MXPA04006711A

MXPA04006711A - Metodo y aparato para un sistema de comunicacion de multiplexion por division de frecuencia ortogonal de salida multiple de entrada multiple.

Info

Publication number: MXPA04006711A
Application number: MXPA04006711A
Authority: MX
Inventors: Medvedev Irina
Original assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2002-01-08
Filing date: 2002-12-31
Publication date: 2004-11-10
Also published as: KR101003924B1; CN1636346A; AU2002360839C1; ES2842625T3; JP4537068B2; EP2252002A2; US8094625B2; EP1464134A1; AU2002360839B2; WO2003058871A8; US8406200B2; US20060039312A1; EP2252002B1; CA2472574A1; AU2002360839A1; HK1077435A1; CA2472574C; US20030128658A1; US7020110B2; TW200302648A

Abstract

Tecnicas para asignar terminales para la transmision de datos en un sistema de multiplexion por division de frecuencia ortogonal de salida multiple de entrada multiple (MIMO-OFDM). Un programador forma conjuntos de terminales, llamadas hipotesis, para una transmision de datos para cada una de un numero de bandas de frecuencia. Pueden formarse ademas una o mas subhipotesis por cada hipotesis, con cada subhipotesis correspondiendo a (1) asignaciones especificas de antenas de transmision a las terminales en la hipotesis, o, (2) un orden especifico para procesar las transmisiones de datos del enlace ascendente desde las terminales. Entonces es evaluado el desempeno de cada subhipotesis. Entonces es seleccionada una subhipotesis por cada banda de frecuencia sobre la base del desempeno evaluado, y, el conjunto de terminales en cada subhipotesis seleccionada es entonces programada para la transmision de datos sobre la banda de frecuencia correspondiente.

Description

(4R) Dale of publir-tion of lilis cnrrected versión: F r t»-o-ielU'r codas and l er ahhrcriations. refer la Ole "(jiiid- 13 November -1)03 anee Soles on Cades and AbbrevialHins" a/pearing al the begin- ... . . .. . . r~ nins o/ aeh regular issue ol Oie l'CT Ga:elie. (15) Information about Correction: scc PCT Gii/ell. No.4f>/2(X>3 of 1 Novcmbcr 2003. Sc - I ion II METODO Y APARATO PARA UN SISTEMA DE COMUNICACION DE MULTIPLEXION POR DIVISION DE FRECUENCIA ORTOGONAL DE SALIDA MULTIPLE DE ENTRADA MULTIPLE ANTECEDENTES DE LA INVENCION Campo La presente invención se relaciona, de manera general, con la comunicación de datos, y, de manera más específica con técnicas para asignar recursos en sistemas de comunicación de salida múltiple de entrada múltiple que utilizan la multiplexión por división de frecuencia ortogonal (es decir, sistemas MIMO-OFDM) .

Antecedentes Un sistema de comunicación de salida múltiple de entrada múltiple (MIMO) emplea antenas de transmisión múltiples (NT) y antenas de recepción (NR) múltiples para la transmisión de flujos de datos independientes múltiples. En una implementación del sistema MIMO, en cualquier momento dado, todos los flujos de datos son usados para una comunicación entre una estación base de antenas múltiples y una sola terminal de antenas múltiples. Sin embargo, en un sistema de comunicación de acceso múltiple, la estación base también puede comunicarse concurrentemente con un número de terminales.

En este caso, cada una de las terminales emplea un número suficiente de antenas, de modo que puede transmitir y/o recibir uno o más flujos de datos. El canal de RF entre el arreglo de antenas múltiples en la estación base y el arreglo de antenas múltiples en una terminal dada es referido como un canal MIMO. El canal MIMO formado por las antenas de transmisión NT y recepción NR puede ser descompuesto en Ns canales independientes, con Ns < min (NT, NR} . Cada uno de los Ns canales independientes también es referido como un subcanal espacial del canal MIMO y corresponde a una dimensión. El sistema MIMO puede proporcionar desempeño mejorado (por ejemplo, capacidad de transmisión incrementada) si las dimensionalidades adicionales creadas por las antenas de transmisión y recepción múltiples son utilizadas. Un sistema MIMO de banda ancha típicamente experimenta desvanecimiento selectivo de frecuencia, el cual se caracteriza por diferentes cantidades de atenuación a través del ancho de banda del sistema. Este desvanecimiento selectivo de frecuencia produce interferencia intersímbolos (ISI), la cual es un fenómeno por el cual cada símbolo en una señal recibida actúa como distorsión a símbolos subsecuentes en la señal recibida. Esta distorsión degrada el desempeño por el impacto que tiene sobre la capacidad para detectar correctamente los símbolos recibidos. La multiplexión por división de frecuencia ortogonal (OFDM) puede ser usada para combatir ISI y/o para algún otro propósito. El sistema OFDM reparte efectivamente el ancho de banda del sistema total en un número de subcanales de frecuencia (NF) , los cuales pueden ser referidos como subbandas o bandejas de frecuencia. Cada subcanal de frecuencia está asociado con un subportador respectivo sobre el cual pueden ser modulados datos. Los subcanales de frecuencia del sistema OFDM también pueden experimentar desvanecimiento selectivo de frecuencia, dependiendo de las características (por ejemplo, el perfil multitrayectoria) de la trayectoria de propagación entre las antenas de transmisión y recepción. Con la OFDM, la ISI debido al desvanecimiento selectivo de frecuencia puede ser combatida repitiendo una porción de cada símbolo de la OFDM (es decir, anexando un prefijo cíclico a cada símbolo de la OFDM) , como es sabido en la técnica. Para un sistema MIMO que emplea OFDM (es decir, un sistema MIMO-OFDM) , están disponibles NF subcanales de frecuencia por cada uno de los Ns subcanales espaciales de un canal MIMO. Cada subcanal de frecuencia de cada subcanal espacial puede ser referido como un canal de transmisión. Pueden estar disponibles hasta NF.NS canales de transmisión para usarse en cualquier momento dado para una comunicación entre la estación base de antena múltiple y la terminal de antena múltiple. El canal MIMO entre la estación base y cada terminal típicamente experimenta diferentes características de enlace y puede de este modo estar asociado con diferentes capacidades de transmisión. Además, cada subcanal espacial puede experimentar desvanecimiento selectivo de frecuencia adicional, caso en el cual los subcanales de frecuencia también pueden estar asociados con diferentes capacidades de transmisión. De este modo, los canales de transmisión disponibles para cada terminal pueden tener diferentes capacidades efectivas. Puede lograrse el uso eficiente de los recursos disponibles y un mayor rendimiento si los NF.NS canales de transmisión disponibles son asignados efectivamente, de modo que esos canales sean utilizados por un conjunto "apropiado" de una o más terminales en el sistema MIMO-OFDM. Por lo tanto, existe la necesidad en la técnica de métodos para asignar recursos en un sistema MIMO-OFDM para proporcionar un alto desempeño del sistema.

SUMARIO DE LA INVENCION Se proporcionan aquí técnicas para programar terminales para la transmisión de datos sobre el enlace descendente y/o el enlace ascendente sobre la base de "firmas" espaciales y/o de frecuencia de las terminales. En un sistema MIMO-OFDM, cada terminal "activa" que desee la transmisión de datos en un intervalo de tiempo entrante puede ser asociada con canales de transmisión que tengan diferentes capacidades debido a las diferentes condiciones de enlace experimentadas por la terminal. Se proporcionan varios esquemas de programación aquí para seleccionar un conjunto "apropiado" de una o más terminales para la transmisión de datos sobre cada banda de frecuencia y para asignar los canales de transmisión disponibles a las terminales seleccionadas, de modo que se logren las metas del sistema (por ejemplo, alto rendimiento, claridad, y así sucesivamente) . Puede ser diseñado un programador para formar uno o más conjuntos de terminales para la posible transmisión de datos (enlace descendente o enlace ascendente) por cada una de un número de bandas de frecuencia. Cada conjunto incluye una o más terminales activas y corresponde a una hipótesis a ser evaluadas. Cada banda de frecuencia corresponde a un grupo de uno o más subcanales de frecuencia en el sistema MIMO-OFDM. El programador puede formar además una o más subhipótesis por cada hipótesis. Para el enlace descendente, cada subhipotesis puede corresponder a asignaciones específicas de un número de antenas de transmisión a la estación base a una o más terminales en la hipótesis. Y para el enlace ascendente, cada subhipotesis puede corresponder a un orden específico para el procesamiento de las transmisiones de datos del enlace ascendente de una o más terminales en la hipótesis. Entonces es evaluado el desempeño de cada subhipotesis (por ejemplo, sobre la base de una o más métricas de desempeño, como una métrica de desempeño indicativa del rendimiento total para las terminales en la hipótesis) . Entonces se selecciona una subhipotesis por cada banda de frecuencia sobre la base del desempeño evaluado, y una o más terminales en cada subhipotesis seleccionada son entonces programadas para la transmisión de datos sobre la banda de frecuencia correspondiente. El conjunto de una o más terminales programadas para la transmisión de datos (enlace descendente o enlace ascendente) sobre cada banda de frecuencia puede incluir terminales SIMO múltiples, una sola terminal MIMO, terminales MISO múltiples, o una combinación de terminales SIMO, MISO y MIMO. Una terminal SIMO es una programada para la transmisión de datos vía un solo subcanal espacial en el sistema MIMO-OFDM y que emplea antenas receptoras múltiples y una sola antena de transmisión, una terminal MISO es una que utiliza una sola antena de recepción para recibir una transmisión utilizando un solo subcanal espacial, y una terminal MIMO es una programada para la transmisión de datos vía dos o más subcanales espaciales. Cada terminal SIMO, MISO o MIMO se le puede asignar una o bandas de frecuencia múltiples para la transmisión de datos. Los canales de transmisión disponibles son asignados a las terminales de modo que sean logradas las metas del sistema. Los detalles de los diferentes aspectos, modalidades, y características de la invención se describen más adelante. La invención proporciona además métodos, productos de computadora, programadores, estaciones base, terminales, sistemas y aparatos que implementan varios aspectos, modalidades y características de la invención, como se describe con mayor detalle más adelante.

BREVE DESCRIPCION DE LOS DIBUJOS Las características, naturaleza y ventajas de la presente invención se volverán más evidentes a partir de la descripción detallada expuesta a continuación cuando se tome en conjunto con los dibujos, en los cuales caracteres de referencia similares identifican lo correspondiente a su través y donde: 8 La Figura 1 es un diagrama de un sistema MIMO- OFDM ; La Figura 2 es un diagrama de flujo de un proceso para programar terminales para la transmisión de datos del enlace descendente; La Figura 3 es un diagrama de flujo de un proceso para asignar antenas de transmisión a terminales usando un criterio "max-max" ; La Figura 4 es un diagrama de flujo para un esquema de programación del enlace descendente basado en la prioridad, mediante el cual se considera un conjunto de terminales NT con la mayor prioridad para la programación; La Figura 5 es un diagrama de flujo de un proceso para programar terminales para la transmisión del enlace ascendente; Las Figuras 6A y 6B son diagramas de flujo para dos esquemas de procesamiento receptores de cancelación sucesiva mediante los cuales el orden de procesamiento es (1) impuesto por un conjunto ordenado de terminales y (2) determinado sobre la base de SNR procesado posteriormente , respectivamente ; La Figura 7 es un diagrama de flu]o para un esquema de programación del enlace ascendente basado en la prioridad mediante el cual se considera un conjunto de NT terminales de mayor prioridad para la programación; Las Figuras 8A y 8B son diagramas de bloques de una estación base y dos terminales para la transmisión de datos del enlace descendente y el enlace ascendente, respectivamente; La Figura 9 es un diagrama de bloques de una modalidad de una unidad transmisora; y Las Figuras 10A y 10B son diagramas de bloques de dos modalidades de una unidad receptora sin y con procesamiento receptor de cancelación sucesiva, respectivamente .

DESCRIPCION DETALLADA DE LA INVENCION La Figura 1 es un diagrama de un sistema de comunicación de salida múltiple de entrada múltiple 100 que utiliza la multiplexión por división de frecuencia ortogonal (es decir, un sistema MIMO-OFDM) . El sistema MIMO-OFDM 100 emplea antenas de transmisión (NT) múltiples y antenas de recepción (NR) múltiples para la transmisión de datos. El sistema MIMO-OFDM 100 puede ser un sistema de comunicación de acceso múltiple que tenga una o más estaciones base (BS) 104 que pueden comunicarse concurrentemente con una o más terminales (T) 106 (solamente se muestra una estación base en la Figura 1 por simplicidad) . Las estaciones base también pueden ser 10 referidas como puntos de acceso, UTRA , o alguna otra terminología, y las terminales también pueden ser referidas como microteléfonos , estaciones móviles, estaciones remotas, equipo de usuario, o alguna otra terminología . Cada estación base 104 emplea antenas múltiples y representa la entrada múltiple (MI) para las transmisiones del enlace descendente de la estación base a las terminales y la salida múltiple (MO) para las transmisiones del enlace ascendente de las terminales a la estación base. Un conjunto de una o más terminales de "comunicación" 106 representan colectivamente la salida múltiple para las transmisiones del enlace descendente y la entrada múltiple para las transmisiones de enlace ascendente. Como se usa aquí, una terminal de comunicación es una que transmite y/o recibe datos específicos del usuario a/de la estación base, y una terminal "activa" es una que desea la transmisión de datos en el enlace descendente/o el enlace ascendente en un intervalo de tiempo entrante o futuro. Las terminales activas pueden incluir terminales que estén comunicándose concurrentemente . Para el ejemplo mostrado en la Figura 1, la estación base 104 se comunica concurrentemente con las terminales 106a hasta 106d (de acuerdo a lo indicado por la líneas sólidas) vía las antenas múltiples disponibles en la estación base y una o más antenas disponibles en cada terminal de comunicación. Las terminales 106e hasta 106h pueden recibir pilotos y/u otra información de señalización de la estación base 104 (de acuerdo a lo indicado por las líneas discontinuas) , pero no están transmitiendo o recibiendo datos específicos del usuario a/de la estación base. Para el enlace descendente, la estación base emplea NT antenas y cada terminal de comunicación emplea 1 o NR antenas para la recepción de uno o más flujos de datos de la estación base. En general, NR puede ser cualquier número entero desde dos o mayor. Un canal MIMO formado por las NT antenas de transmisión y NR antenas de recepción puede ser descompuesto en NS canales independientes, con NS < min {NT, Nr} . Cada canal independiente puede ser referido como un subcanal espacial del canal MIMO. Para el enlace descendente, el número de antenas de recepción en la terminal de comunicación puede ser igual a o mayor que el número de antenas de transmisión en la estación base (es decir, NR _ NT) . Para una terminal, el número de subcanales espaciales es limitado por el número de antenas de transmisión en la estación base. Cada terminal multiantena se comunica con la 12 estación base vía un canal MIMO respectivo formado por las NT antenas de transmisión de la estación base y sus propios NR antenas de recepción. Sin embargo, aún si son seleccionadas terminales multiantena múltiples para la transmisión de datos del enlace descendente, únicamente están disponibles Ns subcanales espaciales sin importar el número de terminales que reciban la transmisión del enlace descendente. Las terminales a ser consideradas para la transmisión de datos del enlace descendente no necesitan estar todas equipadas con un número igual de antenas de recepción. Para el enlace descendente, el número de antenas de recepción en una terminal de comunicación también puede ser menor que el número de antenas de transmisión en la estación base, (es decir, NR < NT) . En particular, una terminal MISO emplea una sola antena de recepción (NR=1) para la transmisión de datos de un enlace descendente. La estación base puede emplear entonces la dirección del haz y el acceso múltiple por división de espacio (SDMA) para comunicarse simultáneamente con un número de terminales MISO, como se describe más adelante. Para el enlace ascendente, cada terminal de comunicación puede emplear una sola antena o antenas múltiples para la transmisión de datos del enlace ascendente. Cada terminal también puede utilizar todo o 13 solo un subconjunto de sus antenas disponibles para la transmisión del enlace ascendente. En cualquier momento dado, las NT antenas de transmisión para el enlace ascendente están formadas por todas las antenas usadas por una o más terminales de comunicación. El canal MIMO está entonces formado por las NT antenas de transmisión para todas las terminales de comunicación y las NR antenas de recepción de la estación base. El número de subcanales espaciales es limitado por el número de antenas de transmisión, el cual a su vez es limitado por el número de antenas de recepción en la estación base (es decir Ns min (NT, NR) ) . Con el SDMA, las "firmas espaciales" asociadas con las diferentes terminales son explotadas para permitir que operen terminales múltiples simultáneamente sobre el mismo canal, el cual puede ser un intervalo de tiempo, una banda de frecuencia, un canal de código, y así sucesivamente. Una firma espacial constituye una caracterización de RF completa de la trayectoria de propagación entre cada par de antenas de transmisión-recepción a ser usadas para la transmisión de datos. Sobre el enlace descendente, las firmas espaciales pueden ser derivadas en terminales y reportadas en la estación base. La estación base puede entonces procesar esas firmas espaciales para seleccionar las terminales para la 14 transmisión de datos sobre el mismo canal, y para derivar vectores de dirección "ortogonales" mutuamente por cada uno de los flujos de datos independientes a ser transmitidos a las terminales seleccionadas. Sobre el enlace ascendente, la estación base puede derivar las firmas espaciales de las diferentes terminales. La estación base puede entonces procesar esas firmas para programar terminales para la transmisión de datos y para el proceso adicional de las transmisiones de las terminales programadas para modular por separado cada transmisión . Si las terminales están equipadas con antenas de recepción múltiples, de modo que NR > NT, entonces la estación base no necesita las firmas espaciales de las terminales para obtener los beneficios del SDMA. Todo lo que puede necesitarse en la estación base es información de cada una de las terminales que indique la SNR "postprocesada" asociada con la señal de cada antena de transmisión de la estación base, después de la desmodulación de la terminal. El proceso de estimación de SNR puede ser facilitado transmitiendo periódicamente un piloto desde cada antena de transmisión de la estación base, como se describe más adelante. Como se usa aquí, una terminal SIMO es una ciseñada (o programada) para transmitir y/o recibir datos 15 vía un solo subcanal espacial y que emplea antenas de recepción múltiples para la transmisión de datos, una terminal MISO es una diseñada para recibir una transmisión de datos vía un solo subcanal espacial y que emplea una sola antena de recepción, y una terminal MIMO es una diseñada para transmitir y/o recibir datos vía subcanales espaciales múltiples. Para el enlace descendente, una terminal SIMO puede recibir una transmisión de datos desde una sola antena de transmisión en la estación base, y una terminal MISO puede recibir una transmisión de datos vía un haz formado por las NT antenas de transmisión a la estación base. Y para el enlace ascendente, la terminal SIMO puede transmitir datos desde una antena en la terminal. Para el sistema MIMO-OFDM, cada subcanal espacial está repartido además en NF subcanales de frecuencia. Cada subcanal de frecuencia de cada subcanal espacial puede ser referido como un canal de transmisión. Para ambos del enlace descendente y el enlace ascendente, las NT antenas de transmisión pueden de este modo ser usadas para transmitir hasta NF.NS flujos de datos independientes sobre los NF.NS canales de transmisión. Cada flujo de datos independientes está asociado con una "velocidad" particular, la cual es indicativa de diferentes valores de los parámetros de transmisión, 16 como, por ejemplo, una velocidad de datos específica, un esquema de codificación específico, un esquema de modulación específico, y así sucesivamente, usados para el flujo de datos. La velocidad es determinada típicamente por la capacidad de uno o más canales de transmisión usados para transmitir el flujo de datos.

Sistema OFD multiusuario Para un sistema OFDM de acceso múltiple sin capacidad MIMO, el ancho de banda del sistema total, W, es dividido en NF subcanales de frecuencia ortogonal, con cada uno de esos subcanales teniendo un ancho de banda de W/NF. Para este sistema, un número de terminales pueden compartir el espectro disponible vía la multiplexión por división de tiempo (TDM) . En un esquema TDM "puro" , a una sola terminal se le puede asignar todo el ancho de banda del sistema, W, por cada intervalo de tiempo fijo, el cual puede ser referido como un intervalo de tiempo. Las terminales pueden ser programadas para la transmisión de datos asignando intervalos de tiempo sobre una base de demanda. De manera alternativa, para este sistema OFDM, es posible asignar solo una fracción, NA, de los NF subcanales de frecuencia a una terminal dada durante un intervalo de tiempo dado, moviendo de este modo los (NF-NA) subcanales de frecuencia restantes en el mismo 17 intervalo de tiempo disponibles a otras terminales. De esta manera, el esquema de acceso TDM es convertido en un esquema de acceso TDM/FDM híbrido. La asignación de diferentes subcanales de frecuencia a diferentes terminales puede proporcionar un mejor desempeño del canal selectivo de frecuencia. En el esquema TDM puro debido a que todos los NF subcanales de frecuencia son asignados a una sola terminal durante un intervalo de tiempo dado, es posible que algunos de los subcanales de frecuencia asociados con esta terminal puedan desvanecerse, dando como resultado una SNR ba]a y un pobre rendimiento para esos subcanales desvanecidos. Sin embargo, esos mismos subcanales de frecuencia pueden tener una SNR alta para otra terminal en el sistema puesto que es probable que el canal de RF no se correlacione de terminal a terminal. Si el programador tiene conocimiento de la SNR para cada terminal activo y para todos los NF subcanales de frecuencia, entonces puede ser posible maximizar el rendimiento del sistema asignando cada uno de los NF subcanales de frecuencia a la terminal logrando la mejor SNR para ese subcanal . En la práctica, típicamente necesitan ser satisfechos ciertos requerimientos de desempeño mínimos para todas las terminales, de modo que el programador necesitaría observar algunos criterios de claridad para asegurar que 18 las terminales en las mejores ubicaciones no "ensucien" los recursos continuamente. El esquema de programación TDM puro descrito anteriormente puede asignar intervalos de tiempo a las terminales que tengan condiciones de desvanecimiento favorables. Para un desempeño mejorado, el programador puede considerar además asignar subcanales de frecuencia a terminales en cada intervalo de tiempo y posiblemente asignar potencia de transmisión por subcanal . La capacidad para asignar potencia de transmisión proporciona un grado adicional de flexibilidad de programación que puede ser usado para mejorar el desempeño (por ejemplo, para incrementar el rendimiento) .

Sistema MIMO-OFDM de un Solo Usuario Para el sistema MIMO-OFDM, los NF subcanales de frecuencia pueden ser usados para transmitir hasta NF flujos de datos independientes sobre cada uno de los Ns subcanales espaciales. El número total de canales de transmisión es de este modo NC=NF.NS. Para el esquema TDM puro, los Nc canales de transmisión pueden ser asignados a una sola terminal por cada intervalo de tiempo. Los Nc canales de transmisión pueden ser asociados con diferentes SNR y pueden tener diferentes capacidades de transmisión. Una fracción de los canales 19 de transmisión puede lograr una SNR pobre. En un esquema, puede ser usada redundancia adicional (por ejemplo, un código de velocidad más baja) para los canales de transmisión con SNR pobre para lograr un porcentaje de error de paquete (PER) objetivo. La redundancia adicional reduce efectivamente el rendimiento. En otro esquema, algunos o todos los canales de transmisión con SNR pobre pueden ser eliminados de su uso, y únicamente es seleccionado un subconjunto de los subcanales de frecuencia disponibles para ser usados por cada subcanal espacial . La potencia de transmisión disponible total pude ser asignada de manera uniforme o no uniforme a través de los canales de transmisión para mejorar el rendimiento. Por ejemplo, la potencia de transmisión disponible total por cada antena de transmisión puede ser asignada en una forma uniforme o no uniforme a través de los subcanales de frecuencia seleccionados para ser usados por esa antena de transmisión. De esta manera, la potencia de transmisión no es derrochada sobre los canales de transmisión que proporcionan poca o ninguna información para permitir que el receptor recupere los datos transmitidos. La selección del subcanal de frecuencia y la asignación de potencia pueden ser implementadas sobre una base por antena de transmisión por lo que (1) todos o un subconjunto de los NF canales de frecuencia por cada antena de transmisión pueden ser seleccionados para usarse, y (2) la potencia de transmisión disponible por cada antena de transmisión puede ser asignada de manera uniforme o no uniforme a través de los subcanales de frecuencia seleccionados. La técnica usada para procesar las señales recibidas en el receptor puede tener un impacto sobre cuales canales de transmisión se seleccionaron para su uso. Si es usada una técnica de procesamiento del receptor de igualación sucesiva y cancelación de interferencia (o "cancelación sucesiva") (descrita más adelante) en el receptor, entonces puede ser ventajoso desactivar ciertas antenas de transmisión para incrementar el rendimiento en el enlace. En este caso, el receptor puede determinar cual subconjunto de antenas de transmisión deberá ser usado para la transmisión de datos y puede proporcionar esta información al transmisor vía un canal de retransmisión. Si el canal de RF experimenta desvanecimiento selectivo de frecuencia, entonces el conjunto de antenas de transmisión usado por un subcanal de frecuencia puede no ser el mejor conjunto para ser usado por otro subcanal de frecuencia. En este caso, el programador puede seleccionar un conjunto apropiado de antenas de transmisión para usarlas sobre una base por 21 subcanal de frecuencia para mejorar el rendimiento.

Sistema MIMO-OFDM Multiusuario Anteriormente se describieron varias técnicas para (1) asignar diferentes subcanales de frecuencia en diferentes terminales en un sistema OFDM multiusuario, y (2) asignar canales de transmisión a una sola terminal en un sistema MIMO-OFDM para un solo usuario. Esas técnicas también pueden ser usadas para asignar recursos (por ejemplo, canales de transmisión y potencia de transmisión) a terminales múltiples en un sistema MIMO-OFDM de acceso múltiple. Pueden ser diseñados varios esquemas de programación para lograr un rendimiento del sistema superior utilizando esas y posiblemente otras técnicas para el ambiente multiusuario. Los recursos del sistema pueden ser asignados seleccionando el "mejor" conjunto de terminales para la transmisión de datos, de modo que se logre un alto rendimiento y/o algunos otros criterios. Con el desvanecimiento selectivo de frecuencia, la asignación de recursos puede ser efectuada por cada grupo de uno o más subcanales de frecuencia. La asignación de recursos por cada porción fraccional del ancho de banda total del sistema puede proporcionar ganancias adicionales sobre un esquema que intente maximizar el rendimiento sobre la 22 base del ancho de banda total del sistema (es decir, como sería el caso para un sistema MIMO de un solo portador) . Si todo el ancho de banda del sistema es tratado como un solo canal de frecuencia (por ejemplo, como en un sistema MIMO de un solo portador) , el número máximo de terminales que puede ser programado para transmitir simultáneamente es igual al número de subcanales espaciales, el cual es Ns < min {NR( NT} . Si el ancho de banda del sistema es dividido en NF canales de frecuencia (por ejemplo, como en un sistema MIMO-OFDM) , entonces al número máximo de terminales que puede ser programado para transmitir simultáneamente es NF.NS, puesto que cada canal de transmisión (es decir, cada subcanal de frecuencia de cada subcanal espacial) puede ser asignado a una terminal diferente. Si el ancho de banda del sistema es dividido en NG grupos de subcanales de frecuencia, entonces el número máximo de terminales puede ser programado para transmitir simultáneamente es NG . Ns, puesto que cada grupo de subcanal de frecuencia de cada subcanal espacial puede ser asignado a una terminal diferente. Si el número de terminales es menor que el número máximo permitido, entonces los canales de transmisión múltiples pueden ser asignados a una terminal dada. Varios modos de operación pueden ser soportados por el sistema MIMO-OFDM. En un modo MIMO, todos los 23 subcanales espaciales de un grupo de subcanales de frecuencia particulares son asignados a una sola terminal MIMO. Pueden ser soportadas aún terminales MIMO múltiples concurrentemente vía los NG grupos de subcanales de frecuencia. En un modo N-SIMO, los Ns subcanales espaciales de un grupo de subcanales de frecuencia particulares son asignados a un número de distintas terminales SIMO, siendo asignado a cada terminal SIMO un subcanal espacial. A una terminal SIMO dada se le pueden asignar uno o más grupos de subcanales de frecuencia de un subcanal espacial particular. En un modo N-MISO (el cual también puede ser referido como un modo de dirección de haz multiusuario) , los Ns subcanales espaciales de un grupo de subcanales de frecuencia particulares son asignados a un número de distintas terminales MISO, siendo asignado a cada terminal MISO un subcanal espacial. La caracterización completa de las trayectorias de antena de transmisión-recepción pueden ser usadas para derivar haces distintivos de la transmisión de datos a esas terminales MISO. De manera similar, a una terminal MISO dada se le pueden asignar uno o más grupos de subcanales de frecuencia de un subcanal espacial particular. En un modo más claro, los Ns subcanales espaciales para un grupo de subcanales de frecuencia particulares pueden ser asignados a una combinación de 24 terminales SIMO, MISO y MIMO, con tipos múltiples de terminales siendo soportadas de manera concurrente. Cualquier combinación de modos de operación puede ser soportado por un intervalo de tiempo particular, por ejemplo, el modo MIMO puede ser soportado por el primer grupo de subcanales de frecuencia, el modo N-SIMO puede ser soportado por el segundo grupo de subcanales de frecuencia, el modo N-MISO puede ser soportado por el tercer grupo de subcanales de frecuencia, el modo mezclado puede ser soportado por el cuarto grupo de subcanales de frecuencia, y así sucesivamente. Comunicándose simultáneamente con terminales SIMO múltiples, terminales MISO múltiples, una o más terminales MIMO o una combinación de terminales SIMO, MISO y MIMO, en rendimiento del sistema puede incrementarse . Si el ambiente de propagación tiene suficiente dispersión, entonces pueden ser usadas técnicas de procesamiento de receptor MIMO para explotar eficientemente la dimensionalidad espacial del canal MIMO para incrementar la capacidad de transmisión. Pueden ser usadas las técnicas de procesamiento de receptor MIMO si la estación base se está comunicando con una o terminales múltiples simultáneamente. Para el enlace descendente, desde una perspectiva de la terminal, pueden ser usadas las mismas técnicas de procesamiento del receptor para procesar las diferentes NT señales pretendidas para esa terminal (si esta es una terminal MIMO) o solo una de las NT señales (si esta es una terminal SIMO) . Si va a ser usado el procesamiento del receptor de cancelación sucesiva en las terminales, entonces pueden aplicarse ciertas restricciones puesto que un flujo de datos asignado a una terminal no puede ser detectado sin error por otra terminal. Y para el enlace ascendente, desde la perspectiva de la estación base, no existe diferencia evidente en el procesamiento de NT señales diferentes de una sola terminal MIMO contra el procesamiento de una señal de cada una de las NT terminales SIMO diferentes. Como se muestra en la FIGURA 1, las terminales pueden estar distribuidas aleatoriamente en el área de cobertura de la estación base (o "célula") o pueden estar colocalizadas. Para un sistema de comunicación inalámbrico, las características de enlace típicamente varían con el tiempo debido al número de factores como el desvanecimiento y multitrayectoria . En un instante de tiempo particular, la respuesta para un canal MIMO formado por un arreglo de NT antenas de transmisión y un arreglo de NR antenas de recepción puede ser caracterizado por una matriz K(k) cuyos elementos están compuestos de variables Gaussianas aleatorias independientes, como 26 sigue : h (k ) h, 2 (k ) ? hlN r (k ) h2 {k ) h2 2(k ) ? H(/c) = Ec(l) M M M Para el enlace descendente, el arreglo de ?t antenas de transmisión es en la estación base, y el arreglo de NR antenas de recepción puede ser formado en una sola terminal SIMO o MIMO (para el modo N-SIMO o MIMO) o terminales MISO múltiples (para el modo N-MISO) . Y para el enlace ascendente, el arreglo de antenas de transmisión es formado por las antenas usadas por todas las terminales de comunicación, y el arreglo de antenas de recepción es en la estación base. En la ecuación (1), H(/) es la matriz de respuesta de canal para el canal MIMO para el Jésimo grupo de subcanales de frecuencia, y i,j (k) es el acoplamiento (es decir, la ganancia compleja) entre la jésima antena de transmisión y la iésima antena de recepción para el késimo grupo de subcanales de frecuencia. Cada grupo de subcanales de frecuencia puede incluir uno o más subcanales de frecuencia y corresponde a una banda de frecuencia particular del ancho de banda total del sistema. Dependiendo del diseño particular del sistema, puede existir (1) solo un grupo con todos los NF 27 subcanales de frecuencia, o (2) NF grupos con cada grupo teniendo un solo subcanal de frecuencia, o (3) cualquier número de grupos entre 1 y NF. El número de grupos de subcanales de frecuencia, NG, puede de este modo fluctuar entre 1 y NF, inclusive (es decir, 1 NG < NF) . Cada grupo puede incluir cualquier número de subcanales de frecuencia, y los NG grupos pueden incluir el mismo o un número diferente de subcanales de frecuencia. Además, cada grupo puede incluir cualquier combinación de subcanales de frecuencia (por ejemplo, los subcanales de frecuencia para un grupo no necesitan estar adyacentes entre sí) . Como se muestra en la ecuación (1) , la respuesta del canal MIMO por cada grupo de subcanales de frecuencia puede ser representada con una matriz respectiva H(Jc) que tenga NR x NT elementos correspondientes al número de antenas de recepción y el número de antenas de transmisión. Cada elemento de la matriz H(k) describe la respuesta para un par de antenas de transmisión-recepción respectivo para el késimo grupo de subcanales de frecuencia. Para un canal de desvanecimiento plano (o cuando NG=1) , puede ser usado un valor complejo para todo el ancho de banda del sistema (es decir para todos los NF subcanales de frecuencia) por cada par de antenas de ransm sión-recepc ón . 28 En un ambiente de operación real, la respuesta del canal típicamente varía a través del ancho de banda del sistema, y puede ser usada una caracterización de canal más detallada para el canal MIMO. De este modo, para un canal de desvanecimiento selectivo de frecuencia, puede ser proporcionada una matriz de respuesta del canal H(k) por cada grupo de subcanales de frecuencia. De manera alternativa, puede ser proporcionada una matriz de respuesta de impulso de canal, H(w) , para el canal MIMO, con cada elemento de esta matriz correspondiendo a una secuencia de valores indicativo de la respuesta de impulso muestreada para un par de antenas de transmisión-recepción respectivo. El receptor puede estimar periódicamente la respuesta del canal por cada par de antenas de transmisión-recepción. Las estimaciones de canal pueden ser facilitadas en un número de formas, por ejemplo, con el uso de técnicas dirigidas por la decisión de piloto y/o datos conocidas en la técnica. Las estimaciones de canal pueden comprender la estimación de respuesta de canal de valor complejo (por ejemplo, la ganancia y fase) por cada grupo de subcanales de frecuencia de cada par de antenas de transmisión-recepción, como se muestra en la ecuación (1) . Las estimaciones de canal proporcionan información sobre las características de 29 transmisión de (por ejemplo, cual es la velocidad de datos soportable por) cada subcanal espacial por cada grupo de subcanales de frecuencia. La información dada por las estimaciones de canal también puede ser destilada en (1) una estimación de la relación de señal a ruido e interferencia (SNR) postprocesada (descrita más adelante) por cada subcanal espacial de cada grupo de subcanales de frecuencia, y/o (2) alguna otra estadística que permita al transmisor seleccionar la velocidad apropiada por cada flujo de datos independiente. Este proceso de derivar las estadísticas esenciales puede reducir la cantidad de los datos requeridos para caracterizar un canal MIMO. Las ganancias de canal complejas y las SNR postprocesadas representan diferentes formas de información del estado del canal (CSI) que pueden ser reportadas por el receptor al transmisor. Para sistemas duplexados por división de tiempo (TDD) el transmisor puede ser capaz de derivar o inferir alguna información del estado del canal sobre la base de la transmisión (por ejemplo, un piloto) del receptor puesto que puede existir cierto grado de correlación entre el enlace descendente y el enlace ascendente para esos sistemas, como se describe más adelante. También pueden ser derivadas otras formas de CSI y reportadas y son descritas más adelante. 30 La CSI agregada recibida de los receptores puede ser usada para lograr un alto rendimiento asignando un conjunto apropiado de una o más terminales a los canales de transmisión disponibles, de modo que se les permita comunicarse simultáneamente con la estación base. Un programador puede evaluar cual combinación específica de terminales proporciona mejor desempeño del sistema (por ejemplo, el mayor rendimiento) sujeto a cualesquier restricciones y requerimientos del sistema. Explotando las "firmas" espaciales y de frecuencia de las terminales individuales (es decir, sus estimaciones de respuesta de canal, las cuales pueden ser en función de la frecuencia) , el rendimiento promedio puede incrementarse en relación al logrado por una sola terminal. Además, explotando la diversidad multiusuario, el programador puede identificar combinaciones de terminales "mutuamente compatibles" a las que les puede permitir comunicarse al mismo tiempo sobre el mismo canal, mejorando efectivamente la capacidad del sistema en relación a la programación de un solo usuario y la programación aleatoria para usuarios múltiples. Las terminales pueden ser programadas para la transmisión de datos sobre la base de varios factores. Un conjunto de factores puede relacionarse con restricciones y requerimientos del sistema, como la calidad del servicio deseada (QoS) , latencia máxima, rendimiento promedio, y así sucesivamente. Puede ser necesario que algunos o todos esos factores sean satisfechos sobre una base por terminal (es decir, por cada terminal) en un sistema de comunicación de acceso múltiple. Otro conjunto de factores puede relacionarse con el desempeño del sistema, el cual puede ser cuantificado por un rendimiento de sistema promedio o algunas otras indicaciones de desempeño. Esos diferentes factores son descritos con mayor detalle más adelante. Para el enlace descendente, el programador puede (1) seleccionar el "mejor" conjunto de una o más terminales para la transmisión de datos, (2) asignar los canales de transmisión disponibles a las terminales seleccionadas, (3) asignar la potencia de transmisión uniformemente o no uniformemente a través de los canales de transmisión asignados, y (4) determinar la velocidad apropiada por cada flujo de datos independiente a ser transmitido a las terminales seleccionadas. Para el enlace ascendente, el programador puede (1) seleccionar el mejor conjunto de una o más terminales para la transmisión de datos, (2) asignar los canales de transmisión disponibles a las terminales seleccionadas, (3) determinar el orden apropiado para procesar los flujos de datos de esas terminales seleccionadas (si es usada la técnica de procesamiento del receptor de cancelación sucesiva en la estación base) , y (4) determinar la velocidad por cada flujo de datos independiente de las terminales seleccionadas. Varios detalles de la asignación de recursos para el enlace descendente y el enlace ascendente son descritos más adelante . Para simplificar la programación, a las terminales se les pueden asignar canales de transmisión (y posiblemente potencia de transmisión) sobre la base de su prioridad. Inicialmente, las terminales activas pueden ser clasificadas por su prioridad, la cual puede ser determinada sobre la base de varios factores, como se describe más adelante. Las Nx terminales de prioridad más alta pueden entonces ser consideradas en cada intervalo de programación. Esto permite entonces al programador asignar los canales de transmisión disponibles a solo Nx terminales en lugar de todas las terminales activas. La asignación de recursos puede ser simplificada aún más (1) seleccionando x = Ns y asignando a cada terminal todos los subcanales de frecuencia de un subcanal espacial, o (2) seleccionando Nx = NG y asignando a cada terminal todos los subcanales espaciales de un grupo de subcanales de frecuencia, o (3) haciendo alguna otra simplificación. Las ganancias en el rendimiento aún con algunas de esas 33 simplificaciones pueden ser sustanciales en comparación con el esquema de programación TDM puro que asigna todos los canales de transmisión a una sola terminal por cada intervalo de tiempo, particularmente si se considera el desvanecimiento selectivo de frecuencia independiente de las Nx terminales en la asignación de recursos. Con el objeto de simplificar, se hicieron varias suposiciones en la siguiente descripción. Primero, se asumió que la potencia recibida promedio por cada flujo de datos independiente puede ser ajustado para lograr una relación de energía por bit a ruido total e interferencia (Eb/Nt) objetivo particular después del procesamiento de la señal en el receptor (el cual es la terminal para la transmisión por el enlace descendente y la estación base para una transmisión del enlace ascendente) . Esta Eb/Nt objetivo con frecuencia requerida como punto de referencia del control de potencia (o simplemente, el punto de referencia) y es seleccionada para proporcionar un nivel particular de desempeño (por ejemplo, un PER particular) . El punto de referencia puede ser logrado por un mecanismo de control de potencia de circuito cerrado que ajusta la potencia de transmisión por cada flujo de datos (por ejemplo, sobre la base de una señal de control de potencia del receptor) . Por simplicidad, puede ser usado un punto de referencia común para todos los flujos de datos recibidos en el receptor. De manera alternativa, puede ser usado un punto de referencia diferente por cada flujo de datos, y las técnicas descritas aquí pueden ser generalizadas para cubrir este modo de operación. También, para el enlace ascendente, se asumió que las transmisiones simultáneas de diferentes terminales están sincronizadas, de modo que las transmisiones arriban a la estación base dentro de una ventana de tiempo prescrita. Por simplicidad, se asumió que el número de antenas de recepción es igual al número de antenas de transmisión (es decir, NR=NT) para la siguiente descripción de los modos N-SIMO y MIMO. Esta no es una condición necesaria puesto que el análisis se aplica para el caso donde NR > NT. Para el modo N-MISO, se asumió que el número de antenas de recepción en cada terminal MISO es igual a uno (es decir, NR =1) . También por simplicidad, se asumió que el número de subcanales espaciales es igual al número de antenas de transmisión (es decir, Ns = NT) .

Asignación de Recursos al Enlace Descendente La asignación de recursos para el enlace descendente comprende (1) seleccionar uno o más conjuntos de terminales para la evaluación, (2) asignar los canales de transmisión disponibles a las terminales en cada conjunto y evaluar el desempeño, y (3) identificar el mejor conjunto de terminales y sus asignaciones de canal de transmisión. Cada conjunto puede incluir un número de terminales SIMO, un número de terminales MISO, una o más terminales MIMO, o una combinación de terminales SIMO, MISO y MIMO. Todas o solo un subconjunto de las terminales activas pueden ser consideradas para la evaluación, y esas terminales pueden ser seleccionadas para formar uno o más conjuntos a ser evaluados. Cada conjunto de terminales corresponde a una hipótesis. Por cada hipótesis, los canales de transmisión disponibles pueden ser asignados a las terminales en la hipótesis sobre la base de cualquiera de un número de esquemas de asignación de canal. Las terminales en la mejor hipótesis pueden entonces ser programados para la transmisión de datos en un intervalo de tiempo entrante. La flexibilidad tanto en la selección del mejor conjunto de terminales para la transmisión de datos como la asignación de los canales de transmisión a las terminales seleccionadas permite el programador explotar el ambiente de diversidad multiusuario para lograr un alto desempeño en ambos canales de desvanecimiento plano y desvanecimiento selectivo de frecuencia. Para determinar la transmisión "óptima" para un conjunto de terminales, pueden proporcionarse SN o alguna otra estadística suficiente para cada terminal. 36 Para los modos N-SIMO y MIMO, donde (NR _> NT) , el procesamiento espacial puede ser efectuado en las terminales SIMO y MIMO para separar las señales transmitidas, y la estación base no necesita firmas espaciales de las terminales para transmitir simultáneamente flujos de datos múltiples sobre los subcanales espaciales disponibles. Todo lo que puede ser necesario en la estación base es la SNR postprocesada asociada con la señal de cada antena de transmisión de la estación base. Para mayor claridad, se describe primero la programación del enlace descendente para las terminales SIMO y MIMO, y posteriormente se describe la programación del enlace descendente para las terminales MISO.

Programación del Enlace Descendente para las Terminales SIMO y MIMO La programación para las terminales SIMO y MIMO pueden ser efectuadas sobre la base de varios tipos de información de estado del canal, incluyendo la CSI completa (por ejemplo ganancias de canal complejas) , y CSI parcial (por ejemplo, SNR) . Si la estadística a ser usada para programar terminales es la SNR, entonces por cada conjunto de una o más terminales a ser evaluadas por la transmisión de datos en un intervalo de tiempo 37 entrante, una matriz de hipótesis T(Jc) de SNR postprocesadas para este conjunto de terminales para el késimo grupo de subcanales de frecuencia puede ser expresada como: >,,(*) y2A(k) ? ??t? (k) ' G (k) = Ec (2¡ M M M donde yi,j(/) es la SNR postprocesada para un flujo de datos transmitida (hipotéticamente) desde la jésima antena de transmisión hasta la iésima terminal el késimo grupo de subcanales de frecuencia. Un conjunto de NG de esas matrices T(Jc) , para 1 <k < NG, se caracterizaría entonces por toda la frecuencia y dimensiones espaciales para este conjunto de terminales. En cada terminal en el conjunto que esté siendo evaluado, los NT flujos de datos pueden ser transmitidos (hipotéticamente) desde las NT antenas de transmisión por cada grupo de subcanales de frecuencia y recibidos por esas NR antenas de recepción de la terminal. Las NR señales recibidas en la terminal pueden ser procesadas usando la igualación espacial o espacio- emporal para separar los NT flujos de datos transmitidos por cada grupo 38 de subcanales de frecuencia, como se describe más adelante. La SNR de un flujo de datos postprocesados (es decir, después de la igualación) puede ser estimada y comprende la SNR postprocesada para ese flujo de datos. por cada terminal, puede proporcionarse un conjunto de NT SNR postprocesadas para los NT flujos de datos que puedan ser recibidos por esa terminal por cada uno de los NG grupos de subcanales de frecuencia. En el modo N-SIMO, las NT hileras de la matriz de hipótesis F(k) corresponden a los NT vectores de las SNR para las NT diferentes terminales para el késimo grupo de subcanales de frecuencia. En este modo, cada hilera de la matriz de hipótesis T(k) da la SNR de cada uno de los NT flujos de datos (hipotéticamente) de las NT antenas de transmisión para el késimo grupo de subcanales de frecuencia para una terminal SIMO. En el modo MIMO, las NT hileras de la matriz de hipótesis T{k) corresponden a un solo vector de las SNR por una sola terminal MIMO. Este vector de SNR incluye las SNR para los Nx flujos de datos para el késimo grupo de subcanales de frecuencia, y puede replicarse NT veces para formar la matriz r{k) . y en el modo mezclado, para una terminal MIMO particular a la que se le van a asignar potencialmente dos o más subcanales espaciales para el késimo grupo de subcanales de 39 frecuencia, ese vector de SNR de la terminal puede ser replicado de modo que el vector de SNR aparezca en tantas hileras de la matriz de hipótesis G{1<) como el número de subcanales espaciales a ser asignada a la terminal (es decir, una hilera por subcanal espacial) . De manera alternativa, para todos los modos de operación, puede ser usada una hilera en la matriz de hipótesis r{k) por cada terminal SIMO o MIMO, y el programador puede ser diseñado para marcar y evaluar esos diferentes tipos de terminales en consecuencia. Para la siguiente descripción, se asumió que la matriz de hipótesis r(k) incluye vectores de SNR para las NT terminales, donde una terminal SIMO es representada como una sola terminal en la matriz y una terminal MIMO puede ser representada como dos o más de las NT terminales en la matriz . Si es usada la técnica de procesamiento del receptor de cancelación sucesiva en una terminal para procesar las señales recibidas, entonces la SNR postprocesada lograda en la terminal por cada flujo de datos transmitido por un grupo de subcanales de frecuencia particular depende del orden en el cual los flujos de datos transmitidos sean detectados (es decir, desmodulados y descodificados) para recuperar los datos transmitidos, como se describe más adelante. En este caso, puede proporcionarse un número de conjuntos de SNR por cada terminal por un número de órdenes de detección posibles. Pueden entonces formarse matrices de hipótesis r_(k) múltiples por cada grupo de subcanales de frecuencia de cada conjunto de terminales, y esas matrices pueden ser evaluadas para determinar cual combinación específica de terminales y órdenes de detección proporciona el mejor desempeño del sistema. En cualquier caso, cada matriz de hipótesis Tík) incluye las SNR postprocesadas para un grupo de subcanales de frecuencia dado para un conjunto específico de terminales (es decir hipótesis) a ser evaluadas. Esas SNR postprocesadas representan las SNR que pueden ser logradas por las terminales y son usadas para evaluar la hipótesis . Para los modos N-SIMO y MIMO, cada antena de transmisión en el arreglo de antena de estación base puede ser usada para transmitir un flujo de datos diferente sobre cada grupo de subcanales de frecuencia usando la información de estado del canal (por ejemplo, SNR o alguna otra estadística) derivada por las terminales en el área de cobertura. El alto desempeño es logrado sobre la base de la CSI, la cual es usada para 41 programar terminales y procesar datos. Pueden ser usados varios esquemas de programación del enlace descendente para asignar recursos (por ejemplo, canales de transmisión) a las terminales activas. Esos diferentes esquemas incluyen (1) un esquema de programación "exhaustiva" que puede asignar cada canal de transmisión a una terminal específica de modo que se logre un desempeño "óptimo" , de acuerdo a lo determinado por algunas métricas, (2) un esquema de programación basado en la prioridad que asigne canales de transmisión sobre la base de la prioridad de las terminales activas, (3) un esquema de programación FD -TDM que asigne todos los subcanales espaciales de cada grupo de subcanales de frecuencia a una terminal específica, y (4) un esquema de programación SDMA-TD que asigne todos los subcanales de frecuencia de cada subcanal espacial a una terminal específica. Esos diferentes esquemas de programación del enlace descendente son descritos con mayor detalle más adelante. También pueden ser usados otros esquemas de programación que pueden proporcionar un desempeño bueno o casi óptimo, y que pueden requerir menos procesamientos y/o estadísticas, y esto está dentro del alcance de la invención . La FIGURA 2 muestra un diagrama de flujo de un proceso 200 para programar terminales para la transmisión 42 de datos del enlace descendente. El proceso 200 puede ser usado para implementar varios esquemas de programación del enlace descendente, como se describe más adelante. Por claridad, es descrito primero el proceso total, y los detalles para algunos de los pasos en el proceso son descritos posteriormente. En una modalidad, los canales de transmisión son asignados a las terminales activas evaluando un grupo de subcanales de frecuencia a la vez. El primer grupo de subcanales de frecuencia es considerado fijando el índice de frecuencia k=l, en el paso 210. Los canales espaciales para el ésimo grupo de subcanales de frecuencia son entonces asignados a las terminales para la transmisión del enlace descendente comenzando en el paso 212. Para los modos N-SIMO y MIMO sobre el enlace descendente, la asignación de los subcanales espaciales a las terminales es equivalente a la asignación de las antenas de transmisión de la estación base a las terminales, puesto que se asumió que Ns = NT. Inicialmente , una o más métricas de desempeño a ser usadas para seleccionar el mejor conjunto de terminales para la transmisión del enlace descendente son inicializadas, en el paso 212. Pueden ser usadas varias métricas de desempeño para evaluar los conjuntos de terminales y algunas de esas son descritas con mayor 43 detalle más adelante. Por ejemplo, puede ser usada una métrica de desempeño que maximice el rendimiento del sis ema . Entonces se selecciona un nuevo conjunto de una o más terminales activas de entre todas las terminales activas y se consideran para la asignación de la antena de transmisión, en el paso 214. Este conjunto de terminales forma una hipótesis a ser evaluada. Pueden ser usadas varias técnicas para limitar el número de terminales activas a ser consideradas para la programación, lo cual reduce entonces el número de hipótesis a ser evaluadas, como se describe más adelante. Por cada terminal en la hipótesis, se recupera el vector de SNR, ri (k ) = [yi (k ), ri 2 (k ) YLNl (k )], indicativo de todas las SNR postprocesadas por las NT antenas de transmisión en el k-ésimo grupo de subcanales de frecuencia, en el paso 216. Para el modo MIMO, se selecciona una sola terminal MIMO para la evaluación por el k-ésimo grupo de subcanales de frecuencia, y se recupera un vector de SNR por esta terminal. Para el modo N-SIMO, se seleccionan NT terminales SIMO para la evaluación, y son recuperados los NT vectores de SNR para esas terminales. Y para el modo mezclado, los vectores de SNR son recuperados por las terminales SIMO y MIMO en el conjunto seleccionado. Por cada terminal MIMO en los modos MIMO y mezclado, el 44 vector de SNR puede ser replicado (o marcado apropiadamente) , de modo que el número de vectores de SNR para esta terminal sea igual al número de antenas de transmisión a ser asignadas a la terminal. Los vectores de SNR para todas las terminales seleccionadas en la hipótesis son usados para formar la matriz de hipótesis T[k) mostrada en la ecuación (2) . Por cada matriz de hipótesis T(Jc) para NT antenas de transmisión y NT terminales, existe NT posibles combinaciones factoriales de asignación de antenas de transmisión a las terminales (es decir, NT! Subhipótesis) . Puesto que una terminal MIMO es representada como terminales múltiples en la matriz T(J), existen menos subhipótesis si la matriz de hipótesis T(k) incluye una o más terminales MIMO. En cualquier caso, se selecciona una nueva combinación particular de asignaciones de antena/terminal para la evaluación, en el paso 218. Esta combinación incluye una antena asignada a cada una de las terminales NT. La asignación de antena puede ser efectuada de modo que todas las posibles combinaciones de las asignaciones de antena/terminal sean evaluadas eventualmente . De manera alternativa, puede ser usado un esquema específico para asignar antenas a las terminales, como se describe más adelante. La nueva combinación de 45 asignaciones de antena/terminal forman una subhipótesis a ser evaluada. La subhipótesis es entonces evaluada y la métrica de desempeño (por ejemplo el rendimiento del sistema) correspondiente a esta subhipótesis es determinada (por ejemplo, sobre la base de las SNR para la subhipótesis), en el paso 220. La métrica de desempeño correspondiente a la mejor subhipótesis es entonces actualizada para reflejar la métrica de desempeño para la subhipótesis actual, en el paso 222. Específicamente, si la métrica de desempeño para la subhipótesis actual es mejor que para la mejor subhipótesis, entonces la subhipótesis actual se convierte en la nueva mejor subhipótesis, y la métrica de desempeño, las métricas de la terminal, las asignaciones de antena/terminal correspondientes a esta subhipótesis son almacenadas. Las métricas de desempeño y la terminal son descritas más adelante. Entonces se hace una determinación de si o no toda la subhipótesis para la hipótesis actual han sido evaluadas, en el paso 224. Si todas las subhipótesis no han sido evaluadas, entonces el proceso regresa al paso 218 y se selecciona una combinación de asignaciones de antena/terminal diferente y aún no evaluada para la evaluación. En los pasos 218 a 224 son repetidos por cada 46 subhipótesis a ser evaluada. Si todas las subhipótesis para la hipótesis actual han sido evaluadas, en el paso 224, se hace a continuación entonces una determinación de si o no han sido consideradas todas las hipótesis por el grupo de subcanales de frecuencia actual, en el paso 226. Si no han sido consideradas todas las hipótesis, entonces el proceso regresa al paso 214 y se selecciona un conjunto de terminales diferente y aún no considerado para la evaluación. En los pasos 214 hasta 226 son repetidos por cada hipótesis a ser considerada por el grupo de subcanales de frecuencia actual. Si todas las hipótesis para el grupo de subcanales de frecuencia actual han sido evaluadas, en el paso 226, entonces los resultados para la mejor subhipótesis para este grupo de subcanales de frecuencia son almacenados como en el paso 228. La mejor subhipótesis corresponde a un conjunto específico de una o más terminales activas que proporcionan mejor desempeño para el grupo de subcanales de frecuencia. Si el esquema de programación requiere que sean mantenidas otras métricas del sistema y la terminal (por ejemplo, el rendimiento promedio sobre los pasados NP intervalos de tiempo, latencia para la transmisión de datos, y así sucesivamente, entonces esas métricas son 47 actualizadas y pueden ser almacenadas como en el paso 230. Las métricas de la terminal pueden ser usadas para evaluar el desempeño de las terminales individuales, y se describen más adelante. Entonces se hace una determinación de si o no todos los subcanales de frecuencia han sido asignados para la transmisión del enlace descendente, en el paso 232. Si todos los subcanales de frecuencia no han sido asignados, entonces se considera el siguiente grupo de subcanales de frecuencia incrementando el índice k (es decir, k = k + 1) , en el paso 234. El proceso regresa entonces al paso 212 para asignar el subcanal espacial de este nuevo grupo de subcanales de frecuencia a las terminales para la transmisión del enlace descendente. Los pasos 212 hasta 234 son repetidos por cada grupo de subcanales de frecuencia a ser asignado. Si todos los grupos de subcanales de frecuencia han sido asignados como en el paso 232, entonces las velocidades de datos y los esquemas de codificación y modulación para las terminales en la mejor subhipótesis por cada grupo del subcanal de frecuencia son determinadas (por ejemplo, sobre la base de sus SNR postprocesadas) , en el paso 236. Un programa indicativo de las terminales activas específicas seleccionadas para transmisión de datos del enlace descendente, sus canales 48 de transmisión asignados, los intervalos de tiempo programados, las velocidades de datos, los esquemas de codificación y modulación, otra información o cualquier combinación de las mismas, puede ser formada y comunicada esas terminales (por ejemplo, vía un canal de control) antes del intervalo de tiempo programado, también en el paso 236. De manera alternativa, las terminales activas pueden efectuar una detección "a ciegas" e intentar detectar todos los flujos de datos transmitidos para determinar cuales, si los hay, de los flujos de datos se pretenden sean para ellas. La programación del enlace descendente es efectuada típicamente por cada intervalo de programación, el cual puede corresponder a uno o más intervalos de tiempo. El proceso mostrado en la Figura 2 puede ser usado para implementar los diferentes esquemas de programación del enlace descendente descritos anteriormente. Para el esquema de programación exhaustiva, cada canal de transmisión disponible puede ser asignado a cualquier terminal activa. Esto puede ser logrado considerando (1) todos los posibles conjuntos de terminales (es decir, todas las posibles hipótesis) por cada grupo de subcanales de frecuencia y (2) todas las posibles asignaciones de antena por cada conjunto de terminales (es decir, todas las subhipótesis posibles) . 49 Este esquema puede proporcionar el mejor desempeño y mayor flexibilidad, pero también requiere el mayor procesamiento para las terminales de programación para la transmisión de datos del enlace descendente. Para el esquema de programación basado en la prioridad, las terminales activas a ser consideradas para la asignación de canales de transmisión pueden ser seleccionadas sobre la base de prioridad, y la métrica de desempeño también puede volverse función de la prioridad de la terminal, como se describe más adelante. Este esquema puede reducir el número de terminales a ser consideradas para la asignación del canal de transmisión, lo cual reduce entonces la complejidad de la programación. Para el esquema de programación FDM-TDM, una de las terminales MIMO se les asignan todos los subcanales espaciales por cada grupo de subcanales de frecuencia. En este cado, la matriz de hipótesis lT {k) incluye un solo vector de SNR postprocesadas para terminal MIMO, y únicamente existe una subhipótesis por cada hipótesis. Y para el esquema de programación SDMA-TDM, todos los subcanales de frecuencia de cada subcanal espacial son asignados a una sola terminal , la cual puede ser una terminal SIMO o MIMO. Para este esquema, pueden ser omitidos los pasos 210, 212, 232 y 234 en la Figura 2. Para una matriz de hipótesis dada T { k) , el programador evalúa varias combinaciones de pares de antena de transmisión y terminal (es decir, subhipotesis) para determinar las mejores asignaciones de la antena/terminal para la hipótesis. Pueden ser usados varios esquemas para asignar antenas de transmisión a las terminales para lograr las diferentes metas del sistema como la claridad, alto desempeño y así sucesivamente. En un esquema de asignación de antena, todas las posibles subhipotesis son evaluadas sobre la base de una métrica de desempeño particular, seleccionan las subhipotesis con la mejor métrica de desempeño. Por cada matriz de hipótesis T(k) , existen NT factorial (es decir, NT!) posible subhipotesis que pueden ser evaluadas. Cada subhipotesis corresponde a una asignación específica de cada antena de transmisión para una terminal particular. Cada subhipotesis puede de éste modo ser representada con un vector de SNR postprocesadas , las cuales pueden ser expresadas como: Isut-hip (k) ={ya,:(k) , 7b,2(k), ..., Y-lNT(k)}, Ec (3) donde yi,j(k) es la ecuación postprocesada SNR por el flujo de datos de la jésima antena de transmisión a la iésima terminal para el késimo grupo de subcanales de frecuencia, y les subíndices {a, b, ... y r] identifican las terminales específicas en los pares de antena/terminal de transmisión para las subhipótesis . Cada subhipótesis está asociada además con una métrica de desempeño, RSub-hip(k), la cual puede ser función de varios factores. Por ejemplo, una métrica de desempeño basada en la SNR postprocesada puede ser expresada como: Rsub-hip (k) =f ( Su -hip (k)), Ec (4) donde f ( . ) es una función real positiva particular de los argumentos dentro del paréntesis. Las diferentes funciones pueden ser usadas para formular la métrica de desempeño. En una modalidad, puede ser usada una función del rendimiento alcanzable por todas las NT antenas de transmisión por la subhipótesis como la métrica de desempeño, la cual puede ser expresada como : donde rj (k) es el rendimiento asociado con jésima antena de transmisión en la subhipótesis por késimo grupo de canales de frecuencia, y puede s expresada como: r, (k)=c1.log2(l +yAk) ) , Ec (6) donde Cj es una constante positiva que refleja la fracción de la capacidad teórica alcanzada por el esquema de codificación y modulación seleccionado por el flujo de datos transmitido sobre la jésima antena de transmisión, y Yj ik) es la SNR posprocesada por el jésima flujo de datos sobre el késimo grupo de subcanal de frecuencia . Para simplificar la programación, la asignación de recursos puede ser efectuada sobre la base de grupos de subcanales de frecuencia múltiple en lugar de grupos de subcanal de una sola frecuencia. Aún si un grupo dado incluye subcanales de frecuencia múltiples, la naturaleza selectiva de la frecuencia de la respuesta del canal puede ser considerada en la asignación de recursos a la terminal. Esto puede ser logrado evaluando la métrica de desempeño sobre la base de la respuesta por el grupo de subcanales de frecuencia. Por ejemplo, la asignación de recursos puede ser efectuada sobre la base de grupos de Nk subcanales de frecuencia, donde 2. La respuesta del canal sobre los Nk subcanales de frecuencia puede entonces ser usada para evaluar la métrica de desempeño. Si la métrica del desempeño es el rendimiento, entonces puede efectuarse la suma de las velocidades alcanzables en la ecuación (5! sobre ambas de las antenas de transmisión y los subcanales de frecuencia, como sigue: donde rj(i) es el rendimiento asociado con la jésima antena de transmisión en la subhipótesis por un iésimo subcanal de frecuencia, y Nk es el número de subcanales de frecuencia para el késimo grupo de subcanales de frecuencia. De este modo, aún si la programación y asignación de recursos son efectuadas por grupos de subcanales de frecuencia múltiples, el desempeño de los subcanales de frecuencia individuales en cada grupo puede ser considerado en la programación. El primer esquema de asignación de antena descrito anteriormente y usado en la FIGURA 2 representa un esquema específico que puede evaluar todas las posibles combinaciones de asignaciones de antenas de transmisión a las terminales. El número de subhipótesis potenciales a ser evaluadas por el programador por cada hipótesis puede ser tan grande como NT! , lo cual puede entonces dar como resultado un número grande de hipótesis totales a ser evaluadas puesto que también puede ser considerado un número grande de hipótesis. El esquema de programación mostrado en la FIGURA 2 efectúa una búsqueda exhaustiva para determinar la subhipótesis que proporciona el desempeño del sistema 54 "óptimo", de acuerdo a lo cuantificado por la métrica de desempeño usada para seleccionar la mejor subhipótesis . Pueden usarse numerosas técnicas para reducir la complejidad del procesamiento para asignar antenas de transmisión a las terminales. Una de esas técnicas es descrita más adelante, y también pueden ser usadas otras y estar dentro del alcance de la invención. Esas técnicas también pueden proporcionar un alto desempeño del sistema, reduciendo a la vez la cantidad del procesamiento requerido para asignar antenas a las terminales . En un segundo esquema de asignación de antena, se usa un criterio máximo-máximo ("max-max") para asignar las antenas de transmisión a las terminales en las hipótesis que estén siendo evaluadas. Usando este criterio max-max, cada antena de transmisión es asignada a la terminal que logre la mejor SNR para la antena de transmisión. La asignación de antena puede ser efectuada por cada grupo de subcanales de frecuencia y por una antena de transmisión en un momento. La FIGURA 3 es un diagrama de flujo de un proceso 218a para asignar antenas de transmisión a terminales para un grupo de subcanales de frecuencia particular usando el criterio máx-max. El proceso 218a es efectuado por una hipótesis particular, la cual 55 corresponde a un conjunto específico de una o más terminales activas a ser evaluadas. El proceso 218a puede ser usado por el paso 218 en la FIGURA 2, caso en el cual únicamente es evaluada una subhipótesis por cada hipótesis en el proceso 200. Inicialmente, la SNR máxima en la matriz de hipótesis T(k) es determinada, en el paso 312. Esta SNR máxima corresponde a un par de antena/ terminal de transmisión específica, y la antena de transmisión es asignada a esta terminal, en el paso 314. Esta antena de transmisión y terminal son entonces removidas de la matriz T{k) , y la matriz es reducida a la dimensión (NT- 1 ) x (NT- 1 ) removiendo ambas de la columna que corresponde a la antena de transmisión y la hilera que corresponde a la terminal recién asignada, en el paso 316. En el paso 318, se hace una determinación si o no todas las antenas de transmisión en la hipótesis han sido asignadas. Si todas las antenas de transmisión han sido asignadas, entonces las asignaciones antena son proporcionadas, en el paso 320, y termina el proceso. De otro modo, el proceso regresa al paso 312 y se asigna otra antena de transmisión de manera similar. La Tabla 1 muestra una matriz ejemplar T(k) de SNR derivada por las terminales en un sistema MIMO de 4x4 en el cual la estación base incluye cuatro antenas de transmisión y cada terminal incluye cuatro antenas de recepción. Para el esquema de asignación de antena basado en el criterio max-max, la mejor SNR (16 dB) en la matriz de 4x4 original es lograda por la antena de transmisión 3 y es asignada a la terminal 1, de acuerdo a lo indicado por el cuadro sombreado en la tercera hilera de la cuarta columna en la tabla. La antena de transmisión 3 y la terminal 1 son entonces removidas de la matriz. La mejor SNR (14 dB) en la matriz de 3x3 reducida es lograda por ambas antenas de transmisión 1 y 4, las cuales son asignadas respectivamente a las terminales 3 y 2. La antena de transmisión restante 2 es entonces asignada a la terminal 4.

Tabla 1 SNR (dB) Antena de Transmisión Terminal 1 2 3 4 1 7 9 16 5 2 8 10 12 14 3 14 7 6 9 4 12 10 7 5 57 La Tabla 2 muestra las asignaciones de antena usando el criterio max-max para la matriz ejemplar r(k) mostrada en la Tabla 1. Para la terminal 1, la mejor SNR (16 dB) es lograda cuando se procesa la señal transmitida de la antena de transmisión 3. Las mejores antenas de transmisión para las otras terminales también están indicadas en la Tabla 2. El programador puede entonces usar esta información para seleccionar el esquema de codificación y modulación apropiado para ser usado por la transmisión de datos.

Tabla 2 Una vez que han sido hechas las asignaciones de antena para una matriz de hipótesis particular T(k) usando el criterio max-max, puede ser determinada la métrica de desempeño (por ejemplo, el rendimiento del sistema) correspondiente a esta hipótesis (por ejemplo, 58 sobre la base de las SNR correspondientes a las asignaciones de antena, como se muestra en las ecuaciones (4) hasta (6) . Esta métrica de desempeño es actualizada por cada hipótesis en un grupo de subcanales de frecuencia particular. Cuando todas las hipótesis para el grupo de subcanales de frecuencia han sido evaluadas, se selecciona el mejor conjunto de terminales y asignaciones de antena para la transmisión de datos del enlace descendente sobre el grupo de subcanales de frecuencia en un intervalo de tiempo entrante. La programación puede ser efectuada por cada uno de los NG grupos de subcanales de frecuencia. El esquema de programación del enlace descendente descrito en las Figuras 2 y 3 representa un esquema específico que evalúa varias hipótesis correspondientes a varios posibles conjuntos de terminales activas (las cuales pueden incluir terminales SIMO y/o MIMO) que deseen la transmisión de datos por el enlace descendente en un intervalo de tiempo entrante. El número total de hipótesis a ser evaluadas por el programador puede ser muy grande, aún para un número pequeño de terminales activas. En efecto, el número total de hipótesis, Nhip, puede ser expresado como: F.v (7) (.Y, -.Y, i:.v\ ! 59 Donde Nu es el número de terminales activas a ser consideradas para la programación. Por ejemplo, si NG= 16, Nu=8, y NT= 4, entonces Nhip=1120. Puede ser usada una búsqueda exhaustiva para determinar la hipótesis particular y las asignaciones de antena particulares que proporcionan el mejor desempeño del sistema, de acuerdo a lo cuantificado por la métrica de desempeño usada para seleccionar al mejor hipótesis y asignaciones de antena. Como se hizo notar anteriormente, también pueden ser implementados otros esquemas de programación del enlace descendente que tengan complejidad reducida. Esos esquemas de programación también pueden proporcionar un desempeño de sistema alto, reduciendo a la vez la cantidad de procesamiento requerido para programar las terminales para la transmisión de datos del enlace descendente . En el esquema de programación basado en la prioridad, las terminales activas son programadas para la transmisión de datos sobre la base de su prioridad. La prioridad de cada terminal activa puede ser derivada sobre la base de una o más métricas (por ejemplo, el rendimiento promedio) , restricciones y requerimientos del sistema (por ejemplo, latencia máxima), otros factores, o una combinación de les mismos, como se describe más 60 adelante. Puede ser mantenida una lista de todas las terminales activas que deseen la transmisión de datos en un intervalo de tiempo entrante. Cuando una terminal desee la transmisión de datos sobre el enlace descendente, este es agregada a la lista y sus métricas son inicializadas (por ejemplo, cero) . Las métricas de cada terminal en la lista son actualizadas posteriormente en cada intervalo de tiempo. Una vez que una terminal no desee ya la transmisión de datos, es removida de la lista. Por cada grupo de subcanales de frecuencia en cada intervalo de tiempo, todas o un subconjunto de las terminales en la lista pueden ser consideradas para la programación. El número específico de terminales a ser consideradas puede ser seleccionada sobre la base de varios factores. En una modalidad únicamente son seleccionadas las NT terminales de mayor prioridad para la transmisión de datos. En otra modalidad, las Nx terminales de mayor prioridad en la lista son consideradas para la programación, donde Nx > NT. Una terminal MIMO puede ser representada como terminales múltiples cuando se seleccionen las NT o Nx terminales de mayor prioridad para la programación. Por ejemplo, si NT= 4 y son transmitidos cuatro flujos de datos independientes desde la estación base por un grupo de subcanales de frecuencia dado, 61 entonces la terminal SIMO puede ser seleccionada junto con una terminal MIMO a la que se le asignarán tres subcanales espaciales (caso en el cual la terminal MIMO representa efectivamente las tres terminales en la selección de las cuatro terminales de mayor prioridad) . La Figura 4 es un diagrama de flujo para un esquema de programación del enlace descendente basado en la prioridad 400 por el cual se considera un conjunto de NT terminales de mayor prioridad para la programación por cada grupo de subcanales de frecuencia. Inicialmente , el primer grupo de subcanales de frecuencia es considerado fijando el índice de frecuencia k = 1, en el paso 410. Los subcanales espaciales para el K-ésimo grupo de subcanales de frecuencia son entonces asignados a las terminales para la transmisión del enlace descendente comenzando en el paso 412. El programador examina la prioridad de todas las terminales activas en la lista y selecciona el conjunto de NT terminales de mayor prioridad, en el paso 412. Las terminales activas restantes en la lista no son consideradas para la programación por este grupo de subcanales de frecuencia en este intervalo de programación. Las estimaciones de canal por cada terminal seleccionada son entonces recuperadas, en el paso 414. Por ejemplo, las SNR postprocesadas por la NT terminales 62 seleccionadas pueden ser recuperadas y usadas para formar la matriz de hipótesis T(k) . Las NT antenas de transmisión son entonces asignadas a las NT terminales seleccionadas sobre la base de las estimaciones de canal y usando cualquiera de un número de esquemas de asignación de antena, en el paso 416. Por ejemplo, las asignaciones de antena pueden basarse en una búsqueda exhaustiva o en el criterio max-max descrito anteriormente. En otro esquema de asignación de antena, las antenas de transmisión son asignadas a las terminales de modo que sus prioridades sean normalizadas tan pronto como sea posible, después de que las métricas de la terminal sean actualizadas. Las velocidades de datos y los esquemas de codificación y modulación para las terminales son determinadas entonces sobre la base de las asignaciones de antena, en el paso 418. Las métricas de las terminales programadas (y no programadas) en la lista son actualizadas para reflejar la transmisión (y no transmisión, respectivamente) de datos programada, y las métricas del sistema también son actualizadas, en el paso 420. Entonces se hace una determinación de si o no todos los subcanales de frecuencia han sido asignados para la transmisión en el enlace descendente, en el paso 63 422. Si todos los subcanales de frecuencia no han sido asignados, entonces se considera el siguiente grupo de subcanales de frecuencia incrementando el índice Je (es decir k=k+l) , en el paso 424. El proceso regresa entonces al paso 412 para asignar los subcanales espaciales de este nuevo grupo de subcanales de frecuencia al mismo o un conjunto diferente de terminales activas. Los pasos 412 hasta 424 son repetidos por cada grupo de subcanales de frecuencia a ser asignado. Si todos los grupos de subcanales de frecuencia han sido asignados, en el paso 422, entonces un programa indicativo de las terminales activas específicas seleccionadas para la transmisión de datos del enlace descendente, sus canales de transmisión asignados, los intervalos de tiempo programados, las velocidades de datos, los esquemas de codificación y modulación, y así sucesivamente, o cualquier combinación de los mismos, pueden ser formados y comunicados a esas terminales, en el paso 426. El proceso termina entonces por este intervalo de programación. Como se hizo notar anteriormente, las antenas de transmisión pueden ser asignadas en las terminales seleccionadas por cada grupo de subcanales de frecuencia sobre la base de varios esquemas. En un esquema de asignación de antena, son asignadas las antenas 64 transmitidas para lograr un alto desempeño del sistema y sobre la base de la prioridad de las terminales. La Tabla 3 muestra un ejemplo de las SNR postprocesadas derivadas por cada terminal en una hipótesis que esté siendo considerada, la cual es para un grupo de subcanales de frecuencia específico. Para la terminal 1, la mejor SNR es lograda cuando se detecta el flujo de datos transmitido desde la antena de transmisión 3, de acuerdo a lo indicado por el cuadro sombreado en la hilera 3, columna 4 de la tabla. Las mejores antenas de transmisión para otras terminales en la hipótesis también son indicadas por el sombreado en los cuadros.

Tabla 3 Si cada terminal identifica una antena de transmisión diferente de la cual se detectó la mejor SNR postprocesada , entonces las antenas de transmisión pueden ser asignadas a las terminales sobre la base de sus mejores SNR postprocesadas. Para el ejemplo mostrado en la Tabla 3, la terminal 1 puede ser asignada a la antena de transmisión 3, y la terminal 2 puede ser asignada a la antena de transmisión 2. Si más de una terminal prefiere la misma antena de transmisión, entonces el programador puede determinar las asignaciones de antena sobre la base de varios criterios (por ejemplo, claridad, métrica de desempeño, y otros) . Por ejemplo, la Tabla 3 indica que ocurren las mejores SNR postprocesadas para las terminales 3 y 4 para los flujos de datos transmitidos desde la misma antena de transmisión 1. Si el ob]eto es maximizar el rendimiento, entonces el programador puede asignar la antena de transmisión 1 en la terminal 3 y la antena de transmisión 2 a la terminal 4. Sin embargo, si son asignadas antenas para lograr claridad, entonces la antena de transmisión 1 puede ser asignada a la terminal 4 si la terminal 4 tiene mayor prioridad que la terminal 3. La programación para las terminales MIMO también puede ser efectuada sobre la base de una CSI completa. En este caso, las estadísticas a ser usadas por las terminales de programación es las ganancias de canal complejas entre las antenas de transmisión de la estación base y las antenas de recepción de la terminal, las cuales son usadas para formar la matriz de respuesta del canal H(/), mostrada en la ecuación (1) . La programación es entonces efectuada de modo que se seleccione un conjunto de firmas espaciales mutuamente compatibles por cada grupo de subcanales de frecuencia. La programación de las terminales basada en la matriz de respuesta del canal, H(c), es descrita con mayor detalle más adelante.

Programación del Enlace Descendente para las Terminales MISO Para el modo N-MISO, donde (NR< NT) , las ganancias de canal complejas entre las antenas de transmisión en la estación base y las antenas de recepción en las terminales pueden ser usadas para formar la matriz de respuesta del canal, H(A:)( mostrada en la ecuación (1) por cada conjunto de terminales MISO a ser evaluadas. La selección de las terminales MISO para la transmisión del enlace descendente es efectuada entonces sobre las terminales activas, y la meta de selección es firmas espaciales mutuamente compatibles sobre la banda de interés. Para el enlace descendente en el modo N-MISO multiusuario, la estación base emplea NT antenas de transmisión y (por simplicidad) cada una de las u terminales MISO a ser consideradas para la programación 67 del enlace descendente emplea una sola antena de recepción (es decir, NR=1) . En este caso, hasta NT terminales pueden ser servidas por la misma estación base simultáneamente o cualquier grupo de subcanales de frecuencia dado (es decir, Nu NT) . El modelo del canal MISO para la terminal i puede ser expresado como: Yí(k) = Hi(k)x.(k) +ni(k) , Ec (8) donde yi(J) es el símbolo recibido por la iésima terminal, para ie{l, Nu} , sobre el késimo grupo de subcanales de frecuencia; x{k) es el vector transmitido (es decir, x2 ... XNT]t}, donde {x } es la entrada transmitida desde la jésima antena de transmisión para je{l, NT}, y para cualquier matriz, M, MT denota la transposición de M; Hi(k) es el vector de respuesta del canal de 1 x NT para el canal MISO de la iésima terminal para el jésimo grupo de subcanales de frecuencia, donde el elemento hi,j es el acoplamiento (es decir, la ganancia compleja) entre la jésima antena de transmisión y la antena de recepción de la iésima terminal, para ie{l, ..., ?a} y je{l, NT } ; y n¡.(k) es el ruido Gaussiano blanco aditivo 68 (AWGN) para el késimo grupo de subcanales de frecuencia de la iésima terminal, que tiene una media de 0 y una varianza de s,2. Por simplicidad, se asumió que cada grupo de subcanales de frecuencia es un canal de banda estrecha, de desvanecimiento plano, que puede ser presentado por un valor complejo constante. Por lo tanto, los elementos del vector de respuesta del canal, Hi(J), para ie{l, Nu} , son escalares. Además, se asumió que existe un límite de potencia máxima sobre cada antena de transmisión, el cual es denotado como Praax,j, para je{l, NT} . La potencia de transmisión sobre la antena j a cualquier tiempo dado es denotada como Pj , donde Pj Pmax,] - Los NT flujos de datos transmitidos desde las NT antenas de transmisión por cada grupo de subcanales de frecuencia pueden interferir entre sí en la antena de recepción de cada terminal de acuerdo a los vectores de respuesta del canal, Hi(.k) . Sin ningún preprocesamiento en la estación base, los diferentes flujos de datos que se pretende sean para diferentes terminales MISO son objeto de interferencia, la cual es referida como interferencia multiacceso (MAI) . Debido a que cada terminal MISO emplea únicamente una antena de recepción, todo el procesamiento espacial tiene como propósito combatir el canal y MAI que 69 necesiten efectuarse en el transmisor. Si la estación base tiene conocimiento del vector de respuesta del canal, Hi(k) , por cada terminal MISO a ser considerada para programar el enlace descendente (es decir, la información de estado del canal completo) , una técnica para eliminar o reducir la MAI mediante el uso de la inversión de la matriz de correlación del canal (CCMI) . El vector de transmisión en la estación base es (k) = [x!(k) x2(k) ... xNT(k)]T, donde {xj (k) } es la entrada transmitida desde la jésima antena de transmisión por el késimo grupo de subcanales de frecuencia. Denotando el flujo de datos pretendido para la terminal i por di (Je), el vector de datos real es d (k) = [dx ( k) d2{k) ... dNu(^)]T, donde la relación entre el vector de datos y el vector transmitido puede ser expresada como: x(k) =k(k) S (Jc)d(k) , Ec (9) donde (k) es una matriz de CCMI de T u y S{k) es una matriz de escalamiento de ¾ x Nu. La matriz de CCMI puede ser vista como si incluyera un número de vectores de dirección, uno por cada terminal MISO, con cada vector de dirección siendo usado para generar un haz para una terminal MISO respectiva. La técnica CCMI descorrelaciona los flujos de datos para las terminales 70 MISO, y la solución para A (Je) puede ser expresada como: A (/c) =HT(Je) (H(Je)HT(Je) ) -1 Ec (10; 2(k) donde H(Je) = es una matriz Nu X NT que M contiene los vectores de respuesta del canal del conjunto de u terminales MISO que estén siendo consideradas para programar el enlace descendente para la hipótesis actual. La solución para A(Je) no requiere que H(Je) sea una matriz cuadrada, el cual es el caso cuando Nu ? NT, sin embargo, si H(Je) es una matriz cuadrada, entonces la solución en la ecuación (10) puede ser escrita como A (Je) =H_1 (Je) , donde IT1 (Je) es la inversa de H(Je), de modo que H"1 (Je)H(Je) =H(Jc)H 1 (Je) =1, donde I es la matriz de identidad cuadrada con unos en la diagonal y ceros en cualquier otra parte. Debido a que existe un límite de potencia de P^ax,j en cada antena de transmisión je{l, NT} , puede ser necesario escalar las hileras de A (e) para asegurar que la potencia usada en la antena de transmisión j, Pj, no exceda de Pmax,j- Sin embargo, para mantener la ortogonalidad entre las hileras de H(Jc) y las columnas de A (Je) , todas las entradas dentro de cada columna de A (Je) 71 necesitan ser escaladas por el mismo valor. El escalamiento es completado por la matriz de escalamiento, S(k) , en la ecuación (9) la cual tiene la siguiente forma : St(k) 0 ? 0 0 S2(A) ? 0 S(/c) = Ec (11) M M O M 0 0 ? SNr(k) donde el valor de la escala Si (J ) multiplica el flujo de datos de di (Je) . El conjunto de valores de escala, (Si(k) }, puede ser obtenido resolviendo el siguiente conjunto de ecuaciones diag( (A(k)S(k) ) (A(k)S(k) )T) >Pmax(k) , Ec (12) donde Pmax ( k) = [Pmax, i (k) Pmax,2(k) ? Pmax,NT ( k) ] T Y max,: (Je) es la potencia máxima asignada al késimo grupo de subcanales de frecuencia por la jésima antena de transmisión. Los valores de Si (Je) pueden ser resueltos de la estación (12) y asegurar que la potencia usada sobre cada antena de transmisión para el késimo grupo de subcanales de frecuencia no exceda el Pnax. : ( e) . La potencia de transmisión total, Pmax,j, por cada antena de transmisión puede ser asignada a los MG grupos de subcanales de frecuencia de varias maneras. En 72 una modalidad, la potencia de transmisión total es asignada igualmente entre los NG grupos de subcanales de frecuencia de modo que Pj (k) =Pmax, j/NG. En otra modalidad, la potencia de transmisión total puede ser asignada de manera desigual entre los NG grupos de subcanales de frecuencia mientras se mantenga j(k) = Pmax,¡- La potencia de transmisión total, Pmax,j, puede ser asignada sobre la base de varias técnicas, incluyendo una técnica de "verter agua" o "llenar agua" que asigna la potencia de transmisión de modo que se maximice el rendimiento. La técnica de verter agua es descrita por Robert G. Gallager en "Information Theory and Reliable Communicatión, " John Wiley and Sons, 1968, la cual se incorpora aquí como referencia. Un algoritmo específico para efectuar el proceso de verter agua básico para un sistema MIMO-OFDM es descrito en la Solicitud de Patente Estadounidense No. de Serie 09/978,337, titulada "Método y Aparato para Determinar La Asignación De Potencia En Un Sistema De Comunicación MIMO", presentada en Octubre 15, 2001, otorgada al beneficiario de la presente solicitud e incorporada aquí como referencia. La asignación de potencia de transmisión también es descrita en la Solicitud de Patente Estadounidense No. de Serie 10/017,308 titulada "Procesamiento de Transmisión y 73 Recepción en el Dominio de Tiempo con Descomposición del Modo de Eigen de Canal para Sistemas MIMO" , presentada en Diciembre 7, 2001, otorgada al beneficiario de la presente invención e incorporada aquí como referencia. La asignación óptima de la potencia de transmisión total, Pmax.jí para cada una de las NT antenas de transmisión entre los NG grupos de subcanales de frecuencia es típicamente compleja, y pueden ser utilizadas técnicas iterativas para resolver la asignación de potencia óptima. Sustituyendo la ecuación (9) en la ecuación (8) , la expresión para el símbolo recibido para la terminal i puede ser expresada como: la cual se simplifica a yi(k)= Si(fc)d_(*:)+ru(fc) , Ec (14) puesto que H±{k) es ortogonal a todas, excepto la iésima columna de A(k) . La SNR resultante para la terminal i para el késimo grupo de subcanales de frecuencia puede ser expresada como: yi(k) = S' -). Ec (15) s,-(?-) 74 Si se selecciona un conjunto de terminales MISO que tengan firmas espaciales mutuamente compatibles para la transmisión de datos del enlace descendente sobre un grupo de subcanales de frecuencia dado, el análisis anterior puede ser efectuado para cada conjunto de terminales MISO a ser evaluadas (es decir cada hipótesis) . La SNR para cada terminal en el conjunto puede ser determinada como se muestra en la ecuación (15) . Esta SNR puede ser usada en una métrica de desempeño, como la basada en el rendimiento mostrado anteriormente en las ecuaciones (5) y (6) . La compatibilidad mutua puede de este modo ser definida sobre la base del rendimiento o algún otro criterio (por ejemplo, la mayoría de las terminales MISO mutuamente compatibles pueden ser las que logren el mayor rendimiento total) . Las terminales MISO también pueden ser programadas para la transmisión de datos del enlace descendente sobre la base de sus prioridades. En este caso, la descripción anterior para la programación de terminales SIMO y MIMO basada en la prioridad también puede ser aplicada para la programación de terminales MISO. Por ejemplo, las NT terminales MISO de mayor prioridad pueden ser consideradas para la programación 75 por cada grupo de subcanales de frecuencia. También pueden ser usadas otras técnicas para generar haces múltiples de terminales múltiples, y esto está dentro del alcance de la invención. Por ejemplo, la dirección del haz puede ser realizada sobre la base de una técnica de error de mínimos cuadrados (MMSE) . Las técnicas CC I y MMSE son descritas con detalle en las Solicitudes de Patente Estadounidenses Nos. de Serie 09/826,481 y 09/956,449,, ambas tituladas "Método y Aparato para Utilizar Información de Estado de Canal en un Sistema de Comunicación Inalámbrico" , presentadas respectivamente en Marzo 23, 2001 y Septiembre 18, 2001, ambas asignadas al beneficiario de la presente solicitud e incorporadas aquí como referencia. La transmisión de datos a terminales múltiples concurrentemente sobre la base de firmas espaciales también es descrita en la Patente Estadounidense No. 5,515,378, titulada "Sistema de Comunicación Inalámbrico de Acceso Múltiple por División Espacial" , expedida en Mayo 7, 1996, la cual se incorpora aquí como referencia. La técnica de dirección del haz descrito anteriormente para terminales MISO también puede ser usada para terminales MIMO. La capacidad de programar terminales MISO sobre una base del grupo de subcanales de frecuencia puede dar 76 como resultado un desempeño del sistema mejorado, puesto que las firmas de frecuencia de las terminales MISO pueden ser explotadas para seleccionar el conjunto de terminales mutuamente compatibles por cada grupo de subcanales de frecuencia. Las técnicas descritas anteriormente pueden ser generalizadas para manejar una combinación de terminales SIMO, MISO y MIMO. Por ejemplo, si están disponibles cuatro antenas de transmisión en la estación base, pueden ser transmitidos entonces cuatro flujos de datos independientes a una sola terminal MIMO de 4x4, dos terminales MIMO de 2x4, cuatro terminales SIMO de 1x4, cuatro terminales MISO de 4x1, una terminal MIMO de 2x4 y dos terminales SIMO de 1x4, o cualquier otra combinación de terminales diseñadas para recibir un total de cuatro flujos de datos por cada grupo de subcanales de frecuencia. El programador puede ser diseñado para seleccionar la mejor combinación de terminales sobre la base de las SNR postprocesadas por varios conjuntos hipotéticos de terminales, donde cada conjunto hipotético puede incluir una mezcla de terminales SIMO, MISO y MIMO. Pueden ser usadas varias métricas y factores para determinar la prioridad de las terminales activas. En una modalidad, puede ser mantenido un "valor o puntaje" por cada terminal activa y por cada métrica a 77 ser usada para la programación. En una modalidad, se mantiene un valor o puntaje indicativo de un rendimiento promedio sobre un intervalo de tiempo promedio particular por cada terminal activa. En una implementación, el valor ^i(n) para la terminal i al intervalo de tiempo n es calculado como un rendimiento promedio lineal logrado durante NP intervalos de tiempo anteriores, y puede expresarse como: donde ri(n) es la velocidad de datos "realizada" (en unidad de bits/intervalo de tiempo) para la terminal i en el intervalo de tiempo n y puede ser calculada sobre la base de las SNR postprocesadas como se muestran en la ecuación (6). Típicamente, ri (n) es limitada por una velocidad de datos alcanzable máxima particular, rmax , y una velocidad de datos mínima particular (por ejemplo, cero) . En otra implementación, el valor f (n) para la terminal i en el intervalo de tiempo n es un rendimiento promedio exponencial logrado sobre algún intervalo de tiempo y puede ser expresado como: f± (n) = (1-a) . ?? (n-1) + +ri (n) /rmax, Ec (17) donde a es una constante de tiempo para el promedio exponencial, con un valor más grande para a 78 correspondiendo a un intervalo de tiempo promedio más corto . Cuando una terminal desea la transmisión de datos, esta es sumada a la lista de terminales activas y su valor es inicializado a cero. El valor puntaje por cada terminal activa en la lista puede ser actualizado posteriormente en cada intervalo de tiempo. Cuando una terminal activa no está programada para transmitir en un intervalo de tiempo dado, su velocidad de datos para el intervalo de tiempo se fija en cero (es decir, ri(n)=0), y su valor o puntaje es actualizado en consecuencia. Si el paquete de datos transmitido en un intervalo de tiempo programado es recibido con errores por una terminal, entonces la velocidad de datos se efectúa de la terminal para ese intervalo de tiempo puede ser fijada en cero. El error del paquete puede no ser conocido inmediatamente (por ejemplo, debido a un retraso de regreso de un esquema de reconocimiento/reconocimiento negativo (Ack/Nak) usado para la transmisión de datos) pero el valor de puntaje puede ser ajustado en consecuencia una vez que esté disponible esta información. La prioridad de las terminales activas también puede ser determinada sobre la base, en parte, de las restricciones y requerimientos del sistema. Por ejemplo, si la latencia máxima para una terminal particular excede 79 un valor umbral, entonces la terminal puede ser elevada a una prioridad mayor. También pueden ser considerados otros factores para determinar la prioridad de las terminales activas. Uno de esos factores puede estar relacionado con el tipo de datos a ser transmitidos a las terminales. Los datos sensibles al retraso pueden ser asociados con una prioridad mayor, y los datos insensibles al retraso pueden ser asociados con una prioridad más baja. Los datos retransmitidos debido a errores de descodificación en una transmisión anterior también pueden ser asociados con una prioridad mayor puesto que otros procesos pueden estar esperando en la terminal los datos retransmitidos. Otro factor puede relacionarse con el tipo de servicio de datos que sea proporcionado por las terminales. También pueden ser considerados otros factores para determinar la prioridad y estar dentro del alcance de la invención. La prioridad de una terminal activa puede de este modo ser función de cualquier combinación de (1) el valor mantenido por la terminal por cada métrica a ser considerada, (2) otros valores de parámetros mantenidos por las restricciones y requerimientos del sistema, y (3) otros factores. En una modalidad, las restricciones y requerimientos del sistema representan valores "duros" (es decir, de prioridad alta o baja, dependiendo de si o 80 no han sido violadas las restricciones y requerimientos) y los valores o puntajes representan valores "blandos". Para esta modalidad, las terminales para las cuales las restricciones y requerimientos del sistema no han sido satisfechos, pueden ser consideradas inmediatamente, junto con otras terminales sobre la base de sus valores o puntaj es . Puede ser diseñado un esquema de programación basado en la prioridad para lograr un rendimiento promedio igual (por ejemplo, calidad de servicio o QoS igual) para todas las terminales activas en la lista. En este caso, las terminales activas son priorizadas sobre la base de su rendimiento promedio alcanzado, el cual puede ser determinado como se muestra en la ecuación (16) ó (17) . En este esquema de programación basado en la prioridad, el programador usa los puntajes o valores para priorizar las terminales para la asignación a los canales de transmisión disponibles. Los puntajes de las terminales son actualizados sobre la base de sus asignaciones o no asignaciones a canales de transmisión y pueden además ser ajustados por errores de paquete. Las terminales activas en la lista pueden ser priorizadas, de modo que a la terminal con el puntaje más bajo se le dé la prioridad más alta, y a la terminal con el puntaje más aleo por el contrario se le dé la prioridad más baja. 81 También pueden ser usados otros métodos para clasificar terminales. La priorización también puede asignar factores de ponderación no uniformes a los puntajes de la terminal . Para un esquema de programación del enlace descendente en el cual las terminales son seleccionadas y programadas para la transmisión de datos sobre la base de su prioridad, es posible que ocasionalmente ocurran agrupamientos de terminales pobres. Un conjunto de terminales "pobre" es uno que resulta de matrices de respuesta de canal similares H{k) las cuales producen SNR pobres para todas las terminales sobre todos los flujos de datos transmitidos. Esto da como resultado entonces un rendimiento bajo por cada terminal en el conjunto y un rendimiento total del sistema bajo. Cuando ocurre esto, las prioridades de las terminales no pueden cambiar sustancialmente durante varios intervalos de tiempo. El programador puede entonces ser mantenido con este conjunto de terminales particular hasta que las prioridades de las terminales cambien lo suficiente para producir un cambio en los miembros del conjunto. Para evitar el efecto de "hacinamiento" descrito anteriormente, el programador puede ser diseñado para reconocer esta condición antes de asignar terminales en los canales de transmisión disponibles y/o para detectar la condición una vez que ha ocurrido. Pueden usarse numerosos esquemas para determinar el grado de dependencia lineal en las matrices de respuesta del canal K(k) . Un esquema para detectar el hacinamiento es aplicar un umbral particular a la matriz de hipótesis T(k) . Si todas o un número sustancial de las SNR en la matriz r{k) se encuentran por debajo de este umbral, entonces se considera que está presente la condición de hacinamiento. En el caso que sea detectada la condición de hacinamiento, el programador puede reordenar las terminales (por ejemplo, en una forma aletoria) en un intento por reducir la dependencia lineal en la matriz de hipótesis. También puede ser contemplado un esquema de arrastre para forzar al programador a seleccionar conjuntos de terminales que den como resultado "buenas" matrices de hipótesis (es decir que tengan una cantidad mínima de dependencia lineal) . La programación de las terminales para la transmisión de datos del enlace descendente y la programación de terminales sobre la base de prioridad también se describen en la Solicitud de Patente Estadounidense No. de Serie 09/859,345, titulada "Método y Aparato para Asignar Recursos del Enlace Descendente en un Sistema de Comunicación de Salida Múltiple de Entrada 83 Múltiple (MIMO) " , presentada en Mayo 16, 2001; Solicitud de Patente Estadounidense No. de Serie 09/539,157, titulada "Método y Aparato para Controlar Transmisiones de un Sistema de Comunicaciones", presentada en Marzo 30, 2000; y la Solicitud de Patente Estadounidense No. de Serie 09/675,706, titulada "Método y Aparato para Determinar la Potencia de Transmisión Disponible en un Sistema de Comunicación Inalámbrico", presentada en Septiembre 29, 2000, todas otorgadas al beneficiario de la presente invención e incorporadas aquí como referencia . Algunos de los esquemas de programación del enlace descendente descritos anteriormente emplean técnicas para reducir la cantidad de procesamiento requerido para seleccionar las terminales para la evaluación y asignación de canales de transmisión a las terminales seleccionadas. Esas y otras técnicas también pueden ser combinadas para derivar otros esquemas de programación, esto está dentro del alcance de la invención. Por ejemplo, las Nx terminales de mayor prioridad pueden ser configuradas para la programación usando cualquiera de los esquemas descritos anteriormente . Para los esquemas de programación del enlace descendente descritos anteriormente, se asume que toda la 84 potencia de transmisión disponible total por cada antena de transmisión será asignado en mejor momento a través de todos los subcanales de frecuencia seleccionados para usarse para la transmisión de datos del enlace descendente. Sin embargo, esta asignación de potencia de transmisión uniforme no es un requisito. También pueden ser contemplados otros esquemas de programación del enlace descendente que seleccionen terminales para la transmisión de datos, asignen canales de transmisión a las terminales seleccionadas, y asignen además potencia de transmisión a los canales de transmisión asignados. Algunos de esos esquemas de programación son descritos más adelante. En un esquema de programación del enlace descendente con asignación de potencia de transmisión no uniforme, únicamente los canales de transmisión con SNR logradas superiores a una SNR umbral particular son seleccionadas para su uso, y los canales de transmisión con SNR logradas inferiores a este SNR umbral no son usadas. Este esquema puede ser usado para remover canales de transmisión pobre con capacidades de transmisión limitada sin asignar potencia de transmisión a esos canales de transmisión. La potencia de transmisión disponible total puede entonces ser asignado uniforme o no uniformemente a través de los canales de transmisión 85 seleccionados . En otro esquema de programación del enlace descendente, la potencia de transmisión es asignada de modo que se logren SNR aproximadamente iguales por todos los canales de transmisión usados para transmitir cada flujo de datos. Un flujo de datos particular puede ser transmitido vía canales de transmisión múltiples (es decir, vía subcanales espaciales múltiples y/o subcanales de frecuencia múltiple) , y esos canales de transmisión pueden lograr diferentes SNR si se asigna potencia de transmisión igual a esos canales de transmisión. Asignando diferentes cantidades de potencia de transmisión a esos canales de transmisión, pueden lograrse SNR aproximadamente iguales, lo cual permitiría entonces que sea usado un solo esquema de codificación y modulación común por el flujo de datos transmitido sobre esos canales de transmisión. En efecto, la asignación de potencia desigual efectúa una inversión de canal sobre los canales de transmisión, de modo que aparezcan como si fueran similares en el receptor. La inversión de canal de todos los canales de transmisión y la inversión de canal de solo los canales de transmisión seleccionados se describen en la Solicitud de Patente Estadounidense No. de Serie 09/860,274, presentada en Mayo 17, 2001, la Solicitud de Patente Estadounidense No. de Serie 86 09/881,610, presentada en Junio 14, 2001, y la Solicitud de Patente Estadounidense No. de Serie 09/892,379, presentada en Junio 26, 2001, las tres tituladas "Método y Aparato para Procesar Datos para la Transmisión en un Sistema de Comunicación Multicanal que usa Inversión de Canal Selectiva", otorgadas al beneficiario de la presente solicitud, e incorporadas aquí como referencia. En otro esquema de programación del enlace descendente más, la potencia de transmisión puede ser asignada de modo que se alcance una velocidad de datos deseada por cada una de las terminales programadas. Por e]emplo, puede ser asignada más potencia de transmisión a las terminales con mayor prioridad y puede asignarse menos potencia de transmisión a las terminales con menor prioridad. En otro esquema de programación del enlace descendente más, la potencia de transmisión puede ser asignada de manera no uniforme para lograr un alto rendimiento. El alto rendimiento del sistema puede ser logrado asignando más potencia de transmisión a los mejores canales de transmisión y menos potencia de transmisión a los canales de transmisión pobres. La asignación "óptima" de potencia de transmisión a los canales de transmisión de capacidades variables puede efectuarse sobre la base de la técnica de verter aaua . Un 87 esquema para asignar potencia de transmisión basado en la técnica de verter agua es descrito en la Solicitud de Patente Estadounidense No. de Serie 09/978,337 mencionada anteriormente . También pueden ser implementados otros esquemas de programación del enlace descendente que también asignen potencia de transmisión en una forma no uniforme para lograr los resultados deseados, y esto está dentro del alcance de la invención. Típicamente , las terminales determinan sus SNR postprocesadas de alguna asignación de potencia "asumida", la cual puede ser la potencia fija usada por el piloto transmitido desde la estación base. Por lo tanto, si las potencias usadas para la transmisión de datos se desvían de las potencias asumidas, entonces las SNR postprocesadas serán diferentes. Puesto que las velocidades de datos usadas para la transmisión de datos se basan en gran medida y las SNR postprocesadas, las velocidades de datos reales pueden ser enviadas a las terminales (por ejemplo en el preámbulo de un paquete de datos) . Las terminales también pueden efectuar una detección de velocidad "a ciegas" e intentar procesar la transmisión de datos recibida a varias velocidades de dates posibles hasta que la transmisión de datos sea recibida correctamente o no pueda ser recuperada sin 88 errores para todas las velocidades posibles. Cambiar la potencia de transmisión en un subcanal espacial dado puede tener impacto sobre las SNR postprocesadas de otro subcanal espacial en el mismo grupo de subcanales de frecuencia, y este efecto puede ser considerado en la selección de las terminales para la transmisión de da os. La asignación de potencia "llenando con agua" también puede ser usada para asignar la potencia de transmisión disponible entre los canales de transmisión, de modo que el rendimiento sea maximizado. El proceso de llenar con agua puede ser efectuado de varias maneras como (1) a través de todos los grupos de subcanales de frecuencia por cada subcanal espacial, (2) a través de todos los subcanales espaciales por cada grupo de subcanales de frecuencia, (3) a través de todos los subcanales de frecuencia de todos los subcanales espaciales, o (4) sobre algún conjunto definido de canales de transmisión. Por ejemplo, el llenado con agua puede ser efectuado a través de un conjunto de canales de transmisión usados por un solo flujo de datos dirigido a una terminal particular. Con esquemas de CSI parcial (por ejemplo, aquellos que usan SNR postprocesadas), existe una restricción por antena sobre la asignación de la potencia de transmisión. Fara un caso de usuarios múltiples, las 89 potencias de transmisión pueden ser asignadas/reasignadas (1) entre terminales múltiples programadas sobre la misma antena de transmisión, (2) entre los canales de transmisión múltiples asignados a cada terminal programada (con la potencia total asignada a cada terminal siendo fijada) , o (3) sobre la base de algún otro esquema de asignación. Para los esquemas de CSI completos (por ejemplo, aquellos basados en ganancias de canal) , está disponible flexibilidad adicional puesto que la potencia de transmisión puede ser asignada a través de antenas de transmisión (es decir, modos de eigen) , así como a través de grupos de subcanales de frecuencia. La asignación/reasignación de potencia de transmisión entre terminales múltiples toma entonces una dimensión adicional. De este modo, pueden ser derivados sistemas de programación del enlace descendente más complejos que pueden ser capaces de lograr un rendimiento más cercano al óptimo. Esos esquemas de programación pueden evaluar un gran número de hipótesis y asignaciones de antenas (y posiblemente diferentes asignaciones de potencia de transmisión) para determinar el mejor conjunto de terminales y las mejores asignaciones de antena. También pueden ser diseñados otros esquemas de programación del enlace descendente para tomar ventaja de la distribución estadística de las velocidades de datos alcanzadas por 90 cada terminal. Esta información puede ser útil para reducir el número de hipótesis a evaluar. Además, para algunas aplicaciones, puede ser posible comprender cuales agrupamientos de terminales (es decir, hipótesis) trabajan bien analizando el funcionamiento durante el tiempo. Esta información puede entonces ser almacenada, actualizada, y usada por el programador en intervalos de programación futuros. Las técnicas descritas anteriormente pueden ser usadas para programar terminales para la transmisión de datos en el modo MIMO, el modo N-SIMO, y el modo mezclado. También pueden ser aplicables otras consideraciones para cada uno de esos modos de operación, como se describe más adelante. En el modo MIMO, pueden ser transmitidos simultáneamente (hasta) NT flujos de datos independientes por la estación base desde las NT antenas de transmisión por cada grupo de subcanales de frecuencia y dirigidos a una sola terminal MIMO con NR antenas de recepción (es decir, MIMO de NR x NT) . La terminal MIMO puede usar la igualación espacial (para un canal MIMO no disperso con desvanecimiento plano) o igualación de espacio- temporal (para un canal MIMO disperso con desvanecimiento selectivo de frecuencia) para procesar y separar los NT flu]os de datos transmitidos por cada grupo de subcar.ales de frecuencia. La SNR de cada flujo de datos postprocesado (es decir, después de la igualación) puede ser estimada y enviada de regreso a la estación base con información de estado del canal. La estación base puede entonces usar esta información para seleccionar la velocidad apropiada para ser usada por cada flujo de datos, de modo que la terminal MIMO sea capaz de detectar cada flujo de datos transmitido al nivel deseado de desempeño (por ejemplo, PER objetivo) . Si todos los flujos de datos son transmitidos a una terminal, como es el caso en el modo MIMO, entonces puede ser usada la técnica de procesamiento del receptor de cancelación sucesiva en esta terminal para procesar las NR señales recibidas para recuperar los NT flujos de datos transmitidos por cada grupo de subcanales de frecuencia. Esta técnica procesa sucesivamente las NR señales recibidas un número de veces (o iteraciones) para cubrir las señales transmitidas desde la estación base, con una señal transmitida siendo recuperada por cada iteración. Por cada iteración, la técnica efectúa igualación espacial o espacio- temporal sobre las NR señales recibidas. Una de las señales transmitidas es entonces recuperada, y la interferencia debida a la señal recuperada es entones estimada y cancelada de las señales recibidas para derivar señales "modificadas" que tengan 92 el componente de interferencia removido. Las señales modificadas son entonces procesadas por la siguiente iteración para recuperar otra señal transmitida. Removiendo la interferencia debida a cada señal recuperada de las señales recibidas, la SNR mejora para las señales transmitidas incluidas en las señales modificadas y aún no recuperadas. La SNR mejorada da como resultado un desempeño mejorado para las terminales así como el sistema. La técnica de procesamiento del receptor de cancelación sucesiva es descrita con mayor detalle en la Solicitud de Patente Estadounidense No. de Serie 09/854,235, titulada "Método y Aparato para Procesar Datos en un Sistema de Comunicación de Salida Múltiple de Entrada Múltiple (MIMO) que Utiliza Información de Estado del Canal", presentada en Mayo 11, 2001, y la Solicitud de Patente Estadounidense No. de Serie 09/993,087, titulada "Sistema de Comunicación de Salida Múltiple de Entrada Múltiple (MIMO) de Acceso Múltiple", presentada en Noviembre 6, 2001, ambas otorgadas al beneficiario de la presente solicitud e incorporadas aquí como referencia . En una modalidad, cada terminal MIMO en el sistema estima y envía de regreso NT valores de SNR postprocesadas para las NT antenas de transmisión por cada 93 grupo de subcanales de frecuencia que puedan ser asignados por separado a las terminales. Las SNR de las terminales activas pueden ser evaluadas por el programador para determinar cuales terminales transmiten datos a y cuando, y la velocidad apropiada para ser usadas por cada uno de los flujos de datos transmitidos a las terminales seleccionadas. Las terminales MIMO pueden ser seleccionadas para la transmisión de datos sobre la base de una métrica de desempeño particular formulada para lograr las metas del sistema deseadas. La métrica de desempeño puede basarse en una o más funciones y cualquier número de parámetros. Pueden ser usadas varias funciones para formular la métrica de desempeño, como la función del rendimiento alcanzable por las terminales MIMO, lo cual se mostró anteriormente en las ecuaciones (5) y (6) . En el modo N-SIMO, pueden ser transmitidos (hasta) NT flujos de datos independientes por la estación base desde las NT antenas de transmisión por cada grupo de subcanales de frecuencia y dirigidas a (hasta) NT diferentes terminales SIMO. Para lograr un alto desempeño, el programador puede considerar un gran número de posibles conjuntos de terminales para la transmisión de datos. el programador determina entonces el mejor conjunto de ?t terminales SIMO para transmitir 94 simultáneamente por cada grupo de subcanales de frecuencia. En un sistema de comunicación de acceso múltiple, generalmente existen restricciones para satisfacer ciertos requerimientos sobre una base por terminal, como la latencia máxima o velocidad de datos promedio. En este caso, el programador puede ser diseñado para seleccionar el mejor conjunto de terminales sujeto a esas restricciones. En una implementacion para el modo N-SIMO, las terminales usan igualación espacial para procesar las señales recibidas, y la SNR postprocesada correspondiente a cada flujo de datos es proporcionada a la estación base. El programador usa entonces la información para seleccionar las terminales activas para la transmisión de datos y para asignar canales de transmisión a las terminales seleccionadas. En otra implementacion para el modo N-SIMO, las terminales usan el procesamiento del receptor de cancelación sucesiva para procesar la señal recibida para lograr SNR postprocesadas superiores. Con el procesamiento del receptor de cancelación sucesiva, las SNR postprocesadas por los flujos de datos transmitidos dependen del orden en el cual sean detectados los flujos de datos (es decir, desmodulados y descodif icados) . En algunos casos, una rerminal SIMO particular puede nc ser 95 capaz de cancelar la interferencia de un flujo de datos particular diseñado para otra terminal, puesto que el esquema de codificación y modulación usado para este flujo de datos fue seleccionado sobre la base de otras SNR postprocesadas de la terminal. Por ejemplo, un flujo de datos transmitido puede estar dirigido a la terminal ux y codificado y modulado para la detección apropiada en una SNR postprocesada , (por ejemplo, de 10 dB) lograda en la terminal objetivo ux, pero otra terminal uy puede recibir el mismo flujo de datos transmitido a una SNR postprocesada pero y de este modo no ser capaz de detectar apropiadamente el flujo de datos. Si el flujo de datos pretendido para otra terminal no puede ser detectado sin error, entonces la cancelación de la interferencia debida a este flujo de datos no es posible. El procesamiento del receptor de cancelación sucesiva es viable cuando la SNR postprocesada correspondiente a un flujo de datos transmitido permite una detección conf iable . La terminal puede intentar usar el procesamiento del receptor de cancelación sucesiva en todos los otros flujos de datos transmitidos no pretendidos para esta antes de intentar procesar su propio flujo de datos para mejorar la conf labilidad de la detección. Sin embargo, para que el sistema capitalice esta mejora, la estación 96 base necesita saber la SNR postprocesada hipotética dado que la interferencia de las otras antenas ha sido cancelada exitosamente. Las restricciones independientes del programador pueden dar como resultado una asignación de velocidad de datos a esas otras antenas que incluya la cancelación exitosa por la terminal. De este modo no existe garantía de que la estación base pueda seleccionar una velocidad de datos sobre una SNR postprocesada derivada vía el procesamiento del receptor de cancelación sucesiva. Sin embargo, la estación base puede usar el procesamiento del receptor de cancelación sucesiva sobre el enlace ascendente debido a que éste es el receptor pretendido de todos los flujos de datos transmitidos sobre el enlace ascendente. Para que el programador tome ventaja de la mejora en las SNR postprocesadas proporcionadas por las termínales SIMO usando el procesamiento del receptor de cancelación sucesiva, cada terminal puede derivar las SNR postprocesadas correspondientes a diferentes ordenamientos de detección posibles para los flujos de datos transmitidos. Los NT flujos de datos transmitidos por cada grupo de subcanales de frecuencia pueden ser detectados sobre la base de NT factorial (es decir, NT ! ) posibles ordenamientos en una terminal SIMO, y cada ordenamiento está asociado con T valores de SNR 97 postprocesadas . De este modo, los NT.NT! valores de SNR pueden ser reportados por cada terminal activa a la estación base por cada grupo de subcanales de frecuencia (por ejemplo, si NT=4 , entonces pueden ser reportados 96 valores de SNR por cada terminal SIMO por cada grupo de subcanales de frecuencia) . El programador puede entonces usar la información para seleccionar las terminales para la transmisión de datos y para asignar además antenas de transmisión a las terminales seleccionadas. Si es usado el procesamiento del receptor de cancelación sucesiva en las terminales, entonces el programador también puede considerar los posibles ordenamientos de detección por cada terminal. Sin embargo, un gran número de esos ordenamientos típicamente no son válidos debido a que una terminal particular puede detectar apropiadamente los flujos de datos transmitidos a otras terminales debido a las SNR postprocesadas inferiores logradas en esta terminal por los flujos de datos indetectables . En el modo mezclado, el uso del procesamiento del receptor de cancelación sucesiva por las terminales (por ejemplo MIMO) coloca restricciones adicionales sobre el programador debido a las dependencias introducidas. Esas restricciones pueden dar como resultado más conjuntos hipotéticos que los que estén siendo evaluados, 98 puesto que además de considerar diferentes conjuntos de terminales el programador también necesita considerar los diferentes órdenes para desmodular los flujos de datos por cada terminal en un conjunto dado. La asignación de las antenas de transmisión y la selección de los esquemas de codificación y modulación tomaría entonces en cuenta esas dependencias para lograr un alto desempeño. El conjunto de antenas de transmisión en una estación base puede ser un conjunto de "aberturas" físicamente diferentes, cada una de las cuales puede ser usada para transmitir directamente un flujo de datos respectivo. Cada abertura puede ser formada por una colección de uno o más elementos de antena que estén distribuidos en el espacio (por ejemplo, localizados físicamente en un solo sitio o distribuidos sobre sitios múltiples) . De manera alternativa, las aberturas de la antena pueden ser precedidas por una o más matrices formadoras de haz (fijas), con cada matriz siendo usada para sintetizar un conjunto de haces de antena a partir del conjunto de aberturas. En este caso, la descripción anterior para la antena de transmisión se aplica de manera análoga a los haces de antena transformados. Para el enlace descendente, puede definirse de antemano un número de matrices formadoras de haz fijas, y las terminales pueden evaluar las SNR postprocesadas por cada una de las posibles matrices (o conjuntos de haces de antenas) y enviar los vectores de SNR de regreso a la estación base. Típicamente es logrado un desempeño diferente (es decir, SNR postprocesada ) por los diferentes conjuntos de haces de antena transformados, y esto es reflejado en los vectores de SNR reportados. La estación base puede entonces efectuar la programación y asignación de antena por cada una de las posibles matrices formadoras de haz (usando los vectores de SNR reportados) , y seleccionar una matriz formadora de haz particular así como un conjunto de terminales y sus asignaciones de antena que logren el mejor uso de los recursos disponibles. El uso de las matrices formadoras de haz proporciona flexibilidad adicional a las terminales de programación y puede proporcionar además un desempeño mejorado. Como ejemplos, las siguientes situaciones pueden ser muy adecuadas para transformaciones de formación de haz: • La correlación en el canal MIMO es alta, de modo que el mejor desempeño puede ser legrado con un número pequeño de flujos de datos. Sin embargo, transmitiendo con solo un subcor.junto de las antenas de transmisión disponibles (y usando solo sus amplificadores de transmisión 100 asociados) se obtiene como resultado una potencia de transmisión total más pequeña. Puede ser seleccionada una transformación para usar la mayoría o todas las antenas de transmisión (y sus amplificadores) para que los flujos de datos sean enviados. En este caso, la mayor potencia de transmisión es lograda por los flujos de datos transmitidos. • Las terminales físicamente dispersas pueden estar un tanto aisladas por sus ubicaciones. En este caso, las terminales pueden ser servidas por una transformación tipo FFT estándar de las aberturas hori zontalmente separadas en un conjunto de haces apuntados en diferentes azimuths.

Asignación de Recursos del Enlace Ascendente Sobre el enlace ascendente, puesto que la estación base es el receptor pretendido para las transmisiones de datos de las terminales programadas, la técnica de procesamiento del receptor de cancelación sucesivo puede ser usada en la estación base para procesar las transmisiones de terminales múltiples. Esta técnica procesa sucesivamente las NR señales recibidas un número de veces para recuperar las señales transmitidas 101 de las terminales, con una señal transmitida siendo recuperada por cada iteración. Cuando se usa la técnica de procesamiento del receptor de cancelación sucesiva para procesar las señales recibidas, la SNR asociada con cada flujo de datos recibidos es función del orden particular en el cual las señales transmitidas son procesadas en la estación base. Los esquemas de programación pueden tomar esto en cuenta para seleccionar el mejor conjunto de terminales para la transmisión de datos del enlace ascendente . La FIGURA 5 es un diagrama de flujo de un proceso 500 para programar terminales para la transmisión del enlace ascendente. En esta modalidad, los canales de transmisión son asignados para terminales activas evaluando un grupo de subcanales de frecuencia a la vez. El primer grupo de subcanales de frecuencia es considerado fijando el índice de frecuencia k=l, en el paso 510. El mejor conjunto de terminales para la transmisión del enlace ascendente sobre el késimo grupo de subcanales de frecuencia es determinado entonces comenzando en el paso 512. Inicialmente , puede ser usada una o más métricas de desempeño para seleccionar el mejor conjunto de terminales para la transmisión del enlace ascendente 102 sobre el grupo de subcanales de frecuencia actual son inicializadas , en el paso 512. Pueden ser usadas varias métricas de desempeño, como la métrica de desempeño que maximice el rendimiento del sistema como se describió anteriormente. También, las métricas de terminal como las SNR postprocesadas para las señales transmitidas desde las terminales, el rendimiento promedio, y así sucesivamente, pueden ser usadas en la evaluación. Un nuevo conjunto de una o más terminales activas es entonces seleccionado de entre todas las terminales activas que deseen transmitir datos en un intervalo de tiempo entrante, en el paso 514. Como se h zo notar anteriormente, el número de terminales activas a ser consideradas por la programación puede ser limitado (por ejemplo, sobre la base de su prioridad) . Este conjunto de terminales seleccionadas forma una hipótesis a ser evaluada. Por cada terminal seleccionada, las estimaciones de canal por cada antena de transmisión a ser usada para la transmisión de datos del enlace ascendente son recuperadas, en el paso 516. Para el modo MIMO, es seleccionada una sola terminal MIMO para la e-.-aluación por el késimo grupo de subcanales de frecuencia, son recuperados NT vectores de estimaciones de canal para NT antenas de transmisión de esta terminal. Para el modo N-SIMO, ser. seleccionadas NT terminales SIMO 103 para la evaluación, y son recuperados NT vectores de estimación de canal por una antena de transmisión en cada una de las NT terminales. Y para el modo mezclado, los NT vectores de estimación de canal son recuperados de la combinación de terminales SIMO y MIMO en el conjunto. En cualquier caso, los NT vectores de estimación de canal son usados para formar la matriz de respuesta del canal K(k) mostrada en la ecuación (1) , con cada vector de estimación del canal correspondiendo a una columna de la matriz H(k) . El conjunto u(k) identifica las terminales cuyos vectores de estimación de canal están incluidos en la matriz de respuesta del canal K(k) donde u ( J) = (ua (k) , ub(k) , uNT(k) } y una terminal MIMO puede ser representada como terminales múltiples en el conjunto (k) . Cuando es usada la técnica de procesamiento del receptor de cancelación sucesiva en la estación base, el orden en el cual las terminales son procesadas tiene impacto directo sobre su desempeño. De este modo, es seleccionado un nuevo orden particular para procesar las terminales en el conjunto u(k) , en el paso 518. Este orden particular forma una subhipótesis a ser evaluada. La subhipótesis es evaluada y las métricas de la terminal para la subhipótesis son proporcionadas, en el paso 520. Las métricas de la terminal pueden ser SNR 104 postprocesadas para las señales (hipotéticamente) transmitidas desde las terminales en el conjunto u(k) a la estación base. El paso 520 puede ser logrado sobre la base de la técnica de procesamiento del receptor de cancelación sucesiva, la cual se describe más adelante en las FIGURAS 6A y 6B. La métrica de desempeño (por ejemplo, el rendimiento del sistema) correspondiente a esta subhipótesis es entonces determinada (por ejemplo, sobre la base de las SNR postprocesada por las terminales) , en el paso 522. Esta métrica de desempeño es entonces usada para actualizar la métrica de desempeño para la mejor subhipótesis, también en el paso 522. Específicamente, si la métrica de desempeño para la subhipótesis actual es mejor que para la mejor subhipótesis, entonces la subhipótesis actual se convierte en la nueva mejor subhipótesis y las métricas de desempeño de la terminal correspondientes a esta subhipótesis son almacenadas. Entonces se hace una determinación de si o no todas las subhipótesis para las hipótesis actuales han sido evaluadas, en el paso 524. Si no han sido evaluadas todas las subhipótesis, entonces el proceso regresa al paso 518 y se selecciona un orden diferente y aún no evaluado para las terminales en el conjunto u{k) para la evaluación. Los pasos 518 hasta 524 son repetidos por 105 cada subhipotesis a ser evaluada. Todas las subhipotesis para la hipótesis actual han sido evaluadas, en el paso 524, entonces se hace una determinación a continuación de sí o no todas las hipótesis han sido consideradas, en el paso 526. Si no han sido consideradas todas las hipótesis, entonces el proceso regresa al paso 514 y se selecciona un conjunto de terminales diferente y aún no considerado para la evaluación. Los pasos 514 hasta 526 son repetidos por cada hipótesis a ser considerada. Si todas las hipótesis para el grupo de subcanales de frecuencia actual han sido evaluadas, en el paso 526, entonces los resultados para la mejor subhipotesis para este grupo de subcanales de frecuencia son almacenados, en el paso 528. La mejor subhipotesis corresponde a un conjunto específico de una o más terminales activas que proporcionen la mejor métrica de desempeño para el grupo de subcanales de frecuencia. Si es usado el procesamiento del receptor de cancelación sucesivo en la estación base, entonces la mejor subhipotesis es asociada adicionalmente con un orden de procesamiento del receptor en la estación base. Los resultados almacenados pueden de este modo incluir las SNR alcanzables por las terminales y el orden de procesamiento seleccionado. 106 Si el esquema de programación requiere que sean mantenidas otras métricas del sistema y la terminal (por ejemplo el rendimiento promedio sobre los NT intervalos de tiempo anteriores, la latencia para la transmisión de datos, y así sucesivamente) , entonces esas métricas son actualizadas por el grupo de subcanales de frecuencia actual, en el paso 530. Las métricas de la terminal y el sistema también pueden ser almacenadas. Entonces se hace una determinación de si o no todos los grupos de subcanales de frecuencia han sido asignados para la transmisión del enlace ascendente, en el paso 532. Si todos los grupos de subcanales de frecuencia no han sido asignados, entonces es considerado el siguiente grupo de subcanales de frecuencia incrementando el índice k(es decir, k=k+l) , en el paso 534. El proceso regresa entonces al paso 512 a seleccionar el mejor conjunto de terminales para la transmisión del enlace ascendente sobre este nuevo grupo de subcanales de frecuencia. Los pasos 512 hasta 534 son repetidos por cada grupo de subcanales de frecuencia a ser asignado. Si todos los grupos de subcanales de frecuencia han sido asignados, en el paso 532, entonces son determinadas las velocidades de datos y los esquemas de codificación y modulación para las terminales en las 107 mejores subhipótesis por cada grupo de subcanales de frecuencia (por ejemplo, sobre la base de sus SNR) , en el paso 536. Se forma un programa indicativo de las terminales seleccionadas y sus canales y velocidades de transmisión asignadas y puede ser comunicado a esas terminales antes del intervalo de tiempo programado, también en el paso 536. La programación del enlace ascendente es efectuada típicamente por cada intervalo de programación . La FIGURA 6A es un diagrama de flujo para un esquema de procesamiento del receptor de cancelación sucesiva 520a, por lo que el orden de procesamiento es compuesto por un conjunto ordenado de terminales. Este diagrama de flujo puede ser usado por el paso 520 en la FIGURA 5. El procesamiento mostrado en la FIGURA 6A es efectuado por una subhipótesis particular, la cual corresponde a un conjunto de terminales ordenadas, u(k)={ua(k), ub(k), uNT(k)}. Inicialmente, la primera terminal en el conjunto ordenado es seleccionada como la terminal actual a ser procesada (es decir, Ui=ua(k)), en el paso 612. Para la técnica de procesamiento del receptor de cancelación sucesiva, la estación base efectúa primero la igualación espacial o espacio-temporal sobre las NR señales recibidas para intentar separar las señales 108 individuales transmitidas por las terminales en el conjunto u{k) , en el paso 614. La igualación espacial o espacio- temporal puede ser efectuada como se describe más adelante. La cantidad de separación de señal alcanzable depende de la cantidad de correlación entre las señales transmitidas, y puede obtenerse una mayor separación de la señal si esas señales están menos correlacionadas. El paso 614 proporciona NT señales postprocesadas derivadas de las NR señales recibidas que corresponden a las NT señales transmitidas por las terminales en el conjunto u(k) . como parte del procesamiento espacial o espacio-temporal, también se determina la SNR correspondiente a la señal postprocesada por la terminal actual Ui. La señal postprocesada para la terminal ui es procesada además (es decir, "detectada") para obtener un flujo de datos descodificado por la terminal, en el paso 616. La detección puede incluir la desmodulación, desintercalación, y descodificación de la señal postprocesada para obtener el flujo de datos descodificado . En el paso 618, se hace una determinación de si o no todas las terminales en el conjunto u(k) han sido procesadas. Si todas las terminales han sido procesadas, entonces son proporcionadas las SNR de las terminales, en el paso 626, y el procesamiento del receptor para este 109 conjunto ordenado terminal. De otro modo, la interferencia debida a la señal transmitida desde la terminal U sobre cada una de las señales recibidas es estimada, en el paso 620. La interferencia puede ser estimada (por ejemplo, como se describe más adelante) sobre la base de la matriz de respuesta del canal K{k) por las terminales en el conjunto u(Jc) . La interferencia estimada debido a la terminal ui es entonces sustraída (es decir, cancelada) de las señales recibidas para derivar señales modificadas, en el paso 622. Esas señales modificadas representan estimaciones de las señales recibidas si la terminal ui no ha transmitido (es decir, asumiendo que la cancelación de interferencia fue efectuada efectivamente) . Las señales modificadas son usadas en la siguiente iteración para procesar la señal transmitida desde la siguiente terminal en el conjunto u(k) . La siguiente terminal en el conjunto u(k) es entonces seleccionada como la (nueva) terminal actual ui, en el paso 624. En particular, Ui=ub(/c) para la segunda iteración, Ui=uc(k) para la tercera iteración, y así sucesivamente, Ui=uNT para la última iteración para el conjunto ordenado u ( k) = {ua (k) , ub(k), uNT(k)}. El procesamiento efectuado en los pasos 614 y 616 se repite sobre las señales modificadas (en lugar de las señales recibidas) por cada terminal subsecuente en 110 el conjunto u( k) . Los pasos 620 hasta 624 también son efectuados por cada iteración excepto por la última iteración . Usando la técnica de procesamiento del receptor de cancelación sucesiva, por cada hipótesis de las NT terminales, existen NT factoriales ordenamientos posibles (por ejemplo, NT!=24 si NT=4). Por cada ordenamiento las terminales dentro de una hipótesis particular (es decir por cada subhipótesis) , el procesamiento del receptor de cancelación sucesivo (paso 520) proporciona un conjunto de SNR para las señales postprocesadas por esas terminales, la cual puede ser expresada como: I ip . oxden ( k) ={?? i k) , 2 i k) , YNTW}, Ec (18) donde i ( k) es la SNR para el késimo grupo de subcanales de frecuencia después del procesamiento del receptor en la iésima terminal en la subhipótesis. Cada subhipótesis está asociada además con una métrica de desempeño RhiP. orden ( k) , la cual puede ser función de varios factores. Por ejemplo, una métrica de desempeño basada en las SNR de las terminales puede ser expresada como se muestra en la ecuación (4) . En una modalidad, la métrica de desempeño para la subhipótesis es función de los rendimientos alcanzables por todas las NT terminales en el conjunto u(Jc), la cual puede ser expresada como se muestra en la ecuación (5) , donde el rendimiento Ti(k) asociado con la iésima terminal en cada subhipótesis puede ser expresado como se muestra en la ecuación (6) .

El esquema de programación del enlace ascendente descrito en las FIGURAS 5 y 6A puede ser usado para evaluar todos los ordenamientos posibles de cada conjunto posible de terminales activas que deseen transmitir datos sobre el enlace ascendente. El número total de hipótesis potenciales a ser evaluadas por el programador del enlace ascendente puede ser muy grande, aún para un número pequeño de terminales activas. En efecto, el número de subhipótesis puede ser expresado como: ( \ /v -N 1 N >„/,-,„ = Nt; -NT\ =.—-"-—. ::. , EC (19) U J (Nr -NT) donde Nu es el número de terminales a ser consideradas para la programación (nuevamente, una terminal MIMO puede ser representada como terminales múltiples en la programación) . Por ejemplo, si NG=16, Nu=8, y ?t=4 , entonces Nsub-hiP=26 , 880. Puede ser usada una búsqueda exhaustiva para determinar las subhipótesis que proporcionen el meior desempeño del sistema por cada grupo de subcanales de frecuencia, de acuerdo a lo cuan ificado por la métrica de desempeñe usada para 112 seleccionar la mejor subhipótesis. De manera similar al enlace descendente, pueden ser usadas numerosas técnicas para reducir la complejidad el procesamiento para programar terminales para la transmisión del enlace ascendente. Algunos esquemas de programación basados en algunas de esas técnicas son descritos más adelante. También pueden ser implementados otros esquemas de programación y estar dentro del alcance de la invención. Los esquemas de programación también pueden proporcionar un alto desempeño del sistema, reduciendo a la vez la cantidad de procesamiento requerido para programar terminales para la transmisión del enlace ascendente. En un segundo esquema de programación del enlace ascendente, las terminales incluidas en cada hipótesis son procesadas en un orden específico que es determinado sobre la base de una regla definida particular. En una modalidad, este esquema depende del procesamiento del receptor de cancelación sucesiva para determinar el orden específico para procesar las terminales en la hipótesis. Por ejemplo, como se describe más adelante, por cada iteración, el esquema de procesamiento del receptor de cancelación sucesiva puede recuperar la señal transmitida que tenga la mejor SNR después de la igualación. En este =:, el orden del procesamiento es determinado sobre la base de las SNR postprocesadas por las terminales en la hipótesis . La FIGURA 6B muestra un diagrama de flujo para un esquema de procesamiento del receptor de cancelación sucesiva 520b por el cual es determinado el orden de procesamiento sobre la base de las SNR postprocesadas. Este diagrama de flujo también puede ser usado por el paso 520 en la FIGURA 5. Sin embargo, puesto que el orden de procesamiento es determinado sobre la base de las SNR postprocesadas logradas por el procesamiento del receptor de cancelación sucesiva, únicamente una subhipótesis es evaluada e ec ivamente por cada hipótesis, y aquellos pasos 518 y 524 en la FIGURA 5 pueden ser omitidos. Inicialmente , la igualación espacial o espacio-temporal es efectuada sobre las señales recibidas en un intento por separar las señales transmitidas individuales, en el paso 614. Esas SNR de las señales transmitidas después de la igualación son entonces estimadas, en el paso 615. En una modalidad, la señal transmitida correspondiente a la terminal con la mejor SNR es seleccionada y procesada adicionalmente (es decir, desmodulada y descodificada) para obtener un flujo de datos descodificados correspondiente, en el paso 616. En el paso 618, se hace una determinación de si o no tedas las señales transmitidas (es decir, todas las terminales 114 en la hipótesis) han sido procesadas. Si todas las terminales han sido procesadas, entonces se proporciona el orden de procesamiento de las terminales y su SNR en el paso 628, y el procesamiento del receptor para este conjunto de terminales termina. De otro modo, la interferencia debida a la señal recién transmitida es procesada y estimada, en el paso 620, y sustraída (es decir, cancelada) de las señales recibidas para derivar las señales modificadas, en el paso 622. Los paso 614, 515, 618, 620 y 622 en la FIGURA 6B corresponden a los casos numerados de manera idéntica en la FIGURA 6A. En un tercer esquema de programación del enlace ascendente, las terminales incluidas en cada hipótesis son procesadas sobre la base de un orden específico. Con el procesamiento del receptor de cancelación sucesiva, la SNR de una terminal no procesada mejora con cada iteración, puesto que la interferencia de cada terminal procesada es removida. De este modo, en promedio, la primera terminal a ser procesada tendrá la SNR más baja, la segunda terminal a ser procesada tendrá una segunda SNR más baja, y así sucesivamente. Usando este conocimiento, el orden de procesamiento para las terminales puede ser especificado por una hipótesis. El orden de procesamiento representa otzO grado de libertad oue uede ser usado por el programador para lograr las 115 metas y requerimientos del sistema. En una modalidad del tercer esquema de programación del enlace ascendente, el orden de procesamiento por cada hipótesis es seleccionado sobre la base de la prioridad de las terminales en la hipótesis. Por ejemplo, la terminal de prioridad más baja en la hipótesis puede ser procesada primero, a continuación puede ser procesada la siguiente terminal de prioridad más baja, y así sucesivamente, y la terminal de prioridad más alta puede ser procesada al final. Esta modalidad permite que la terminal de prioridad más alta logre la SNR más alta posible por la hipótesis, la cual a su vez soporta la velocidad de datos más alta posible. De esta manera, a las terminales se les pueden asignar canales de transmisión en un orden particular, sobre la base de su prioridad, de modo que a las terminales de prioridad más altas se les asigne la velocidad de datos más alta posible. En otra modalidad del tercer esquema de programación del enlace ascendente, el orden de procesamiento por cada hipótesis es seleccionada sobre la base de la carga útil del usuario, los requerimientos de latencia, la prioridad del servicio de emergencia, y así sucesivamente . En un cuarto esquema de programación del enlace ascendente, las terminales son prcgramadas sobre la base 116 de su prioridad, la cual puede ser determinada sobre la base de una o más métricas (por ejemplo, rendimiento promedio) , restricciones y requerimientos del sistema (por ejemplo, latencia máxima), otros factores, o una combinación de los mismos, como se describió anteriormente. Por cada intervalo de programación, puede ser considerado un número de terminales de prioridad más alta para la programación. La FIGURA 7 es un diagrama de flujo para un esquema de programación del enlace ascendente basado en la prioridad 700 por el cual es considerado un conjunto de NT terminales de prioridad más alta para la programación por cada grupo de subcanales de frecuencia. Inicialmente , el primer grupo de subcanales de frecuencia es considerado fijando el índice de frecuencia k=l, en el paso 710. Los subcanales espaciales para el késimo grupo de subcanales de frecuencia son entonces asignados a las terminales para la transmisión del enlace ascendente comenzando en el paso 712. El programador examina la prioridad de todas las terminales activas en la lista y selecciona el conjunto de NT terminales de prioridad más alta, en el paso 712. Las terminales activas restantes en la lista no son consideradas para la programación por este grupo de subcanales de frecuencia en este intervalo de 117 programación. Las estimaciones de canal por cada terminal seleccionada son recuperadas y usadas para formar la matriz de respuesta del canal K(k) , en el paso 714. Cada subhipótesis de la hipótesis formada por las NT terminales seleccionadas es entonces evaluada, y el vector correspondiente de las SNR postprocesadas, jhiPi orden [k) , por cada subhipótesis es derivado, en el paso 716. Es seleccionada la mejor subhipótesis, y las velocidades de datos y los esquemas de codificación y modulación para las terminales en la mejor subhipótesis son determinados (por ejemplo, sobre la base de sus SNR logradas) , en el paso 718. Las métricas de las terminales activas en la lista y las métricas del sistema son entonces actualizadas, en el paso 720. Entonces se hace una determinación de si o no todos los subcanales de frecuencia han sido asignados para la transmisión del enlace ascendente, en el paso 722. Si todos los subcanales de frecuencia no han sido asignados, entonces es considerado el siguiente grupo de subcanales de frecuencia incrementando el índice k (es decir, k = k + 1) , en el paso 724. El proceso regresa entonces al paso 712 para asignar los subcanales espaciales de este nuevo grupo de subcanales de frecuencia al mismo o un conjunto diferente de Terminales. Los pasos 712 hasta "2 son repetidos p r 118 cada grupo de subcanales de frecuencia a ser asignado. Si todos los grupos de subcanales de frecuencia han sido asignados, en el paso 722, entonces puede ser formado un programa indicativo de las terminales seleccionadas y sus canales y velocidades de transmisión asignadas y comunicado a esas terminales, en el paso 726. Entonces termina el proceso para este intervalo de programación . La programación del enlace ascendente de las terminales sobre la base de la prioridad también se describe en la solicitud de Patente Estadounidense Número de Serie 09/859,346, titulado "Método y Aparato para Asignar Recursos del Enlace Ascendente en Sistema de Comunicación de Salida Múltiple de Entrada Múltiple [MIMO)", presentada en Mayo 16, 2001, y la Patente Estadounidense No. 5,923,650, titulada "Método y Aparato para Programar la Velocidad del Enlace de Regreso" , expedida en Julio 13, 1999. Esa patente y solicitud de patente se otorgaron al beneficiario de la presente solicitud y se incorporan aquí como referencia. Puede ser usado el mismo punto de referencia objetivo para todos los flujos de datos recibidos en la estación base. Sin embargo, este punto de referencia común para todos los flujos de datos recibidos no es un req sico. Otros esquemas de prograrr.ac-ór. del enlace 119 ascendente que seleccionan terminales para la transmisión de datos, asignan canales de transmisión a las terminales seleccionadas, y los puntos de referencia seleccionados adicionales a ser usados por los canales de transmisión asignados también pueden ser ideados. Un punto de referencia particular puede ser logrado por un flujo de datos y un mecanismo de control de potencia que dirija la terminal para ajustar su potencia de transmisión por el flujo de datos, de modo que la SNR recibida por el flujo de datos sea aproximadamente igual al punto de referencia . Pueden ser ideados varios esquemas de programación del enlace ascendente con puntos de referencia no uniformes para los flujos de datos transmitidos desde las terminales programadas. En una modalidad, pueden ser usados puntos de referencia mayores para las terminales de mayor prioridad, y pueden ser usados puntos de referencia menores para terminales de menor prioridad. En otra modalidad, los puntos de referencia pueden ser seleccionados, de modo que se logre la velocidad de datos deseada por cada una de las terminales programadas. En otra modalidad más, los puntos de referencia pueden ser seleccionados para lograr un alto rendimiento del sistema, lo cual puede ser posible usando puntos de referencia mayores para les mejores 120 canales de transmisión y puntos de referencia menores para los canales de transmisión pobres. También pueden ser implementados otros esquemas para seleccionar diferentes puntos de referencia para los diferentes 5 canales de transmisión para lograr los resultados deseados, y esto está dentro del alcance de la invención. De manera similar al enlace descendente, tampoco es necesario usar todos los canales de transmisión disponibles para la transmisión de datos del enlace 10 ascendente. En una modalidad, únicamente los canales de transmisión con las SNR logradas por encima de una SNR umbral particular son seleccionados para su uso, y los canales de transmisión con SNR alcanzadas inferiores a esta SNR umbral no son usados. 15 Para muchos de los esquemas de programación del enlace ascendente descritos anteriormente, es usada la técnica de procesamiento del receptor y cancelación sucesiva para procesar las señales recibidas en la estación base, lo cual puede proporcionar SNR mejoradas y 20 de este modo un mayor rendimiento. Sin embargo, la programación del enlace ascendente puede ser efectuada sin el uso del procesamiento del receptor de cancelaciones sucesivas de estación base. Por ejemplo, la estación base puede simplemente usar la igualación :".S espacial o espacio-temporal para procesar las señales 121 recibidas para recuperar las señales transmitidas. Puede demostrarse que pueden ser logradas ganancias sustanciales explotando el ambiente de diversidad multiusuario y/o las firmas de frecuencia de las terminales en la programación de la transmisión de datos del enlace ascendente (es decir, sin depender del procesamiento del receptor de cancelación sucesiva en la estación base) . También pueden ser implementados otros esquemas de programación del enlace ascendente, y esto está dentro del alcance de la invención. Para un esquema de programación del enlace ascendente FDM-TDM, a una terminal MIMO se le pueden asignar todos los subcanales espaciales por cada grupo de subcanales de frecuencia, y las firmas de frecuencia de las terminales pueden ser consideradas en la programación del enlace ascendente para lograr un alto desempeño. Para un esquema de programación del enlace ascendente SDMA-TDM, todos los subcanales de frecuencia de cada subcanal espacial pueden ser asignados a una sola terminal, la cual puede ser una terminal SIMO o MIMO.

Otras Consideraciones de Programación Tanto para el enlace descendente como para el er.l.¾ce ascendente, si es usada la CSI parcial (per 122 ejemplo, la SNR postprocesada) para programar terminales para la transmisión de datos, entonces puede ser usado un esquema de codificación y modulación común para todos los canales de transmisión asignados a una terminal dada, o puede ser usado un esquema de codificación o modulación diferente por cada canal de transmisión asignado. El uso de un esquema de codificación y modulación común por todos los canales de transmisión asignados puede simplificar el procesamiento tanto en la terminal como en la estación base. El programador puede ser diseñado para tomar esto en consideración cuando programe terminales para la transmisión de datos sobre los canales de transmisión disponibles. Por ejemplo, puede ser preferible asignar canales de transmisión que tengan capacidades de transmisión similares (por ejemplo SNR similares) a la misma terminal, de modo que pueda ser usado un esquema de codificación y modulación común para la transmisión de datos sobre los canales de transmisión múltiples asignados a esta terminal . Tanto para el enlace descendente como para el enlace ascendente, pueden ser diseñados esquemas de programación que consideren los conjuntos de terminales que tengan márgenes de enlaces similares. Las terminales pueden ser agrupadas de acuerdo a sus propiedades de margen de enlace. El programador puede considerar 123 entonces combinaciones de terminales en el mismo grupo de "margen de enlace" cuando se busquen firmas espaciales directamente compatibles. El agrupamiento de las terminales de acuerdo al margen de enlace pueden mejorar la eficiencia espectral total de los esquemas de programación en comparación con lo logrado ignorando los márgenes de enlace. Además, programando las terminales con márgenes de enlace similares para transmitir concurrentemente, la potencia de control puede ser ejercida más fácilmente (por ejemplo, sobre todo el conjunto de terminales) para mejorar la reutilización espectral total. Esto puede ser visto como una combinación de la programación de reutilización adaptable en combinación con SDMA para SIMO/MIMO (lo cual depende del procesamiento espacial del receptor para separar los flujos de datos transmitidos múltiples) o MISO (que depende de la dirección del haz por el transmisor para separar los flujos de datos transmitidos múltiples) . Además, también puede ser implementado un esquema de programación que evalúe el híbrido de esos dos (haces y márgenes) y esto está dentro del alcance de la invención. La programación basada en el margen de enlace y la reutilización adaptable son descritas con mayor detalle en la solicitud de Patente Estadounidense No. de sene 09/532,492, titulada "Sistema de Comunicación de Alta Eficiencia, de Alto Desempeño que Emplea Modulación Multiportador" , presentada en Marzo 30, 2000, y la solicitud de Patente Estadounidense No. de Serie 09/848,937, titulada "Método y Aparato para Controlar Transmisiones del Enlace Ascendente del Sistema de Comunicación Inalámbrico", presentado en Mayo 3, 2001, s~,bas otorgadas al beneficiario de la presente solicitud e incorporadas aquí como referencia. Por simplicidad, han sido descritos varios esquemas de programación por los que (1) es seleccionado u." conjunto de NT terminales para la transmisión del er.lace descendente o el enlace ascendente por un grupo de subcanales de frecuencia dados (donde una terminal MIMO puede representar múltiples de esas NT terminales) , con cada terminal siendo asignada a un subcanal espacial, (2) el número de antenas de transmisión es igual al número de ar.cenas de recepción (es decir, NT = NR) , y (3) es transmitido un flujo de datos independiente sobre cada subcanal espacial de cada grupo de subcanales de frecuencia. En este caso, el número de flujos de datos per cada grupo de subcanales de frecuencia es igual al r.úmerc de subcanales espaciales, y cada una de las NT terminales en el conjunto es asignada efectivamente a un subcanal espacial respectivo. Para el er.lace descendente, cada terminal 125 programada puede ser equipada con más antenas de recepción que el número total del flujo de datos. Además, las terminales programadas múltiples pueden compartir una antena de transmisión particular en la estación base. El uso compartido puede ser logrado vía la multiplexión por división de tiempo (por ejemplo, asignando diferentes fracciones de un intervalo de tiempo a diferentes terminales) , multiplexión por división de frecuencia (por ejemplo, asignando diferentes subcanales de frecuencia en cada grupo de subcanales de frecuencia en diferentes terminales) , multiplexión por división de código (por e]emplo, asignando diferentes códigos ortogonales a diferentes terminales) , algunos otros esquemas de multiplexión, o cualquier combinación de los esquemas de multiplexión. Para el enlace ascendente, las terminales programadas también pueden compartir un arreglo multiplexado de antenas de recepción en la estación base. En este caso, el número total de antenas de transmisión para las terminales programadas pueden ser mayor que el número de antenas de recepción a la estación base, y las terminales pueden compartir los canales de transmisión disponibles usando otra técnica de acceso múltiple (por ejemplo multiplexión por división de tiempo, frecuencia, y códigos ) . 126 Los esquemas de programación descritos aquí seleccionan terminales y asignan canales de transmisión a las terminales seleccionadas sobre la base de la información del estado del canal, la cual puede comprender SNR postprocesadas. Las SNR postprocesadas por las terminales dependen del nivel de potencia de transmisión particular usado por los flujos de datos. Por simplicidad, se asumió el mismo nivel de potencia de transmisión para todos los flujos de datos (es decir, sin control de potencia de la potencia de transmisión) . Sin embargo, asignando diferentes cantidades de cctencia de transmisión a diferentes flujos de datos y/o c ntrolando la potencia de transmisión por cada flujo de ¿aros, las SNR alcanzables pueden ser ajustadas. Para el e lace descendente, haciendo disminuir la potencia de transmisión por un flujo de datos particular y el control ce potencia, la SNR asociada con ese flujo de datos se reduce, la interferencia causada por este flujo de datos otros flujos de datos también se reduciría, y otros flujos de datos pueden lograr mejores SNR. Para el enlace ascendente, haciendo disminuir la potencia de transmisión de una terminal particular vía el control de potencia, la £"R para esta terminal se reduce, la interferencia debida a esta terminal también se reduciría, y otras terminales r den ser capaces de lograr mejores SNR. El control de potencia de (y asignación de potencia entre) terminales múltiples que comparten simultáneamente canales espaciales no ortogonales puede ser logrado colocando varias restricciones para asegurar la estabilidad del sistema, como se describió anteriormente. De este modo, la asignación de potencia de transmisión y/o control de potencia también pueden ser usados en conjunto con los esquemas de programación descritos aquí, y esto está dentro del alcance de la invención. Los esquemas de programación del enlace descendente y el enlace ascendente descritos aquí pueden ser diseñados para soportar un número de características. Primero, el esquema de programación puede soportar la operación en modo mezclado por lo que puede ser programada cualquier combinación de terminales SIMO y MIMO para la transmisión de datos sobre un "canal", el cual puede ser un intervalo de tiempo, una banda de frecuencia, un canal de código, y así sucesivamente. En segundo lugar, los esquemas de programación proporcionan un programa por cada intervalo de programación que incluye un conjunto de terminales "mutuamente compatibles" basadas en sus firmas espacial y de frecuencia. La compatibilidad mutua puede ser considerada la coexistencia de la transmisión sobre el mismo canal y 5.- mismo tiempo las restricciones específicas dadas con 128 respecto a los requerimientos de velocidad de datos de la terminal, potencia de transmisión, margen de enlace, cc-.patibilidad entre las terminales SIMO y MIMO, y posiblemente otros factores. En tercer lugar, los esquemas de programación soportan la adaptación de una velocidad de datos variables sobre la base de las SNR de las señales postprocesadas por las terminales. Cada terminal programada es informada de cuando comunicarse, cuales velocidades de datos usar (por ejemplo, sobre una base de flujo de datos) , y el modo particular, (por e:emplo SIMO, MIMO) .

Sistema MIMO-OFDM La Figura 8A es un diagrama de bloques de una estación base 104 y dos terminales 106 dentro del sistema Mi .O-OFDM 100 para la transmisión de datos de un enlace descendente. La estación base 104, una fuente de datos 80? proporcionado datos (es decir, bits de información) a un procesador de datos de transmisión (TX) 810. Por cada fluí o de datos independiente, el procesador de datos TX 81 C (1) codifica los datos sobre la base de un esquema de codificación particular, (2) intercala (es decir, recrdena) los bits codificados sobre la base de un esquema de intercalación particular, y (3) traza los bits intercalados en símbolos de modulación para uno o más de los canales de transmisión seleccionados para ser usados por ese flujo de datos. La codificación incrementa la conf labilidad de la transmisión de datos. La intercalación proporciona diversidad de tiempo para los bits codificados, permite que los datos sean transmitidos sobre la base de una SNR promedio por los canales de transmisión, combate el desvanecimiento, remueve la correlación entre los bits codificados usados para formar cada símbolo de modulación, y puede proporcionar además diversidad de frecuencia si los bits codificados son transmitidos sobre subcanales de frecuencia múltiples. La codificación y modulación (es decir trazo de los símbolos) puede ser efectuada sobre la base de señales de control proporcionadas por un controlador 830. Un procesador TX MIMO 820 recibe y desmultiplexa los símbolos de modulación del procesador de datos TX 810 y proporciona un flujo de vectores de símbolos por cada antena de transmisión usada para la transmisión de datos, un vector de símbolo por periodo de símbolo. Cada vector de símbolo incluye hasta NF símbolos de modulación para los NF subcanales de frecuencia de la antena de transmisión. El procesador TX MIMO 820 puede preacondicionar además los símbolos de modulación si se efectúa un procesamiento de CSI completo (por ejemplo, si la matriz de resouesta del canal Hík) está disDcr.icle) . 130 El procesamiento MIMO y de CSI completo es descrito con mayor detalle en la solicitud de Patente Estadounidense No. de Serie 09/993,087 mencionada anteriormente. Cada flujo de vectores de símbolos es entonces recuperado y modulado por un modulador respectivo (MOD) 822 y transmitido vía una antena asociada 824. En cada terminal 106 a la cual sea dirigida la transmisión de datos, las antenas 852 reciben las señales transmitidas, y la señal recibida de cada antena es proporcionada a un desmodulador respectivo (DESMOD) 854. Cada desmodulador (o unidad de la sección de entrada) 854 efectúa un procesamiento complementario al efectuado en el modulador 822. Los símbolos de modulación recibidos de tcdos los desmoduladores 854 son entonces proporcionados a un procesador de recepción (RX) MIMO/de datos 860 y procesados para recuperar uno o más flujos de datos transmitidos a la terminal. El procesador RX MIMO/de datos 860 efectúa el procesamiento complementario al efectuado por el procesador de datos TX 810 y el procesador TX MIMO 820 y proporciona datos descodificados al colector de datos 862. El procesamiento por la terminal 106 es descrito con mayor detalle más adelante. En cada terminal activa 106, el procesador RX V.:y.O/de datos 860 estima además las condiciones del canal r.-.ra el enlace descendente y proporciona información del 131 estado del canal (CSI) indicativa de las condiciones del canal estimadas. La CSI puede comprender SNR postprocesadas , estimaciones de ganancia de canal, y así sucesivamente. Un controlador 870 recibe y puede transformar además la CSI del enlace descendente (CSI DL) en alguna otra forma (por ejemplo, velocidad) . La CSI del enlace descendente es procesada (por ejemplo, codificada y símbolos trazados) por un procesador de datos TX 880, procesada adicionalmente por un procesador TX MIMO 882, modulada por uno o más moduladores 854, y transmitida nuevamente a la estación base 104 vía un canal del enlace ascendente (o de retroalimentación) . La CSI del enlace descendente puede ser reportada por la terminal usando varias técnicas de señalización, como se describe más adelante. En la estación base 104, la señal de retroalimentación transmitida es recibida por las antenas 824, desmodulada por los desmoduladores 822, y procesada por un procesador de RX MIMO/de datos 840 en una forma complementaria a la efectuada por el procesador de datos TX 880 y el procesador TX MIMO 882. La CSI del enlace descendente reportada es entonces proporcionada al controlador 830 y un programador 834. El programador 834 usa la CSI del enlace descendente reportada para efectuar un numere de 132 funciones como (1) seleccionar el mejor conjunto de terminales para la transmisión de datos por el enlace descendente y (2) asignar los canales de transmisión disponibles a las terminales seleccionadas. El programador 834 o el controlador 830 pueden usar además la CSI el enlace descendente reportada para determinar el esquema de codificación y modulación a ser usado por cada flujo de datos. El programador 834 puede programar las terminales para lograr un alto rendimiento y/o sobre la base de algún otro criterio o métrica de desempeño. La Figura 8B es un diagrama de bloques de una estación base 104 y dos terminales 106 para la transmisión de datos por el enlace ascendente. En cada terminal programada para la transmisión de datos sobre el enlace ascendente, una fuente de datos 878 proporciona datos al procesador de datos TX 880, el cual codifica, intercala y traza los datos en símbolos de modulación. Si son usadas antenas de transmisión múltiples para la transmisión de datos sobre el enlace ascendente, el procesador TX MIMO 882 recibe y procesa además los símbolos de modulación para proporcionar un flujo de vectores de símbolos de modulación por cada antena usada en la transmisión de datos. Cada flujo de vectores de símbolos es entonces recibido y modulado por un modulador respectivo 854 y transmitido vía una antena asociada 852. 133 En la estación base 104 las antenas 824 reciben las señales transmitidas, y la señal recibida de cada antena es proporcionada a un modulador respectivo 822. Cada modulador 822 efectúa el procesamiento complementario al efectuado en el modulador 854. Los símbolos de modulación de todos los desmoduladores 822 son entonces proporcionados al procesador RX MIMO/de datos 840 y procesados para recuperar los flujos de datos transmitidos por las terminales programadas. El procesador RX MIMO/de datos 840 efectúa el procesamiento complementario al efectuado por el procesador de datos TX 880 y el procesador TX MIMO 882 y proporciona datos descodificados a un colector de datos 842. Por cada terminal 106 que desee transmitir datos sobre el enlace ascendente durante un intervalo de programación entrante (o únicamente las NT o Nx terminales de prioridad más alta) , el procesador RX MIMO/de datos 840 estima además las condiciones del canal para el enlace ascendente y deriva la CSI del enlace ascendente (CSI UL) , la cual es proporcionada al controlador 830. El programador 834 puede también recibir y usar la CSI del enlace ascendente para efectuar un número de funciones como (1) seleccionar el mejor conjunto de terminales para la transmisión de datos sobre el enlace ascendente, (2) determinar un crien de procesamiento particular para los flujos de datos de las terminales seleccionadas, y (3) determinar la velocidad a ser usada por cada flujo de datos. Por cada intervalo de programación, el programador 834 proporciona un programa del enlace ascendente que índica cuales terminales han sido seleccionadas por los datos de transmisión y sus canales y velocidades de transmisión asignadas. La velocidad para cada flujo de datos puede incluir la velocidad de datos y el esquema de codificación y modulación a ser usado por el flujo de datos . El procesador de datos TX 810 recibe y procesa el programa del enlace ascendente, y proporciona datos procesados indicativos del programa a uno o más de los moduladores 822. Los moduladores 822 acondicionan adicionalmente los datos procesados y transmiten el programa del enlace ascendente a las terminales vía el enlace inalámbrico. El programa del enlace ascendente puede ser enviado a la terminal usando varias técnicas de señalización y envío de mensajes. En cada terminal activa 106, las señales transmitidas son recibidas por las antenas 852, desmoduladas por los desmoduladores 854, y proporcionadas al procesador RX MIMO/de datos 860. El procesador 8S0 efectúa el procesamiento complementario efectuado por el : cce=ador TX MIMO 820 v el procesador de datos TX 810 y 135 recupera el programa del enlace ascendente para esa terminal (si la hay) , el cual es entonces proporcionado al controlador 870 y usado para controlar la transmisión del enlace ascendente por la terminal . En las Figuras 8A y 8B, el programador 834 es mostrado como si fuera implementado dentro de la estación base 104. En otras implementaciones , el programador 834 puede ser implementado dentro de algún otro elemento del sistema MIMO-ODFM 100 (por ejemplo, un controlador de estación base que se acople a e interactúe con un número de estaciones base) . La Figura 9 es un diagrama de bloques de una modalidad de una unidad transmisora 900. Por claridad, la unidad transmisora 900 es descrita como si fuera la porción transmisora de la estación base 104 en las Figuras 8A y 8B. Sin embargo, la unidad transmisora 900 también puede ser usada por la porción transmisora de cada terminal para transmisiones del enlace ascendente. La unidad transmisora del enlace 900 es capaz de procesar flujos de datos múltiples por una o más terminales sobre la base de la CSI disponible (por ejemplo, de acuerdo a lo reportado por las terminales) . La unidad transmisora 900 incluye (1) un procesador de datos TX 814x que recibe y procesa los bits de información para proporcionar símbolos de modulación y i2) un procesador TX MIMO 820x que desmultiplexa los símbolos de modulación para las NT antenas de transmisión. En la modalidad específica mostrada en la Figura 9, el procesador de datos TX 814x incluye un desmultiplexor 908 acoplado a un número de procesadores de datos de canal 910, un procesador por cada uno de los flujos de datos independientes a ser transmitidos a las terminales. El desmultiplexor 908 recibe y desmultiplexa los bits de información agregados en los ND flujos de datos, cada uno de los cuales puede ser transmitido sobre uno o más canales de transmisión. Cada flujo de datos es proporcionado a un procesador de datos de canal respectivo 910. En la modalidad mostrada en la Figura 9, cada procesador de datos de canal 910 incluye un codificador 912, un intercalador de canal 914, y un elemento trazador de símbolos 916. El codificador 912 codifica los bits de información en el flujo de datos recibido sobre la base de un esquema de codificación particular para proporcionar bits codificados. El intercalador de canal 914 intercala los bits codificados sobre la base de un esquema de intercalación particular para proporcionar c versidad. Y un elemento trazador de símbolos 916 traza os símbolos intercalados en símbolos de modulación en v.r.o c más canales de transmisión usados para transmitir 137 el flujo de datos . Los datos piloto (por ejemplo, datos de un patrón conocido) también pueden ser codificados y multiplexados con los bits de información procesados. Los datos piloto procesados pueden ser transmitidos (por ejemplo, en una forma multiplexada por división de tiempo (TDM) o multiplexada por división de código (CD ) ) en todos o un subconjunto de los canales de transmisión usados para transmitir los bits de información. Los datos piloto pueden ser usados como los sistemas del receptor para efectuar la estimación del canal. Como se muestra en la Figura 9, la codificación, intercalación y modulación (o una combinación de las mismas) de datos puede ser ajustada sobre la base de la CSI disponible !por ejemplo, de acuerdo a lo reportado por los sistemas receptores) . En un esquema de codificación y modulación, la codificación adaptable se logra usando un código base fijo (por ejemplo, un turbo código con una velocidad de 1/3) y ajustando la perforación para lograr la velocidad de código deseada, de acuerdo a lo soportado por las SNR de los canales de transmisión usados para transmitir los datos. Para este esquema, la perforación puede ser efectuada después de la intercalación del canal. En otro esquema de codificación y modulación, pueden ser usados diferentes esquemas de 138 codificación sobre la base de la CSI reportada. Por ejemplo, cada uno de los flujos de datos pueden ser codificados con un código independiente. Con este esquema, la técnica de procesamiento en el receptor de cancelación sucesiva puede ser usada en los receptores para detectar y descodificar los flujos de datos para derivar una estimación más confiable de los flujos de datos transmitidos como se describe con mayor detalle más adelante . El elemento trazador de símbolos 916 puede ser diseñado para agrupar conjuntos de bits intercalados para formar símbolos no binarios, y para trazar cada símbolo r.o binario a un punto en una constelación de señales correspondiente a un esquema de modulación particular por ejemplo, QPSK, M-PSK, M-QAM, o algún otro esquema) seleccionado del flujo de datos. Cada punto de señal trazado corresponde a un símbolo de modulación. El número ¿e bits de información que puede ser transmitido por cada símbolo de modulación para un nivel particular de desempeño (por ejemplo, un PER porciento) depende de las SNR de los canales de transmisión usados para transmitir el flujo de datos. De este modo, el esquema de codificación y modulación para cada flujo de datos puede ser seleccionado sobre la base de las CSI disponible. La intercalación de canal también puede ser ajustada sobre 139 la base de la CSI disponible. Los símbolos de modulación del procesador de datos TX 814x son proporcionados al procesador TX MIMO 320x. El procesador Tx MIMO 820x recibe ND flujos de símbolos de modulación de los ND procesadores de datos de canal 910 y desmultiplexa los símbolos de modulación recibidos en NT flujos de vectores de símbolos, Vx hasta VNt, un flujo de vectores de símbolos por cada antena usada para transmitir datos. Cada flujo de vectores de símbolos es proporcionado a un modulador respectivo 822. En la modalidad mostrada en la FIGURA 9, cada modulador 822 incluye un procesador de transformación de Fourier rápida inversa (IFFT) 940, un generador de prefijos cíclicos 942, y un transmisor (TMTR) 944. Si el procesador IFFT 940 convierte cada vector de símbolos recibido en una representación del dominio del tiempo (la cual es referida como un símbolo de OFDM) usando el IFFT. El procesador IFFT 940 puede ser diseñado para efectuar la IFFT sobre cualquier número de subcanales de frecuencia (por ejemplo, 8, 16, 32, NF, ... ) . En una modalidad, por cada vector de símbolos convertido a un símbolo de OFDM, el generador de prefijos cíclico 942 repite una porción de representación del dominio del tiempo del símbolo de OFDM para formar un "símbolo de transmisión" por una antena de transmisión 140 específica. El prefijo cíclico asegura que el símbolo de transmisión retenga sus propiedades ortogonales en presencia de la preparación del retardo multitrayectoria, mejorando el desempeño contra efectos de trayectoria dañinos. La implementación del procesador IFFT 940 y el generador de prefijos cíclicos 942 es conocida en la técnica y no se describe aquí con detalle. El transmisor 944 convierte entonces los símbolos de transmisión del dominio en tiempo de un generador de prefijos cíclicos asociados 942 en una señal analógica, y amplifica, filtra, modula por cuadratura y convierte de manera ascendente además la señal analógica para proporcionar una señal modulada adecuada para la transmisión sobre el enlace inalámbrico. Las señales moduladas de los transmisores 944 son entonces transmitidas de las antenas 824 a las terminales. Un ejemplo del sistema MIMO-OFDM es descrito en la Solicitud de Patente Estadounidense No. de Serie 09/532,492 mencionada anteriormente. La modulación OFDM también es descrita en un artículo titulado "Modulación Multiportador para la Transmisión de Datos: Una Idea Cuyo Tiempo Ha Llegado", por John A.C. Bingham, IEEE Communications, Magazine, Mayo 1990, el cual se incorpora aquí como referencia. La FIGURA 9 muestra un ejemplo de esquema de 141 codificación y modulación que puede ser usado con CSI completa o parcial para proporcionar un mejor desempeño (por ejemplo, alto rendimiento). Algunos otros esquemas de codificación y modulación son descritos con mayor 5 detalle en las Solicitudes de Patente Estadounidenses Nos. 09/854,235, 09/826,481, y OS/956,449 mencionadas anteriormente, y la Solicitud de Patente Estadounidense No. de Serie 09/776,075, titulada "Esquema de Codificación para un Sistema de Comunicación 0 Inalámbrico", presentada en Febrero 1, 2001, la cual fue otorgada al beneficiario de la presente solicitud e incorporada aquí como referencia. También pueden ser usados otros esquemas de codificación y modulación más, y este está dentro del alcance de la invención. 5 La FIGURA 10A es un diagrama de bloques de una modalidad de una unidad receptora 1000a. Por claridad, la unidad receptora 1000a es descrita como si fuera la porción receptora de una terminal 106 en las FIGURAS 8A y 8B. Sin embargo, la unidad receptora 1000a también puede 0 ser usada por la porción receptora de la estación base 104 para transmisiones sobre el enlace ascendente. La señal transmitida de las NT antenas de transmisión es recibida por cada una de las NR antenas 852a hasta 852r, y la señal recibida de cada antena es : ' envi da a un desnodulador respectivo 354 (el cual también 142 es referido como un procesador de la sección de entrada) . Cada desmodulador 854 acondiciona (por ejemplo, filtra y amplifica) una señal recibida respectiva, convierte de manera descendente la' señal acondicionada a una frecuencia intermedia o banda base, y digitaliza la señal convertida de manera descendente para proporcionar muestras de datos. Cada desmodulador 854 puede desmodular además las muestras de datos con un piloto recuperado. Cada desmodulador 854 también efectúa el procesamiento complementario al efectuado por el modulador 822 mostrado en la FIGURA 9. Para la OFDM, cada desmodulador 854 incluye un procesador FFT y un desmult iplexor (ambos de los cuales no se muestran enla FIGURA 10A) por simplicidad) . El procesador FFT genera representaciones transformadas de las muestras de datos y proporciona un flujo de vectores de símbolos. Cada vector de símbolos incluye NF símbolos recibidos por los NF subcanales de frecuencia, y es proporcionado un vector por cada periodo de símbolo. Los NR flujos de vectores de símbolos de los procesadores FFT de todos los NR desmoduladores son entonces proporcionados al destiultiplexor , el cual desmultiplexa cada flujo de vectores de símbolos en NG flujos de vectores de símbolos recibidos por los NG grupos de subcanales de frecuencia. Cada vector de símbolos recibido incluye ?? símbolos 143 recibidos por los Nk subcanales de frecuencia en el késimo grupo de subcanales de frecuencia, donde 1 < Nk < NF . el desmultiplexor puede entonces proporcionar hasta NG.NR flujo de vectores de símbolos recibidos por los NG grupos de subcanales de frecuencia en las NR señales recibidas. Dentro de un procesador RX MIMO/de datos 860a, es usado un procesador espacial/espacio-temporal 1010 para efectuar el procesamiento MIMO por los símbolos recibidos por cada grupo de subcanales de frecuencia usado para la transmisión de datos. Puede ser usado un procesador espacial/espacio-temporal para efectuar el procesamiento MIMO por cada grupo de subcanales de frecuencia, o puede ser usado un procesador espacial/espacio-temporal para efectuar el procesamiento MIMO por todos los grupos de subcanales de frecuencia (en ur.a forma multiplexada por división de tiempo) . El procesador espacial/espacio- temporal 1010 puede ser diseñado para efectuar el procesamiento espacial o el procesamiento espacio-temporal sobre los símbolos recibidos para proporcionar estimaciones de los símbolos de modulación transmitidos. El procesamiento espacial puede ser usado por un canal no dispersivo (es decir un canal con desvanecimiento plano) para nulificar las señales indeseables y/o maximizar la SNR recibida de .-.ida una de las señales cons ituyentes en presencia de 144 ruido e interferencia de las otras señales. El procesamiento espacial puede ser efectuado sobre la base de una técnica de inversión de la matriz de correlación de canal (CCMI), una técnica de error cuadrado mínimo (MMSE) , una técnica de CSI completa, o alguna otra técnica. El procesamiento espacio-temporal puede ser usado por un canal dispersivo (es decir, un canal de desvanecimiento selectivo de frecuencia para aliviar el "cruce" de otras señales transmitidas así como la interferencia intersímbolos (ISI) de todas las señales transmitidas debido a la dispersión en el canal. El procesamiento espacio- temporal puede ser efectuado sobre la base de un igualador lineal MMSE (MMSE-LE) , un igualador de retroalimentación de decisión (DFE) , un estimador de secuencia de probabilidad máxima (MLSE) , o alguna otra técnica. El procesamiento espacial y espacio-temporal son descritos con mayor detalle en la Solicitud de Patente Estadounidense No. de Serie 09/993,087, mencionada anteriormente. Para un grupo de subcanales de frecuencia particular, el procesador espacial/espacio- emporal 1010 recibe y procesa NR flujos de vectores de símbolos recibidos y proporcionar NT flujos de vectores de símbolos recuperados. Cada vector de símbolo recuperado incluye hasta M símbolos recuperados que sen est r.ac or.es de Nk 145 símbolos de modulación transmitidos sobre N¾ subcanales de frecuencia del késimo grupo de subcanales de frecuencia en un periodo de símbolo. El procesador espacial/espacio-temporal 1010 puede estimar además la SNR postprocesada por cada flujo de datos recibido. La SNR estimada puede ser derivada como se describe en las Solicitudes de Patente Estadounidenses Nos de Serie 09/956,449, 09/854,235, y 09/993,087, mencionadas anteriormente. Un selector 1012 recibe los NT flujos de vectores de símbolos recuperados del procesador espacial/espacio-temporal 1010 y extrae los símbolos recuperados correspondientes a uno o más flujos de datos a ser recuperados. De manera alternativa, los símbolos recuperados deseados son extraídos con el procesador espacial/espacio-temporal 1010. En cualquier caso, los símbolos recuperados deseados son extraídos y proporcionados a un procesador de datos Rx 1020. Dentro del procesador de datos RX 1020, un elemento de desmodulación 1022 desmodula cada símbolo recuperado de acuerdo con un esquema de desmodulación ??" ejemplo, M-PSK, M-QAM) usado para ese símbolo en la unidad transmisora. Los datos desmoduiadores son entonces desintercalados por un desintercalador 1024 y los datos desir.tercalados son descodificados además por un desc dif icadcr 1026. La desmodulacicn, desintercalación y 146 descodificación son efectuadas de manera complementaria a la modulación, intercalación, y codificación efectuadas en la unidad transmisora. Por ejemplo, puede ser usado un Turbo descodificador o un descodificador de Viterbi por el descodif icador 1026 si es efectuada una Turbo o codificación convolucional , respectivamente, en la unidad transmisora. El flujo de datos descodificado del descodi ficador 1026 representa una estimación del flujo de datos transmitido. La FIGURA 10B es un diagrama de bloque de una unidad receptora 1000b capaz de implementar la técnica de procesamiento del receptor de cancelación sucesiva. La unidad receptora 1000b también puede ser usada por la porción receptora de la estación base 104 de la terminal 106. Las señales transmitidas son recibidas por cada una de las NR antenas 852, y la señal recibida de cada antena es enviada a un desmodulador respectivo 854. Cada desmodulador 854 procesa una señal recibida respectiva y proporciona un flujo de símbolos recibidos a un procesador RX MIMO/datos 860b. El procesador RX MIMO/de datos 860b puede ser usado para procesar los NR flujos de vectores de símbolos recibidos de las NR antenas recibidas por cada grupo de subcanales de frecuencia usado para la transmisión de datos, donde cada vector de símbolo recibido incluye .¾ símbolos recibidos por los N¾ subcanales de frecuencia en el késimo grupo de subcanales de frecuencia. En la modalidad mostrada en la FIGURA 10B, el procesador RX MIMO/de datos 860b incluye un número de etapas de procesamiento del receptor sucesiva (es decir cascada) 1050, una etapa por cada una de las señales transmitida a ser recuperada. En un esquema de procesamiento de transmisión, es transmitido un flujo de datos independiente a cada subcanal espacial de cada grupo de subcanales de frecuencia. Para este esquema de procesamiento, el número de flujos de datos por cada grupo de subcanales de frecuencia es igual al número de señales transmitidas, el cual también es igual al número de antenas de transmisión usadas para la transmisión de datos (las cuales pueden ser todas o un subconjunto de las antenas de transmisión disponibles) . Por claridad, el procesador RX MIMO/de datos 860b es descrito por este esquema de procesamiento de transmisión. Cada etapa de procesamiento del receptor 1050 excepto por la última etapa 1050n) incluye un procesador MIMO/de datos de canal 1060 acoplado a un canceladcr de interferencia 1070, y la última etapa 1050n incluye solo el procesador MIMO/de datos de canal 1060n. Para la piimera etapa de procesamiento del receptor 1050a, el ; _:resador MIMO/de datos de canal 1060a recibe y pr::esa 148 los NR flujos de vectores de símbolos recibidos de los desmoduladores 854a hasta 854r para proporcionar un flujo de datos descodificados para la primera señal transmitida. Y por cada una de la segunda hasta última etapas 1050b hasta 1050n, el procesador MIMO/de datos de canal 1060 para esa etapa recibe y procesa los NR flujos de vectores de símbolos modificados del cancelador de interferencia 1070 en la etapa precedente para derivar un flujo de datos descodificados para la señal transmitida que está siendo recuperada por esa etapa. Cada procesador MIMO/de datos de canal 1060 proporciona además CSI (por ejemplo, la SNR) para el canal de transmisión asociado. Para la primera etapa de procesamiento del receptor 1050a, el cancelador de interferencia 1070a recibe los NR flujos de vectores de símbolos recibidos de todos los NR desmoduladores 854. Y por cada una de la segunda hasta las últimas etapas, el cancelador de interferencia 1070 recibe los NR flujos de vectores de símbolos modificados del cancelador de interferencia en la etapa precedente. Cada cancelador de interferencia 1070 también recibe el flujo de datos descodificado del procesador MIMO/de datos de canal 1060 dentro de la misma etapa, y efectúa el procesamiento (por ejemplo, codificación, intercalación y modulación) para derivar les N- flujos de vectores de símbolos remodulados que sen 149 las estimaciones de los NT flujos de vectores de símbolos de modulación transmitidos por cada grupo de subcanales de frecuencia. Los NT flujos de vectores de símbolos remodulados (para la n-écima iteración) son procesados además con la respuesta de canal estimada para proporcionar estimaciones, i " , de la interferencia debida al flujo de datos descodificados. Las estimaciones /" incluyen NR vectores, con cada vector siendo una estimación de un componente en una de las NR señales recibidas debido a los flujos de datos descodificados. Esos componentes interfieren con las señales transmitidas restantes (aún no detectadas) incluidas en las NR señales recibidas. De este modo, las estimaciones de interferencia, f " , son sustraídas (es decir, canceladas) de los flujos de vectores de símbolos recibidos, /·_" , para proporcionar NR flujos de vectores de símbolos modificados, r"*' , que tiene los componentes del flujo de datos descodificados removido. Los flujos vectores de símbolos modificados, r"+' , son proporcionados a la siguiente etapa de procesamiento del receptor, como se :r.uestra en la Figura 10B. Cada cancelador de interferencia 1070 proporciona de este modo NR flujos de vectores de símbolos modificados que incluyen todos, 150 excepto los componentes de interferencia cancelados. El controlador 870 puede ser usado para dirigir varios pasos en el procesamiento del receptor de cancelación sucesiva. La técnica de procesamiento del receptor de cancelación sucesiva es descrita con mayor detalle en las solicitudes de Patente Estadounidense No. de serie 09/854,235 y 09/993,087, mencionadas anteriormente, y por P.W. Wolniansky et al. en un artículo titulado "V-BLAST: Una Arquitectura para Lograr Velocidades de Datos muy Altas sobre el Canal Inalámbrico de Dispersión Rica", Proc . ISSSE-98, Pisa, Italia, el cual se incorpora aquí como referencia. La Figura 10B muestra una estructura de receptor que puede ser usada en una forma sencilla cuando sea transmitido un flujo de datos independiente sobre cada antena de transmisión de cada grupo de subcanales de frecuencia. En este caso, cada etapa de procesamiento del receptor 1050 puede ser operada para recuperar uno de los flujos de datos transmitidos y proporcionar el flujo de datos descodificado correspondiente al flujo de datos recuperado . Por algunos otros esquemas de procesamiento de transmisión, puede ser transmitido un flujo de datos sobre antenas de transmisión, subcanales de frecuencia, '.'/o intervalos de t emoo múltiples cara croocrcior.ar 151 diversidad espacial, de frecuencia, y/o de tiempo, respectivamente. Para esos esquemas, el procesamiento del receptor inicialmente deriva un flujo de símbolos recibidos por cada antena de transmisión de cada subcanal de frecuencia. Los símbolos de modulación para antenas de transmisión, subcanales de frecuencia y/o intervalos de tiempo múltiples pueden entonces ser combinados en una forma complementaria a la desmultiplexión efectuada en la unidad transmisora. El flujo de símbolos combinados es entonces procesado para recuperar el flujo de datos transmitido . Por simplicidad, la arquitectura del receptor mostrado en la Figura 10B proporciona los flujos de vectores de símbolos (recibidos o modificados) para cada etapa del procesamiento del receptor 1050, y esos flujos tienen los componentes de interferencia debido a los flujos de datos descodificados anteriormente removidos (es decir cancelados) . En la modalidad mostrada en la Figura 10B, cada etapa remueve los componentes de interferencia debidos a los flujos de datos decodi f icados por esa etapa. En algunos otros diseños, los flujos de vectores de símbolos recibidos pueden ser proporcionados a todas la etapas, y cada etapa puede efectuar la cancelación de los componentes de interferencia de todos l s ¿lujos de datos descodificados previamente ;ios cuales pueden ser proporcionados de las etapas precedentes) . La cancelación de interferencia también puede ser omitida por una o más etapas (por ejemplo, si la SNR para los flujos de datos es alta) . Pueden hacerse varias modificaciones a la arquitectura del receptor mostrada en la Figura 10 y estar dentro del alcance de la invención . Las Figuras 10A y 10B representan dos modalidades de una unidad receptora capaz de procesar una transmisión de datos, determinar las características de los canales de transmisión (por ejemplo, la SNR postprocesada) , y reportar la CSI nuevamente a la unidad transmisora. También pueden ser contemplados otros diseños basados en las técnicas presentadas aquí y otras técnicas de procesamiento del receptor y estar dentro del alcance de la invención.

Información de Estado del Canal (CSI) La CSI usada para seleccionar la velocidad de datos y el esquema de codificación y modulación apropiado por cada flujo de datos independiente puede comprender cualquier tipo de información que sea indicativa de las características del enlace de comunicación. La CSI puede ser clasificada en categorías como "CSI completa" o "CSI parcial". Pueden ser proporcionados varios tipos de 153 información como CSI completa o parcial, y algunos ejemplos se describen más adelante. En una modalidad, la CSI parcial comprende la SNR, la cual puede ser derivada como la relación de la potencia de la señal sobre la potencia del ruido e inter erencia. La SNR es estimada y proporcionada típicamente por cada canal de transmisión usado para la transmisión de datos (por ejemplo, cada flujo de datos de transmisión) , aunque también puede proporcionarse una SNR agregada por un número de canales de transmisión. La estimación de la SNR puede ser cuantizada a un valor que tenga un número particular de bits. En una modalidad, la estimación de la SNR es trazada en un índice de SNR, por ejemplo, usando una tabla de consulta. En otra modalidad, la SCI parcial comprende la potencia de la señal y la potencia de ruido e interferencia. Esos dos componentes pueden ser derivados por separado y proporcionados por cada canal de transmisión o cada conjunto de canales de transmisión usados para la transmisión de datos. En otra modalidad más, la CSI parcial comprende la potencia de la señal, la potencia de ruido, y la potencia de la interferencia. Esos tres componentes pueden ser derivados y proporcionados por cada canal de ri-ansmisión o un conjunto de canales de transmisión usados para la transmisión de datos. En otra modalidad más, la CSI parcial comprende la relación de señal a ruido y una lista de potencias de interferencia por términos de interferencia observables. Esta información puede ser derivada y proporcionada por cada canal de transmisión o cada conjunto de canales de transmisión usados para la trasmisión de datos. En otra modalidad más, la CSI parcial comprende componentes de señal en una forma de matriz (por ejemplo, entradas complejas de NR x NT para todos los pares de antenas de transmisión- recepción) y los componentes de ruido e interferencia en forma de matriz (por ejemplo, entradas complejas de NR x NT) la unidad transmisora puede combinar entonces apropiadamente los componentes de la señal y los componentes de ruido e interferencia para los pares de antenas de transmisión-recepción apropiados para derivar la calidad de cada canal de transmisión usado para la transmisión de datos (por ejemplo, la SNR postprocesada por cada flujo de datos transmitido, como es recibido en la unidad receptora) . En otra modalidad más, la CSI parcial comprende un indicador de la velocidad de datos por cada flujo de datos de transmisión. La calidad de los canales de transmisión a ser usada para la transmisión de datos ouede ser determinada inicialmente (cor ejemplo, sobre la 155 base de la SNR estimada por el canal de transmisión) y una velocidad de datos correspondiente a la calidad del canal determinada puede entonces ser identificada (por e]emplo, sobre la base de una tabla de consultas) por cada canal de transmisión o cada grupo de canales de transmisión. La velocidad de datos identificada es indicativa de la velocidad de datos máxima que puede ser transmitida sobre el canal de transmisión para el nivel de desempeño requerido. La velocidad de datos puede ser trazada a y representada por un indicador de velocidad de datos (DRI), el cual puede ser codificado eficientemente. Por ejemplo, si son soportados (hasta) siete posibles velocidades de datos por la unidad transmisora por cada antena de transmisión, entonces puede ser usado un valor de 3 bits para representar el DRI, donde por ejemplo, un cero puede indicar una velocidad de datos de cero (es decir, no usar la antena de transmisión) y 1 hasta 7 pueden ser usados para indicar siete velocidades de datos diferentes. En una implementación típica, las mediciones de la calidad del canal (por ejemplo, las estimaciones de SNR) son trazadas directamente en el DRI sobre la base de, per ejemplo, una tabla de consulta. En otra modalidad más, la CSI parcial comprende una velocidad a ser usada en la unidad transmisora por cada flujo de datos. En esta modalidad, la velocidad 156 puede identificar el esquema de codificación y modulación particular a ser usado por el flujo de datos, de modo que se alcance el nivel de desempeño deseado. En otra modalidad más, la CSI parcial comprende un indicador diferente para una medición de calidad particular para un canal de transmisión. Inicialmente , la SNR o el DRI o alguna otra medición de calidad para el canal de transmisión es determinada y reportada como el valor de medición de referencia. Posteriormente, continua la verificación de la calidad del enlace, y se determina la diferencia entre la última medición reportada y la medición actual. La diferencia puede entonces ser cuantizada a uno o más bits, y la diferencia cuantizada es trazada a y representada por el indicador diferencial, el cual es entonces reportado. El indicador diferencial puede indicar un incremento o disminución a la última medición reportada por un tamaño de paso particular (o para mantener la última medición reportada) . Por ejemplo, el indicador diferencial puede indicar que (1) la SNR observada para un canal de transmisión particular se ha incrementado o ha disminuido en un tamaño de paso particular, o (2) la velocidad de datos deberá ser ajustada en una cantidad particular, o algún otro cambio. La medición de referencia puede ser transmitida periódicamente para asegurar que los errores de los 157 indicadores diferenciales y/o recepción errónea de esos indicadores no se acumulen. La CSI completa incluye una caracterización suficiente (por ejemplo, la ganancia) a través de todo el ancho de banda del sistema (es decir, cada subcanal de frecuencia) para la trayectoria de programación entre cada par de antenas de transmisión-recepción en la matriz de respuesta del canal de NR x NT H(k) . En una modalidad, la CSI completa comprende los modos de eligen más cualquier otra información que sea indicativa de, o equivalente a, la SNR. Por ejemplo, la información relacionada con la SNR puede ser una indicación de velocidad de datos por modo de eigen, un indicador del esquema de codificación y modulación a ser usada por el modo de eigen, la potencia de la señal de indeferencia por el modo de eigen, la relación de señal a interferencia por el modo de eigen, y así sucesivamente. La información descrita anteriormente para la CSI parcial también puede ser proporcionada como la información relacionada con la SNR. En otra modalidad, la CSI completa comprende una matriz A = HH H. Esta matriz A es suficiente para determinar los modos de eigen y los valores de eigen del ranal, y puede ser una representación más eficiente del 158 canal (por ejemplo, pueden requerirse menos bits para transmitir la CSI completa para esta representación) . También pueden ser usadas técnicas de actualización diferencial para todos los tipos de datos de CSI completa. Por ejemplo, pueden ser enviadas periódicamente actualizaciones diferenciales a la caracterización de la CSI completa, cuando el canal cambie en alguna cantidad, y así sucesivamente. También pueden ser usadas otras formas de CSI total o parcial y estar dentro del alcance de la invención. En general, la CSI completa o parcial incluye información suficiente en cualquier forma que pueda ser usada para ajustar el procesamiento en la unidad transmisora, de modo que se logre el nivel de desempeño deseado para los flujos de datos transmitidos.

Derivación Y Reporte de CSI La CSI puede ser derivada sobre la base de las señales transmitidas por la unidad transmisora y recibidas en la unidad receptora. En una modalidad, la CSI derivada sobre la base de un piloto incluido en la señal es transmitido. De manera alternativa o adicional, la CSI puede ser derivada sobre la base de los datos incluidos en las señales transmitidas. En otra modalidad más, la CSI comprende una o 159 más señales transmitidas sobre el enlace de regreso desde la unidad receptora hasta la unidad transmisora. En algunos sistemas, puede existir un grado de correlación entre el enlace descendente y el enlace ascendente (por ejemplo por sistemas duplexados por división de tiempo (TDD) , donde el enlace ascendente y el enlace descendente comparten el mismo ancho de banda del sistema en una forma multiplexada por división de tiempo) . En esos sistemas, la calidad del enlace descendente puede ser estimada (con un grado requerido de exactitud) sobre la base de la calidad del enlace ascendente, la cual puede ser estimada sobre la base de las señales (por ejemplo, señales piloto transmitidas desde la unidad receptora. Las señales piloto transmitidas sobre el enlace ascendente representarían entonces medios por los cuales la unidad transmisora podría estimar la CSI de acuerdo a lo observado en la unidad receptora. En sistemas TDD, la unidad transmisora puede derivar la matriz de respuesta del canal K(k) , (por ejemplo, sobre la base del piloto transmitido sobre el enlace ascendente) , considerando las diferencias entre los múltiples arreglos de transmisión y recepción y recibir una estimación de la varianza del ruido en la unidad receptora. Las deltas de los múltiples arreglos pueden ser resueltas por un procedimiento de ."libración periódica que puede implicar la retroalimentación entre la unidad receptora y la unidad transmisora . La calidad de la señal puede ser estimada en la unidad receptora sobre la base de varias técnicas. Algunas de esas técnicas son descritas en las siguientes patentes, las cuales fueron otorgadas al beneficiario de la presente solicitud e incorporadas aquí como referencia : • Patente Estadounidense No. 5,799,005, titulada "Sistema y Método para Determinar Potencia del Piloto Recibida y Pérdida de Trayectoria en un Sistema de Comunicación CDMA" , expedida en Agosto 25, 1998; • Patente Estadounidense No. 5,903,554, titulada "Método y Aparato para Medir la Calidad del Enlace en el Sistema de Comunicación de Espectro Extendido" , expedida en Mayo 11, 1999; • Patentes Estadounidenses Nos. 5,056,109 y 5,265,119, ambas tituladas "Método y Aparato para Controlar la Potencia de Transmisión en un Sistema de Telefonía Móvil Celular CDMA" , respectivamente expedidas en Octubre 8, 1991, y Noviembre 23, 1993; y • Patente Estadounidense No. 6,097,972, titulada "Método y Aparato para Procesar Señales de Control de Potencia en un Sistema de Telefonía Móvil CDMA" , expedida en Agosto 1, 2000. La CSI puede ser reportada nuevamente a la unidad transmisora usando varios esquemas de transmisión de CSI. Por ejemplo, la CSI puede ser enviada completa, o diferencialmente , o una combinación de las mismas. En una modalidad, la CSI completa o parcial es reportada periódicamente, y las actualizaciones diferenciales son enviadas sobre la base de la CSI transmitida antes. Como un ejemplo para la CSI completa, las actualizaciones pueden ser correcciones (basadas en una señal de error) a los modos de eigen reportados. Los valores de eigen típicamente no cambian tan rápidamente como los modos de eigen, de modo que esos pueden ser actualizados a una velocidad más baja. En otra modalidad, la CSI es enviada únicamente cuando existe un cambio (por ejemplo, si el cambio excede un umbral particular) , lo cual puede ser menor que la velocidad efectiva del canal de retroalimentación . Como un ejemplo de CSI parcial, las SNR pueden ser regresadas (por ejemplo, diferencialmente) únicamente cuando cambian. Para un sistema OFDM, la correlación en el dominio de frecuencia puede ser 162 explorada para permitir la reducción en la cantidad de CSI a ser retroalimentada . Como un ejemplo de un sistema OFDM que utiliza CSI parcial, si la SNR correspondiente a un canal espacial particular para NM canales de frecuencia similar, la SNR y el primer y último subcanales de frecuencia para los cuales esta condición cierta puede ser reportada. También pueden ser usadas otras técnicas de recuperación de errores de canal de compresión y retroalimentación para reducir la cantidad de datos a ser retroalimentada por la CSI y estar dentro del alcance de la invención. Varios tipos de información para la CSI y varios mecanismos para reportar la CSI también son descritos en la Solicitud de Patente Estadounidense No. 08/963,386, titulada "Método y Aparato para la Transmisión de Datos de Paquete a Alta Velocidad", presentada en Noviembre 3, 1997, otorgada al beneficiario de la presente solicitud, y en la "Especificación de la Interconexión Aérea de Datos de Paquete de Alta Velocidad cdma2000 TIE/EIA/IS-856", ambas de las cuales se incorporan aquí como referencia . Por claridad, varios aspectos y modalidades de la asignación de recursos han sido descritos específicamente para el enlace descendente y el enlace ascendente. También pueden ser usadas varias técnicas descritas aquí para asignar recursos en redes "ad oc" o persona a personas, y estar dentro del alcance de la invención . El sistema MIMO-OFDM descrito aquí también puede ser diseñado para implementar cualquier número de estándares y diseños para CDMA, TDMA, FDMA, y otras técnicas de acceso múltiple. Los estándares CDMA incluyen los estándares IS-95, cdma2000, y W-CDMA, y los estándares TDMA incluyen el estándar de Sistema Global para Comunicaciones Móviles (GSM) . Esos estándares son conocidos en la técnica e incorporados aquí como referencia . Los elementos de la estación base y las terminales pueden ser implementados con uno o más procesadores de señales digitales (DSP) , circuitos integrados específicos de la aplicación (ASIC) , procesadores, microprocesadores, controladores , microcontroladores , arreglos de compuertas programables en el campo (FPGA) , dispositivos lógicos programables, otras unidades electrónicas, o cualquier combinación de las mismas. Algunas de las funciones y procesamientos descritos aquí también pueden ser implementados con programas y sistemas de programación ejecutados en un procesado . Ciertos aspectos de la invención pueden ser 164 ímplementados con una combinación de programas y sistemas de programación y componentes físicos de computación. Por ejemplo, el procesamiento para programar terminales para la transmisión de datos sobre el enlace descendente y/o el enlace ascendente puede ser efectuado sobre la base de códigos de programa ejecutados en un procesador (programador 834 en la FIGURA 8) . Se incluyeron encabezados aquí para hacer referencia y ayudar a localizar ciertas secciones. Esos encabezados no pretenden limitar el alcance de los conceptos descritos debajo de ellos, y esos conceptos pueden tener aplicación en otras selecciones a través de toda la especificación. La descripción anterior de las modalidades descritas es proporcionada para permitir a cualquier experto en la técnica hacer o usar la presente invención. Varias modificaciones a esas modalidades serán fácilmente evidentes a aquéllos expertos en la técnica, y los principios genéricos definidos aquí pueden ser aplicados a otras modalidades sin apartarse del espíritu o alcance de la invención. De este modo, la presente invención no pretende ser limitada por las modalidades mostradas aquí sino de acuerdo con el más amplio alcance consistente con los principios y características novedosas descritas aquí .

Claims

165 NOVEDAD DE LA INVENCION Habiéndose descrito la invención como antecede, se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes: REIVINDICACIONES 5 1. Un método para programar la transmisión de datos por una pluralidad de terminales en un sistema de comunicación inalámbrico, caracterizado porque comprende: formar al menos un conjunto de terminales para la posible transmisión de datos por cada una de una 0 pluralidad de bandas de frecuencia, donde cada conjunto incluye una o más terminales y que corresponde a una hipótesis a ser evaluada; evaluar el desempeño de cada hipótesis; seleccionar una hipótesis por cada bando de 5 frecuencia sobre la base del desempeño evaluado; y programar una o más terminales en cada hipótesis seleccionada por la transmisión de datos sobre la banda de frecuencia correspondiente. C 2. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque cada banda de frecuencia corresponde a un grupo respectivo de uno c más s bcanales de frecuencia. 3. El método de conformidad con la : reivindicación 1, caracterizado porque la pluralidad de 166 terminales son programadas para la transmisión de datos sobre el enlace descendente. 4. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque comprende además: 5 formar una o más subhipótesis por cada hipótesis, donde cada subhipótesis corresponde a asignaciones específicas de una pluralidad de antenas de transmisión a una o más terminales en la hipótesis, y donde el desempeño para la subhipótesis es evaluado y es 0 seleccionada una subhipótesis por cada banda de frecuencia sobre la base del desempeño evaluado. 5. El método de conformidad con la reivindicación 3, caracterizado porque comprende además: asignar una pluralidad de antenas de transmisión 5 a una o más terminales en cada hipótesis, y donde el desempeño de cada hipótesis es evaluado sobre la base, en parte sobre las asignaciones de antena por la hipótesis. 6. El método de conformidad con la reivindicación 5, caracterizado porque la asignación por 0 cada hipótesis incluye identificar una antena de transmisión y un par de terminales con una mejor métrica entre todas las antenas de transmisión no asignadas, asignar la antena de transmisión a la terminal ~ e el par, y remover la antena de transmisión y terminal 167 asignadas de la consideración por la hipótesis. 7. El método de conformidad con la reivindicación 5, caracterizado porque la pluralidad de antenas de transmisión son asignadas a una o más terminales en cada hipótesis sobre la base de una prioridad de cada terminal. 8. El método de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado porque la terminal de prioridad más alta en cada hipótesis es asignada a una antena de transmisión asociada con un rendimiento más alto, y la prioridad de terminal más baja en la hipótesis es asignada a una antena de transmisión asociada con un rendimiento más bajo. 9. El método de conformidad con la reivindicación 3, caracterizado porque comprende además: formar una matriz de respuesta de canal por una pluralidad de terminales en una hipótesis particular, y donde el desempeño de la hipótesis es evaluado sobre la base de la matriz de respuesta del canal. 10. El método de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque la evaluación incluye derivar una matriz de vectores de dirección a ser usados para generar una pluralidad de haces per la pluralidad de terminales en la hipótesis particular. 11. El mé~cdo de conformidad cor. la 168 reivindicación 10, caracterizado porque comprende además: derivar una matriz de escalamiento a ser usada para ajustar la potencia de transmisión por cada terminal en la hipótesis particular. 12. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la pluralidad de terminales son programadas para la transmisión de datos sobre el enlace ascendente. 13. El método de conformidad con la reivindicación 12, caracterizado porque comprende además: formar una o más subhipótesis por cada hipótesis, donde cada subhipótesis corresponde a un ordenamiento respectivo de una o más terminales en la hipótesis, y donde el desempeño de cada subhipótesis es evaluado y es seleccionada una subhipótesis por cada bando de frecuencia sobre la base del desempeño evaluado. 14. El método de conformidad con la reivindicación 13, caracterizado porque se forma un ordenamiento de terminales por cada hipótesis sobre la base de una prioridad de cada terminal en la hipótesis. 15. El método de conformidad co la reivindicación 13, caracterizado porque cada subhipótesis es evaluada procesando señales hipotéticamente transmitidas desde una o más terminales en la subhipótesis para proporcionar señales procesadas, y estimar las relaciones de señal a ruido e interferencia (SNR) para las señales procesadas. 16. El método de conformidad con la reivindicación 15, caracterizado porque las SNR para las señales procesadas dependen de un orden particular en el cual las señales transmitidas hipotéticamente sean procesadas, y donde las señales transmitidas hipotéticamente son procesadas en un orden específico determinado por el ordenamiento de terminales por la subhipótesis que esté siendo evaluada. 17. El método de conformidad con la reivindicación 15, caracterizado porque se forma una subhipótesis por cada hipótesis, y donde el ordenamiento de terminales por la subhipótesis es determinada sobre la base de las SNR por las señales procesadas. 18. El método de conformidad con la reivindicación 15, caracterizado porque se forma una subhipótesis por cada hipótesis, y donde las señales transmitidas desde una terminal de prioridad más baja en la hipótesis son procesadas primero y las señales transmitidas desde una terminal de prioridad más alta son procesadas al final . 19. El método de conformidad con la reivindicación 12, caracterizado porque el desempeño de ."ada hipótesis es evaluado sobre la base del 170 procesamiento del receptor de cancelación sucesivo. 20. El método de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque el procesamiento del receptor de cancelación sucesivo efectúa una pluralidad de iteraciones para recuperar una pluralidad de señales hipotéticamente transmitidas desde una o más terminales en cada hipótesis, una iteración por cada señal hipotéticamente transmitida a ser recuperada. 21. El método de conformidad con la reivindicación 20, caracterizado porque cada iteración incluye procesar una pluralidad de señales de entrada de acuerdo con un esquema de igualación particular para proporcionar una pluralidad de señales procesadas, detectar la señal procesada correspondiente a la señal hipotéticamente transmitida que esté siendo recuperada en la iteración para proporcionar un flujo de datos descodificados, y derivar selectivamente una pluralidad de señales modificadas sobre la base de las señales de entrada y tener componentes de interferencia debidos al flujo de datos descodificados aproximadamente removidos, y donde las señales de entrada para una primera iteración son señales recibidas desde una o más terminales en la hipótesis que esté siendo evaluada y las 171 señales de entrada por cada iteración posterior sean señales modificadas de una iteración precedente. 22. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque cada hipótesis es evaluada sobre la base, en parte, de la información del estado del canal (CSI) por cada terminal en la hipótesis. 23. El método de conformidad con la reivindicación 22, caracterizado porque la información de estado de canal comprende relaciones de señal a ruido e interferencia (SNR) . 24. El método de conformidad con la reivindicación 23, caracterizado porque cada conjunto de una o más terminales a ser evaluadas por una banda de frecuencia particular está asociada con una matriz respectiva de SNR lograda por una o más terminales en el conjunto por esa banda de frecuencia. 25. El método de conformidad con la reivindicación 22, caracterizado porque la información del estado del canal comprende una ganancia de canal por cada par de antenas de transmisión-recepción a ser usadas para la transmisión de datos. 26. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque comprende además: determinar una velocidad de datos por cada flujo de datos a ser transmitidos por cada terminal programada, 172 y donde es transmitida una pluralidad de flujos de datos a las velocidades de datos determinadas. 27. El método de conformidad con la reivindicación 26, caracterizado porque comprende además: 5 determinar el esquema de codificación y modulación a ser usado por cada flujo de datos a ser transmitido, y donde la pluralidad de flujos de datos son procesados sobre la base de los esquemas de codificación y modulación determinados antes de la transmisión. 0 28. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la pluralidad de terminales son programas para la transmisión de datos sobre una pluralidad de subcanales espaciales. 29. El método de conformidad con la 5 reivindicación 28, caracterizado porque cada hipótesis seleccionada incluye una pluralidad de terminales SIMO, donde cada terminal SIMO es asignada a un subcanal espacial . 30. El método de conformidad con la 0 reivindicación 28, caracterizado porque cada hipótesis seleccionada incluye una sola terminal MIMO asignada a todos los subcanales espaciales. 31. El método de conformidad con la reivindicación 28, caracterizado porque cada hipótesis :7 seleccionada incluve una combinación de terminales SIXC 173 IMO, donde cada terminal MIMO se le asigna un subcanal espacial y a cada terminal MIMO se le asignan dos o más subcanales espaciales. 32. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque al menos un conjunto incluye una pluralidad de terminales MISO cada una de las cuales tiene una sola antena para recibir una transmisión de datos sobre el enlace descendente. 33. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque cada conjunto de terminales múltiples incluye terminales que tienen márgenes de enlace similares. 3 . El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la evaluación de cada hipótesis incluye calcular una métrica de desempeño para la hipótesis . 35. El método de conformidad con la reivindicación 34, caracterizado porque la métrica de desempeño es una función de un rendimiento total alca zable por una o más terminales en la hipótesis por una anda de frecuencia particular. 36. El método de conformidad con la reivindicación 35, caracterizado porque el rendimier.tr de \¾ás terminal en la hipótesis es determinado serr la 174 base de una relación de señal a ruido e interferencia (SNR) alcanzada por la terminal por la banda de frecuencia particular. 37. El método de conformidad con la reivindicación 35, caracterizado porque el rendimiento por cada terminal es determinado sobre la base de una relación de señal a ruido e interferencia (SNR) alcanzada por la terminal por cada uno de una pluralidad de subcanales de frecuencia en la banda de frecuencia particular . 38. El método de conformidad con la reivindicación 34, caracterizado porque por cada banda de frecuencia las hipótesis que tienen la mejor métrica de desempeño son seleccionadas para la programación. 39. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque comprende además: priorizar la pluralidad de terminales a ser programadas para la transmisión de datos. 40. El método de conformidad con la reivindicación 39, caracterizado porque comprende además: seleccionar un grupo de N terminales de prioridad más alta a ser consideradas para la programación por cada banda de frecuencia, donde N es uno o mayor. 41. El mécodo de conformidad con la 175 reivindicación 39, caracterizado porque comprende además: mantener una o más métricas por cada terminal a ser considerada para la programación, y donde la prioridad de cada terminal es determinada sobre la base de una o más métricas mantenidas por la terminal. 42. El método de conformidad con la reivindicación 41, caracterizado porque una métrica mantenida por cada terminal se relaciona con un rendimiento promedio alcanzado por la terminal. 43. El método de conformidad con la reivindicación 39, caracterizado porque la prioridad de cada terminal es determinada sobre la base de uno o más factores mantenidos por la terminal y asociados con la calidad de servicio (QoS) . 44. En un sistema de comunicación de salida múltiple de entrada múltiple (MIMO) que utiliza la multiplexión por división de frecuencia ortogonal (OFDM) , un método para programar la transmisión de datos sobre el enlace descendente por una pluralidad de terminales, caracterizado porque comprende: formar al menor un conjunto de terminales para la posible transmisión de datos por cada una de una pluralidad de bandas de frecuencia, donde cada conjunto incluye una o más terminales y corresponde a una hipótesis a ser evaluada, y donde cada banda de 176 frecuencia corresponde a un grupo respectivo de uno o más subcanales de frecuencia,- formar una o más subhipotesis por cada hipótesis, donde cada subhipotesis corresponde a asignaciones específicas de una pluralidad de antenas de transmisión a una o más terminales en la hipótesis; evaluar el desempeño de cada subhipotesis; seleccionar una subhipotesis por cada banda de frecuencia sobre la base del desempeño evaluado; y programar una o más terminales en cada subhipotesis seleccionada para la transmisión de datos sobre el enlace descendente sobre la banda de frecuencia correspondiente . 45. El método de conformidad con la reivindicación 44, caracterizado porque la evaluación por cada subhipotesis incluye determinar un rendimiento total para una o más terminales en la subhipotesis sobre la base de las asignaciones de antena específicas y donde por cada banda de frecuencia se selecciona la subhipotesis con el rendimiento más alto. 46. El método de conformidad con la reivindicación 44, caracterizado porque se forma un conjunto de terminales, y donde una o más terminales en cada conjunto con seleccionadas sobre la base de la prioridad . 47. En un sistema de comunicación de salida .últiple de entrada múltiple (MIMO) que utiliza la m.ultiplexión por división de frecuencia ortogonal (OFDM) , un método para programar la transmisión de datos sobre el enlace descendente por una pluralidad de terminales, caracterizado porque comprende: formar al menor un conjunto de terminales para la posible transmisión de datos por cada una de una pluralidad de bandas de frecuencia, donde cada conjunto incluye una o más terminales y corresponde a una hipótesis a ser evaluada, y donde cada banda de frecuencia corresponde a un grupo respectivo de uno o más subcanales de frecuencia; formar una matriz de respuesta del canal por la pluralidad de terminales en cada hipótesis; evaluar el desempeño de cada hipótesis; sobre la base de la matriz de respuesta del canal; seleccionar una hipótesis por cada banda de frecuencia sobre la base del desempeño evaluado; y programar una o más terminales en cada hipótesis seleccionada para la transmisión de datos sobre el enlace -.ascendente sobre la banda de frecuencia correspondiente. 178 48. En un sistema de comunicación de salida múltiple de entrada múltiple (MIMO) que utiliza la multiplexión por división de frecuencia ortogonal (OFDM) , un método para programar la transmisión de datos sobre el enlace ascendente por una pluralidad de terminales, caracterizado porque comprende: formar al menos un conjunto de terminales para la posible transmisión de datos por cada una de una pluralidad de bandas de frecuencia, donde cada conjunto incluye una o más terminales y · corresponde a una hipótesis a ser evaluada, y donde cada banda de frecuencia corresponde a un grupo respectivo de uno o más subcanales de frecuencia; formar una o más subhipótesis por cada hipótesis, donde cada subhipótesis corresponde a un ordenamiento específico de una o más terminales en la hipótesis ; evaluar el desempeño de cada subhipótesis; seleccionar una subhipótesis por cada banda de frecuencia sobre la base del desempeño evaluado; y programar una o más terminales en cada hipótesis seleccionada para la transmisión de datos sobre el enlace ascendente sobre la banda de frecuencia correspondiente. 49. El método de conformidad con la reivindicación 48, caracterizado porcrue las señales 179 transmitidas desde una o más terminales programadas en la subhipótesis seleccionada por cada banda de frecuencia son procesadas en un orden particular determinado por el ordenamiento por la subhipótesis. 50. El método de conformidad con la reivindicación 48, caracterizado porque la evaluación por cada subhipótesis incluye procesar cada señal hipotéticamente transmitida desde cada terminal en la subhipótesis para proporcionar una señal procesada correspondiente, y determinar una relación de señal a ruido e interferencia (SNR) por cada señal procesada. 51. El método de conformidad con la reivindicación 50, caracterizado porque se forma una subhipótesis por cada hipótesis, y donde el ordenamiento en la en la subhipótesis es seleccionado para lograr un r.ejor desempeño para la hipótesis, de acuerdo a lo determinado por una o más métricas de desempeño. 52. Una memoria acoplada de manera comunicativa a un dispositivo de procesamiento de señales digitales .ZSPD) capaz de interpretar información digital para: recibir información de estado del canal (CSI) indicativa de estimaciones del canal por una pluralidad de terminales en un sistema de comunicación inalámbrico,- 180 formar al menos un conjunto de terminales para la posible transmisión de datos por cada una de una pluralidad de bandas de frecuencia, donde cada conjunto incluye una o más terminales y corresponde a una hipótesis a ser evaluada,- evaluar el desempeño de cada hipótesis sobre la base, en parte, de la información del estado del canal por una o más terminales en la hipótesis; seleccionar una hipótesis por cada banda de frecuencia sobre la base del desempeño evaluado; y programar una o más terminales en cada hipótesis seleccionada para la transmisión de datos sobre la banda de frecuencia correspondiente. 53. Un producto de programa de computadora para programar una transmisión de datos por un pluralidad de terminales en un sistema de comunicación inalámbrico, caracterizado porque comprende: código para recibir información del estado del canal (CSI) indicativa de la estación del canal por una pluralidad de terminales en el sistema de comunicación; código para formar al menos un conjunto de terminales para la posible transmisión de datos por cada una de una pluralidad de bandas de frecuencia, donde cada conjunto incluye una o más terminales que corresponde a ; una hipótesis a ser evaluada; 181 código para evaluar el desempeño de cada hipótesis sobre la base, en parte, de la información del estado del canal por una o más terminales en la hipótesis ; código para seleccionar una hipótesis por cada banda de frecuencia sobre la base del desempeño evaluado; código para programar una o más terminales en cada hipótesis seleccionada para la transmisión de datos sobre la banda de frecuencia correspondiente; y un medio útil en computadora para almacenar los códigos . 54. Un programador en un sistema de comunicación de salida múltiple de entrada múltiple (MIMO) que utiliza multiplexión por división de frecuencia ortogonal (OFDM) , caracterizado porque comprende : medios para recibir información del estado del canal (CSI) indicativa de la estimación del canal por una pluralidad de terminales en un sistema de comunicación; medios para formar al menos un conjunto de terminales para la posible transmisión de datos por cada una de una pluralidad de bandas de frecuencia, donde cada conjunto incluye una o más terminales y corresponde a una hipótesis a ser evaluada; 182 medios para evaluar el desempeño de cada hipótesis sobre la base, en parte de la información del estado del canal por una o más terminales en la hipótesis ; medios para seleccionar una hipótesis por cada banda de frecuencia sobre la base del desempeño evaluado; y medios para programar una o más terminales en cada hipótesis seleccionada para la transmisión de datos sobre la banda de frecuencia correspondiente. 55. El programador de conformidad con la reivindicación 54, caracterizado porque comprende además: medios para formar una o más hipótesis por cada hipótesis, donde cada subhipótesis corresponde a asignaciones específicas de una pluralidad de antenas de transmisión a una o más terminales en la hipótesis para la transmisión de datos sobre el enlace descendente, donde es evaluado el desempeño de cada subhipótesis y es seleccionada una subhipótesis por cada banda de frecuencia sobre la base del desempeño evaluado. 56. El programador de conformidad con la reivindicación 54, caracterizado porque comprende además: medios para formar una o más subhipótesis por cada hipótesis, donde cada subhipótesis corresponde a un orden específico para procesar transmisiones de datos del 183 enlace ascendente de una o más terminales en la hipótesis donde es evaluado el desempeño de cada subhipó esis y es seleccionada una subhipótesis por cada banda de frecuencia sobre la base del desempeño evaluado. 57. El programador de conformidad con la reivindicación 54, caracterizado porque comprende además: medios para priorizar la pluralidad de terminales a ser programadas para la transmisión de datos . 58. Una estación base en un sistema de comunicación de salida múltiple de entrada múltiple (MIMO) que utiliza multiplexión por división de frecuencia ortogonal (OFDM) , caracterizado porque comprende : un programador que opera para recibir información del estado del canal (CSI) indicativa de estimaciones del canal por una pluralidad de terminales en el sistema de comunicación, seleccionar un conjunto de una o más terminales para la transmisión de datos por cada una de la pluralidad de bandas de frecuencia, y asignar una o más terminales en cada conjunto seleccionado con una pluralidad de subcanales espaciales en la banda de frecuencia correspondiente; un procesador de datos de transmisión que opera rara recibir y procesar datos para proporcionar ur.a 184 pluralidad de flujos de datos para la transmisión a una o más terminales programadas, donde los datos son procesados sobre la base de la información del estado del canal por una o más terminales programadas; al menos un modulador que opera para procesar la pluralidad de flujos de datos para proporcionar una pluralidad de señales moduladas; y una pluralidad de antenas configuradas para recibir y transmitir la pluralidad de señales moduladas a una o más terminales programadas. 59. La estación base de conformidad con la reivindicación 58, caracterizada porque el programador opera además para seleccionar una velocidad de datos por cada flujo de datos. 60. La estación base de conformidad con la reivindicación 58, caracterizada porque el programador opera además para seleccionar un esquema de codificación y modulación a ser usado por cada flujo de datos, y donde el procesador de datos de transmisión opera además para procesar los datos por cada flujo de datos sobre la base del esquema de codificación y modulación seleccionado por el flujo de datos. 61. La estación base de conformidad con la reivindicación 58, caracterizada porque comprende además: al menos un desmodulador que opera para procesar una pluralidad de señales recibidas vía una pluralidad de antenas para proporcionar una pluralidad de señales recibidas, y un procesador de datos de recepción que opera cara procesar la pluralidad de señales recibidas para derivar la información del estado del canal de la pluralidad de terminales en el sistema de comunicación. 62. Un aparato transmisor en un sistema de comunicación de salida múltiple de entrada múltiple MIMO) que utiliza multiplexión por división de frecuencia ortogonal (OFDM) , caracterizado porque comprende : medios para recibir información del estado del canal (CSI) indicativa de la estimación del canal por una pluralidad de terminales en un sistema de comunicación; medios para seleccionar un conjunto de una o más terminales para la transmisión de datos por cada una de la pluralidad de bandas de frecuencia; medios para asignar una o más terminales en cada conjunto seleccionado una pluralidad de subcanales espaciales en la banda de frecuencia correspondiente; medios para procesar datos para proporcionar una pluralidad de flujos de datos para la transmisión a una o •".as terminales programadas, donde los datos son 186 procesados sobre la base de la información de estado del canal por una o más terminales programadas ,- medios para procesar la pluralidad de flujo de datos para proporciona una pluralidad de señales moduladas; y medios para transmitir la pluralidad de señales moduladas a una o más terminales programadas. 63. Una terminal en un sistema de comunicación de salida múltiple de entrada múltiple (MIMO) , caracterizada porque comprende: una pluralidad de antenas, cada antena configurada para recibir una pluralidad de señales transmitidas y para proporcionar una señal recibida respectiva ; una pluralidad de unidades del extremo de entrada, cada unidad del extremo de entrada opera para procesar una señal recibido respectiva para proporcionar un flujo correspondiente de muestras, y para derivar información de estado del canal (CSI) por una pluralidad de flujos muestra; un procesador de recepción que opera para procesar la pluralidad de flujos de muestras de la pluralidad de unidades de la sección de entrada para proporcionar uno o más flujos de datos descodificados; y 187 un procesador de datos de transmisión que opera para procesar la información de estado del canal para la transmisión, y donde la terminal es una de una o más terminales 5 incluidas en un conjunto programado para transmisión de daros vía una o más de una pluralidad de bandas de frecuencia durante un intervalo de tiempo particular. 64. La terminal de conformidad con la reivindicación 63, caracterizada porque comprende además: 0 al menos un desmodulador que opera para procesar la pluralidad de flujos en muestras para proporcionar uno o más flujos de símbolos recibidos por uno o más subcanales espaciales de uno o más subcanales de frecuencia asignados a la terminal para transmisión de 5 daros sobre el enlace descendente. 65. Un sistema de comunicación de salida múltiple de entrada múltiple (MIMO) que utiliza muí t iplexión por división de frecuencia ortogonal (OFDM) , caracterizado porque comprende: 0 un programador que opera para recibir información de estado del canal (CSI) indicativa de estimaciones del canal por una pluralidad de terminales en el sistema de comunicación, seleccionar un conjunto de una o más terminales para la transmisión de datos sobre ? c d una de la pluralidad de bandas de frecuencia, y 188 asignar una o más terminales en cada conjunto seleccionando una pluralidad de subcanales espaciales en la banda de la frecuencia correspondiente; una estación base que opera para procesar transmisiones por una o más terminales programadas para la transmisión de datos sobre la pluralidad de subcanales espaciales de la pluralidad de bandas de frecuencia; y una pluralidad de terminales, cada terminal opera para comunicarse con la estación base vía uno o más subcanales espaciales de una o más bandas de frecuencia asignadas a la terminal cuando sea programada para la transmisión de datos para el programador.