JP5975797B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関するものである。

電力変換装置は、複数のスイッチング素子を備えており、スイッチング素子のスイッチング動作により、直流電力を交流電力に変換し、また、交流電流を直流電力に変換することができる。スイッチング素子は、一定の周波数で変化する搬送波を使用したパルス幅変調方式（以下ＰＷＭ方式と記す）に基づいて制御されているものが一般的である。

電気自動車やハイブリッド自動車などの電動車両においては、直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換して車両駆動用のモータジェネレータを制御したり、モータジェネレータに誘起された交流電力を直流電力に変換したりすることを目的に電力変換装置が用いられる。このような電力変換装置の直流側には直流電源（例えばバッテリ）と並列に平滑コンデンサが設けられる。この平滑コンデンサは、バッテリとインバータの間の電力授受の際に生ずる急峻な電流変化によって電力変換装置が不安定動作となることを防止する。

一般的に、電動車両では運転停止を指令するイグニッションスイッチのオフ時に、メインリレーがオフされる。この際、安全の観点から、平滑コンデンサに蓄積された電荷は除去しておくことが好ましい。平滑コンデンサの残存電荷を放電する方法としては、例えば平滑コンデンサと並列に放電抵抗を接続する方法がある。

しかし、この方法では放電抵抗によって車両運転中も放電経路が常時形成されるため、効率面から放電抵抗値を高くする必要がある。このため、車両停止時に平滑コンデンサを高速に放電することが困難である。また、放電抵抗値を低く抑えつつ車両走行時には放電されないように、放電抵抗に直列にスイッチを設ける放電回路装置を追加する方法もあるが、スイッチおよびスイッチの制御回路を追加するためコストが上がってしまう。

そこで、放電回路装置を追加することなく、電力変換装置の制御によって、平滑コンデンサの残存電荷を速やかに放電させる方法が提案されている（例えば特許文献１）。

特許文献１にはモータジェネレータのイナーシャを考慮した回転に寄与しない短い周期で正負の高周波電流を通電するように電力変換装置を制御することが開示されている。この制御によれば、モータジェネレータが実質的には回転トルクを発生しない状態で、平滑コンデンサの残存電荷を放電することができる。高周波電流は、主にモータジェネレータの固定子巻線等を流れる際の通電損失となる他、モータジェネレータの磁気的損失（渦電流損、ヒステリシス損など）も同時に生じると考えられ、それらの各種損失により熱エネルギーに変換される。

しかし、このような従来の放電制御方法においては、モータジェネレータが停止しているときには回転トルクが実質的に発生することはないが、回転しているときには回転トルクが発生する（すなわち車両が加減速される）可能性があった。

特許第４２４１１６３号公報

そこで本発明は、平滑コンデンサを放電させるときに回転トルクを発生させない電力変換装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、例えば特許請求の範囲に記載の構成を採用する。本願は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、上アーム用のスイッチング素子と下アーム用のスイッチング素子とを直列に接続した直列回路を複数個有し、直流電力を受けて交流電力を発生するパワースイッチング回路を備え、メインリレーのカットによりバッテリからインバータへの電源供給が遮断された状態であって電動機の回転速度が所定値以下の場合に、少なくとも１つの相の制御パルスの周期をキャリア周期の２倍相当に変化させることで、前記キャリア周期の２倍に相当する周期の交番電流が電動機に通電され、前記交番電流によって平滑コンデンサの蓄積電荷を放電させる機能を有する電力変換装置を構成する。

本発明によれば、平滑コンデンサを放電させるときに回転トルクを発生させない電力変換装置を提供することができる。

ハイブリッド自動車のシステムを示すシステム図。 図１に示す電気回路の構成を示す回路図。 ＰＷＭ制御について示す説明図。 実施例１のパルス変調器を示す図。 通常のＰＷＭパルス位相制御の例を示す図。 実施例１のＰＷＭパルス位相制御を示す図。 実施例１のＰＷＭパルスのオン、オフの更新のタイミングを示す図。 入力波形とキャリアとの関係を示す図。 実施例１によるパルスシフトの実験結果。 実施例１によるパルスシフトの実験結果。 実施例１のＰＷＭパルス位相制御の説明図。 実施例１のＰＷＭパルス位相制御の説明図。 通常のＰＷＭ制御時及び実施例１によるパルスシフト時の線間電圧を示す図 実施例２のＰＷＭパルス位相制御を示す図。 実施例２のＰＷＭパルスのオン、オフの更新のタイミングを示す図。 入力波形とキャリアとの関係を示す図。 実施例２のＰＷＭパルス位相制御の説明図。 実施例２のＰＷＭパルス位相制御の説明図。 実施例２によるパルスシフト時の線間電圧を示す図。

本発明の実施例について、図面を用いて説明する。

なお、電力変換装置から出力される交流電力は回転電機などで構成されるインダクタンス回路に供給され、インダクタンスの作用に基づいて交流電流が流れる。以下の実施例ではインダクタンス回路として電動機や発電機の作用を為す回転電機を例に挙げ説明する。
回転電機を駆動する交流電力を発生するために本発明を使用することは、効果の点から最適であるが、回転電機以外のインダクタンス回路に交流電力を供給する電力変換装置としても使用できる。
〔実施例１〕
本発明の実施例に係る電力変換装置は、ハイブリッド用の自動車（以下ＨＥＶと記す）や純粋な電気自動車（以下ＥＶと記す）の回転電機を駆動する為の交流電力を発生する電力変換装置に適用した例である。ＨＥＶ用の電力変換装置もＥＶ用の電力変換装置も基本的な構成や制御において共通するところが多く、代表例として、本発明の実施例に係る電力変換装置をハイブリッド自動車に適用した場合の制御構成と電力変換装置の回路構成について、図１と図２を用いて説明する。

図１は、ハイブリッド自動車（以下「ＨＥＶ」と記述する）の制御ブロックを示す図である。エンジンＥＧＮおよびモータジェネレータＭＧ１は車両の走行用トルクを発生する。また、モータジェネレータＭＧ１は回転トルクを発生するだけでなく、モータジェネレータＭＧ１に外部から加えられる機械エネルギーを電力に変換する機能を有する。

モータジェネレータＭＧ１は、同期機でも誘導機でもよく、上述のごとく、運転方法により電動機としても発電機としても動作する。モータジェネレータＭＧ１を自動車に搭載する場合には、小型で高出力を得ることが望ましく、ネオジムなどの磁石を使用した永久磁石型の同期電動機が適している。永久磁石型の同期電動機は誘導電動機に比べて回転子の発熱が少なく、この観点でも自動車用として優れている。

エンジンＥＧＮの出力側の出力トルクは動力分配機構ＴＳＭを介してモータジェネレータＭＧ１に伝達され、動力分配機構ＴＳＭからの回転トルクあるいはモータジェネレータＭＧ１が発生する回転トルクは、トランスミッションＴＭおよびディファレンシャルギアＤＥＦを介して車輪に伝達される。一方、回生制動の運転時には、車輪から回転トルクがモータジェネレータＭＧ１に伝達され、供給されてきた回転トルクに基づいて交流電力を発生する。発生した交流電力は後述するように電力変換装置２００により直流電力に変換され、高電圧用のバッテリ１３６を充電し、充電された電力は再び走行エネルギーとして使用される。

次に電力変換装置２００について説明する。インバータ回路１４０は、バッテリ１３６と直流コネクタ１３８を介して電気的に接続されており、バッテリ１３６とインバータ回路１４０との相互において電力の授受が行われる。モータジェネレータＭＧ１を電動機として動作させる場合には、インバータ回路１４０は直流コネクタ１３８を介してバッテリ１３６から供給された直流電力に基づき交流電力を発生し、交流コネクタ１８８を介してモータジェネレータＭＧ１に供給する。モータジェネレータＭＧ１とインバータ回路１４０からなる構成は第１電動発電ユニットとして動作する。

なお、本実施例では、バッテリ１３６の電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させることにより、モータジェネレータＭＧ１の動力のみによって車両の駆動ができる。さらに、本実施例では、第１電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力或いは車輪からの動力によって作動させて発電させることにより、バッテリ１３６の充電ができる。

また、図１では省略したが、バッテリ１３６はさらに補機用の電動機を駆動するための電源としても使用される。補機用の電動機としては例えば、エアコンディショナーのコンプレッサを駆動する電動機、あるいは制御用の油圧ポンプを駆動する電動機である。バッテリ１３６から直流電力が補機用パワーモジュールに供給され、補機用パワーモジュールは交流電力を発生して補機用の電動機に供給する。補機用パワーモジュールはインバータ回路１４０と基本的には同様の回路構成および機能を持ち、補機用の電動機に供給する交流の位相や周波数、電力を制御する。

なお、電力変換装置２００は、インバータ回路１４０に供給される直流電力を平滑化するためのコンデンサモジュール５００を備えている。

電力変換装置２００は、上位の制御装置から指令を受けたりあるいは上位の制御装置に状態を表すデータを送信したりするための通信用のコネクタ２１を備えている。電力変換装置２００は、コネクタ２１から入力される指令に基づいて制御回路１７２でモータジェネレータＭＧ１の制御量を演算し、さらに電動機として運転するか発電機として運転するかを演算し、演算結果に基づいて制御パルスを発生し、その制御パルスをドライバ回路１７４へ供給する。ドライバ回路１７４は、供給された制御パルスに基づいて、インバータ回路１４０を制御するための駆動パルスを発生する。

次に、図２を用いてインバータ回路１４０の電気回路の構成を説明する。なお、以下でスイッチング素子として絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを使用しており、以下略してＩＧＢＴと記す。上アームとして動作するＩＧＢＴ３２８及びダイオード１５６と、下アームとして動作するＩＧＢＴ３３０及びダイオード１６６とで、上下アームの直列回路１５０が構成される。インバータ回路１４０は、この直列回路１５０を、出力しようとする交流電力のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相に対応して備えている。

これらの３相は、この実施例ではモータジェネレータＭＧ１の電機子巻線の３相の各相巻線に対応している。３相のそれぞれの上下アームの直列回路１５０は、直列回路の中点部分である接続点１６９（中間電極）から交流電流を出力する。この接続点１６９は、交流端子１５９と交流コネクタ１８８との間を接続する後述する交流バスバー８０２を通して、モータジェネレータＭＧ１へ接続される。

上アームのＩＧＢＴ３２８のコレクタ電極１５３は、正極端子１５７を介してコンデンサモジュール５００の正極側のコンデンサ端子５０６に電気的に接続されている。また、下アームのＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極は、負極端子１５８を介してコンデンサモジュール５００の負極側のコンデンサ端子５０４に電気的に接続されている。

上述のように、制御回路１７２は上位の制御装置からコネクタ２１を介して制御指令を受け、これに基づいてインバータ回路１４０を構成する各相の直列回路１５０の上アームあるいは下アームを構成するＩＧＢＴ３２８やＩＧＢＴ３３０を制御するための制御信号である制御パルスを発生し、ドライバ回路１７４に供給する。

ドライバ回路１７４は、上記制御パルスに基づき、各相の直列回路１５０の上アームあるいは下アームを構成するＩＧＢＴ３２８やＩＧＢＴ３３０を制御するための駆動パルスを各相のＩＧＢＴ３２８やＩＧＢＴ３３０に供給する。ＩＧＢＴ３２８やＩＧＢＴ３３０は、ドライバ回路１７４からの駆動パルスに基づき、導通あるいは遮断動作を行い、バッテリ１３６から供給された直流電力を３相交流電力に変換し、この変換された電力はモータジェネレータＭＧ１に供給される。

ＩＧＢＴ３２８は、コレクタ電極１５３と、信号用エミッタ電極１５５と、ゲート電極１５４を備えている。また、ＩＧＢＴ３３０は、コレクタ電極１６３と、信号用のエミッタ電極１６５と、ゲート電極１６４を備えている。ダイオード１５６が、コレクタ電極１５３とエミッタ電極１５５との間に電気的に接続されている。また、ダイオード１６６が、コレクタ電極１６３とエミッタ電極１６５との間に電気的に接続されている。

スイッチング用パワー半導体素子としては金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ（以下略してＭＯＳＦＥＴと記す）を用いてもよい、この場合はダイオード１５６やダイオード１６６は不要となる。スイッチング用パワー半導体素子としては、ＩＧＢＴは直流電圧が比較的高い場合に適していて、ＭＯＳＦＥＴは直流電圧が比較的低い場合に適している。

コンデンサモジュール５００は、正極側のコンデンサ端子５０６と負極側のコンデンサ端子５０４と正極側の電源端子５０９と負極側の電源端子５０８とを備えている。バッテリ１３６からの高電圧の直流電力は、直流コネクタ１３８を介して、正極側の電源端子５０９や負極側の電源端子５０８に供給され、コンデンサモジュール５００の正極側のコンデンサ端子５０６および負極側のコンデンサ端子５０４から、インバータ回路１４０へ供給される。

一方、交流電力からインバータ回路１４０によって変換された直流電力は、正極側のコンデンサ端子５０６や負極側のコンデンサ端子５０４からコンデンサモジュール５００に供給され、正極側の電源端子５０９や負極側の電源端子５０８から直流コネクタ１３８を介してバッテリ１３６に供給され、バッテリ１３６に蓄積される。

制御回路１７２は、ＩＧＢＴ３２８及びＩＧＢＴ３３０のスイッチングタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と記述する）を備えている。マイコンへの入力情報としては、モータジェネレータＭＧ１に対して要求される目標トルク値、直列回路１５０からモータジェネレータＭＧ１に供給される電流値、及びモータジェネレータＭＧ１の回転子の磁極位置がある。

目標トルク値は、不図示の上位の制御装置から出力された指令信号に基づくものである。電流値は、電流センサ１８０による検出信号に基づいて検出されたものである。磁極位置は、モータジェネレータＭＧ１に設けられたレゾルバなどの回転磁極センサ（不図示）から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。本実施例では、電流センサ１８０は３相の電流値を検出する場合を例に挙げているが、２相分の電流値を検出するようにし、演算により３相分の電流を求めても良い。

制御回路１７２内のマイコンは、入力された目標トルク値に基づいてモータジェネレータ１９２のｄ，ｑ軸の電流指令値を演算し、この演算されたｄ，ｑ軸の電流指令値と、検出されたｄ，ｑ軸の電流値との差分に基づいてｄ，ｑ軸の電圧指令値を演算し、このｄ，ｑ軸の電圧指令値からパルス状の駆動信号を生成する。制御回路１７２は後述する本発明の実施例に係る方式の駆動信号を発生する機能を有する。

ここで、ｄ軸とは回転子の磁石による主磁束の方向となる軸であり、ｑ軸はｄ軸に対して電気的に直交する軸である。

本方式は、出力しようとする交流波形のリプルと電動機の磁極位置信号に基づいて、スイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を制御する変調方式である。

ドライバ回路１７４は、下アームを駆動する場合、パルス状の変調波の信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する下アームのＩＧＢＴ３３０のゲート電極に出力する。また、上アームを駆動する場合、パルス状の変調波の信号の基準電位のレベルを上アームの基準電位のレベルにシフトしてからパルス状の変調波の信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する上アームのＩＧＢＴ３２８のゲート電極に出力する。これにより、各ＩＧＢＴ３２８，３３０は、入力されたドライブ信号に基づいてスイッチング動作する。こうして制御部１７４からの駆動信号（ドライブ信号）に応じて行われる各ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作により、インバータ回路１４０は、直流電源であるバッテリ１３６から供給される電圧を、電気角で２π／３ｒａｄ毎にずらしたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力電圧に変換し、３相交流電動機であるモータジェネレータ１９２に供給する。なお、電気角とは、モータジェネレータ１９２の回転状態、具体的には回転子の位置に対応するものであって、０から２πの間で周期的に変化する。この電気角をパラメータとして用いることで、モータジェネレータ１９２の回転状態に応じて、各ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング状態、すなわちＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力電圧を決定することができる。

また、制御回路１７２内のマイコンは、異常検知（過電流、過電圧、過温度など）を行い、直列回路１５０を保護している。このため、制御回路１７２にはセンシング情報が入力されている。例えば、各アームの信号用のエミッタ電極１５５及び信号用のエミッタ電極１６５からは各ＩＧＢＴ３２８とＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極に流れる電流の情報が、対応する駆動部（ＩＣ）に入力されている。これにより、各駆動部（ＩＣ）は過電流検知を行い、過電流が検知された場合には対応するＩＧＢＴ３２８、ＩＧＢＴ３３０のスイッチング動作を停止させ、対応するＩＧＢＴ３２８、ＩＧＢＴ３３０を過電流から保護する。

直列回路１５０に設けられた温度センサ（不図示）からは直列回路１５０の温度の情報がマイコンに入力されている。また、マイコンには直列回路１５０の直流正極側の電圧の情報が入力されている。マイコンは、それらの情報に基づいて過温度検知及び過電圧検知を行い、過温度或いは過電圧が検知された場合には全てのＩＧＢＴ３２８、ＩＧＢＴ３３０のスイッチング動作を停止させる。

図３は本実施例の制御回路１７２によるモータ制御系である。制御回路１７２には、上位の制御装置より、目標トルク値としてのトルク指令Ｔ*が入力される。トルク指令・電流指令変換器２１０は、入力されたトルク指令Ｔ*と、回転磁極センサ１９３により検出された磁極位置信号θｒｅに基づいて角速度演算器２６０により演算された電気角速度ωｒｅとに基づいて、予め記憶されたトルク−回転速度マップのデータを用いて、ｄ軸電流指令信号Ｉｄ*およびｑ軸電流指令信号Ｉｑ*を求める。トルク指令・電流指令変換器２１０において求められたｄ軸電流指令信号Ｉｄ*およびｑ軸電流指令信号Ｉｑ*は、電流制御器（ＡＣＲ）２２０に出力される。

電流制御器（ＡＣＲ）２２０は、トルク指令・電流指令変換器２１０から出力されたｄ軸電流指令信号Ｉｄ*およびｑ軸電流指令信号Ｉｑ*と、電流センサ１８０により検出されたモータジェネレータ１９２の相電流検出信号ｌｕ、ｌｖ、ｌｗが制御回路１７２上の図示しない３相２相変換器において回転磁極センサからの磁極位置信号θｒｅによりｄ、ｑ軸上に変換されたＩｄ、Ｉｑ電流信号とに基づいて、モータジェネレータ１９２を流れる電流がｄ軸電流指令信号Ｉｄ*およびｑ軸電流指令信号Ｉｑ*に追従するように、ｄ軸電圧指令信号Ｖｄ*およびｑ軸電圧指令信号Ｖｑ*をそれぞれ演算する。電流制御器（ＡＣＲ）２２０において求められたｄ軸電圧指令信号Ｖｄ*およびｑ軸電圧指令信号Ｖｑ*は、パルス変調器２３０へ出力される。

パルス変調器２３０は、ｄ軸電圧指令信号Ｖｄ*およびｑ軸電圧指令信号Ｖｑ*と回転磁極センサからの磁極位置信号θｒｅによりＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各上下アームにそれぞれ対応する６種類のパルス信号を生成する。そして、生成したパルス信号をドライバ回路１７４へ出力し、各スイッチング素子に駆動信号が出力される。

以上説明したようにして、制御回路１７２からドライバ回路１７４に対して、パルス信号が変調波として出力される。この変調波に応じて、ドライバ回路１７４よりインバータ回路１４０の各ＩＧＢＴ３２８、３３０へ駆動信号が出力される。

図４にパルス変調器２３０の詳細を示す。２相３相変換器は、ｄ軸電圧指令信号Ｖｄ*、ｑ軸電圧指令信号Ｖｑ*、及び磁極位置信号θｒｅに基づいてｄ軸電圧指令信号Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令信号Ｖｑ*を各相の電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に変換し、パルス幅変換部へ送る。パルス幅変換部は、ＰＷＭパルス位相制御手段によって位相制御された各相の電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に基づいてパルス信号を生成する。

図３に示したモータ制御系では、システム性能からの要求などに応じて、モータジェネレータ１９２に対する制御周期として、たとえば数百μｓ程度の制御周期が予め定められている。パルス変調器２３０は、この制御周期ごとに、スイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８、３３０の状態を繰り返し演算する。この演算結果に応じて、次の制御周期におけるパルス信号を生成し、ドライバ回路１７４へ出力する。

図５、図６を用いて本実施例のＰＷＭパルス位相制御を説明する。

図５は通常のＰＷＭパルス位相制御の例である。キャリアＴｃは三角波であり、各相のパルスＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、キャリアの山Ｔｃ＿ｐｅａｋを中心として左右対称となる。

図６は本実施例のＰＷＭパルス位相制御を示す図である。この図では、Ｖ相にパルスシフトを行った場合を示している。キャリア周期の２倍を１周期とし、パルス幅変調信号Ｖｖのオン期間の中心とオフ期間の中心の位相間隔を不等間隔にする。これにより、正負の高周波電圧を作り出す。このとき、平均トルクはゼロとなる。

すなわち、本実施例では３相をスイッチング制御し、平均トルクがゼロとなるように制御する。よって、回転電機の回転中に発生する誘起電圧を打ち消す電圧がインバータから発生するように制御するため、回転電機の平均電流は０となり、ブレーキトルクが発生しせず、回転中にトルクを出さずに制御することができる。

このように、少なくとも１相のＰＷＭパルス位相をＰＷＭ周期で変化させ、モータ電流を正負に通電することで、平滑コンデンサの電圧を放電させることができる。

図７にパルスのオン、オフの更新のタイミングを示す。（ａ）は通常のＰＷＭ時のパルス波形、（ｂ）はキャリアＴｃの谷で更新する場合、（ｃ）はキャリアＴｃの山で更新する場合の例を示している。

図８に入力波形とキャリアＴｃとの関係について示す。（ａ）は入力波形の最大値がキャリア最大値以上で入力波形の最小値がキャリア最小値以上の場合、（ｂ）は入力波形の最大値がキャリア最大値以上で入力波形の最小値がキャリア最小値以下の場合、（ｃ）は入力波形の最大値がキャリア最大値以下で入力波形の最小値がキャリア最小値以下の場合の例を示している。この３つの場合においては、（ｂ）に示す入力波形の最大値がキャリア最大値以上で入力波形の最小値がキャリア最小値以下の場合に放電速度がもっとも速くなる。

図９に本実施例によるパルスシフトを行った場合の実験結果を示す。図９の上側の図の四角で囲んだ領域を拡大したものが図９の下側の図である。図９の下側の図ではモータの線間電圧で発生させたパルスによって各相電流は脈動しており、これによってモータ損失が発生しコンデンサ電圧が低下している。同時に平均トルクはゼロとなるように制御されているので、放電期間中においてもモータは停止状態を維持している。

図１０に回転電機の回転中に本実施例によるパルスシフトを行った場合の実験結果を示す。図１０の上側の図の四角で囲んだ領域を拡大したものが図１０の下側の図である。この下側の図は、モータ１回転中に６回シフトする相が切り替わり、切り替わり付近で正負のパルスが出ている様を示している。インバータは誘起電圧成分を打ち消すように電圧パルスを発生させるとともに、コンデンサが放電されるようにパルスシフトされている。パルスシフトは平均トルクがゼロとなるように制御されているため、モータにはブレーキトルクが発生しない。

図１１、図１２にパルスシフトの詳細を示す。図１１に示すように、Ｕ相、Ｗ相（ＰＷＭパルスＶｕ，Ｖｗ）ではＯＮパルスの中心とＯＦＦパルスの中心との間隔が等間隔に制御される。一方、ＰＷＭパルスＶｖはパルスシフトが行われ、ＯＮパルスの中心とＯＦＦパルスの中心との間隔が不等間隔になる。この制御は電動機の回転速度が所定値以下のときに行われる。また、図１１ではＶ相でパルスシフトを行っているが、少なくとも１つの相でパルスシフトを行えば本実施例の効果を得ることができる。

すなわち、少なくとも１つの相のパルスの周期をキャリア周期の２倍相当に変化させればよく、具体的には、一のキャリア周期ではキャリアの山から遠ざけるようにパルスの位相を変位させ、次のキャリア周期ではキャリアの山に集中させるようにパルス位相を変位させることにより、パルス周期をキャリア周期の２倍相当に変化させればよい。これにより、電動機電流を正負に通電し、平滑コンデンサの蓄積電荷を放電させることができる。

また、電動機の回転速度が所定値以下のとき、少なくとも１つの相のパルスの幅をキャリア周期毎に変化させても良い。具体的には、一のキャリア周期ではパルスの幅を増大させるようにパルスを変化させ、次のキャリア周期ではパルスの幅を減少させるようにパルスを変化させることにより、パルスの幅をキャリア周期毎に変化させることができる。

図１２はパルスシフト時のＵ−Ｖ相間電圧を示しており、パルスシフトにより正負の線間電圧が発生していることが分かる。なお、線間電圧波形の１周期はキャリア周期の２倍である。

図１３は通常のＰＷＭ制御時及び本実施例によるパルスシフト時の線間電圧を示す図である。（ｄ）は通常のＰＷＭ制御時の線間電圧例であり、線間電圧波形の１周期はキャリア周期と等しく、線間電圧は１周期内において等間隔に変化する。（ａ）は図１２に示した線間電圧の特例であり、周期後半の線間電圧が連続して発生している。また、線間電圧の波形は（ｂ）のようであっても良い。この場合は、図１２における負の線間電圧波形が正の線間電圧波形として現れている。（ｃ）は（ｂ）に示した線間電圧の特例であり、周期後半の線間電圧が連続して発生している。なお、（ａ）−（ｃ）における線間電圧波形の１周期はキャリア周期の２倍である。
〔実施例２〕
以下、本発明の別の実施例を説明する。

図１４に示す本実施例のＰＷＭパルス位相制御では、Ｖ相のパルス幅変調信号Ｖｖをキャリアの山Ｔｃ＿ｐｅａｋに対して右にシフトし、正負の高周波電圧を作り出す。このとき、平均トルクはゼロとなる。

すなわち、本実施例では３相をスイッチング制御し、平均トルクがゼロとなるように制御する。よって、回転電機の回転中に発生する誘起電圧を打ち消す電圧がインバータから発生するように制御するため、回転電機の平均電流は０となり、ブレーキトルクが発生しせず、回転中にトルクを出さずに制御することができる。

このように、少なくとも１相のＰＷＭパルス位相をＰＷＭ周期で変化させ、モータ電流を正負に通電することで、平滑コンデンサの電圧を放電させることができる。

図１５にパルスのオン、オフの更新のタイミングを示す。（ａ）は通常のＰＷＭ時のパルス波形、（ｂ）はキャリアＴｃの山谷で更新する場合、（ｃ）は（ｂ）のオン、オフのタイミングを逆にした場合の例を示している。

図１６に入力波形とキャリアＴｃとの関係について示す。（ａ）は入力波形の最大値がキャリア最大値以上で入力波形の最小値がキャリア最小値以上の場合、（ｂ）は入力波形の最大値がキャリア最大値以上で入力波形の最小値がキャリア最小値以下の場合、（ｃ）は入力波形の最大値がキャリア最大値以下で入力波形の最小値がキャリア最小値以下の場合の例を示している。この３つの場合においては、（ｂ）に示す入力波形の最大値がキャリア最大値以上で入力波形の最小値がキャリア最小値以下の場合に放電速度がもっとも速くなる。

図１７、図１８に本実施例のパルスシフトの詳細を示す。図１７に示すように、Ｕ相、Ｗ相（ＰＷＭパルスＶｕ，Ｖｗ）ではＯＮパルスの中心とＯＦＦパルスの中心の位置が一致するように制御される。一方、ＰＷＭパルスＶｖはパルスシフトが行われ、ＯＮパルスの中心とＯＦＦパルスの中心がＵ相、Ｖ相に対して不一致となるように制御される。この制御は電動機の回転速度が所定値以下のときに行われる。また、図１２ではＶ相でパルスシフトを行っているが、少なくとも１つの相でパルスシフトを行えば本実施例の効果を得ることができる。

すなわち、電動機の回転速度が所定値以下のとき、少なくとも１つの相の上アームのパルスのオン期間の中心とオフ期間の中心の位相間隔が不等間隔となるように制御すれば良い。これにより、電動機電流を正負に通電し、平滑コンデンサの蓄積電荷を放電させることができる。

図１２はパルスシフト時のＵ−Ｖ相間電圧を示しており、パルスシフトにより正負の線間電圧が発生していることが分かる。なお、線間電圧波形の１周期はキャリア周期の２倍である。

図１９はパルスシフト時の線間電圧と正弦波ＰＷＭ制御時の線間電圧の例である。（ａ），（ｂ）はパルスシフト時の線間電圧の例、（ｃ）は正弦波ＰＷＭ制御時の線間電圧の例を示している。（ａ）−（ｃ）において線間電圧の波形の１周期はキャリア周期に等しい。この例では、１周期内でパルスのオン、オフが２回行われ、２つのパルスが現れている。１周期内において、（ａ）では２つのパルスの極性は一致するが、パルス幅は不一致である。（ｂ）では２つのパルスの極性は不一致であるが、パルス幅は一致する。（ｃ）では２つのパルスの極性、パルス幅ともに一致する。このように、パルスシフトを行うことにより、パルス極性あるいはパルス幅を不等にすることができる。

以上説明した実施例および奏する作用効果はあくまで一例であり、本発明は上記の実施例の構成に何ら限定されるものではない。

１３６ バッテリ
１３８ 直流コネクタ
１４０ インバータ回路
１４４ パワースイッチング回路
１５０ 上下アームの直列回路
１５３，１６３ コレクタ電極
１５４，１６４ ゲート電極
１５５ エミッタ電極
１５６，１６６ ダイオ−ド
１５７ 正極端子（Ｐ端子）
１５８ 負極端子（Ｎ端子）
１５９ 交流端子
１６４ ゲート電極
１６５ エミッタ電極
１６９ 接続点
１７０ 制御部
１７２ 制御回路
１７４ ドライバ回路
１８０ 電流センサ
１８６ 交流電力線
１８８ 交流コネクタ
１９２，１９４ モータジェネレータ
１９３ 回転磁極センサ
２００ 電力変換装置
２１０ トルク指令・電流指令変換器
２２０ 電流制御器（ＡＣＲ）
２３０ パルス変調器
２６０ 角速度演算器
３２８，３３０ ＩＧＢＴ
５００ コンデンサモジュール

Claims (5)

1. 上アーム用のスイッチング素子と下アーム用のスイッチング素子とを直列に接続した直列回路を複数個有し、直流電力を受けて交流電力を発生するパワースイッチング回路を備え、
   メインリレーのカットによりバッテリからインバータへの電源供給が遮断された状態であって電動機の回転速度が所定値以下の場合に、少なくとも１つの相の制御パルスの周期をキャリア周期の２倍相当に変化させることで、前記キャリア周期の２倍に相当する周期の交番電流が電動機に通電され、前記交番電流によって平滑コンデンサの蓄積電荷を放電させる機能を有する電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   一のキャリア周期ではキャリアの山から遠ざけるように前記制御パルスの位相を変位させ、次のキャリア周期ではキャリアの山に集中させるように前記制御パルスの位相を変位させることにより、前記制御パルスの周期を前記キャリア周期の２倍相当に変化させる電力変換装置。
3. 上アーム用のスイッチング素子と下アーム用のスイッチング素子とを直列に接続した直列回路を複数個有し、直流電力を受けて交流電力を発生するパワースイッチング回路を備え、
   メインリレーのカットによりバッテリからインバータへの電源供給が遮断された状態であって電動機の回転速度が所定値以下の場合に、少なくとも１つの相の制御パルスの幅をキャリア周期毎に変化させることで、前記キャリア周期の２倍に相当する周期の交番電流が電動機に通電され、前記交番電流によって平滑コンデンサの蓄積電荷を放電させる機能を有する電力変換装置。
4. 請求項３に記載の電力変換装置において、
   一のキャリア周期ではパルスの幅を増大させるように前記制御パルスを変化させ、次のキャリア周期では前記制御パルスの幅を減少させるように前記制御パルスを変化させることにより、前記制御パルスの幅を前記キャリア周期毎に変化させる電力変換装置。
5. 上アーム用のスイッチング素子と下アーム用のスイッチング素子とを直列に接続した直列回路を複数個有し、直流電力を受けて交流電力を発生するパワースイッチング回路を備え、
   電動機の回転速度が所定値以下のとき、少なくとも１つの相の上アームの制御パルスのオン期間の中心とオフ期間の中心の位相間隔が不等間隔となるようにパルスシフト制御を行うことで、キャリア周期の２倍に相当する周期の交番電流が電動機に通電され、前記交番電流によって、平滑コンデンサの蓄積電荷を放電させる機能を有する電力変換装置。