JPH04208076A - Ｐｗｍインバータの出力電流検出方法 - Google Patents
Ｐｗｍインバータの出力電流検出方法Info
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- JPH04208076A JPH04208076A JP2339844A JP33984490A JPH04208076A JP H04208076 A JPH04208076 A JP H04208076A JP 2339844 A JP2339844 A JP 2339844A JP 33984490 A JP33984490 A JP 33984490A JP H04208076 A JPH04208076 A JP H04208076A
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- 239000013598 vector Substances 0.000 claims abstract description 69
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- 238000012937 correction Methods 0.000 description 18
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000003708 edge detection Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 2
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 2
- 238000000819 phase cycle Methods 0.000 description 2
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
Ａ、産業上の利用分野
本発明は、ＰＷＭインバータの制御装置に係り、特にイ
ンバータの出力電流検出方法に関する。
ンバータの出力電流検出方法に関する。
Ｂ１発明の概要
本発明は、各相出力を電圧ベクトルタイミング信号から
生成するＰＷＭインバータにおいて、搬送波の頂点タイ
ミングになる零ベクトルの中心でインバータ出力電流を
サンプリングするのに零ベクトルの中心とインバータ出
力電圧ベクトルの零ベクトルの中心との差を検出して電
流検出タイミングを補正することにより、 インバータのデッドタイムやスイッチング遅れによる電
流検出タイミングのずれを無くしたものである。
生成するＰＷＭインバータにおいて、搬送波の頂点タイ
ミングになる零ベクトルの中心でインバータ出力電流を
サンプリングするのに零ベクトルの中心とインバータ出
力電圧ベクトルの零ベクトルの中心との差を検出して電
流検出タイミングを補正することにより、 インバータのデッドタイムやスイッチング遅れによる電
流検出タイミングのずれを無くしたものである。
Ｃ１従来の技術
ＰＷＭインバータは、ベクトル制御のような交流電動機
の高性能速度制御等を可能にし、このベクトル制御を速
度センサレスとする場合の電動機の一次電圧と電流を使
った速度推定や、電流追従方式における三角波比較等の
ために電動機の電流検出を必要とする。
の高性能速度制御等を可能にし、このベクトル制御を速
度センサレスとする場合の電動機の一次電圧と電流を使
った速度推定や、電流追従方式における三角波比較等の
ために電動機の電流検出を必要とする。
ＰＷＭインバータの電流は、ＰＷＭのスイッチング周波
数による電流リップルと基本波電流が重畳しており、こ
の電流波形から基本波成分を検出するためにはローパス
フィルタによって高調枝分を除去する方法が知られてい
る。
数による電流リップルと基本波電流が重畳しており、こ
の電流波形から基本波成分を検出するためにはローパス
フィルタによって高調枝分を除去する方法が知られてい
る。
この方法では検出電流の位相遅れが大きくなり、ベクト
ル制御等には高速応答性への影響が大きくなる。ＰＷＭ
インバータの電流検出を高速に行う他の方法として、電
流波形からサンプリングを行い、二〇サンブリノグタイ
ミングをＰＷＭ搬送波信号（三角波）か最大又は最小と
なる頂点（折れ点）とする方法かある（例えば日立評論
、ＶＯＬ６５、Ｎｏ、４ （＋ ９８３−４）、マイク
ロプロセッサによるインバータの直接ディジタル制御）
。
ル制御等には高速応答性への影響が大きくなる。ＰＷＭ
インバータの電流検出を高速に行う他の方法として、電
流波形からサンプリングを行い、二〇サンブリノグタイ
ミングをＰＷＭ搬送波信号（三角波）か最大又は最小と
なる頂点（折れ点）とする方法かある（例えば日立評論
、ＶＯＬ６５、Ｎｏ、４ （＋ ９８３−４）、マイク
ロプロセッサによるインバータの直接ディジタル制御）
。
この方法ではＰＷＭイノバータの主スィッチ素子のスイ
ッチング動作点を避け、スイッチング動作のほぼ中間点
での電流サンプリングになって電流リップルの影響を少
なくする。
ッチング動作点を避け、スイッチング動作のほぼ中間点
での電流サンプリングになって電流リップルの影響を少
なくする。
Ｄ１発明が解決しようとする課題
三角波の頂点を電流検出タイミングとする従来の電流検
出方法は、三角波と基本波の比較によってＰＷＭ波形を
得る第４図のタイムチャートではＵ、Ｖ、Ｗ相共にオン
となる期間及び共にオフとなる期間に相当し、これは誘
導機固定子に複素座標をとるときの出力電圧ベクトル（
第５図）のうちの零ベクトル期間Ｖ。、ｖ７の中心タイ
ミングとなる。従って、三角波比較方式にょるＰＷＭ波
形生成又はＰＷＭパターンデータからの２ｗＭ波形生成
によるＰＷＭインバータでは零ベクトルｖ０゜Ｖ７の中
心タイミングで電流サンプリングを行うことにより、リ
ップル電流成分を除去することができる。
出方法は、三角波と基本波の比較によってＰＷＭ波形を
得る第４図のタイムチャートではＵ、Ｖ、Ｗ相共にオン
となる期間及び共にオフとなる期間に相当し、これは誘
導機固定子に複素座標をとるときの出力電圧ベクトル（
第５図）のうちの零ベクトル期間Ｖ。、ｖ７の中心タイ
ミングとなる。従って、三角波比較方式にょるＰＷＭ波
形生成又はＰＷＭパターンデータからの２ｗＭ波形生成
によるＰＷＭインバータでは零ベクトルｖ０゜Ｖ７の中
心タイミングで電流サンプリングを行うことにより、リ
ップル電流成分を除去することができる。
ここで、インバータの主回路スイッチは高圧側アームと
低圧側アームのオン・オフが同時に切換えられるときの
同時オン（短絡）を防止するよう両者のオン・オフ制御
に少しの遅れを持たせるというデッドタイムが設けられ
る。
低圧側アームのオン・オフが同時に切換えられるときの
同時オン（短絡）を防止するよう両者のオン・オフ制御
に少しの遅れを持たせるというデッドタイムが設けられ
る。
上述のデッドタイムの遅延時間及びデッドタイム補償回
路の遅れさらにスイッチ素子自体のスイッチング遅れに
より、ＰＷＭ波形生成回路の零ベクトル時刻と実際の出
力電圧の零ベクトル時刻にずれが生じ、電流検出にリッ
プル分が多く残ることがあり、速度推定等のために電流
検出を行うと検出電流の変動が速度検出精度を悪くする
問題があった。
路の遅れさらにスイッチ素子自体のスイッチング遅れに
より、ＰＷＭ波形生成回路の零ベクトル時刻と実際の出
力電圧の零ベクトル時刻にずれが生じ、電流検出にリッ
プル分が多く残ることがあり、速度推定等のために電流
検出を行うと検出電流の変動が速度検出精度を悪くする
問題があった。
本発明の目的は、デッドタイムやスイッチング遅れによ
る電流検出タイミングのずれを無くした電流検出方法を
提供することにある。
る電流検出タイミングのずれを無くした電流検出方法を
提供することにある。
８０課題を解決するだめの手段と作用
本発明は、前記目的を達成するため、ＰＷＭインバータ
の各相出力を電圧ベクトルタイミング信号から生成する
ＰＷＭインバータにおいて、前記インバータの出力電圧
から零ベクトル期間のエッジタイミングを検出し、この
タイミングと前記電圧ベクトルタイミング信号の零ベク
トル期間の開始・終了タイミングとの差を検出し、この
差で前記電圧ヘクトルタイミング信号のうちの零ベクト
ルの中心のタイミング信号を補正し、この補正したタイ
ミングでインバータの出力電流をサンプリングして該電
流を検出するようにし、ＰＷＭ波を生成するための零ベ
クトルタイミング信号の零ベクトル期間の開始・終了タ
イミングとインバータの出力電圧ベクトルの零ベクトル
期間の開始・終了タイミングとの′差をデッドタイムや
スイッチング遅れとして検出し、この差で電流サンプリ
ングタイミングを補正することで搬送波頂点における電
流サンプリングを行う。
の各相出力を電圧ベクトルタイミング信号から生成する
ＰＷＭインバータにおいて、前記インバータの出力電圧
から零ベクトル期間のエッジタイミングを検出し、この
タイミングと前記電圧ベクトルタイミング信号の零ベク
トル期間の開始・終了タイミングとの差を検出し、この
差で前記電圧ヘクトルタイミング信号のうちの零ベクト
ルの中心のタイミング信号を補正し、この補正したタイ
ミングでインバータの出力電流をサンプリングして該電
流を検出するようにし、ＰＷＭ波を生成するための零ベ
クトルタイミング信号の零ベクトル期間の開始・終了タ
イミングとインバータの出力電圧ベクトルの零ベクトル
期間の開始・終了タイミングとの′差をデッドタイムや
スイッチング遅れとして検出し、この差で電流サンプリ
ングタイミングを補正することで搬送波頂点における電
流サンプリングを行う。
Ｆ、実施例
第１図は本発明の一実施例を示す回路図である。
マイクロコンピュータｌのＰＷＭ演算部２は周波数及び
変調度指令から各電圧ヘクトル期間の開始と終了タイミ
ングデータＴ。、Ｔ２、Ｔ、を演算すると共に零ベクト
ル期間■。、Ｖ７の中心になるタイミングデータＴ。−
ＤＥＴを求める。ゲート信号発生Ｂ４３はタイミングデ
ータＴ。−ＤＥＴ、Ｔｏ、Ｔ、、Ｔ２から各電圧ベクト
ルｖ１〜Ｖ６の出力開始から終了までの幅を持つゲート
出力Ｖ Ｕ” 、Ｖ Ｖ’Ｖ２を発生し、このときの相
順データを変調信号ＰＷＭ ＭＯＤの位相を入力とす
る相順テーブル４から得る。
変調度指令から各電圧ヘクトル期間の開始と終了タイミ
ングデータＴ。、Ｔ２、Ｔ、を演算すると共に零ベクト
ル期間■。、Ｖ７の中心になるタイミングデータＴ。−
ＤＥＴを求める。ゲート信号発生Ｂ４３はタイミングデ
ータＴ。−ＤＥＴ、Ｔｏ、Ｔ、、Ｔ２から各電圧ベクト
ルｖ１〜Ｖ６の出力開始から終了までの幅を持つゲート
出力Ｖ Ｕ” 、Ｖ Ｖ’Ｖ２を発生し、このときの相
順データを変調信号ＰＷＭ ＭＯＤの位相を入力とす
る相順テーブル４から得る。
ゲート出力ｖＵｔ 、Ｖｖ” 、Ｖｗ” ｉ；Ｌ−＋”
／バー’；’５のゲート信号にされ、該インバータから
ＰＷＭ波形の電圧出力を得て誘導電動機６を駆動する。
／バー’；’５のゲート信号にされ、該インバータから
ＰＷＭ波形の電圧出力を得て誘導電動機６を駆動する。
インバータ５の各相ＰＷＭ波出力電圧は電圧検出回路７
によってオン・オフ期間として検出し、論理回路８によ
って零ベクトルｖ０、■７期間の幅とタイミングを持つ
パルスとして検出する。エツジ検出回路９□〜９４は零
ベクトルの開始と終了のタイミングを夫々検出する。こ
のタイミングは例えば第４図ではオンモード期間には零
ベクトル■。
によってオン・オフ期間として検出し、論理回路８によ
って零ベクトルｖ０、■７期間の幅とタイミングを持つ
パルスとして検出する。エツジ検出回路９□〜９４は零
ベクトルの開始と終了のタイミングを夫々検出する。こ
のタイミングは例えば第４図ではオンモード期間には零
ベクトル■。
の終了タイミングを検出回路９．に検出し、零ベクトル
■７の開始タイミングを検出回路９．に検出し、検出回
路９Ｉの出力タイミングと検出回路９゜の出力タイミン
グがベクトルｖ１とｖ６の雨期間を挟むタイミングにな
る。
■７の開始タイミングを検出回路９．に検出し、検出回
路９Ｉの出力タイミングと検出回路９゜の出力タイミン
グがベクトルｖ１とｖ６の雨期間を挟むタイミングにな
る。
遅れ時間検出部１０１〜１０．は、ＰＷＭ演算部２の各
電圧ベクトル■１〜■６の開始・終了タイミングＴ。、
Ｔ、、Ｔ、のうちのＴｏ、Ｔ、を出力電圧ベクトル期間
の開始・終了の基準タイミングとし、エツジ検出回路９
．〜９４の検出タイミングとの差へＴを遅れ時間として
検出する。例えば第４図のオフモード期間では電圧ベク
トルｖ６とＶ、を合わせた電圧ベクトルはＶｌｌの立上
がりタイミングＴ。
電圧ベクトル■１〜■６の開始・終了タイミングＴ。、
Ｔ、、Ｔ、のうちのＴｏ、Ｔ、を出力電圧ベクトル期間
の開始・終了の基準タイミングとし、エツジ検出回路９
．〜９４の検出タイミングとの差へＴを遅れ時間として
検出する。例えば第４図のオフモード期間では電圧ベク
トルｖ６とＶ、を合わせた電圧ベクトルはＶｌｌの立上
がりタイミングＴ。
と■□の立下がりタイミングＴ２から、検出部１０１で
はＴｏに対する実際のオン開始タイミングの差ΔＴＯＮ
−５を検出し、検出部１０．ではＴ、に対するオン終了
タイミングの差ΔＴＯＮ−Ｅを検出する。
はＴｏに対する実際のオン開始タイミングの差ΔＴＯＮ
−５を検出し、検出部１０．ではＴ、に対するオン終了
タイミングの差ΔＴＯＮ−Ｅを検出する。
補正時間演算部１１□、１１．は遅れ時間検出部１０１
〜１０．が検出した遅れ時間ΔＴからオンモード及びオ
フモードでの夫々の補正時間ΔＴｏＦＦ−ＤＥＴ１ΔＴ
ＯＮ−ＤＥＴを求める。これら補正時間は第２図に示す
フローチャートに示される。
〜１０．が検出した遅れ時間ΔＴからオンモード及びオ
フモードでの夫々の補正時間ΔＴｏＦＦ−ＤＥＴ１ΔＴ
ＯＮ−ＤＥＴを求める。これら補正時間は第２図に示す
フローチャートに示される。
同図は第４図のオンモード期間及びオフモード期間を一
般化して示し、出力電圧ベクトル指令になるタイミング
Ｔ。、Ｔ２、Ｔ、が演算部２で求められ、夫々のベクト
ル期間λ、μを持つようにゲート出力■♂、Ｖｖ’ 、
Ｖｗ”がインバータ５に与えられることを示す。このと
きのインバータ５からの実際の出力電圧ベクトルλ′、
μ′がエツジ検出回路９．〜９４でエツジタイミングと
して検出され、遅れ時間検出部１０．〜１０４によって
オンモードでの遅れ時間ΔＴｏＮ−ｓ、ΔＴＯＮ−Ｅ及
びオフモードでの遅れ時間ΔＴＯＦＦ−！ＩＩ、ΔＴＯ
ＦＦ−６が夫々検出される。これら遅れ時間から、補正
時間演算部１１．．１１２の補正時間は電圧ベクトル指
令λ、μに対する実際の電圧ベクトル出力λ′、μ′の
開始時の遅れと終了時の遅れの平均値 として求める。
般化して示し、出力電圧ベクトル指令になるタイミング
Ｔ。、Ｔ２、Ｔ、が演算部２で求められ、夫々のベクト
ル期間λ、μを持つようにゲート出力■♂、Ｖｖ’ 、
Ｖｗ”がインバータ５に与えられることを示す。このと
きのインバータ５からの実際の出力電圧ベクトルλ′、
μ′がエツジ検出回路９．〜９４でエツジタイミングと
して検出され、遅れ時間検出部１０．〜１０４によって
オンモードでの遅れ時間ΔＴｏＮ−ｓ、ΔＴＯＮ−Ｅ及
びオフモードでの遅れ時間ΔＴＯＦＦ−！ＩＩ、ΔＴＯ
ＦＦ−６が夫々検出される。これら遅れ時間から、補正
時間演算部１１．．１１２の補正時間は電圧ベクトル指
令λ、μに対する実際の電圧ベクトル出力λ′、μ′の
開始時の遅れと終了時の遅れの平均値 として求める。
次に、タイミング補正部１２は補正時間ΔＴ ０ＦＦ−
ＤＥＴ、 ΔＴｏＮ−，）ＥＴを零ベクトルタイミング
Ｔｏ−ＤＥＴに加減算補正する。この補正は、第２図に
示すように、前回のオンモード期間で検出される補正時
間ΔＴＯＮ−ＤＥＴを次回の零ベクトルタイミングの補
正量とし、同様に前回のオンモード期間で検出される補
正時間ΔＴＯＦＦ−ＤＥＴを次回の零ベクトルタイミン
グの補正量とする。これら補正によって零ベクトルタイ
ミングは実際の出力電圧ベクトルの零ベクトルの中心に
補正、即ちインバータ５側でのデッドタイムやスイッチ
ング遅れによる補正がなされた零ベクトルタイミングに
補正される。
ＤＥＴ、 ΔＴｏＮ−，）ＥＴを零ベクトルタイミング
Ｔｏ−ＤＥＴに加減算補正する。この補正は、第２図に
示すように、前回のオンモード期間で検出される補正時
間ΔＴＯＮ−ＤＥＴを次回の零ベクトルタイミングの補
正量とし、同様に前回のオンモード期間で検出される補
正時間ΔＴＯＦＦ−ＤＥＴを次回の零ベクトルタイミン
グの補正量とする。これら補正によって零ベクトルタイ
ミングは実際の出力電圧ベクトルの零ベクトルの中心に
補正、即ちインバータ５側でのデッドタイムやスイッチ
ング遅れによる補正がなされた零ベクトルタイミングに
補正される。
従って、電動機６の電流検出をサンプルホールド回路１
３．〜１３３及びＡ／Ｄ変換器１４１〜１４３でサンプ
リングするのに、タイミング補正部１２により補正した
零ベクトルタイミングでサンプリングすることにより、
デッドタイム等によるずれによる電流リップル発生を無
くすことができる。
３．〜１３３及びＡ／Ｄ変換器１４１〜１４３でサンプ
リングするのに、タイミング補正部１２により補正した
零ベクトルタイミングでサンプリングすることにより、
デッドタイム等によるずれによる電流リップル発生を無
くすことができる。
上述までのマイクロコンピュータ１の各演算は第３図に
示すフローチャートで実現される。同図中、ステップ８
１〜Ｓ８はタイミングＴ１〜Ｔ３と零ベクトルの開始・
終了タイミングから差ΔＴ ’ ｏ トＳ ％ ΔＴｏ
ｗ−ｘｑ ΔＴＯＦＦ−８％ ΔＴＯＦＦ−Ｅを求め、
ステップＳ９ではタイミングＴ。−ｏＥｒｓＴａ〜Ｔ、
を演算し、ステップＳｌｌではオンモードでの補正した
タイミングＴ。−ＤＥＴを求め、ステップＳ１２ではオ
フモードでの補正したタイミングＴ、−ＤＥＴを求め、
夫々ではステップｓ９で求めたタイミングをＴ。Ｎ−８
等にセットする。また、ステップＳ１３では各タイミン
グデータを夫々ゲート制御指令信号としてセットすると
共に電流サンプリング信号としてセットする。
示すフローチャートで実現される。同図中、ステップ８
１〜Ｓ８はタイミングＴ１〜Ｔ３と零ベクトルの開始・
終了タイミングから差ΔＴ ’ ｏ トＳ ％ ΔＴｏ
ｗ−ｘｑ ΔＴＯＦＦ−８％ ΔＴＯＦＦ−Ｅを求め、
ステップＳ９ではタイミングＴ。−ｏＥｒｓＴａ〜Ｔ、
を演算し、ステップＳｌｌではオンモードでの補正した
タイミングＴ。−ＤＥＴを求め、ステップＳ１２ではオ
フモードでの補正したタイミングＴ、−ＤＥＴを求め、
夫々ではステップｓ９で求めたタイミングをＴ。Ｎ−８
等にセットする。また、ステップＳ１３では各タイミン
グデータを夫々ゲート制御指令信号としてセットすると
共に電流サンプリング信号としてセットする。
Ｇ１発明の効果
以上のとおり、本発明によれば、ＰＷＭ波形を生成する
電圧ベクトルタイミング信号と出力電圧ベクトルの夫々
の零ベクトル期間の開始・終了タイミングのずれを検出
し、このずれによって電流サンプリングのための零ベク
トルの中心タイミングを補正するようにしたため、イン
バータの主スィッチに設定するデッドタイムやスイッチ
ング遅れによる零ベクトルの中心のずれを無くした電流
サンプリングを行うことかでき、リップルを少なくシｆ
コ電流検出ひいては速度推定等から高精度の速度制御を
可能にする。
電圧ベクトルタイミング信号と出力電圧ベクトルの夫々
の零ベクトル期間の開始・終了タイミングのずれを検出
し、このずれによって電流サンプリングのための零ベク
トルの中心タイミングを補正するようにしたため、イン
バータの主スィッチに設定するデッドタイムやスイッチ
ング遅れによる零ベクトルの中心のずれを無くした電流
サンプリングを行うことかでき、リップルを少なくシｆ
コ電流検出ひいては速度推定等から高精度の速度制御を
可能にする。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は実施
例における補正時間演算のタイムチャート、第３図は他
の実施例のフローチャート、第４図はＰＷＭインバータ
における三角波比較方式のタイムチャート、第５図は電
圧ベクトル図である。 ２・・・ＰＷＭ演算部、３・・・ゲート信号発生部、４
、・・相順テーブル、９゜、９４・・・エツジ検出回路
、１０８、＋０４・・遅れ時間検出部、１１１．１１２
．・・補正時間演算部、１２・・・タイミング補正部。 第５図 電圧ベクトル図 ｍ
例における補正時間演算のタイムチャート、第３図は他
の実施例のフローチャート、第４図はＰＷＭインバータ
における三角波比較方式のタイムチャート、第５図は電
圧ベクトル図である。 ２・・・ＰＷＭ演算部、３・・・ゲート信号発生部、４
、・・相順テーブル、９゜、９４・・・エツジ検出回路
、１０８、＋０４・・遅れ時間検出部、１１１．１１２
．・・補正時間演算部、１２・・・タイミング補正部。 第５図 電圧ベクトル図 ｍ
Claims (1)
- （１）ＰＷＭインバータの各相出力を電圧ベクトルタイ
ミング信号から生成するＰＷＭインバータにおいて、前
記インバータの出力電圧から零ベクトル期間のエッジタ
イミングを検出し、このタイミングと前記電圧ベクトル
タイミング信号の零ベクトル期間の開始・終了タイミン
グとの差を検出し、この差で前記電圧ベクトルタイミン
グ信号のうちの零ベクトルの中心のタイミング信号を補
正し、この補正したタイミングでインバータの出力電流
をサンプリングして該電流を検出することを特徴とする
ＰＷＭインバータの電流検出方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2339844A JP2943323B2 (ja) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | Ｐｗｍインバータの出力電流検出方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2339844A JP2943323B2 (ja) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | Ｐｗｍインバータの出力電流検出方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04208076A true JPH04208076A (ja) | 1992-07-29 |
| JP2943323B2 JP2943323B2 (ja) | 1999-08-30 |
Family
ID=18331353
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2339844A Expired - Lifetime JP2943323B2 (ja) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | Ｐｗｍインバータの出力電流検出方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2943323B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0648008A1 (en) * | 1992-04-10 | 1995-04-12 | Kabushiki Kaisha Meidensha | Pulse width modulation inverter current detection method |
| WO2004052056A1 (ja) * | 2002-12-02 | 2004-06-17 | Kabushiki Kaisha Toshiba | 誘導加熱調理器 |
| WO2011135694A1 (ja) * | 2010-04-28 | 2011-11-03 | 株式会社 日立製作所 | 電力変換装置 |
| JP2017198649A (ja) * | 2016-01-08 | 2017-11-02 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | 電流センサｉｃ、電流センシングシステムおよびモーター駆動システム |
| JP2018185149A (ja) * | 2017-04-24 | 2018-11-22 | 日置電機株式会社 | 三相電力測定装置 |
-
1990
- 1990-11-30 JP JP2339844A patent/JP2943323B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| CN102308470A (zh) * | 2010-04-28 | 2012-01-04 | 株式会社日立制作所 | 电力变换装置 |
| JPWO2011135694A1 (ja) * | 2010-04-28 | 2013-07-18 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| JP2017198649A (ja) * | 2016-01-08 | 2017-11-02 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | 電流センサｉｃ、電流センシングシステムおよびモーター駆動システム |
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