JP5558752B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電力を交流電力に、または交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関する。

近年、電動機を動力源として走行する自動車が増加している。電気自動車やハイブリッド車に代表される環境対応自動車である。これら環境対応自動車の主な特徴はバッテリを搭載し、その電力を利用してモータからトルクを発生させ、タイヤを駆動することが挙げられる。主にこの駆動用電動機には永久磁石同期電動機などの交流電動機が用いられ、パワートレインの小型化が進められている。さらに、バッテリの直流電力を交流電動機に供給するために電力変換装置が用いられ、バッテリからの直流電力を交流電力に変換する。この電力変換装置の制御により駆動用の交流電動機は可変速制御が可能となる。

このようなハイブリッド車に用いられている、電動機、電力変換装置、バッテリからなるシステムでは、前記変換機能を果すため、電力変換装置はスイッチング素子を有する電力変換装置回路を有しており、前記スイッチング素子が導通動作や遮断動作を繰り返すことにより直流電力から交流電力へあるいは交流電力から直流電力への前記電力変換を行う。

車両に搭載される電力変換装置は車載電源から直流電力を受け、この直流電力を例えば車両駆動用回転電機に供給するための３相交流電力に変換する。車両駆動用回転電機の発生トルクの要求が初期の物に比べ大きくなっている。このため電力変換装置が変換する電力が大きくなる傾向にある。また車両に搭載される電力変換装置は工場内に設置される一般の産業機械の電力変換装置に比べ高い温度環境で使用される。このため一般の電力変換装置に比べ、車両用電力変換装置は電力変換装置自身が発生する熱をできるだけ低減することが望まれている。電力変換装置自身が発生する熱の内、電力変換装置回路を構成するスイッチング素子が発生する熱が大きな割合を占め、スイッチング素子の発熱をできるだけ低減することが望ましい。

前記スイッチング素子の発熱は、スイッチング素子が導通状態において発生する定常損失と、スイッチング素子の遮断状態と導通状態の切り替り時に生じるスイッチング損失が原因である。定常損失は負荷の出力で決まるため低減は困難だが、スイッチング損失は単位時間当たりのスイッチング回数を少なくすることにより発熱量を低減することができる。

スイッチング損失を低減する試みは従来から提案され、たとえば、２相変調方式は３相インバータのスイッチング損失を低減する方式として広く知られている。２相変調方式は名前の通り２相でスイッチング制御し残り１相はスイッチングしないので、正弦波ＰＷＭ方式に比べスイッチング回数はおよそ２／３となり、スイッチング損失は正弦波ＰＷＭの２／３以下となる。

さらに、スイッチング損失を低減するにはスイッチング頻度を決めるキャリア周波数を下げる必要があるが、キャリア周波数を低下させると電流脈動が増大し、これに伴う電動機のトルク脈動や騒音が大きくなる。そこでキャリア周波数を低減しつつ有害な電流脈動を抑制する方式が従来から検討されてきた（特許文献１参照）。

上記特許文献１は、電動機のトルク脈動を低減するために、ＰＷＭスイッチング動作を変調信号と出力電圧の所望値である基準信号の大きさの比較により決定するものにおいて、基準信号に少なくとも一つ以上の高調波成分を意図的に重畳させ、特定の周波数を持つトルク脈動を消去あるいは低減する方法である。しかし、重畳する高調波成分とキャリア周波数が近接している場合、所望のトルク脈動の低減が困難となることがあり、ややもするとトルク脈動が増大する可能性がある。

特開昭６２−２３９８６８号公報

本発明は、電力変換装置において、トルク脈動とスイッチング損失の低減を目的とするものである。

本発明による電力変換装置は、上アームあるいは下アームとして動作する複数のスイッチング素子を有し、直流電力を受けてモータを運転するための交流電力を発生するインバータ回路と、モータを運転するためのトルク指令を受け、複数のスイッチング素子を制御するための制御信号を発生する制御回路と、を有し、インバータ回路は、スイッチング素子で構成される上アームと下アームの直列回路をＵ相、Ｖ相およびＷ相に対応して有していて、さらにＵ相、Ｖ相およびＷ相の直列回路は、モータに交流電力を供給するＵ相、Ｖ相およびＷ相の交流電力線に対してそれぞれ接続されており、制御回路は、受け取ったモータのトルク指令に基づき、モータを運転するための交流電圧の電気角に対応付けて複数のスイッチング素子を導通するための制御信号を発生し、制御回路は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の交流電力線のいずれか１相の交流電力線と、いずれか１相の交流電力線とは異なるいずれか１相の交流電力線との電位差である線間電圧のスペクトル分布が基本波に対する所定の除去すべき高調波成分を含まないように、パルス基準角度を算出し、線間電圧がモータに供給される際において、駆動回路は、線間電圧の電圧パルスにおける立ち上り位置と立ち下り位置の中心にあたる位置の電気角がパルス基準角度となるように、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相に対応したスイッチング素子を駆動するものである。

本発明によれば、電力変換装置において、トルク脈動とスイッチング損失を低減することができる。

ハイブリッド車の制御ブロック 電気回路の構成 制御部の構成 高調波削除の原理説明 高調波削除パルスの生成フロー概説 線間電圧パターンの特徴 パルス変調器の構成 パルス生成器の構成 テーブル検索式パルス生成器のフローチャート リアルタイム演算型パルス生成器のフローチャート パルスパターン演算のフローチャート 位相カウンタによるパルスの生成法 線間電圧波形の変調度に対する変化 線間電圧と相端子電圧の変換表 線間電圧パルスから相端子電圧パルスへの変換例

本発明の実施形態に係る電力変換装置について、図面を参照しながら以下詳細に説明する。本発明の実施形態に係る電力変換装置は、ハイブリッド用の自動車や純粋な電気自動車に適用可能であるが、代表例として、本発明の実施形態に係る電力変換装置をハイブリッド自動車に適用した場合の制御構成と電力変換装置の回路構成について、図１と図２を用いて説明する。図１はハイブリッド自動車の制御ブロックを示す図である。

本発明の実施形態に係る電力変換装置では、自動車に搭載される車載電機システムの車載用電力変換装置、特に、車両駆動用電機システムに用いられ、搭載環境や動作的環境などが大変厳しい車両駆動用電力変換装置を例に挙げて説明する。車両駆動用電力変換装置は、車両駆動用電動機の駆動を制御する制御装置として車両駆動用電機システムに備えられ、車載電源を構成する車載バッテリ或いは車載発電装置から供給された直流電力を所定の交流電力に変換し、得られた交流電力を車両駆動用電動機に供給して車両駆動用電動機の駆動を制御する。また、車両駆動用電動機は発電機としての機能も有しているので、車両駆動用電力変換装置は運転モードに応じ、車両駆動用電動機の発生する交流電力を直流電力に変換する機能も有している。変換された直流電力は車載バッテリに供給される。

なお、本実施形態の構成は、自動車やトラックなどの車両駆動用電力変換装置として最適であるが、これら以外の電力変換装置、例えば電車や船舶、航空機などの電力変換装置、さらに工場の設備を駆動する電動機の制御装置として用いられる産業用電力変換装置、或いは家庭の太陽光発電システムや家庭の電化製品を駆動する電動機の制御装置に用いられたりする家庭用電力変換装置に対しても適用可能である。

図１において、ハイブリッド電気自動車（以下、「ＨＥＶ」と記述する）１１０は１つの電動車両であり、２つの車両駆動用システムを備えている。その１つは、内燃機関であるエンジン１２０を動力源としたエンジンシステムである。エンジンシステムは、主としてＨＥＶの駆動源として用いられる。もう１つは、モータジェネレータ１９２，１９４を動力源とした車載電機システムである。車載電機システムは、主としてＨＥＶの駆動源及びＨＥＶの電力発生源として用いられる。モータジェネレータ１９２，１９４は例えば同期機あるいは誘導機であり、運転方法によりモータとしても発電機としても動作するので、ここではモータジェネレータと記すこととする。

車体のフロント部には前輪車軸１１４が回転可能に軸支されている。前輪車軸１１４の両端には１対の前輪１１２が設けられている。車体のリア部には後輪車軸（図示省略）が回転可能に軸支されている。後輪車軸の両端には１対の後輪が設けられている。本実施形態のＨＥＶでは、動力によって駆動される主輪を前輪１１２とし、連れ回される従輪を後輪とする、いわゆる前輪駆動方式を採用しているが、この逆、すなわち後輪駆動方式を採用しても構わない。

前輪車軸１１４の中央部には前輪側デファレンシャルギア（以下、「前輪側ＤＥＦ」と記述する）１１６が設けられている。前輪車軸１１４は前輪側ＤＥＦ１１６の出力側に機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ１１６の入力側には変速機１１８の出力軸が機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ１１６は、変速機１１８によって変速されて伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸１１４に分配する差動式動力分配機構である。変速機１１８の入力側にはモータジェネレータ１９２の出力側が機械的に接続されている。モータジェネレータ１９２の入力側には動力分配機構１２２を介してエンジン１２０の出力側及びモータジェネレータ１９４の出力側が機械的に接続されている。尚、モータジェネレータ１９２，１９４及び動力分配機構１２２は、変速機１１８の筐体の内部に収納されている。

モータジェネレータ１９２，１９４は、回転子に永久磁石を備えた同期機であり、固定子の電機子巻線に供給される交流電力が電力変換装置１４０，１４２によって制御されることによりモータジェネレータ１９２，１９４の駆動が制御される。電力変換装置１４０，１４２にはバッテリ１３６が電気的に接続されており、バッテリ１３６と電力変換装置１４０，１４２との相互において電力の授受が可能である。

本実施形態では、モータジェネレータ１９２及び電力変換装置１４０からなる第１電動発電ユニットと、モータジェネレータ１９４及び電力変換装置１４２からなる第２電動発電ユニットとの２つを備え、運転状態に応じてそれらを使い分けている。すなわち、エンジン１２０からの動力によって車両を駆動している場合において、車両の駆動トルクをアシストする場合には第２電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。また、同様の場合において、車両の車速をアシストする場合には第１電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第２電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。

また、本実施形態では、バッテリ１３６の電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させることにより、モータジェネレータ１９２の動力のみによって車両の駆動ができる。さらに、本実施形態では、第１電動発電ユニット又は第２電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力或いは車輪からの動力によって作動させて発電させることにより、バッテリ１３６の充電ができる。

バッテリ１３６はさらに補機用のモータ１９５を駆動するための電源としても使用される。補機としては例えばエアコンディショナーのコンプレッサを駆動するモータ、あるいは制御用の油圧ポンプを駆動するモータであり、バッテリ１３６から電力変換装置４３装置に直流電力が供給され、電力変換装置４３で交流の電力に変換されてモータ１９５に供給される。前記電力変換装置４３は電力変換装置１４０や１４２と同様の機能を持ち、モータ１９５に供給する交流の位相や周波数、電力を制御する。例えばモータ１９５の回転子の回転に対し進み位相の交流電力を供給することにより、モータ１９５はトルクを発生する。一方、遅れ位相の交流電力を発生することで、モータ１９５は発電機として作用し、モータ１９５は回生制動状態の運転となる。このような電力変換装置４３の制御機能は電力変換装置１４０や１４２の制御機能と同様である。モータ１９５の容量がモータジェネレータ１９２や１９４の容量より小さいので、電力変換装置４３の最大変換電力が電力変換装置１４０や１４２より小さいが、電力変換装置４３の回路構成は基本的に電力変換装置１４０や１４２の回路構成と同じである。

電力変換装置１４０や１４２および電力変換装置４３さらにコンデンサモジュール５００は電気的に密接な関係にある。さらに発熱に対する対策が必要な点が共通している。また装置の体積をできるだけ小さく作ることが望まれている。これらの点から以下で詳述する電力変換装置は、電力変換装置１４０や１４２および電力変換装置４３さらにコンデンサモジュール５００を電力変換装置の筐体内に内蔵している。この構成により、小型で信頼性の高い装置が実現できる。

また電力変換装置１４０や１４２および電力変換装置４３さらにコンデンサモジュール５００を一つの筐体に内蔵することで、配線の簡素化やノイズ対策で効果がある。またコンデンサモジュール５００と電力変換装置１４０や１４２および電力変換装置４３との接続回路のインダクタンスを低減でき、スパイク電圧を低減できると共に、発熱の低減や放熱効率の向上を図ることができる。

次に、図２を用いて電力変換装置１４０や１４２あるいは電力変換装置４３の電気回路構成を説明する。尚、図１〜図２に示す実施形態では、電力変換装置１４０や１４２あるいは電力変換装置４３をそれぞれ個別に構成する場合を例に挙げて説明する。電力変換装置１４０や１４２あるいは電力変換装置４３は同様の構成で同様の作用を為し、同様の機能を有しているので、ここでは、代表例として電力変換装置１４０の説明を行う。

本実施形態に係る電力変換装置２００は電力変換装置１４０とコンデンサモジュール５００とを備え、電力変換装置１４０は電力変換装置回路１４４と制御部１７０とを有している。また、電力変換装置回路１４４は、上アームとして動作するＩＧＢＴ３２８（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）及びダイオード１５６と、下アームとして動作するＩＧＢＴ３３０及びダイオード１６６と、からなる上下アーム直列回路１５０を複数有し（図２の例では３つの上下アーム直列回路１５０，１５０，１５０）、それぞれの上下アーム直列回路１５０の中点部分（中間電極１６９）から交流端子１５９を通してモータジェネレータ１９２への交流電力線（交流バスバー）１８６と接続する構成である。また、制御部１７０は電力変換装置回路１４４を駆動制御するドライバ回路１７４と、ドライバ回路１７４へ信号線１７６を介して制御信号を供給する制御回路１７２と、を有している。

上アームと下アームのＩＧＢＴ３２８や３３０は、スイッチング用パワー半導体素子であり、制御部１７０から出力された駆動信号を受けて動作し、バッテリ１３６から供給された直流電力を三相交流電力に変換する。この変換された電力はモータジェネレータ１９２の電機子巻線に供給される。上述のとおり、電力変換装置１４０はモータジェネレータ１９２が発生する三相交流電力を直流電力に変換することもできる。

本実施形態に係る電力変換装置２００は図１に記載の如く電力変換装置１４０と１４２さらに電力変換装置４３とコンデンサモジュール５００を有しているが、上述のとおり電力変換装置１４０と１４２さらに電力変換装置４３は同様の回路構成であるので電力変換装置１４０を代表として記載し、電力変換装置１４２と電力変換装置４３は、既に上述したとおり省略した。

電力変換装置回路１４４は３相ブリッジ回路により構成されており、３相分の上下アーム直列回路１５０，１５０，１５０がそれぞれ、バッテリ１３６の正極側と負極側に電気的に接続されている直流正極端子３１４と直流負極端子３１６の間に電気的に並列に接続されている。ここで、上下アーム直列回路１５０はアームと呼称されており、上アーム側のスイッチング用パワー半導体素子３２８及びダイオード１５６と下アーム側のスイッチング用パワー半導体素子３３０及びダイオード１６６を備えている。

本実施形態では、スイッチング用パワー半導体素子としてＩＧＢＴ３２８や３３０を用いることを例示している。ＩＧＢＴ３２８や３３０は、コレクタ電極１５３，１６３、エミッタ電極（信号用エミッタ電極端子１５５，１６５）、ゲート電極（ゲート電極端子１５４，１６４）を備えている。ＩＧＢＴ３２８，３３０のコレクタ電極１５３，１６３とエミッタ電極との間にはダイオード１５６，１６６が図示するように電気的に接続されている。ダイオード１５６，１６６は、カソード電極及びアノード電極の２つの電極を備えており、ＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極からコレクタ電極に向かう方向が順方向となるように、カソード電極がＩＧＢＴ３２８，３３０のコレクタ電極に、アノード電極がＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極にそれぞれ電気的に接続されている。スイッチング用パワー半導体素子としてはＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ）を用いてもよい、この場合はダイオード１５６やダイオード１６６は不要となる。

上下アーム直列回路１５０は、モータジェネレータ１９２の電機子巻線の各相巻線に対応して３相分設けられている。３つの上下アーム直列回路１５０，１５０，１５０はそれぞれ、ＩＧＢＴ３２８のエミッタ電極とＩＧＢＴ３３０のコレクタ電極１６３を接続する中間電極１６９、交流端子１５９を介してモータジェネレータ１９２へのＵ相、Ｖ相、Ｗ相を形成している。上下アーム直列回路同士は電気的に並列接続されている。上アームのＩＧＢＴ３２８のコレクタ電極１５３は正極端子（Ｐ端子）１５７を介してコンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極に、下アームのＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極は負極端子（Ｎ端子）１５８を介してコンデンサモジュール５００の負極側コンデンサ電極にそれぞれ電気的に接続（直流バスバーで接続）されている。各アームの中点部分（上アームのＩＧＢＴ３２８のエミッタ電極と下アームのＩＧＢＴ３３０のコレクタ電極との接続部分）にあたる中間電極１６９は、モータジェネレータ１９２の電機子巻線の対応する相巻線に交流コネクタ１８８を介して電気的に接続されている。

コンデンサモジュール５００は、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作によって生じる直流電圧の変動を抑制する平滑回路を構成するためのものである。コンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極にはバッテリ１３６の正極側が、コンデンサモジュール５００の負極側コンデンサ電極にはバッテリ１３６の負極側がそれぞれ直流コネクタ１３８を介して電気的に接続されている。これにより、コンデンサモジュール５００は、上アームＩＧＢＴ３２８のコレクタ電極１５３とバッテリ１３６の正極側との間と、下アームＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極とバッテリ１３６の負極側との間で接続され、バッテリ１３６と上下アーム直列回路１５０に対して電気的に並列接続される。

制御部１７０はＩＧＢＴ３２８，３３０を作動させるためのものであり、他の制御装置やセンサなどからの入力情報に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチングタイミングを制御するためのタイミング信号を生成する制御回路１７２と、制御回路１７２から出力されたタイミング信号に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０をスイッチング動作させるためのドライブ信号を生成するドライブ回路１７４とを備えている。

制御回路１７２はＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチングタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と記述する）を備えている。マイコンには入力情報として、モータジェネレータ１９２に対して要求される目標トルク値、上下アーム直列回路１５０からモータジェネレータ１９２の電機子巻線に供給される電流値、及びモータジェネレータ１９２の回転子の磁極位置が入力されている。目標トルク値は、不図示の上位の制御装置から出力された指令信号に基づくものである。電流値は、電流センサ１８０から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。磁極位置は、モータジェネレータ１９２に設けられた回転磁極センサ（不図示）から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。本実施形態では３相の電流値を検出する場合を例に挙げて説明するが、２相分の電流値を検出するようにしても構わない。

制御回路１７２内のマイコンは、目標トルク値に基づいてモータジェネレータ１９２のｄ，ｑ軸の電流指令値を演算し、この演算されたｄ，ｑ軸の電流指令値と、検出されたｄ，ｑ軸の電流値との差分に基づいてｄ，ｑ軸の電圧指令値を演算し、このｄ，ｑ軸の電圧指令値からパルス状の変調波を生成する。パルス状の変調波としてもっとも一般的な形態はＰＷＭ信号である。ＰＷＭ信号はｄ，ｑ軸の電圧指令値を検出された磁極位置に基づいてＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値に変換し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値に基づく基本波（正弦波）と搬送波（三角波）との比較に基づいてパルス状に生成されるものである。この生成されたパルス状の変調波の信号はドライバ回路１７４に出力される。

ドライバ回路１７４は、下アームを駆動する場合、パルス状の変調波の信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する下アームのＩＧＢＴ３３０のゲート電極に、上アームを駆動する場合、パルス状の変調波の信号の基準電位のレベルを上アームの基準電位のレベルにシフトしてからパルス状の変調波の信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する上アームのＩＧＢＴ３２８のゲート電極にそれぞれ出力する。これにより、各ＩＧＢＴ３２８，３３０は、入力されたドライブ信号に基づいてスイッチング動作する。こうして制御部１７０からの駆動信号（ドライブ信号）に応じて行われる各ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作により、電力変換装置１４０は、直流電源であるバッテリ１３６から供給される電圧を、電気角で2π/3 rad毎にずらしたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力電圧に変換し、３相交流モータであるモータジェネレータ１９２に供給する。なお、電気角とは、モータジェネレータ１９２の回転状態、具体的には回転子の位置に対応するものであって、0から2πの間で周期的に変化する。この電気角をパラメータとして用いることで、モータジェネレータ１９２の回転状態に応じて、各ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング状態、すなわちＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力電圧を決定することができる。

また、制御部１７０は、異常検知（過電流、過電圧、過温度など）を行い、上下アーム直列回路１５０を保護している。このため、制御部１７０にはセンシング情報が入力されている。例えば各アームの信号用エミッタ電極端子１５５，１６５からは各ＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極に流れる電流の情報が、対応する駆動部（ＩＣ）に入力されている。これにより、各駆動部（ＩＣ）は過電流検知を行い、過電流が検知された場合には対応するＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を停止させ、対応するＩＧＢＴ３２８，３３０を過電流から保護する。上下アーム直列回路１５０に設けられた温度センサ（不図示）からは上下アーム直列回路１５０の温度の情報がマイコンに入力されている。また、マイコンには上下アーム直列回路１５０の直流正極側の電圧の情報が入力されている。マイコンは、それらの情報に基づいて過温度検知及び過電圧検知を行い、過温度或いは過電圧が検知された場合には全てのＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を停止させ、上下アーム直列回路１５０（引いては、この回路１５０を含む半導体モジュール）を過温度或いは過電圧から保護する。

図２において、上下アーム直列回路１５０は、上アームのＩＧＢＴ３２８及び上アームのダイオード１５６と、下アームのＩＧＢＴ３３０及び下アームのダイオード１６６との直列回路であり、ＩＧＢＴ３２８，３３０はスイッチング用半導体素子である。電力変換装置回路１４４の上下アームのＩＧＢＴ３２８，３３０の導通および遮断動作が一定の順で切り替わり、この切り替わり時のモータジェネレータ１９２の固定子巻線の電流は、ダイオード１５６，１６６によって作られる回路を流れる。

上下アーム直列回路１５０は、図示するように、Ｐｏｓｉｔｉｖｅ端子（Ｐ端子、正極端子）１５７、Ｎｅｇａｔｉｖｅ端子（Ｎ端子１５８、負極端子）、上下アームの中間電極１６９からの交流端子１５９、上アームの信号用端子（信号用エミッタ電極端子）１５５、上アームのゲート電極端子１５４、下アームの信号用端子（信号用エミッタ電極端子）１６５、下アームのゲート端子電極１６４、を備えている。また、電力変換装置２００は、入力側に直流コネクタ１３８を有し、出力側に交流コネクタ１８８を有して、それぞれのコネクタ１３８と１８８を通してバッテリ１３６とモータジェネレータ１９２にそれぞれ接続される。また、モータジェネレータへ出力する３相交流の各相の出力を発生する回路として、各相に２つの上下アーム直列回路を並列接続する回路構成の電力変換装置であってもよい。

つづいて、制御装置１７２内のモータ制御系を図３に示す。通常、モータ制御系ではトルク指令が入力され（この上位に速度制御系が構成される場合もある）、トルク指令・電流指令変換器４１０においてモータ１９２の電流指令値であるd軸電流指令信号とq軸電流指令信号が出力される。このトルク指令・電流指令変換器４１０はトルク信号と回転数信号を入力とし、d軸電流指令信号とq軸電流指令信号を出力とする数値テーブルで構成される場合が一般的である。

回転数信号は回転磁極センサ１９３で検出された磁極位置信号を位置・回転数変換器４４０によって回転数信号に変換して得られる。位置・回転数変換器４４０は主に微分器から構成される機能ブロックである。

さらに電流制御器（ＡＣＲ）４２０はd軸電流指令信号とq軸電流指令信号にモータ１９２の実電流が追従するようにモータ１９２のd軸電圧指令信号とq軸電圧指令信号が演算される。電流センサ１８０でモータ１９２の実電流を検出し、検出された相電流検出信号は３相・２相変換器４５０に入力される。また、回転磁極センサ１９３で検出された磁極位置信号が３相・２相変換器４５０に入力される。３相・２相変換器は３相の相電流検出信号を磁極位置信号に基づいてd軸電流信号とq軸電流信号に変換し、電流制御器（ＡＣＲ）４２０にd軸電流信号とq軸電流信号を与える。

電流制御器（ＡＣＲ）４２０は従来より、交流モータの制御にはベクトル制御が適用されており、一般的にはd-q座標での電流制御系が構成される。本願では特にベクトル制御系の構成は本発明の実施内容に直接関係しないため、ここで詳細は図示しない。

電流制御器（ＡＣＲ）４２０が演算したd軸電圧指令信号とq軸電圧指令信号は回転数信号と磁極位置信号に基づいてパルス変調器４３０によってパルス信号に変換される。変換されたパルス信号は信号線１７６を介してドライバ回路１７４に伝送される。

ここで４３０は一般に、d軸電圧指令信号とq軸電圧指令信号を磁極位置信号に基づいてＵ相電圧指令信号、Ｖ相電圧指令信号、Ｗ相電圧指令信号に変換した後、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と呼ばれる変調方式によって、パルス信号に変換される（不図示）。パルス信号は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームと下アームのＩＧＢＴ３２８や３３０をスイッチングするタイミングを決定する信号である。

本願はＰＷＭよりもスイッチング回数が少ない変調方式であるという点に特徴があり、パルス変調器４３０の構成において特徴がある。

まず、本願で対象とするパルス変調器４３０の構成を述べる前に、基本原理を図４にて説明する。

ＰＷＭ方式と対照的に、スイッチング回数が尤も少ない変調方式に矩形波制御方式がある。図４（ａ）に示すように、ＰＷＭに比べスイッチング回数が格段に少ないため、スイッチング回数低減による低損失な点で優位であるが、高調波成分（５次、７次、１１次、・・・）が多く含まれ、これらの高調波が電流歪を生じさせる原因となる。

ここでは、矩形波から５次高調波成分を削除する方法を例として挙げる。

（ｂ）のように、もともとの矩形波に含まれる５次高調波成分を消去する。このとき、スイッチング回数低減の観点からできるだけ１箇所でまとめて消去することが望ましい。そこで、図のように削除前の矩形波に含まれる５次高調波成分と同一面積の成分を、特定位置で削除する。

（ｃ）では （ｂ）で消去した５次高調波成分を維持するように方形パルス状に成形し、スイッチング回数を抑えたものである。

図５は図４で示した高調波削除の考え方を、フーリエ級数展開に基づいて考えるときのフローで示したものである。ここでは線間電圧波形をｆ（ωｔ）とし、線間電圧波形のパルス成形フローを示している。パルス波形の対称性を考え、ｆ（ωｔ）＝−ｆ（ωｔ＋π）および、ｆ（ωｔ）＝ｆ（π−ωｔ）の条件を加えてパルスパターンを求める方法を示している。パルスパターンは、ｆ（ωｔ）をフーリエ級数展開し削除する高調波次数の成分をゼロとおいた方程式を解くことで求まる。

図６は例として、３次、５次、７次高調波が削除されたＵＶ線間電圧のパターンの生成過程ならびに特徴を示した図である。ただし線間電圧とは各相の端子の電位差であり、Ｕ相の相電圧をVu、Ｖ相の相電圧をVvとすると、線間電圧VuvはVuv=Vu−Vvで表わされる。ＶＷ線間電圧、ＷＵ線間電圧も同様なので、以下、ＵＶ線間電圧のパターンの生成を代表として説明する。

図の横軸はＵ相とＶ相の線間電圧の基本波を基準として軸をとっており、ＵＶ線間電圧基準位相θuvlと名付ける。このＵＶ線間電圧基準位相θuvlは、前述の電気角に対応している。なお、π≦θuvl≦2πの区間は、図示した0≦θuvl≦πの電圧パルス列の波形の符号を反転させた対称的形状なのでここでは省略する。

図のように電圧パルスの基本波はθuvlを基準とする正弦波電圧とする。生成するパルスはこの基本波のπ／２を中心に、図示する手順に従って、θuvlに対して図に例示したような位置にそれぞれ配置される。ここで、上記のようにθuvlは電気角に対応するものであるため、図６におけるパルスの配置位置を電気角により表すことができる。したがって、以下では、このパルスの配置位置を特定の電気角位置と定義する。これにより、Ｓ１〜Ｓ４、Ｓ１’〜 Ｓ２’のパルス列ができる。このパルス列は、 基本波に対する３次、５次、７次高調波を含まないスペクトル分布を有する。このパルス列は、言い換えれば、0≦θuvl≦2πを定義域とする矩形波から３次、５次、７次高調波を削除した波形である。なお、削除する高調波の次数は３次、５次、７次以外も可能である。削除する高調波は、基本波周波数が小なるときは高次まで消去し、基本波周波数が大なるときは低次のみでよい。たとえば、回転数が低いときは５次、７次、１１次を削除し、回転数の上昇とともに５次、７次の削除に変更し、さらに回転数が上昇した場合は５次のみの削除、という具合に削除する次数を変化させる。これは、高回転域では、モータの巻線インピーダンスが大きくなり、電流脈動が小さくなるからである。

同様にトルクの大小に応じて、削除する高調波の次数を変化させる場合もある。例えば、ある回転数を一定とした条件にてトルクを増大させたとき、トルクが小なる場合は５次、７次、１１次を削除するパターンを選択し、トルクの増大とともに５次、７次の削除とし、さらにトルクが増大した場合は５次のみ削除という具合に削除する次数を変化させる。

また、上記のように単にトルクや回転数の増大に伴って削除する次数を減少させるばかりではなく、逆に増加させたり、あるいはトルクや回転数の増減にかかわらず削除する次数を変化させない場合もありうる。これらは、モータのトルクリプル、騒音、ＥＭＣなどの指標の大小を勘案しながら決定するべきものであるため、回転数やトルクに対し単調に変化するとは限らないものである。

以下、パルス列の生成方法を具体的に述べる。

図７は、本願の中核であるパルス変調器４３０の詳細を示したものである。電流制御器４２０で生成されたd軸電圧指令信号とq軸電圧指令信号は電圧位相差演算器４３１と変調度演算器４３２に入力される。

電圧位相差演算器４３２では磁極位置と電圧位相の位相差、すなわち電圧位相差を算出する。電圧位相差をδ、d軸電圧指令信号をVd*、q軸電圧指令信号をVq*とすると、電圧位相差δは式（１）で表わされる。
δ=atan(Vd*/Vq*) ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）

また、変調度演算器４３２ではd軸電圧指令信号とq軸電圧指令信号がなすベクトルの大きさをバッテリ電圧で正規化している。すなわち変調度をa、バッテリ電圧をVdcとすると、変調度aは式（２）で表わされる。
a=(√（Vd^2+Vq^2）)/Vdc・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）

電圧位相差演算器４３１で算出した電圧位相差信号は磁極位置信号と加算され電圧位相信号となる。電圧位相信号をθv、磁極位置信号をθeとすると、電圧位相信号θvは式（３）で表わされる。
θv=δ+θe・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（３）

電圧位相信号と変調度信号はパルス生成器４３４に入力され、パルス信号が出力される。パルス信号は信号線１７６を通してドライバ回路１７４へ伝送される。

パルス生成器４３４の形態はたとえば図８に示される。図８は、電圧位相信号、変調度信号、回転数信号を位相検索器４３５に入力してスイッチングパルスの位相情報が記憶されているテーブルを検索することによって、スイッチングの位相情報を出力する。出力された位相情報はタイマカウンタ比較器によって、スイッチング指令であるパルス信号となり、パルス信号は信号線１７６を通してドライバ回路１７４へ伝送される。

図８のテーブル検索方式を詳細に説明したフローチャートを図９に示す。図９は８０１で変調度信号を入力し、８０２で電圧位相信号を入力する。８０３では入力された現在の電圧位相信号および制御遅れ時間と回転数を考慮して、次の制御周期に対応する電圧位相の範囲を演算する。８０４のＲＯＭ検索では８０３で演算された電圧位相の範囲においてスイッチングのオンとオフの位相を検索する。

８０４で検索した結果得られたスイッチングのオンとオフの位相を８０５にて出力した後、８０６で時間情報に変換、タイマカウンタとのコンペアマッチ機能を用いてパルスを生成する。この際、８０５の位相情報を時間情報に変換する過程は回転数信号の情報を利用する。

８０６で生成されたパルスを８０７で出力し、以上８０１〜８０７が、パルス生成器４３４の一構成例となる。

もう一つのパルス生成器４３４の形態は、スイッチング位相を予め記憶しているテーブル検索方式ではなく、リアルタイムに生成する方式である。このフローチャートを図１０に示す（図１０に対応するブロック図は不図示）。

図１０は８０１で変調度信号を入力し、８０２で電圧位相信号を入力する。８２０では入力された現在の電圧位相信号および制御遅れ時間と回転数を考慮して、スイッチングのオンとオフの位相をリアルタイムで決定する。

８２０の詳細は図１１の通りである。まず８２１にて、回転数や出力の情報に基づき削除する高調波次数を指定する。指定された高調波次数に従って、８２２で行列演算を行い、８２３でパルス基準角度を出力する。

８２１〜８２３までのパルス生成過程は、以下の式（４）〜（７）で示す行列式に則って演算される。

ここでは、一例として、３次、５次、７次成分を消去する場合を取り上げる。

８２１において、削除する高調波次数として３次、５次、７次の高調波成分が定まると、８２２において、行列演算を行う。

ここで３次、５次、７次の消去次数に対して式（４）のような行ベクトルを作る。

・・・・・・・・・・（４）

式（４）の右辺括弧内の各要素はk1/3、k2/5、k3/7となっている。k1、k2、k3は奇数、ただし、k1=3,9,15、k2=5,15,25、k3=7,21,35などを選択してはならない。k1、k2、k3はこの条件下では３次、５次、７次成分は完全に消去される。

上記をより一般的に記すと、各要素の分母は削除する高調波次数、分子は分母の奇数倍を除く奇数、として式（４）を決定すればよい。従って分子の選択肢には自由度があるため、削除しない要素のスペクトルを分子の値で成形することもできる。

また、分母と分子に定めた値は削除する高調波次数を確定する要素であるだけでなく、削除しない要素のスペクトルを整形する効果もあるので、上記のように分母を削除する目的ではなくスペクトル整形を主眼として任意に選択してもよい。その場合、分子と分母の値は必ずしも整数である必要はないが、分子は分母の奇数倍を選択してはならない。

また、分子と分母の値は定数である必要はなく、時間変化する値でもよい。

加えて、前述の分母と分子の組み合わせが３つの場合は式（４）のように３列のベクトルであり、前述の分母と分子の組み合わせがＮ個の場合はＮ列のベクトルとなる。

さてこのようにして式（４）を例とするベクトル[ｘ１，ｘ２，ｘ３]を高調波準拠位相ベクトルと呼ぶこととする。高調波準拠位相ベクトルが式（４）のように３列の場合は、高調波準拠位相ベクトルを転置して式（５）の演算をする。その結果、S1〜S4までのパルス基準角度が得られる。

パルス基準角度S1〜S4は後述する三角波キャリアと比較され、電圧パルスの中心位置を表わすパラメタである。パルス基準角度がS1〜S4までの4個ある場合は、一般的には線間電圧一周期のパルス数は、16パルスとなる。

・・・・・・・（５）

また、式（４）のかわりに式（６）のように高調波準拠位相ベクトルが４列の場合は、行列演算式（７）を施す。

・・・・・（６）

・・・（７）

その結果、S1〜S8までのパルス基準角度出力が得られる。このとき線間電圧一周期のパルス数は３２パルスとなる。

より簡便に述べると、一般には、線間電圧で削除する次数が２つある場合、線間電圧一周期のパルス数は８パルス、削除する次数が３つある場合、線間電圧一周期のパルス数は１６パルス、削除する次数が４つある場合、線間電圧一周期のパルス数は３２パルス、削除する次数が４つある場合、線間電圧一周期のパルス数は６４パルス、となる。

ただし、線間電圧で正のパルスと負のパルスが重畳するようなパルス配置の場合、パルス数は上記とは異なる場合がある。

生成しようとしている線間電圧パルスの配列として、ＵＶ線間電圧、ＶＷ線間電圧、ＷＵ線間電圧の３種類があるが、夫々2π/3の位相差をもって同一パルス波形であるので、ここでは代表としてＵＶ線間電圧のみを説明する。

ここで、ＵＶ線間電圧基準位相θuvlと電圧位相信号をθv、磁極位置信号をθeの間には式（８）の関係がある。

θuvl=θe＋δ＋2π/3 [rad] ・・・・・・・・・・・・・・・・・・（８）

ＵＶ線間電圧は、θuvlがπ/2 rad，3π/2 radを中心に線対称、θuvlが0 rad，π radを中心に点対称となる形状である。従って、線間電圧パルスの１周期（θuvlが0 radから2π radまで）の配列は、θuvlが0 radからπ/2 radまでのパルス配列をπ/2 rad毎に左右対称または上下対称に配置すれば表現できる。

これを実現するひとつの方法が、ＵＶ線間電圧パルスの0≦θuvl≦π/2 [rad]のパルスの中心位相の情報を４チャンネルの位相カウンタと比較して0≦θuvl≦2π [rad]までの線間電圧パルスを生成するアルゴリズムである。その概念図を図１２に示す。

図１２は0≦θuvl≦π/2 [rad]の線間電圧パルスが４つの場合の例で、Ｓ１〜Ｓ４はその４つのパルスの中心位相をあらわす。

一方、位相カウンタはcarr1(θuvl)，…，carr4(θuvl)の４チャンネルあり、θuvlに対して2π radの周期を持つ三角波波形である。また、carr1(θuvl) とcarr2(θuvl)は振幅方向にdθの偏差を持ち、carr3(θuvl)とcarr4(θuvl)の関係も同様である。

dθは線間電圧パルスの幅であり、dθに対し基本波振幅が線形に変化する。

線間電圧パルスは位相カウンタcarr1(θuvl)，…，carr4(θuvl)と、0≦θuvl≦π/2 [rad]のパルスの中心位相の情報であるＳ１，・・・， Ｓ４の交点で形成され、９０deg毎に対称的なパターンが生成される。

より詳細には、carr1(θuvl) ，carr2(θuvl) とS1，・・・， S4が一致した点で正の振幅、幅dθのパルスが生成され、carr3(θuvl)，carr4(θuvl) とS1，・・・， S4が一致した点で負の振幅、幅dθのパルスが生成される。

図１２の線間電圧生成の概念に基づき生成した線間電圧を変調度毎に描くと図１３のようになる。図は変調度を０から１．０まで変化させたときの線間電圧パルス波形である。変調度の増加にとほぼ比例して、パルス幅が増加していることがわかる。これによって、電圧の実効値が増加する。ただし、θuvl=0，π，2π付近のパルスは、変調度０．４以上において、変調度の変化に対してパルス幅の変化をしていない。これは正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスが重なりあったため、このような現象が生じている。

本願で述べる方式の線間電圧パルス波形は、変調度を固定したときに、例外を除き、パルス幅が等しいパルス列であることを特徴とする。例外的に線間電圧のパルス幅が他のパルス列と不等である場合は、正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスが重なった場合である。パルスが重なった部分を、正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスに分解すると、パルスの幅は全域で必ず等しい。つまり、パルス幅の変化で変調度が変化する。

以上で、線間電圧に変換する方法と線間電圧パルスの特徴について述べた。最終的には線間電圧パルスの情報を相端子電圧パルス（ゲート電圧パルスに比例）に変換してＩＧＢＴでスイッチングをする必要がある。

その変換は図１４に示した。表中左端のモードは存在するスイッチング状態に番号を割り当てたものである。モード１〜６は、線間電圧から出力電圧への関係が１対１に決まっている。各モードは直流側と３相交流側の間でエネルギー授受のあるアクティブな期間である。図１４を例を挙げて説明する。図１４の線間電圧は異なる相の電位差として取りうるパターンをバッテリ電圧Ｖｄｃで正規化し整理したものである。たとえば、モード１ではＶｕｖ→１、Ｖｖｗ→０、Ｖｕ→−１と示されているが、これはＶｕ−Ｖｖ＝Ｖｄｃ、Ｖｖ−Ｖｗ＝０、Ｖｗ−Ｖｕ＝−Ｖｄｃとなる場合を正規化して示している。このとき相端子電圧（ゲート電圧に比例）は、Ｖｕ→１（Ｕ相の上アームをオン、下アームをオフ）、Ｖｖ→０（Ｖ相の上アームをオフ、下アームをオン）、Ｖｗ→０（Ｗ相の上アームをオフ、下アームをオン）の場合、すなわち、Ｖｕ＝Ｖｄｃ、Ｖｖ＝０、Ｖｗ＝０となる場合を正規化して示している。モード２〜６も同様の考え方で成り立っている。

図１５は図１４の表を使って線間電圧パルスから相端子電圧パルス（ゲート電圧パルス）に変換した一例を示している。上段は線間電圧の代表例としてＵＶ線間電圧パルス、その下にＵ相端子電圧Ｖｕ、Ｖ相端子電圧Ｖｖ、Ｗ相端子電圧Ｖｗを示した。

図の上部にモード（直流側と３相交流側の間でエネルギー授受のあるアクティブな期間）の番号、および３相短絡となっている期間を示している。３相短絡の期間では３相の上アームをすべてオンにするか３相の下アームをすべてオンにするかのいずれかであるが、スイッチング損失や導通損失の状況に応じて、どちらかのスイッチモードを選択すればよい。

たとえば、ＵＶ線間電圧Ｖｕｖが１のときは、Ｕ相端子電圧Ｖｕが１、Ｖ相端子電圧Ｖｖが０である（モード１，６）。ＵＶ線間電圧Ｖｕｖが０のときは、Ｕ相端子電圧ＶｕとＶ相端子電圧Ｖｖが同じ値、すなわちＶｕが１かつＶｖが１（モード２、３相短絡）、またはＶｕが０かつＶｖが０（モード５、３相短絡）のいずれかである。ＵＶ線間電圧Ｖｕｖが−１のときは、Ｕ相端子電圧Ｖｕが０、Ｖ相端子電圧Ｖｖが１である（モード３，４）。このような関係に基づいて、相端子電圧パルス（ゲート電圧パルス）が生成される。

さらに、線間電圧パルスまたは相端子電圧パルスのパターンは、位相θuvlに対して、π／３を最小単位として準周期的に繰り返されるパターンであり、特に、図１５のように回転数、出力が一定の定常状態においては特徴が顕著に表れる。つまり、０≦θuvl≦π／３の期間のＵ相端子電圧の１と０を反転させたパターンがπ／３≦θuvl≦２π／３のＷ相端子電圧であり、０≦θuvl≦π／３の期間のＶ相端子電圧の１と０を反転させたパターンがπ／３≦θuvl≦２π／３のＵ相端子電圧であり、０≦θuvl≦π／３の期間のＷ相端子電圧の１と０を反転させたパターンがπ／３≦θuvl≦２π／３のＶ相端子電圧である。

ここで、上記のモード１〜６を、異なる相で上アーム用のＩＧＢＴ３２８と下アーム用のＩＧＢＴ３３０をそれぞれオンさせて直流電源であるバッテリ１３６からモータジェネレータ１９２に電流を供給する第１の期間として定義する。また、３相短絡期間を、全相で上アーム用のＩＧＢＴ３２８または下アーム用のＩＧＢＴ３３０のいずれか一方をオンさせてモータジェネレータ１９２に蓄積されたエネルギーでトルクを維持する第２の期間と定義する。図１５に示す例では、これら第１の期間と第２の期間を電気角に応じて交互に形成していることが分かる。

さらに図１５では、たとえば０≦θuvl≦π／３の期間において、第１の期間としてのモード６および５を、第２の期間としての３相短絡期間を間に挟んで交互に繰り返している。ここで図１４から分かるように、モード６では、Ｖ相において下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンする一方で、他のＵ相、Ｗ相では、Ｖ相と異なる側、すなわち上アーム用のＩＧＢＴ３２８をオンしている。他方、モード５では、Ｗ相において上アーム用のＩＧＢＴ３２８をオンする一方で、他のＵ相、Ｖ相では、Ｗ相と異なる側、すなわち下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンしている。すなわち、第１の期間では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちいずれか１相（モード６ではＶ相、モード５ではＷ相）を選択し、この選択した１相について、上アーム用のＩＧＢＴ３２８または下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンさせると共に、他の２相（モード６ではＵ相およびＷ相、モード５ではＵ相およびＶ相）について、選択した１相とは異なる側のアーム用のＩＧＢＴ３２８，３３０をオンさせる。また、第１の期間ごとに選択する１相（Ｖ相、Ｗ相）を交替している。

０≦θuvl≦π／３以外の期間でも上記と同様に、第１の期間としてのモード１〜６のいずれかを、第２の期間としての３相短絡期間を間に挟んで交互に繰り返す。すなわち、π／３≦θuvl≦２π／３の期間ではモード１および６を、２π／３≦θuvl≦πの期間ではモード２および１を、π≦θuvl≦４π／３の期間ではモード３および２を、４π／３≦θuvl≦５πの期間ではモード４および３を、５π／３≦θuvl≦２πの期間ではモード５および４を、それぞれ交互に繰り返す。これにより、上記と同様に、第１の期間では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちいずれか１相を選択し、選択した１相について、上アーム用のＩＧＢＴ３２８または下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンさせると共に、他の２相について、選択した１相とは異なる側のアーム用のＩＧＢＴ３２８，３３０をオンさせる。また、第１の期間ごとに選択する１相を交替する。

ところで、上記の第１の期間すなわちモード１〜６の期間を形成する電気角位置と、この期間の長さとは、モータジェネレータ１９２に対するトルクや回転速度などの要求指令に応じて変化させることができる。すなわち前述のように、モータの回転数やトルクの変化に伴って削除する高調波の次数を変化させるために、第１の期間を形成する特定の電気角位置を変化させる。あるいは、モータの回転数やトルクの変化に応じて、第１の期間の長さすなわちパルス幅を変化させ、図１３で説明したように変調度を変化させる。これにより、モータを流れる交流電流の波形、より具体的には交流電流の高調波成分を所望の値に変化させ、この変化により、バッテリ１３６からモータジェネレータ１９２に供給する電力を制御することができる。なお、特定の電気角位置と第１の期間の長さは、いずれか一方のみを変化させてもよいし、両方を同時に変化させてもよい。

ここで、パルスの形状と電圧には以下の関係がある。図示したパルスの幅は電圧の実効値を変化させる効果があり、線間電圧のパルス幅が広いときには電圧の実効値は大きく、狭いときには電圧の実効値が小さい。また、削除する高調波の個数が少ない場合は、電圧の実効値が高いため、変調度の上限が矩形波に近づく。この効果は、電動機（モータジェネレータ１９２）が高速回転しているときに有効であり、通常のＰＷＭで制御した場合の出力の上限を上回って出力させることができる。すなわち、直流電源であるバッテリ１３６からモータジェネレータ１９２に電力を供給する第１の期間の長さと、この第１の期間を形成する特定の電気角位置とを変化させることで、モータジェネレータ１９２に印加する交流電圧の実効値を変化させ、モータジェネレータ１９２の回転状態に応じた出力を得ることができる。

また、図１５に示す駆動信号のパルス形状は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相について、任意のθuvlすなわち電気角を中心に左右非対称となっている。さらに、パルスのオン期間またはオフ期間のうち少なくとも一方がθuvl（電気角）でπ／３以上にわたって連続する期間を含んでいる。たとえばＵ相では、θuvl＝π／２付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオン期間と、θuvl＝３π／２付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオフ期間とを有している。同様に、Ｖ相では、θuvl＝π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオフ期間と、θuvl＝７π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオン期間とを有しており、Ｗ相では、θuvl＝５π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオフ期間と、θuvl＝１１π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオン期間とを有している。このようなパルス形状の特徴を有している。

以上説明したように、本実施形態の電力変換装置によれば、直流電源からモータに電力を供給する第１の期間と、３相フルブリッジの全相上アームをオン或いは全相下アームをオンさせる第２の期間を、電気角に応じた特定のタイミングで交互に発生させる。これにより、従来行われている通常のPWM制御に比べて、スイッチングの頻度が1/7から1/10以下で済む。また、モータを流れる交流電流の高調波成分を所望の値に変化させることができる。特に、モータ電流を略正弦波状に形成して脈動を少なくすることが可能である。このようにして、通常のPWM制御を行う電力変換装置に比べて、モータが発生するトルクの脈動を抑えつつ、スイッチング損失を1/10程度に低減し、更にEMCも抑制する電力変換装置を提供することができる。

なお、スイッチングの頻度を低減できれば、スイッチング損失の低減の他にも、インバータで課題となるEMC（電磁ノイズ）を軽減できる。スイッチングの頻度を低減する従来の方式としては、いわゆる２相変調方式が知られている。この２相変調方式によれば、通常の正弦波ＰＷＭに比べてスイッチングの頻度を２／３程度に低減することができる。しかし、これではEMCの軽減に対して不足である。これに対して、本実施形態では上記説明のように、通常のPWM制御に比べてスイッチング頻度を1/10程度とすることができる。スイッチング頻度が1/10程度になれば、等価的な周波数も1/10になり、PWMパルスが持つ高調波のスペクトルが約−20dB減衰する。すなわち、絶対値で言えば約1/100となる。したがって、EMCの効果的な低減が期待できる。

以上の説明はあくまで一例であり、本発明は上記実施形態の構成に何ら限定されるものではない。

４３ 電力変換装置
１１０ 電動車両
１１２ 前輪
１１４ 前輪車軸
１１６ 前輪側ディファレンシャルギア（前輪側ＤＥＦ）
１１８ 変速機
１２０ エンジン
１２２ 動力分割機構
１３６ バッテリ
１３６ バッテリ
１３８ 直流コネクタ
２００ 電力変換装置
１４０ 電力変換装置
１４２ 電力変換装置
１４４ 電力変換装置回路
１５０ 上下アーム直列回路
１５３ コレクタ電極
１５４ ゲート電極
１５５ エミッタ電極
１５６ ダイオード
１５７ 正極端子（Ｐ端子）
１５８ 負極端子（Ｎ端子）
１５９ 交流端子
１６３ コレクタ電極
１６４ ゲート電極
１６５ エミッタ電極
１６６ ダイオ−ド
１６９ 中間電極
１７０ 制御部
１７２ 制御回路
１７４ ドライバ回路
１８６ 交流電力線
１８０ 電流センサ
１８８ 交流コネクタ
１９２ モータジェネレータ
１９３ 回転磁極センサ
１９４ モータジェネレータ
１９５ 補機用のモータ
３１４ 直流正極端子
３１６ 直流負極端子
３２８ ＩＧＢＴ
３３０ ＩＧＢＴ
４１０ トルク指令・電流指令変換器
４２０ 電流制御器（ＡＣＲ）
４３０ パルス変調器
４３１ 電圧位相差演算器
４３２ 変調度演算器
４３３ 加算器
４３４ パルス発生器
４３５ 位相検索器
４３６ タイマカウンタ比較器
４４０ 位置・回転数変換器
４５０ ３相・２相変換器
５００ コンデンサモジュール
８０１ 変調度の入力要素
８０２ 位相の入力要素
８０３ 制御区間の位相演算要素
８０４ ＲＯＭ検索要素
８０５ スイッチ位相出力要素
８０６ タイマカウンタ比較要素
８０７ パルス信号出力要素
８２０ パルスパターン演算および位相カウンタ比較要素
８２１ 消去する高調波の次数の入力要素
８２２ 行列演算要素
８２３ パルス基準角度出力要素
８２４ 三角波比較要素
８２５ 線間電圧出力要素
８２６ 線間電圧→ゲートパルス変換要素

Claims (12)

1. 上アームあるいは下アームとして動作する複数のスイッチング素子を有し、直流電力を受けてモータを運転するための交流電力を発生するインバータ回路と、
   モータを運転するためのトルク指令を受け、前記複数のスイッチング素子を制御するための制御信号を発生する制御回路と、
   前記制御回路からの制御信号に基づき前記複数のスイッチング素子を駆動する駆動回路と、を有し、
   前記インバータ回路は、前記スイッチング素子で構成される上アームと下アームの直列回路をＵ相、Ｖ相およびＷ相に対応して有していて、さらに前記Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の直列回路は、前記モータに前記交流電力を供給するＵ相、Ｖ相およびＷ相の交流電力線に対してそれぞれ接続されており、
   前記制御回路は、受け取った前記モータのトルク指令に基づき、前記モータを運転するための交流電圧の電気角に対応付けて前記複数のスイッチング素子を導通するための制御信号を発生し、
   前記制御回路は、前記Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の交流電力線のいずれか１相の交流電力線と、前記いずれか１相の交流電力線とは異なるいずれか１相の交流電力線との電位差である線間電圧のスペクトル分布が基本波に対する所定の除去すべき高調波成分を含まないように、パルス基準角度を算出し、
   前記線間電圧が前記モータに供給される際において、前記駆動回路は、前記線間電圧の電圧パルスにおける立ち上り位置と立ち下り位置の中心にあたる位置の電気角が前記パルス基準角度となるように、前記Ｕ相、Ｖ相およびＷ相に対応した前記スイッチング素子を駆動することを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記制御回路は、前記パルス基準角度を中心として、前記線間電圧の前記電圧パルスのパルス幅を増減させることで、前記線間電圧の変調度を制御することを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１または２に記載のいずれかの電力変換装置であって、
   前記制御回路は、前記Ｖ相の交流電力線に対する前記Ｕ相の交流電力線の線間電圧と、前記Ｗ相の交流電力線に対する前記Ｖ相の交流電力線の線間電圧と、前記Ｕ相の交流電力線に対する前記Ｗ相の交流電力線の線間電圧と、の電圧パルスのＯＮ／ＯＦＦの組み合わせに応じて、前記Ｕ相、Ｖ相およびＷ相に対応した前記スイッチング素子を制御する前記制御信号のパルスを算出することを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１乃至３のいずれかに記載の電力変換装置であって、
   前記制御回路は、モータの回転情報を受け、受け取った前記トルク指令と前記モータの回転情報とに基づいて、前記制御信号を発生することを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１乃至４のいずれかに記載の電力変換装置であって、
   前記交流電圧の電気角の１８０度を中心として前記線間電圧のパターンが点対称となるように、前記制御回路は前記スイッチング素子を制御することを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項１乃至５のいずれかに記載の電力変換装置であって、
   前記交流電圧の電気角の９０度を中心として前記線間電圧のパターンが線対称となるように、前記制御回路は前記スイッチング素子を制御することを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項１乃至６のいずれかに記載の電力変換装置であって、
   前記インバータ回路から前記モータに供給される電流を検出する電流センサがさらに設けられており、
   前記制御回路は、前記トルク指令および前記電流センサにより検出された電流値に基づいて前記制御信号を発生することを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項１乃至７のいずれかに記載の電力変換装置であって、
   前記制御回路は、前記交流電圧の電気角に対応付けられた前記スイッチング素子の導通情報が記憶されたメモリを有し、
   前記制御回路は、前記メモリから前記スイッチング素子の導通情報を読み出し、読み出された導通情報に基づいて前記制御信号を発生することを特徴とする電力変換装置。
9. 請求項１乃至８のいずれかに記載の電力変換装置であって、
   前記制御回路は、前記トルク指令の値が増加した場合、前記線間電圧の前記電圧パルスのパルス幅を増加させる制御信号を発生することを特徴とする電力変換装置。
10. 請求項１乃至９のいずれかに記載の電力変換装置であって、
    平滑コンデンサモジュールをさらに備え、
    前記インバータ回路および前記平滑用コンデンサモジュールは、筐体に内蔵されることを特徴とする電力変換装置。
11. 請求項１０に記載の電力変換装置であって、
    前記制御回路および前記駆動回路は、前記筐体に内蔵されることを特徴とする電力変換装置。
12. 請求項１乃至１１のいずれかに記載の電力変換装置であって、
    前記制御回路は、前記インバータ回路のＵ相、Ｖ相およびＷ相の全ての前記上アーム、または全ての前記下アームを導通させる第１の期間と、前記Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のうち１相の前記上アームまたは下アームを導通させ、前記１相とは異なる他の２相であって、前記１相で導通させるアームとは異なる他のアームを導通させる第２の期間とが交互に存在するように、前記スイッチング素子の動作を制御することを特徴とする電力変換装置。