WO2009116273A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2009116273A1
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voltage
inverter
phase
power
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岩田明彦
大井健史
小山正人
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三菱電機株式会社
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • This invention relates to a power converter, and more particularly to an inverter that can be used for high power control and has reduced power loss.
  • a Si circuit and a non-Si transistor are connected in series.
  • the Si transistor has a conversion capacity of 0.1 kVA to 200 kVA, and the non-Si transistor is made of SiC or a GaN-based semiconductor.
  • the present invention has been made to solve the above problems, and an object of the present invention is to obtain a highly efficient power conversion device that can be used for large power control and can reduce power loss with high reliability.
  • the power conversion device uses the first inverter circuit having a semiconductor element made of Si and the second inverter circuit having a semiconductor element made of non-Si, and changes the operating conditions such as voltage level and frequency to the element characteristics. Accordingly, the power loss of the entire power conversion device can be reduced, and high output power can be obtained.
  • FIG. Embodiment 1 of the present invention will be described below with reference to the drawings.
  • the power conversion device includes a main inverter (first inverter circuit) composed of a first single-phase inverter 1 and a sub inverter (second inverter circuit) composed of a second single-phase inverter 2. And supplying AC power to the single-phase load 9.
  • a device made of Si is used for the first single-phase inverter 1.
  • the second single-phase inverter 2 a non-Si semiconductor material having a wider band gap than Si, such as SiC or GaN, is used.
  • the second single-phase inverter 2 is composed of a plurality of SiC-MOSFETs 6 as non-Si semiconductor switching elements in which SiC-SBDs (SiC-Schottky barrier diodes) 7 are connected in anti-parallel, A capacitor 8 as a second DC voltage unit is provided, and DC power from the capacitor 8 is converted into AC power and output.
  • the second DC voltage unit may use a second DC power supply 10 as shown in FIG. 2, and in this case, the second single-phase inverter 2 also supplies energy to the single-phase load 9. Operates as a source.
  • the voltage Vdc-main of the first DC power supply 5 of the first single-phase inverter 1 is a high voltage exceeding 1000 V, for example, and is set larger than the voltage Vdc-sub of the capacitor 8 of the second single-phase inverter 2. .
  • the first and second single-phase inverters 1 and 2 can generate positive, negative and zero voltages as outputs.
  • the power converter is configured by connecting an AC side output terminal of the first single-phase inverter 1 and an AC side output terminal of the second single-phase inverter 2 in series, and the generated voltage of each single-phase inverter 1, 2.
  • the voltage Vdc-main of the first DC power supply 5 and the voltage Vdc-sub of the capacitor 8 are Vdc-main> Vdc-sub It is set so that Vdc-main + Vdc-sub ⁇ maximum load voltage.
  • FIG. 3 is a waveform diagram showing output voltages of the first and second single-phase inverters 1 and 2.
  • 3 (a1) and 3 (a2) show two types of output voltages of the first single-phase inverter 1.
  • FIG. 3 (a1) shows a case in which one pulse is output in a half cycle.
  • a2) shows a case where 3 pulses are output in a half cycle.
  • FIG. 3B shows the output voltage of the second single-phase inverter 2.
  • the first single-phase inverter 1 using the Si-IGBT 3 outputs a voltage waveform of about 1 pulse to several pulses in a half cycle, that is, the first single-phase inverter 1 has a low frequency. Operates by switching. Further, the second single-phase inverter 2 using the SiC-MOSFET 6 operates by switching by high frequency PWM.
  • FIG. 4 shows the operation of the entire power conversion apparatus.
  • the difference voltage value obtained by subtracting the output voltage 12 (main inverter output voltage) of the first single-phase inverter 1 from the target output load voltage 11 of the entire power converter is calculated by the calculator 13.
  • the PWM signal that drives the second single-phase inverter 2 by performing PWM conversion in the PWM circuit 14 using the difference voltage value as the target output voltage (sub-inverter target voltage) of the second single-phase inverter 2 Sub inverter drive signal) is generated.
  • the first single-phase inverter 1 of the first single-phase inverter 1 is set so that the power load in one cycle of the second single-phase inverter 2 becomes zero. Control the output. Note that the target output voltage of the first single-phase inverter 1 may be subtracted from the target output load voltage 11 of the entire power conversion device instead of the output voltage 12 of the first single-phase inverter 1.
  • FIG. 5 (a) and 5 (b) are diagrams showing device characteristics of Si-IGBT and SiC-MOSFET, and FIG. 5 (a) shows the relationship between element breakdown voltage and on-loss. (B) shows the relationship between the element breakdown voltage and the switching loss.
  • a SiC material that is non-Si has an excellent characteristic that the withstand voltage is high, so that the on-resistance of the SiC-MOSFET is 1/10 to 1/50 lower than that of the Si-MOSFET.
  • FIG. 5 (a) shows that the Si-IGBT does not increase the on-loss very much even when the device breakdown voltage increases, but the SiC-MOSFET rapidly increases the on-loss when the device breakdown voltage increases. Yes.
  • Non-Si devices are characterized by a high switching speed.
  • SiC-MOSFETs and SiC-SBDs have switching speeds of about 1/10 to 1/50 compared to Si devices such as Si-IGBTs and PN diodes. It is as follows. Therefore, even if switching is performed at a high frequency, the switching loss is very small.
  • FIG. 5B shows that the SiC-MOSFET has a very small switching loss compared to the Si-IGBT.
  • SiC-MOSFET and SiC-SBD are suitable for inverter applications that perform high-frequency switching, but are not suitable for inverter circuits exceeding 1000V. In other words, it is suitable for high frequency switching with a circuit of 1000 V or less.
  • Si-IGBT is a bipolar device, so it easily flows current, and even if the device withstand voltage increases to over 1000V, the on-loss does not increase so much. However, the switching speed is slow, so it is not suitable for high frequency switching applications. is there. That is, it is suitable for an application that switches at a low frequency in an inverter circuit exceeding 1000V.
  • the Si-IGBT 3 used for the first single-phase inverter 1 is the Si-IGBT element a1 having a withstand voltage Vx
  • the SiC ⁇ used for the second single-phase inverter 2 is used.
  • the MOSFET 6 is a SiC-MOSFET element a2 having a withstand voltage Vy. Note that the withstand voltage Vx of the Si-IGBT element a1 exceeds 1000 to 1200V.
  • a single high-frequency high-voltage single-phase inverter is configured only by Si-IGBT, and an element used in this example is a Si-IGBT element b having a withstand voltage Vx + Vy.
  • the element used is a SiC-MOSFET element c having a withstand voltage Vx + Vy.
  • Si-IGBT element a1 Since this Si-IGBT element a1 operates at a low frequency, the switching loss has a very small value (neglected in the figure). Therefore, most of the loss is the on-loss ax, and the loss of the Si-IGBT element a1 is about ax.
  • the switching loss as of the SiC-MOSFET element a2 is very small.
  • the loss of the SiC-MOSFET element a2 is the sum of the on loss ay and the switching loss as.
  • k and m are the ratios of the inverter DC voltage to the element breakdown voltage, and values of 0.5 to 0.8 are generally selected.
  • each element a1, a2 constitutes the first and second single-phase inverters 1, 2, a voltage not higher than kVx is applied to the Si-IGBT element a1, and mVy is applied to the SiC-MOSFET element a2.
  • the following voltages are applied:
  • the power loss of the entire power conversion device is represented by the sum of the on-loss and switching loss of the Si-IGBT element a1 and the SiC-MOSFET element a2
  • the total loss Loss-a is ax + ay + as.
  • the switching loss bs is very large, and the loss Loss-b of the entire circuit including the on-loss is larger than the loss Loss-a.
  • the second comparative example using only the SiC-MOSFET element c having the withstand voltage Vx + Vy the on loss is very large, and the loss Loss-c of the entire circuit including the switching loss cs is larger than the loss Loss-a.
  • the power loss Loss-a of the power conversion device according to this embodiment is that of the first and second comparative examples in which a single high-frequency high-voltage single-phase inverter is configured only by Si-IGBT or SiC-MOSFET. Power loss is reduced from Loss-b and Loss-c.
  • the first single-phase inverter 1 operated at a low frequency using the Si-IGBT element a1 (Si-IGBT3) having a high breakdown voltage Vx exceeding 1000 V and the relatively low breakdown voltage Vy.
  • the power conversion device was configured by combining the second single-phase inverter 2 operated at high frequency using the SiC-MOSFET element a2 (SiC-MOSFET 6).
  • the ON loss of the Si-IGBT 3 is set so as to occupy most of the entire ON loss, the overall switching loss is greatly reduced, and the ratio of the entire loss (ON loss + switching loss) is reduced.
  • the ratio of the ON voltage of the Si-IGBT element a1 and the SiC-MOSFET element a2 to Vdc-main + Vdc-sub is smaller than the ratio of the ON voltage of the SiC-MOSFET element a2 to Vdc-sub.
  • the three-phase inverter 21 is constituted by a plurality of Si-IGBTs 23 as Si semiconductor switching elements in which Si-diodes 24 are connected in antiparallel, and a first DC voltage unit as a first DC voltage unit is formed in the DC input part.
  • a DC power supply 25 is provided, and the DC power from the first DC power supply 25 is converted into AC power and output.
  • the three-phase inverter 21 operates as an energy supply source to the three-phase load 29.
  • a sub-inverter 22 (second inverter circuit) composed of three single-phase inverters 22a, 22b, and 22c uses a non-Si semiconductor device having a wider band gap than Si, such as SiC or GaN.
  • each single-phase inverter 22a, 22b, 22c is composed of a plurality of SiC-MOSFETs 26 as non-Si semiconductor switching elements in which SiC-SBDs 27 are connected in antiparallel, and a second DC voltage section is provided at the DC input portion.
  • the capacitor 28 is provided, and DC power from the capacitor 28 is converted into AC power and output.
  • the voltage Vdc-main of the first DC power supply 25 of the three-phase inverter 21 is a high voltage exceeding 1000 V, for example, and is set larger than the voltage Vdc-sub of the capacitor 8 of each single-phase inverter 22a to 22c. Since the single-phase inverters 22a, 22b, and 22c are connected to the AC output lines of the three-phase inverter 21, respectively, the voltages generated by the three-phase inverter 21 and the single-phase inverters 22a to 22c are combined in each phase. Is supplied to the three-phase load 29.
  • the voltage value obtained by adding the voltages of the two single-phase inverters 22a to 22c to the voltage of the three-phase inverter 21 is equal to or greater than the necessary maximum line voltage, so that the necessary voltage can be generated. It is. That is, the voltage Vdc-main of the first DC power supply 25 and the voltage Vdc-sub of the capacitor 28 are Vdc-main> Vdc-sub Vdc-main + Vdc-sub x 2 ⁇ maximum load voltage (maximum line voltage) Is set to be
  • the main inverter (three-phase inverter 21) uses the Si-IGBT element a1 having a high withstand voltage Vx exceeding 1000 V as the Si-IGBT 23 and is operated by switching at a low frequency.
  • the single-phase inverters 22a to 22c of the sub-inverter 22 use the SiC-MOSFET element a2 having a relatively low withstand voltage Vy for the SiC-MOSFET 26 and operate by switching by high-frequency PWM.
  • first and second inverters 1 and 2 composed of two kinds of elements having different characteristics as described above, high-frequency switching with low loss can be achieved even in a high-voltage circuit configuration exceeding 1000V. Operation can be realized and an output voltage with a highly accurate voltage waveform can be obtained.
  • the ratio of the on-voltage total of the Si-IGBT 23 and the SiC-MOSFET 26 to Vdc-main + Vdc-sub is smaller than the ratio of the on-voltage of the SiC-MOSFET 26 to Vdc-sub.
  • FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a power conversion device according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the power converter includes a main inverter (first inverter circuit) composed of a first three-phase inverter 31 and a sub inverter (second inverter circuit) composed of a second three-phase inverter 32. And supplying AC power to the three-phase load 39.
  • the three-phase load 39 is composed of a winding load or the like in which each phase is independent, and each phase is separated.
  • a device made of Si is used for the first three-phase inverter 31.
  • the first three-phase inverter 31 is composed of a plurality of Si-IGBTs 33 as Si semiconductor switching elements in which Si-diodes 34 are connected in antiparallel, and a DC input portion is used as a first DC voltage unit.
  • a first DC power supply 35 is provided, and DC power from the first DC power supply 35 is converted into AC power and output.
  • the first three-phase inverter 31 operates as a supply source of energy to the three-phase load 39.
  • a non-Si semiconductor device having a wider band gap than Si for example, a device made of SiC or GaN is used.
  • the second three-phase inverter 32 is composed of a plurality of SiC-MOSFETs 36 as non-Si semiconductor switching elements in which SiC-SBDs 37 are connected in antiparallel, and a DC input portion is used as a second DC voltage unit.
  • a capacitor 38 is provided, and the DC power from the capacitor 38 is converted into AC power and output.
  • the second DC power supply 10 may be used for the second DC voltage unit.
  • the second three-phase inverter 32 also has energy to the three-phase load 39. Operates as a source.
  • the voltage Vdc-main of the first DC power supply 35 and the voltage Vdc-sub of the capacitor 38 are Vdc-main> Vdc-sub Vdc-main + Vdc-sub ⁇ maximum load voltage (maximum line voltage) Is set to be
  • the main inverter (first three-phase inverter 31) uses a Si-IGBT element a1 having a high withstand voltage Vx exceeding 1000 V as the Si-IGBT 33, and switching by low frequency. Make it work.
  • the sub-inverter (second three-phase inverter 32) uses a SiC-MOSFET element a2 having a relatively low withstand voltage Vy as the SiC-MOSFET 36 and is operated by switching by high-frequency PWM.
  • a power converter device can aim at loss reduction with reliability, and conversion efficiency improves.
  • first and second three-phase inverters 31 and 32 composed of two kinds of elements having different characteristics as described above, even in a circuit configuration of a high voltage exceeding 1000 V, low loss and high frequency Switching operation can be realized, and an output voltage with a highly accurate voltage waveform can be obtained.
  • the ratio of the on-voltage total of the Si-IGBT 33 and the SiC-MOSFET 36 to Vdc-main + Vdc-sub is smaller than the ratio of the on-voltage of the SiC-MOSFET 36 to Vdc-sub.
  • a three-phase power conversion device has been described.
  • each phase is considered independently, and the first and second three-phase inverters 31 and 32 are replaced with a single-phase inverter, and a three-phase load 39 is provided. May be replaced with a single-phase load. That is, the AC output terminal of the single-phase inverter serving as the main inverter and the AC output terminal of the single-phase inverter serving as the sub-inverter are connected via a single-phase load, and power is supplied from both sides of the single-phase load.
  • the main inverter is operated by low frequency switching using a Si-IGBT having a high breakdown voltage Vx exceeding 1000 V, and the sub inverter is switched by high frequency PWM using a SiC-MOSFET having a relatively low breakdown voltage Vy.
  • the same effect can be obtained by operating at.
  • a parasitic diode (not shown) is formed inside the MOSFET, and its connection direction is the same as that of the SiC-SBD of FIG.
  • an antiparallel diode such as SiC-SBD can be omitted by using a parasitic diode instead of the antiparallel diode.
  • the cost of the antiparallel diode can be reduced and the mounting area can be reduced.
  • the main inverter and the sub inverter have a higher DC voltage and a lower switching frequency, but the switching frequency is the same and the main inverter has a DC voltage. Or the same DC voltage and the main inverter may have a lower switching frequency, and the overall loss reduction effect can be obtained.
  • both the semiconductor switching element and the diode provided in the sub-inverter are non-Si, for example, a SiC device.
  • the semiconductor switching element may be a non-Si device. good.
  • the diode in the sub inverter may be a non-Si device, for example, SiC-SBD.
  • the ON loss of the Si semiconductor switching element in the sub inverter and the loss at the time of recovery of the SiC-SBD can be greatly reduced, compared with the case where both the semiconductor switching element and the diode in the sub inverter are configured by Si devices. Also has a significant loss reduction effect.
  • FIG. 8 is a diagram showing device characteristics of the Si-IGBT and the SiC-MOSFET used in this embodiment, and shows the relationship between element breakdown voltage and on-loss.
  • the element used is a SiC-MOSFET element c having a withstand voltage Vx + Vy.
  • the main inverters 1, 21, and 31 using the Si-IGBT element a1 are operated at a low frequency
  • the sub inverters 2, 22, and 32 using the SiC-MOSFET element a2 are operated at a high frequency.
  • 21, 31 and the sub inverters 2, 22, 32 are combined to output power to the loads 9, 29, 39.
  • the device of the Si-IGBT element a1 is configured such that the on-loss ax of the Si-IGBT element a1 is smaller than the on-loss ay of the SiC-MOSFET element a2.
  • the overall on-loss ax + ay is also greatly reduced as compared with the first embodiment.
  • the switching speed of the Si-IGBT element a1 becomes slow and the switching loss increases.
  • the Si-IGBT element a1 switches at a low frequency, the influence of the increase amount is small, and the increase amount of the overall switching loss as is also large. Relatively small.
  • the overall loss Loss-a which is the sum of the on loss and switching loss ax + ay + as of the Si-IGBT element a1 and the SiC-MOSFET element a2, can be reduced as compared with the first embodiment.
  • the switching loss is very large due to the high frequency operation, and the loss of the entire circuit including the on loss is larger than the loss Loss-a.
  • the SiC-MOSFET element c having the withstand voltage Vx + Vy
  • the on-loss is very large, and the loss of the entire circuit including the switching loss is larger than the loss Loss-a.
  • the ratio of the total switching loss to the total loss is small.
  • the on loss ax of Si-IGBTa1 As a result, the ratio of the total switching loss to the total loss increases.
  • the most efficient design is to set the on loss and the switching loss to be equal. In the case of a high-voltage element, the switching speed is very slow, and the switching loss is often used in a region where the switching loss is 1 to 2 times the on-loss.
  • the Si-IGBT is designed so that the switching speed of the Si-IGBT is slowed and the on-voltage is lowered so that the entire switching loss is 1 to 2 times the entire on-loss, the power conversion device It can be expected that an optimal point will be obtained as a whole.
  • FIG. 9 a fifth embodiment of the present invention will be described.
  • the first DC power supply 5 and the capacitor 8 which are the DC voltage sections of the first and second single-phase inverters 1 and 2 shown in the first embodiment are described.
  • Capacitors Co and Cs are connected between each arm.
  • the second single-phase inverter 2 Since the second single-phase inverter 2 is operated at a high frequency, it is necessary to increase the switching speed of the element in order to reduce the switching loss. At this time, if the inductance Ls of the wiring is large, the element may be destroyed by a surge voltage due to Ls ⁇ di / dt. Therefore, it is necessary to reduce the inductance Ls of the wiring. For this reason, the capacitor Cs connected between the capacitor 8 and each arm of the second single-phase inverter 2 has a small inductance. In addition, it is desirable to select one having a small impedance including not only an inductance but also a resistance component.
  • the surge voltage can be suppressed by reducing the inductance and impedance of the entire path from the capacitor Cs to each arm. That is, the inductance and impedance from the capacitor Cs to each arm are made smaller than the inductance and impedance from the capacitor Co to each arm.
  • the inductance of the wiring from the capacitor 8 of the second single-phase inverter 2 to each arm rather than the inductance and impedance of the wiring from the first DC power source 5 of the first single-phase inverter 1 to each arm, By reducing the impedance, a power converter having a highly reliable and inexpensive circuit configuration can be realized.
  • This embodiment can also be applied to the power conversion device having the circuit configuration according to the second and third embodiments, and the inductance of the wiring from the first DC power supplies 25 and 35 of the main inverters 21 and 31 to the respective arms
  • a power converter having a circuit configuration that is similarly reliable and inexpensive can be realized.
  • Embodiment 6 FIG. Next, a sixth embodiment of the present invention will be described.
  • the Si element portion 1a constituting each arm of the first single-phase inverter 1 according to the first embodiment and the respective arms of the second single-phase inverter 2 are constituted.
  • the SiC element portion 2a to be stored is housed in one module 40.
  • the Si element part 1a of the first single-phase inverter 1 is composed of Si-IGBT 3 and Si-diode 4
  • the SiC element part 2a of the second single-phase inverter 2 is composed of SiC-MOSFET 6 and SiC-SBD 7 Composed.
  • Ps and Ns are DC buses of the first single-phase inverter 1
  • Pf and Nf are DC buses of the second single-phase inverter 2.
  • the wiring inductances of the two arms of the Si element part 1a in the module are indicated by Lms1 and Lms2
  • the wiring inductances of the two arms of the SiC element part 2a are indicated by Lmf1 and Lmf2.
  • each element and wiring are arranged so that Lms1> Lmf1 and Lms2> Lmf2.
  • the wiring inductance satisfies the relationship of Lms1> Lmf1, Lms2> Lmf2, and the Si element portion 1a and SiC element part 2a are stored in one module 40 with high reliability. Thereby, size reduction of a power converter device can be promoted.
  • This embodiment can also be applied to the power conversion device having the circuit configuration according to the second and third embodiments.
  • the Si element portion of the main inverters 21 and 31 and the SiC element portion of the sub inverters 22 and 32 are The wiring inductance of the SiC element portion is made smaller than the wiring inductance of the Si element portion, and is accommodated in one module.
  • FIG. 11 shows what is applied to the second embodiment. As shown in the figure, the Si element portion 21a of the main inverter 21 and the SiC element portions 22aa, 22ba, and 22ca of the single-phase inverters 22a, 22b, and 22c of the sub-inverter 22 are combined into a single three-phase hybrid module. 41.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
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Abstract

　高電圧の第１の直流電源（５）を有して、１０００Ｖ超の高耐圧ＶｘのＳｉ－ＩＧＢＴ（３）を用い低周波で動作させる第１のインバータ回路（１）と、低電圧のコンデンサ（８）を有して、低耐圧ＶｙのＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ（６）を用い高周波ＰＷＭで動作させる第２のインバータ回路（２）とを、交流側を直列接続して電力変換装置を構成し、第１、第２のインバータ回路（１）、（２）の各発生電圧の和で所定の電圧波形の交流電力を出力する。

Description

電力変換装置
　この発明は、電力変換装置に関し、特に、大電力制御に使用可能で電力損失が低減されたインバータに関するものである。
　従来のインバータ回路として、大電力制御に使用可能な低電力損失のスイッチング回路には以下に示すものがある。
　Ｓｉトランジスタと非Ｓｉトランジスタとを直列に接続してなる直列回路を備えて成り、Ｓｉトランジスタの変換容量が０．１ｋＶＡ～２００ｋＶＡであって、非ＳｉトランジスタがＳｉＣまたはＧａＮ系半導体から成る。このように２つのトランジスタを直列接続することで直列回路全体の耐電圧が向上し、また非Ｓｉ系のトランジスタの高速動作により直列回路全体でスイッチング損失を低下できる（例えば、特許文献１参照）。
再公表ＷＯ００／７２４３３号公報
　従来のインバータ回路では、２つの直列に接続したトランジスタの分圧に不均衡が生じると、素子を破壊させる恐れがあった。このため、信頼性を確保して入力直流電圧を高くするためには、非Ｓｉトランジスタである非Ｓｉ－ＭＯＳＦＥＴの耐圧を高く設定する必要がある。このように、非Ｓｉ－ＭＯＳＦＥＴの耐圧を高くするとオン抵抗が急激に増加して、直列回路全体としても導通損失が増大し、高い電力変換効率が得られないという問題点があった。
　この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、大電力制御に使用可能で信頼性よく電力損失を低減できる、高効率な電力変換装置を得ることを目的とする。
　この発明による電力変換装置は、第１の直流電圧部とＳｉによる複数の半導体素子とを備えた第１のインバータ回路と、第２の直流電圧部と非Ｓｉによる複数の半導体素子とを備えた第２のインバータ回路とを備え、上記第１のインバータ回路の交流側出力端と上記第２のインバータ回路の交流側出力端とを直列に接続し、上記第１、第２のインバータ回路の出力の合成により所定の電圧波形による交流電力を負荷に供給するものである。
　この発明による電力変換装置は、Ｓｉによる半導体素子を備えた第１のインバータ回路と非Ｓｉによる半導体素子を備えた第２のインバータ回路とで、電圧レベル、周波数などの動作条件を素子の特性に応じて変えることができ、電力変換装置全体の電力損失の低減が図れると共に、高い出力電力が得られる。
この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成を示す図である。 この発明の実施の形態１による第２の直流電圧部の別例を示す図である。 この発明の実施の形態１による、第１、第２の単相インバータの出力電圧を示す波形図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置全体の動作を示す図である。 この発明の実施の形態１によるＳｉ－ＩＧＢＴとＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴとの特性を示す図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の構成を示す図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の構成を示す図である。 この発明の実施の形態４によるＳｉ－ＩＧＢＴとＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴとの特性を示す図である。 この発明の実施の形態５による電力変換装置の構成を示す図である。 この発明の実施の形態６によるモジュールの構成を示す図である。 この発明の実施の形態６の別例による３相ハイブリッドモジュールの構成を示す図である。
実施の形態１．
　以下、この発明の実施の形態１を図に基づいて説明する。
　図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成を示す図である。
　図１に示すように、電力変換装置は、第１の単相インバータ１から成る主インバータ（第１のインバータ回路）と、第２の単相インバータ２から成る副インバータ（第２のインバータ回路）とを備えて、単相負荷９に交流電力を供給する。
　第１の単相インバータ１には、Ｓｉによるデバイスが用いられる。この場合、第１の単相インバータ１は、Ｓｉ－ダイオード４を逆並列に接続した複数個のＳｉ半導体スイッチング素子としてのＳｉ－ＩＧＢＴ３で構成され、直流入力部分に第１の直流電圧部としての第１の直流電源５を備えて、該第１の直流電源５からの直流電力を交流電力に変換して出力する。この第１の単相インバータ１は、単相負荷９へのエネルギの供給源として動作する。
　第２の単相インバータ２には、非Ｓｉで、Ｓｉよりもバンドギャップが広い半導体材料、例えばＳｉＣやＧａＮによるデバイスが用いられる。この場合、第２の単相インバータ２は、ＳｉＣ－ＳＢＤ（ＳｉＣ－ショットキバリアダイオード）７を逆並列に接続した複数個の非Ｓｉ半導体スイッチング素子としてのＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ６で構成され、直流入力部分に第２の直流電圧部としてのコンデンサ８を備えて、該コンデンサ８からの直流電力を交流電力に変換して出力する。この場合、直流入力部分にはコンデンサ８のみを備えるため、コンデンサ８の充放電がバランスするよう、即ち、第２の単相インバータ２の平均的な電力負担がゼロになるように制御される。
　なお、第２の直流電圧部には、図２に示すように第２の直流電源１０を用いても良く、その場合は、第２の単相インバータ２も、単相負荷９へのエネルギの供給源として動作する。
　第１の単相インバータ１の第１の直流電源５の電圧Vdc-mainは、例えば１０００Ｖ超の高電圧であり、第２の単相インバータ２のコンデンサ８の電圧Vdc-subより大きく設定される。
　第１、第２の単相インバータ１、２は、出力として正、負およびゼロの電圧を発生することができる。電力変換装置は、第１の単相インバータ１の交流側出力端と第２の単相インバータ２の交流側出力端とを直列に接続して構成され、各単相インバータ１、２の発生電圧を組み合わせることによって、その総和として所定の電圧波形による交流電力を単相負荷９に供給する。
　即ち、第１の直流電源５の電圧Vdc-mainと、コンデンサ８の電圧Vdc-subとは、
Vdc-main＞Vdc-sub
Vdc-main＋Vdc-sub≧負荷最大電圧
となるように設定される。
　第１、第２の単相インバータ１、２および電力変換装置全体の動作について以下に説明する。
　図３は、第１、第２の単相インバータ１、２の出力電圧を示す波形図である。図３（ａ１）、図３（ａ２）は、第１の単相インバータ１の２種の出力電圧を示すもので、図３（ａ１）は半周期に１パルスで出力する場合、図３（ａ２）は半周期に３パルスで出力する場合を示す。図３（ｂ）は、第２の単相インバータ２の出力電圧を示す。
　図に示すように、Ｓｉ-ＩＧＢＴ３を用いた第１の単相インバータ１は、半周期に１パルスから数パルス程度の電圧波形で出力する、即ち第１の単相インバータ１は低周波でのスイッチングにより動作する。また、ＳｉＣ-ＭＯＳＦＥＴ６を用いた第２の単相インバータ２は、高周波ＰＷＭによるスイッチングにて動作する。
　図４は、電力変換装置全体の動作を示すものである。
　図４に示すように、電力変換装置全体の目標出力負荷電圧１１から、第１の単相インバータ１の出力電圧１２（主インバータ出力電圧）を差し引いた差電圧の値を、演算器１３にて演算し、該差電圧値を第２の単相インバータ２の目標出力電圧（副インバータ目標電圧）として、ＰＷＭ回路１４にてＰＷＭ変換することにより第２の単相インバータ２を駆動するＰＷＭ信号（副インバータ駆動信号）を生成する。
　このとき、第２の単相インバータ２のコンデンサ８の充放電をバランスさせるため、第２の単相インバータ２の１周期での電力負担が０となるように、第１の単相インバータ１の出力を制御する。
　なお、電力変換装置全体の目標出力負荷電圧１１から差し引くのは、第１の単相インバータ１の出力電圧１２の替わりに第１の単相インバータ１の目標出力電圧でも良い。
　以上のように構成される電力変換装置における電力損失について、第１の単相インバータ１に用いられるＳｉ-ＩＧＢＴ、および第２の単相インバータ２に用いられるＳｉＣ-ＭＯＳＦＥＴの特性の説明と共に以下に詳述する。
　図５（ａ）、図５（ｂ）は、Ｓｉ-ＩＧＢＴとＳｉＣ-ＭＯＳＦＥＴとのデバイスの特性を示す図であり、図５（ａ）は、素子耐圧とオン損失の関係を示し、図５（ｂ）は素子耐圧とスイッチング損失の関係を示す。
　一般に、非ＳｉであるＳｉＣ材料は絶縁耐圧が高いという優れた特性を備えているため、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗はＳｉ－ＭＯＳＦＥＴのそれに比べて１／１０～１／５０の低い値となる。しかしＭＯＳＦＥＴはユニポーラデバイスであるためＩＧＢＴなどのバイポーラデバイスに比べれば電流が流れ難いものである。特に１０００Ｖ超で使用するＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴの場合、オン抵抗による損失が急激に増大する。図５（ａ）には、Ｓｉ－ＩＧＢＴは素子耐圧が大きくなってもあまりオン損失が大きくならないが、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴは、素子耐圧が上がると急激にオン損失が増大することが、示されている。
　また、非Ｓｉデバイスはスイッチング速度が速いことが特徴であり、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴやＳｉＣ－ＳＢＤは、ＳｉデバイスであるＳｉ－ＩＧＢＴやＰＮダイオードに比べて、スイッチング速度は約１／１０～１／５０以下である。よって、高周波でスイッチングしてもスイッチング損失が非常に小さい。図５（ｂ）には、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴが、Ｓｉ－ＩＧＢＴに比べてスイッチング損失が非常に小さいことが示されている。
　このような特性から、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴやＳｉＣ－ＳＢＤは、高周波スイッチングを行うインバータ用途に適しているが、１０００Ｖ超のインバータ回路には不適である。即ち、１０００Ｖ以下の回路で高周波スイッチングする用途に適している。
　逆に、Ｓｉ－ＩＧＢＴは、バイポーラデバイスであるため電流を流し易く、素子耐圧が１０００Ｖ超と大きくなってもオン損失はあまり増大しないが、スイッチング速度が遅いため高周波でスイッチングする用途には不適である。即ち、１０００Ｖ超のインバータ回路で低い周波数でスイッチングする用途に適している。
　図５（ａ）、図５（ｂ）において、第１の単相インバータ１に用いられるＳｉ－ＩＧＢＴ３を、耐圧ＶｘのＳｉ－ＩＧＢＴ素子ａ１とし、第２の単相インバータ２に用いられるＳｉＣ-ＭＯＳＦＥＴ６を、耐圧ＶｙのＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ素子ａ２とする。なお、Ｓｉ－ＩＧＢＴ素子ａ１の耐圧Ｖｘは、１０００～１２００Ｖを超えるものとする。
　また、第１の比較例として、Ｓｉ－ＩＧＢＴのみで単独の高周波高電圧の単相インバータを構成し、この例で用いられる素子を耐圧Ｖｘ＋ＶｙのＳｉ－ＩＧＢＴ素子ｂとする。第２の比較例として、ＳｉＣ-ＭＯＳＦＥＴのみで単独の高周波高電圧の単相インバータを構成した場合、用いられる素子を耐圧Ｖｘ＋ＶｙのＳｉＣ-ＭＯＳＦＥＴ素子ｃとする。
　この実施の形態では、Ｓｉ－ＩＧＢＴ素子ａ１（Ｓｉ－ＩＧＢＴ３）を用い、電圧Vdc-main（＝ｋＶｘ）の第１の直流電源５を備えた第１の単相インバータ１を低周波で動作させる。このＳｉ－ＩＧＢＴ素子ａ１は低周波で動作するためスイッチング損失は非常に小さな値となる（図中は無視している）。このため損失の殆どはオン損失ａｘとなり、Ｓｉ－ＩＧＢＴ素子ａ１の損失は約ａｘとなる。
　また、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ素子ａ２（ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ６）を用い、電圧Vdc-sub（＝ｍＶｙ）のコンデンサ８を備えた第２の単相インバータ２を高周波で動作させる。ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ素子ａ２のスイッチング損失ａｓは非常に小さい。ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ素子ａ２の損失は、オン損失ａｙとスイッチング損失ａｓとの合計となる。
　なお、ここでｋ、ｍは、素子耐圧に対するインバータ直流電圧の比率であり、一般には０．５～０．８の値が選ばれる。また、各素子ａ１、ａ２は第１、第２の単相インバータ１、２を構成しているので、Ｓｉ－ＩＧＢＴ素子ａ１にはｋＶｘ以下の電圧が印加され、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ素子ａ２にはｍＶｙ以下の電圧が印加される。
　電力変換装置全体の電力損失を、Ｓｉ－ＩＧＢＴ素子ａ１とＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ素子ａ２とのオン損失、スイッチング損失の合計で表すと、全体損失Loss-aはａｘ＋ａｙ＋ａｓとなる。
　耐圧Ｖｘ＋ＶｙのＳｉ－ＩＧＢＴ素子ｂのみを用いた第１の比較例では、スイッチング損失ｂｓが非常に大きく、オン損失を加えた回路全体の損失Loss-bは損失Loss-aより大きくなる。また、耐圧Ｖｘ＋ＶｙのＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ素子ｃのみを用いた第２の比較例では、オン損失が非常に大きく、スイッチング損失ｃｓを加えた回路全体の損失Loss-cは損失Loss-aより大きくなる。
　このように、この実施の形態による電力変換装置の電力損失Loss-aは、Ｓｉ－ＩＧＢＴあるいはＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴのみで単独の高周波高電圧の単相インバータを構成した第１、第２の比較例の電力損失Loss-b、Loss-cより低減されている。
　以上のように、この実施の形態では、１０００Ｖ超の高耐圧ＶｘのＳｉ－ＩＧＢＴ素子ａ１（Ｓｉ－ＩＧＢＴ３）を用い低周波で動作させる第１の単相インバータ１と、比較的低耐圧ＶｙのＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ素子ａ２（ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ６）を用い高周波で動作させる第２の単相インバータ２とを組み合わせて電力変換装置を構成した。これにより、Ｓｉ－ＩＧＢＴ３のオン損失が全体のオン損失の大半を占めるように設定されると共に、全体のスイッチング損失が大きく低減し、損失全体（オン損失＋スイッチング損失）に占める割合が小さくなる。また、第１、第２の単相インバータ１、２の出力和が電力変換装置の出力となるため、各単相インバータ１、２で出力電圧を分担して各素子の耐圧を低減でき、全体のオン損失が低減できる。これらのことから、電力変換装置は信頼性よく損失低減が図れ、変換効率が向上する。
　また、このように相異なる特性を備えた２種の素子で構成された第１、第２のインバータ１、２を組み合わせたことにより、１０００Ｖ超の高電圧の回路構成でも低損失で高周波のスイッチング動作を実現でき、精度の高い電圧波形による出力電圧が得られる。
　なお、図５（ａ）に示すように、Ｓｉ－ＩＧＢＴ素子ａ１とＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ素子ａ２とのオン損失の合計ａｘ＋ａｙが、耐圧Ｖｘ＋ＶｙのＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ素子ｃのオン損失より小さいように設定する。これにより、損失低減効果が確実に得られる。この関係は、耐圧Ｖｘ＋ＶｙのＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ素子ｃのオン損失をｃｘｙとすると、
ａｘ＋ａｙ＞ｃｘｙ　と表される。即ち、
（ａｘ＋ａｙ）／（Ｖｘ＋Ｖｙ）＞ｃｘｙ／（Ｖｘ＋Ｖｙ）
ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴの特性から、
ｃｘｙ／（Ｖｘ＋Ｖｙ）＝ａｙ／Ｖｙ
このため、
（ａｘ＋ａｙ）／（Ｖｘ＋Ｖｙ）＞ａｙ／Ｖｙ　となる。
　この式は、オン損失をオン時の電圧降下分であるオン電圧で置き換え、耐圧Ｖｘ、Ｖｙを各単相インバータ１、２の直流電圧Vdc-main、Vdc-subで置き換えても良く、次のように表現できる。即ち、Vdc-main＋Vdc-subに対する、Ｓｉ－ＩＧＢＴ素子ａ１とＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ素子ａ２とのオン電圧合計の比は、Vdc-subに対するＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ素子ａ２のオン電圧の比よりも小さい。このように、各単相インバータ１、２を構成することで、損失低減効果が確実に得られる。
実施の形態２．
　次に、この発明の実施の形態２を図に基づいて説明する。
　図６は、この発明の実施の形態２による電力変換装置の構成を示す図である。
　図６に示すように、電力変換装置は、３相インバータ２１から成る主インバータ（第１のインバータ回路）の各相交流出力線にそれぞれ単相インバータ２２ａ、２２ｂ、２２ｃの交流側出力端を直列接続して、３相負荷２９に交流電力を供給する。
　３相インバータ２１には、Ｓｉによるデバイスが用いられる。この場合、３相インバータ２１は、Ｓｉ－ダイオード２４を逆並列に接続した複数個のＳｉ半導体スイッチング素子としてのＳｉ－ＩＧＢＴ２３で構成され、直流入力部分に第１の直流電圧部としての第１の直流電源２５を備えて、該第１の直流電源２５からの直流電力を交流電力に変換して出力する。この３相インバータ２１は、３相負荷２９へのエネルギの供給源として動作する。
　３つの単相インバータ２２ａ、２２ｂ、２２ｃから成る副インバータ２２（第２のインバータ回路）には、非Ｓｉで、Ｓｉよりもバンドギャップが広い半導体材料、例えばＳｉＣやＧａＮによるデバイスが用いられる。この場合、各単相インバータ２２ａ、２２ｂ、２２ｃは、ＳｉＣ－ＳＢＤ２７を逆並列に接続した複数個の非Ｓｉ半導体スイッチング素子としてのＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ２６で構成され、直流入力部分に第２の直流電圧部としてのコンデンサ２８を備えて、該コンデンサ２８からの直流電力を交流電力に変換して出力する。この場合、各単相インバータ２２ａ～２２ｃの直流入力部分にはコンデンサ２８のみを備えるため、コンデンサ２８の充放電がバランスするよう、即ち、各単相インバータ２２ａ～２２ｃの平均的な電力負担がゼロになるように制御される。
　なお、第２の直流電圧部には、図２に示すように第２の直流電源１０を用いても良く、その場合は、各単相インバータ２２ａ～２２ｃも、３相負荷２９へのエネルギの供給源として動作する。
　３相インバータ２１の第１の直流電源２５の電圧Vdc-mainは、例えば１０００Ｖ超の高電圧であり、各単相インバータ２２ａ～２２ｃのコンデンサ８の電圧Vdc-subより大きく設定される。
　３相インバータ２１の各相交流出力線にそれぞれ単相インバータ２２ａ、２２ｂ、２２ｃが接続されるため、各相にて３相インバータ２１と単相インバータ２２ａ～２２ｃとの発生電圧が組み合わされ、所定の電圧波形による３相交流電力を３相負荷２９に供給する。この場合、３相インバータ２１の電圧に２つの単相インバータ２２ａ～２２ｃの電圧を加えた電圧値が、必要な最大線間電圧以上となっていることで、必要な電圧を発生することが可能である。
　即ち、第１の直流電源２５の電圧Vdc-mainと、コンデンサ２８の電圧Vdc-subとは、
Vdc-main＞Vdc-sub
Vdc-main＋Vdc-sub×２≧負荷最大電圧（最大線間電圧）
となるように設定される。
　また、上記実施の形態１と同様に、主インバータ（３相インバータ２１）には、１０００Ｖ超の高耐圧ＶｘのＳｉ－ＩＧＢＴ素子ａ１をＳｉ－ＩＧＢＴ２３に用い、低周波でのスイッチングにより動作させる。また、副インバータ２２の各単相インバータ２２ａ～２２ｃには、比較的低耐圧ＶｙのＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ素子ａ２をＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ２６に用い、高周波ＰＷＭによるスイッチングにて動作させる。
　これにより、上記実施の形態１と同様に、電力変換装置は信頼性よく損失低減が図れ、変換効率が向上する。
　また、このように相異なる特性を備えた２種の素子で構成された第１、第２のインバータ１、２を組み合わせたことにより、１０００Ｖ超の高電圧の回路構成でも低損失で高周波のスイッチング動作を実現でき、精度の高い電圧波形による出力電圧が得られる。
　なお、この実施の形態においても、Vdc-main＋Vdc-subに対する、Ｓｉ－ＩＧＢＴ２３とＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ２６とのオン電圧合計の比が、Vdc-subに対するＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ２６のオン電圧の比よりも小さくなるように、３相インバータ２１および副インバータ２２を構成することで、損失低減効果が確実に得られる。
実施の形態３．
　次に、この発明の実施の形態３を図に基づいて説明する。
　図７は、この発明の実施の形態３による電力変換装置の構成を示す図である。
　図７に示すように、電力変換装置は、第１の３相インバータ３１から成る主インバータ（第１のインバータ回路）と、第２の３相インバータ３２から成る副インバータ（第２のインバータ回路）とを備えて、３相負荷３９に交流電力を供給する。３相負荷３９は各相が独立した巻線負荷などから成り各相が切り離されている。また第１の３相インバータ３１の各相交流出力線が３相負荷３９の各相を介して第２の３相インバータ３２の各相の交流出力端に直列接続される。即ち、第１、第２の３相インバータ３１、３２は３相負荷３９に両側から電力供給する。
　第１の３相インバータ３１には、Ｓｉによるデバイスが用いられる。この場合、第１の３相インバータ３１は、Ｓｉ－ダイオード３４を逆並列に接続した複数個のＳｉ半導体スイッチング素子としてのＳｉ－ＩＧＢＴ３３で構成され、直流入力部分に第１の直流電圧部としての第１の直流電源３５を備えて、該第１の直流電源３５からの直流電力を交流電力に変換して出力する。この第１の３相インバータ３１は、３相負荷３９へのエネルギの供給源として動作する。
　第２の３相インバータ３２には、非Ｓｉで、Ｓｉよりもバンドギャップが広い半導体材料、例えばＳｉＣやＧａＮによるデバイスが用いられる。この場合、第２の３相インバータ３２は、ＳｉＣ－ＳＢＤ３７を逆並列に接続した複数個の非Ｓｉ半導体スイッチング素子としてのＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ３６で構成され、直流入力部分に第２の直流電圧部としてのコンデンサ３８を備えて、該コンデンサ３８からの直流電力を交流電力に変換して出力する。この場合、第２の３相インバータ３２の直流入力部分にはコンデンサ３８のみを備えるため、コンデンサ３８の充放電がバランスするよう、即ち、第２の３相インバータ３２の平均的な電力負担がゼロになるように制御される。
　なお、第２の直流電圧部には、図２に示すように第２の直流電源１０を用いても良く、その場合は、第２の３相インバータ３２も、３相負荷３９へのエネルギの供給源として動作する。
　第１の３相インバータ３１の第１の直流電源３５の電圧Vdc-mainは、例えば１０００Ｖ超の高電圧であり、第２の３相インバータ３２のコンデンサ３８の電圧Vdc-subより大きく設定される。
　各相にて第１の３相インバータ３１と第２の３相インバータ３２との発生電圧を組み合わせることによって、所定の電圧波形による３相交流電力を３相負荷３９に供給する。この場合、第１の３相インバータ３１の電圧に第２の３相インバータ３２の電圧を加えた電圧値が、必要な最大線間電圧以上となっていることで、必要な電圧を発生することが可能である。
　即ち、第１の直流電源３５の電圧Vdc-mainと、コンデンサ３８の電圧Vdc-subとは、
Vdc-main＞Vdc-sub
Vdc-main＋Vdc-sub≧負荷最大電圧（最大線間電圧）
となるように設定される。
　また、上記実施の形態１と同様に、主インバータ（第１の３相インバータ３１）には、１０００Ｖ超の高耐圧ＶｘのＳｉ－ＩＧＢＴ素子ａ１をＳｉ－ＩＧＢＴ３３に用い、低周波でのスイッチングにより動作させる。また、副インバータ（第２の３相インバータ３２）には、比較的低耐圧ＶｙのＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ素子ａ２をＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ３６に用い、高周波ＰＷＭによるスイッチングにて動作させる。
　これにより、上記実施の形態１と同様に、電力変換装置は信頼性よく損失低減が図れ、変換効率が向上する。
　また、このように相異なる特性を備えた２種の素子で構成された第１、第２の３相インバータ３１、３２を組み合わせたことにより、１０００Ｖ超の高電圧の回路構成でも低損失で高周波のスイッチング動作を実現でき、精度の高い電圧波形による出力電圧が得られる。
　なお、この実施の形態においても、Vdc-main＋Vdc-subに対する、Ｓｉ－ＩＧＢＴ３３とＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ３６とのオン電圧合計の比が、Vdc-subに対するＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ３６のオン電圧の比よりも小さくなるように、第１、第２の３相インバータ３１、３２を構成することで、損失低減効果が確実に得られる。
　また、この実施の形態３では、３相の電力変換装置について示したが、各相を独立して考え、第１、第２の３相インバータ３１、３２を単相インバータに、３相負荷３９を単相負荷に置き換えても良い。即ち、主インバータとなる単相インバータの交流出力端と副インバータとなる単相インバータの交流出力端とを単相負荷を介して接続して、単相負荷の両側から電力供給する。この場合も、主インバータには、１０００Ｖ超の高耐圧ＶｘのＳｉ－ＩＧＢＴを用いて低周波スイッチングにより動作させ、副インバータには、比較的低耐圧ＶｙのＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴを用いて高周波ＰＷＭによるスイッチングにて動作させることにより、同様の効果が得られる。
　また、上記実施の形態１～３において、主インバータ（第１のインバータ回路）、副インバータ（第２のインバータ回路）では、ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子が２個直列接続された直列接続体を備えている。副インバータでは、２つのＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴが直列接続された直列接続体を、高周波ＰＷＭによるスイッチングにて動作させるが、一方のＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴをオフすると他方のＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴの逆並列ダイオードがオン状態となる。この時、即ち上記一方のＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴのオフ動作完了から、オン動作開始直前までの期間に、上記他方のＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴをオン状態にする。ＭＯＳＦＥＴはオン状態になると、双方向に通電可能であるので、上記他方のＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴと逆並列ダイオードとの双方に電流が流れる。このため、オン電圧が低下し、さらにオン損失を低減できる。
　さらに、ＭＯＳＦＥＴは内部に寄生ダイオード（図示せず）が形成されており、その接続方向は図１のＳｉＣ－ＳＢＤと同じである。このため、主インバータ、副インバータ内の半導体スイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用いる場合、寄生ダイオードを逆並列ダイオードの替わりに用いることで、ＳｉＣ－ＳＢＤ等の逆並列ダイオードを省略することが可能である。これにより、逆並列ダイオードのコスト低減、実装面積の縮小が可能となる。
　また、上記実施の形態１～３では、主インバータと副インバータでは、主インバータの方が直流電圧が大きく、しかもスイッチング周波数が小さいものとしたが、スイッチング周波数が同じで主インバータの方が直流電圧が大きい、あるいは直流電圧が同じで主インバータの方がスイッチング周波数が小さいものであっても良く、全体の損失低減の効果は得られる。
　また、上記実施の形態１～３では、副インバータに備えられた半導体スイッチング素子とダイオードの双方が非Ｓｉ、例えばＳｉＣデバイスの場合を説明しているが、半導体スイッチング素子のみを非Ｓｉデバイスとしても良い。
　さらにまた、副インバータ内でダイオードのみを非Ｓｉデバイスである、例えばＳｉＣ－ＳＢＤとしても良い。この場合も、副インバータ内のＳｉ半導体スイッチング素子のオン損失と、ＳｉＣ－ＳＢＤのリカバリ時の損失を大幅に低減でき、副インバータ内の半導体スイッチング素子とダイオードの双方をＳｉデバイスで構成した場合よりも大きな損失低減効果がある。
実施の形態４．
　次に、この発明の実施の形態４について説明する。
　上記実施の形態１～３では、図５（ａ）、図５（ｂ）で示すような特性を有するＳｉ-ＩＧＢＴとＳｉＣ-ＭＯＳＦＥＴとのデバイスを用いたが、Ｓｉ-ＩＧＢＴでは、デバイス形成時の注入キャリアの増減により特性を変化でき、スイッチング速度を遅くすればオン抵抗を低減、即ちオン損失が低減できることが知られている。
　この実施の形態では、上記実施の形態１の場合よりも、スイッチング速度を遅くしてオン損失を低減したデバイス構成のＳｉ-ＩＧＢＴと、上記実施の形態１と同様のＳｉＣ-ＭＯＳＦＥＴとを用いて、上記実施の形態１～３で示した電力変換装置を構成する。図８は、この実施の形態で用いるＳｉ-ＩＧＢＴとＳｉＣ-ＭＯＳＦＥＴとのデバイスの特性を示す図であり、素子耐圧とオン損失の関係を示す。
　主インバータ１、２１、３１に用いられるＳｉ－ＩＧＢＴ３、２３、３３を、耐圧ＶｘのＳｉ－ＩＧＢＴ素子ａ１とし、副インバータ２、２２、３２に用いられるＳｉＣ-ＭＯＳＦＥＴ６、２６、３６を、耐圧ＶｙのＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ素子ａ２とする。なお、Ｓｉ－ＩＧＢＴ素子ａ１の耐圧Ｖｘは、１０００～１２００Ｖを超えるものとする。
　また、第１の比較例として、Ｓｉ－ＩＧＢＴのみで単独の高周波高電圧の単相インバータを構成した場合、用いられる素子を耐圧Ｖｘ＋ＶｙのＳｉ－ＩＧＢＴ素子ｂとする。第２の比較例として、ＳｉＣ-ＭＯＳＦＥＴのみで単独の高周波高電圧の単相インバータを構成した場合、用いられる素子を耐圧Ｖｘ＋ＶｙのＳｉＣ-ＭＯＳＦＥＴ素子ｃとする。
　この実施の形態でも、Ｓｉ－ＩＧＢＴ素子ａ１を用いる主インバータ１、２１、３１を低周波で動作させ、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ素子ａ２を用いる副インバータ２、２２、３２を高周波で動作させ、主インバータ１、２１、３１と副インバータ２、２２、３２との出力の合成により負荷９、２９、３９に電力供給する。
　図８に示すように、Ｓｉ－ＩＧＢＴ素子ａ１のオン損失ａｘがＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ素子ａ２のオン損失ａｙより小さくなるようにＳｉ－ＩＧＢＴ素子ａ１のデバイスを構成する。この場合、Ｓｉ－ＩＧＢＴ素子ａ１のオン損失ａｘが大きく低減しているため、全体のオン損失ａｘ＋ａｙも上記実施の形態１より大きく低減する。このとき、Ｓｉ－ＩＧＢＴ素子ａ１のスイッチング速度が遅くなってスイッチング損失は増加するが、Ｓｉ－ＩＧＢＴ素子ａ１は低周波でスイッチングするため増加量の影響は小さく、全体のスイッチング損失ａｓの増加量も比較的小さい。これにより、Ｓｉ－ＩＧＢＴ素子ａ１とＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ素子ａ２とのオン損失、スイッチング損失の合計ａｘ＋ａｙ＋ａｓである全体損失Loss-aは、上記実施の形態１よりも低減できる。
　この場合も、耐圧Ｖｘ＋ＶｙのＳｉ－ＩＧＢＴ素子ｂのみを用いた第１の比較例では、高周波動作のためスイッチング損失が非常に大きく、オン損失を加えた回路全体の損失は損失Loss-aより大きくなる。また、耐圧Ｖｘ＋ＶｙのＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ素子ｃのみを用いた第２の比較例では、オン損失が非常に大きく、スイッチング損失を加えた回路全体の損失は損失Loss-aより大きくなる。
　なお、上記実施の形態１では、全体のスイッチング損失が損失全体（オン損失＋スイッチング損失）に占める割合が小さいものであったが、この実施の形態４のように、Ｓｉ-ＩＧＢＴａ１のオン損失ａｘを低減させることで、全体のスイッチング損失が損失全体に占める割合が増加する。一般に、素子の特性を設計する際、オン損失とスイッチング損失とが同等になるよう設定するのが最も効率の良い設計と言われている。また、高電圧素子の場合には、スイッチング速度が非常に遅く、スイッチング損失がオン損失に対して１～２倍となる領域で用いられることも多い。
　このため、Ｓｉ-ＩＧＢＴのスイッチング速度を遅くオン電圧を低くして、全体のスイッチング損失が全体のオン損失に対して１～２倍となるように、Ｓｉ－ＩＧＢＴを素子設計すると、電力変換装置全体として最適な点が得られると期待できる。
実施の形態５．
　次に、この発明の実施の形態５について説明する。
　この実施の形態５では、図９に示すように、上記実施の形態１で示した第１、第２の単相インバータ１、２の直流電圧部である第１の直流電源５、コンデンサ８と各アームとの間にコンデンサＣｏ、Ｃｓを接続する。
　第２の単相インバータ２は、高周波で動作させるため、スイッチング損失低減のために素子のスイッチング速度を速くする必要がある。このとき、配線のインダクタンスＬｓが大きいと、Ｌｓ・di/dtによるサージ電圧により素子が破壊される恐れがあるため、配線のインダクタンスＬｓを小さくする必要がある。このため、第２の単相インバータ２のコンデンサ８と各アームとの間に接続するコンデンサＣｓは、インダクタンスの小さなものを用いる。また、インダクタンスだけでなく、抵抗成分も含めたインピーダンスの小さなものを選定するのが望ましい。
　一方、低周波で動作させる第１の単相インバータ１は、スイッチング速度を速くする必要がないため、サージ電圧による悪影響を考慮する必要が無い。このため、第１の単相インバータ１の第１の直流電源５と各アームとの間に接続するコンデンサＣｏは、コンデンサＣｓのようにインダクタンス、インピーダンスが小さい必要は無く、安価なコンデンサを用いることができる。
　なお、コンデンサＣｓそのものインダクタンスやインピーダンスを低減しなくても、コンデンサＣｓから各アームへの経路全体のインダクタンスやインピーダンスを低減することでサージ電圧を抑えることができる。即ち、コンデンサＣｓから各アームへのインダクタンスやインピーダンスを、コンデンサＣｏから各アームへのインダクタンスやインピーダンスより小さくする。
　このように、第１の単相インバータ１の第１の直流電源５から各アームまでの配線のインダクタンスやインピーダンスよりも、第２の単相インバータ２のコンデンサ８から各アームまでの配線のインダクタンスやインピーダンスを小さくすることで、信頼性が高く安価な回路構成の電力変換装置が実現できる。
　なお、この実施の形態は、上記実施の形態２、３による回路構成の電力変換装置にも適用でき、主インバータ２１、３１の第１の直流電源２５、３５から各アームまでの配線のインダクタンスやインピーダンスよりも、副インバータ２２、３２のコンデンサ２８、３８から各アームまでの配線のインダクタンスやインピーダンスを小さくすることで、同様に信頼性が高く安価な回路構成の電力変換装置が実現できる。
実施の形態６．
　次に、この発明の実施の形態６について説明する。
　この実施の形態６では、図１０に示すように、上記実施の形態１による第１の単相インバータ１の各アームを構成するＳｉ素子部１ａと第２の単相インバータ２の各アームを構成するＳｉＣ素子部２ａとを１つのモジュール４０に収納する。
　第１の単相インバータ１のＳｉ素子部１ａは、Ｓｉ－ＩＧＢＴ３とＳｉ－ダイオード４とで構成され、第２の単相インバータ２のＳｉＣ素子部２ａは、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ６とＳｉＣ－ＳＢＤ７とで構成される。なお、Ｐｓ、Ｎｓは第１の単相インバータ１の直流母線であり、Ｐｆ、Ｎｆは第２の単相インバータ２の直流母線である。また、モジュール内のＳｉ素子部１ａの２つのアームの各配線インダクタンスをLms1、Lms2で示し、ＳｉＣ素子部２ａの２つのアームの各配線インダクタンスをLmf1、Lmf2で示した。
　第２の単相インバータ２のＳｉＣ素子部２ａは高周波で動作させるため、配線インダクタンスLmf1、Lmf2を小さくしてスイッチング時のサージ電圧を抑制する必要がある。一方、低周波で動作させる第１の単相インバータ１のＳｉ素子部１ａは、スイッチング速度を速くする必要がないため、サージ電圧による悪影響を考慮する必要が無い。
　この実施の形態では、Lms1＞Lmf1、Lms2＞Lmf2を満たすように、各素子および配線を配設する。これにより、安価な回路構成でＳｉＣ素子部２ａの配線インダクタンスLmf1、Lmf2を小さくでき、サージ電圧が抑制された信頼性の高い電力変換装置が実現できる。
　通常、異なる材料によるデバイスは同一モジュールに収納しないものであるが、この実施の形態では、上述したように、配線インダクタンスが、Lms1＞Lmf1、Lms2＞Lmf2の関係を満たすようにして、Ｓｉ素子部１ａとＳｉＣ素子部２ａとを信頼性良く１つのモジュール４０に収納する。これにより、電力変換装置の小型化を促進できる。
　なお、この実施の形態は、上記実施の形態２、３による回路構成の電力変換装置にも適用でき、主インバータ２１、３１のＳｉ素子部と、副インバータ２２、３２のＳｉＣ素子部とを、ＳｉＣ素子部の配線インダクタンスをＳｉ素子部の配線インダクタンスより小さくして、１つのモジュールに収納する。
　図１１に、上記実施の形態２に適用したものを示す。図に示すように、主インバータ２１のＳｉ素子部２１ａと、副インバータ２２の各単相インバータ２２ａ、２２ｂ、２２ｃのＳｉＣ素子部２２ａａ、２２ｂａ、２２ｃａとを、１つのモジュールである３相ハイブリッドモジュール４１に収納している。
　このように上記実施の形態２、３による回路構成の電力変換装置に適用した場合も、この実施の形態と同様に、安価な回路構成でサージ電圧が抑制された信頼性の高い電力変換装置が実現できると共に、電力変換装置の小型化も促進できる。
　なお、上記各実施の形態では、Ｓｉ半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いたが、バイポーラデバイスであるＧＣＴ、バイポーラトランジスタを用いても良く、同様の効果が得られる。

Claims (21)

  1. 　第１の直流電圧部とＳｉによる複数の半導体素子とを備えた第１のインバータ回路と、第２の直流電圧部と非Ｓｉによる複数の半導体素子とを備えた第２のインバータ回路とを備え、
    　上記第１のインバータ回路の交流側出力端と上記第２のインバータ回路の交流側出力端とを直列に接続し、上記第１、第２のインバータ回路の出力の合成により所定の電圧波形による交流電力を負荷に供給することを特徴とする電力変換装置。
  2. 　上記第１の直流電圧部の電圧は、上記第２の直流電圧部の電圧より大きいことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　上記第１のインバータ回路を駆動するスイッチング周波数は、上記第２のインバータ回路を駆動するスイッチング周波数より小さいことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　上記第１の直流電圧部の電圧は、上記第２の直流電圧部の電圧より大きく、
    　上記第１のインバータ回路を駆動するスイッチング周波数は、上記第２のインバータ回路を駆動するスイッチング周波数より小さいことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  5. 　上記第１のインバータ回路および上記第２のインバータ回路は、それぞれ単相インバータで構成されることを特徴とする請求項１～４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 　上記第１のインバータ回路はｎ相インバータで構成され、上記第２のインバータ回路は少なくともｎ個の単相インバータで構成され、
    　上記第１のインバータ回路の各相交流出力線に、上記第２のインバータ回路の上記各単相インバータの交流側出力端を直列に接続し、各相にて上記第１、第２のインバータ回路の出力を合成し、所定の電圧波形によるｎ相交流電力をｎ相負荷に供給することを特徴とする請求項１～４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  7. 　上記第１のインバータ回路の交流側出力端と上記第２のインバータ回路の交流側出力端とは、上記負荷を挟んで直列に接続され、上記第１のインバータ回路と上記第２のインバータ回路とで上記負荷に両側から電力供給することを特徴とする請求項１～４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  8. 　上記第１のインバータ回路は、上記Ｓｉによる複数の半導体素子として複数のＳｉ半導体スイッチング素子を備え、上記第２のインバータ回路は、上記非Ｓｉによる複数の半導体素子として複数の非Ｓｉ半導体スイッチング素子を備えたことを特徴とする請求項１～４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  9. 　上記第１の直流電圧部および上記第２の直流電圧部の直流電圧合計に対する、上記第１のインバータ回路内の上記Ｓｉ半導体スイッチング素子および上記第２のインバータ回路内の上記非Ｓｉ半導体スイッチング素子の２種のオン電圧合計の比は、上記第２の直流電圧部の直流電圧に対する上記非Ｓｉ半導体スイッチング素子のオン電圧の比よりも小さいことを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
  10. 　上記第１のインバータ回路内の上記Ｓｉ半導体スイッチング素子のオン電圧を、上記第２のインバータ回路内の上記非Ｓｉ半導体スイッチング素子のオン電圧より低くしたことを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
  11. 　上記第１のインバータ回路内の上記Ｓｉ半導体スイッチング素子を、スイッチング速度を遅くオン電圧を低く構成して、上記第１、第２のインバータ回路におけるスイッチング損失の合計を、導通損失の合計に対して１～２倍にしたことを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
  12. 　上記第１のインバータ回路内の上記Ｓｉ半導体スイッチング素子の耐圧は１０００Ｖ以上であることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
  13. 　上記第１のインバータ回路内の上記各Ｓｉ半導体スイッチング素子にＩＧＢＴ、ＧＣＴ、バイポーラトランジスタのいずれかを用いたことを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
  14. 　上記第２のインバータ回路は、２つの非Ｓｉ半導体スイッチング素子の直列接続体を少なくとも一対有し、該直列接続体の一方の非Ｓｉ半導体スイッチング素子のオフ動作完了から次のオン動作直前までの間に、他方の非Ｓｉ半導体スイッチング素子をオンさせることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
  15. 　上記第２のインバータ回路内の上記各非Ｓｉ半導体スイッチング素子にＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴを用いたことを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
  16. 　上記第２のインバータ回路は、複数の半導体スイッチング素子および複数のダイオードを備え、該複数のダイオードが上記非Ｓｉによる複数の半導体素子であることを特徴とする請求項１～４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  17. 　上記複数のダイオードは、ＳｉＣ－ショットキバリアダイオードであることを特徴とする請求項１６に記載の電力変換装置。
  18. 　上記第２のインバータ回路における上記第２の直流電圧部から上記単相インバータの各アームまでの配線インダクタンスは、上記第１のインバータ回路における上記第１の直流電圧部から該第１のインバータ回路の各アームまでの配線インダクタンスよりも小さいことを特徴とする請求項１～４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  19. 　上記第１のインバータ回路内の上記Ｓｉによる複数の半導体素子と上記第２のインバータ回路内の上記非Ｓｉによる複数の半導体素子とを、同一のモジュール内に収納したことを特徴とする請求項１～４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  20. 　上記第１、第２のインバータ回路の内、上記第２のインバータ回路のみを高周波ＰＷＭ制御することを特徴とする請求項３または４に記載の電力変換装置。
  21. 　上記第２のインバータ回路内の上記非Ｓｉからなる半導体素子が、Ｓｉよりもバンドギャップが広い半導体材料からなることを特徴とする請求項１～４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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Cited By (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011120325A (ja) * 2009-12-01 2011-06-16 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
JP2011254013A (ja) * 2010-06-03 2011-12-15 Panasonic Electric Works Co Ltd 半導体装置およびこれを用いた半導体リレー
JP2012139083A (ja) * 2010-12-28 2012-07-19 Nichicon Corp 電源装置
WO2012096151A1 (ja) * 2011-01-12 2012-07-19 株式会社 東芝 半導体電力変換装置
WO2012098709A1 (ja) * 2011-01-20 2012-07-26 三菱電機株式会社 電力変換装置
WO2013001828A1 (ja) * 2011-06-30 2013-01-03 三洋電機株式会社 インバータ
US8861235B2 (en) 2009-09-16 2014-10-14 Mitsubishi Electric Corporation Power converting apparatus
JP2016092946A (ja) * 2014-11-04 2016-05-23 株式会社デンソー 電力変換装置
JP2017038496A (ja) * 2015-08-12 2017-02-16 ニチコン株式会社 スイッチング電源装置および電磁石電源システム
JP2017121170A (ja) * 2015-12-29 2017-07-06 ゼネラル・エレクトリック・カンパニイ ハイブリッドコンバータシステム
JP2017175700A (ja) * 2016-03-22 2017-09-28 株式会社Ｓｏｋｅｎ 電力変換装置
CN109698643A (zh) * 2017-10-23 2019-04-30 奥迪股份公司 电驱动***
JP6682049B1 (ja) * 2019-06-25 2020-04-15 三菱電機株式会社 電力変換装置
US10801162B2 (en) * 2016-04-05 2020-10-13 Fiberlean Technologies Limited Paper and paperboard products
WO2021166164A1 (ja) * 2020-02-20 2021-08-26 三菱電機株式会社 電力変換装置および航空機の電力システム
WO2022054155A1 (ja) 2020-09-09 2022-03-17 三菱電機株式会社 電力変換装置及び電力変換装置を搭載した航空機
WO2023032150A1 (ja) * 2021-09-03 2023-03-09 三菱電機株式会社 電力変換装置及び電力変換装置を搭載した航空機

Families Citing this family (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA2763457A1 (en) * 2009-06-15 2010-12-23 Maxime R. Dubois Energy storage system and method
FR2980653B1 (fr) 2011-09-22 2018-02-16 Geo27 Sarl Generateur de signaux de courant et procede de mise en oeuvre d'un tel generateur
CN103051222A (zh) * 2011-10-13 2013-04-17 台达电子工业股份有限公司 高效率控制的整合式逆变器装置及其操作方法
DE202012101974U1 (de) * 2012-02-14 2012-10-17 Lti Drives Gmbh Netzeinspeisevorrichtung und Energieeinspeisesystem
JP5822773B2 (ja) * 2012-04-17 2015-11-24 三菱電機株式会社 電力変換装置
CN103855913A (zh) * 2012-11-30 2014-06-11 通用电气公司 能量变换***及其控制方法
US9248751B2 (en) * 2013-03-15 2016-02-02 Qualcomm Incorporated Mixed semiconductor H-bridge power converters and methods related thereto
CN104122461A (zh) * 2013-04-28 2014-10-29 青岛四方车辆研究所有限公司 充电机试验台
CN103490658A (zh) * 2013-09-06 2014-01-01 西安电子科技大学 单相逆变器的驱动电路
JP2015084622A (ja) * 2013-10-25 2015-04-30 三菱重工オートモーティブサーマルシステムズ株式会社 スイッチング素子の駆動装置及び駆動方法並びに車両用空調装置
WO2015149866A1 (en) * 2014-04-04 2015-10-08 Abb Technology Ltd A multi-level power converter and a method for controlling a multi-level power converter
JP6407302B2 (ja) * 2014-11-27 2018-10-17 三菱電機株式会社 半導体駆動装置
KR101697855B1 (ko) * 2015-03-30 2017-01-19 숭실대학교산학협력단 H-브리지 멀티 레벨 인버터
CN106484928B (zh) * 2015-08-26 2019-05-14 北京卫星环境工程研究所 基于多软件联合的开关电源电热耦合仿真方法
TWI589736B (zh) * 2016-11-14 2017-07-01 國立清華大學 高低頻並聯電力轉換裝置及其方法
JP6977469B2 (ja) * 2017-10-18 2021-12-08 富士電機株式会社 炭化珪素ｍｏｓｆｅｔインバータ回路
CN108092536A (zh) * 2017-12-27 2018-05-29 南京工程学院 一种器件混合型主动钳位五平变流器
CN109873424B (zh) * 2019-04-17 2019-11-22 山东大学 一种混合式级联apf拓扑结构及其控制方法
CN110481361A (zh) * 2019-08-08 2019-11-22 西安工业大学 电动汽车车载双向充电器中线结构及其控制方法
CN111564969B (zh) * 2020-06-10 2021-05-07 温州大学 一种逆变器共模电磁干扰噪音抑制方法及***
JP7275404B2 (ja) * 2020-09-28 2023-05-17 三菱電機株式会社 電力変換装置
CN112332434A (zh) * 2020-10-28 2021-02-05 湖南国芯半导体科技有限公司 一种基于混合器件的光-储分布式***的控制方法

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05211776A (ja) * 1992-01-31 1993-08-20 Fuji Electric Co Ltd インバータ
JPH11146657A (ja) * 1997-11-04 1999-05-28 Hitachi Ltd 電力変換装置
WO2000072433A1 (fr) 1999-05-19 2000-11-30 Kansai Research Institute Circuit de commutation
JP3398869B1 (ja) * 2002-08-29 2003-04-21 株式会社計測技術研究所 複合型交流電源装置
JP2004147472A (ja) * 2002-10-28 2004-05-20 Matsushita Electric Ind Co Ltd 太陽光発電用直流交流変換装置
JP2005057937A (ja) * 2003-08-07 2005-03-03 Keisoku Giken Co Ltd 複合型交流電源
JP2005073362A (ja) * 2003-08-22 2005-03-17 Rikogaku Shinkokai 電力変換装置、モータドライブ装置、ｂｔｂシステムおよび系統連系インバータシステム

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5037003B2 (ja) * 2005-11-25 2012-09-26 一般財団法人電力中央研究所 ショットキーバリアダイオードおよびその使用方法
US7605497B2 (en) * 2007-06-08 2009-10-20 Gm Global Technology Operations, Inc. Two-source inverter

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05211776A (ja) * 1992-01-31 1993-08-20 Fuji Electric Co Ltd インバータ
JPH11146657A (ja) * 1997-11-04 1999-05-28 Hitachi Ltd 電力変換装置
WO2000072433A1 (fr) 1999-05-19 2000-11-30 Kansai Research Institute Circuit de commutation
JP3398869B1 (ja) * 2002-08-29 2003-04-21 株式会社計測技術研究所 複合型交流電源装置
JP2004147472A (ja) * 2002-10-28 2004-05-20 Matsushita Electric Ind Co Ltd 太陽光発電用直流交流変換装置
JP2005057937A (ja) * 2003-08-07 2005-03-03 Keisoku Giken Co Ltd 複合型交流電源
JP2005073362A (ja) * 2003-08-22 2005-03-17 Rikogaku Shinkokai 電力変換装置、モータドライブ装置、ｂｔｂシステムおよび系統連系インバータシステム

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP2256916A4 *

Cited By (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8861235B2 (en) 2009-09-16 2014-10-14 Mitsubishi Electric Corporation Power converting apparatus
JP2011120325A (ja) * 2009-12-01 2011-06-16 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
JP2011254013A (ja) * 2010-06-03 2011-12-15 Panasonic Electric Works Co Ltd 半導体装置およびこれを用いた半導体リレー
US8803161B2 (en) 2010-06-03 2014-08-12 Panasonic Corporation Semiconductor device and solid state relay using same
JP2012139083A (ja) * 2010-12-28 2012-07-19 Nichicon Corp 電源装置
WO2012096151A1 (ja) * 2011-01-12 2012-07-19 株式会社 東芝 半導体電力変換装置
JP2012147559A (ja) * 2011-01-12 2012-08-02 Toshiba Corp 半導体電力変換装置
CN103314517A (zh) * 2011-01-12 2013-09-18 株式会社东芝 半导体电力变换装置
JPWO2012098709A1 (ja) * 2011-01-20 2014-06-09 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP5490263B2 (ja) * 2011-01-20 2014-05-14 三菱電機株式会社 電力変換装置
WO2012098709A1 (ja) * 2011-01-20 2012-07-26 三菱電機株式会社 電力変換装置
WO2013001828A1 (ja) * 2011-06-30 2013-01-03 三洋電機株式会社 インバータ
US9484836B2 (en) 2011-06-30 2016-11-01 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Inverter that converts DC power into AC power
JP2016092946A (ja) * 2014-11-04 2016-05-23 株式会社デンソー 電力変換装置
JP2017038496A (ja) * 2015-08-12 2017-02-16 ニチコン株式会社 スイッチング電源装置および電磁石電源システム
JP2017121170A (ja) * 2015-12-29 2017-07-06 ゼネラル・エレクトリック・カンパニイ ハイブリッドコンバータシステム
JP2017175700A (ja) * 2016-03-22 2017-09-28 株式会社Ｓｏｋｅｎ 電力変換装置
US10801162B2 (en) * 2016-04-05 2020-10-13 Fiberlean Technologies Limited Paper and paperboard products
CN109698643B (zh) * 2017-10-23 2022-06-24 奥迪股份公司 电驱动***
CN109698643A (zh) * 2017-10-23 2019-04-30 奥迪股份公司 电驱动***
JP6682049B1 (ja) * 2019-06-25 2020-04-15 三菱電機株式会社 電力変換装置
WO2020261384A1 (ja) * 2019-06-25 2020-12-30 三菱電機株式会社 電力変換装置
US11804788B2 (en) 2019-06-25 2023-10-31 Mitsubishi Electric Corporation Power converter
WO2021166164A1 (ja) * 2020-02-20 2021-08-26 三菱電機株式会社 電力変換装置および航空機の電力システム
JPWO2021166164A1 (ja) * 2020-02-20 2021-08-26
WO2022054155A1 (ja) 2020-09-09 2022-03-17 三菱電機株式会社 電力変換装置及び電力変換装置を搭載した航空機
WO2023032150A1 (ja) * 2021-09-03 2023-03-09 三菱電機株式会社 電力変換装置及び電力変換装置を搭載した航空機
JP7313566B1 (ja) * 2021-09-03 2023-07-24 三菱電機株式会社 電力変換装置及び電力変換装置を搭載した航空機

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