JP6648502B2 - 点灯装置および照明器具 - Google Patents

Description

本発明は、点灯装置および照明器具に関する。

従来、例えば下記の特許文献１に記載されているように、ＬＥＤを点灯制御する点灯装置において、力率改善型の昇圧チョッパ回路と降圧チョッパ回路を組み合わせた回路方式が見出されている。特許文献１によれば、ＬＥＤを点灯制御する制御回路の動作電源として、降圧チョッパ回路が動作することで制御電源を得る方式も見出されている。

なお、例えば下記の特許文献２に記載されているように、照明器具の特徴である商用電源投入時に発生するコンデンサの充電電流、所謂突入電流を抑制する技術も見出されている。

特開２０１４−１５５３００号公報 特許第３５５１４５１号公報

上記特許文献１にかかる点灯装置ではＬＥＤ点灯用制御回路の動作電源を得るために降圧チョッパ回路の動作が前提となるので、制御回路の動作が降圧チョッパ回路の出力に影響を受けるという欠点があった。

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、出力側コンバータ回路の制御回路に対する制御電源を確保することのできる点灯装置を提供することを目的とする。

また、本願発明者は、降圧チョッパ回路（バックコンバータ回路）をいわゆる電流不連続モードで使用した場合に、一定条件下ではバックコンバータ回路のスイッチング素子に負電位が生じてしまうという不具合を見出した。

本発明の他の目的は、電流不連続モード使用時にバックコンバータ回路のスイッチング素子に負電位が生じることを抑制することのできる点灯装置および照明器具を提供することである。

また、本願発明者は、フライバック回路およびバックコンバータ回路の利点を検討し、実用的な観点から要求される種々の使用を満たすための電圧仕様等を考察した。その結果、省資源で且つ使用者にとって有益な、実用上において優れた点灯装置および照明器具を見出すに至った。

本発明の更に他の目的は、点灯装置の小型化および高機能化を同時に実現することができる実用的な点灯装置および照明器具を提供することである。

本発明の更に他の目的は、小型の点灯装置および照明器具を提供することである。

第１の発明にかかる点灯装置は、交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、一次巻線および二次巻線を備え前記一次巻線の一端に前記直流電圧が印加されるフライバックトランスと、前記一次巻線を流れる電流を制御する第１スイッチング素子と、前記交流電圧の高調波を抑制する力率改善動作を行うように前記第１スイッチング素子を制御する第１制御回路と、を備え、前記二次巻線から前記直流電圧を変換して平滑した電圧である平滑電圧を出力するフライバック回路と、第２スイッチング素子および前記第２スイッチング素子を制御する第２制御回路を備え、前記第２スイッチング素子を用いて前記平滑電圧を降圧することで得た出力電圧により光源モジュールを点灯させる出力側コンバータ回路と、を備え、前記一次巻線の補助巻線から取得した電圧を前記第１制御回路に第一制御電源として供給し、前記二次巻線の中点から取り出した電圧を前記第２制御回路に第二制御電源として供給する。

第２の発明にかかる点灯装置は、交流電圧を整流する整流回路と、一次巻線および二次巻線を備え前記一次巻線の一端に前記整流回路の出力した直流電圧が印加されるフライバックトランスと、前記一次巻線の他端に接続し前記一次巻線を流れる電流を制御する第１スイッチング素子と、前記交流電圧の高調波を抑制する力率改善動作を行うように前記第１スイッチング素子を制御する第１制御回路と、を含み、昇圧動作と降圧動作のうち降圧動作のみを行うことで前記直流電圧を前記交流電圧のピーク電圧より低く降圧して平滑した電圧である平滑電圧を出力するフライバック回路と、半導体発光素子を含む光源モジュールが接続され、第２スイッチング素子および前記第２スイッチング素子を制御する第２制御回路を備え、前記第２スイッチング素子を電流不連続モードで駆動することで前記平滑電圧を降圧した出力電圧を出力し、前記出力電圧で前記光源モジュールを点灯させるバックコンバータ回路と、を備え、前記一次巻線の補助巻線から取得した電圧を前記第１制御回路に第一制御電源として供給し、前記二次巻線の中点から取り出した電圧を前記第２制御回路に第二制御電源として供給し、前記出力電圧を前記平滑電圧の１／２倍以下の範囲内で設定する。

第３の発明にかかる照明器具は、上記第１または２の発明にかかる点灯装置を備える。

第１の発明によれば、出力側コンバータ回路の状態に関わらず、入力側コンバータ回路の動作により出力側コンバータ回路の制御回路に制御電源を確保することができる。

第２の発明によれば、フライバック回路およびバックコンバータ回路の利点を生かしつつ実用上の観点から電気的仕様を改善したので、点灯装置の小型化および高機能化を同時に実現することができる実用的な点灯装置を提供することができる。

第３の発明によれば、上記第１または２の発明にかかる点灯装置が持つ利点を照明器具に搭載することができる。

本発明の実施の形態にかかる点灯装置および照明器具を示す回路図である。 本発明の実施の形態にかかる点灯装置の動作を示すタイミングチャート図である。

図１は、本発明の実施の形態にかかる点灯装置１０および照明器具１を示す回路図である。点灯装置１０はいわゆる２コンバータ方式の変換回路であり、２つのコンバータ回路のうち「入力側コンバータ回路」に相当するフライバック回路１２と、２つのコンバータ回路のうち「出力側コンバータ回路」に相当するバックコンバータ回路１４とを備えている。点灯装置１０には、これらのコンバータ回路とともに、ラインフィルタＬ１、整流回路ＤＢ、コンデンサＣ１、Ｃ４、Ｃ５、および抵抗Ｒ２、Ｒ３が設けられている。実施の形態にかかる照明器具１は、点灯装置１０と、この点灯装置１０によって点灯されるＬＥＤ光源部である光源モジュール２０と、を備える。

整流回路ＤＢは、商用電源ＡＣから入力された入力電圧を脈流の直流電圧（以下、整流電圧ともいう）に変換する。この整流回路ＤＢの出力端子にコンデンサＣ１が並列接続される。コンデンサＣ１は、整流回路ＤＢの出力端子間にフライバック回路１２がスイッチング動作するときの電源となり高周波リプルを抑制する。また、同じく高周波リプルを抑制するために、商用電源ＡＣと整流回路ＤＢ間にラインフィルタＬ１が接続されている。

フライバック回路１２は、フライバックトランスＴ（以下、単に「トランスＴ」とも称す）と、第１スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴＱ１と、制御ＩＣ１３と、ダイオードＤ１、Ｄ４と、抵抗Ｒ１と、コンデンサＣ２、Ｃ３と、を備えている。トランスＴの一次巻線Ｔ１とＭＯＳＦＥＴＱ１の直列回路が、コンデンサＣ１に対して並列に接続される。ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートにはフライバック回路１２を制御、駆動する制御ＩＣ１３のＶｇ端子が接続される。制御ＩＣ１３のＶｇ端子からは、ＭＯＳＦＥＴＱ１をオン／オフする駆動信号が出力される。抵抗Ｒ１は制御ＩＣ１３のＶｃｃ端子に接続される。抵抗Ｒ１は、制御ＩＣ１３が起動動作するための電圧を整流回路ＤＢの出力から作り出すための抵抗である。

制御ＩＣ１３は、Ｖｃｃ端子、Ｖｇ端子のほかに、フライバック回路１２のフィードバック制御に用いるＦＢ（フィードバック）電圧を検出するための端子として、ＶＦＢ端子を備えている。

コンデンサＣ２の一端は制御ＩＣ１３のＶｃｃ端子と抵抗Ｒ１との接続点に接続されており、コンデンサＣ２の他端はグランドに接続されている。コンデンサＣ２は、抵抗Ｒ１を介して、整流回路ＤＢの出力電圧から電荷を蓄える。コンデンサＣ２は電圧の安定化に用いられる。Ｖｃｃ端子は制御ＩＣ１３の制御電源端子であり、商用電源ＡＣが入力されると、抵抗Ｒ１を介して制御電源が制御ＩＣ１３のＶｃｃ端子に印加される。これにより制御ＩＣ１３が起動し、動作を開始する。

トランスＴは、一次巻線Ｔ１と、一次巻線Ｔ１に対して巻き数比に応じた電圧が発生する二次巻線Ｔ２と、補助巻線Ｔ３とを備える。二次巻線Ｔ２は、フライバック回路１２のメイン出力である。二次巻線Ｔ２はダイオードＤ１のアノードと接続されており、二次巻線Ｔ２に発生する高周波電圧はダイオードＤ１により整流され且つコンデンサＣ４により平滑することで、平滑電圧Ｖｄｃが生成される。コンデンサＣ４は、この平滑電圧Ｖｄｃにより充電される。

コンデンサＣ４の両端間には、抵抗Ｒ２、Ｒ３を直列接続した分圧回路が設けられている。抵抗Ｒ２、Ｒ３からなる分圧回路は、平滑電圧Ｖｄｃの電圧値を検出する検出回路である。抵抗Ｒ２、Ｒ３で抵抗分圧された電圧は、制御ＩＣ１３のＶＦＢ端子に印加される。ＶＦＢ端子にはコンデンサＣ３が接続されており、これにより検出電圧の安定化が図られている。

トランスＴの補助巻線Ｔ３の一端には、ダイオードＤ４のアノードが接続されている。ダイオードＤ４を介して、補助巻線Ｔ３と制御ＩＣ１３のＶｃｃ端子とが接続されている。

制御ＩＣ１３の動作について説明する。まず商用電源ＡＣが入力され、制御ＩＣ１３が起動する。制御ＩＣ１３は、Ｖｇ端子を介してＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに駆動信号を出力する。これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ１はスイッチングを開始する。ＭＯＳＦＥＴＱ１がオンするとトランスＴの一次巻線Ｔ１に電流が流れてエネルギーが蓄えられる。ＭＯＳＦＥＴＱ１がオフすると、トランスＴの二次巻線Ｔ２からダイオードＤ１により整流されて電流が流れる。

このスイッチング動作が繰り返されることで、コンデンサＣ４に電荷が蓄えられる。その一方で、抵抗Ｒ２、Ｒ３で抵抗分圧された電圧値がＶＦＢ端子に入力されることにより、コンデンサ４の両端電圧が制御ＩＣ１３で検出される。制御ＩＣ１３は、ＶＦＢ端子に印加される電圧が予め設定された目標電圧に一致するように定電圧制御を行うものである。制御ＩＣ１３は、コンデンサＣ４に印加される電圧が一定になるように、ＶＦＢ端子に入力された電圧に基づいてＭＯＳＦＥＴＱ１のスイッチングをフィードバック制御する。

トランスＴの補助巻線Ｔ３には、コンデンサＣ４の平滑電圧Ｖｄｃに比例した電圧が発生する。補助巻線Ｔ３に発生する電圧は、二次巻線Ｔ２と補助巻線Ｔ３の巻き数比によって決まる。この補助巻線Ｔ３に発生した電圧は、ダイオードＤ４により整流されてコンデンサＣ２に供給され、制御ＩＣ１３の動作電源となる。従って、起動時には制御ＩＣ１３は抵抗Ｒ１によって電圧印加されて動作を開始するものの、フライバック回路１２が安定動作になると制御ＩＣ１３は補助巻線Ｔ３から供給される電圧で動作するようになる。

また、制御ＩＣ１３は、商用電源ＡＣが出力する交流電圧の１周期期間内においてはオン時間が一定となるようにスイッチング動作する。この動作により、ＬＥＤ点灯装置の電源高調波を抑制し、高力率を得ることができる。

バックコンバータ回路１４は、第２スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴＱ２と、インダクタＬ２と、ダイオードＤ２と、コンデンサＣ６と、マイコンＣＰＵ１５と、ドライブ回路１６と、降圧回路１７と、抵抗Ｒ４と、を備えている。バックコンバータ回路１４は、フライバック回路１２によってコンデンサＣ４に充電された平滑電圧Ｖｄｃを、光源モジュール２０に印加すべき予め定められた所定のＬＥＤ電圧に変換する。ＭＯＳＦＥＴＱ２およびダイオードＤ２の直列回路が、コンデンサＣ４に並列接続される。インダクタＬ２、コンデンサＣ６および抵抗Ｒ４がこの順に接続した直列回路がダイオードＤ２に並列に接続される。光源モジュール２０は、コンデンサＣ６に並列に接続される。

ＭＯＳＦＥＴＱ２のソースにはダイオードＤ２のカソードが接続され、ダイオードＤ２のアノードは回路グランドに接続される。ダイオードＤ２は、ＭＯＳＦＥＴＱ２がオンしたときにインダクタＬ２に蓄えられたエネルギーを、ＭＯＳＦＥＴＱ２がオフのときに還流させる。コンデンサＣ６はＭＯＳＦＥＴＱ２がスイッチングした高周波電圧を平滑する。コンデンサＣ６から光源モジュール２０に電力が供給される。

ＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートにはドライブ回路１６が接続されている。ドライブ回路１６からのオン/オフ信号がＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートに出力されることにより、ＭＯＳＦＥＴＱ２がオン／オフされる。ドライブ回路１６は、マイコンＣＰＵ１５と接続している。マイコンＣＰＵ１５は、抵抗Ｒ４を介してＬＥＤ電流に応じた電圧を検出している。抵抗Ｒ４にはインダクタＬ２と等しい電流が流れ、さらに、インダクタＬ２の平均電流はＬＥＤ電流に等しい。マイコンＣＰＵ１５は抵抗Ｒ４にて電圧変換された検出電圧を検出して、この検出電圧を目標値に一致させるようにドライブ回路１６に動作指令を行うことでＭＯＳＦＥＴＱ２のスイッチング動作を調整する。これにより、光源モジュール２０に流れるＬＥＤ電流を一定に制御する定電流制御を行うことができる。

トランスＴの二次巻線Ｔ２の中点からダイオードＤ３を介して、コンデンサＣ５に電荷が蓄えられる。二次巻線Ｔ２の中点からダイオードＤ３で電圧が整流された後、この整流後の電圧でコンデンサＣ５が安定に充電されることで、電圧Ｖｃｃ２が生成される。電圧Ｖｃｃ２は、ドライブ回路１６に制御電源として供給される。また、電圧Ｖｃｃ２が降圧回路１７で降圧された後、この降圧後の電圧がマイコンＣＰＵ１５に制御電源として供給される。電圧Ｖｃｃ２は二次巻線Ｔ２の中点から供給されるので、電圧Ｖｃｃ２の大きさは平滑電圧Ｖｄｃと二次巻線Ｔ２における中点の巻き数比とから決まる。

実施の形態ではマイコンＣＰＵ１５が調光器２２と接続しており、マイコンＣＰＵ１５は調光制御も行うことができる。具体的には、マイコンＣＰＵ１５は、調光器２２から調光信号を受け取って、この調光信号に応じた調光率を実現するためのスイッチング制御の動作目標値をマイコンＣＰＵ１５の内部メモリから読み出す。マイコンＣＰＵ１５は、読み出した動作目標値に基づいてドライブ回路１６に動作指令を送る。これにより、調光率に応じた電流が光源モジュール２０に流れることで、光源モジュール２０を所望の明るさに制御することができる。

（消灯モード適用時の利点）
ここで、ＬＥＤ光源の点灯制御を行うドライブ回路１６及びマイコンＣＰＵ１５を動作させる制御電源である電圧Ｖｃｃ２について考えてみる。電圧Ｖｃｃ２はフライバック回路１２から制御電源を得ている。この制御電源電圧はバックコンバータ回路１４が動作しなくとも得られるので、例えば、外部機器の操作によって、光源モジュール２０を消灯すべき消灯モード指令がマイコンＣＰＵ１５に与えられたときに、バックコンバータ回路１４が停止された状態でもフライバック回路１２が自己動作することで制御電源を得ることができる。このため、フライバック回路１２の動作が継続されて、二次巻線Ｔ２の中点からダイオードＤ３で電圧を整流し、コンデンサＣ５が充電される。このコンデンサＣ５に充電される電圧が制御電源としてドライブ回路１６に供給されるとともに、降圧回路１７を経由してマイコンＣＰＵ１５にも制御電源として供給される。このようにマイコンＣＰＵ１５がフライバック回路１２から確実に制御電源を得ることができるので、外部機器からの消灯モード指令があったときにバックコンバータ回路１４を動作させることが求められない。つまり、例えば光源モジュール２０は点灯させないもののマイコンＣＰＵ１５の電源を得る程度にバックコンバータ回路１４を低出力駆動させるなどの、特別な制御が不要となる。実施の形態ではバックコンバータ回路１４を完全に停止すればよいので光源モジュール２０を確実に消灯させることができ、消灯モードにおける制御内容も簡単になる。

また、消灯モード解除時にも下記の利点がある。光源モジュール２０を消灯させる消灯モード指令信号が与えられているときには、マイコンＣＰＵ１５がＭＯＳＦＥＴＱ２のスイッチングを停止する。ＭＯＳＦＥＴＱ２がオフとなりバックコンバータ回路１４が停止している期間も、制御ＩＣ１３は、平滑電圧Ｖｄｃが定電圧制御されるようにＭＯＳＦＥＴＱ１のスイッチング制御を継続している。ただし、ここでいうＭＯＳＦＥＴＱ１の「スイッチング制御の継続」には、必ずしもＭＯＳＦＥＴＱ１のオンオフ動作を継続する制御のみならず、バックコンバータ回路１４の停止によりコンデンサＣ４が蓄えた電圧が実質的に消費されないことでコンデンサＣ４の充電が不要となっている間はＭＯＳＦＥＴＱ１のスイッチングを一時的に停止するなどの制御を含んでもよい。消灯モードが解除された後、起動状態にあるマイコンＣＰＵ１５が直ちにＭＯＳＦＥＴＱ２のスイッチングを再開してバックコンバータ回路１４を駆動させることで、光源モジュール２０を速やかに再点灯させることができる。

（突入電流に関する利点）
フライバック回路１２は、トランスＴにより平滑電圧Ｖｄｃを生成するので、商用電源ＡＣ入力時に発生する突入電流を抑制する必要がない。この点についてフライバック回路１２の優位性を下記に説明する。商用電源ＡＣ入力時に流れる電流ループは次の２つがある。
（１）抵抗Ｒ１→コンデンサＣ２
（２）コンデンサＣ１
まず、（２）の電流ループついて電流を考える。前述したようにフライバック回路１２は高力率に制御するものであるから、コンデンサＣ１はフライバック回路１２が高周波（例えば４０ｋＨｚ〜２００ｋＨｚ）で動作するための電源となる程度の静電容量（例えば０．１μＦ〜１μＦ）が必要である。また、コンデンサＣ１は、整流回路ＤＢから出力される電圧を平滑するほどに大きな静電容量までは必要ない。よって、コンデンサＣ１を充電する電流は、突入電流と定義されるほどの電流になることはない。次に（１）の電流ループについて考える。抵抗Ｒ１で抑制された電流が発生するが、抵抗Ｒ１は起動抵抗であるため比較的大きい抵抗値（例えば１００ｋΩ）を有しており、この大きな抵抗値を有する抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ２に電荷が充電される。これも（２）の電流ループと同じく、突入電流と定義されるほどの電流が流れることはない。

（降圧動作専用による小型化の利点）
フライバック回路１２には、ＭＯＳＦＥＴＱ１やダイオードＤ１の部品が大型化しない最適な出力電圧がある。トランスＴの一次巻線Ｔ１と二次巻線Ｔ２の巻き数比は、一般的に一次巻線Ｔ１に印加される電圧と二次巻線Ｔ２から出力する電圧の比となるように設計するのがよいとされる。一次巻線Ｔ１には、前述したように商用電源ＡＣを整流した電圧が印加される。また、照明器具の一般的な要求仕様として、商用電源ＡＣのワイド対応、即ち、ＡＣ１００Ｖ〜２４２Ｖに対応できることが求められる。このことから、フライバック回路１２は、整流回路ＤＢが出力する広範囲（ワイド）な電圧を、一定の平滑電圧Ｖｄｃに変換する必要がある。例えばＡＣ１００Ｖのピーク電圧である１４１Ｖ以下に平滑電圧Ｖｄｃを降圧するフライバック回路１２であれば上記したように部品の大型化をすることはない。逆に、平滑電圧Ｖｄｃを２００Ｖにしようとすると、ＡＣ２００Ｖ〜２４２Ｖのときは、フライバック回路１２が降圧で動作することができるが、ＡＣ１００Ｖのときには昇圧で動作することになる。これでは、ＭＯＳＦＥＴＱ１にはターンオフ時に発生する所謂フライバック電圧によって高電圧が印加されるため、部品を大型化することが必要であると考えられる。このような観点から、部品の大型化を防ぐために、ＭＯＳＦＥＴＱ１およびダイオードＤ１としてフライバック回路１２の降圧動作のみに必要と認められる程度の耐圧性能を有する部品を選定して、フライバック回路１２を降圧専用に設計することもできる。

フライバック回路１２を降圧動作に限定的に用いることで、構成部品の大型化を抑制するために、下記のような設計を行うこともできる。

フライバック回路１２に昇圧動作をさせないために、昇圧動作が必要となる交流電圧が入力されたときには動かないように回路動作が制限されていてもよい。例えば、入力交流電圧（コンデンサＣ１の電圧）のピーク値を検知する端子を制御ＩＣ１３に設けて、入力交流電圧よりも必ずフライバック回路１２の出力電圧目標値を小さくするようにフライバック回路１２が設計されてもよい。あるいは、フライバック回路１２の出力電圧目標値よりも入力電圧（コンデンサＣ１の電圧）ピーク値が低いときには、フライバック回路１２を作動させないように（ＭＯＳＦＥＴＱ１のオンを禁止するように）制御ＩＣが組まれていてもよい。つまり、制御ＩＣ１３は、交流電圧のピーク電圧が予め定めた電圧値以下であるときにはフライバック回路１２を作動させないように構成されていてもよい。あるいは、制御ＩＣ１３は、交流電圧のピーク電圧よりも平滑電圧Ｖｄｃの目標値を小さく設定するように構成されていてもよい。あるいは、制御ＩＣ１３は、平滑電圧Ｖｄｃの目標値よりも交流電圧のピーク電圧が低いときにはフライバック回路１２を作動させないように構成されていてもよい。あるいは、制御ＩＣ１３は、平滑電圧Ｖｄｃの目標値よりも交流電圧のピーク電圧が低いときにはＭＯＳＦＥＴＱ１をオフに維持するように構成されていてもよい。制御ＩＣ１３は、交流電圧の大きさにかかわらず平滑電圧Ｖｄｃを１４１Ｖ以下とするようにＭＯＳＦＥＴＱ１を制御するように構成されていてもよい。

回路設計の観点から、例えばダイオードＤ１およびＭＯＳＦＥＴＱ１を選定するに当たって、ダイオードＤ１の耐電圧およびＭＯＳＦＥＴＱ１の耐電圧が前記ピーク電圧を予め定めた平滑電圧の目標値に降圧するために必要な最小耐電圧値となるようにしてもよい。これにより、フライバック回路１２を降圧動作に耐えうる最小限度の耐電圧に設計することで、小型の部品でフライバック回路１２を構築することができる。予め定めた平滑電圧の目標値は、１４１Ｖであってもよい。これにより、点灯装置１０が商用電源ＡＣ１００Ｖ〜２４２Ｖのいわゆるワイド対応である場合においても、ＡＣ２００Ｖ〜２４２Ｖのときにはフライバック回路１２が降圧動作するとともに、ＡＣ１００Ｖのときにも昇圧動作とはならない。

（減衰振動対策による利点）
図２は、本発明の実施の形態にかかる点灯装置１０の動作を示すタイミングチャート図である。「出力側コンバータ回路」に相当するバックコンバータ回路１４について説明する。前述したようにバックコンバータ回路１４はフライバック回路１２が出力する平滑電圧Ｖｄｃにより、ＬＥＤ光源である光源モジュール２０が点灯する電圧を生成する。このとき、ＬＥＤ光源が点灯する出力電圧Ｖｏは、平滑電圧Ｖｄｃより低くなければならない。さらに出力電圧Ｖｏは、バックコンバータ回路１４を一般的な電流不連続モードで使用するとき、平滑電圧Ｖｄｃの１／２以下に設定されることが望ましい。以下に、図２を用いてその理由を具体的に説明する。

図２には、バックコンバータ回路１４のスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴＱ２のスイッチング動作が示されている。ＭＯＳＦＥＴＱ２がオンすると、コンデンサＣ４の平滑電圧ＶｄｃからＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン−ソースを介して電流が流れ、この電流はインダクタＬ２で限流される（図２のｔｏｎ期間）。ＭＯＳＦＥＴＱ２がオフすると、平滑電圧Ｖｄｃからの電流は流れないが、インダクタＬ２に蓄えられたエネルギーはダイオードＤ２から還流する（図２のｔｏｆｆ期間）。インダクタＬ２に蓄えられたエネルギーがなくなると、寄生容量とインダクタＬ２のインダクタンスによって共振現象が発生し、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソースとインダクタＬ２の接続点の電位が振動する。この結果、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソース−ドレイン間電圧に減衰振動が起こる（図２のｔｄ期間）。

ここで、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソース−ドレイン間電圧について着目する。まず、ｔｏｆｆ期間は、ダイオードＤ２に還流電流が流れているため、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソース電位は、回路グランドに対して、ダイオードＤ２の順方向電圧約０．６Ｖ低い。よって、実際には、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソース−ドレイン間には［Ｖｄｃ−（−０．６Ｖ）］の電圧が印加されている。ただし、平滑電圧Ｖｄｃに対して０．６Ｖは十分小さいため無視することができる。よって、ｔｏｆｆ期間には、実質的に、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソース−ドレイン間に平滑電圧Ｖｄｃが印加されているものとみなせる。

インダクタＬ２のエネルギーが無くなったｔｄ期間から減衰振動が起こる。この減衰振動の周期は、ＭＯＳＦＥＴＱ２の寄生容量とインダクタＬ２のインダクタンスによって決まる共振周波数に等しい。また、振動の大きさＶｐ−ｐは、バックコンバータ回路１４の出力電圧Ｖｏの２倍である。振動の大きさＶｐ−ｐは、ｔｄ期間の減衰振動における最大の振動幅であり、図２では初回の振動の幅である。減衰振動は、インダクタＬ２の直流抵抗によって最終的には消滅する。減衰振動が消滅することで、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソース−ドレイン電圧は、「平滑電圧Ｖｄｃから出力電圧Ｖｏを減じた電圧Ｖ‘」に収束する。各電圧をまとめると次のようになる。
Ｖｐ−ｐ＝２×Ｖｏ
Ｖ‘＝Ｖｄｃ−Ｖｏ

図２に示す「Ｖｄｃ／２」は、平滑電圧Ｖｄｃの１／２倍の値を明示したものである。出力電圧Ｖｏが平滑電圧Ｖｄｃの１／２倍よりも大きいと、振動の大きさＶｐ−ｐが平滑電圧Ｖｄｃよりも大きくなり、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソース−ドレイン間電圧は負電位が印加される。即ち、負電位が印加されるということは、ソース−ドレイン間にある寄生ダイオードを介して、電流が逆流してしまい、実用上好ましくない。

この点、実施の形態においては、出力電圧Ｖｏが平滑電圧Ｖｄｃの１／２倍以下に設定されている。従って、ｔｄ期間に生ずる減衰振動の大きさＶｐ−ｐが平滑電圧Ｖｄｃよりも大きくなることを避けることができる。これによりソース−ドレイン間電圧は負電位（正常とは逆の逆電位）が印加されるのを抑制することができる。なお、バックコンバータ回路１４のマイコンＣＰＵ１５は、調光信号で指定された調光率に基づいて光源モジュール２０に流れる電流を調整する。このような調光機種において、調光率が全光（１００％）であるときの出力電圧Ｖｏが、平滑電圧Ｖｄｃの大きさの１／２倍以下に設定されることが好ましい。これにより調光機種においても実用上の不具合を避けつつ全光点灯を実現することができる。

上記実施の形態に示す回路構成にすることで、照明器具の一般要求である高調波抑制機能および突入電流抑制をフライバック回路１２によって実現し、調光制御や消灯制御の光源制御をバックコンバータ回路１４によって実現することができる。「突入電流に関する利点」で説明したように、突入電流抑制のために特別な回路を設けなくともよく、省部品な回路構成で上記一般要求仕様を満たすことができる。また、「消灯モード適用時の利点」で説明したように、特別な回路を設けなくとも消灯モード機能をより高性能なものとすることができる。さらに、本願発明者は、上記回路構成で各回路が制御する電圧に検討を加えた結果、「降圧動作専用による小型化の利点」で説明したフライバック回路１２の大型化を抑制する電圧仕様および「減衰振動対策による利点」で説明した光源モジュール２０に適した電圧仕様をそれぞれ見出すことで、回路全体の大型化を抑制しつつ安定動作を行うことができる。このことから点灯装置１０の小型化、照明器具１の小型化、およびそれらの高機能化を同時に実現することができるため、省資源で且つ使用者に有益な点灯装置１０および照明器具１を提供することができる。

なお、実施の形態では、二次巻線Ｔ２の中点からマイコンＣＰＵ１５に電源を与えることについて消灯モード適用時の利点を説明している。しかしながら、この構成は消灯モードを備えない点灯装置においても利点があり、具体的にはバックコンバータ回路１４の動作状況とは無関係にマイコンＣＰＵ１５に早期且つ安定的に電源が供給されるという利点がある。

１ 照明器具、１０ 点灯装置、１２ フライバック回路、１３ 制御ＩＣ、１４ バックコンバータ回路、１５ マイコンＣＰＵ、１６ ドライブ回路、１７ 降圧回路、２０ 光源モジュール、２２ 調光器、Ｃ１〜Ｃ６ コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード、ＤＢ 整流回路、Ｌ１ ラインフィルタ、Ｌ２ インダクタ、Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗、Ｔ トランス（フライバックトランス）、Ｔ１ 一次巻線、Ｔ２ 二次巻線、Ｔ３ 補助巻線、Ｖｄｃ 平滑電圧、Ｖｏ 出力電圧

Claims (5)

1. 交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、
   一次巻線および二次巻線を備え前記一次巻線の一端に前記直流電圧が印加されるフライバックトランスと、前記一次巻線を流れる電流を制御する第１スイッチング素子と、前記交流電圧の高調波を抑制する力率改善動作を行うように前記第１スイッチング素子を制御する第１制御回路と、を備え、前記二次巻線から前記直流電圧を変換して平滑した電圧である平滑電圧を出力するフライバック回路と、
   第２スイッチング素子および前記第２スイッチング素子を制御する第２制御回路を備え、前記第２スイッチング素子を用いて前記平滑電圧を降圧することで得た出力電圧により光源モジュールを点灯させる出力側コンバータ回路と、
   を備え、
   前記一次巻線の補助巻線から取得した電圧を前記第１制御回路に第一制御電源として供給し、
   前記二次巻線の中点から取り出した電圧を前記第２制御回路に第二制御電源として供給する点灯装置。
2. 前記光源モジュールを消灯させる消灯モード指令信号が与えられているときには、前記第１制御回路が前記第１スイッチング素子のスイッチングを継続し、前記第２制御回路が前記第２スイッチング素子のスイッチングを停止する請求項１に記載の点灯装置。
3. 前記出力側コンバータ回路が、バックコンバータ回路である請求項１または２に記載の点灯装置。
4. 交流電圧を整流する整流回路と、
   一次巻線および二次巻線を備え前記一次巻線の一端に前記整流回路の出力した直流電圧が印加されるフライバックトランスと、前記一次巻線の他端に接続し前記一次巻線を流れる電流を制御する第１スイッチング素子と、前記交流電圧の高調波を抑制する力率改善動作を行うように前記第１スイッチング素子を制御する第１制御回路と、を含み、昇圧動作と降圧動作のうち降圧動作のみを行うことで前記直流電圧を前記交流電圧のピーク電圧より低く降圧して平滑した電圧である平滑電圧を出力するフライバック回路と、
   半導体発光素子を含む光源モジュールが接続され、第２スイッチング素子および前記第２スイッチング素子を制御する第２制御回路を備え、前記第２スイッチング素子を電流不連続モードで駆動することで前記平滑電圧を降圧した出力電圧を出力し、前記出力電圧で前記光源モジュールを点灯させるバックコンバータ回路と、
   を備え、
   前記一次巻線の補助巻線から取得した電圧を前記第１制御回路に第一制御電源として供給し、
   前記二次巻線の中点から取り出した電圧を前記第２制御回路に第二制御電源として供給し、
   前記出力電圧を前記平滑電圧の１／２倍以下の範囲内で設定する点灯装置。
5. 請求項１〜４のいずれか１項に記載の点灯装置を備える照明器具。

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