WO1999033172A1

WO1999033172A1 - Systeme d'amplification de puissance et terminal de communication radio mobile

Info

Publication number: WO1999033172A1
Application number: PCT/JP1997/004748
Authority: WO
Inventors: Atsushi Kurokawa; Masao Yamane
Original assignee: Hitachi, Ltd.
Priority date: 1997-12-22
Filing date: 1997-12-22
Publication date: 1999-07-01
Also published as: US6708022B1; TW409456B; JP3890193B2

Description

明細書電力増幅システムおよび移動体通信端末装置技術分野

本発明は、電力増幅システムおよび移動体通信端末装置に関し、特に、化合物半導体からなるショットキ障壁ゲート電界効果トランジスタ（ME S FET ； Me tal Semiconductor Field Effect Transistor)を使用した無線通信用の高周波電力増幅システムおよび移動体通信端末装置に適用して有効な技術に関するものである。背景技術

PDC (パーソナル 'デジタル 'セルラ）や PHS (パーソナル ·ハンディフオン 'システム）などの移動体通信端末では、 1 GH _Z以上のマイクロ波帯の搬送波を用いて無線通信が行われる。このため、送信信号のパワーアンプ回路、および受信信号のプリアンプ回路等では、シリコントランジスタよりも動作速度の速い GaAs · ME S FET (ガリウムヒ素 ME S F E T) が採用されている。なお、移動体通信端末については、たとえば日経 BP社発行「日経エレクト口二クス」 1 990年 4月 16日号（n o. 497) 、 p 121等にその概要が記載されている。

この移動体通信端末では、 1 W程度の比較的大きな送信電力が要求される一方

、移動体通信端末の携帯性を高めるために小型軽量であること、電池での長時間動作が可能なことが要求される。このため、電池での単一電源駆動が好ましく、長時間動作を保証する観点から低消費電力であることが要求される。

ところで、 GaAs · ME S F E Tを高周波帯で利用する場合には、電子移動度の大きさを生かすため、 nチャネル型 ME S FETを用いる場合が多い。したがって、以下の説明では特に断らない限り nチャネル型 ME S FETの場合について説明する。

また、従来技術の MESFETでは、大きな増幅度を得るため、しきい値電圧 (V t h ) が比較的深め（たとえば V t h =— 1 V程度）のデプレッション型が用いられる。

このような比較的深い V t hの M E S F E Tをソース接地で使用する場合、負電圧でゲートバイアスをかける必要があるため、正の電源、電圧とは別に負の電源電圧が必要となる。このように正負両極の電源を必要とするアンプシステムは単一電源で駆動することができず、あえて単一電源で駆動しようとすれば、 D C— D Cコンバータを用いて正電源から負電圧を生成し、これを負電源として用いる方策が必要となる。

しかし、 D C— D Cコンバータの使用は、消費電力の増大おょぴ実装面積の増大を招き、移動体通信端末に要求される小型軽量および電池での長時間動作の要求に反することとなる。

そこで、移動体通信端末のパワーアンプ回路に用いる増幅素子として、比較的浅いデプレッション型もしくは V t hが正電圧のェンハンスメント型 G a A s · M E S F E Tを用いて、 O Vないし正電圧のゲートバイアス電圧を印加する回路の採用を検討する必要がある。

G a A s · M E S F E Tがショットキ接合型 F E T、つまりゲートとソースとがショットキダイオードを構成しており、また、 nチャネル型 ME S F E Tをソース接地で使用することから、ゲートへの正電圧の印加はショットキダイオードに対する順方向電圧となる。このため、ゲートに加えることができる正電圧は、ゲート電流（順方向電流）が急激に増加しはじめる電圧 (V f ) 以下にすることが必要である。すなわち、 V f 以上のゲート電圧を加えても、ゲート電極下部の空乏層はもはや消失しており、ドレイン電流の制御はできず、ドレイン電流は飽和するためである。一方、負方向にかけることができるゲート電圧の最小値は、 V t hの近傍となる。すなわち、 V t h以下のゲート電圧を加えても、チャネル領域はすでに空乏層で遮断されており、ドレイン電流は流れていないためであるつまり、 M E S F E Tのドレイン電流を増幅信号として取り出すためには、ゲート電圧に応じてドレイン電流が変化する線形領域を利用する必要があるが、この線形領域はグート電圧が V t h力ら V f の範囲に限られることを意味する。したがって、深い V t hのデプレッション型 ME S FETと比較して、浅い V t hのデプレッション型あるいは V t hが正のェンハンスメント型 ME S F ET のゲート電圧の印加できる範囲は狭くなる。一般にゲート電圧を最大限に印加する方がドレイン電流が大きくなるため、グート電圧の振幅に比例してドレイン電流の振幅が大きくなる。このため、比較的浅いデプレッション型もしくはェンハンスメント型の ME S F ETの場合には、十分なドレイン電流を確保できない場合が生じる。この結果、高周波動作時のアンプシステムの出力あるいは利得が十分にとれず、移動体通信端末の高性能化の妨げとなる場合が生じる。

一方、たとえば、昭和 61年 1月 30日、日刊工業新聞社発行、「化合物半導体」、 p 1 64に記載されているように、ショットキ接合された金属と半導体との間に流れる順方向電流の電流密度 Jは、

J =A*T²e x p (- q 0_B/kT) (e x p (q V/n kT) — 1) 、となる。ただし、 A*は実効リチャードソン定数、 Tは絶対温度 [K] 、 qは素電荷、 0_Bはショットキ障壁 [V] 、 kはボルツマン定数、 Vは印加電圧 [V] 、 nは理想係数であってショットキ接合が良好なときには 1. 0〜： 1. 3の範囲の値となるものである。

e x p (q V/n k T) >> 1であって、 nがほぼ 1であると仮定すると、 V が Φ _Bを越えるあたりから指数関数的に電流密度 Jが増加することがわかる。このような状況は、 ME S FETにおいてソース接地し、ゲート電圧を増加してゲ —ト電流が急激に増大する現象と同等である。すなわち、 V f は、 0_Bと強く関係しており、 φ_Βが大きいほど V f も大きくなる。したがって、 V f を大きくして増幅作用をするゲート電圧の印加範囲を増加するために、 Ψ_Βの大きな材料をゲート電極に用いることが効果的であると考えることができる。

しかし、 Ga As表面にショットキ接合するような金属を形成しても、金属の種類、つまりその金属の仕事関数に応じて 0_Bが変化せず、ほぼ一定の Φ_Βとなることが知られている。すなわち、 G a A s表面の表面準位密度の多さ、あるいは中間層の生成に起因するピニング効果（pinning effect) によるものである。従来の多用されている nチャネル型 G a A s · ME S F E Tにおいては、ゲート電極としてタングステンシリサイド（WS i) が用いられており、このゲート電極をたとえばアルミニウム（A 1 ) やモリブデン（Mo) に代えてもピユング効果によりショットキ障壁 φ_Βは大きく変化しない。このため、 V f を大きくしてゲート電圧の印加範囲を増加することが困難であり、比較的浅いデプレッション型もしくはェンハンスメント型の ME S F ETにおいて、十分なドレイン電流を確保して高周波動作時のアンプシステムの出力あるいは利得を向上し、移動体通信端末の高性能化を図ることが困難となっている。

また、比較的浅いデプレッション型もしくはェンハンスメント型の nチャネル型 GaAs · ME S FETをソース接地で用いる場合には、ゲート電圧の範囲が狭くなるため、ゲートバイアス電圧の安定性が信号ノイズ比（SNR) に大きく影響する。このため電源電位の安定性は特に重要となる。

本発明の目的は、単一電源駆動を前提とした高周波電力増幅システムの利得を向上することにある。

また、本発明の目的は、高周波電力増幅システムの消費電力を低減することにある。

また、本発明の目的は、高周波電力増幅システムの安定 14を向上することにある。

また、本発明の目的は、単一電源駆動かつ低消費電力な、つまり電池での長時間の使用が可能な移動体通信端末の出力を大きくし、性能を向上することにある本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。発明の開示

(1) 本発明の電力増幅システムは、ソース端子が接地されたショットキ障壁ゲート電界効果トランジスタ（ME S F ET ； Metal Semiconductor Field Effe ct Transistor) を増幅素子として使用し、単一極性の電源からドレインバイアス電圧および 0Vないし低い順方向のグートバイアス電圧が供給され、ゲートバイァス電圧に重畳して加えられた入力信号をドレイン電流の変化として増幅出力する電力増幅システムであって、 MESFETは、ソース端子を接地してゲート端子に順方向の直流ゲート電圧を加えた場合に、ゲート幅 1 0 0 X mあたりのゲート電流値が 1 0 0 μ Aを越える直流ゲート電圧の値が、 0. 6 5 V以上のものでめる。

従来技術における M E S F E Tのゲート電極としてはタングステンシリサイドが多く用いられ、ゲート材料を変更してもショットキ障壁 0 _Bは大きく変化しないことは前記したとおりである。このようなショットキ障壁 0 _Bの評価方法として、本発明者らは、ソース端子を接地してゲート端子に順方向の直流ゲート電圧を加えた場合に、ゲート幅 1 0 0 /z mあたりのゲート電流値が 1 00 μ Αを越える直流グート電圧の値を 0 _Bに強く関係する V f として定義する概念を導入したすなわち、ゲートとソースと間はショットキ接合されており、ソースが接地されているためゲート端子に順方向電圧（nチャネル ME S F ETの場合には正電圧）を加えるとゲート端子には順方向電流密度 Jが流れる。前記のとおり、

J =A*T² e x p (- q 0 _B/k T) (e x p (q V/n k T) — 1 ) 、であり、 q VZn k T> 3が成立する条件、つまりある程度のゲート電圧 Vが加えられた状態では、

J =A*T² e x p (- q 0 _B/k T) e x p (q V/n k T)

= a ' e x p (_ β Φ _B) e x p (β V/n)

ただし、 α=Α**Τ²、 ]3 = q/k T, とする。よって、上式の自然対数をとれば、

V=n φ_Β+ (n/j3) 1 n (J/ひ）

V f を上記の通り定義し、 n = 1と仮定すれば、

V f = φ _Β+ ( l /j3) 1 n (J。）

ただし、 J。は、ゲート幅 1 0 0 μ πιあたり 1 0 0 // Aに相当するゲート電流密度である。本発明者らの実験検討によれば、（l/i3) I n (J。Za) = 0 と近似でき、よって、 V f = 0 _B、となる。

このような定義に基づいて、従来技術特に移動体通信端末に多く用いられている ME S F ETの V f を評価したところ、 G a A s上にタングステンシリサイドでゲート電極を形成した場合、 V f = 0. 5 6 Vであり、 V f の値は大きくても 0. 6 Vであることが判明した。

そこで、本発明は、このような定義における V f を 0. 65V以上とすることによって、入力信号として加えることができるゲート電圧の範囲を広くして、增幅出力として取り出せるドレイン電流の振幅を大きくするものである。すなわち、本発明によれば、 ME S FETを用いた電力增幅システムの出力あるいは利得を大きくしてシステム全体の性能を向上することができる。

本発明の電力増幅システムの出力あるいは利得を大きくできる点を図 1〜図 3 を用いて説明する。

図 1〜図 3は本発明の電力増幅システムにおけるソース接地 nチャネル ME S FETの動作を説明するための特性曲線を示したグラフであり、図 1は、ゲート電圧（Vg) —ゲート電流（I g) 特性を示したグラフ、図 2は、ゲート電圧 ( Vg) —ドレイン電流（I d) 特性を示したグラフ、図 3は、ドレイン電圧 (V d s) —ドレイン電流（I d s) 特性および負荷曲線を示したグラフである。図 1において、ショットキ障壁 φ_Βが大きい場合の Vg— I g曲線 1は、本発明を適用した場合の ME S FETを示す。一方、ショットキ障壁 φ_Βが小さい場合の Vg— I g曲線 2は、本明者らが検討した比較例の ME S FETを示す。前記した V f の定義から、ゲート幅 100 //mあたりに 100 μ Αの電流に相当する電流値 I g 0となる電圧は、曲線 1の場合 V f 1であり、曲線 2の場合 V f 2となる。本発明者らの実験検討によれば、たとえば、 V f 2は約 0. 6Vであり、 V f 1は 0. 7 Vとなる。

このような Vg— I g特性から、 Vg— I d特性は図 2に示すようになる。曲線 3は、本発明を適用した場合の MESFETの Vg— I d特性であり、 Vgが V t hを越えるあたりから I dが流れはじめ、 Vma X 1までは Vgの増加に応じて I dは増加する。そして、 Vma X 1を越えるあたりから I dは飽和する。 Vma X 1は前記したとおりほぼ V f 1となる。一方、比較例の MESFETの場合は、曲線 4で示され、 Vgが V t hを越えるあたりから I dが流れはじめる点は同様であるが、 Vma X 2を越えると I dは飽和する。 Vma x 2は、 V f の定義よりほぼ V f 2である。図 2には入力および出力信号も同時に示している。ゲートバイアス電圧を V。とすれば、ゲート電圧としてゲートバイアス電圧に加えることができる入力信号の最大値は、本発明を適用する場合には Vm a x 1 であり、比較例の場合には Vma X 2である。したがって、出力信号であるドレィン電流の最大値は、本発明を適用する場合には I m a X 1となり、比較例の場合には I ma x 2となる。つまり、出力として取り出すことができる本発明のドレイン電流は、比較例と比べて I ma X 2から I ma X 1に増加することとなるこれを、負荷曲線で示せば図 3のようになる。すなわち、本発明を適用した M E S FETの負荷曲線 5は、ゲート電圧 Vgを約 0. 7 Vまでかけられるため、ドレイン電流を I ma X 1まで駆動することができ、一方、比較例の MESFE Tの負荷曲線 6では、ゲート電圧 Vgを約 0. 6 Vまでしかかけられないため、ドレイン電流を I ma X 2までしか駆動できない。この結果、本発明を適用すれば、比較例と比べて、 I ma X 1— I ma X 2に相当する分の負過電流を増加することができ、出力を増加することができる。

なお、本発明者らの実験検討によれば、従来技術の ME S FETの V f は約 0 . 6 Vとなることは前記したとおりであるが、たとえば昭和 61年 1月 30日、日刊工業新聞社発行、「化合物半導体」、 p 1 65に記載されている 0_Bの値（ WS iについては φ_Β= 0. 75) よりも低い値となっている。このように本発明者らの V f が文献値よりも低い値で観測されるのは以下のような理由による。すなわち、文献値の観察は、真空雰囲気下での劈開直後に電極形成する場合が多く、非常に清浄な表面が保たれた状態での観測値である。これに対し、本発明者らの V f は、実デバイスにおける観測値であり、若干の表面汚染が存在する状態での観測値である。また、実デバイスではゲート電極形成後に熱処理が施され、ゲート電極を構成する金属と半導体との反応が発生する。さらに、実デバイスでは、ゲート長の短い場合が多く、このような場合にはゲートエッジの効果が入つてきて、エッジ効果に起因するリーク電流が発生する場合がある。これらの要因が重なり合って結局 V f が文献値よりも低い値で観測されることとなる。

また、前記 MESFETは、浅いデプレッション型またはエンハンスメント型の ME S FETとすることができる。浅いデプレッション型またはェンハンスメント型の ME S FETでは、ゲートバイアス電圧を 0Vないし低い順方向の電圧を印加するものであり、特に単一電源で駆動する場合に重要な技術であるが、このような場合であっても、本発明ではゲート電圧を V f 1 (V m a x 1 ) まで加えることができるため、十分な出力を確保して単一電源で駆動する電力増幅システムのデメリットを補うことができる。

また、前記 M E S F E Tのチャネル領域は、直接遷移型の化合物半導体からなるものである。このような電力増幅システムによれば、直接遷移型の化合物半導体の高いキヤリァ移動度を生かして高速動作可能な電源増幅システムを構成することができる。特に、電子をキャリアとする nチャネル形 M E S F E Tは、高速化に対して最も有効であり、 1 G H z以上の高周波信号の増幅に適用できる。なお、直接遷移型の化合物半導体としては、アルミニウムガリウムヒ素（A 1 G a A s ) 、あるいはガリウムヒ素（G a A s ) を例示できる。

( 2 ) 本発明の電力増幅システムは、前記した電力増幅システムにおいて、ゲートバイアス電圧を供給する回路に、リップルフィルタコンデンサを備えたものである。

このようにゲートバイアス電圧供給回路にリップルフィルタコンデンサを備えることにより、電力増幅システムの安定 1"生を向上できる。すなわち、本発明の電力増幅システムでは、ゲートバイアス電圧に重畳して入力信号を加えると、ドレイン電流を出力電流として取り出すことができるが、このドレイン電流を供給する電源は単一極性の単一電源であり、この電源からはゲートバイアス電圧をも生成する。ドレイン電流 I dが電源から供給されると、電源の内部抵抗 rに起因して r · I dの電圧降下が電源端子に発生し、ゲートバイアス電圧の発生回路にもこの電圧降下の影響が生ずることとなる。特に、本発明の電力増幅システムでは、ゲート電圧の印加可能範囲を広げて出力として取り出すことのできるドレイン電流を増加しているため、電圧降下 r · I dの影響は大きくなる。そこで、本発明では、特にゲートバイアス電圧の発生回路にリップルフィルタコンデンサを備え付けてゲートバイアス電圧への高周波ノイズの重畳を防止し、ゲートバイアス電圧の安定化を図るものである。これにより電力増幅システムの安定化を図ることができる。また、本発明の電力増幅システムでは、単一極性電源の要求から、ゲート電圧の印加可能範囲が狭くなつている。このため、入力電圧信号の振幅が小さくならざるを得ず、入力信号に対するグートバイアス電圧の安定性も相対的に厳しくなるため、本発明のリップルフィルタコンデンサの効果はより大きくなる。

なお、リップルフィルタコンデンサは、 M E S F E Tが形成された半導体基板の外部に備えられる。リップルフィルタコンデンサの具体的な容量値は後に説明するが、一般に大きく、半導体基板上に I C化して実現しようとすれば形成面積が大きくなり、 I c化のコストが高くなる。よって、リップルフィルタコンデンサを半導体基板の外部に分離して備えることにより、より低価格に電力増幅システムを構成することができる。

( 3 ) 本発明の電力増幅システムは、前記した電力増幅システムにおいて、前記 M E S F E Tのゲート電極とチャネル領域との界面に、ゲート電極を構成する金属とチャネル領域を構成する半導体との合金層が形成されているものである。このような電力増幅システムによれば、 0 . 6 5 V以上の V f を有する M E S F E Tを実現できる。従来多く用いられている M E S F E Tではゲート電極としてタングステンシリサイド等半導体と合金を形成しにくい材料を選択して熱的安定性、あるいは製造工程における熱工程の活用を確保していた。し力し、本発明では、ゲート電極と構成する材料とチャネル領域の半導体とを積極的に熱反応させ、その界面に合金層を形成するものである。このように合金層を形成することにより、ショットキ接合は、この合金層とチャネル領域の半導体との間で形成されることとなり、チャネル領域の半導体とゲート電極金属との界面に存在する界面準位の影響を少なくすることができる。これによりピニング効果を回避して、その物質の仕事関数に応じたショットキ障壁 φ _Βを形成することができる。これにより、ショットキ障壁 0 _Βを大きくして V f を増加するものである。また、あらかじめ合金層が形成されているため、熱的な安定性にも優れる。このため電力増幅システムの信頼性を向上できる。

また、前記合金層は、チャネル領域の表面よりも下層に形成されているものである。このように合金層をチャネル領域の表面よりも下層に形成することにより、ピニング効果の原因である界面準位の影響をより小さくすることができる。さらに、前記金属は、タングステンシリサイドよりも大きな仕事関数を有するものとすることができる。前記したとおり、合金層と半導体との間のショットキ障壁 0 _Bは、ピニング効果が抑制された状態では合金層の仕事関数で決まる。このため、前記した手法によりピニング効果を抑制した上で、さらに、金属をタンダステンシリサイドよりも大きな仕事関数を有するものとすることにより、ショットキ障壁 0 _Bを大きくして 0. 6 5 V以上の V f を得ることができる。具体的には、白金（P t) またはパラジウム（P d) の何れかの金属とすることができる。これら金属はそれ自体仕事関数が大きなものであり、また、半導体材料たとえばヒ素とそれら金属との合金も仕事関数が大きく、たとえば白金ヒ素（P t A s ) と G a A sとの接合界面では大きなショットキ障壁 0 _Bが形成される。

このようにショットキ障壁 0 _Bを大きくすることは、チャネル間のリーク電流を低減することにも寄与する。この結果、電力増幅システムの消費電力を低減でさる。

なお、前記したとおり、白金またはパラジウムにより合金層を形成することによって V f を大きくすることができるが、この V f の値はチャネル領域を構成する半導体の材料にも依存することが本発明者らの実験検討により判明している。すなわち、半導体材料として A I G a A sを用レ、、たとえば白金によりゲート電極を構成した場合には、 V f は少なくとも 0. 7 0V以上であり、通常は 0. 7 5 V程度となる。また、半導体材料として G a A sを用い、たとえば白金によりゲート電極を構成した場合には、 V f は少なくとも 0. 6 5 V以上であり、通常は 0. 6 7 V〜0. 7 3 Vの範囲となる。このように A 1 G a A sと G a A sとで V f の値に相違が見られるのは、 A l G a A sと G a A sの電子親和力の相違に基づくと考えられる。また、同じ G a A sであっても V f が 0. 6 7 V〜0.

7 3 Vの範囲に分布するのは、白金厚さの相違に基づく。つまり、白金が 7 0〜

8 OAと薄い場合には V f が 0. 6 7 V〜0. 6 9 Vとなり、白金が 3 0 0 Aと厚い場合には V f が 0. 7 2 V〜0. 7 3 Vになる。

(4) 本発明の電力増幅システムは、前記した電力増幅システムであって、 M E S FETが半導体基板ごとに分離して形成され、 ME S F ETと受動素子とが各々別個に構成されているもの、または、 ME S FETおよび増幅回路を構成する受動素子が 1つの半導体基板に形成されているもの、または、 ME S F ET、増幅回路を構成する受動素子および増幅回路の出力整合回路が 1つの半導体基板に形成されているものである。

すなわち、本発明の電力増幅システムは、ディスクリートに構成することができ、増幅回路の部分のみを I C (いわゆる MM I C (Monolithic Microwave IC ) ) 化することができ、また、出力整合回路を含めて I C化することができる。

(5) 本発明の移動体通信端末装置は、高周波信号を増幅して出力し、その能動素子として化合物半導体 M E S F E Tをソース接地で用レ、る電力増幅回路と、化合物半導体 ME S FETにドレインバイアス電圧およびゲートバイアス電圧を供給する単一極性の電源と、電力増幅回路の出力整合回路とを有する移動体通信端末装置であって、化合物半導体 MESFETは、そのソース端子を接地してゲート端子に順方向ゲート電圧を印加した場合に、ゲート幅 1 00 /zmあたりのゲート電流が 100 μ Aを越える順方向ゲート電圧が 0. 65 V以上となるものである。

また、前記ゲートバイアス電圧の供給回路には、 ME S FETが形成された半導体基板の外部にリップルフィルタコンデンサを備えることができ、さらに、前記化合物半導体 M E S F E Tは、そのゲート電極と化合物半導体からなるチヤネル領域との界面に、白金（P t) またはパラジウム（P d) と化合物半導体との合金層が形成されたものとすることができる。

このような移動体通信端末装置によれば、単一極性の電源を用いて電力増幅回路を駆動することができ、また、電力増幅回路の出力を大きくして移動体通信端末装置の性能を向上できる。

以上開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単にまとめて説明すれば以下のとおりである。

(1) 単一電源駆動を前提とした高周波電力増幅システムの利得を向上できる

(2) 高周波電力増幅システムの消費電力を低減できる。

(3) 高周波電力増幅システムの安定性を向上できる。

(4) 単一電源駆動かつ低消費電力な、つまり電池での長時間の使用が可能な移動体通信端末の出力を大きくし、性能を向上できる。図面の簡単な説明

図 1〜図 3は本発明の電力増幅システムにおけるソース接地 nチャネル ME S FETの動作を説明するための特性曲線を示したグラフであり、図 1は、ゲート電圧（Vg) —ゲート電流（I g) 特性を示したグラフ、図 2は、ゲート電圧 ( Vg) —ドレイン電流（I d) 特性を示したグラフ、図 3は、ドレイン電圧 (V d s) —ドレイン電流（I d s) 特性および負荷曲線を示したグラフである。図 4は、本発明の電力増幅システムおよびそれが適用された移動体通信端末装置の一例を示した構成図である。図 5は、実施形態の電力増幅システムに用いられる G a A s · nチャネル ME S F ETの一例を示した断面図である。図 6は、本発明の電力増幅システムおよびそれが適用された移動体通信端末装置の他の例を示した構成図である。図 7は、本発明の電力増幅システムおよびそれが適用された移動体通信端末装置のさらに他の例を示した構成図である。発明を実施するための最良の形態

本発明をより詳述するために、添付の図面に従ってこれを説明する。

図 4は、本発明の電力増幅システムおよびそれが適用された移動体通信端末装置の一例を示した構成図である。

本実施形態の移動体通信端末装置は、送信する高周波信号を電力増幅する高周波電力増幅回路部 10と、増幅された高周波信号をインピーダンス整合して出力する出力整合回路部 1 1と高周波電力増幅回路部にゲートバイアス電圧を給電するゲートバイアス電圧回路部 12とを有する電力増幅システム、高周波受信プリアンプ AMP、分波器（またはアンテナ切換器） SW、無線送受信アンテナ AN T、送信側周波数変換回路（アップバータ） UB、受信側周波数変換回路（ダウンバータ） DB、周波数変換用のローカル信号を発生する周波数合成回路 MX、送受信インタフェース（ I F) 部を含むベースバンドユニット BBU、論理制御ユニット LCU、操作部および表示部を含む操作パネル OP、送話器と受話器からなるヘッドセット H S、および装置全体の動作電源 V d dを供給する内蔵電池などからなる。本実施形態では単一の内蔵電池が電源として備えられており、出力電圧 3. 5 Vのリチュウム電池を例示できる。

高周波受信プリアンプ AMPは、無線送受信アンテナ AN Tで受けた無線信号を増幅し、増幅された受信信号は受信側周波数変換回路（ダウンバータ） DBで低周波信号に変換されてベースバンドュニット BBUに伝送される。ベースバンドュニット B BUでは、低周波受信信号を信号処理して I F部を介してへッドセット HSに送り、へッドセット HSの受話器で音声信号として出力される。一方、ヘッドセット HSの送話器で検出された音声信号は、 I F部を介してべースバンドュニット BBUに伝送され、ベースバンドュニット BBUで信号処理されて、送信側周波数変換回路（アップバータ） UBで高周波送信信号に変換される。高周波送信信号は電力増幅システムの入力 I nに入力されて電力増幅され、増幅された高周波出力信号は、電力増幅システムの出力整合回路部 1 1でインピーダンス整合されて無線送受信アンテナ ANTに送信される。

無線送受信ァンテナ A N Tは送信信号および受信信号の双方が入出力されるため、分波器（またはアンテナ切換器） SWで送信あるいは受信信号が分波される。また、論理制御ユニット LCUは操作パネル OPからの操作に従ってベースバンドュニット B B Uおよび周波数合成回路 MXを制御し、操作パネル O Pの表示部に必要な情報を表示する。

本実施形態の電力増幅システムは、高周波電力増幅回路部 10、出力整合回路部 1 1、ゲートバイアス電圧回路部 12を有する。

高周波電力増幅回路部 1 0は、前段 10 aおよび終段 1 O bからなる多段で構成される。

前段 10 aは、ソース接地のエンハンスメント型 G a A s - MESFET J 2 と抵抗 Rl l、コンデンサ C I 1、 C 1 2およびインダクタ L 1からなる入力回路部とからなる。抵抗 R1 1、コンデンサ C I 1およびインダクタ L 1は直列に接続され、一端は入力 I nとなり、他端は MESFET J 2のゲートに接続される。コンデンサ C 1 2の一端は接地され、前段 10 aの入力を交流的に接地する。 MESFET J 2のドレインは、負荷インピーダンスとなるインダクタ L 31 に接続され、後段 10 bの入力となる。

後段 10 bは、ソース接地のエンハンスメント型 G a A s 'MESFET J 1 とコンデンサ C21、 C 22とからなる。コンデンサ C 21は前段 10 aの出力である MESFET J 2のドレインと MESFETJ 1のゲートとの間に直列に接続され、前段 10 aと後段 10 bとを直流的に分離する。コンデンサ C 22の一端は接地され、後段 1 0 bの入力を交流的に接地する。 MES FET J 1のドレインは、負荷インピーダンスの一部となるストリップ素子 S 1に接続され、また、後段 10 bの出力すなわち高周波電力増幅回路部 1 0の出力として出力整合回路部 1 1の入力となる。

ME SFETJ 1、 J 2のドレインは、各々ストリップ素子 S 1およびィンダクタ L 31を介して電源電位 Vd dに接続される。電源ラインには電位安定化のため大きな容量のコンデンサ C 3 (たとえば 2000 p F) が接続される。出力整合回路部 1 1は、ストリップ素子 S l、 S 2、抵抗 R31、コンデンサ C31、 C32とからなる。出力整合回路部 1 1は特性インピーダンスが 50Ω となるように調整される。

ゲートバイアス電圧回路部 1 2は、電源電位 Vd dからのプルアップ抵抗 R4 2、ゲートバイアス電圧 V g gを決める抵抗 R41、ゲートバイアス電圧 Vg g のラインと接地間に接続されたリップルフィルタコンデンサ C 1、 C 2とからなる。また、ゲートバイアス電圧 Vg gは、各々抵抗 R l、尺2を介して1^£3？ ETJ 1、 J 2の各々のゲートに加えられる。

また、本実施形態の高周波電力増幅回路部 10は、モノリシックマイクロ波集積回路 MMI Cとして構成されている。すなわち、 MESFET J 1、 J 2が形成された G a A s基板上に、 Rl、 R2、 R l l、 C l l、 C 1 2、 C21、 C 22、 L 1が形成され I C化されている。 Rl等の抵抗は、ェピタキシャル層やイオン注入層を利用した半導体抵抗、あるいは金属被膜抵抗を例示できる。 C 1 1等のコンデンサは、 MIM (Metal Insulator Metal) 容量、インタデジタル容量等を例示できる。 L 1のインダクタは、メアンダラインまたはスパイラルラインィンダクタ等を例示できる。

上記回路の具体的な数値を例示すれば以下の通りである。すなわち、 Rl l = 1 5Ω、 C I 1 = 3. O p F、 C I 2= 1. 4〜1. 6 p F、 L l = 2〜： 15 n H (好適には 5 nH) 、 R 2 = 400 C21 = 3〜5 p F (好適には 3. 9 p F) 、 R 1 = 100 Ω, C I 1 = 0. 5 p F、 L 31 = 0. 01 nH、 R 31 = 1 Ω、 C31 = 5 p F、 C32 = 8 p F、 R41 = 0. 2 k Ω, R42 = 3.

3 k Ωである。

次に、 MESFET J 1、 J 2の構造を図 5を用いて説明する。図 5は、実施形態の電力増幅システムに用いられる G a A s · nチャネル ME S FETの一例を示した断面図である。

G a A s基板 31上に A l GaAsと GaAsとが複数層積層されたバッファ層 32が形成され、チャネルとなる I nG a A s層 33および電子供給層である n型 A 1 G a A s層 34がその上層に形成されている。

n型 A 1 G a A s層 34上に一部を開口してソース · ドレイン領域の n型 G a A s層 35が形成され、 n型 G a A s層 35の間の n型 A 1 G a A s層 34上にゲート電極 36が形成されている。また、 n型 G a A s層 35の上面には金（A u) を主成分とする材料によりソース ' ドレイン電極 37が形成されている。ソース ' ドレイン電極 37およびゲート電極 36は、たとえばシリコン酸化膜からなる絶縁膜 38で覆われ、絶縁膜 38に開口された接続孔に配線 39が形成されている。さらに、配線 39は、たとえばシリコン酸化膜からなる保護絶縁膜

40で覆われている。

ノッファ層 32、 I nGaAs層 33、 n型 A 1 G a A s層 34および n型 G a As層 35は、たとえばェピタキシャル成長法により堆積することができる。 n型 G a A s層 35上にソース · ドレイン電極 37となる金属を堆積して所定の形状にエッチング加工し、熱処理をしてォーミックコンタクトをとつた後、 n型 GaAs層 35を所定の形状にエッチング加工し、ゲート電極 36となる金属膜を堆積してエッチング加工してゲート電極 36を形成することができる。その後、 n型 GaAs層 35、 n型 A l GaAs層 34、 I n G a A s層 33およぴバッファ層 32をエッチングして絶縁膜 38を堆積し、所定の位置に接続孔を形成して配線 39となる金属膜を堆積し、これをパターニングそて配線 39を形成し、さらに保護絶縁膜 40を堆積して上記 MESFET J 1、 J 2を形成することができる。

上記 MESFET J 1、 J 2のゲート電極 36は、少なくとも白金を有する金属膜で構成し、たとえば、下層から白金 Zチタン/モリブデン/チタン Z白金 Z 金の順に堆積された積層膜とすることができる。また、ゲート電極 36の加工形成後に熱処理を行って、白金を n型 A 1 G a A s層 34と反応させ、白金とヒ素との合金層 36 bを形成する。この合金層 36 bは、 11型八 10&八3層34の表面よりもチヤネル側に沈み込んだ状態となっている。

このように、ゲート電極 36の構成層に少なくとも白金を含み、白金とヒ素との合金層 36 bを形成することにより、ゲート電極 36と MESFETJ 1、 J 2のチャネルとの間に形成されるショットキ接合のショットキ障壁を大きくすることができる。これにより、前記した V f を大きくすることができる。また、合金層 36 bが n型 A 1 G a A s層 34の表面よりもチャネル側に沈み込んだ状態となっているため、表面の表面準位の影響を少なくしてピユング効果を抑制し、ショットキ障壁を大きくすることができる。

このようにして形成された ME SFETJ 1、 J 2の、前記定義による V f は、本発明者らの実験では 0. 75 Vという値が得られている。この値は、代表的な ME S FETであるタングステンシリサイドをゲート電極とする場合の 0. 6 Vよりも大きくなつている。このため、 0. 05 Vのマージンを見込んでもゲート電圧を 0. 7 Vまでかけることができ、 ME S FET J 1、 J 2のドレイン電流を大きくすることが可能となって、電力増幅システムの利得および出力を向上し、移動体通信端末装置の性能を向上できる。

また、 MESFET J 1、 J 2のゲート電極 36は熱処理して形成されており、合金層 36 bを n型 A 1 G a A s層 34の表面よりもチャネル側に沈み込んだ状態として表面準位の影響を少なくしているため、熱的に安定であり、電力増幅システムおよび移動体通信端末装置の信頼性を向上できる。

なお、 ME S FET J 1、 J 2のゲート幅は各々 32 mmおよび 8 mmとすることができる。

次に、電力増幅システムの動作について説明する。

送信側周波数変換回路（アップバータ） UBから出力された高周波信号は、高周波電力増幅回路部 10の入力として入力 I nに加えられる。高周波入力信号は、抵抗 Rl 1およびインダクタ L 1でインピーダンス調整され、直流のゲートバィァス電圧 Vg gに重畳されてて ME S FET J 2のゲートに加えらえれる。このとき、ゲートバイアス電圧 Vg gはコンデンサ C 1 1、 C 1 2によって直流的に入力 I nおよび接地電位から遮断され、 ME S FET J 2のゲートにバイアスとしてが加えられることが確保されている。また、高周波入力信号はコンデンサ C 1 2によって高周波的に接地される。

MESFET J 2のゲートに加えられたゲート電圧に応じて、 MESFET J 2のドレイン電流 I d 2が流れる。これは図 2を用いて説明したとおりである。このとき、ドレイン電流 I d 2は、ゲート電圧に印加できる電圧が 0. 7Vであるため、大きな電流とすることができる。

M E S F E T J 2のドレインはィンダクタ L 31で電源電位 V d dにブルアップされているため、ドレイン電流 I d 2に応じたドレイン電圧 Vd 2 (つまり高周波入力信号が増幅された增幅信号）を生じる。ドレイン電圧 Vd 2は、高周波入力信号が增幅された前段 10 aの増幅信号であり、後段 10 bの入力として M ESFET J 1のゲートに加えられる。

ME S FET J 1のゲートには、ドレイン電圧 V d 2とゲートバイアス電圧 V g gが重畳されたゲート電圧が加えられる。ゲートバイアス電圧 Vg gはコンデンサ C 21、 C 22によって直流的に前段 10 aおよび接地電位から遮断され、 ME S FET J 1のゲートにバイアスとしてが加えられることが確保されている。また、ドレイン電圧 Vd 2はコンデンサ C 22によって高周波的に接地される o

MESFET J 1のゲートに加えられたゲート電圧の応じて、 MESFET J 1のドレイン電流 I d 1が流れる。これも図 2を用いて説明したとおりである。このとき、ドレイン電流 I d 1は、ゲート電圧に印加できる電圧が 0. 7Vであるため、大きな電流とすることができる。

ME S F E T J 1のドレインはストリツプ素子 S 1で電源電位 V d dにブルアップされているため、ドレイン電流 I d 1に応じたドレイン電圧 Vd 1を生じる。ドレイン電圧 V d 1は、後段 10 bの入力信号であるドレイン電圧 V d 2が増幅された高周波電力増幅回路部 10の増幅信号である。

ドレイン電流 I d 1およびドレイン電圧 Vd 1で表される高周波信号が、無線送受信アンテナ ANTに効率よく電力供給されるように、出力整合回路部 1 1が設けられている。出力整合回路部 1 1の動作はよく知られているように、高周波電力増幅回路部 10の出力インピーダンスと AN Tの入カインピーダンスとが整合するように設計される。

本実施形態では、ゲートバイアス電圧回路部 12にリップルフィルタコンデンサ C 1、 C 2が備えられていることも本発明の特徴の一つである。

本実施形態では、電源として単一極性の電池のみが備えられているため、ゲートバイアス電圧 Vg gは電源、電位 Vd dから生成される。ゲートバイアス電圧 V g gは、ブルアップ抵抗 R 42と抵抗 R 41との直列接続による R 41の両端電圧によって生成する。 R42と R41の抵抗値が各々 3. 31ίΩと 0. 2 kQであることから、 Vg g = 0. 2 · V d d/ (3. 3 + 0. 2) 、となり、 Vd d = +3. 5Vであるから、 Vg g = 0. 2Vとなる。

ただし、 Vg gは Vd dから生成されるため、 Vd dの変動がそのまま Vg g の変動として発生することとなる。すなわち、本実施形態では、 MESFETJ 1、 J 2のドレイン電流 I d 1、 I d 2が大きくなつているため、電池に流れる電流（I d 1 + I d 2) も大きくなり、電池の内部抵抗 rに起因して、 r · (I d 1 + I d 2) の電位降下が発生する。この電位降下は、高周波電圧変動（ノィズ）としてそのまま抵抗分圧による Vg gに重畳されることとなる。そこで、本実施形態では、リップルフィルタコンデンサ C 1、 C 2を備えてこのノイズをフイノレタリングする。

C l、 C2の値は、各々 55 p F、 1000 p Fとすることができる。高周波ノイズの周波数を 1. 9 GHzとすると、コンデンサ C 1のインピーダンスは、 Z= 1/ (2 π f - C) より、約 1. 5Ωとなる。この値は、 MESFETJ 1 のゲートに対しては、それに接続される抵抗 R 1 = 100 Ωとの比から、 98% 以上の高周波ノイズを接地に流すことができ、 ME S FET J 2のゲートに対しては、それに接続される抵抗 R 1 =400 Ωとの比から、 99. 5%以上の高周波ノィズを接地に流すことができることを意味する。

また、コンデンサ C 2のインピーダンスは、 f = l. 9 GHzでは理論上さらに低いインピーダンスとなるが、実際には容量値が l O O O p Fと大きいため、直列抵抗およびインダクタの影響が入ってくる。このため、 f = l. 9 GHzでは、ほぼ 5 Ω程度となり、フィルタの効果はあまりない。し力、しながら、 f = l . 9GH zよりも低い周波数のノイズに対して、たとえば f =0. 1 9GHzに対しては 0. 8 Ω程度となり、 ME S FET J 1のゲートに対しても約 98 %以上の高周波ノイズを接地に流すことができる。

したがって、このようなリップルフィルタコンデンサ C 1、 C 2でゲートバイァス電圧 Vg gのラインが接地電位に接続されているため、高周波ノイズは、リップルフィルタコンデンサ C 1、 C 2を伝わって接地に流れ、 MESFETJ 1 、 J 2のゲートにかかるゲートバイアス電圧 Vg gを安定化して電力増幅システムの増幅動作を安定化することができる。これにより、移動体通信端末装置の高性能化を図ることができる。特に本実施形態の電力増幅システムでは、ゲートにかけることができる電圧範囲が深いデプレッション型の ME S FETに比べて狭いため、ゲートバイアス電圧の安定性は重要であり、本実施形態のリップルフィルタコンデンサ C l、 C 2は有効である。

なお、前記したリップルフィルタコンデンサ C 1、 C2の値は、 MESFET J l、 J 2のゲートに接続される抵抗 R 1、 R 2の値との関係で変更することは容易である。したがって、前記したリップルフィルタコンデンサ C 1、 C2の値は、これに固定されるものではなく、抵抗 Rl、 R 2の値に応じて変更することができることはいうまでもない。また、要求される安定性に応じてリップルフィルタコンデンサ C l、 C 2の値が変更できることももちろんである。

上記した電力増幅システムで、どの程度の電力増幅効率の改善がなされるかを具体的に数値を示して説明する。

たとえば、比較される ME S FETの V f が 0. 65 Vである場合、本実施形態の MESFET J 1、】 2のが0. 75 Vであるため、比較される電力増幅システムの出力が 1. 2 Wと仮定すると、本実施形態の電力増幅システムの出力は、

( (0. 7-0. 2) ²/ (0. 6— 0. 2) ²) X I. 2W= 1. 8W となる。ただし、 V f のばらつきを考えて、ゲート電圧の振幅は比較例と本実施形態の場合とで各々 0. 60 ぉょび0. 70Vとした。このように、本実施形態の電力増幅システムによれば、 50%の出力の増加を図ることが可能である。

図 6は、本発明の電力増幅システムおよびそれが適用された移動体通信端末装置の他の例を示した構成図である。図 6に示す電力増幅システムおよびそれが適用された移動体通信端末装置は、前記した図 4に示す場合とその機能においてほぼ同様である。ただし、高周波電力増幅回路部 10と出力整合回路部 1 1とが M MI Cとして構成されている点が異なる。ゲートバイアス電圧回路部 12は MM I Cの外部に設置される。このような電力増幅システムおよびそれが適用された移動体通信端末装置においては、前記した図 4に示す場合と同様の効果に加えて、システムの実装領域の縮小と組立製造工程の簡略化を図ることができる。また、図 7は、本発明の電力増幅システムおよびそれが適用された移動体通信端末装置のさらに他の例を示した構成図である。図 7に示す電力増幅システムおよびそれが適用された移動体通信端末装置も、前記した図 4に示す場合とその機能においてほぼ同様である。ただし、高周波電力増幅回路部 10を MM I Cとして構成せず、各素子が別個独立に構成されているものである点で異なる。このような電力増幅システムおよびそれが適用された移動体通信端末装置においても、前記した図 4に示す場合と同様の効果が得られる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。

たとえば、 MESFET J 1、 J 2のゲート電極 36の材料として白金を例示しているが、仕事関数がタングステンシリサイドよりも大きな材料であればこれに限定されるものではなく、たとえばパラジウム（P d) であってもよレ、。また、前記した実施形態では、チャネル部の電子供給層 34を A 1 G a A sとしたが、電子供給層 34を GaAsとし、ゲート電極 36を前記実施形態と同様に、下層から白金/チタン Zモリブデンチタン Z白金 Z金としてもよい。このとき、前記の定義による V f は、 0. 67V〜0. 73Vとなる。このような場合であっても、 GaAs上に形成されたゲート電極をタングステンシリサイドとする従来技術と比較して 0. 1 V程度高い V f が得られ、前記同様の効果を得ることができる。産業上の利用可能性

以上のように、本発明の電力増幅システムおよび移動体通信端末装置は、単一電源であっても十分に大きな出力を得ることができる高周波の増幅システムを提供するものであり、特に電池での長時間使用をすることができる PDC、 PHS 等の移動体通信端末装置に適用して好適なものである。

Claims

請求の範囲

1. ソース端子が接地されたショットキ障壁ゲート電界効果トランジスタ（ME S FET； Metal Semiconductor Field Effect Transistor) を増幅素子として使用し、単一極性の電源からドレインバイアス電圧および 0Vないし低い順方向のゲートバイアス電圧が供給され、前記ゲートバイアス電圧に重畳して加えられた入力信号をドレイン電流の変化として増幅出力する電力増幅システムであって、前記 ME S FETは、ソース端子を接地してゲート端子に順方向の直流グート電圧を加えた場合に、ゲート幅 100 / mあたりのゲート電流値が 100 / Aを越える前記直流ゲート電圧の値が、 0. 65 V以上のものであることを特徴とする電力增幅システム。

2. 請求項 1記載の電力増幅システムであって、

前記 ME S FETは、浅いデプレッション型またはェンハンスメント型の ME S FETであることを特徴とする電力増幅システム。

3. 前記 ME SFETのチャネル領域は、直接遷移型の化合物半導体からなることを特徴とする電力増幅システム。

4. 請求項 1〜3の何れか一項に記載の電力増幅システムであって、

前記ゲートバイアス電圧を供給する回路には、リップルフィルタコンデンサが備えられていることを特徴とする電力増幅システム。

5. 請求項 4記載の電力増幅システムであって、

前記リップルフィルタコンデンサは、前記 ME SFETが形成された半導体基板の外部に備えられていることを特徴とする電力増幅システム。

6. 請求項 1〜5の何れか一項に記載の電力増幅システムであって、

前記 ME S FETのゲート電極とチャネル領域との界面には、前記ゲート電極を構成する金属と前記チヤネル領域を構成する半導体との合金層が形成されていることを特徴とする電力増幅システム。

7. 請求項 6記載の電力増幅システムであって、

前記金属は、タングステンシリサイドよりも大きな仕事関数を有するものであることを特徴とする電力増幅システム。

8. 請求項 7記載の電力増幅システムであって、前記金属は、白金（P t) またはパラジウム（P d) の何れかの金属であることを特徴とする電力増幅システム。

9. 請求項 1〜 8の何れか一項に記載の電力増幅システムであって、

前記 ME S FETが半導体基板ごとに分離して形成され、前記 ME S FETと受動素子とが各々別個に構成されていることを特徴とする電力増幅システム。

10. 請求項 1〜8の何れか一項に記載の電力増幅システムであって、

前記 ME S F E Tおよび増幅回路を構成する受動素子が 1つの半導体基板に形成されていることを特徴とする電力増幅システム。

1 1. 請求項 1〜8の何れか一項に記載の電力増幅システムであって、

前記 MESFET、増幅回路を構成する受動素子および前記増幅回路の出力整合回路が 1つの半導体基板に形成されていることを特徴とする電力増幅システム

1 2. 高周波信号を増幅して出力し、その能動素子として化合物半導体 ME SF E Tをソース接地で用レ、る電力増幅回路と、前記化合物半導体 M E S F E Tにドレインバイアス電圧おょぴゲートバイアス電圧を供給する単一極性の電源と、前記電力増幅回路の出力整合回路とを有する移動体通信端末装置であって、前記化合物半導体 ME S F E Tは、そのソース端子を接地してグート端子に順方向ゲート電圧を印加した場合に、ゲート幅 1 Ο Ο μπιあたりのゲート電流が 1 00 μ Αを越える前記順方向ゲート電圧が、 0. 65 V以上のものであることを特徴とする移動体通信端末装置。

1 3. 請求項 1 2記載の移動体通信端末装置であって、

前記ゲートバイアス電圧の供給回路には、前記 ME S FETが形成された半導体基板の外部に備えられたリップルフィルタコンデンサが接続されていることを特徴とする移動体通信端末装置。

14. 請求項 1 2または 1 3記載の移動体通信端末装置であって、

前記化合物半導体 ME S FETのグート電極と化合物半導体からなるチャネル領域との界面には、白金（P t) またはパラジウム（P d) と前記化合物半導体との合金層が形成されていることを特徴とする移動体通信端末装置。