JP3733440B2 - スイッチング電源 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、産業用や民生用の電子機器に直流安定化電圧を供給する自励タイプのスイッチング電源に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図２は交流電源によって動作する電子機器の概略構成図の一例を示すものである。同図において、交流電源１１の交流電圧Ｖａｃとしては１００Ｖ系（例えば９０Ｖから１３０Ｖ）と２００Ｖ系（例えば１８０Ｖから２６０Ｖ）とがある。従って、電子機器においても、対応する電源電圧が１００Ｖ系の電子機器と、２００Ｖ系の電子機器と、さらには１００Ｖ系と２００Ｖ系の両方に対応したワールドワイド対応の電子機器とがある。
【０００３】
次に、同図の構成について説明する。交流電源１１から供給された交流電圧Ｖａｃは整流部１２で直流電圧Ｖｉｎに変換している。整流部１２は整流用ダイオードＤ１０と整流用コンデンサＣ１０で構成されている。さらに、直流／直流変換部１０で直流電圧Ｖｉｎを電子装置１３が動作するために必要な直流電圧Ｖｏｕｔに変換している。上記直流／直流変換部１０としてスイッチング電源がよく用いられる。
【０００４】
また、直流電圧Ｖｏｕｔの供給を受けて動作する電子装置１３には、マイクロコンピューター等を用いた制御部１４を設けたものも多くみられる。制御部１４での制御の一例として、電子回路１６に供給する直流電圧の入／切（ＯＮ／ＯＦＦ）をスイッチ１５の制御によって切り換えるものがある。これにより、例えばリモコン送信器（図示せず）からの信号を受けた制御部１４が、電子回路１６に供給する直流電圧を切ったり（待機状態）、入れたり（動作状態）することで、リモコン送信器による電源の入／切（ＯＮ／ＯＦＦ）を行う。
【０００５】
図３は従来から比較的小型の電子機器によく用いられるＲＣＣ（リンギングチョークコンバータ）方式のスイッチング電源の構成図を示すものである。
なお、この種の従来例としては、特開平７−７９４０号公報が挙げられる。
同図において、スイッチング電源２には、図中黒丸で示す極性の１次側巻線Ｎ１、１次側補助巻線Ｎ２、および２次側巻線Ｎ３を有するトランスＴが設けられている。トランスＴの１次側巻線Ｎ１側はいわゆる直流電圧入力側にあたり、１次側巻線Ｎ１と直列にパワーＭＯＳ ＦＥＴからなる主スイッチング素子Ｑ１が接続され、１次側巻線Ｎ１の一端が直流電圧の高電位側の入力端子Ａに、また主スイッチング素子Ｑ１のドレインが直流電圧の低電位側の入力端子ＧＮＤに接続されている。また、入力端子Ａと主スイッチング素子Ｑ１のゲートとの間に起動抵抗Ｒ１が接続されて設けられている。
【０００６】
また、１次側補助巻線Ｎ２の一端と主スイッチング素子Ｑ１のゲートとの間に、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１が、互いに直列に接続されて設けられている。ＮＰＮ型のトランジスタＱ２とＮＰＮ型のフォトトランジスタＰＴとからなる制御回路は、トランジスタＱ２のコレクターは主スイッチング素子Ｑ１のゲートに接続される一方、トランジスタＱ２のエミッターは入力端子ＧＮＤに接続されている。フォトトランジスタＰＴのエミッターはトランジスタＱ２のベースに接続され、フォトトランジスタＰＴのコレクターはＲ３を介して１次側補助巻線Ｎ２に接続されている。また、トランジスタＱ２のベースは後述するコンデンサＣ２の一端に接続されている。
【０００７】
抵抗Ｒ６、ツェナーダイオードＤ３、およびコンデンサＣ２からなる過電流保護回路は、抵抗Ｒ６とコンデンサＣ２とはコンデンサＣ２の一端が入力端子ＧＮＤに接続されるよう互いに直列に接続されてその全体が１次側補助巻線Ｎ２と並列に接続され、ツェナーダイオードＤ３と抵抗Ｒ６とが並列に接続されている。また、抵抗Ｒ６とコンデンサＣ２との接続点は前述のトランジスタＱ２のベースに接続されている。
【０００８】
そして、トランスＴの２次側巻線Ｎ３側はいわゆる整流出力側（出力部）にあたり、トランスＴの２次側巻線Ｎ３には整流用のダイオードＤ２が直列に接続されており、ダイオードＤ2のカソード側が出力端子Ｂに、また２次側巻線Ｎ３の一端が出力端子ＧＮＤに接続されている。出力端子Ｂと出力端子ＧＮＤとの間には平滑コンデンサＣ３が接続され、平滑コンデンサＣ３の後段に電圧検出回路が設けられている。
【０００９】
電圧検出回路は、分圧抵抗Ｒ４・Ｒ５、発光ダイオードＬＥＤ、およびシャントレギュレータＩＣ１からなる。分圧抵抗Ｒ４・Ｒ５は出力端子Ｂと出力端子ＧＮＤとの間で互いに直列に接続され、同じく出力端子Ｂと出力端子ＧＮＤとの間で互いに直列に接続された前記フォトトランジスタＰＴとフォトカプラーを構成する発光ダイオードＬＥＤ、およびシャントレギュレータＩＣ１と並列に接続されている。また、分圧抵抗Ｒ４・Ｒ５同士の接続点はシャントレギュレータＩＣ１のＲ端子に接続されている。
【００１０】
上記の構成のスイッチング電源の動作について以下に述べる。まず、入力端子Ａと入力端子ＧＮＤ間に直流電圧Ｖｉｎが印加されると、起動抵抗Ｒ１を介して主スイッチング素子Ｑ１のゲートにしきい値以上の電圧が印加され、主スイッチング素子Ｑ１がＯＮ状態となる。これにより、トランスＴの１次側巻線Ｎ１に直流電圧Ｖｉｎが印加される。１次側巻線Ｎ１に直流電圧Ｖｉｎが印加されたことに伴って、１次側補助巻線Ｎ２には１次側巻線Ｎ１と同方向の電圧が誘起され、コンデンサＣ１および抵抗Ｒ２を介してこの誘起電圧が主スイッチング素子Ｑ１のゲートに印加されるので、主スイッチング素子Ｑ１はＯＮ状態を維持する。
【００１１】
主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間には、抵抗Ｒ２、コンデンサＣ１、およびフォトトランジスタＰＴを経由する経路と、抵抗Ｒ６およびツェナーダイオードＤ１を経由する経路とに流れる電流によってコンデンサＣ２が充電される。上記各経路を構成する素子の定数に基づいた時定数に従ってコンデンサＣ２の充電が行われ、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧がしきい値電圧（例えば０．６Ｖ）以上まで上昇するとトランジスタＱ２はＯＮ状態になり、この結果主スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧が急速に低下して主スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ状態となる。すると、１次側巻線Ｎ１は主スイッチング素子Ｑ１がＯＮ状態の間に蓄積したエネルギーを２次側巻線Ｎ３に伝達する。
【００１２】
２次側巻線Ｎ３には、１次側巻線Ｎ１から受け取ったエネルギーを整流出力側に放出する。そして、ダイオードＤ２により整流され、平滑コンデンサＣ３により平滑化された直流電圧Ｖｏｕｔが出力端子Bと出力端子ＧＮＤ間から出力される。
【００１３】
一方、整流出力側で直流電圧Ｖｏｕｔが出力されている間は、コンデンサＣ２は次回の主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ状態切り換えに備えてリセットされる。このときトランジスタＱ２はベース・エミッタ間の電圧が低下してＯＦＦ状態となるが、１次側補助巻線Ｎ２に下向きの電圧が誘起されていることにより主スイッチング素子Ｑ１はＯＦＦ状態のままである。
【００１４】
整流出力エネルギーの放出が終了すると、１次側補助巻線Ｎ２にリンギングが発生し、１次側補助巻線Ｎ２の寄生容量に蓄積されていた静電エネルギーが放出されて１次側補助巻線Ｎ２のエネルギーに変換され、１次側補助巻線Ｎ２に上向きの起電力が発生する。このときの電圧がリンギングパルスとしてコンデンサＣ１および抵抗Ｒ２を介して主スイッチング素子Ｑ１のゲートに印加される。リンギングパルスは主スイッチング素子Ｑ１のしきい値以上の電圧となるように設定されているため、主スイッチング素子Ｑ１はＯＮ状態となり、再び１次側巻線Ｎ１に直流電圧Ｖｉｎが印加される。以上の発振動作が繰り返されることにより、出力端子Ｂからは直流電圧Ｖｏｕｔが出力され続ける。
【００１５】
ここで、直流電圧Ｖｏｕｔの制御について述べる。直流電圧Ｖｏｕｔが設定値よりも高い場合は、電圧検出回路の分圧抵抗Ｒ４・Ｒ５によって分圧されてシャントレギュレータＩＣ１のＲ端子に入力された電圧がシャントレギュレータＩＣ１内部の基準電圧よりも高いため、シャントレギュレータＳＲは発光ダイオードＬＥＤに流す電流を増加させる。これにより発光ダイオードＬＥＤの発光量が増加し、受光側のフォトトランジスタＰＴ１のインピーダンスが減少する。
【００１６】
従って、主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間中にコンデンサＣ２への充電電流が増加し、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧は早くしきい値以上となって、主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間がそれだけ短くなるように、すなわち直流電圧Ｖｏｕｔが低下するように調整される。直流電圧Ｖｏｕｔが設定値よりも低い場合は上記と逆の動作が行われて、主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間が長くなるように、すなわち直流電圧Ｖｏｕｔが上昇するように調整される。
【００１７】
次に、過電流保護回路の動作について述べる。低入力電圧時および高入力電圧時におけるコンデンサＣ２のプラス方向およびマイナス方向のそれぞれの充電時間は、前記各経路を構成する素子の定数に基づいた時定数により決定される。ここで、上記時定数を調整して、過電流保護のかかり始めを低入力電圧時において従来よりも重負荷側へシフトさせてフの字垂下特性を緩和し、かつ高入力電圧時における過電流保護のかかり始めを低入力電圧時のものに近づけている。
【００１８】
すなわち、低入力電圧時に主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間におけるコンデンサＣ２の充電時間を長くする（充電時定数を大きくする）とともに、主スイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ期間におけるコンデンサＣ２のマイナス方向への充電時間を短くする（充電時定数を小さくする）ように抵抗Ｒ６の値を設定する。同時に、ツェナーダイオードＤ３が導通するような高入力電圧時に垂下開始負荷が低入力電圧時のものと同じになるよう、主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間におけるコンデンサＣ２の充電時定数を調整して設定する。 主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間に１次側補助巻線Ｎ２に誘起する電圧のパルス幅は、負荷が大きくなるほど出力電圧（直流電圧Ｖｏｕｔ）を上昇させようとするために大きくなるよう制御される。しかし、このときのコンデンサＣ２の充電は前記時定数に従って行われ、所定時間が経過するとトランジスタＱ２がＯＮ状態となって主スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ状態となるために、上記パルス幅がある一定の大きさに達すると主スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ状態になり、スイッチング電源は過電流保護動作を行うことになる。
【００１９】
また、スイッチング電源の定常発振動作時は、主スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ状態となったときに、コンデンサＣ２はフライバック電圧により主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間と反対にマイナス方向に充電される。スイッチング電源が過電流保護動作に移行した場合はコンデンサＣ２の充電方向がプラス側へ近づくために、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧がしきい値に到達するまでの時間がさらに短くなり、主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間はますます短くなる。従って、負荷インピーダンスの減少に伴って、出力電圧がますます低下するフの字垂下特性を呈することとなる。
【００２０】
一般にＲＣＣ方式のスイッチング電源では、負荷と発振周波数との関係は次の式に従って表される。
ｆ＝｛１／（２Ｌ１×Ｐｏ／η）｝×｛Ｖｉｎ／（１＋ｎ３／ｎ１×Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ）２｝
ｆ： 発振周波数
Pｏ：負荷電力
L１：トランスＴの一時巻線インダクタンス
η：電力変換効率
ｎ３：トランスＴの２次巻線数
ｎ１：トランスＴの１次巻線数
Ｖｉｎ：入力電圧
Ｖｏｕｔ：2次側出力電圧
【００２１】
従って、負荷電力Ｐｏと発振周波数ｆとは反比例の関係にある。負荷電力Ｐｏが小さくなると発振周波数ｆが増大し、スイッチングの断続回数が増大する。一般的にスイッチング回路では、スイッチング回数が増大するとスイッチング損失が増えるので、このような発振周波数ｆの増大によっても主スイッチング素子Ｑ１の損失は増大してしまう。
また、入力電圧が高ければ発振周波数ｆも比例して高くなり、軽負荷では主スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧が不飽和状態で変化し、特にオン状態での電圧が上昇して過電流が流れるため電力損失が最も増大する。
【００２２】
従って、従来では高入力電圧時に電力損失が最も増大するのを保護するために抵抗Ｒ６と並列に、ツェナーダイオードＤ３を設けることにより主スイッチング素子Ｑ１過電流保護動作のかかりを早めている。すなわち、高入力電圧時には、主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ時に１次側補助巻線Ｎ２に誘起されるパルス電圧が高くなりツェナーダイオードＤ３のツェナー電圧を越えた場合、コンデンサＣ２への充電電流が増加してトランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧が早くしきい値に到達するようになり、過電流保護動作のかかりが早まる。このようにして、入力電圧の大小による過電流保護動作点がシフトするのを抑えている。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来のスイッチング電源では、過電流保護回路にツェナーダイオード等の過電流保護動作点がシフトするのを調整する部品が必要となり、部品の実装スペースが増えることと、コストアップするという欠点がある。
本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであって、その目的は、入力電圧の大小による過電流保護動作点がシフトするにもかかわりなく安定化されたワールドワイド対応のＲＣＣ方式のスイッチング電源を提供することにある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係わる発明のスイッチング電源は、 １次側巻線に入力された直流電圧を２次側巻線でフライバック電圧として出力するとともに、上記１次側巻線および上記２次側巻線からの帰還電圧が誘起される補助巻線を備えたトランスと、上記１次巻線への直流電圧の入力をスイッチングする主スイッチング素子と、上記２次側巻線から出力されたフライバック電圧を整流平滑して直流電圧を出力する出力部とを有する自励式のスイッチング電源において、高入力電圧時および軽負荷時における上記トランスの上記１次側巻線のインダクタンスを上記主スイッチング素子の定格を超えない範囲で高く設定すると共に、低入力電圧時および重負荷時における上記補助巻線のインダクタンスおよび上記主スイッチング素子の制御抵抗およびコンデンサの値を上記主スイッチング素子の発振特性が悪化しない範囲で低く設定することを特徴としている。
この結果、過電流保護動作点がシフトするにもかかわりなく安価で安定したワールドワイド対応のＲＣＣ方式のスイッチング電源を提供することができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下に、図面を参照しながら、本発明の実施の一形態について説明する。図１に、本発明の実施の一形態におけるスイッチング電源の構成図を示す。同図において、スイッチング電源1には、図中黒丸で示す極性の１次側巻線Ｎ１、１次側補助巻線Ｎ２、および２次側巻線Ｎ３を有するトランスＴが設けられている。トランスＴの１次側巻線Ｎ１側はいわゆる直流電圧入力側にあたり、１次側巻線Ｎ１と直列にパワーＭＯＳ ＦＥＴからなる主スイッチング素子Ｑ１が接続され、１次側巻線Ｎ１の一端が直流電圧の高電位側の入力端子Ａに、また主スイッチング素子Ｑ１のドレインが直流電圧の低電位側の入力端子ＧＮＤに接続されている。また、入力端子Ａと主スイッチング素子Ｑ１のゲートとの間に起動抵抗Ｒ１が接続されて設けられている。
【００２６】
ここで、１次側巻線Ｎ１のインダクタンスは、高入力電圧時および軽負荷時に主スイッチング素子Ｑ１の定格を超えないように、予め大きな値に設定されている。一例として、電子機器が図２に示した構成で、なおかつワールドワイド対応であれば、交流電源１１の交流電圧Ｖａｃが２６０Ｖのときに高入力電圧となり、電子回路１６に供給する直流電圧のスイッチ１５が切（ＯＦＦ）の状態（待機状態）のときに軽負荷となる。従って、交流電圧Ｖａｃが２６０Ｖで、なおかつスイッチ１５が切（ＯＦＦ）の状態（待機状態）のときに、主スイッチング素子Ｑ１の定格を超えないような発振周波数（例えば２００ＫＨｚを超えない範囲）となるように、１次側巻線Ｎ１のインダクタンスを大きな値に設定しておく。
【００２７】
次に、１次側補助巻線Ｎ２の一端と主スイッチング素子Ｑ１のゲートとの間に、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１が、互いに直列に接続されて設けられている。ＮＰＮ型のトランジスタＱ２とＮＰＮ型のフォトトランジスタＰＴとからなる制御回路は、トランジスタＱ２のコレクターは主スイッチング素子Ｑ１のゲートに接続される一方、トランジスタＱ２のエミッターは入力端子ＧＮＤに接続されている。フォトトランジスタＰＴのエミッターはトランジスタＱ２のベースに接続され、フォトトランジスタＰＴのコレクターはＲ３を介して１次側補助巻線Ｎ２に接続されている。また、トランジスタＱ２のベースは後述するコンデンサＣ２の一端に接続されている。
【００２８】
ここで、１次側補助巻線Ｎ２のインダクタンスおよび抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１の値は、低入力電圧時および重負荷時に発振が不安定にならない範囲で、予め小さな値に設定されている。一例として、電子機器が図２に示した構成で、なおかつワールドワイド対応であれば、交流電源１１の交流電圧Ｖａｃが９０Ｖのときに低入力電圧となり、電子回路１６に供給する直流電圧のスイッチ１５が入（ＯＮ）の状態（動作状態）のときに重負荷となる。従って、交流電圧Ｖａｃが９０Ｖで、なおかつスイッチ１５が入（ＯＮ）の状態（動作状態）のときに、発振が不安定にならないように、１次側補助巻線Ｎ２のインダクタンスおよび抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１の値を小さな値に設定しておく。
【００２９】
そして、トランスＴの２次側巻線Ｎ３側はいわゆる整流出力側（出力部）にあたり、２次側巻線Ｎ３には整流用のダイオードＤ２が直列に接続されており、ダイオードＤ２のカソード側が高電位側の出力端子Ｂに、また２次側巻線Ｎ３の一端が低電位側の出力端子ＧＮＤに接続されている。出力端子Ｂと出力端子ＧＮＤとの間には平滑コンデンサＣ３が接続され、平滑コンデンサＣ３の後段に電圧検出回路が設けられている。
【００３０】
電圧検出回路は、分圧抵抗Ｒ４・Ｒ５、発光ダイオードＬＥＤ、およびシャントレギュレータＩＣ１からなる。分圧抵抗Ｒ４・Ｒ５は出力端子Ｂと出力端子ＧＮＤとの間で互いに直列に接続され、同じく出力端子Ｂと出力端子ＧＮＤとの間で互いに直列に接続された前記フォトトランジスタＰＴとフォトカプラーを構成する発光ダイオードＬＥＤ、およびシャントレギュレータＩＣ１と並列に接続されている。また、分圧抵抗Ｒ４・Ｒ５同士の接続点はシャントレギュレータＩＣ１のＲ端子に接続されている。
【００３１】
上記の構成のスイッチング電源１の動作について以下に述べる。まず、入力端子Ａと入力端子ＧＮＤ間に直流電圧Ｖｉｎが印加されると、起動抵抗Ｒ１を介して主スイッチング素子Ｑ１のゲートにしきい値以上の電圧が印加され、主スイッチング素子Ｑ１がＯＮ状態となる。これにより、トランスＴの１次側巻線Ｎ１に直流電圧Ｖｉｎが印加される。１次側巻線Ｎ１に直流電圧Ｖｉｎが印加されたことに伴って、１次側補助巻線Ｎ２には１次側巻線Ｎ１と同方向の電圧（帰還電圧）が誘起され、コンデンサＣ１および抵抗Ｒ２を介してこの誘起電圧が主スイッチング素子Ｑ１のゲートに印加されるので、主スイッチング素子Ｑ１はＯＮ状態を維持する。
【００３２】
主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間には、抵抗Ｒ２、コンデンサＣ１、およびフォトトランジスタＰＴを経由する経路の定数に基づいた時定数に従ってコンデンサＣ２の充電が行われ、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧がしきい値電圧まで上昇するとトランジスタＱ２はＯＮ状態になり、この結果主スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧が急速に低下して主スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ状態となる。すると、１次側巻線Ｎ１は主スイッチング素子Ｑ１がＯＮ状態の間にエネルギーを２次巻線Ｎ３に伝達する。
【００３３】
２次側巻線Ｎ３には、１次側巻線Ｎ１と逆極性であるために主スイッチング素子Ｑ１がＯＮ状態の間に下向きの電圧が誘起されているが、この電圧はダイオードＤ２に対して逆バイアスとなって整流出力側には電流が流れず、主スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ状態になる瞬間に上向きの逆起電力（フライバック電圧）が誘起され、１次側巻線Ｎ１から受け取ったエネルギーを整流出力側に放出する。そして、ダイオードＤ２により整流され、平滑コンデンサＣ３により平滑化された直流電圧Ｖｏｕｔが出力端子Ｂと出力端子ＧＮＤ間から出力される。
【００３４】
一方、整流出力側で直流電圧Ｖｏｕｔが出力されている間は、１次側補助巻線Ｎ２に下向きの電圧（帰還電圧）が誘起されており、この電圧によってコンデンサＣ２の電荷の引き抜きが行われ、さらにコンデンサＣ２には入力電圧（直流電圧Ｖｉｎ）の大小に応じて、主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間の場合と反対のマイナス方向に電荷が蓄積される。この場合は、低入力電圧時においても高入力電圧時においても、コンデンサＣ２の電荷は前記フォトトランジスタＰＴを経由する経路を逆方向に流れる電流によって充電される。
【００３５】
これによりコンデンサＣ２は次回の主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ状態切り換えに備えてリセットされる。このときトランジスタＱ２はベース・エミッタ間電圧が低下してＯＦＦ状態となるが、１次側補助巻線Ｎ２に下向きの電圧が誘起されていることにより主スイッチング素子Ｑ１はゲートがＬｏｗレベルに維持されてＯＦＦ状態のままである。
【００３６】
整流出力側でエネルギーの放出が終了すると、１次側補助巻線Ｎ２にリンギングが発生し、１次側補助巻線Ｎ２のエネルギーが放出されて１次側補助巻線Ｎ２に上向きの起電力が発生する。このときの電圧がリンギングパルスとしてコンデンサＣ１および抵抗Ｒ２を介して主スイッチング素子Ｑ１のゲートに印加される。リンギングパルスは主スイッチング素子Ｑ１のしきい値以上の電圧となるように設定されているため、主スイッチング素子Ｑ１はＯＮ状態となり、再び１次側巻線Ｎ１に直流電圧Ｖｉｎが印加される。以上の発振動作が繰り返されることにより、出力端子Bからは直流電圧Ｖｏｕｔが出力され続ける。
【００３７】
ここで、直流電圧Ｖｏｕｔの制御について述べる。直流電圧Ｖｏｕｔが設定値よりも高い場合は、電圧検出回路の分圧抵抗Ｒ４・Ｒ５によって分圧されてシャントレギュレータＩＣ１のＲ端子に入力された電圧がシャントレギュレータＩＣ１内部の基準電圧よりも高いため、シャントレギュレータＳＲは発光ダイオードＬＥＤに流す電流を増加させる。これにより発光ダイオードＬＥＤの発光量が増加し、受光側のフォトトランジスタＰＴ１のインピーダンスが減少する。
【００３８】
従って、主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間中にコンデンサＣ２への充電電流が増加し、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧は早くしきい値以上となって、主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間がそれだけ短くなるように、すなわち直流電圧Ｖｏｕｔが低下するように調整される。直流電圧Ｖｏｕｔが設定値よりも低い場合は上記と逆の動作が行われて、主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間が長くなるように、すなわち直流電圧Ｖｏｕｔが上昇するように調整される。
【００３９】
次に、高入力電圧時および低入力電圧時における発振動作について述べる。本実施例では従来技術に特有の過電流保護回路のツェナーダイオードを有していないため、高入力電圧時は主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間が短くなり、それだけ電流制限動作への移行が遅れることとなり、使用する素子の定格上好ましくない。そのために１次側巻線Ｎ１のインダクタンスは、高入力電圧時および軽負荷時に主スイッチング素子Ｑ１の定格を超えない範囲で、予め大きな値に設定されている。従って、高入力電圧時および低入力電圧時においても主スイッチング素子Ｑ１の損失が過大となって定格を超えることがない。
【００４０】
また、低入力電圧時および重負荷時には、入力電圧が高入力電圧時に比べて、負荷に対する出力電圧を取り出すのに要する主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間が長くなり、発振が不安定となる。そのために、１次側補助巻線Ｎ２のインダクタンスおよび抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１の値は、低入力電圧時および重負荷時に発振が不安定にならない範囲で、予め小さな値に設定されている。従って、低入力電圧時および重負荷時においても発振が不安定になることはない。
【００４１】
なお、上記実施例においては、主スイッチング素子Ｑ１としてパワーＭＯＳ ＦＥＴを用いた場合について説明したが、主スイッチング素子Ｑ１にトランジスタを用いたＲＣＣ方式のスイッチング電源回路にも本発明を適用することができるものである。また、低入力電圧と高入力電圧の例として交流電源の交流電圧をワールドワイド対応の場合について説明したが、交流電圧が１００Ｖ系や２００Ｖ系に限らず、スイッチング電源回路に入力される直流電圧が変動するものであれば本発明を適用することができるものである。また、低負荷と重負荷として、待機状態と動作状態を例にあげたが、スイッチング電源回路の負荷が変動するものであれば本発明を適用することができるものである。
【００４２】
【発明の効果】
本発明の形態のスイッチング電源によれば、入力電圧の大小による過電流保護動作点がシフトするにもかかわりなく安定した発振がおこなうことが可能なワールドワイド対応のＲＣＣ方式のスイッチング電源を提供することができるという効果を奏する。
また、過電流保護回路にツェナーダイオード等の過電流保護動作点がシフトするのを調整する部品が不要となり、部品点数を削減してコストダウンを図ることができ、実装スペースをも減らすことが可能になるとういう効果を奏する。
【００４３】
【図面の簡単な説明】
【図１】図1は、本発明の実施の一形態に係るスイッチング電源の構成を示す構成図である。
【図２】図２は、交流電源によって動作する電子機器の概略構成図の一例を示すものである。
【図３】図３は、従来のスイッチング電源の構成を示す構成図である。
【符号の説明】
１ スイッチング電源
Ｃ２ コンデンサ
Ｃ３ 平滑コンデンサ
Ｄ２ ダイオード
Ｄ３ ツェナーダイオード
ＬＥＤ 発光ダイオード（発光素子）
Ｑ1 主スイッチング素子
Ｎ１ １次巻線
Ｎ２ 補助巻線
Ｎ３ ２次側巻線
ＰＴ フォトトランジスタ（受光素子）
Ｒ1、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６ 抵抗
Ｔ トランス
Ｖｉｎ 直流電圧
Ｖｏｕｔ 直流電圧
Ｖａｃ 交流電圧
Ｄ１０ 整流用ダイオード
Ｃ１０ 整流用コンデンサ
１１ 交流電源
１２ 整流部
１３ 電子装置
１４ 制御部
１５ スイッチ
１６ 電子回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、産業用や民生用の電子機器に直流安定化電圧を供給する自励タイプのスイッチング電源に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図２は交流電源によって動作する電子機器の概略構成図の一例を示すものである。同図において、交流電源１１の交流電圧Ｖａｃとしては１００Ｖ系（例えば９０Ｖから１３０Ｖ）と２００Ｖ系（例えば１８０Ｖから２６０Ｖ）とがある。従って、電子機器においても、対応する電源電圧が１００Ｖ系の電子機器と、２００Ｖ系の電子機器と、さらには１００Ｖ系と２００Ｖ系の両方に対応したワールドワイド対応の電子機器とがある。
【０００３】
次に、同図の構成について説明する。交流電源１１から供給された交流電圧Ｖａｃは整流部１２で直流電圧Ｖｉｎに変換している。整流部１２は整流用ダイオードＤ１０と整流用コンデンサＣ１０で構成されている。さらに、直流／直流変換部１０で直流電圧Ｖｉｎを電子装置１３が動作するために必要な直流電圧Ｖｏｕｔに変換している。上記直流／直流変換部１０としてスイッチング電源がよく用いられる。
【０００４】
また、直流電圧Ｖｏｕｔの供給を受けて動作する電子装置１３には、マイクロコンピューター等を用いた制御部１４を設けたものも多くみられる。制御部１４での制御の一例として、電子回路１６に供給する直流電圧の入／切（ＯＮ／ＯＦＦ）をスイッチ１５の制御によって切り換えるものがある。これにより、例えばリモコン送信器（図示せず）からの信号を受けた制御部１４が、電子回路１６に供給する直流電圧を切ったり（待機状態）、入れたり（動作状態）することで、リモコン送信器による電源の入／切（ＯＮ／ＯＦＦ）を行う。
【０００５】
図３は従来から比較的小型の電子機器によく用いられるＲＣＣ（リンギングチョークコンバータ）方式のスイッチング電源の構成図を示すものである。
なお、この種の従来例としては、特開平７−７９４０号公報が挙げられる。
同図において、スイッチング電源２には、図中黒丸で示す極性の１次側巻線Ｎ１、１次側補助巻線Ｎ２、および２次側巻線Ｎ３を有するトランスＴが設けられている。トランスＴの１次側巻線Ｎ１側はいわゆる直流電圧入力側にあたり、１次側巻線Ｎ１と直列にパワーＭＯＳ ＦＥＴからなる主スイッチング素子Ｑ１が接続され、１次側巻線Ｎ１の一端が直流電圧の高電位側の入力端子Ａに、また主スイッチング素子Ｑ１のドレインが直流電圧の低電位側の入力端子ＧＮＤに接続されている。また、入力端子Ａと主スイッチング素子Ｑ１のゲートとの間に起動抵抗Ｒ１が接続されて設けられている。
【０００６】
また、１次側補助巻線Ｎ２の一端と主スイッチング素子Ｑ１のゲートとの間に、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１が、互いに直列に接続されて設けられている。ＮＰＮ型のトランジスタＱ２とＮＰＮ型のフォトトランジスタＰＴとからなる制御回路は、トランジスタＱ２のコレクターは主スイッチング素子Ｑ１のゲートに接続される一方、トランジスタＱ２のエミッターは入力端子ＧＮＤに接続されている。フォトトランジスタＰＴのエミッターはトランジスタＱ２のベースに接続され、フォトトランジスタＰＴのコレクターはＲ３を介して１次側補助巻線Ｎ２に接続されている。また、トランジスタＱ２のベースは後述するコンデンサＣ２の一端に接続されている。
【０００７】
抵抗Ｒ６、ツェナーダイオードＤ３、およびコンデンサＣ２からなる過電流保護回路は、抵抗Ｒ６とコンデンサＣ２とはコンデンサＣ２の一端が入力端子ＧＮＤに接続されるよう互いに直列に接続されてその全体が１次側補助巻線Ｎ２と並列に接続され、ツェナーダイオードＤ３と抵抗Ｒ６とが並列に接続されている。また、抵抗Ｒ６とコンデンサＣ２との接続点は前述のトランジスタＱ２のベースに接続されている。
【０００８】
そして、トランスＴの２次側巻線Ｎ３側はいわゆる整流出力側（出力部）にあたり、トランスＴの２次側巻線Ｎ３には整流用のダイオードＤ２が直列に接続されており、ダイオードＤ2のカソード側が出力端子Ｂに、また２次側巻線Ｎ３の一端が出力端子ＧＮＤに接続されている。出力端子Ｂと出力端子ＧＮＤとの間には平滑コンデンサＣ３が接続され、平滑コンデンサＣ３の後段に電圧検出回路が設けられている。
【０００９】
電圧検出回路は、分圧抵抗Ｒ４・Ｒ５、発光ダイオードＬＥＤ、およびシャントレギュレータＩＣ１からなる。分圧抵抗Ｒ４・Ｒ５は出力端子Ｂと出力端子ＧＮＤとの間で互いに直列に接続され、同じく出力端子Ｂと出力端子ＧＮＤとの間で互いに直列に接続された前記フォトトランジスタＰＴとフォトカプラーを構成する発光ダイオードＬＥＤ、およびシャントレギュレータＩＣ１と並列に接続されている。また、分圧抵抗Ｒ４・Ｒ５同士の接続点はシャントレギュレータＩＣ１のＲ端子に接続されている。
【００１０】
上記の構成のスイッチング電源の動作について以下に述べる。まず、入力端子Ａと入力端子ＧＮＤ間に直流電圧Ｖｉｎが印加されると、起動抵抗Ｒ１を介して主スイッチング素子Ｑ１のゲートにしきい値以上の電圧が印加され、主スイッチング素子Ｑ１がＯＮ状態となる。これにより、トランスＴの１次側巻線Ｎ１に直流電圧Ｖｉｎが印加される。１次側巻線Ｎ１に直流電圧Ｖｉｎが印加されたことに伴って、１次側補助巻線Ｎ２には１次側巻線Ｎ１と同方向の電圧が誘起され、コンデンサＣ１および抵抗Ｒ２を介してこの誘起電圧が主スイッチング素子Ｑ１のゲートに印加されるので、主スイッチング素子Ｑ１はＯＮ状態を維持する。
【００１１】
主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間には、抵抗Ｒ２、コンデンサＣ１、およびフォトトランジスタＰＴを経由する経路と、抵抗Ｒ６およびツェナーダイオードＤ１を経由する経路とに流れる電流によってコンデンサＣ２が充電される。上記各経路を構成する素子の定数に基づいた時定数に従ってコンデンサＣ２の充電が行われ、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧がしきい値電圧（例えば０．６Ｖ）以上まで上昇するとトランジスタＱ２はＯＮ状態になり、この結果主スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧が急速に低下して主スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ状態となる。すると、１次側巻線Ｎ１は主スイッチング素子Ｑ１がＯＮ状態の間に蓄積したエネルギーを２次側巻線Ｎ３に伝達する。
【００１２】
２次側巻線Ｎ３には、１次側巻線Ｎ１から受け取ったエネルギーを整流出力側に放出する。そして、ダイオードＤ２により整流され、平滑コンデンサＣ３により平滑化された直流電圧Ｖｏｕｔが出力端子Bと出力端子ＧＮＤ間から出力される。
【００１３】
一方、整流出力側で直流電圧Ｖｏｕｔが出力されている間は、コンデンサＣ２は次回の主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ状態切り換えに備えてリセットされる。このときトランジスタＱ２はベース・エミッタ間の電圧が低下してＯＦＦ状態となるが、１次側補助巻線Ｎ２に下向きの電圧が誘起されていることにより主スイッチング素子Ｑ１はＯＦＦ状態のままである。
【００１４】
整流出力エネルギーの放出が終了すると、１次側補助巻線Ｎ２にリンギングが発生し、１次側補助巻線Ｎ２の寄生容量に蓄積されていた静電エネルギーが放出されて１次側補助巻線Ｎ２のエネルギーに変換され、１次側補助巻線Ｎ２に上向きの起電力が発生する。このときの電圧がリンギングパルスとしてコンデンサＣ１および抵抗Ｒ２を介して主スイッチング素子Ｑ１のゲートに印加される。リンギングパルスは主スイッチング素子Ｑ１のしきい値以上の電圧となるように設定されているため、主スイッチング素子Ｑ１はＯＮ状態となり、再び１次側巻線Ｎ１に直流電圧Ｖｉｎが印加される。以上の発振動作が繰り返されることにより、出力端子Ｂからは直流電圧Ｖｏｕｔが出力され続ける。
【００１５】
ここで、直流電圧Ｖｏｕｔの制御について述べる。直流電圧Ｖｏｕｔが設定値よりも高い場合は、電圧検出回路の分圧抵抗Ｒ４・Ｒ５によって分圧されてシャントレギュレータＩＣ１のＲ端子に入力された電圧がシャントレギュレータＩＣ１内部の基準電圧よりも高いため、シャントレギュレータＳＲは発光ダイオードＬＥＤに流す電流を増加させる。これにより発光ダイオードＬＥＤの発光量が増加し、受光側のフォトトランジスタＰＴ１のインピーダンスが減少する。
【００１６】
従って、主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間中にコンデンサＣ２への充電電流が増加し、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧は早くしきい値以上となって、主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間がそれだけ短くなるように、すなわち直流電圧Ｖｏｕｔが低下するように調整される。直流電圧Ｖｏｕｔが設定値よりも低い場合は上記と逆の動作が行われて、主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間が長くなるように、すなわち直流電圧Ｖｏｕｔが上昇するように調整される。
【００１７】
次に、過電流保護回路の動作について述べる。低入力電圧時および高入力電圧時におけるコンデンサＣ２のプラス方向およびマイナス方向のそれぞれの充電時間は、前記各経路を構成する素子の定数に基づいた時定数により決定される。ここで、上記時定数を調整して、過電流保護のかかり始めを低入力電圧時において従来よりも重負荷側へシフトさせてフの字垂下特性を緩和し、かつ高入力電圧時における過電流保護のかかり始めを低入力電圧時のものに近づけている。
【００１８】
すなわち、低入力電圧時に主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間におけるコンデンサＣ２の充電時間を長くする（充電時定数を大きくする）とともに、主スイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ期間におけるコンデンサＣ２のマイナス方向への充電時間を短くする（充電時定数を小さくする）ように抵抗Ｒ６の値を設定する。同時に、ツェナーダイオードＤ３が導通するような高入力電圧時に垂下開始負荷が低入力電圧時のものと同じになるよう、主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間におけるコンデンサＣ２の充電時定数を調整して設定する。 主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間に１次側補助巻線Ｎ２に誘起する電圧のパルス幅は、負荷が大きくなるほど出力電圧（直流電圧Ｖｏｕｔ）を上昇させようとするために大きくなるよう制御される。しかし、このときのコンデンサＣ２の充電は前記時定数に従って行われ、所定時間が経過するとトランジスタＱ２がＯＮ状態となって主スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ状態となるために、上記パルス幅がある一定の大きさに達すると主スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ状態になり、スイッチング電源は過電流保護動作を行うことになる。
【００１９】
また、スイッチング電源の定常発振動作時は、主スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ状態となったときに、コンデンサＣ２はフライバック電圧により主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間と反対にマイナス方向に充電される。スイッチング電源が過電流保護動作に移行した場合はコンデンサＣ２の充電方向がプラス側へ近づくために、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧がしきい値に到達するまでの時間がさらに短くなり、主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間はますます短くなる。従って、負荷インピーダンスの減少に伴って、出力電圧がますます低下するフの字垂下特性を呈することとなる。
【００２０】
一般にＲＣＣ方式のスイッチング電源では、負荷と発振周波数との関係は次の式に従って表される。
ｆ＝｛１／（２Ｌ１×Ｐｏ／η）｝×｛Ｖｉｎ／（１＋ｎ３／ｎ１×Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ）２｝
ｆ： 発振周波数
Pｏ：負荷電力
L１：トランスＴの一時巻線インダクタンス
η：電力変換効率
ｎ３：トランスＴの２次巻線数
ｎ１：トランスＴの１次巻線数
Ｖｉｎ：入力電圧
Ｖｏｕｔ：2次側出力電圧
【００２１】
従って、負荷電力Ｐｏと発振周波数ｆとは反比例の関係にある。負荷電力Ｐｏが小さくなると発振周波数ｆが増大し、スイッチングの断続回数が増大する。一般的にスイッチング回路では、スイッチング回数が増大するとスイッチング損失が増えるので、このような発振周波数ｆの増大によっても主スイッチング素子Ｑ１の損失は増大してしまう。
また、入力電圧が高ければ発振周波数ｆも比例して高くなり、軽負荷では主スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧が不飽和状態で変化し、特にオン状態での電圧が上昇して過電流が流れるため電力損失が最も増大する。
【００２２】
従って、従来では高入力電圧時に電力損失が最も増大するのを保護するために抵抗Ｒ６と並列に、ツェナーダイオードＤ３を設けることにより主スイッチング素子Ｑ１過電流保護動作のかかりを早めている。すなわち、高入力電圧時には、主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ時に１次側補助巻線Ｎ２に誘起されるパルス電圧が高くなりツェナーダイオードＤ３のツェナー電圧を越えた場合、コンデンサＣ２への充電電流が増加してトランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧が早くしきい値に到達するようになり、過電流保護動作のかかりが早まる。このようにして、入力電圧の大小による過電流保護動作点がシフトするのを抑えている。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来のスイッチング電源では、過電流保護回路にツェナーダイオード等の過電流保護動作点がシフトするのを調整する部品が必要となり、部品の実装スペースが増えることと、コストアップするという欠点がある。
本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであって、その目的は、入力電圧の大小による過電流保護動作点がシフトするにもかかわりなく安定化されたワールドワイド対応のＲＣＣ方式のスイッチング電源を提供することにある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係わる発明のスイッチング電源は、 １次側巻線に入力された直流電圧を２次側巻線でフライバック電圧として出力するとともに、上記１次側巻線および上記２次側巻線からの帰還電圧が誘起される補助巻線を備えたトランスと、上記１次巻線への直流電圧の入力をスイッチングする主スイッチング素子と、上記２次側巻線から出力されたフライバック電圧を整流平滑して直流電圧を出力する出力部とを有する自励式のスイッチング電源において、高入力電圧時および軽負荷時における上記トランスの上記１次側巻線のインダクタンスを上記主スイッチング素子の定格を超えない範囲で高く設定すると共に、低入力電圧時および重負荷時における上記補助巻線のインダクタンスおよび上記主スイッチング素子の制御抵抗およびコンデンサの値を上記主スイッチング素子の発振特性が悪化しない範囲で低く設定することを特徴としている。
この結果、過電流保護動作点がシフトするにもかかわりなく安価で安定したワールドワイド対応のＲＣＣ方式のスイッチング電源を提供することができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下に、図面を参照しながら、本発明の実施の一形態について説明する。図１に、本発明の実施の一形態におけるスイッチング電源の構成図を示す。同図において、スイッチング電源1には、図中黒丸で示す極性の１次側巻線Ｎ１、１次側補助巻線Ｎ２、および２次側巻線Ｎ３を有するトランスＴが設けられている。トランスＴの１次側巻線Ｎ１側はいわゆる直流電圧入力側にあたり、１次側巻線Ｎ１と直列にパワーＭＯＳ ＦＥＴからなる主スイッチング素子Ｑ１が接続され、１次側巻線Ｎ１の一端が直流電圧の高電位側の入力端子Ａに、また主スイッチング素子Ｑ１のドレインが直流電圧の低電位側の入力端子ＧＮＤに接続されている。また、入力端子Ａと主スイッチング素子Ｑ１のゲートとの間に起動抵抗Ｒ１が接続されて設けられている。
【００２６】
ここで、１次側巻線Ｎ１のインダクタンスは、高入力電圧時および軽負荷時に主スイッチング素子Ｑ１の定格を超えないように、予め大きな値に設定されている。一例として、電子機器が図２に示した構成で、なおかつワールドワイド対応であれば、交流電源１１の交流電圧Ｖａｃが２６０Ｖのときに高入力電圧となり、電子回路１６に供給する直流電圧のスイッチ１５が切（ＯＦＦ）の状態（待機状態）のときに軽負荷となる。従って、交流電圧Ｖａｃが２６０Ｖで、なおかつスイッチ１５が切（ＯＦＦ）の状態（待機状態）のときに、主スイッチング素子Ｑ１の定格を超えないような発振周波数（例えば２００ＫＨｚを超えない範囲）となるように、１次側巻線Ｎ１のインダクタンスを大きな値に設定しておく。
【００２７】
次に、１次側補助巻線Ｎ２の一端と主スイッチング素子Ｑ１のゲートとの間に、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１が、互いに直列に接続されて設けられている。ＮＰＮ型のトランジスタＱ２とＮＰＮ型のフォトトランジスタＰＴとからなる制御回路は、トランジスタＱ２のコレクターは主スイッチング素子Ｑ１のゲートに接続される一方、トランジスタＱ２のエミッターは入力端子ＧＮＤに接続されている。フォトトランジスタＰＴのエミッターはトランジスタＱ２のベースに接続され、フォトトランジスタＰＴのコレクターはＲ３を介して１次側補助巻線Ｎ２に接続されている。また、トランジスタＱ２のベースは後述するコンデンサＣ２の一端に接続されている。
【００２８】
ここで、１次側補助巻線Ｎ２のインダクタンスおよび抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１の値は、低入力電圧時および重負荷時に発振が不安定にならない範囲で、予め小さな値に設定されている。一例として、電子機器が図２に示した構成で、なおかつワールドワイド対応であれば、交流電源１１の交流電圧Ｖａｃが９０Ｖのときに低入力電圧となり、電子回路１６に供給する直流電圧のスイッチ１５が入（ＯＮ）の状態（動作状態）のときに重負荷となる。従って、交流電圧Ｖａｃが９０Ｖで、なおかつスイッチ１５が入（ＯＮ）の状態（動作状態）のときに、発振が不安定にならないように、１次側補助巻線Ｎ２のインダクタンスおよび抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１の値を小さな値に設定しておく。
【００２９】
そして、トランスＴの２次側巻線Ｎ３側はいわゆる整流出力側（出力部）にあたり、２次側巻線Ｎ３には整流用のダイオードＤ２が直列に接続されており、ダイオードＤ２のカソード側が高電位側の出力端子Ｂに、また２次側巻線Ｎ３の一端が低電位側の出力端子ＧＮＤに接続されている。出力端子Ｂと出力端子ＧＮＤとの間には平滑コンデンサＣ３が接続され、平滑コンデンサＣ３の後段に電圧検出回路が設けられている。
【００３０】
電圧検出回路は、分圧抵抗Ｒ４・Ｒ５、発光ダイオードＬＥＤ、およびシャントレギュレータＩＣ１からなる。分圧抵抗Ｒ４・Ｒ５は出力端子Ｂと出力端子ＧＮＤとの間で互いに直列に接続され、同じく出力端子Ｂと出力端子ＧＮＤとの間で互いに直列に接続された前記フォトトランジスタＰＴとフォトカプラーを構成する発光ダイオードＬＥＤ、およびシャントレギュレータＩＣ１と並列に接続されている。また、分圧抵抗Ｒ４・Ｒ５同士の接続点はシャントレギュレータＩＣ１のＲ端子に接続されている。
【００３１】
上記の構成のスイッチング電源１の動作について以下に述べる。まず、入力端子Ａと入力端子ＧＮＤ間に直流電圧Ｖｉｎが印加されると、起動抵抗Ｒ１を介して主スイッチング素子Ｑ１のゲートにしきい値以上の電圧が印加され、主スイッチング素子Ｑ１がＯＮ状態となる。これにより、トランスＴの１次側巻線Ｎ１に直流電圧Ｖｉｎが印加される。１次側巻線Ｎ１に直流電圧Ｖｉｎが印加されたことに伴って、１次側補助巻線Ｎ２には１次側巻線Ｎ１と同方向の電圧（帰還電圧）が誘起され、コンデンサＣ１および抵抗Ｒ２を介してこの誘起電圧が主スイッチング素子Ｑ１のゲートに印加されるので、主スイッチング素子Ｑ１はＯＮ状態を維持する。
【００３２】
主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間には、抵抗Ｒ２、コンデンサＣ１、およびフォトトランジスタＰＴを経由する経路の定数に基づいた時定数に従ってコンデンサＣ２の充電が行われ、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧がしきい値電圧まで上昇するとトランジスタＱ２はＯＮ状態になり、この結果主スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧が急速に低下して主スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ状態となる。すると、１次側巻線Ｎ１は主スイッチング素子Ｑ１がＯＮ状態の間にエネルギーを２次巻線Ｎ３に伝達する。
【００３３】
２次側巻線Ｎ３には、１次側巻線Ｎ１と逆極性であるために主スイッチング素子Ｑ１がＯＮ状態の間に下向きの電圧が誘起されているが、この電圧はダイオードＤ２に対して逆バイアスとなって整流出力側には電流が流れず、主スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ状態になる瞬間に上向きの逆起電力（フライバック電圧）が誘起され、１次側巻線Ｎ１から受け取ったエネルギーを整流出力側に放出する。そして、ダイオードＤ２により整流され、平滑コンデンサＣ３により平滑化された直流電圧Ｖｏｕｔが出力端子Ｂと出力端子ＧＮＤ間から出力される。
【００３４】
一方、整流出力側で直流電圧Ｖｏｕｔが出力されている間は、１次側補助巻線Ｎ２に下向きの電圧（帰還電圧）が誘起されており、この電圧によってコンデンサＣ２の電荷の引き抜きが行われ、さらにコンデンサＣ２には入力電圧（直流電圧Ｖｉｎ）の大小に応じて、主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間の場合と反対のマイナス方向に電荷が蓄積される。この場合は、低入力電圧時においても高入力電圧時においても、コンデンサＣ２の電荷は前記フォトトランジスタＰＴを経由する経路を逆方向に流れる電流によって充電される。
【００３５】
これによりコンデンサＣ２は次回の主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ状態切り換えに備えてリセットされる。このときトランジスタＱ２はベース・エミッタ間電圧が低下してＯＦＦ状態となるが、１次側補助巻線Ｎ２に下向きの電圧が誘起されていることにより主スイッチング素子Ｑ１はゲートがＬｏｗレベルに維持されてＯＦＦ状態のままである。
【００３６】
整流出力側でエネルギーの放出が終了すると、１次側補助巻線Ｎ２にリンギングが発生し、１次側補助巻線Ｎ２のエネルギーが放出されて１次側補助巻線Ｎ２に上向きの起電力が発生する。このときの電圧がリンギングパルスとしてコンデンサＣ１および抵抗Ｒ２を介して主スイッチング素子Ｑ１のゲートに印加される。リンギングパルスは主スイッチング素子Ｑ１のしきい値以上の電圧となるように設定されているため、主スイッチング素子Ｑ１はＯＮ状態となり、再び１次側巻線Ｎ１に直流電圧Ｖｉｎが印加される。以上の発振動作が繰り返されることにより、出力端子Bからは直流電圧Ｖｏｕｔが出力され続ける。
【００３７】
ここで、直流電圧Ｖｏｕｔの制御について述べる。直流電圧Ｖｏｕｔが設定値よりも高い場合は、電圧検出回路の分圧抵抗Ｒ４・Ｒ５によって分圧されてシャントレギュレータＩＣ１のＲ端子に入力された電圧がシャントレギュレータＩＣ１内部の基準電圧よりも高いため、シャントレギュレータＳＲは発光ダイオードＬＥＤに流す電流を増加させる。これにより発光ダイオードＬＥＤの発光量が増加し、受光側のフォトトランジスタＰＴ１のインピーダンスが減少する。
【００３８】
従って、主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間中にコンデンサＣ２への充電電流が増加し、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧は早くしきい値以上となって、主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間がそれだけ短くなるように、すなわち直流電圧Ｖｏｕｔが低下するように調整される。直流電圧Ｖｏｕｔが設定値よりも低い場合は上記と逆の動作が行われて、主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間が長くなるように、すなわち直流電圧Ｖｏｕｔが上昇するように調整される。
【００３９】
次に、高入力電圧時および低入力電圧時における発振動作について述べる。本実施例では従来技術に特有の過電流保護回路のツェナーダイオードを有していないため、高入力電圧時は主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間が短くなり、それだけ電流制限動作への移行が遅れることとなり、使用する素子の定格上好ましくない。そのために１次側巻線Ｎ１のインダクタンスは、高入力電圧時および軽負荷時に主スイッチング素子Ｑ１の定格を超えない範囲で、予め大きな値に設定されている。従って、高入力電圧時および低入力電圧時においても主スイッチング素子Ｑ１の損失が過大となって定格を超えることがない。
【００４０】
また、低入力電圧時および重負荷時には、入力電圧が高入力電圧時に比べて、負荷に対する出力電圧を取り出すのに要する主スイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間が長くなり、発振が不安定となる。そのために、１次側補助巻線Ｎ２のインダクタンスおよび抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１の値は、低入力電圧時および重負荷時に発振が不安定にならない範囲で、予め小さな値に設定されている。従って、低入力電圧時および重負荷時においても発振が不安定になることはない。
【００４１】
なお、上記実施例においては、主スイッチング素子Ｑ１としてパワーＭＯＳ ＦＥＴを用いた場合について説明したが、主スイッチング素子Ｑ１にトランジスタを用いたＲＣＣ方式のスイッチング電源回路にも本発明を適用することができるものである。また、低入力電圧と高入力電圧の例として交流電源の交流電圧をワールドワイド対応の場合について説明したが、交流電圧が１００Ｖ系や２００Ｖ系に限らず、スイッチング電源回路に入力される直流電圧が変動するものであれば本発明を適用することができるものである。また、低負荷と重負荷として、待機状態と動作状態を例にあげたが、スイッチング電源回路の負荷が変動するものであれば本発明を適用することができるものである。
【００４２】
【発明の効果】
本発明の形態のスイッチング電源によれば、入力電圧の大小による過電流保護動作点がシフトするにもかかわりなく安定した発振がおこなうことが可能なワールドワイド対応のＲＣＣ方式のスイッチング電源を提供することができるという効果を奏する。
また、過電流保護回路にツェナーダイオード等の過電流保護動作点がシフトするのを調整する部品が不要となり、部品点数を削減してコストダウンを図ることができ、実装スペースをも減らすことが可能になるとういう効果を奏する。
【００４３】
【図面の簡単な説明】
【図１】図1は、本発明の実施の一形態に係るスイッチング電源の構成を示す構成図である。
【図２】図２は、交流電源によって動作する電子機器の概略構成図の一例を示すものである。
【図３】図３は、従来のスイッチング電源の構成を示す構成図である。
【符号の説明】
１ スイッチング電源
Ｃ２ コンデンサ
Ｃ３ 平滑コンデンサ
Ｄ２ ダイオード
Ｄ３ ツェナーダイオード
ＬＥＤ 発光ダイオード（発光素子）
Ｑ1 主スイッチング素子
Ｎ１ １次巻線
Ｎ２ 補助巻線
Ｎ３ ２次側巻線
ＰＴ フォトトランジスタ（受光素子）
Ｒ1、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６ 抵抗
Ｔ トランス
Ｖｉｎ 直流電圧
Ｖｏｕｔ 直流電圧
Ｖａｃ 交流電圧
Ｄ１０ 整流用ダイオード
Ｃ１０ 整流用コンデンサ
１１ 交流電源
１２ 整流部
１３ 電子装置
１４ 制御部
１５ スイッチ
１６ 電子回路
Claims (1)
- １次側巻線に入力された直流電圧を２次側巻線でフライバック電圧として出力するとともに、上記１次側巻線および上記２次側巻線からの帰還電圧が誘起される補助巻線を備えたトランスと、上記１次巻線への直流電圧の入力をスイッチングする主スイッチング素子と、上記２次側巻線から出力されたフライバック電圧を整流平滑して直流電圧を出力する出力部とを有する自励式のスイッチング電源において、
高入力電圧時および軽負荷時における上記トランスの上記１次側巻線のインダクタンスを上記主スイッチング素子の定格を超えない範囲で高く設定すると共に、低入力電圧時および重負荷時における上記補助巻線のインダクタンスおよび上記主スイッチング素子の制御抵抗およびコンデンサの値を上記主スイッチング素子の発振特性が悪化しない範囲で低く設定することを特徴とするスイッチング電源。
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