WO2009145128A1 - 電源装置および灯具、車両 - Google Patents

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WO2009145128A1
WO2009145128A1 PCT/JP2009/059497 JP2009059497W WO2009145128A1 WO 2009145128 A1 WO2009145128 A1 WO 2009145128A1 JP 2009059497 W JP2009059497 W JP 2009059497W WO 2009145128 A1 WO2009145128 A1 WO 2009145128A1
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switching element
power supply
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current
frequency
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PCT/JP2009/059497
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English (en)
French (fr)
Inventor
神原　隆
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パナソニック電工株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/385—Switched mode power supply [SMPS] using flyback topology

Definitions

  • the present invention relates to a power supply device using a DC-DC conversion circuit, and more particularly to a power supply device using as a load a semiconductor light source composed of a semiconductor light emitting element such as a light emitting diode (LED).
  • the present invention also relates to a lamp such as a headlamp and a vehicle using the power supply device.
  • the switching element so that the current flowing through the inductance element constituting the DC-DC conversion circuit becomes a critical mode also referred to as a current boundary mode.
  • a control method for turning on / off has been proposed (Patent Document 3).
  • Driving the DC-DC conversion circuit in the current boundary mode is a control method that has been studied and implemented a lot for conventional HID lamps, but by using this control method for LEDs as well, It is said that loss can be reduced.
  • a semiconductor light source such as an LED is a low impedance load having a predetermined forward voltage.
  • a load such as a semiconductor light source has a characteristic that a large current ripple is likely to occur in the flowing current even if the supplied voltage has a slight ripple component. This also means that a current having a large amount of ripple flows in the wiring to the load, which leads to generation of unnecessary radiation noise, and thus measures against noise are required.
  • the present invention has been made in view of the above-described points, and an object of the present invention is to provide a power source that can cope with variously set semiconductor light source loads, has high efficiency, and has less ripple of current supplied to the load. To provide an apparatus.
  • the power supply device for supplying power to the semiconductor light source load 2 and lighting it, as shown in FIG. 1 and FIG. Circuit.
  • the DC-DC conversion circuit 1 includes an inductance element T1 and a switching element Q1.
  • the DC-DC conversion circuit 1 stores energy in the inductance element T1 from the input power source E when the switching element Q1 is on, and loads the energy accumulated in the inductance element T1 when the switching element Q1 is off. Voltage conversion is performed by discharging to the second side.
  • the control circuit controls the on / off operation of the switching element Q1 so that the output current Io of the DC-DC conversion circuit 1 becomes the same as the target value.
  • the power supply device is characterized in that at least the control circuit is provided with means 8 for defining a timing for turning on the switching element Q1 so that a current flowing through the inductance element operates in a continuous mode.
  • the means 8 for defining the timing for turning on the switching element Q1 has energy from the inductance element T1 when the switching element Q1 is turned off, as shown in FIG.
  • the current i2 that flows when the current is discharged to the load side is detected.
  • the means 8 is characterized in that the switching element Q1 is turned on when the value of the detected current becomes a predetermined value or less.
  • the time during which the switching element Q1 is turned off continues for at least the first predetermined time and does not exceed the second predetermined time. This is characterized in that (Fig. 4).
  • the invention of claim 4 is characterized in that, in the invention of claim 1, the DC-DC conversion circuit 1 is constituted by a flyback converter.
  • the means for defining the timing for turning on the switching element Q1 is performed by a drive frequency setting unit 81 that determines a frequency for driving the switching element Q1.
  • the invention of claim 6 is characterized in that, in the invention of claim 5, the frequency for driving the switching element Q1 is determined based on at least the value of the output voltage of the DC-DC conversion circuit (FIG. 5). ).
  • the DC-DC conversion circuit comprises a flyback converter as shown in FIG.
  • the input voltage is Vi
  • the output voltage is Vo
  • the output current target value is Io
  • the primary-secondary turns ratio of the transformer T1 constituting the flyback converter is N
  • the primary inductance value is L1
  • the switching Assuming that the frequency for driving the element Q1 is f, the control circuit, as shown in FIG. 8, f> 1 / (2 ⁇ L1 ⁇ Io ⁇ Vo) ⁇ (Vi ⁇ Vo / (N ⁇ Vi + Vo)) 2
  • the frequency for driving the switching element Q1 is determined so as to satisfy the following condition (step # 9).
  • the control circuit when the coefficient is k, as shown in FIG. 8, the control circuit has f ⁇ k / (2 ⁇ L1 ⁇ Io ⁇ Vo) ⁇ (Vi ⁇ Vo / (N ⁇ Vi + Vo)) 2
  • the frequency for driving the switching element Q1 is determined so as to satisfy the condition (step # 9).
  • the value of the coefficient k (step # 2) is at least 1.05 or more.
  • a ninth aspect of the present invention is the switching element according to the fifth aspect of the present invention, assuming that the voltage value Vi is the highest in the normally used voltage range of the input power source E of the DC-DC conversion circuit.
  • the frequency for driving Q1 is determined (see steps # 2 and # 9 in FIG. 12).
  • the frequency value for driving the switching element Q1 is controlled to be at least a first predetermined frequency and a second predetermined frequency or less. (See steps # 13 and # 14 in FIG. 12).
  • the frequency set at the start of the circuit operation is used as the frequency for driving the switching element Q1 until the circuit operation is stopped. (Control by the flag FS in FIG. 14).
  • the invention of claim 12 is characterized in that, in the invention of claim 5, the frequency for driving the switching element Q1 is a value preset in the power supply device (FIGS. 8 and 12). , Step # 4 in FIG. 14).
  • the invention of claim 13 is characterized in that, in the invention of claim 1, the target value Io * of the output current Io can be set from the outside of the power supply device (the output current of FIGS. 7 and 11). Target value storage / adjustment unit 51, see steps S1 to S3 in FIG. 8).
  • the invention of claim 14 is characterized in that, in the invention of claim 1, the target value Io * of the output current Io is a value set in advance in a power supply device (the outputs of FIGS. 1 and 5). (See current target value setting unit 5).
  • the invention of claim 15 is a lamp equipped with the power supply device 95 of any of claims 1 to 14 (FIG. 15).
  • the invention of claim 16 is a vehicle 100 equipped with the lamp of claim 15 (FIG. 16).
  • the present invention it is possible to provide a power supply apparatus that can cope with variously set semiconductor light source loads, has high efficiency, and has less ripple of current supplied to the load. Further, by using the power supply device of the present invention for a vehicular lamp or the like, a more functional and inexpensive system can be provided.
  • FIG. 1 is a basic configuration diagram of an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is an operation waveform diagram according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a main part circuit diagram of Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 6 is an operation waveform diagram according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining the operation of the microcomputer according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a reference voltage variable circuit used in Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a reference voltage variable circuit used in Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 10 is an operation waveform diagram according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of the fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining the operation of the microcomputer according to the sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is an operation waveform diagram according to the sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a diagram for explaining the operation of the microcomputer according to the seventh embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 is a sectional view of a lamp according to an eighth embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 is a perspective view of a vehicle according to the ninth embodiment of the present invention.
  • the DC-DC conversion circuit 1 receives a DC power supply E as an input and gives a voltage-converted output to the load 2.
  • the DC-DC conversion circuit 1 includes an inductance element and a switching element.
  • the DC-DC conversion circuit 1 stores energy in the inductance element from the power source when the switching element is on, and releases the energy stored in the inductance element to the load side when the switching element is off.
  • the DC-DC conversion circuit 1 supplies the voltage-converted output to the load side.
  • the DC-DC conversion circuit 1 is a flyback converter, a buck-boost converter, a boost converter, or the like, and is preferably configured by a flyback converter capable of appropriately setting a conversion voltage to a load.
  • the DC-DC conversion circuit 1 performs output current control with the following configuration.
  • the current output from the DC-DC conversion circuit 1 is detected as an output current detection signal by the output current detection unit 3, and the output current detection signal is amplified by the signal amplification unit 4. Thereafter, an error with respect to the target value of the output current given from the output current target value setting unit 5 is obtained by the error calculation unit 6 in the amplified output current detection signal.
  • the PWM signal generator 7 receives the output from the error calculator 6 and outputs a conversion circuit drive signal for driving the DC-DC conversion circuit 1.
  • the switching element of the DC-DC conversion circuit 1 is turned on / off by the conversion circuit drive signal. As a result, feedback control is performed, and the output current of the DC-DC conversion circuit 1 becomes a target value.
  • a feature of the present invention is that the power supply device is provided with an on-timing defining unit 8 in addition to the configuration of the output current control.
  • the on-timing defining unit 8 defines the timing for turning on the switching element so that the current flowing through the inductance element of the DC-DC conversion circuit 1 operates in a continuous mode, and gives a signal to the PWM signal generating unit 7.
  • the PWM signal generator 7 receives this signal, generates a PWM signal for driving the DC-DC conversion circuit 1, and outputs it as a conversion circuit drive signal.
  • the output current control operation is performed while maintaining the current flowing through the inductance element of the DC-DC conversion circuit 1 in the continuous mode. Therefore, it is possible to provide a power supply device that can cope with variously set semiconductor light source loads, has high efficiency, and has less ripple of current supplied to the load 2.
  • FIG. 2 A circuit diagram of Embodiment 1 of the present invention is shown in FIG. 2, and an explanatory diagram of operation waveforms is shown in FIG. The specific contents of the present embodiment will be described below with reference to FIGS.
  • the DC-DC conversion circuit is a flyback type converter including a transformer T1, a switching element Q1, a rectifying diode D1, and a smoothing capacitor C1.
  • the load 2 to be connected is an LED load in which a plurality of LED elements are connected in series.
  • FIG. 3 is an example of a waveform when the operation is performed so that the current flowing through the transformer T1 of the DC-DC conversion circuit is continuous.
  • the primary inductance value of the transformer T1 is L1
  • the secondary inductance value of the transformer T1 is L2
  • the primary-secondary turns ratio is N
  • the input voltage is Vi
  • the output voltage Vo is the slope of the current i1 that flows when the switching element Q1 is on.
  • the slope of the current i2 that flows when the switching element Q1 is off is ⁇ Vo / L2.
  • the relationship between the peak value i1p of the current i1 and the peak value i2p of the current i2 shown in the figure is 1 / N times, and the relationship between i2b and i1b, which is the base of the current during continuous mode operation, is N times. .
  • the average value of the current i1 becomes the value of the input current
  • the average value of the current i2 becomes the value of the output current.
  • the value of input power is equal to the value of output power. Therefore, a relationship of (input voltage Vi / output voltage Vo) times is established between the average value of the input current, that is, the current i1, and the average value of the output current, that is, the current i2.
  • the switching element Q1 is controlled to turn on again before the current i2 becomes zero, that is, when the current i2 has a predetermined base portion i2b.
  • a primary current detection signal, a secondary current detection signal, and an output current detection signal are obtained by a detection unit configured by a resistor or the like.
  • the PWM signal generator 7 includes an oscillation circuit OSC configured to include a set / reset flip-flop, a comparator Comp1 that provides a signal to the set input Set of the oscillation circuit OSC, a comparator Comp2 that provides a signal to the reset input Reset, and the like. ing.
  • the reference voltage Vref2 of the PWM signal generator 7 gives a voltage for comparison to the comparator Comp1, and the comparator Comp1 compares the value of the reference voltage Vref2 with the value of the secondary current detection signal.
  • the output of the comparator Comp1 is at a high level, and the output Q of the oscillation circuit OSC is at a high level. Thereby, the switching element Q1 is turned on, the current i2 becomes zero, and the current i1 flows.
  • the output current detection signal is amplified by the amplifier Amp1, and the amplified signal is input to the error calculator 6.
  • the error calculation unit 6 calculates the error between the input signal and the reference voltage Vref1, which is the target value of the output current, and amplifies (in this figure, proportional integration PI), and uses the result as a primary current peak value command signal. Apply to the comparator Comp2.
  • the comparator Comp2 compares the value of the primary current peak value command signal with the value of the primary current detection signal. When the value of the primary current detection signal becomes equal to or greater than the value of the primary current peak value command signal, the comparator Comp2 gives a high level signal to the reset input Reset of the oscillation circuit OSC, and the output Q of the oscillation circuit OSC is Low. Become a level. Thereby, the switching element Q1 is turned off, the current i1 becomes zero, and the current i2 flows.
  • the switching element Q1 is driven by the conversion circuit drive signal so that the output current Io is equal to the target value set by the reference voltage Vref1, and the output current is controlled.
  • the comparator Comp1 constituting the PWM signal generating unit 7 and its reference voltage Vref2 also serve as the on timing defining unit 8, and the switching element Q1 is turned on by the value of the reference voltage Vref2.
  • the timing can be specified.
  • the reference voltage Vref2 can arbitrarily determine which value the current i2 decreases and reaches when the switching element Q1 is turned on again (corresponding to i2b in FIG. 3).
  • the present embodiment it is possible to appropriately set not only constants such as the transformer T1 but also a base of current when operating in the current continuous mode, assuming correspondence to various loads.
  • the peak value of each current does not become excessive and the frequency does not drop significantly compared to the conventional example. Therefore, the efficiency is always good with respect to variously set loads, and the ripple is small. A stable output can be supplied.
  • FIG. 4 shows a principal circuit diagram of the second embodiment of the present invention.
  • a comparator Comp3 and its peripheral circuit are provided for the oscillation circuit OSC in the circuit diagram (FIG. 2) shown in the previous embodiment.
  • the upper limit and the lower limit can be set at the time when the output Q of the oscillation circuit becomes the low level, that is, the time when the switching element Q1 is in the OFF state.
  • a parallel circuit of a current source Is, a capacitor Cs, and a switch element Qs is connected to the non-inverting input terminal of the comparator Comp3.
  • the current source Is and the capacitor Cs are for constituting a timer
  • the switch element Qs is for discharging the charge of the capacitor Cs to reset it to zero.
  • the switch element Qs is driven by the output Q of the set / reset flip-flop SR-FF.
  • the inverting input terminal of the comparator Comp3 is provided with reference voltages Vs1 and Vs2 and a changeover switch for selecting them according to the state of the signal of the set input Set of the oscillation circuit OSC (here, Vs1 ⁇ Vs2 relationship).
  • the output of the comparator Comp3 is high until the voltage value generated in the capacitor Cs reaches the reference voltage Vs1 or more. Not level. For this reason, the output Q of the oscillation circuit OSC maintains the Low level, and the switching element Q1 also maintains the off state.
  • the upper limit and the lower limit are set for the time when the switching element Q1 is off.
  • the OFF state of the switching element Q1 continues for at least the predetermined time set by the reference voltage Vs1, and does not exceed the predetermined time set by the reference voltage Vs2. That is, since the maximum value and the minimum value of the off time of the switching element Q1 can be set, a power supply device capable of reliably dealing with a load having a wider characteristic range than the previous embodiment is provided. It becomes possible to do.
  • FIG. 3 A circuit diagram of the third embodiment of the present invention is shown in FIG.
  • a drive frequency setting section 81 for setting a frequency for driving the switching element Q1. Is different from the above-described embodiment in that it is configured.
  • the drive frequency setting unit 81 receives the input voltage detection signal, the output voltage detection signal, and the target current value given from the output current target value setting unit 5, and the drive frequency setting unit 81 drives the conversion circuit based on them. Set the signal drive frequency.
  • the set drive frequency is given to the PWM signal generator 7 as a reference oscillation signal.
  • the PWM signal generator 7 defines the timing for turning on the switching element Q1 based on the given reference oscillation signal, and drives the switching element Q1 as a conversion circuit drive signal.
  • the output current Io is detected by the resistor R1
  • the output voltage Vo is detected by the resistor R2 and the resistor R3.
  • the reference oscillation signal is determined so that the current flowing through the inductance element (transformer T1 in this embodiment) of the DC-DC conversion circuit is in the continuous mode.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram of operation waveforms according to the third embodiment of the present invention.
  • the waveforms of (a) and (b) in FIG. 6 are shown in order to explain the effects of the present invention in comparison with (c) and (d) which are the operation waveforms of the present invention.
  • the waveforms of (a) and (b) are waveforms that are assumed when the flyback converter is operated in the current boundary mode for the purpose of reducing circuit loss, as described in the description of the conventional example.
  • the load 2 for example, four LED elements are connected in series, and two LED light sources formed in one package are connected in series, whereby an LED load is configured.
  • the current flowing through the transformer T1 is as shown in FIG. 6A when the output current Io as the target current is supplied to the LED load.
  • the average of the waveform area S2a of the current i2 in the switching cycle is equal to the output current Io (assuming that the output voltage Vo is sufficiently smoothed and the output current Io is constant).
  • the value obtained by multiplying the waveform area S1a by the switching period and the input voltage Vi is equal (each value corresponds to the output power and the input power).
  • FIG. 6B shows a waveform when an LED load is configured by connecting three LED light sources in series and controlled to have the same output current as the LED load.
  • the output voltage Vo becomes 3/2 times. Since the output current Io is the same, the relationship between the output power and the input power is 3/2 times accordingly.
  • the area S1b of the waveform of the current i1 is 3/2 ⁇ (period ratio) times the area S1a
  • the area S2b of the waveform of the current i2 is (period ratio) times the area S2a ( (A value obtained by averaging the areas S1b and S2b in the switching period is the respective input current and output current).
  • the slope of the current i2 becomes 3/2 times steep as the output voltage Vo becomes 3/2 times.
  • FIG. 6 (c) and 6 (d) show operation waveforms when the present invention is used.
  • the drive frequency setting unit 81 uses the reference oscillation signal so that the respective switching frequencies are the same.
  • Inductance values L1 and L2 are larger than waveforms (a) and (b), and the other turns ratio of transformer T1 is the same).
  • the period during which the switching element Q1 is turned on in one cycle is determined by the input voltage Vi, the output voltage Vo, and the transformer turns ratio N.
  • the on-duty of waveforms (c) and (d) is the same as that of waveforms (a) and (b), respectively.
  • the areas S1c and S2c are the same as the areas S1a and S2a, respectively, and the areas S1d and S2d are the same as the areas S1b and S2b, respectively.
  • the waveforms in FIGS. 6C and 6D are waveforms in which the currents flowing through the transformer T1 are operated in the continuous mode using the present invention, so that the currents i1 and i2 have a base portion. .
  • Both currents i1 and i2 have their current peak values reduced with respect to the conventional waveform. Since the area is the same and the peak value is low, the effective value of each waveform is low, and as a result, ripple current and ripple voltage are reduced. (Ripple reduction is effective not only for output but also for input.) ).
  • the boundary mode operation has a lower loss than the discontinuous mode operation as described in the conventional example.
  • the boundary mode operation is compared with the continuous mode operation, it cannot be generally said that the boundary mode operation is more efficient.
  • the switching loss that occurs when the switching element Q1 turns on or turns off determines the total loss of the DC-DC conversion circuit.
  • the switching loss when the switching element Q1 turns on is considered to increase in the continuous mode operation. It is.
  • the switching loss when the switching element Q1 turns off, the loss when the switching element Q1 is on, etc. are considered to be reduced rather in the continuous mode operation.
  • the drive frequency setting unit 81 determines the reference oscillation signal so that the current flowing through the transformer T1 of the DC-DC conversion circuit is in the continuous mode.
  • the frequency f should be determined in the drive frequency setting unit 81 so as to satisfy at least the following relationship.
  • L1 is an inductance value on the primary side of the transformer T1
  • N is a turn ratio between primary and secondary
  • Vi is an input voltage
  • Vo is an output voltage
  • Io is an output current
  • the frequency f is set in the following relational expression, and the coefficient k is set to the desired frequency. Good.
  • the value of the coefficient k is preferably set to a value of at least 1.05, and optimally a value of 1.1 or more, in order to appropriately provide a base for current during continuous operation. Thereby, the effect of the present invention can be obtained better.
  • FIG. 8 shows an operation explanatory diagram of the microcomputer 9 according to the embodiment of the present invention.
  • a part of the control circuit is configured using the microcomputer 9.
  • the basic operation is as follows.
  • the current flowing through the load 2 is detected as an output current detection signal by the current detection resistor R1, and the signal is amplified by the signal amplifier 4.
  • the amplified signal is compared with the reference voltage Vref1 by the error calculator 6 and the result is input to the PWM signal generator 7 as a PWM command signal.
  • the PWM signal generator 7 generates a predetermined PWM signal and supplies it to the switching element Q1 as an on / off control signal (conversion circuit drive signal).
  • the feedback control system is configured to adjust the output current.
  • the signal amplifying unit 4 is an inverting amplifier circuit including an operational amplifier Amp3 and peripheral resistors R12, R13, and R14.
  • the error calculation unit 6 is a proportional integration circuit including an operational amplifier Amp2, its peripheral resistors R10 and R11, and a capacitor C10.
  • a reference oscillation signal for driving the DC-DC conversion circuit (a signal having the same frequency as the conversion circuit drive signal that is the basis for generating the conversion circuit drive signal) is given, and the reference transmission signal is , Input to the sawtooth generator OSC1.
  • the sawtooth generator OSC1 receives this reference oscillation signal, generates a sawtooth wave that oscillates at the same frequency, and is configured so that the output becomes zero at the rising timing of the reference oscillation signal.
  • the comparator Comp4 compares the signal from the sawtooth generator OSC1 input to the inverting input terminal with the value of the PWM command signal from the error calculation unit 6 input to the non-inverting input terminal.
  • the comparator Comp4 outputs a pulse signal whose on-duty is determined based on the signal comparison result at the frequency specified by the sawtooth generator OSC1 (ie, specified by the reference oscillation signal).
  • the output of the comparator Comp4 is given to the DC-DC conversion circuit as a conversion circuit drive signal, and the switching element Q1 is driven on and off.
  • the timing for turning on the switching element Q1 can be defined by the drive frequency setting unit 81, and the DC-DC conversion circuit is driven at a frequency determined by the drive frequency setting unit 81.
  • the microcomputer 9 reads a voltage obtained by dividing the output voltage Vo of the DC-DC conversion circuit by the resistors R2 and R3 as an output voltage detection signal Vout from the A / D conversion port.
  • the microcomputer 9 also reads the input voltage Vi from the A / D conversion port as the input voltage detection signal Vin.
  • the target value of the output current given by the communication means from the write of the serial communication port is stored in the output current target value storage / adjustment unit 51.
  • the output current target value storage / adjustment unit 51 is configured by software while outputting the reference voltage adjustment signal Vref_Control from the second TIMER port so that the reference voltage Vref1 of the error calculation unit 6 becomes a value corresponding to the target current value.
  • a target value of the output current is given to the drive frequency setting unit 81.
  • the drive frequency setting unit 81 sends the reference oscillation signal HF from the first TIMER port to the PWM signal generation unit 7 based on the input voltage detection signal, the output voltage detection signal, and the target value of the output current.
  • step S1 the target value of the output current is read from the outside of the power supply apparatus as Io * in step S2.
  • the read value is stored as the target current value Io * in the internal memory of the microcomputer 9 or in the external memory installed outside the microcomputer 9.
  • step S4 the output current target value adjustment process (FIG. 8C) in step S4 is executed.
  • a signal for changing the reference voltage Vref1 of the error calculation unit 6 to a value corresponding to the target value Io * of the output current stored during the circuit operation is a reference voltage adjustment signal from the second TIMER port of the microcomputer 9 in step S5. Output as Vref_Control.
  • the reference voltage Vref1 of the error calculation unit 6 becomes a value corresponding to the output current target value Io *.
  • the reference voltage adjustment signal Vref_Control is given as a signal for turning on and off at a high frequency from the second TIMER port of the microcomputer.
  • the reference voltage Vref in FIG. 9 is a stable voltage for control that is separately generated by a circuit. Considering when the switching element Q20 is always off, the voltage output as the reference voltage Vref1 at that time is a value obtained by dividing the reference voltage Vref by the resistor R20 and the resistor R21 (this value is referred to as Vref1_max).
  • the voltage output as the reference voltage Vref1 at that time is the combined resistance of the reference voltage Vref and the resistor R20 and the resistors R21 and R22 connected in parallel. (This value is referred to as Vref1_min).
  • Vref1_min the value output as the reference voltage Vref1 can be set to a value between Vref1_max and Vref1_min depending on the on-duty.
  • the other resistor R23, capacitor C21, etc. constituting this circuit are provided as filters, thereby stabilizing the reference voltage Vref1.
  • a microcomputer having a D / A conversion function may be directly provided using an analog output of the D / A conversion port.
  • such a method is substantially a D / A converter using an ON / OFF signal (reference voltage adjustment signal) from the microcomputer 9 and an external integration filter circuit (FIG. 9) using the TIMER port.
  • any specific configuration may be used.
  • step # 9 which will be described later, the drive frequency f is calculated.
  • step # 2 the constants k, L1, and N are set.
  • step # 3 the output current target value Io * stored by the output current target value storage (steps S1 to S3) is acquired.
  • step # 4 the initial value of the frequency used when starting the driving of the DC-DC conversion circuit is set to the driving frequency f.
  • the operation so far is processing performed before the start of the circuit output operation.
  • step # 5 it is confirmed whether or not circuit operation is possible. Whether or not circuit operation is possible is determined by a flow other than the drive frequency setting not shown here. Specifically, it is based on information such as whether or not the value of the input voltage detection signal is within an operable range. Judgment is made.
  • step # 5 if the circuit operation is not possible, the process proceeds to step # 6, and the output of the reference oscillation signal is stopped (if not output yet, the state is maintained). Return to 5 and repeat the status check.
  • step # 7 the output of the reference oscillation signal is permitted (if the output has already been performed, the state is maintained) The process proceeds to step # 8.
  • step # 8 the output voltage detection signal Vout and the input voltage detection signal Vin are acquired as A / D converted values.
  • step # 9 the drive frequency f is calculated by the following equation using the above values.
  • step # 10 the magnitude relationship between the value of frequency f calculated in step # 9 and the current value of frequency f is determined. As a result of this determination, if the calculated value is larger than the current value, the process proceeds to step # 12, and the value of the frequency f is increased by a predetermined value. Conversely, if the calculated value is less than or equal to the current value, the process proceeds to step # 11, and the value of the frequency f is decreased by a predetermined value.
  • the drive frequency setting unit 81 responds to the value of the current target value Io * stored by the output current target value storage / adjustment unit 51, the current output voltage detection signal Vout, and the input voltage detection signal Vin.
  • the value of the drive frequency f is sequentially calculated and set so that the DC-DC conversion circuit operates in the continuous current mode.
  • the value set as the driving frequency f is given to the PWM signal generator 7 as a reference oscillation signal from the first TIMER port HF of the microcomputer 9, and as a result, the switching element Q1 of the DC-DC converter circuit calculates the calculated frequency. Driven by f. In this manner, in the present embodiment, it is possible to realize the operation in the continuous current mode by defining the ON timing of the switching element Q1.
  • FIG. 10 the operation waveform when the output current target value is changed using the present embodiment is compared with the case of assuming the operation in the conventional boundary mode, as in FIG. Show.
  • the waveforms of (a) and (b) of FIG. 10 are shown to explain the effects of the present invention in contrast to (c) and (d), which are the operation waveforms of the present invention.
  • This is a waveform assuming that is operated in the current boundary mode. For example, when a target current is supplied to a certain LED load, the current flowing through the transformer T1 is as shown in FIG. Next, assuming that the target current value is increased by 1.25 times, the operation waveform at that time is as shown in FIG.
  • the output power and the input power are also increased by 1.25 times.
  • the area S1b of the waveform of the current i1 is 1.25 ⁇ (period ratio) times the area S1a
  • the area S2b of the waveform of the current i2 is 1.25 ⁇ (period ratio) with respect to the area S2a.
  • the values obtained by averaging the areas S2a and S2b in the switching period are the respective input current values and output current values.
  • the peak values of the current i1 and the current i2 greatly increase. This leads to an increase in switching loss in an actual circuit, and causes an increase in ripple voltage and an increase in ripple current.
  • FIG. 10 show operation waveforms when the present invention is used.
  • the frequency is determined by the drive frequency setting unit 81 so that the respective switching frequencies are the same.
  • the waveform in the case of doing so is shown (inductance values L1 and L2 are larger than those in FIGS. 10A and 10B, and the turn ratio of the other transformer T1 is the same).
  • the period during which the switching element Q1 is turned on in one cycle (on duty) is determined by the input voltage Vi, the output voltage Vo, and the transformer turns ratio N.
  • the on-duty of the waveforms (c) and (d) is the same as that of (a) and (b) of FIG.
  • Areas S1c and S2c are the same as areas S1a and S2a, respectively, and areas S1d and S2d are the same as areas S1b and S2b, respectively.
  • the waveforms of (c) and (d) in FIG. 10 are such that the current flowing through the transformer T1 is operated in the continuous mode using the present invention, so that the currents i1 and i2 have a base portion. Yes.
  • Both currents i1 and i2 have their current peak values reduced with respect to the conventional waveform. Since the area is the same and the peak value is low, the effective value of each waveform is low, and as a result, ripple current and ripple voltage are reduced. (Ripple reduction is effective not only for output but also for input.) ).
  • the efficiency of the DC-DC conversion circuit is the same as that described in the third embodiment of the present invention, and the waveforms (a) and (b) are compared with the waveforms (c) and (d), respectively. As a result, it is considered that the switching loss when the switching element Q1 turns on increases in the continuous mode operation.
  • the reference oscillation signal is determined by the drive frequency setting unit 81 so that the current flowing through the transformer T1 of the DC-DC conversion circuit is in the continuous mode.
  • the target value Io * of the output current Io can be set (variable) from the outside, it is possible to provide a power supply apparatus that can cope with various LED loads. It becomes. Further, according to the above microcomputer operation, since the set drive frequency value is sequentially changed, the frequency spectrum of noise generated by the switching operation is dispersed, which is effective for further noise reduction. Have.
  • FIG. 11 shows a circuit diagram of the fifth embodiment of the present invention.
  • a filter comprising an inductance L3 and a capacitor C2 is provided on the secondary side of the DC-DC conversion circuit, and a resistor R4 for detecting the current i1 is provided on the primary side of the DC-DC conversion circuit.
  • It differs from the previous embodiment in that it is configured to perform PWM control in the current mode. According to this control method, there is an effect of reducing the output ripple, but the ripple of the output current Io can be further reduced by providing a filter on the secondary side.
  • the on / off control of the switching element Q1 is achieved by the following operation.
  • the current flowing through the load 2 is detected as an output current detection signal by the current detection resistor R1, and this signal is amplified by the signal amplifier 4. Thereafter, the amplified signal is compared with the reference voltage Vref1 by the error calculator 6 and the result is input to the PWM signal generator 7 as a PWM command signal.
  • a predetermined PWM signal is generated by the PWM signal generator 7, and the PWM signal is supplied to the switching element Q1 as an on / off control signal (conversion circuit drive signal).
  • the feedback control system is configured to adjust the output current.
  • the signal amplifying unit 4 is an inverting amplifier circuit composed of an operational amplifier Amp3 and its peripheral resistors R12, R13, and R14.
  • the error calculation unit 6 is a proportional integration circuit including an operational amplifier Amp2, its peripheral resistors R10 and R11, and a capacitor C10.
  • a reference oscillation signal for driving the DC-DC conversion circuit is given from the TIMER port HF of the microcomputer 9, and the one-shot circuit Oneshot 2 receives the rising edge of the reference oscillation signal and sets the set / reset flip-flop SR-FF.
  • a pulse signal for setting is applied to the terminal S. By this pulse signal, the output Q of the set / reset flip-flop SR-FF becomes High level, and the switching element Q1 is driven to turn on.
  • the drive frequency setting unit 81 can define the timing for turning on the switching element Q1.
  • the comparator Comp4 compares the output from the error calculation unit 6 with the value (primary current detection signal) detected by the voltage generated in the resistor R4 for the instantaneous value of the current i1 flowing through the primary side of the transformer T1. The comparison result is given to the one-shot circuit Oneshot1. In response to the fall, the one-shot circuit Oneshot1 gives a pulse signal for resetting to the reset terminal R of the set / reset flip-flop SR-FF. By this pulse signal, the output Q of the set / reset flip-flop SR-FF becomes low level, and the switching element Q1 is driven off.
  • the signal input from the TIMER port HF of the microcomputer 9 to the logic gate AND is for defining the maximum on time (minimum off time).
  • the set / reset flip-flop SR Regardless of the output Q of -FF, the switching element Q1 is turned off. As described above, in this embodiment, current mode control is realized.
  • the microcomputer 9 reads a voltage obtained by dividing the output voltage Vo of the DC-DC conversion circuit by the resistors R2 and R3 as an output voltage detection signal Vout from the A / D conversion port.
  • the microcomputer 9 also reads the input voltage Vi from the A / D conversion port as the input voltage detection signal Vin.
  • the target value Io * of the output current Io given by the communication means from the Write of the serial communication port is stored in the output current target value storage / adjustment unit 51.
  • the output current target value storage / adjustment unit 51 outputs the reference voltage adjustment signal Vref_Control from the second TIMER port so that the reference voltage Vref1 of the error calculation unit 6 becomes a value corresponding to the target current value, and is configured by software.
  • the target value of the output current is given to the drive frequency setting unit 81.
  • the drive frequency setting unit 81 sends the reference oscillation signal HF from the first TIMER port to the PWM signal generation unit 7 based on the input voltage detection signal, the output voltage detection signal, and the target value of the output current.
  • microcomputer 9 The operation of the microcomputer 9 is basically the same as that of the fourth embodiment (as shown in FIG. 8).
  • the drive frequency setting unit 81 determines the reference oscillation signal so that the current flowing through the transformer T1 of the DC-DC conversion circuit is in the continuous mode.
  • the PWM control is performed in the current mode control (a control method in which the peak value of the current i1 flowing on the primary side and the command value from the error calculation unit 6 are the same). is doing. Therefore, for example, even when the power supply E suddenly changes suddenly, the current i1 is appropriately limited. For this reason, the situation where the current i1 instantaneously becomes excessive and the current i2 also excessively increases is suppressed. As a result, the output can be stably controlled, that is, a power supply device with less ripple can be provided.
  • FIG. 12 shows an operation explanatory diagram of the microcomputer 9 according to the sixth embodiment of the present invention.
  • a waveform diagram for explaining the operation of this embodiment is shown in FIG. This embodiment differs from the previous embodiments 4 and 5 in the following points.
  • the value of the input voltage Vin is set as a constant in step # 2, and only the output voltage Vout is acquired in the acquisition of the A / D conversion value in step # 8. . Further, Step # 13 and Step # 14 are added, and it is confirmed whether the current drive frequency f has reached the lower limit and upper limit values of the preset drive frequency. And in each case, the frequency value is not reduced or increased any more.
  • the actual value of the input voltage Vin is not read, but the drive frequency is calculated using a value set in advance as a constant.
  • the value of the input voltage Vin set as a constant is a value that assumes the highest voltage value in the voltage range in which the power supply device is normally used.
  • step # 9 since the only parameter that changes every time the drive frequency is calculated is the output voltage Vout, the calculation performed in step # 9 can be simplified and the processing can be made lighter.
  • the relationship between the output voltage Vout and (f / Io *) is preliminarily stored in the microcomputer as table data in advance. Each time, the value of (f / Io *) corresponding to the value of the output voltage Vout obtained by acquiring the A / D conversion value is read from the table data. Then, the value of the drive frequency f is obtained by multiplying the read value by the value of Io *. By doing so, the calculation is simplified, and the load on the microcomputer can be further reduced.
  • Step # 13 and Step # 14 are added, and it is confirmed whether the current drive frequency f has reached the lower limit and upper limit values of the preset drive frequency. In each case, the frequency value is not further reduced or increased. This point will be described.
  • step # 13 it is determined whether the current drive frequency is equal to or lower than a preset lower limit value of the drive frequency. If the current drive frequency is not less than the lower limit value, the process proceeds to step # 11, and the value of the drive frequency f is decreased by a predetermined value. If the current drive frequency is equal to or lower than the lower limit value, the process is performed so as not to further reduce the value of the drive frequency f by passing step # 11.
  • step # 14 it is determined whether or not the current drive frequency is equal to or higher than a preset upper limit value of the drive frequency. If the current drive frequency is not equal to or higher than the upper limit value, the process proceeds to step # 12, and the value of the drive frequency f is increased by a predetermined value. If the current drive frequency is equal to or higher than the upper limit value, the process is performed so as not to increase the value of the drive frequency f any further by passing step # 12.
  • the value of the frequency for driving the switching element Q1 can be set within a predetermined range by a preset lower limit value and upper limit value of the frequency. That is, it becomes possible to set a limit on the driving frequency. Therefore, it is possible to provide a power supply device that can cope with a load having a wider characteristic range. This is applicable to all the embodiments.
  • FIG. 14 is an explanatory diagram of the microcomputer operation according to the seventh embodiment of the present invention.
  • the circuit having the configuration shown in FIG. 11 is operated using the flow shown in FIG. 14 in place of the drive frequency setting flow in the previous embodiment.
  • the drive frequency is determined only once after a predetermined time has elapsed after the start of the circuit operation. Thereafter, the circuit is driven at a predetermined frequency until the circuit operation is stopped.
  • a flag FS is newly provided. It is determined whether or not the drive frequency should be determined according to the state of the flag FS. According to the result, after the circuit operation is started, the frequency determination operation is performed only once.
  • step # 4 the flag FS is cleared. Thereafter, in step # 15, the state of the flag FS is confirmed. When the flag FS is cleared, the process proceeds to step # 16. In step # 16, it is determined whether or not a predetermined time has passed after the output of the reference oscillation signal in step # 7 is permitted. If the predetermined time has not elapsed, the process returns to step # 5, the elapsed time confirmation operation is continued, and after the predetermined time has elapsed, the process proceeds to step # 8.
  • step # 8 the A / D conversion value of the output voltage detection signal Vout is acquired, and in step # 9, the frequency f is determined. Thereafter, the frequency f determined in step # 17 is set as the drive frequency. Subsequently, in step # 18, the flag FS is set, and the process returns to step # 5. After that, while the circuit operation is being performed, the flag FS is set, so that the determination result in step # 15 is always NO. Thus, the process is not shifted to step # 16 and subsequent steps.
  • step # 5 If it is determined in step # 5 that the circuit is not in an operable state, the process proceeds to step # 6 and the output of the reference oscillation signal is stopped. Subsequently, the flag FS is cleared in step # 19. Thus, when it is determined again in step # 5 that the circuit operation is possible and the operation is started, the frequency is determined only once after a predetermined time elapses as described above.
  • the drive frequency f is determined only once after the circuit operation starts. For this reason, it is not necessary to periodically perform the operation for determining the drive frequency f by the microcomputer. Therefore, there is an advantage that a cheaper microcomputer can be used because the burden on the microcomputer is reduced. In addition, since the timing for determining the drive frequency is set to be after the elapse of a predetermined time after the start of the operation, the frequency can be definitely determined after the output becomes stable.
  • At least the A / D conversion value of the output voltage detection signal Vout is acquired to determine the drive frequency f.
  • the assumed load range is limited to some extent, the value of the output voltage detection signal Vout at the highest frequency in the load range is used, and the frequency required at that time is Find the value. It is also possible to obtain a desired effect by setting the frequency value in advance. By doing so, the effect of the present invention can be obtained with a simpler control circuit.
  • the primary inductance value L1 of the transformer T1 is 3.0 ⁇ H
  • the primary-secondary turns ratio N is 5, and the input voltage Vin changes in the range of 10 to 16V.
  • the voltage of various loads to be connected is any one in the range of 23 to 46 V
  • the load current that is, the output target current value Io *
  • the frequency f should be set in advance to a value greater than at least 174 kHz.
  • the target value Io * of the output current may be stored in the microcomputer in advance. This can be applied to all the embodiments, and by doing so, it is possible to obtain the effect of the present invention expected with a simpler control circuit.
  • Each embodiment is shown as an example, and for example, an embodiment realized by using a microcomputer may be configured such that the same operation can be obtained by an individual electronic circuit.
  • the configurations of the DC-DC conversion circuit and the control circuit are not limited to the configurations exemplified in the respective embodiments.
  • the error calculation unit 6 is exemplified by a proportional integration circuit, but may be another proportional circuit.
  • the operation flow of the microcomputer is not limited to that shown in the drawing, and any configuration that can obtain the same operation may be used.
  • FIG. 15 is a sectional view of a lamp according to an eighth embodiment of the present invention.
  • the illustrated lamp shows an outline of the configuration of a headlamp 90 for a vehicle.
  • a power supply device 95 having the above-described configuration and casing in a metal casing is mounted and mounted on the lower surface of the headlamp casing.
  • An LED module 20 composed of a plurality of LED elements is attached to a heat radiating plate 92, and the LED module 20 and the heat radiating plate 92 constitute a light source unit together with an optical unit 91 composed of a lens and a reflecting plate. .
  • the light source unit is fixed to the housing of the headlamp 90 with a light source unit fixing jig 93.
  • An input power line 96 of the power supply device 95 is connected to a battery (not shown), and a communication line 97 is connected to a vehicle side unit (not shown).
  • the communication line 97 is provided to notify the vehicle side of the abnormality when an abnormality occurs in the load.
  • the communication line 97 is used to transmit the target value of the output current to the power supply device 95 from the outside. (For example, communication is performed by LIN).
  • An output line 94 of the power supply device 95 is connected to the LED module 20.
  • the present invention it is possible to provide a lamp provided with a power supply device that can cope with variously set semiconductor light source loads, is efficient, and has less ripple of current supplied to the load. As a result, it is not necessary to prepare a separate power supply according to various loads, so various loads can be set according to the design of the lamp, improving the function as a lamp, improving design, etc. Is possible. Moreover, since it is possible to cope with various loads with the same power supply device, it is possible to provide an inexpensive lamp as a result. In addition, it is possible to provide a lamp with high efficiency and energy saving, and further, it is possible to provide a lamp with good noise performance because current ripple can be kept low.
  • FIG. 16 is a perspective view of a vehicle according to the ninth embodiment of the present invention. This is an example in which the above-described lamp is used as the headlamp 101 of the vehicle 100. By installing the above-mentioned lamp, it becomes possible to provide a vehicle with superior safety, design, environmental performance and comfort.
  • the power supply device of the present invention and the lamp using the power supply device can be used not only for vehicles but also for various lamps.

Landscapes

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Abstract

　種々設定される半導体光源負荷に対応が可能で、効率が良く、負荷へ供給される電流のリップルが少ない電源装置を提供する。 　インダクタンス要素とスイッチング素子を備え、前記スイッチング素子のオン時に、入力電源Ｅより前記インダクタンス要素にエネルギーを蓄積し、前記スイッチング素子のオフ時に、前記インダクタンス要素に蓄積されたエネルギーを負荷側へ放出することにより電圧変換を行うＤＣ－ＤＣ変換回路１と、ＤＣ－ＤＣ変換回路１の出力電流Ｉｏが目標値と同じとなるように前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御回路とを有し、半導体光源負荷２に電力を供給し点灯する電源装置において、少なくとも前記制御回路に、前記インダクタンス要素に流れる電流が連続モード動作となるように、前記イッチング素子をオンさせるタイミングを規定する手段８を設けた。

Description

電源装置および灯具、車両
　本発明はＤＣ－ＤＣ変換回路を用いた電源装置に関するものであり、特に発光ダイオード（ＬＥＤ）などの半導体発光素子で構成された半導体光源を負荷とする電源装置に関する。また本発明は当該電源装置を用いた前照灯などの灯具および車両に関する。
　近年、ハロゲンランプや放電ランプなどに代えて発光ダイオード（ＬＥＤ）などの半導体発光素子を光源として用いた電源装置および灯具の開発が盛んに行われている。この類の電源装置および灯具は、ＬＥＤの発光効率などの性能の向上に伴い、車両用としても、ルームランプやリアコンビネーションランプのみならず、前照灯（ヘッドランプ）などへの展開も開始されている。従来からヘッドランプの光源として用いられているハロゲンランプや放電ランプ（ＨＩＤランプ）などの光源に関しては規格化がなされており、各々の形状、特性などが決められている。これに対して、ＬＥＤを用いた光源に関しては、現状では規格化などはなされておらず、少なくとも当面は、ヘッドランプの仕様に応じて種々のＬＥＤおよびその組合せが設定されていくことになる（特許文献１、特許文献２）。
　また、ＬＥＤ負荷を点灯するための回路としてのＤＣ－ＤＣ変換回路において、当該ＤＣ－ＤＣ変換回路を構成するインダクタンス要素を流れる電流が臨界モード（電流境界モードなどともいう）となるようにスイッチング素子をオンオフする制御方法が提案されている（特許文献３）。ＤＣ－ＤＣ変換回路の駆動を電流境界モードで行うことは、従来のＨＩＤランプに対しても多く検討、実施されてきた制御方法であるが、ＬＥＤに対しても本制御方法を用いることによって、損失を低減できるとされている。
　ところで、ＬＥＤなどの半導体光源は、所定の順方向電圧を有した低インピーダンスの負荷である。そのため、半導体光源といった負荷は、供給する電圧が多少のリップル成分を有している程度でも、流れる電流には大きな電流リップルが発生しやすいという特性を有している。このことは、負荷への配線に多くのリップル分を有した電流が流れるということにもなり、不要輻射ノイズの発生などにもつながるため、ノイズ対策が必要となる。
特開２００４－０９５４７９号公報 特開２００４－０９５４８０号公報 特表２００３－５０４８２８号公報
　本発明は上述の点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、種々設定される半導体光源負荷に対応が可能で、効率が良く、負荷へ供給される電流のリップルが少ない電源装置を提供することにある。
　請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１、図２に示すように、半導体光源負荷２に電力を供給し点灯する電源装置が、ＤＣ－ＤＣ変換回路１と、制御回路とを有する。ここで、ＤＣ－ＤＣ変換回路１は、インダクタンス要素Ｔ１とスイッチング素子Ｑ１を備える。このＤＣ－ＤＣ変換回路１は、前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に、入力電源Ｅより前記インダクタンス要素Ｔ１にエネルギーを蓄積し、前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に、前記インダクタンス要素Ｔ１に蓄積されたエネルギーを負荷２側へ放出することにより電圧変換を行う。また、制御回路は、ＤＣ－ＤＣ変換回路１の出力電流Ｉｏが目標値と同じとなるように前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を制御する。そして、この電源装置は、少なくとも前記制御回路に、前記インダクタンス要素に流れる電流が連続モード動作となるように、前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせるタイミングを規定する手段８を設けたことを特徴とする。
　請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせるタイミングを規定する手段８は、図２に示すように、前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に、前記インダクタンス要素Ｔ１よりエネルギーを負荷側へ放出する際に流れる電流ｉ２を検出しする。そして、この手段８は、検出された電流の値が、所定値以下となったときに、前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせるように構成したことを特徴とする。
　請求項３の発明は、請求項２の発明において、前記スイッチング素子Ｑ１がオフとなっている時間は、少なくとも第１の所定時間以上は継続し、かつ、第２の所定時間を超えないよう制御するようにしたことを特徴とする（図４）。
　請求項４の発明は、請求項１の発明において、前記ＤＣ－ＤＣ変換回路１は、フライバックコンバータで構成されていることを特徴とする。
　請求項５の発明は、請求項１の発明において、前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせるタイミングを規定する手段は、前記スイッチング素子Ｑ１を駆動するための周波数を決める駆動周波数設定部８１でなされることを特徴とする（図５）。
　請求項６の発明は、請求項５の発明において、少なくとも前記ＤＣ－ＤＣ変換回路の出力電圧の値に基づいて、前記スイッチング素子Ｑ１を駆動するための周波数を決めることを特徴とする（図５）。
　請求項７の発明は、請求項５の発明において、前記ＤＣ－ＤＣ変換回路は、図７に示すように、フライバックコンバータで構成されている。入力電圧をＶｉ、出力電圧をＶｏ、出力電流目標値をＩｏとし、前記フライバックコンバータを構成するトランスＴ１の１次－２次の巻数比をＮ、１次側のインダクタンス値をＬ１、前記スイッチング素子Ｑ１を駆動する周波数をｆとしたとき、前記制御回路は、図８に示すように、ｆ＞１／（２・Ｌ１・Ｉｏ・Ｖｏ）・（Ｖｉ・Ｖｏ／（Ｎ・Ｖｉ＋Ｖｏ））2 なる条件（ステップ＃９）を満たすように前記スイッチング素子Ｑ１を駆動するための周波数を決めるようにしたことを特徴とする。
　請求項８の発明は、請求項７の発明において、前記制御回路は、図８に示すように、係数をｋとした場合、ｆ≧ｋ／（２・Ｌ１・Ｉｏ・Ｖｏ）・（Ｖｉ・Ｖｏ／（Ｎ・Ｖｉ＋Ｖｏ））2 なる条件（ステップ＃９）を満たすように前記スイッチング素子Ｑ１を駆動するための周波数を決定する。そして、係数ｋの値（ステップ＃２）は少なくとも１．０５以上の値であることを特徴とする。
　請求項９の発明は、請求項５の発明において、前記ＤＣ－ＤＣ変換回路の入力電源Ｅの通常使用される電圧範囲のうちで、電圧値Ｖｉが最も高い場合を想定して、前記スイッチング素子Ｑ１を駆動する周波数を決めるようにしたことを特徴とする（図１２のステップ＃２、＃９参照）。
　請求項１０の発明は、請求項５の発明において、前記スイッチング素子Ｑ１を駆動する周波数の値は、少なくとも第１の所定周波数以上であり、かつ、第２の所定周波数以下であるよう制御するようにしたことを特徴とする（図１２のステップ＃１３、＃１４参照）。
　請求項１１の発明は、請求項５の発明において、前記スイッチング素子Ｑ１を駆動するための周波数は、回路動作の開始時に設定した値を、回路動作が停止となるまでの間、用いるようにしたことを特徴とする（図１４のフラグＦＳによる制御）。
　請求項１２の発明は、請求項５の発明において、前記スイッチング素子Ｑ１を駆動するための周波数は、電源装置に予め設定とした値を用いるようにしたことを特徴とする（図８、図１２、図１４のステップ＃４等）。
　請求項１３の発明は、請求項１の発明において、前記出力電流Ｉｏの目標値Ｉｏ＊は、電源装置の外部より設定できるように構成したことを特徴とする（図７、図１１の出力電流目標値記憶・調整部５１、図８のステップＳ１～Ｓ３参照）。
　請求項１４の発明は、請求項１の発明において、前記出力電流Ｉｏの目標値Ｉｏ＊は、電源装置に予め設定した値を用いるようにしたことを特徴とする（図１、図５の出力電流目標値設定部５参照）。
　請求項１５の発明は、請求項１～１４のいずれかの電源装置９５を搭載した灯具である（図１５）。
　請求項１６の発明は、請求項１５の灯具を搭載した車両１００である（図１６）。
　本発明によれば、種々設定される半導体光源負荷に対応が可能で、効率が良く、負荷へ供給される電流のリップルが少ない電源装置を提供することが可能となる。また、本発明の電源装置を車両用の灯具などに用いることにより、より機能的で安価なシステムの提供が可能となる。
図１は本発明の実施の形態の基本構成図である。 図２は本発明の実施の形態１の回路図である。 図３は本発明の実施の形態１の動作波形図である。 図４は本発明の実施の形態２の要部回路図である。 図５は本発明の実施の形態３の回路図である。 図６は本発明の実施の形態３の動作波形図である。 図７は本発明の実施の形態４の回路図である。 図８は本発明の実施の形態４のマイコンの動作説明図である。 図９は本発明の実施の形態４に用いる基準電圧可変回路の回路図である。 図１０は本発明の実施の形態４の動作波形図である。 図１１は本発明の実施の形態５の回路図である。 図１２は本発明の実施の形態６のマイコンの動作説明図である。 図１３は本発明の実施の形態６の動作波形図である。 図１４は本発明の実施の形態７のマイコンの動作説明図である。 図１５は本発明の実施の形態８の灯具の断面図である。 図１６は本発明の実施の形態９の車両の斜視図である。
（基本構成）
　本発明の基本構成図を図１に示す。図１を用いて、本発明の基本構成に関して以下に説明する。ＤＣ－ＤＣ変換回路１は、直流電源Ｅを入力とし、負荷２に対して電圧変換した出力を与える。具体的には、ＤＣ－ＤＣ変換回路１は、インダクタンス要素とスイッチング素子を備える。このＤＣ－ＤＣ変換回路１は、スイッチング素子のオン時に電源よりインダクタンス要素にエネルギーを蓄積し、スイッチング素子のオフ時にインダクタンス要素に蓄積されたエネルギーを負荷側へ放出する。これにより、ＤＣ－ＤＣ変換回路１は、電圧変換された出力を負荷側へ供給する。ＤＣ－ＤＣ変換回路１は、具体的には、フライバックコンバータやバックブーストコンバータ、ブーストコンバータなどであるが、好適には負荷への変換電圧の適切な設定が可能なフライバックコンバータにて構成される。
　またＤＣ－ＤＣ変換回路１は、以下の構成により出力電流制御がなされる。ＤＣ－ＤＣ変換回路１から出力される電流は出力電流検出部３で出力電流検出信号として検出され、出力電流検出信号は信号増幅部４で増幅される。その後、増幅された出力電流検出信号は出力電流目標値設定部５から与えられる出力電流の目標値に対する誤差が誤差演算部６で求められる。ＰＷＭ信号発生部７は、誤差演算部６からの出力を受けて、ＤＣ－ＤＣ変換回路１を駆動するための変換回路駆動信号を出力する。変換回路駆動信号により、ＤＣ－ＤＣ変換回路１のスイッチング素子はオンオフ動作される。これにより、フィードバック制御がなされ、ＤＣ－ＤＣ変換回路１の出力電流は目標とする値となる。
　本発明の特徴とするところは、電源装置に、上記出力電流制御の構成に加えて、オンタイミング規定部８を設けたことである。オンタイミング規定部８は、ＤＣ－ＤＣ変換回路１のインダクタンス要素を流れる電流が連続モード動作となるように、スイッチング素子をオンするタイミングを規定し、ＰＷＭ信号発生部７に対して信号を与える。ＰＷＭ信号発生部７はこの信号を受けて、ＤＣ－ＤＣ変換回路１を駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、変換回路駆動信号として出力する。
　これにより、ＤＣ－ＤＣ変換回路１のインダクタンス要素に流れる電流を連続モードに維持しながら、出力電流制御動作が行われるようになる。そのため、種々設定される半導体光源負荷に対応が可能で、効率が良く、負荷２へ供給される電流のリップルが少ない電源装置を提供することが可能となる。
（実施の形態１）
　本発明の実施の形態１の回路図を図２に、動作波形の説明図を図３に示す。図２および図３を用いて、本実施の形態の具体的な内容について以下に説明する。
　本実施の形態では、ＤＣ－ＤＣ変換回路はトランスＴ１、スイッチング素子Ｑ１、整流用ダイオードＤ１、平滑用コンデンサＣ１にて構成されるフライバックタイプのコンバータである。接続される負荷２は、ＬＥＤ素子を複数個直列接続したＬＥＤ負荷としている。
　ＤＣ－ＤＣ変換回路の基本的な動作に関して説明する。スイッチング素子Ｑ１がオンの時に、トランスＴ１の１次側には電源Ｅより電流ｉ１が流れ、エネルギーがトランスＴ１に蓄積される。そして、スイッチング素子Ｑ１がオフとなるとトランスＴ１に蓄えられたエネルギーがトランスＴ１の２次側より電流ｉ２としてダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１へ放出される。これにより、電圧変換がなされ負荷側へ電力が供給される。
　図３は、本ＤＣ－ＤＣ変換回路のトランスＴ１に流れる電流が連続となるように動作させた場合の波形の例である。トランスＴ１の１次側のインダクタンス値をＬ１、トランスＴ１の２次側のインダクタンス値をＬ２、１次－２次間の巻数比をＮ、入力電圧をＶｉ、出力電圧Ｖｏとする。スイッチング素子Ｑ１のオン時に流れる電流ｉ１の傾きはＶｉ／Ｌ１となり、スイッチング素子Ｑ１のオフ時に流れる電流ｉ２の傾きは－Ｖｏ／Ｌ２となる。
　ここに、トランスＴ１の１次と２次のインダクタンス値Ｌ１，Ｌ２には、Ｌ２＝Ｎ２・Ｌ１の関係がある。図中に記した電流ｉ１のピーク値ｉ１ｐと電流ｉ２のピーク値ｉ２ｐとの関係は１／Ｎ倍となり、連続モード動作時の電流のベース分であるｉ２ｂとｉ１ｂとの関係はＮ倍となる。
　入出力ともに完全に平滑されているとした場合、電流ｉ１の平均値が入力電流の値となり、電流ｉ２の平均値が出力電流の値となる。また、回路損失がない理想的な状態を想定した場合、入力電力の値と出力電力の値とは等しくなる。そのため、入力電流すなわち電流ｉ１の平均値と出力電流すなわち電流ｉ２の平均値との間には、（入力電圧Ｖｉ／出力電圧Ｖｏ）倍の関係が成立する。
　ちなみに、この電流のベース分の値ｉ２ｂ、ｉ１ｂが零となるように駆動させるのが電流境界モードの動作であり、前述の従来例ではそのように動作させることが提案されている。つまり、電流境界モードにおいては、電流ｉ２が零となった時点で、スイッチング素子Ｑ１を再びオンとすることにより、上記電流のベース分のない状態での動作を実現させる。
　しかしながら、電流境界モードで動作させる場合、前述の各関係より、特定の負荷を対象とする場合にはその負荷の電圧や電流の値に合わせてトランスＴ１などの定数を設定すれば想定される周波数でスイッチング素子Ｑ１を駆動することが出来る。しかしながら、電圧や電流が違う種々設定される負荷へ対応させようとした場合、接続される負荷によっては、電流ｉ２が零となる時点を待つことにより、各電流のピーク値が過大となったり、周波数が大幅に低下したりするなどの課題が発生する。
　これに対して本発明では、電流ｉ２が零となる前、すなわち所定のベース分ｉ２ｂを有している時点でスイッチング素子Ｑ１を再びオンに転じさせるように制御する。これにより、上記の問題を解決し、種々設定される負荷への対応を可能とする。
　このことは、本実施の形態においては、以下の構成（図２）により実現される。抵抗などで構成される検出部により１次電流検出信号、２次電流検出信号、出力電流検出信号が得られる。ＰＷＭ信号発生部７は、セット・リセットフリップフロップを含んで構成される発振回路ＯＳＣと、発振回路ＯＳＣのセット入力Ｓｅｔに信号を与えるコンパレータＣｏｍｐ１、リセット入力Ｒｅｓｅｔに信号を与えるコンパレータＣｏｍｐ２などにより構成されている。
　ＰＷＭ信号発生部７の基準電圧Ｖｒｅｆ２はコンパレータＣｏｍｐ１に比較のための電圧を与えるもので、コンパレータＣｏｍｐ１は基準電圧Ｖｒｅｆ２の値と２次電流検出信号の値を比較する。２次電流検出信号の値が基準電圧Ｖｒｅｆ２以下の時にコンパレータＣｏｍｐ１の出力はＨｉｇｈレベルとなり、発振回路ＯＳＣの出力ＱはＨｉｇｈレベルとなる。これにより、スイッチング素子Ｑ１はオンし、電流ｉ２は零となり、電流ｉ１が流れる。
　出力電流検出信号はアンプＡｍｐ１で増幅され、増幅された信号が誤差演算部６に入力される。誤差演算部６において、入力された信号と出力電流の目標値である基準電圧Ｖｒｅｆ１との誤差を演算し増幅（本図では比例積分ＰＩとしている）した結果を、１次電流ピーク値指令信号としてコンパレータＣｏｍｐ２へ与える。コンパレータＣｏｍｐ２は、この１次電流ピーク値指令信号の値と１次電流検出信号の値とを比較する。コンパレータＣｏｍｐ２は１次電流検出信号の値が１次電流ピーク値指令信号の値以上となったときに、発振回路ＯＳＣのリセット入力ＲｅｓｅｔへＨｉｇｈレベルの信号を与え、発振回路ＯＳＣの出力ＱはＬｏｗレベルとなる。これにより、スイッチング素子Ｑ１はオフし、電流ｉ１は零となり、電流ｉ２が流れる。
　以上の構成により、スイッチング素子Ｑ１は出力電流Ｉｏが基準電圧Ｖｒｅｆ１で設定された目標値と同じになるように変換回路駆動信号により駆動され、出力電流の制御が実現される。
　本実施の形態では、ＰＷＭ信号発生部７を構成するコンパレータＣｏｍｐ１とその基準電圧Ｖｒｅｆ２とが、オンタイミング規定部８も兼ねて構成しており、基準電圧Ｖｒｅｆ２の値によって、スイッチング素子Ｑ１をオンさせるタイミングを規定可能としている。すなわち、基準電圧Ｖｒｅｆ２によって、電流ｉ２が低下し、どの値に達した時点で、スイッチング素子Ｑ１を再びオンさせるかを任意に決めることが出来る（図３のｉ２ｂに相当）。
　本実施の形態によると、種々設定される負荷への対応を想定して、トランスＴ１などの定数だけでなく、電流連続モードで動作させる際の電流のベース分を適切に設定することが出来るので、それらの負荷への対応が可能な電源装置を提供することが可能となる。また従来例に対して、各電流のピーク値が過大となったり、周波数が大幅に低下したりするなどということがないので、種々設定される負荷に対して常に効率が良く、かつリップルの少ない安定した出力の供給が可能となる。
（実施の形態２）
　本発明の第２の実施の形態の要部回路図を図４に示す。本実施形態は、先の実施の形態で示した回路図（図２）の発振回路ＯＳＣに対して、コンパレータＣｏｍｐ３とその周辺回路とを設ける。これにより、発振回路の出力ＱがＬｏｗレベルとなる時間、すなわちスイッチング素子Ｑ１がオフ状態である時間に、上限および下限を設定可能とする。
　コンパレータＣｏｍｐ３の非反転入力端子には、電流源Ｉｓ、コンデンサＣｓ、スイッチ素子Ｑｓの並列回路が接続されている。ここに電流源ＩｓとコンデンサＣｓとはタイマーを構成するためのもので、スイッチ素子ＱｓはコンデンサＣｓの電荷を放電させて零にリセットするためのものである。セット・リセットフリップフロップＳＲ－ＦＦの出力Ｑにより、スイッチ素子Ｑｓは駆動される。一方、コンパレータＣｏｍｐ３の反転入力端子には、基準電圧Ｖｓ１、Ｖｓ２と、それらを発振回路ＯＳＣのセット入力Ｓｅｔの信号の状態によって選択するための切替スイッチとが設けられている（ここに、Ｖｓ１＜Ｖｓ２の関係がある）。
　上記構成により、発振回路ＯＳＣのセット入力ＳｅｔにＨｉｇｈレベルの信号が入力されても、コンデンサＣｓに発生する電圧の値が、基準電圧Ｖｓ１の値以上に達するまでの時間はコンパレータＣｏｍｐ３の出力はＨｉｇｈレベルとならない。このため、発振回路ＯＳＣの出力ＱはＬｏｗレベルを維持し、スイッチング素子Ｑ１もオフ状態を維持する。
　また逆に、発振回路ＯＳＣのセット入力ＳｅｔにＬｏｗレベルの信号が入力されている場合（図示された状態）でも、コンデンサＣｓに発生する電圧の値が、基準電圧Ｖｓ２の値以上に達した時点でコンパレータＣｏｍｐ３の出力はＨｉｇｈレベルとなる。このため、発振回路ＯＳＣの出力ＱはＨｉｇｈレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１もオンとなる。
　本実施の形態によれば、以上のようにして、スイッチング素子Ｑ１がオフとなっている時間に上限および下限が設定される。これにより、スイッチング素子Ｑ１のオフ状態が少なくとも基準電圧Ｖｓ１で設定される所定時間以上は継続し、かつ、基準電圧Ｖｓ２で設定される所定時間を超えないように制御することが可能となる。すなわち、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間の最大値及び最小値を設定することが出来るため、先の実施の形態に対して、より広い特性範囲の負荷に確実に対応させることが可能な電源装置を提供することが可能となる。
（実施の形態３）
　本発明の第３の実施の形態の回路図を図５に示す。本実施の形態は、スイッチング素子Ｑ１をオンさせるタイミングを規定する手段として、第１の実施の形態のオンタイミング規定部８に代えて、スイッチング素子Ｑ１を駆動する周波数を設定する駆動周波数設定部８１を設けて構成している点において、上記の実施の形態と異なる。
　駆動周波数設定部８１には、入力電圧検出信号、出力電圧検出信号、出力電流目標値設定部５から与えられる目標電流値が入力されており、駆動周波数設定部８１はそれらに基づいて変換回路駆動信号の駆動周波数を設定する。設定された駆動周波数は、ＰＷＭ信号発生部７に基準発振信号として与えられる。ＰＷＭ信号発生部７は、与えられた基準発振信号により、スイッチング素子Ｑ１をオンさせるタイミングを規定し、変換回路駆動信号としてスイッチング素子Ｑ１を駆動する。
　本実施の形態においては、抵抗Ｒ１によって出力電流Ｉｏの検出を行い、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とによって出力電圧Ｖｏの検出を行うように構成している。
　駆動周波数設定部８１において、ＤＣ－ＤＣ変換回路のインダクタンス要素（本実施の形態ではトランスＴ１）に流れる電流が連続モードとなるように基準発振信号が決められる。これより、種々設定される半導体光源負荷２に対応が可能で、効率が良く、負荷２へ供給される電流のリップルが少ない電源装置を提供することを可能とする。
　図６は、本発明の実施の形態３の動作波形の説明図である。図６の（ａ）および（ｂ）の波形は、本発明の動作波形である（ｃ）および（ｄ）と対比し、本発明の効果を説明するために示した。（ａ）および（ｂ）の波形は、従来例の説明で述べたように、回路損失の低減を目的としてフライバックコンバータを電流境界モードで動作させた場合を想定した波形である。
　負荷２として、例えば４個のＬＥＤ素子が直列に接続されて１個のパッケージに収納されてなるＬＥＤ光源を２個直列に接続することにより、ＬＥＤ負荷が構成される。目標電流とする出力電流ＩｏをＬＥＤ負荷に供給した場合に、トランスＴ１を流れる電流が図６（ａ）のようになったとする。
　このとき電流ｉ２の波形の面積Ｓ２ａをスイッチング周期で平均したものが、出力電流Ｉｏと等しくなる（出力電圧Ｖｏが十分に平滑されていて、出力電流Ｉｏが一定であるとした場合）。
　また、ＤＣ－ＤＣ変換回路が理想的なもので、変換動作時に損失が発生しないとした場合には、面積Ｓ２ａをスイッチング周期で平均した値と出力電圧Ｖｏとを掛け合わせた値と、電流ｉ１の波形の面積Ｓ１ａをスイッチング周期で平均した値と入力電圧Ｖｉとを掛け合わせた値とは等しくなる（各々の値は出力電力および入力電力に相当する）。
　また、電流ｉ１のピーク値と電流ｉ２のピーク値との間には、トランスＴ１の１次－２次間の巻数比をＮとした場合、１／Ｎ倍の関係が成立している。
　図６の（ｂ）は、前記ＬＥＤ光源を３個直列に接続することによりＬＥＤ負荷を構成し、上記ＬＥＤ負荷と同じ出力電流となるように制御した場合の波形である。負荷の構成を２個直列から３個直列に変更したことにより、出力電圧Ｖｏは３／２倍となる。出力電流Ｉｏは同じであるので、それに伴い出力電力と入力電力の関係も３／２倍となる。
　このとき、電流ｉ１の波形の面積Ｓ１ｂは面積Ｓ１ａに対して３／２×（周期の比）倍となり、電流ｉ２の波形の面積Ｓ２ｂは面積Ｓ２ａに対して（周期の比）倍となる（面積Ｓ１ｂ、Ｓ２ｂをスイッチング周期で平均した値が、各々の入力電流および出力電流である）。
　また、電流ｉ２の傾きは、出力電圧Ｖｏが３／２倍となることにより、３／２倍に急となる。
　上記のように接続する負荷を変更した場合に、電流ｉ１および電流ｉ２のピーク値は大きく上昇する。このことは実際の回路においてはスイッチング損失の増加につながるとともに、リップル電圧の増加およびリップル電流の増加を引き起こす。
　図６（ｃ）および（ｄ）は、本発明を用いた場合の動作波形を示した。先に説明した従来の境界モードでの動作とした場合の波形（ａ）および（ｂ）と対比するために、ここではそれぞれのスイッチング周波数が同じとなるように駆動周波数設定部８１で基準発振信号を決めた場合の波形を示している（インダクタンス値Ｌ１およびＬ２は波形（ａ）、（ｂ）に対して大とし、それ以外のトランスＴ１の巻数比などは同じとしている）。
　ここで、スイッチング素子Ｑ１が１周期のうちでオンとなる期間（オンデューティ）は、入力電圧Ｖｉ、出力電圧Ｖｏとトランス巻数比Ｎにより決まる。その結果、波形（ｃ）および（ｄ）のオンデューティは、波形（ａ）および（ｂ）のそれとそれぞれ同じになる。また、面積Ｓ１ｃおよびＳ２ｃはそれぞれ面積Ｓ１ａおよびＳ２ａと同じとなり、面積Ｓ１ｄおよびＳ２ｄはそれぞれ面積Ｓ１ｂおよびＳ２ｂと同じとなる。
　図６（ｃ）および（ｄ）の波形は、本発明を用いてトランスＴ１を流れる電流が連続モードとなるように動作させているため、電流ｉ１およびｉ２にベース分がある波形となっている。
　想定するＬＥＤ負荷の構成が２個直列および３個直列の場合の波形（ｃ）および（ｄ）を、従来の波形（ａ）および（ｂ）と比較すると、以下の特徴、効果があることが確かめられる。
　電流ｉ１およびｉ２ともに、それぞれの電流ピーク値は従来の波形に対して低減されている。面積は同じでピーク値は低いため、おのおのの波形の実効値は低くなり、その結果、リップル電流、リップル電圧の低減に効果がある（リップルの低減は出力だけではなく、入力についても効果がある）。
　また、ＤＣ－ＤＣ変換回路の効率に関して、従来例に述べられているように不連続モード動作に比べて境界モード動作の方が低損失となることは明らかである。しかしながら、境界モード動作と連続モード動作を比べた場合には境界モード動作の方が効率がよくなるとは一概には言えない。
　実際の回路ではスイッチング素子Ｑ１がオンに転ずるときやオフに転ずるときに発生するスイッチング損失、スイッチング素子Ｑ１がオン状態のときに流れる電流によって発生する損失、トランスＴ１に流れる電流によって発生する損失（銅損および鉄損）、ダイオードＤ１に発生する損失などの各々の損失によって、ＤＣ－ＤＣ変換回路トータルの損失が決まる。図６の波形（ａ）および（ｂ）と、波形（ｃ）および（ｄ）をそれぞれ比較してみると、スイッチング素子Ｑ１がオンに転ずるときのスイッチング損失は連続モード動作の方が増えると思われる。逆にスイッチング素子Ｑ１がオフに転ずるときのスイッチング損失やスイッチング素子Ｑ１がオン状態における損失などは、連続モード動作の方がむしろ低減されると考えられる。実際に実機にて確認したところ、連続モード動作をさせた方がトータルでの損失が低減し、変換効率の向上が確認された。
　このように本発明によれば、ＤＣ－ＤＣ変換回路のトランスＴ１に流れる電流が連続モードとなるように基準発振信号を駆動周波数設定部８１で決めている。これによって、種々設定される半導体光源負荷に対応が可能で、効率が良く、負荷へ供給される電流のリップルが少ない、ひいてはリップル成分により生じるノイズも少ない電源装置を提供することが可能となる。また、実施の形態１および２に対して、電流ｉ２の検出をしなくてもよくなるため、回路を簡単に構成することが出来る利点がある。
　ところで連続モード動作とするためには、前述してきた各関係などから、少なくとも以下の関係を満たすように駆動周波数設定部８１において周波数ｆを決めればよいことが導かれる。
　ｆ＞１／（２・Ｌ１・Ｉｏ・Ｖｏ）・（Ｖｉ・Ｖｏ／（Ｎ・Ｖｉ＋Ｖｏ））2
　ここで、Ｌ１はトランスＴ１の１次側のインダクタンス値、Ｎは１次－２次間の巻数比、Ｖｉは入力電圧、Ｖｏは出力電圧、Ｉｏは出力電流である。
　本実施の形態で述べたように、境界モード動作と同じ周波数となるようにするためには、以下の関係式において周波数ｆを設定とし、係数ｋを希望とする周波数となるように設定すればよい。
　ｆ＝ｋ／（２・Ｌ１・Ｉｏ・Ｖｏ）・（Ｖｉ・Ｖｏ／（Ｎ・Ｖｉ＋Ｖｏ））2
（ただしｋ＞１）
　ところで、係数ｋの値としては、連続動作時の電流のベース分を適度に持たせるためには、少なくとも１．０５以上の値、最適には１．１以上の値に設定するのが好ましい。これにより、本発明の効果をより良く得ることが可能となる。
（実施の形態４）
　本発明の第４の実施の形態の回路図を図７に示す。また、本発明の実施の形態のマイコン９の動作説明図を図８に示す。本実施の形態では、制御回路の一部をマイコン９を用いて構成している。
　基本的な動作は以下の通りである。負荷２に流れる電流が電流検出抵抗Ｒ１で出力電流検出信号として検出され、信号増幅部４で信号が増幅される。その後、増幅された信号が誤差演算部６で基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較され、その結果がＰＷＭ指令信号としてＰＷＭ信号発生部７に入力される。ＰＷＭ信号発生部７は所定のＰＷＭ信号を発生させ、スイッチング素子Ｑ１にオンオフ制御信号（変換回路駆動信号）として供給する。これにより、出力電流の調整を行うようにフィードバック制御系が構成されている。
　本実施の形態では、信号増幅部４はオペアンプＡｍｐ３とその周辺の抵抗Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４で構成される反転増幅回路とする。誤差演算部６はオペアンプＡｍｐ２とその周辺抵抗Ｒ１０，Ｒ１１及びコンデンサＣ１０で構成される比例積分回路としている。
　マイコン９のＴＩＭＥＲポートＨＦからは、ＤＣ－ＤＣ変換回路を駆動するための基準発振信号（変換回路駆動信号生成の基となる変換回路駆動信号と同じ周波数の信号）が与えられ、基準発信信号は、のこぎり波発生器ＯＳＣ１へ入力される。のこぎり波発生器ＯＳＣ１はこの基準発振信号を受けて、同じ周波数で発振するのこぎり波を発生しており、基準発振信号の立上りのタイミングで出力を零とするように構成されている。
　コンパレータＣｏｍｐ４は、反転入力端子へ入力された、のこぎり波発生器ＯＳＣ１からの信号と、非反転入力端子に入力された誤差演算部６からのＰＷＭ指令信号の値とを比較する。そして、コンパレータＣｏｍｐ４は、のこぎり波発生器ＯＳＣ１で規定された（すなわち、基準発振信号で規定された）周波数で、信号の比較結果をもってオンデューティが決められたパルス信号を出力する。コンパレータＣｏｍｐ４の出力は変換回路駆動信号としてＤＣ－ＤＣ変換回路へ与えられ、スイッチング素子Ｑ１がオンオフ駆動される。
　上記構成によって、駆動周波数設定部８１によりスイッチング素子Ｑ１をオンするタイミングを規定することが出来、ＤＣ－ＤＣ変換回路は駆動周波数設定部８１で決められた周波数で駆動される。
　ところでマイコン９は、ＤＣ－ＤＣ変換回路の出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３で分圧することにより得られる電圧をＡ／Ｄ変換ポートより出力電圧検出信号Ｖｏｕｔとして読み込む。また、マイコン９は、入力電圧Ｖｉを同じくＡ／Ｄ変換ポートより入力電圧検出信号Ｖｉｎとして読み込む。さらに、シリアル通信用ポートのＷｒｉｔｅより通信手段によって与えられた出力電流の目標値は出力電流目標値記憶・調整部５１により記憶される。出力電流目標値記憶・調整部５１は誤差演算部６の基準電圧Ｖｒｅｆ１が目標電流値相当の値となるように第２のＴＩＭＥＲポートより基準電圧調整信号Ｖｒｅｆ＿Ｃｏｎｔｒｏｌを出力するとともに、ソフトウェアで構成される駆動周波数設定部８１に出力電流の目標値を与える。駆動周波数設定部８１は入力電圧検出信号、出力電圧検出信号および出力電流の目標値の値に基づいて、第１のＴＩＭＥＲポートより基準発振信号ＨＦをＰＷＭ信号発生部７へ送出する。
　次にマイコン９の動作に関して、図８を用いて説明する。まず、出力電流目標値の設定は、回路動作を開始させる前の初期の段階で、上記の通り通信手段を用いて行われる。ステップＳ１の出力電流目標値記憶の処理（図８（ｂ））を実行すると、ステップＳ２において、出力電流の目標値がＩｏ＊として電源装置の外部より読み込まれる。そして、ステップＳ３において、読み込まれた値がマイコン９の内部メモリー或いはマイコン９の外部に設置した外部メモリーに、目標電流値Ｉｏ＊として記憶される。
　次に、ステップＳ４の出力電流目標値調整の処理（図８（ｃ））を実行する。回路動作時に記憶された出力電流の目標値Ｉｏ＊に相当する値に誤差演算部６の基準電圧Ｖｒｅｆ１を可変するための信号が、ステップＳ５においてマイコン９の第２のＴＩＭＥＲポートより基準電圧調整信号Ｖｒｅｆ＿Ｃｏｎｔｒｏｌとして出力される。これにより、誤差演算部６の基準電圧Ｖｒｅｆ１は出力電流目標値Ｉｏ＊に相当する値となる。
　ここで、基準電圧Ｖｒｅｆ１を可変とするための具体的な回路構成の一例を、図９に示す。基準電圧調整信号Ｖｒｅｆ＿Ｃｏｎｔｒｏｌはマイコンの第２のＴＩＭＥＲポートより、高周波でオンオフする信号として与えられる。図９の基準電圧Ｖｒｅｆは、別途回路で生成される制御用の安定な電圧である。スイッチング素子Ｑ２０が常にオフのときを考えると、その際に基準電圧Ｖｒｅｆ１として出力される電圧は、基準電圧Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ２０と抵抗Ｒ２１で分圧した値となる（この値をＶｒｅｆ１＿ｍａｘとする）。また逆に、スイッチング素子Ｑ２０が常にオンのときを考えると、その際に基準電圧Ｖｒｅｆ１として出力される電圧は、基準電圧Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ２０と、並列に接続された抵抗Ｒ２１および抵抗Ｒ２２の合成抵抗とで分圧した値となる（この値をＶｒｅｆ１＿ｍｉｎとする）。スイッチング素子Ｑ２０を一定の周波数でオンオフ動作させた場合は、基準電圧Ｖｒｅｆ１として出力される値は、そのオンデューティによって前記Ｖｒｅｆ１＿ｍａｘとＶｒｅｆ１＿ｍｉｎとの間の値とすることができる。
　本回路を構成する他の抵抗Ｒ２３、コンデンサＣ２１などは、フィルタとして設けているものであり、これにより基準電圧Ｖｒｅｆ１の安定化を図っている。ちなみに誤差演算部６の基準電圧Ｖｒｅｆ１を可変とするには、Ｄ／Ａ変換機能を有するマイコンであればＤ／Ａ変換ポートのアナログ出力を用いて直接与える構成としてもよい。また、かかる手法は、本例のように、ＴＩＭＥＲポートを使用してマイコン９からのオンオフ信号（基準電圧調整信号）と外部の積分フィルタ回路（図９）とにより実質的にＤ／Ａ変換器を構成してもよいし、またその他の方法でも目的が達成できれば具体的な構成は何でもよい。
　次に、図８（ａ）のステップ＃１以降の駆動周波数設定のマイコン動作に関して説明する。後述のステップ＃９において駆動周波数ｆの算出を行うが、先ずステップ＃２でそのための定数ｋ、Ｌ１、Ｎの設定が行われる。
　ステップ＃３では、出力電流目標値記憶（ステップＳ１～Ｓ３）により記憶した出力電流の目標値Ｉｏ＊が取得される。
　ステップ＃４では、ＤＣ－ＤＣ変換回路の駆動開始時に使用する周波数の初期値が駆動周波数ｆに設定される。ここまでの動作は、回路出力動作の開始前に行われる処理である。
　ステップ＃５では、回路動作が可能な状態かどうかの確認が行われる。回路動作が可能かどうかの判断は、ここでは示していない駆動周波数設定以外の他のフローで行われるが、具体的には入力電圧検出信号の値が動作可能な範囲かどうかなどの情報に基づいて判断がなされる。
　ステップ＃５における確認の結果、回路動作が可能な状態でない場合は、ステップ＃６へ移行し、基準発振信号の出力が停止（未だ出力していない場合はその状態を維持）とされ、ステップ＃５に戻り状態の確認を繰り返し行う。
　ステップ＃５における確認の結果、回路動作が可能な状態の場合には、ステップ＃７へ移行し、基準発振信号の出力が許可（既に出力をしている場合はその状態を維持）とされ、ステップ＃８へ移行する。
　ステップ＃８では、Ａ／Ｄ変換された値として出力電圧検出信号Ｖｏｕｔ、入力電圧検出信号Ｖｉｎが取得される。
　ステップ＃９では、以上の各値を用いて以下の式により駆動周波数ｆが算出される。
　ｆ＝ｋ／（２・Ｌ１・Ｉｏ＊・Ｖｏｕｔ）・（Ｖｉｎ・Ｖｏｕｔ／（Ｎ・Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ））2
　ステップ＃１０では、ステップ＃９で算出した周波数ｆの値と、現在の周波数ｆの値との大小関係の判定が行われる。この判定により、算出した値の方が現状の値よりも大きな場合にはステップ＃１２に移行し、周波数ｆの値が予め定めた所定値分増加させられる。逆に算出した値の方が現状の値以下の場合には、ステップ＃１１に移行し、周波数ｆの値が予め定めた所定値分減少させられる。
　その後、ステップ＃５に戻り、上記の動作を繰り返す。
　これにより、駆動周波数設定部８１は、出力電流目標値記憶・調整部５１により記憶された電流目標値Ｉｏ＊の値と、現在の出力電圧検出信号Ｖｏｕｔ、入力電圧検出信号Ｖｉｎの値に応じて、ＤＣ－ＤＣ変換回路が電流連続モードでの動作となるように駆動周波数ｆの値を逐次算出し設定する。
　駆動周波数ｆとして設定された値は、マイコン９の第１のＴＩＭＥＲポートＨＦより基準発振信号としてＰＷＭ信号発生部７に与えられ、その結果、ＤＣ－ＤＣ変換回路のスイッチング素子Ｑ１は算出された周波数ｆで駆動される。このようにして本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１のオンタイミングを規定することにより、電流連続モードでの動作を実現可能と出来る。
　次に図１０に、本実施の形態を用いて出力電流目標値を変えて動作させたときの動作波形を、従来の境界モードでの動作を想定した場合と対比させて、図６と同様に示す。図１０の（ａ）および（ｂ）の波形は、本発明の動作波形である（ｃ）および（ｄ）と対比し、本発明の効果を説明するために示したものであり、フライバックコンバータを電流境界モードで動作させた場合を想定した波形である。例えば、あるＬＥＤ負荷に目標とする電流を供給した場合に、トランスＴ１を流れる電流が図１０（ａ）のようになったとする。次に目標とする電流の値を１．２５倍に大きくした場合を想定すると、そのときの動作波形は同図（ｂ）のようになる。同じＬＥＤ負荷に対して出力電流を１．２５倍に変更したことにより、出力電力および入力電力も１．２５倍となる（ただしここでは簡単のために、電流増加によるＬＥＤ負荷の電圧値の変化がないとして説明している）
　このとき、電流ｉ１の波形の面積Ｓ１ｂは面積Ｓ１ａに対して１．２５×（周期の比）倍となり、電流ｉ２の波形の面積Ｓ２ｂは面積Ｓ２ａに対して１．２５×（周期の比）倍となる。ちなみに、面積Ｓ２ａ、Ｓ２ｂをスイッチング周期で平均した値が、各々の入力電流値および出力電流値である。上記のように出力電流を１．２５倍に増加させた場合に、電流ｉ１および電流ｉ２のピーク値は大きく上昇する。このことは実際の回路においてはスイッチング損失の増加につながるとともに、リップル電圧の増加およびリップル電流の増加を引き起こす。
　図１０の（ｃ）および（ｄ）は、本発明を用いた場合の動作波形を示した。先に説明した従来の境界モードでの動作とした場合の波形（ａ）および（ｂ）と対比するために、ここではそれぞれのスイッチング周波数が同じとなるように駆動周波数設定部８１で周波数を決めるようにした場合の波形を示している（インダクタンス値Ｌ１およびＬ２は図１０の（ａ）、（ｂ）に対して大とし、それ以外のトランスＴ１の巻数比などは同じとしている）。
　ここでスイッチング素子Ｑ１が１周期のうちでオンとなる期間（オンデューティ）は、入力電圧Ｖｉ、出力電圧Ｖｏとトランス巻数比Ｎにより決まる。その結果、波形（ｃ）および（ｄ）のオンデューティは、図１０の（ａ）および（ｂ）のそれとそれぞれ同じになる。また、面積Ｓ１ｃおよびＳ２ｃはそれぞれ面積Ｓ１ａおよびＳ２ａと同じとなり、面積Ｓ１ｄおよびＳ２ｄはそれぞれ面積Ｓ１ｂおよびＳ２ｂと同じとなる。図１０の（ｃ）および（ｄ）の波形は、本発明を用いてトランスＴ１を流れる電流が連続モードとなるように動作させているため、電流ｉ１およびｉ２にベース分がある波形となっている。
　本発明による動作をさせた場合の波形（ｃ）および（ｄ）を、従来の境界モード動作をさせた場合の波形（ａ）および（ｂ）とそれぞれ比較すると、以下の特徴、効果があることが確かめられる。
　電流ｉ１およびｉ２ともに、それぞれの電流ピーク値は従来の波形に対して低減されている。面積は同じでピーク値は低いため、おのおのの波形の実効値は低くなり、その結果、リップル電流、リップル電圧の低減に効果がある（リップルの低減は出力だけではなく、入力についても効果がある）。また、ＤＣ－ＤＣ変換回路の効率に関しても、本発明の実施の形態３で述べたのと同じで、波形（ａ）および（ｂ）と、波形（ｃ）および（ｄ）とをそれぞれ比較してみると、スイッチング素子Ｑ１がオンに転ずるときのスイッチング損失は連続モード動作の方が増えると思われる。しなしながら、逆にスイッチング素子Ｑ１がオフに転ずるときのスイッチング損失やスイッチング素子Ｑ１がオン状態における損失などは、むしろ低減されると考えられる。実際に実機にて確認したところ、連続モード動作をさせた方がトータルでの損失が低減し、変換効率の向上が確認された。
　このように本発明によれば、ＤＣ－ＤＣ変換回路のトランスＴ１に流れる電流が連続モードとなるように基準発振信号が駆動周波数設定部８１で決められる。これによって、半導体光源負荷２に供給する出力電流Ｉｏの値を変えた場合においても、効率が良く、負荷２へ供給される電流のリップルが少ない、ひいてはリップル成分により生じるノイズも少ない電源装置を提供することが可能となる。
　また本実施の形態によれば、出力電流Ｉｏの目標値Ｉｏ＊を外部より設定可能な（可変可能な）構成としているため、より多様なＬＥＤ負荷への対応が可能な電源装置の提供が可能となる。更に上記マイコン動作によれば、設定される駆動周波数の値が逐次変化するので、スイッチング動作により発生するノイズの周波数スペクトルが分散され、更なるノイズの低減に対して効果的であるなどの特徴も有する。
（実施の形態５）
　本発明の第５の実施の形態の回路図を、図１１に示す。本実施の形態は、ＤＣ－ＤＣ変換回路の２次側にインダクタンスＬ３、コンデンサＣ２からなるフィルタを設けている点、ＤＣ－ＤＣ変換回路の１次側に電流ｉ１を検出するための抵抗Ｒ４を設けて電流モードでのＰＷＭ制御を行うように構成している点などが、先の実施の形態に対して異なっている。本制御手法によれば、出力リップルを低減する効果があるが、２次側にフィルタを設けることによって更に出力電流Ｉｏのリップルを低減することができる。
　また電流モードでの制御に関しては、以下の動作によりスイッチング素子Ｑ１のオンオフ制御が達成される。負荷２に流れる電流が電流検出抵抗Ｒ１で出力電流検出信号として検出され、信号増幅部４でこの信号が増幅される。その後、増幅された信号が誤差演算部６で基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較され、その結果がＰＷＭ指令信号としてＰＷＭ信号発生部７に入力される。ＰＷＭ信号発生部７で所定のＰＷＭ信号が発生させられ、ＰＷＭ信号がスイッチング素子Ｑ１にオンオフ制御信号（変換回路駆動信号）として供給される。これにより、出力電流の調整を行うようにフィードバック制御系が構成されている。
　本実施の形態では、信号増幅部４はオペアンプＡｍｐ３とその周辺抵抗Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４で構成される反転増幅回路とする。誤差演算部６はオペアンプＡｍｐ２とその周辺抵抗Ｒ１０，Ｒ１１及びコンデンサＣ１０で構成される比例積分回路としている。
　マイコン９のＴＩＭＥＲポートＨＦからは、ＤＣ－ＤＣ変換回路を駆動するための基準発振信号が与えられ、ワンショット回路Ｏｎｅｓｈｏｔ２は基準発振信号の立上りを受けて、セット・リセットフリップフロップＳＲ－ＦＦのセット端子Ｓにセットのためのパルス信号を与える。このパルス信号により、セット・リセットフリップフロップＳＲ－ＦＦの出力ＱはＨｉｇｈレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１はオンに駆動される。これにより、駆動周波数設定部８１によりスイッチング素子Ｑ１をオンするタイミングを規定することが出来る。
　コンパレータＣｏｍｐ４では、誤差演算部６からの出力と、トランスＴ１の１次側に流れる電流ｉ１の瞬時値を抵抗Ｒ４に発生する電圧で検出した値（１次電流検出信号）とを比較し、その比較結果をワンショット回路Ｏｎｅｓｈｏｔ１に与える。ワンショット回路Ｏｎｅｓｈｏｔ１は、その立下りを受けて、セット・リセットフリップフロップＳＲ－ＦＦのリセット端子Ｒにリセットのためのパルス信号を与える。このパルス信号により、セット・リセットフリップフロップＳＲ－ＦＦの出力ＱはＬｏｗレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１はオフに駆動される。
　なお、マイコン９のＴＩＭＥＲポートＨＦから論理ゲートＡＮＤへの信号入力は、最大オン時間（最小オフ時間）を規定するためのものであり、基準発振信号がＬｏｗレベルになると、セット・リセットフリップフロップＳＲ－ＦＦの出力Ｑにかかわらず、スイッチング素子Ｑ１はオフとなる。上記のようにして、本実施の形態では、電流モード制御が実現される。
　ところでマイコン９は、ＤＣ－ＤＣ変換回路の出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３で分圧することにより得られる電圧をＡ／Ｄ変換ポートより出力電圧検出信号Ｖｏｕｔとして読み込む。また、マイコン９は、入力電圧Ｖｉを同じくＡ／Ｄ変換ポートより入力電圧検出信号Ｖｉｎとして読み込む。さらに、シリアル通信用ポートのＷｒｉｔｅより通信手段によって与えられた出力電流Ｉｏの目標値Ｉｏ＊が出力電流目標値記憶・調整部５１により記憶される。出力電流目標値記憶・調整部５１は、誤差演算部６の基準電圧Ｖｒｅｆ１が目標電流値相当の値となるように第２のＴＩＭＥＲポートより基準電圧調整信号Ｖｒｅｆ＿Ｃｏｎｔｒｏｌを出力するとともに、ソフトウェアで構成される駆動周波数設定部８１に出力電流の目標値を与える。
　駆動周波数設定部８１は入力電圧検出信号、出力電圧検出信号および出力電流の目標値の値に基づいて、第１のＴＩＭＥＲポートより基準発振信号ＨＦをＰＷＭ信号発生部７へ送出する。
　マイコン９の動作に関しては、第４の実施の形態と基本的に同じである（図８の通り）。
　本実施の形態においても、ＤＣ－ＤＣ変換回路のトランスＴ１に流れる電流が連続モードとなるように基準発振信号が駆動周波数設定部８１で決められる。これによって、先の実施の形態と同様に、種々設定される半導体光源負荷２に対応が可能で、効率が良く、負荷２へ供給される電流のリップルが少ない、ひいてはリップル成分により生じるノイズも少ない電源装置を提供することが可能となる。
　また本実施の形態では、ＰＷＭ制御を電流モードによる制御（１次側に流れる電流ｉ１のピーク値と誤差演算部６からの指令値とが同じとなるようにする制御方法）で行うように構成している。そのため、例えば電源Ｅが不意に急変するような場合においても、電流ｉ１は適切に制限される。このため、瞬間的に電流ｉ１が過大となる、それにともない、電流ｉ２も過大となるといった事態を抑制する。その結果、出力を安定して制御することが出来る、すなわち、リップルの少ない電源装置を提供することが可能となる。
　ところで、ＤＣ－ＤＣ変換回路を電流モードで制御した場合に、動作の安定点が１つのポイントに収束せず、スイッチング周波数がスキップを踏んだような不安定な状態（いわゆる周波数半減現象）が発生する場合がある。このような場合には、図１１の回路において、１次電流検出信号にスイッチング周波数に同期させた所定の傾きを持つ信号を重畳させてコンパレータＣｏｍｐ４へ入力することなどを行う、これにより、安定な動作とすることができる。
（実施の形態６）
　本発明の第６の実施の形態のマイコン９の動作説明図を図１２に示す。また、本実施の形態の動作説明のための波形図を図１３に示す。先の実施の形態４，５に対して、本実施の形態は、以下の点が異なっている。
　図１２のマイコンのフローにおいて、ステップ＃２で入力電圧Ｖｉｎの値を定数として設定している点、ステップ＃８のＡ／Ｄ変換値の取得では出力電圧Ｖｏｕｔのみを取得している点である。さらに、ステップ＃１３及びステップ＃１４が追加されており、現状の駆動周波数ｆが予め設定された駆動周波数の下限及び上限値に達していないかが確認される。そして、それぞれに達している場合においてはそれ以上周波数の値を減らす、あるいは増やすことをしないようにしている点である。
　上記の通り、本実施の形態では入力電圧Ｖｉｎの値を実際の値を読み込むのではなくて、予め定数として設定した値を用いて駆動周波数の算出を行う構成としている。ここで定数として設定する入力電圧Ｖｉｎの値は、電源装置が通常使用される電圧範囲のうちで、電圧値が最も高い場合を想定した値とされる。
　同じ出力電圧、出力電流を想定した場合、入力電圧が高い程、電流連続モード動作とするために必要な駆動周波数は高くなる傾向がある。そのため、入力電圧Ｖｉｎの値として予め想定される入力電圧のうちで最も高い場合の値を用いるようにしておく。これにより、その値に基づき求められた周波数ｆで駆動した場合、必ず連続モードでの動作となる。
　これにより、本実施の形態においては、駆動周波数ｆを算出する度毎にＡ／Ｄ変換値として読み込む値は出力電圧Ｖｏｕｔの一つのみで良くなる。そのため、マイコンにおける読み込み、演算の各処理が簡単となり、より安価なマイコンの使用が出来るなどの利点がある。
　また、駆動周波数算出の都度、変化するパラメータが出力電圧Ｖｏｕｔのみであるため、ステップ＃９で行っている演算を簡略化し、より処理を軽くすることも可能となる。例えば、予め近似的にマイコンにテーブルデータとして出力電圧Ｖｏｕｔと（ｆ／Ｉｏ＊）の関係を記憶させておくといった如くである。毎回の処理は、Ａ／Ｄ変換値の取得により得られた出力電圧Ｖｏｕｔの値に対応する（ｆ／Ｉｏ＊）の値をそのテーブルデータから読み出すようにする。そして、その読み出した値にＩｏ＊の値を乗ずる計算をすることによって、駆動周波数ｆの値が得られる。このようにすることで、計算が簡略化されるので、マイコンの負荷はより軽減可能となる。
　次に、ステップ＃１３及びステップ＃１４を追加し、現状の駆動周波数ｆが予め設定された駆動周波数の下限及び上限値に達していないかが確認される。そして、それぞれに達している場合においてはそれ以上周波数の値を減らす、あるいは増やすことをしないようにしている。この点について説明する。
　ステップ＃１３では、現状の駆動周波数が予め設定された駆動周波数の下限値以下かどうかの判定が行われる。現状の駆動周波数が下限値以下ではない場合はステップ＃１１へ移行し、駆動周波数ｆの値を所定値分減らす。現状の駆動周波数が下限値以下である場合には、ステップ＃１１をパスすることによって、それ以上駆動周波数ｆの値を低減しないように処理がなされる。
　ステップ＃１４では、現状の駆動周波数が予め設定された駆動周波数の上限値以上かどうかの判定が行われる。現状の駆動周波数が上限値以上でない場合はステップ＃１２へ移行し、駆動周波数ｆの値を所定値分増やす。現状の駆動周波数が上限値以上である場合には、ステップ＃１２をパスすることによって、それ以上駆動周波数ｆの値を増加させないように処理がなされる。
　例えば、ある負荷を接続したときに、図１３の（ａ）に示す波形で動作したとする。さらに、駆動周波数は予め設定された周波数の下限値にほぼ達していたとする。このとき、出力電流の目標値を増やして動作させた場合を考える。周波数の下限が設けられていることで、これ以上周波数が低下することはなくなり、目標とする出力電流を出力するために波形は（ｂ）のようになる。つまり、（ａ）に対して周波数はほぼ同じままで、電流のべース分が増加し、負荷へ対応可能となる。
　ちなみに、（ｂ）に破線で描いたものは周波数に制限を設けなかった場合の波形である。このように、連続モード動作において周波数に制限を設けた場合でも、負荷に応じた出力動作を取ることは可能である。
　本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１を駆動する周波数の値を、予め設定した周波数の下限値、および上限値により所定の範囲とすることが出来るようになる。すなわち駆動周波数に制限を設けることが出来るようになる。そのため、より広い特性範囲の負荷に対応させることが可能な電源装置を提供することが可能となる。このことは全ての実施の形態について適用可能である。
　また、周波数があまり変化し過ぎると、例えばノイズフィルタの設計が難しくなる、または周波数が低下するとフィルタが大型化するなどの問題がある場合には、本実施の形態を用いることで問題の解決を図ることが可能となる。
（実施の形態７）
　図１４に、本発明の第７の実施の形態のマイコン動作説明図を示す。本実施の形態は、先の実施の形態の駆動周波数設定のフローに代えて、図１４に示すフローを用いて、図１１に示す構成の回路を動作させるようにした。本フローにより回路を動作させた場合、回路動作の開始の後、所定時間が経過した時点で駆動周波数の決定作業は一回のみなされる。その後は回路動作の停止に至るまでの間、決められた周波数で回路が駆動される。
　図１４のフローを追いながら、この動作の詳細に関して以下に述べる。本実施の形態においては、新たにフラグＦＳを設けている。フラグＦＳの状態によって、駆動周波数の決定をすべき状態かどうかを判定する。その結果に応じて回路動作開始の後、一回のみ周波数の決定作業がなされるようにしている。
　具体的には、以下の通りである。ステップ＃４の初期値設定において、フラグＦＳはクリアされる。その後、ステップ＃１５でフラグＦＳの状態が確認され、フラグＦＳがクリアのときにはステップ＃１６へ移行する。ステップ＃１６では、ステップ＃７での基準発振信号の出力許可後、予め設定した所定時間が経過したかどうかが判定される。所定時間が経過してない場合にはステップ＃５へ戻り、経過時間の確認作業が継続して行われ、所定時間が経過した後にはステップ＃８へ移行する。
　ステップ＃８では、出力電圧検出信号ＶｏｕｔのＡ／Ｄ変換値が取得され、ステップ＃９で周波数ｆが決定される。その後、ステップ＃１７で決められた周波数ｆが駆動周波数に設定される。続いてステップ＃１８ではフラグＦＳがセットされ、ステップ＃５に戻される。その後は回路動作が行われている間は、フラグＦＳはセットされた状態であるので、ステップ＃１５での判定結果が常にＮＯとなる。これによりステップ＃１６以降には移行しないようにしている。
　ステップ＃５で回路が動作可能状態ではないと判定された場合は、ステップ＃６に移行し基準発振信号の出力が停止される。また、それに引き続いてステップ＃１９でフラグＦＳがクリアされる。これにより、再度ステップ＃５で回路動作可能と判断されて、動作を開始した際には、上述したのと同じように所定時間経過後に１回のみ周波数の決定が行われるようにしている。
　これにより、本実施の形態においては、駆動周波数ｆの決定は回路動作開始後１回のみなされるだけである。このため、周期的にマイコンで駆動周波数ｆ決定のための作業をしなくてよくなる。そのため、マイコンの負担軽減に繋がるため、より安価なマイコンの使用が出来るなどの利点がある。また駆動周波数を決定するタイミングを、動作開始後、所定時間経過後としていることにより、出力が安定となった後に間違いなく周波数を決定することを可能としている。
　また第３の実施の形態以降今まで述べてきた各実施の形態では、少なくとも出力電圧検出信号ＶｏｕｔのＡ／Ｄ変換値を取得して駆動周波数ｆを決定している。しかしながら、想定される負荷の範囲がある程度限られる場合などには、その負荷の範囲のなかで最も周波数が高くなる場合の出力電圧検出信号Ｖｏｕｔの値を用いて、そのときに必要となる周波数の値を求める。周波数の値を予め設定しておくことにより、期待する効果を得るように構成することも可能である。そのようにすることで、より簡単な制御回路で本発明の効果を得ることが可能となる。
　例えば、トランスＴ１の１次側インダクタンス値Ｌ１が３．０μＨ、１次－２次間の巻数比Ｎが５であって、入力電圧Ｖｉｎが１０～１６Ｖの範囲で変化する場合を考える。接続される種々の負荷の電圧（すなわち出力電圧検出信号）が２３～４６Ｖの範囲のいずれかのものであり、負荷の電流（すなわち出力目標電流値Ｉｏ＊）が０．７５～１．０Ａの範囲のいずれかで設定するとする。この場合であれば、前述の計算式より、周波数ｆとしては少なくとも１７４ｋＨｚより大きな値を予め設定しておけばよいことが分る。
　また、想定される負荷の各々の出力電流の値が同じである場合には、出力電流の目標値Ｉｏ＊をマイコンに予め書き込むなどして記億させておいてもよい。このことは全ての実施の形態について適用可能であり、そのようにすることにより、より簡単な制御回路で期待する本発明の効果を得ることが可能となる。
　なお、各実施の形態は例として示したものであり、例えばマイコンを用いて実現している実施の形態についても、個別の電子回路で同様の動作が得られるように構成してもよい。また、ＤＣ－ＤＣ変換回路や制御回路の構成は、各実施の形態に例示した構成に限るものではない。例えば、誤差演算部６は比例積分回路を例示したが、他の比例回路などでもよい。また、マイコンの動作フローに関しても図示した限りではなく、同様の動作が得られる構成であればよい。
（実施の形態８）
　図１５に本発明の第８の実施の形態の灯具の断面図を示す。図示した灯具は、車両用のヘッドランプ９０の構成の概要を示したものである。前述の構成を有し、金属の筐体でケーシングされた電源装置９５が、ヘッドランプ筐体の下面部に取り付け搭載されている。複数個のＬＥＤ素子により構成されたＬＥＤモジュール２０が放熱板９２に取り付けられており、ＬＥＤモジュール２０および放熱版９２がレンズや反射板で構成される光学ユニット９１とともに、光源ユニットを構成している。光源ユニットは、ヘッドランプ９０の筐体に光源ユニット固定用治具９３で固定されている。電源装置９５の入力の電源線９６はバッテリ（図示せず）へ、また通信線９７は車両側のユニット（図示せず）へ接続されている。通信線９７は負荷に異常が発生した場合に車両側へ異常を通知するために設けられているが、例えば本通信線９７を用いて出力電流の目標値を電源装置９５へ外部から送信するように構成してもよい（例えば通信をＬＩＮで行うなど）。電源装置９５の出力線９４は、ＬＥＤモジュール２０へ接続されている。
　本発明によれば、種々設定される半導体光源負荷に対応が可能で、効率が良く、負荷へ供給される電流のリップルが少ない電源装置を備えてなる灯具の提供が可能となる。これにより、種々設定される負荷に応じて個別に電源装置を準備する必要がなく、よって灯具の設計に応じて多様な負荷を設定可能とでき、灯具としての機能の向上、デザイン性の向上などが可能となる。また、種々の負荷に同じ電源装置での対応が可能であるため、結果的に安価な灯具の提供が可能となる。また効率が良く省エネルギーの灯具の提供、更には電流リップルを低く抑えることが出来るため、ノイズ性能の良い灯具の提供が可能となる。
（実施の形態９）
　図１６に本発明の実施の形態９の車両の斜視図を示す。前述の灯具を車両１００のヘッドランプ１０１として用いた例である。前述の灯具を搭載することによって、より安全性やデザイン性、環境性能や快適性に優れた車両の提供が可能となる。
　またここでは、本発明の電源装置を車両１００のヘッドランプ１０１に用いた場合を示したが、その他の方向指示器１０２や尾灯１０３などへの適用に関しても同様の効果が得られる。
　本発明の電源装置および当該電源装置を用いた灯具は、車両のみならず、種々の灯具への利用が可能である。
　Ｔ１　トランス
　Ｑ１　スイッチング素子
　１　　ＤＣ－ＤＣ変換回路
　２　　負荷
　３　　出力電流検出部
　４　　信号増幅部
　５　　出力電流目標値設定部
　６　　誤差演算部
　７　　ＰＷＭ信号発生部
　８　　オンタイミング規定部

Claims (16)

  1. 　インダクタンス要素とスイッチング素子を備え、前記スイッチング素子のオン時に、入力電源より前記インダクタンス要素にエネルギーを蓄積し、前記スイッチング素子のオフ時に、前記インダクタンス要素に蓄積されたエネルギーを負荷側へ放出することにより電圧変換を行うＤＣ－ＤＣ変換回路と、
    　ＤＣ－ＤＣ変換回路の出力電流が目標値と同じとなるように前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御回路とを有し、
    　半導体光源負荷に電力を供給し点灯する電源装置において、
    　少なくとも前記制御回路に、前記インダクタンス要素に流れる電流が連続モード動作となるように、前記スイッチング素子をオンさせるタイミングを規定する手段を設けたことを特徴とする電源装置。
  2. 　前記スイッチング素子をオンさせるタイミングを規定する手段は、前記スイッチング素子のオフ時に、前記インダクタンス要素よりエネルギーを負荷側へ放出する際に流れる電流を検出し、検出された電流の値が、所定値以下となったときに、前記スイッチング素子をオンさせるように構成したことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
  3. 　前記スイッチング素子がオフとなっている時間は、少なくとも第１の所定時間以上は継続し、かつ、第２の所定時間を超えないよう制御するようにしたことを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
  4. 　前記ＤＣ－ＤＣ変換回路は、フライバックコンバータで構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
  5. 　前記スイッチング素子をオンさせるタイミングを規定する手段は、前記スイッチング素子を駆動するための周波数を決めることでなされることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
  6. 　少なくとも前記ＤＣ－ＤＣ変換回路の出力電圧の値に基づいて、前記スイッチング素子を駆動するための周波数を決めることを特徴とする請求項５記載の電源装置。
  7. 　前記ＤＣ－ＤＣ変換回路は、フライバックコンバータで構成されており、
    　入力電圧をＶｉ、出力電圧をＶｏ、出力電流目標値をＩｏとし、前記フライバックコンバータを構成するトランスの１次－２次の巻数比をＮ、１次側のインダクタンス値をＬ１、前記スイッチング素子を駆動する周波数をｆとしたとき、
    　前記制御回路は、ｆ＞１／（２・Ｌ１・Ｉｏ・Ｖｏ）・（Ｖｉ・Ｖｏ／（Ｎ・Ｖｉ＋Ｖｏ））2 なる条件を満たすように前記スイッチング素子を駆動するための周波数を決めるようにしたことを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
  8. 　前記制御回路は、係数をｋとした場合、ｆ≧ｋ／（２・Ｌ１・Ｉｏ・Ｖｏ）・（Ｖｉ・Ｖｏ／（Ｎ・Ｖｉ＋Ｖｏ））2 なる条件を満たすように前記スイッチング素子を駆動するための周波数を決定し、係数ｋの値は少なくとも１．０５以上の値であることを特徴とする請求項７記載の電源装置。
  9. 　前記ＤＣ－ＤＣ変換回路の入力電源の通常使用される電圧範囲のうちで、電圧値が最も高い場合を想定して、前記スイッチング素子を駆動する周波数を決めるようにしたことを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
  10. 　前記スイッチング素子を駆動する周波数の値は、少なくとも第１の所定周波数以上であり、かつ、第２の所定周波数以下であるよう制御するようにしたことを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
  11. 前記スイッチング素子を駆動するための周波数は、回路動作の開始時に設定した値を、回路動作が停止となるまでの間、用いるようにしたことを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
  12. 前記スイッチング素子を駆動するための周波数は、電源装置に予め設定とした値を用いるようにしたことを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
  13. 前記出力電流の目標値は、電源装置の外部より設定できるように構成したことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
  14. 前記出力電流の目標値は、電源装置に予め設定した値を用いるようにしたことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
  15. 請求項１～１４のいずれかに記載の電源装置を搭載したことを特徴とする灯具。
  16. 請求項１５記載の灯具を搭載したことを特徴とする車両。
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