0≤θuvl≤π/3的期间，作为第一期间的模式6和5将作为第二期间的三相短路期间夹在二者之间交替地反复。此处从图27可知，模式6中，在V相使下臂用的IGBT330导通，另一方面，在其他的U相、W相使与V相不同的一侧即上臂用的IGBT328导通。另一方面，在模式5中，在W相使上臂用的IGBT328导通，另一方面，在其他的U相、V相使与W相不同的一侧即下臂用的IGBT330导通。即，在第一期间中，选择U相、V相、W相中的一个相(模式6时为V相，模式5时为W相)，对于所选择的这一个相，使上臂用的IGBT328或者下臂用的IGBT330导通，并且，对于其他两个相(模式6时为U相和W相，模式5时为U相和V相)，使与所选择的一个相不同一侧的臂用的IGBT328、330导通。此外，按每个第一期间交替所选择的一个相(V相、W相)。

在0≤θuvl≤π/3以外的期间也与上述同样，使作为第一期间的模式1～6的某个，将作为第二期间的三相短路期间夹在中间交替反复。即，在π/3≤θuvl≤2π/3的期间使模式1和6，在2π/3≤θuvl≤π的期间使模式2和1，在π≤θuvl≤4π/3的期间使模式3和2，在4π/3≤θuvl≤5π的期间使模式4和3，在5π/3≤θuvl≤2π的期间使模式5和4分别交替重复。由此，与上述同样地，在第一期间，选择U相、V相、W相中的任意一个相，对于选择的这个相，使上臂用的IGBT328或者下臂用的IGBT330导通，并且，对于其他两个相，使与所选择的一个相不同侧的臂用的IGBT328、330导通。并且，按每个第一期间交替所选择的一个相。

形成上述第一期间即模式1～6的期间的电角度位置，和该期间的长度，能够根据对电动发电机192要求的扭矩和转速等请求指令相应地变化。即如上所述，为了使消除的高次谐波的次数伴随电动机的转速或扭矩的变化而变化，使形成第一期间的特定的电角度位置变化。或者，根据电动机的转速或扭矩的变化，使第一期间的长度即脉冲宽度变化，使调制度变化。由此，能够使流过电动机的交流电流的波形——更具体地说使交流电流的高次谐波成分——变化为期望的值，通过该变化，控制从电池136对电动发电机192供给的电力。其中，特定的电角度位置和第一期间的长度这两者中，可以只使某一者变化，也可以使两者同时变化。

此处，脉冲的形状和电压具有以下关系。图示的脉冲的宽度具有使电压的有效值变化的效果，线电压的脉冲宽度较宽时电压的有效值较大，较窄时电压的有效值较小。此外，在消除的高次谐波的个数较少的情况下，电压的有效值较高，因此调制度的上限接近矩形波。该效果在旋转电机(电动发电机192)高速旋转时有效，能够超出通常用PWM控制的情况下的输出的上限地进行输出。即，通过使从作为直流电源的电池136对电动发电机192供给电力的第一期间的长度，和形成该第一期间的特定的电角度位置发生变化，能够使施加到电动发电机192的交流电压的有效值变化，获得与电动发电机192的旋转状态相应的输出。

此外，图27所示的驱动信号的脉冲形状，对于U相、V相和W相的各相而言，以任意的θuvl即电角度为中心左右不对称。并且，脉冲的开期间(ON期间)或者关期间(OFF期间)中至少一方包含以θuvl(电角度)计连续π/3以上的期间。例如U相中，具有以θuvl＝π/2附近为中心前后分别为π/6以上的ON期间，和以θuvl＝3π/2附近为中心前后分别为π/6以上的OFF期间。同样，在V相中，具有以θuvl＝π/6附近为中心前后分别为π/6以上的OFF期间，和以θuvl＝7π/6附近为中心前后分别为π/6以上的ON期间，在W相中，具有以θuvl＝5π/6附近为中心前后分别为π/6以上的OFF期间，和以θuvl＝11π/6附近为中心前后分别为π/6以上的ON期间。脉冲形状具有如上所述的特征。

如上所述，根据本实施方式的电力变换装置，选择PHM控制模式时，在与电角度相应的特定的时序，交替地产生从直流电源对电动机供给电力的第一期间，和使三相全桥的所有相的上臂导通或者使所有相的下臂导通的第二期间。由此，与选择PWM控制模式的情况相比，开关的频率可以控制在1/7至1/10以下。从而，能够减少开关损耗。进而，还能够减轻EMC(电磁噪声)。

而后，说明如图23所示使调制度变化时线电压脉冲波形中的高次谐波成分的消除的状态。图28是表示使调制度变化时线电压脉冲中基波和作为消除对象的高次谐波成分的振幅的大小的图。

图28(a)表示将3次和5次的高次谐波作为消除对象的线电压脉冲中基波和各高次谐波的振幅的示例。根据该图，可知在调制度为1.2以上的范围内，5次谐波不能完全消除，仍会出现。图28(b)表示将3次、5次和7次的高次谐波作为消除对象的线电压脉冲中基波和各高次谐波的振幅的示例。根据该图，可知在调制度为1.17以上的范围内，5次和7次的高次谐波不能完全消除，仍会出现。

另外，图29、30分别表示与图28(a)对应的线电压脉冲波形和相电压脉冲波形的示例。此处表示的是，设定元素数为2的行矢量，分别选择k1＝1、k2＝3作为各元素(k1/3、k2/5)中k1、k2的值，使调制度从0到1.27变化时的线电压脉冲波形和相电压波形的示例。此外，图28(b)与图23、24分别表示的线电压脉冲波形和相电压脉冲波形对应。

根据上述说明可知，当调制度超过某个一定的值时，作为消除对象的高次谐波因不能完全消除而开始出现。此外，可知作为消除对象的高次谐波的种类(数量)越多，越难以用较低的调制度完全消除高次谐波。

而后，参照图31说明图5所示的PWM控制用脉冲调制器440中PWM脉冲信号的生成方法。图31(a)表示U相、V相、W相的各相中的电压指令信号和PWM脉冲的生成中使用的三角波载波的波形。各相的电压指令信号是使相位相互错开2π/3的正弦波的指令信号，振幅根据调制度相应地变化。通过针对U、V、W各相分别将该电压指令信号与三角波载波信号进行比较并将二者的交点作为脉冲的开关(ON OFF)的时序，生成图31(b)、(c)、(d)分别表示的与U相、V相、W相的各相对应的电压脉冲波形。其中，上述脉冲波形中的脉冲数均与三角波载波中的三角波脉冲数相等。

图31(e)表示UV线电压的波形。该脉冲数为三角波载波中三角波脉冲数的2倍，即与面向各相的上述电压脉冲波形中脉冲数的2倍相等。另外，对于其他线电压即VW线电压和WU线电压是同样的。

图32表示按调制度描绘由PWM脉冲信号形成的线电压的波形的一例。此处，表示使调制度从0到1.27变化时的线电压脉冲波形的示例。图32中，当调制度为1.17以上时，相互邻接的两个脉冲间的间隙消失，合为一个脉冲。这样的脉冲信号被称为过调制PWM脉冲。最终，在调制度为1.27时，成为矩形波的线电压脉冲波形。

图33表示的是，用对应的相电压脉冲波形表示图32所示的线电压脉冲波形的示例。图33中与图32相同，可知当调制度为1.17以上时，邻接的两个脉冲间的间隙消失。其中，在图33的相电压脉冲波形和图32的线电压脉冲波形之间，存在π/6的相位差。

此处，对基于PHM脉冲信号的线电压脉冲波形和基于PWM脉冲信号的线电压脉冲波形进行比较。图34(a)表示基于PHM脉冲信号的线电压脉冲波形的一例。其相当于图21中调制度为0.4的线电压脉冲波形。另一方面，图34(b)表示基于PWM脉冲信号的线电压脉冲波形的一例。其相当于图32中调制度为0.4的线电压脉冲波形。

针对图34(a)和图34(b)，对脉冲数进行比较，可知图34(a)所示的基于PHM脉冲信号的线电压脉冲波形，与图34(b)所示的基于PWM脉冲信号的线电压脉冲波形相比，脉冲数大幅减少。因此，使用PHM脉冲信号时，因为生成的线电压脉冲数较少，控制响应性比PWM信号的情况降低，但是与使用PWM信号的情况相比能够大幅减少开关次数。其结果，能够大幅减少开关损耗。

图35表示通过切换器450的切换动作来切换PWM控制模式和PHM控制模式时的状态。此处表示的是，在θuvl＝π时将切换器450的选择目标从PWM脉冲信号切换到PHM脉冲信号，由此将控制模式从PWM控制模式切换到PHM控制模式时的线电压脉冲波形的示例。

接着，参照图36说明PWM控制和PHM控制中的脉冲形状的不同。图36(a)表示PWM脉冲信号的生成中使用的三角波载波，和由该PWM脉冲信号生成的U相电压、V相电压和UV线电压。图36(b)表示由PHM脉冲信号生成的U相电压、V相电压和UV线电压。对这些图进行比较，可知在使用PWM脉冲信号的情况下UV线电压的各脉冲的脉冲宽度不是恒定(固定)的，而相对的，在使用PHM脉冲信号的情况下UV线电压的各脉冲的脉冲宽度是恒定的。其中，存在如上所述的脉冲宽度不恒定的情况，这是由于具有正的振幅的脉冲和具有负的振幅的脉冲重合而导致的，若将脉冲的重合分解，则所有脉冲为相同脉冲宽度。此外还可知，在使用PWM脉冲信号的情况下三角波载波与电动机转速的变动无关，是固定的，因此UV线电压的各脉冲的间隔也与电动机转速无关，是固定的，而与此相对，在使用PHM脉冲信号的情况下，UV线电压的各脉冲的间隔根据电动机转速相应地变化。

图37表示电动机转速和基于PHM脉冲信号的线电压脉冲波形的关系。图37(a)表示规定的电动机转速下基于PHM脉冲信号的线电压脉冲波形的一例。其相当于图21中调制度为0.4的线电压脉冲波形，电角度(UV线电压的基准相位θuvl)每2π具有16个脉冲。

图37(b)表示使图37(a)的电动机转速变为2倍时的基于PHM脉冲信号的线电压脉冲波形的一例。其中，图37(b)的横轴的长度对于时间轴来说与图37(a)等价。比较图37(a)和图37(b)时可知，电角度每2π的脉冲数仍然是16个脉冲，但相同时间内的脉冲数在图37(b)中为2倍。

图37(c)表示使图37(a)的电动机转速变为1/2倍时的基于PHM脉冲信号的线电压脉冲波形的一例。其中，图37(c)的横轴的长度也与图37(b)同样地，对于时间轴来说与图37(a)等价。比较图37(a)和图37(c)时可知，由于图37(c)中电角度每π的脉冲数为8个脉冲，所以电角度每2π的脉冲数仍然为16个脉冲，但是相同时间内的脉冲数在图37(c)中变为1/2倍。

如上所述，在使用PHM脉冲信号的情况下，线电压脉冲的每单位时间的脉冲数与电动机转速成比例地变化。即，考虑电角度每2π的脉冲数时，其与电动机转速无关，是恒定的。另一方面，在使用PWM脉冲信号的情况下，如图36所示，线电压脉冲的脉冲数与电动机转速无关，是恒定的。即，考虑电角度每2π的脉冲数时，其随着电动机转速上升而减少。

图38表示PHM控制和PWM控制中分别生成的电角度每2π(即线电压每个周期)的线电压脉冲数和电动机转速的关系。其中，图38表示的是，使用8极电动机(极对数4)，PHM控制中作为消除对象的高次谐波成分为3、5、7次三个，正弦波PWM控制中使用的三角波载波的频率为10kHz的情况的示例。如此可知，电角度每2π的线电压脉冲数，在PWM控制的情况下随着电动机转速的上升而减少，与此相对，在PHM控制的情况下与电动机转速无关，是恒定的。其中，PWM控制中的线电压脉冲数能够用式(12)求出。

(线电压脉冲数)

＝(三角波载波的频率)/{(极对数)×(电动机转速)/60}×2

                                        (12)

其中，图38中，表示了使PHM控制中作为消除对象的高次谐波成分为3个的情况下的线电压每周期的线电压脉冲数为16个的情况，这个值与作为消除对象的高次谐波成分的数量相应地如上所述地发生变化。即，在作为消除对象的高次谐波成分为2个的情况下为8，在作为消除对象的高次谐波成分为4个的情况下为32，在作为消除对象的高次谐波成分为5个的情况下为64，随着作为消除对象的高次谐波成分的数量增加1，线电压每个周期的脉冲数变为2倍。

根据以上说明的实施方式，能够实现上述作用效果，进而还能够实现以下记载的作用效果。

(1)电力变换装置140具备包括上臂用和下臂用的IGBT328、330的三相全桥型的功率开关电路144，和对各相的IGBT328、330输出驱动信号的控制部170，通过与驱动信号相应的IGBT328、330的开关动作，将从电池136供给的电压变换为按电角度各错开2π/3rad的输出电压，对电动发电机192供给。该电力变换装置140基于规定的条件切换PHM控制模式和正弦波PWM控制模式。在PHM控制模式下，根据电角度交替地形成在不同的相使上臂用的IGBT328和下臂用的IGBT330分别导通而从电池136对电动发电机192供给电流的第一期间，和使上臂用的IGBT328与下臂用的IGBT330的任意一者在所有相导通而用电动发电机192蓄积的能量维持扭矩的第二期间。在正弦波PWM控制模式下，根据基于正弦波指令信号与载波的比较结果而确定的脉冲宽度，使IGBT328、330导通，由此从电池136对电动发电机192供给电流。因此，能够减少扭矩脉动和开关损耗，并同时进行与电动发电机192的状态相应的适当的控制。

(2)控制部170的控制电路172，在电流控制器(ACR)420中，将d轴电流指令信号Id^*和q轴电流指令信号Iq^*作为输入信息输入。然后，对电动发电机192的d轴、q轴，分别进行基于该输入信息的前馈控制，和基于该输入信息以及由电流传感器180检测出的交流输出的电流值的反馈控制，由此计算用于确定使IGBT328、330导通的时刻的d轴电压指令信号Vd^*和q轴电压指令信号Vq^*。由此，能够抑制电流波形的紊乱，进而减少开关损耗。

(3)电流控制器(ACR)420中，使在前馈控制或者反馈控制中使用的参数根据电动发电机192的转速和驱动信号的波形模式相应地变化。具体而言，使在前馈控制中使用的式(6)的参数中的传递函数G_df(z)的a_df0和b_df1以及传递函数G_qf(z)的a_qf0和b_qf1的值，与根据电动发电机192的转速和作为驱动信号的PHM脉冲信号的波形模式确定的脉冲间隔T_u相应地变化。此外，使反馈控制中使用的式(6)的传递函数G_dc(Z)和G_qc(Z)的参数也同样地变化。由此，如图9(a)、图9(b)所示，能够有效地抑制电动发电机192中电流波形的紊乱。

(4)A/D变换器190，基于要产生的交流输出的调制度a，确定对电流信号进行采样的时刻，基于该时刻，在A/D变换器190中对由电流传感器180计测的交流输出的电流值进行采样。基于这样采样而得的电流值，由Id、Iq变换器470推定交流输出的电流基波，基于该电流基波确定使IGBT328、330导通的时刻。即，基于将功率开关电路144要产生的交流电压的波形与来自驱动电路174的驱动信号的波形重合时的交点，确定对于电流值进行采样的时刻。此时，能够基于在样本相位检索器481中预先存储的每个调制度的采样相位表，确定采样的时刻。由此，能够在电流控制器(ACR)420中实现正确的电流控制。

对于上述图5记载的PHM控制用的脉冲调制器430的动作原理，再次在此处说明。

设定与要输出的交流输出——例如交流电压的波形——相对应的矩形波。矩形波中包含各种高次谐波，当使用傅立叶级数展开时，如式(1)所示能够分解为各高次谐波成分。

根据使用对象和状况，确定上述消除的高次谐波，生成开关脉冲。换言之，通过包含作为噪声的影响较小的高次谐波成分来实现开关次数的减少。

图39是作为一例表示消除了3次、5次、7次谐波的U相和V相的线电压的模式(波形模式)的生成过程和特征的图。线电压指的是各相的端子的电位差，设U相的相电压为Vu，V相的相电压为Vv时，则线电压Vuv表示为Vuv＝Vu-Vv。因为V相和W相的线电压、W相和U相的线电压相同，以下，作为代表例说明U相和V相的线电压的模式的生成。

图39的横轴以U相和V相之间的线电压的基波为基准定轴，以下简称为UV线电压基准相位θuvl。其中，π≤θuvl≤2π的区间是将图示的0≤θuvl≤π的电压脉冲列的波形的符号反转的对称的形状，因此此处省略。如图39所示，电压脉冲的基波是以θuvl为基准的正弦波电压。生成的脉冲以该基波的π/2为中心，根据图示的步骤，对于θuvl分别配置在图中例示的位置上。此处，如上所述θuvl与电角度对应，因此图39的脉冲的配置位置能够用电角度表示。因此在以下说明中，将该脉冲的配置位置定义为特定的电角度位置。由此，能够产生S1～S4、S1’～S2’的脉冲列。该脉冲列具有不含有基波的3次、5次、7次谐波的谱分布。换言之，该脉冲列是从以0≤θuvl≤2π作为定义域的矩形波中消除了3次、5次、7次谐波的波形。其中，消除的高次谐波的次数还可以为3次、5次、7次以外。所消除的高次谐波，在基波频率较小时消除至较高次，在基波频率较大时可以仅消除较低次。例如，按以下方式使消除的次数变化：在转速较低时消除5次、7次、11次，随着转速上升变更为消除5次、7次，在转速进一步上升的情况下仅消除5次。这是由于，在高速旋转区域中，电动机的绕组阻抗变大，电流脉动较小。

同样还存在根据扭矩的大小使要消除的高次谐波的次数变化的情况。例如，在固定为某个转速的条件下增大扭矩时，按以下方式使消除的次数变化：在扭矩较小的情况下选择消除5次、7次、11次的模式，随着扭矩的增大变为消除5次、7次，在扭矩进一步增大的情况下仅消除5次。

此外，也可以不像上述说明那样单纯地伴随扭矩或转速的增大只减少消除的次数，而是相反地使其增加，或者不论扭矩和转速的增减，不变化消除的次数。这应该考虑电动机的转矩脉动、噪声、EMC等指标的大小来确定，不限于对于转速和扭矩单调变化。

上述实施方式中，能够考虑畸变对于控制对象的影响，选择想要消除的次数的高次谐波。随着如上所述想要消除的高次谐波的次数的种类增加，功率开关电路144的开关元件328和330的开关次数增大。在上述实施方式中，因为能够考虑畸变对控制对象的影响来选择想要消除的次数的高次谐波，所以能够防止消除必要以上的多种高次谐波，能够考虑畸变对于控制对象的影响，适当地减少上述开关元件328和330的开关次数。

如上述实施方式所述，在线电压的控制中，将作为交流输出的半个周期的相位0[rad]到π[rad]的开关时刻控制为与相位π[rad]到2π[rad]的开关时刻相同，能够使控制单纯化，提高控制性。进而在相位0[rad]到π[rad]或者相位π[rad]到2π[rad]的期间中，以相位π/2或者3π/2为中心在相同的开关时刻进行控制，能够使控制单纯化，提高控制性。

进而如上所述，根据使用对象或状况，以包含作为噪声的影响较小的高次谐波成分的方式生成开关脉冲，所以能够减少功率开关电路144的开关元件328和330的开关次数。

以上说明只是一个示例，本发明不限于上述各实施方式的结构。

附图标记说明

43电力变换装置

110电动车辆

112前轮

114前轮车轴

116前轮侧差动齿轮(前轮侧DEF)

118变速器

120发动机

122动力分割机构

136电池

136电池

138直流连接器

200电力变换装置

140电力变换装置

142电力变换装置

144功率开关电路

150上下臂的串联电路

153集电极

154栅电极

155发射极

156二极管

157正极端子(P端子)

158负极端子(N端子)

159交流端子

163集电极

164栅电极

165发射极

166二极管

169接点

170控制部

172控制电路

174驱动电路

186交流电力线

180电流传感器

188交流连接器

190A/D变换器

192电动发电机

193旋转磁极传感器

194电动发电机

195辅助用电动机

314直流正极端子

316直流负极端子

328IGBT

330IGBT

410扭矩指令·电流指令变换器

420电流控制器(ACR)

421电流控制器(ACR)

423d轴用电流控制器(ACR)

424q轴用电流控制器(ACR)

425FF(前馈)控制器

426FF(前馈)控制器

427FB(反馈)控制器

428FB(反馈)控制器

430PHM控制用脉冲调制器

431电压相位差运算器

432调制度运算器

434脉冲产生器

435相位检索器

436定时计数或者相位计数比较器

440PWM控制用脉冲调制器

450切换器

460角速度运算器

470Id、Iq变换器

481样本相位检索器

482定时计数或者相位计数比较器

483样本保持电路

500电容器模块

Claims (7)

1.一种电力变换装置，其特征在于，包括：

功率开关电路，具有多个将上臂用的开关元件和下臂用的开关元件串联连接而成的串联电路，接受直流电力，产生交流电力并将其供给到三相交流电动机；

传感器，计测所述功率开关电路产生的交流输出的电流值；

控制电路，基于由所述传感器计测的所述交流输出的电流值和来自外部的输入信息，根据所述功率开关电路产生的交流输出的相位来确定使所述开关元件导通的时序，产生基于该时序的控制信号；和

驱动电路，基于来自所述控制电路的控制信号，产生用于使所述开关元件导通或关断的驱动信号，其中，

所述控制电路，通过对所述电动机的d轴、q轴各自进行基于所述输入信息的前馈控制和基于所述输入信息与所述交流输出的电流值的反馈控制，计算用于确定使所述开关元件导通的时序的电压指令信号。

2.如权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于：

所述控制电路，使用于所述前馈控制或反馈控制的参数根据所述电动机的转速和所述驱动信号的波形模式而变化。

3.如权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于：

所述控制电路，使用于所述前馈控制或反馈控制的参数，根据与所述电动机的转速和所述驱动信号的波形模式相应的所述驱动信号的脉冲间隔而变化。

4.如权利要求1～3中任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，还包括：

A/D变换器，基于所述交流输出的调制度确定采样的时序，并基于该时序对由所述传感器计测的所述交流输出的电流值进行采样，

所述控制电路，基于由所述A/D变换器采样而得的所述交流输出的电流值，推定所述交流输出的电流基波，并基于该电流基波确定使所述开关元件导通的时序。

5.如权利要求4所述的电力变换装置，其特征在于：

所述A/D变换器，基于使所述功率开关电路要产生的交流输出的波形与所述驱动信号的波形重合时的交点，确定所述采样的时序。

6.如权利要求4或5所述的电力变换装置，其特征在于：

所述A/D变换器，基于预先存储的每个调制度的采样相位表，确定所述采样的时序。

7.一种电力变换装置，其特征在于，包括：

功率开关电路，具有多个将上臂用的开关元件和下臂用的开关元件串联连接而成的串联电路，接受直流电力产生交流输出；

传感器，计测所述功率开关电路产生的交流输出的电流值；

A/D变换器，基于所述交流输出的调制度确定采样的时序，并基于该时序对由所述传感器计测的所述交流输出的电流值进行采样；

控制电路，基于由所述A/D变换器采样而得的所述交流输出的电流值和来自外部的输入信息，根据所述功率开关电路产生的交流输出的相位来确定使所述开关元件导通的时序，产生基于该时序的控制信号；和

驱动电路，基于来自所述控制电路的控制信号，产生用于使所述开关元件导通或关断的驱动信号。

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