JP7313566B1 - 電力変換装置及び電力変換装置を搭載した航空機 - Google Patents
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Abstract
Description
前記第1のインバータは、3相インバータであって、各相において、複数のスイッチング素子が直列に接続されたレグと前記第1のコンデンサとが並列に接続されるとともに、前記レグのP側のスイッチング素子とN側のスイッチング素子との間には接続点を有し、
前記第2のインバータは、3相の各相に対応した3つのブリッジ回路を有し、各相の前記ブリッジ回路は2つの前記スイッチング素子が直列に接続された第1の接続体及び第2の接続体と前記第2のコンデンサとが並列に接続されて構成され、前記第1の接続体を構成する2つのスイッチング素子の接続点と前記第1のインバータの対応する相の前記レグの接続点とが接続され、前記第2の接続体を構成する2つのスイッチング素子の接続点が前記負荷の対応する相に接続されており、
前記制御装置は、
各相において、前記第1のインバータの複数のスイッチング素子及び前記第2のインバータの複数のスイッチング素子に対しデッドタイムを施して制御し、
デッドタイム期間中の前記第1のインバータの出力電圧と前記第2のインバータの出力電圧との合成電圧の電圧変動幅が抑制されるように、前記第1のインバータの出力電圧の変動タイミング及び前記第2のインバータの出力電圧の変動タイミングを一致させるように制御するとともに、
前記第1のインバータの具備するスイッチング素子のターンオフ時間の絶対値をY1、
前記第2のインバータの具備するスイッチング素子のターンオン時間の絶対値をX2、
前記第1のインバータの具備するスイッチング素子のターンオン時間の絶対値をY2、
前記第2のインバータの具備するスイッチング素子のターンオフ時間の絶対値をX1とするとき、
2×Y2 ≧ X1 ≧ Y2 、及び
2×Y1 ≧ X2 ≧ Y1
を満たすように、前記第1のインバータの複数のスイッチング素子及び前記第2のインバータの複数のスイッチング素子を制御する、ものである。
以下、実施の形態1に係る電力変換装置について図を用いて説明する。
図1は実施の形態1に係る電力変換装置3を用いた電力変換システムの一例を示す概略構成図である。図1において、直流電源1と負荷5(例えば図2のモータ)との間に、電力変換装置3とフィルタ4が直列に接続され、直流電源1と電力変換装置3との間にDCリンクコンデンサ2が並列に接続されている。電力変換装置3は直流電源1からの電力を所定の電力に変換してフィルタ4を介して負荷5に出力する電力変換部であるインバータ10とその制御部である制御装置20とを具備する。なお、本実施の形態1において、インバータ10はDC/ACインバータを例に説明する。
図3は、三相3レベルインバータ30を構成するスイッチング素子Q1からQ12と単相インバータ装置40を構成するスイッチング素子Q13~Q24に適用される半導体素子の構成を示す一例で、ドレイン端子D、ゲート端子G、ソース端子Sを有するMOSFET15とこれに逆並列接続されたダイオード16とで構成される。MOSFET15は、Si-MOSFETであっても、ワイドバンドギャップ半導体を用いた例えばSiC-MOSFETであってもよい。また、ダイオード16はSi-ダイオードであっても、ワイドバンドギャップ半導体を用いた例えばSiC-ダイオードであってもよい。しかし、望ましくはワイドバンドギャップ半導体を用いた半導体素子である方がよい。
Vcom=(Vu+Vv+Vw)/3 ・・・(1)
また、コモンモード電圧の1ステップあたりの電圧変化量は単相インバータ装置40を構成しているコンデンサ41に印加される電圧(ここでは67.5V)を3で除した値(67.5/3=22.5(V))に相当する。
デッドタイムとは、上下アームの短絡を防止するために、オンとオフとの切り替えタイミングにおいて、上下のスイッチが同時にオンならないように同時オフの状態にする期間のことである。電力変換装置を実機で動作させる場合デッドタイムを適用することは知られている。しかし、短絡防止のために適用するデッドタイムによって、意図しない動作経路が発生し、出力波形及びコモンモード波形の電圧変動が大きくなり、波形が歪み、ノイズ及びサージ電圧に影響を与えることがある。
図8Aは、図7Aの波形で3相3レベルインバータ30のスイッチング素子Q1~スイッチング素子Q4を駆動し、図7Bの波形で単相インバータ装置40のスイッチング素子Q13~スイッチング素子Q16を駆動した時の出力波形の例を示す図であり、図6にデッドタイムを適用した場合のものに相当する。
以下、電圧スパイクが発生しないように制御する方法について説明する。
図9Aは、図8Aの電圧スパイクの発生原因を説明するための図である。図8Aの最上段のインバータ10のU相の出力電圧の一部拡大を示すが、電圧スパイクΔVが3レベル(202.5V)の箇所では、三相3レベルインバータの出力電圧波形と単相インバータの出力電圧波形において、デッドタイム適用時の電圧変動のタイミングが一致していない。図9Aでは、三相3レベルインバータの出力電圧の立ち上がりから2μs遅れて単相インバータの出力電圧の立下りが認められる。この差異は、デッドタイム及びゲート回路の遅延によってずれが生じることで発生するものと考えられる。そこで、本実施の形態では、三相3レベルインバータ30の出力電圧と単相インバータ40の出力電圧との合成電圧の電圧変動幅が抑制されるように、三相3レベルインバータ30の出力電圧と、単相インバータ40の変動タイミングが調整される。具体的には、ずれが発生しないように両者のタイミングを一致させるように制御すればよい。例えば、一方の電圧の変動タイミングをデッドタイム分だけずらしてもよく、一方の電圧の変動タイミングをデッドタイムと回路遅延との合計分ずらしてもよい。
以下、実施の形態2に係る電力変換装置について図を用いて説明する。実施の形態1では、デッドタイム期間中に三相3レベルインバータ30で生成する電圧の変動のタイミングと単相インバータ装置40で生成する電圧の変動タイミングとを合わせるように制御することを説明したが、本実施の形態2では、負荷5の状態に応じて変動する負荷電流の極性に応じた制御方法について説明する。
図10Aは、負荷力率が1の場合の例で、上から順に、デッドタイムを適用していない三相3レベルインバータ30の相電圧(例えばU相)の出力電圧波形(A1)、インバータ10の出力電流(B1)でU相の場合電流センサ101Uで検出される電流、デッドタイムを適用していない単相インバータ装置40の相電圧(三相3レベルインバータ30と同じ相)の出力電圧波形(C1)、デッドタイム適用時の三相3レベルインバータ30の相電圧の出力電圧波形(D1)、デッドタイム適用時の単相インバータ装置40の相電圧の出力電圧波形(E1)、D1の波形から電圧変動のタイミングを制御した三相3レベルインバータ30の相電圧の出力電圧波形(F1)である。これら波形に対し、以下単に波形A1、等と称して説明する。
A1の波形において、正側の電圧が0から+Vdc/2に立ち上がるとき(t1)及び+Vdc/2から0に立ち下がるとき(t2)、出力電流(B)の極性は正である。また、負側の電圧が0から―Vdc/2に立ち上がるとき(t3)及びVdc/2から0に立ち下がるとき(t4)、出力電流の極性は負である。波形A1に示したタイミングt1からt4は波形C1からわかるように単相インバータ装置40の相電圧の出力電圧も変動するタイミングである。
A2の波形において、正側の電圧が0から+Vdc/2に立ち上がるとき(t11)及び負側の電圧がVdc/2から0に立ち下がるとき(t14)、出力電流(B2)の極性は負である。また、正側の電圧が+Vdc/2から0に立ち下がるとき(t12)及び負側の電圧が0から―Vdc/2に立ち上がるとき(t13)、出力電流(B2)の極性は正である。波形A2に示したタイミングt11からt14は波形C2からわかるように単相インバータ装置40の相電圧の出力電圧も変動するタイミングである。
以下、実施の形態3に係る電力変換装置3について図を用いて説明する。本実施の形態3では、三相3レベルインバータ30を構成する半導体素子及びタイミングと単相インバータ装置40を構成する半導体素子のそれぞれターンオン時間、ターンオフ時間とインバータ10の電圧スパイクとの関係について説明する。
また、図11Bは、上から順に各条件でのインバータ10出力電圧の波形の例、三相3レベルインバータ30を構成する半導体素子のターンオン波形(実線)と単相インバータ装置40を構成する半導体素子のターンオフ波形(破線)の例、及び各条件とインバータ出力電圧の変化量をまとめて示した図である。なお、上から2段目の波形を示す図の縦軸は図11Aと同様である。
2×Y2 ≧ X1 ≧ Y2・・・(2)
2×Y1 ≧ X2 ≧ Y1・・・(3)
ここで、Y1は三相3レベルインバータ30を構成する半導体素子のターンオフ時間の絶対値、X2は単相インバータ装置40を構成する半導体素子のターンオン時間の絶対値、Y2は三相3レベルインバータ30を構成する半導体素子のターンオン時間の絶対値、X1は単相インバータ装置40を構成する半導体素子のターンオフ時間の絶対値である。
以下、実施の形態4に係る電力変換装置3を構成する半導体素子の構成について説明する。実施の形態3より、三相3レベルインバータ30を構成する半導体素子のスイッチング時間(ターンオン時間及びターンオフ時間)と単相インバータ装置40を構成する半導体素子のスイッチング時間を式(2)及び式(3)の条件範囲内で異ならせた場合でも、出力電圧変動幅を1ステップあたり1レベルに抑えることができる。実施の形態3では、図2に示した三相3レベルインバータ30を構成する半導体素子及び単相インバータ装置40を構成する半導体素子がMOSFETであったが、本実施の形態4では実施の形態3のスイッチング時間を満足できる他の半導体素子について以下説明する。
以下、実施の形態5に係る航空機について説明する。
図14は、実施の形態5に係る航空機100の一例を示す図で、実施の形態1から4で説明した電力変換装置が搭載された状態を示すブロック図である。航空機100は電動航空機であり、その推進系電力システム60として、電力源63、電力源63に接続された電源(DC電源)1、電源1に接続され所定の電圧に変換する降圧チョッパ回路を備えたDC/DCコンバータ50、DC/DCコンバータ50で降圧された直流電力を交流電力に変換するインバータ10、インバータ10から電力が供給される負荷61、及びDC/DCコンバータ50、インバータ10を制御する制御装置62を備える。ここで負荷61は推進力を得るための推進系負荷であり、例えば電動モータである。
以下、実施の形態6に係る航空機について説明する。
図15は、実施の形態6に係る航空機100の一例を示す図で、実施の形態1から4で説明した電力変換装置が搭載された状態を示すブロック図である。航空機100は電動航空機であり、その装備品系電力システム70として、電力源74、電力源74に接続され交流電力を直流電力に変換するAC/DCコンバータ72、AC/DCコンバータ72に接続された電源(DC電源)1、電源1に接続され所定の電圧に変換する降圧チョッパ回路を備えたDC/DCコンバータ50、DC/DCコンバータ50で降圧された直流電力を交流電力に変換するインバータ10、インバータ10から電力が供給される負荷71、及びDC/DCコンバータ50、インバータ10、AC/DCコンバータ72を制御する制御装置73を備える。ここで負荷71は装備品系負荷であり、例えば空気調和機、エンジンスタータ、及び補助電力装置の駆動に用いる電動モータ等を指す。
上述の実施の形態1から6では、第1のインバータとしての三相3レベルインバータ30が1つ、第2のインバータとしての単相インバータ装置40が3つの単相インバータを具備する例を示したが、構成はこれに限るものではない。第1のインバータは3相でなくてもよく、単相であってもよい。第1のインバータが単相インバータ1つの場合、第2のインバータは単相インバータ1つでよい。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも1つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも1つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
Claims (5)
- 電源と負荷との間に配置され、前記電源からの電力を変換して前記負荷に供給する電力変換装置であって、
直列に接続されたP側コンデンサとN側コンデンサとで構成される第1のコンデンサ及び複数のスイッチング素子を備えた第1のインバータと、
前記P側コンデンサに印加される電圧より小さくかつ前記N側コンデンサに印加される電圧より小さい電圧が印加される第2のコンデンサ及び複数のスイッチング素子を備えた第2のインバータと、
前記第1のインバータの複数のスイッチング素子及び前記第2のインバータの複数のスイッチング素子を駆動する駆動信号を生成する制御装置と、を備え、
前記第1のインバータは、3相インバータであって、各相において、複数のスイッチング素子が直列に接続されたレグと前記第1のコンデンサとが並列に接続されるとともに、前記レグのP側のスイッチング素子とN側のスイッチング素子との間には接続点を有し、
前記第2のインバータは、3相の各相に対応した3つのブリッジ回路を有し、各相の前記ブリッジ回路は2つの前記スイッチング素子が直列に接続された第1の接続体及び第2の接続体と前記第2のコンデンサとが並列に接続されて構成され、前記第1の接続体を構成する2つのスイッチング素子の接続点と前記第1のインバータの対応する相の前記レグの接続点とが接続され、前記第2の接続体を構成する2つのスイッチング素子の接続点が前記負荷の対応する相に接続されており、
前記制御装置は、
各相において、前記第1のインバータの複数のスイッチング素子及び前記第2のインバータの複数のスイッチング素子に対しデッドタイムを施して制御し、
デッドタイム期間中の前記第1のインバータの出力電圧と前記第2のインバータの出力電圧との合成電圧の電圧変動幅が抑制されるように、前記第1のインバータの出力電圧の変動タイミング及び前記第2のインバータの出力電圧の変動タイミングを一致させるように制御するとともに、
前記第1のインバータの具備するスイッチング素子のターンオフ時間の絶対値をY1、
前記第2のインバータの具備するスイッチング素子のターンオン時間の絶対値をX2、
前記第1のインバータの具備するスイッチング素子のターンオン時間の絶対値をY2、
前記第2のインバータの具備するスイッチング素子のターンオフ時間の絶対値をX1とするとき、
2×Y2 ≧ X1 ≧ Y2 、及び
2×Y1 ≧ X2 ≧ Y1
を満たすように、前記第1のインバータの複数のスイッチング素子及び前記第2のインバータの複数のスイッチング素子を制御する、電力変換装置。 - 前記制御装置は、負荷電流の極性に基づいて、前記第1のインバータの出力電圧の変動タイミングと前記第2のインバータの出力電圧の変動タイミングとを一致させるように制御する、請求項1に記載の電力変換装置。
- 前記制御装置は、
前記第1のインバータを前記第2のインバータよりも低い駆動周波数で駆動する、請求項1または2に記載の電力変換装置。 - 前記第1のインバータの複数のスイッチング素子及び前記第2のインバータの複数のスイッチング素子はそれぞれ半導体素子を含み、前記第1のインバータの複数のスイッチング素子はSi半導体で形成され、前記第2のインバータの複数のスイッチング素子はワイドバンドギャップ半導体で形成されている、請求項3に記載の電力変換装置。
- 請求項1から4のいずれか1項に記載の電力変換装置を搭載した航空機。
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