JP3398869B1 - 複合型交流電源装置 - Google Patents

Abstract

【要約】 【課題】高品質で大電力が供給できる交流電源装置を提
供する。 【解決手段】高耐圧かつ大電力が供給できるが低速でし
かスイッチングできないスイッチング素子による低速イ
ンバータ手段による高電圧かつ大電力の交流電圧出力
と、低耐圧かつ小電力しか供給できないが高速でスイッ
チングできるスイッチング素子による高速インバータ手
段による低電圧かつ小電力ではあるが高品質な交流電圧
波形の交流電圧出力を直列に接続し、高速インバータ手
段は負荷への交流電圧出力により帰還制御し、低速イン
バータ手段は当該インバータ手段の交流電圧出力により
帰還制御する回路方式により高品質で大電力が供給でき
る交流電源装置を安価に提供できる。

Description

【発明の詳細な説明】 【０００１】 【発明が属する技術分野】本発明はインバータ方式交流
電源装置に関する。 【０００２】 【従来の技術】所定の電圧及び周波数により高品質の交
流電圧を供給する交流電源装置には電力増幅器やリニア
増幅器などと称される方式と、ＰＷＭスイッチングイン
バータに代表されるインバータ方式があるが、装置価格
面からはインバータ方式による交流電源装置が広く用い
られている。 【０００３】インバータ方式の交流電源装置では、装置
内部の直流電源出力をパワーＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴ
などの電力制御素子によるフルブリッジ回路やハーフブ
リッジ回路によって高周波スイッチングを行った後、平
滑化フィルタにより所定周波数の交流電圧に変換する方
式が広くおこなわれており、制御誤差電圧に比例してス
イッチングパルス幅を制御することにより目的とする交
流出力電圧を得るために、電力損失が少なく極めて高い
電力変換効率が得られる反面スイッチングされた矩形波
電圧をインダクタ及びコンデンサで構成される平滑化回
路により交流出力電圧に変化させることから出力電圧波
形歪みやリップルノイズの抑制には限界があり、また平
滑化フィルタ手段の周波数応答特性の問題から急激な負
荷変動に対する高速応答性が制限されることから交流電
圧波形歪みを如何に低減するかが問題となっている。 【０００４】特開平８―１６８２６７号広報ではＰＷＭ
スイッチングインバータ方式交流電源装置での電圧波形
歪みを低減するために出力電圧のローパスフィルタのＱ
値を低減する手段をもうけることにより、制御誤差電圧
の周波数応答特性を改善し瞬間的な負荷変動に対しても
高速に追従できる高品質な交流電圧が得られるとしてい
る。 【０００５】また、パワーＭＯＳ−ＦＥＴやバイポーラ
トランジスタは高速スイッチング可能であることから、
電圧波形歪みの少ない交流電力を供給できるものの、高
速スイッチング時の電流容量が小さいことから、大電力
の供給には適しておらず装置自体を並列同期運転する必
要があり、一方ＩＧＢＴ素子などの高耐圧かつ大電力を
供給できる素子は低周波でのスイッチングしか出来ない
ためにスイッチングインバータ方式による交流電圧生成
において各種の負荷変動に対して交流電圧波形歪みの少
ない高品質交流電力供給には適さない欠点がある。 【０００６】 【発明が解決しようとする課題】以上のべたように、従
来のインバータ方式による交流電源装置では高品質の出
力電圧を得るためには高周波スイッチングが必須である
が高速スイッチング素子の高周波スイッチング時の電流
容量の制約から、大電力供給には複数の交流電源生成手
段を並列同期運転することが必須となり、結果として装
置の高価格化をまねく問題がある。本発明では、低周波
スイッチングインバータによる高電圧かつ大電力の交流
電圧生成手段と、高周波スイッチングインバータによる
低電圧かつ小電力の交流電圧出力を直列に接続し、低周
波スイッチングインバータにより生成される交流電圧波
形に含まれるリップルノイズや交流電圧波形歪みを高周
波スイッチングインバータにより補償する回路制御方法
により、高品質で大電力を供給できる交流電源装置を安
価に提供することにある。 【０００７】 【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、低速インバータ手段はＩＧＢＴ素子などの高耐圧か
つ大電力を供給できるスイッチング素子によりリップル
ノイズや交流電圧波形歪みはあるものの高電圧かつ大電
力の交流電圧波形を生成させ、高速インバータ手段はパ
ワーＭＯＳ−ＦＥＴやバイポーラトランジスタなどの低
耐圧かつ小電力しか供給できないものの極めて高速にス
イッチングできるスイッチング素子により低電圧かつ小
電力ではあるがリップルノイズや交流電圧波形歪みの少
ない交流電圧波形を生成させる。 【０００８】低速インバータ手段と高速インバータ手段
の交流電圧出力は直列に接続されて本発明による交流電
源装置の負荷出力となり、低速インバータ手段は当該イ
ンバータ手段の交流電圧出力波形と低速・高速インバー
タ手段制御回路に共通に接続された交流基準電源による
交流電圧出力波形との制御誤差信号により帰還制御され
高電圧かつ大電力の交流電圧を生成し、高速インバータ
手段は本発明による交流電源装置の負荷出力部での交流
電圧出力波形と前述の交流基準電圧源による交流電圧波
形との制御誤差信号により帰還制御されて低電圧かつ小
電力ではあるもののリップルノイズや負荷急変時の交流
電圧波形歪みを含まない高品質の交流電圧を生成させる
ことにより、従来の交流電源装置では並列同期運転でし
か対応できなかった大電力かつ高品質の交流電圧供給が
本発明では単一の装置で実現できる。 【０００９】 【発明の実施の形態】以下に本発明による実施の形態を
図を参照しながら説明する。 【００１０】 【実施例】図１は本発明の１実施例での概略ブロック図
である。 【００１１】インバータ手段１はＩＧＢＴなどの高耐圧
かつ大電力の低速スイッチング素子によるフルブリッジ
回路と、インダクタンスＬＨａ・ＬＨｂ及びコンデンサ
ＣＨ・抵抗ＲＨによる平滑化回路により構成され、イン
バータ手段２の直流電圧源ＶｄｃＬよりも高電圧である
直流電圧源ＶｄｃＨにより供給される直流電圧をスイッ
チ素子Ｘａ・Ｘｄとスイッチ素子Ｘｂ・Ｘｃが低速ＰＷ
Ｍ制御回路５により相補的にスイチングされて交流電圧
を生成する。ここで低速ＰＷＭ制御回路５は交流基準電
圧源７とインバータ手段１の交流電圧出力３との制御誤
差が最小になるようにスイッチング素子Ｘａ・Ｘｄ及び
スイチング素子Ｘｂ・Ｘｃのゲート駆動信号Ｇａ・Ｇｄ
及びＧｂ・Ｇｃのスイッチングパルス幅を変化させるこ
とにより交流電圧出力３と交流基準電圧源７との制御誤
差が最小になるように位相補償回路などの公知の回路方
式を用いて帰還制御する。 【００１２】インバータ手段２はバイポーラトランジス
タなどの低耐圧かつ小電力ではあるが高速応答が可能な
スイッチング素子によるフルブリッジ回路と、インダク
タンスＬＬａ・ＬＬｂ及びコンデンサＣＬ・抵抗ＲＬに
よる平滑化回路により構成され、インバータ手段１の直
流電圧源ＶｄｃＨよりも低電圧である直流電圧源Ｖｄｃ
Ｌにより供給される直流電圧をスイッチ素子Ｑ１・Ｑ４
及びＱ２・Ｑ３が高速ＰＷＭ制御回路６により相補的に
スイッチングされて交流電圧を生成する。ここで高速Ｐ
ＷＭ制御回路６はインバータ手段１により生成される交
流電圧出力とインバータ手段２の交流電圧出力が直列に
接続されてコンデンサＣと抵抗Ｒにより構成された本発
明による交流電源装置の負荷出力８への交流電圧出力４
と交流基準電圧源７との制御誤差が最小になるようにス
イッチング素子Ｑ１・Ｑ４及びＱ２・Ｑ３のゲート駆動
信号Ｇ１・Ｇ４及びＧ２・Ｇ３のスイッチングパルス幅
を変化させることにより負荷８への交流電圧出力４と交
流基準電圧源７との制御誤差が最小になるように位相補
償回路などの公知の回路方式を用いて帰還制御する。 【００１３】なお、図１ではインバータ手段１及び２と
もにフルブリッジ回路で構成されているが、インバータ
手段の回路構成についてはこの構成のみに限定されるも
のではなく、図２に示す実施例ではインバータ手段２を
ハーフブリッジ回路で構成し、図３に示す実施例ではイ
ンバータ手段１をハーフブリッジ回路で構成し、図４に
示す実施例ではインバータ手段１及びインバータ手段２
ともにハーフブリッジ回路で構成しているが、いずれの
実施例も低速ＰＷＭ制御回路５により制御されるインバ
ータ手段１は当該インバータ手段の交流電圧出力３によ
り帰還制御され、高速ＰＷＭ制御回路６により制御され
るインバータ手段２は負荷出力８での交流電圧出力４に
より帰還制御される。 【００１４】ここで、低速ＰＷＭ制御回路５のスイッチ
ング周波数を２０ＫＨｚ、高速ＰＷＭ制御回路６のスイ
ッチング周波数を２００ＫＨｚとし、低速ＰＷＭ制御回
路５により制御されるインバータ手段１の直流電源Ｖｄ
ｃＨの電圧値を５００Ｖ、インダクタンスＬＨａ・ＬＨ
ｂの容量を２５０μＨとし、高速ＰＷＭ制御回路６によ
り制御されるインバータ手段２の直流電源ＶｄｃＬの電
圧値を５０Ｖ、インダクタンスＬＬａ・ＬＬｂの容量を
１０μＨとした図１に示す実施例での回路構成におい
て、交流基準電源７による交流電圧を±１０Ｖ、５００
Ｈｚとした場合での各部のシミュレーション波形を図５
から図１１を参照しながら説明する。 【００１５】図５に示す波形は交流基準電圧源７の出力
波形であり、±１０Ｖ・５００Ｈｚの正弦波電圧波形で
ある。図６に示す波形は低速側ＰＷＭ制御回路５内部で
の制御誤差比較回路での電圧波形であり、図７には前述
の誤差比較回路により発生させたスイッチ素子Ｘａのゲ
ート駆動信号Ｇａの電圧波形を示している。 【００１６】図８はインバータ手段１による交流電圧出
力３の電圧波形であるが、低速ＰＷＭ制御回路５のスイ
ッチング周波数が２０ＫＨｚと低いことから、リップル
ノイズ及び交流電圧波形歪みを含んだ交流電圧波形とな
っている。 【００１７】図９の上段波形（図９ａ）はインバータ手
段１による交流電圧出力３と交流基準電圧源７による制
御目標とする理想的な交流電圧出力との差の電圧を拡大
表示した波形、すなわちインバータ手段１による交流電
圧出力３の誤差電圧波形であり、図９の下段波形（図９
ｂ）はインバータ手段２の生成する交流電圧出力と交流
基準電圧源７による制御目標とする理想的な交流電圧出
力との差の電圧を拡大表示した波形であり、インバータ
手段１の生成するリップルノイズや交流電圧波形歪みを
含んだ交流電圧出力の誤差電圧に対してインバータ手段
２の生成する交流電圧出力が逆位相でほぼ同一の誤差電
圧波形となっていることを示している。 【００１８】図１０は負荷８での交流電圧出力波形であ
り、図１１には負荷８での交流電圧出力と交流基準電圧
源７による制御目標とする交流電圧出力との差の電圧を
拡大表示した波形、すなわち本発明による交流電電装置
の交流電圧出力の誤差電圧波形でありリップルノイズ及
び交流電圧波形歪みの少ない高品質な交流電圧波形が得
られている。 【００１９】以上のべてきたように、本発明による回路
方式ではＩＧＢＴなどの高耐圧かつ大電力に耐えうるが
低速でしかスイッチング出来ないスイッチング素子によ
る低速インバータ手段によりリップルノイズや交流電圧
波形歪みは含まれるものの高電圧かつ大電力の交流電圧
波形を生成させ、この低速インバータ手段により生成さ
れた交流電圧出力と低耐圧かつ小電力にしか耐えないが
高速でスイッチングできるバイポーラトランジスタなど
により構成される高速インバータ手段により生成される
低電圧かつ小電力ではあるが高速スイッチングによりリ
ップルノイズや急激な負荷条件変動に対する交流電圧波
形歪みなどに追従しうる高速インバータ手段による交流
電圧出力を直列に接続して負荷に接続し、低速インバー
タ手段は当該インバータ手段の交流電圧出力により帰還
制御し、高速インバータ手段は負荷出力での交流電圧出
力により帰還制御することにより単一の交流電源装置で
ありながらリップルノイズや負荷変動に対する交流電圧
波形歪みの少ない高品質かつ大電力の交流電圧を供給で
きる特徴がある。 【００２０】また、低速インバータ手段に使用するスイ
ッチング素子は高耐圧かつ大電力が供給可能なスイッチ
ング素子であればよく、低速スイッチングによるリップ
ルノイズの発生や負荷急変時の交流電圧波形歪みを考慮
する必要が無いことからより安価なスイッチング素子を
選択でき、同様に高速インバータ手段に使用するスイッ
チング素子も低速インバータ手段が生成する高電圧かつ
大電力の交流電圧出力のリップルノイズや負荷急変時の
交流電圧波形歪みを補償するだけの低電圧かつ小電力の
交流電圧を生成できるスイッチング素子であればよく低
速インバータ手段でのスイッチング素子の選定と同様
に、より安価なスイッチング素子を選択可能となるため
に、従来技術では複数の交流電源装置を並列同期運転す
るしか無かった高品質で大電力を供給できる交流電源装
置を本発明による回路方式を用いれば単一の装置で実現
できる。 【００２１】以上、本発明での実施の形態について述べ
てきたが、本発明は上述した実施の形態のみに限定され
るものではなく、一方のスイッチングインバータ手段を
フルブリッジやハーフブリッジ以外の公知のインバータ
手段を用いた構成としても、負荷への交流電圧出力によ
り帰還制御されるインバータ手段２が、インバータ手段
１にたいして高速スイッチングであり、かつインバータ
手段１の生成する交流電圧に対して低電圧かつ小電力で
あり、インバータ手段１とインバータ手段２の交流電圧
出力が直列に接続されて負荷への交流電圧出力となる本
発明の回路方式であれば前述の実施例と同様な効果が得
られることはいうまでもない。 【００２２】 【発明の効果】 【００２３】ＩＧＢＴ等の高耐圧かつ大電力が供給でき
るが低速スイッチングしかできないスイッチング素子に
よる低速インバータ手段により高電圧かつ大電力の交流
電圧出力と、高速スイッチングができるが低耐圧かつ小
電力しか供給できない高速インバータ手段による低電圧
かつ小電力の交流電圧出力を直列に接続して負荷に供給
し、低速インバータ手段は当該インバータ手段の生成す
る交流電圧出力により帰還制御する。 【００２４】高速インバータ手段は負荷への交流電圧出
力により帰還制御され、低速インバータ手段の生成する
高電圧かつ大電力の交流電圧出力が含んでいるリップル
ノイズや負荷急変時の交流電圧波形歪みを高速インバー
タ手段の生成する低電圧かつ小電力ではあるが高速スイ
ッチングによるリップルノイズや負荷急変時の電圧波形
歪みが少ない高品質な交流電圧により補償する本発明に
よる回路方式及び交流電源装置により、従来のＰＷＭ制
御スイッチングインバータでは並列同期運転によってし
か対応できなかった大電力かつ高品質の交流電圧出力が
単一の装置で供給可能な交流電源装置を安価に提供でき
る。

【図面の簡単な説明】 【図１】 請求項１に記載する本発明の交流電源装置の
１実施例 【図２】 第２の実施例の回路構成図 【図３】 第３の実施例の回路構成図 【図４】 第４の実施例の回路構成図 【図５】 交流基準電圧源７の電圧波形 【図６】 低速ＰＷＭ制御回路６でのコンパレータ部電
圧波形 【図７】 低速ＰＷＭ制御回路６のゲート信号Ｇａ出力
波形 【図８】 インバータ手段２の交流電圧出力波形 【図９】 インバータ手段２・３の誤差電圧波形 【図１０】 交流電圧出力波形 【図１１】 交流電圧出力の誤差電圧波形 【符号の説明】 ＶｄｃＬ・ＶｄｃＨ 直流電圧源 ＬＬａ・ＬＬｂ・ＬＨａ・ＬＨｂ インダクタンス Ｃ・ＣＬ・ＣＨ コンデンサ Ｒ・ＲＬ・ＲＨ 抵抗 Ｑ１〜Ｑ４ 高速スイッチング素子 Ｘa〜Ｘd 低速スイッチング素子 Ｇ１〜Ｇ４・Ｇａ〜Ｇｄ スイッチング素子ゲート信号

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】共通の交流基準電圧源が接続された高速ス
   イッチングインバータ手段と低速スイッチングインバー
   タ手段により構成される交流電源装置において、 それぞれのインバータ手段の交流電圧出力を直列に接続
   して当該交流電源装置の負荷への交流電圧出力とし、 高速スイッチングインバータ手段は低速インバータ手段
   よりも低電圧かつ小電力の交流電圧波形を生成する回路
   構成として当該交流電源装置の負荷出力段の交流電圧出
   力により帰還制御され、 低速スイッチングインバータ手段は該インバータ手段の
   交流電圧出力により帰還制御される回路方式の交流電源
   装置において、 高速インバータ手段の生成する交流電圧出力が低速イン
   バータ手段の交流電圧出力に含まれるリップルノイズ等
   の交流電圧出力波形歪を補償する電圧範囲およびスイッ
   チング周波数で動作する ことを特徴とする交流電源の制
   御方式及び交流電源装置。