KR20070064654A - 전력 변환 장치 - Google Patents

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Abstract

직류 전압원에 직렬 접속되어 부하(負荷)에 전력을 공급하는 2개 1세트의 주(主)회로 스위칭 소자(4u), (4x)와, 이들 각 주회로 스위칭 소자에 역(逆)병렬 접속된 환류 다이오드(5u), (5x)와, 이들 각 환류(環流) 다이오드가 차단됨에 있어서, 직류 전압원보다 작은 역전압을 각 환류 다이오드에 인가하는 역전압 인가 회로(8)를 구비하고, 역전압 인가 회로는 환류 다이오드의 역회복 시에 저전압 직류 전압 전원에 흐르는 주회로 전류를 억제하는 전류 억제 회로(10)를 구비한 것이다.
스위칭 소자, 환류 다이오드, 역전압 인가 회로, 부트스트랩 회로

Description

전력 변환 장치{POWER CONVERTER}
본 발명은 주(主)회로 스위칭 소자에 환류(環流)) 다이오드가 역병렬 접속된 구성의 전력 변환 장치에 관한 것이다.
예를 들어 인버터 장치에는, 도 1에 나타낸 바와 같이, MOSFET(Su∼Sw 및 Sx∼Sz)에 역(逆)병렬로 환류 다이오드(Du∼Dw 및 Dx∼Dz)를 접속한 구성의 것이 있다. 이 구성의 경우, MOSFET(Su∼Sw 및 Sx∼Sz)가 턴오프(turn-off)하면, 부하(負荷)(M)에 축적된 전류 에너지가 환류 다이오드(Du∼Dw 및 Dx∼Dz)를 통하여 환류한다.
이 경우, 예를 들어 환류 다이오드(Dx)에 순방향 전류(Ia)가 흐르고 있을 때에 MOSFET(Su)가 온(on)하면, 환류 다이오드(Dx)의 양단에 PN 사이 전압(소위 직류 링크 전압)이 역바이어스로서 가해지고, 도 2에 나타낸 바와 같이, 환류 다이오드(Dx)에, 잔류 전하에 의해 역방향 전류가 흐른 후에 환류 다이오드(Dx)가 차단된다. 따라서, PN 사이 전압과 역방향 전류에 의하여 환류 다이오드(Dx)에 큰 손실이 생기기 때문에, 방열기를 대형화할 필요가 있었다.
그래서, 역전압 인가 회로를 설치하고, 환류 다이오드가 차단됨에 있어서, 역전압 인가 회로로부터 환류 다이오드에 작은 역전압을 인가하여, 환류 다이오드 의 역회복이 역전압 인가 회로의 저(低)전압 직류 전압원에 의해 야기되도록 하고, 환류 다이오드에서 생기는 손실을 저감하도록 한 것이 있다. 예를 들어 일본국 공개특허 공보인 공개특허평10-327585호에 기재된 발명이 있다.
도 3은 역전압 인가 회로를 구비한 종래의 전력 변환 장치의 회로도이다. 도 3에서, 직류 전압원(1)은 3상 교류 전원을 정류(整流)하여 이루어지는 것이며, 직류 전압원(1)의 플러스 측 직류 모선(1a)과 마이너스 측 직류 모선(1b) 사이에는 평활용 콘덴서(2), 인버터 주회로(3)가 접속되어 있다. 인버터 주회로(3)는 주회로 스위칭 소자에 상당하는 MOSFET(4u∼4w, 4x∼4z)를 3상 브리지(bridge) 접속하여 이루어지는 것이며, MOSFET(4u~4w, 4x~4z)의 컬렉터와 이미터(emitter) 사이에는 환류 다이오드(5u~5w, 5x~5z)가 역병렬로 접속되고, 인버터 주회로(3)의 출력 측에는 부하(6)(예를 들어 모터)가 접속되어 있다.
또한, 인버터 주회로(3)에 대하여, 이 인버터 주회로(3)를 제어하는 제어 회로가 존재한다(후술). 이 제어 회로는 상술한 이버터 주회로(3)에 대하여 부(副)회로(보조 회로)로서 위치지어지는 것이다.
각각의 환류 다이오드(5u~5w, 5x~5z)에는 역전압 인가 회로(7)가 접속되어 있다. 이들 각 역전압 회로(7)는 직류 전압원(1)보다 전압값이 낮은 저전압 직류 전압원(8)을 갖는 것이며, MOSFET(4u~4w, 4x~4z)의 컬렉터와 이미터 사이에는 저전압 직류 전압원(8)의 전원 라인(8a, 8b)이 각각 접속되어 있다.
각 역전압 인가 회로(7)는 베이스 드라이브 회로(9)를 갖고, 베이스 드라이브 회로(9)의 전원(9a, 9b)은 저전압 직류 전압원(8)의 전원 라인(8a, 8b)에 접속 되어 있어, 스위칭 타이밍 생성 회로(도시 생략)로부터, 베이스 드라이브 회로(9)에 드라이브 신호(SGu~SGw, SGx~SGz)(도시 생략)가 출력되면, 베이스 드라이브 회로(9)가 저전압 직류 전압원(8)으로부터의 전원에 의해 구동하고, MOSFET(4u~4w, 4x~4z)를 온한다.
각 역전압 인가 회로(7)는 역전압 인가 스위칭 소자에 상당하는 MOSFET(17)를 갖고 있고, MOSFET(17)는 저전압 직류 전압원(8)의 전원 라인(8a)에 개재되어, MOSFET(4u~4w, 4x~4z)보다 내압(耐壓)이 낮은 것이 선정되어 있다. 이 MOSFET(17)는 환류 다이오드의 역회복 시에 온한다.
각 역전압 인가 회로(7)는 다이오드(13) 및 콘덴서(14)를 갖고, 이들 각 다이오드(13) 및 콘덴서(14)는 저전압 직류 전압원(8)의 전원 라인(8a)에 병렬 접속되어, MOSFET(4u~4w, 4x~4z)가 온되어 있을 때에는, 각 저전압 직류 전압원(8)으로부터 다이오드(13)를 통하여 콘덴서(14)에 충전된다. 이것에 의해 콘덴서(14)에는 베이스 드라이브 회로(18)의 구동용 전원을 충전한다. 전원 라인(8a, 8b) 사이에는 콘덴서(15)가 접속되고, 전원 라인(8a)에는 다이오드(29)가 직렬 접속되어 있다. 또한, 전원 라인(8a, 8b) 사이에는 다이오드(16)가 접속되어 있다.
베이스 드라이브 회로(18)의 전원 라인(18a, 18b)은 콘덴서(14)의 양(兩) 단자에 접속되어 있고, 인버터 주회로(3)의 A, B, C점의 전위에 기초하여 드라이브 신호를 출력하는 전위 판별 회로(도시 생략)로부터 베이스 드라이브 회로(18)에 드라이브 신호(SGru∼SGrw, SGrx∼SGrz)(도시 생략)가 출력되면, 베이스 드라이브 회로(18)가 콘덴서(14)의 충전 전력에 의해 구동하여 MOSFET(17)를 온한다. 이것에 의해, 저전압 직류 전압원(8)으로부터 MOSFET(17)를 통하여 직류 전압원(1)보다 작은 역전압이 환류 다이오드(5u∼5w 및 5x∼5z)에 인가된다.
그런데, 이와 같은 종래의 것에서는, 환류 다이오드의 역회복 시에 역전압 인가 회로(7)를 동작시키기 위해서는 인버터 주회로(3)의 A, B, C점의 전위를 검출하고, 주회로 전류의 방향을 판정할 필요가 있기 때문에 전압 검출기가 필요하게 된다.
또한, 환류 다이오드의 역회복 시에, 일시적으로 주회로의 전류가 역전압 인가 회로의 저전압 직류 전압 전원(8)에 흐르기 때문에, 보조 전원의 전압 변동이 커진다. 즉, 환류 다이오드의 역회복 시에는 환류 다이오드에 흐르고 있는 전류를 역전압 인가 회로(7)에 의해 흐르지 않도록 하기 때문에, 환류 다이오드에 흐르고 있던 전류가 일시적으로 역전압 인가 회로에 유입되고, 역전압 인가 회로의 저전압 직류 전압 전원(8)을 통하여 환류 다이오드를 바이어스하는 회로가 형성된다. 따라서, 역전압 인가 회로의 저전압 직류 전압 전원(8)의 전압 변동이 커진다. 그 결과, 역전압 인가 회로의 저전압 직류 전압 전원(8)의 전류 용량을 크게 할 필요가 있다.
본 발명은, 환류 다이오드의 역회복 시에 역전압 인가 회로의 보조 전원에 흐르는 주회로 전류를 억제하고, 또한 환류 다이오드의 역회복을 적정하게 행할 수 있는 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
또한, 본 발명은, 환류 다이오드를 흐르는 전류의 방향을 검출하기 위한 검출기를 설치하지 않고 환류 다이오드의 역회복을 적정하게 행할 수 있고, 또한 환 류 다이오드의 역회복 시에 역전압 인가 회로의 보조 전원에 흐르는 주회로 전류를 억제할 수 있는 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해, 본 발명의 전력 변환 장치는 다음 구성으로 이루어진다. 즉, 본 발명의 전력 변환 장치는, 직류 전압원에 직렬 접속되어 부하에 전력을 공급하는 2개 1세트의 주회로 스위칭 소자와, 이들 각 주회로 스위칭 소자에 역병렬 접속된 환류 다이오드와, 이들 각 환류 다이오드가 차단됨에 있어서, 직류 전압원보다 작은 역전압을 각 환류 다이오드에 인가하는 역전압 인가 회로를 구비하고, 역전압 인가 회로는, 직류 전압원보다 전압값이 낮은 보조 전원과, 환류 다이오드의 역회복 시에 온하여 주회로 스위칭 소자보다 내압(耐壓)이 낮은 역전압 인가 스위칭 소자와, 환류 다이오드보다 역회복 시간이 짧고 고속인 보조 다이오드의 직렬 접속에 의해 구성되고, 보조 전원은, 직류 전압원의 전압보다 낮은 저전압 직류 전압 전원과, 저전압 직류 전압 전원과 직렬 접속되어 환류 다이오드의 역회복 시에 저전압 직류 전압 전원에 흐르는 주회로 전류를 억제하는 전류 억제 회로와, 저전압 직류 전압 전원과 전류 억제 회로의 직렬 회로에 병렬로 접속되어 고주파역에서도 내부 임피던스(impedance)가 낮은 고주파용 콘덴서를 구비한다.
또한, 본 발명의 전력 변환 장치는, 직류 전압원에 직렬 접속되어 부하에 전력을 공급하는 2개 1세트의 주회로 스위칭 소자와, 이들 각 주회로 스위칭 소자에 역병렬 접속된 환류 다이오드와, 이들 각 환류 다이오드가 차단됨에 있어서, 직류 전압원보다 작은 역전압을 각 환류 다이오드에 인가하는 역전압 인가 회로를 구비하고, 역전압 인가 회로는, 직류 전압원보다 전압값이 낮은 보조 전원과, 환류 다이오드의 역회복 시에 온하여 주회로 스위칭 소자보다 내압이 낮은 역전압 인가 스위칭 소자와, 환류 다이오드보다 역회복 시간이 짧고 고속인 보조 다이오드의 직렬 접속에 의해 구성되고, 2개 1세트의 주회로 스위칭 소자를 서로 온 상태와 오프 상태를 전환할 때에 양 주회로 스위칭 소자를 모두 오프하는 단시간의 휴지(休止) 기간을 갖고 주회로 스위칭 소자를 전환하는 주회로 스위칭 제어 회로와, 주회로 스위칭 소자가 오프한 시점으로부터 시작되는 휴지 기간 동안에 역전압 인가 스위칭 소자를 온시켜 휴지 기간의 경과 후에 오프시키는 역전압 인가 스위칭 제어 회로를 구비한다.
도 1은 종래의 인버터 회로의 일례를 나타내는 회로도.
도 2는 환류 다이오드의 역회복 특성을 나타내는 전류 파형도.
도 3은 종래의 전력 변환 장치의 일례를 나타내는 회로도.
도 4는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 전력 변환 장치의 회로도.
도 5는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로의 주요부의 회로도.
도 6은 본 발명의 제 1 및 제 7 실시예에서의 전류 억제 회로의 회로도.
도 7은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로의 주요부의 회로도.
도 8은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회 로의 주요부의 회로도.
도 9는 본 발명의 제 4 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로의 주요부의 회로도.
도 10은 본 발명의 제 5 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로의 주요부의 회로도.
도 11은 일반적인 파워 MOSFET의 소자 특성의 온 저항과 역회복 시간의 경향 곡선의 그래프.
도 12는 본 발명의 제 6 실시예에 따른 전력 변환 장치의 회로도.
도 13은 본 발명의 제 6 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로의 주요부의 회로도.
도 14는 본 발명의 제 6 실시예에서의 주회로 스위칭 제어 회로로부터의 게이트 구동 신호 및 역전압 인가 스위칭 제어 회로로부터의 게이트 구동 신호의 설명도.
도 15는 본 발명의 제 7 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로의 주요부의 회로도.
도 16은 본 발명의 제 8 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로의 주요부의 회로도.
도 17은 본 발명의 제 9 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로의 주요부의 회로도.
도 18은 본 발명의 제 10 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로의 주요부의 회로도.
도 19는 본 발명의 제 11 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로의 주요부의 회로도.
도 20의 (a) 및 도 20의 (b)는 본 발명의 제 11 실시예에서의 플러스 측의 주회로 스위칭 소자의 게이트 구동 신호의 펄스 결손 설명도.
도 21은 본 발명의 제 12 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로의 주요부의 회로도.
도 22는 본 발명의 제 13 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로의 주요부의 회로도.
도 23은 본 발명의 제 14 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로의 주요부의 회로도.
이하, 도 4 내지 도 23을 참조하여, 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 각 실시예에 대해서 상세하게 설명한다.
(제 1 실시예)
도 4는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 전력 변환 장치의 회로도이다. 이 제 1 실시예는 도 3에 나타낸 종래예에 대하여, 역전압 인가 회로(7) 내에, 환류(環流) 다이오드(5(5u, 5v, 5w, 5x, 5y, 5z)의 역회복 시에 저전압 직류 전압 전원(8)에 흐르는 주(主)회로 전류를 억제하는 전류 억제 회로(10)를 추가하여 설치하고, 저전압 직류 전압 전원(8)과 전류 억제 회로(10)의 직렬 회로에 병렬로 고주파역에 서도 내부 임피던스(impedance)가 낮은 고주파용 콘덴서(15A)를 접속한 것이다. 도 3과 동일한 요소에는 동일한 부호를 첨부하고 중복하는 설명은 생략한다.
도 4에 있어서, 인버터 주회로(3)의 A점의 전압이 검출되고, 환류 다이오드(5u)의 역회복을 행하는 상태인 것이 판정되면, 베이스 드라이브 회로(18)에 드라이브 신호가 출력되어 MOSFET(17)가 온(on)한다. 이것에 의해, 전원 라인(8a)을 통하여 환류 다이오드(5u)에 역전압이 인가되어 환류 다이오드(5u)에 흐르는 전류가 감소한다.
그렇게 하면, 부하(負荷)(6)로부터 환류 다이오드(5u)를 경유하여 직류 전압 전원의 P측에 흐르고 있던 주회로 전류는 역전압 인가 회로(7)에 유입된다. 역전압 인가 회로에 유입된 주회로 전류는 저전압 직류 전압 전원(8)과 고주파용 콘덴서(15A)에 유입되지만, 저전압 직류 전압 전원(8)에는 전류 억제 회로(10)가 직렬 접속되어 있기 때문에, 저전압 직류 전압 전원(8)에 흐르는 전류는 억제되고, 고주파용 콘덴서(15A) 쪽으로 흐른다. 따라서, 저전압 직류 전압 전원에 흐르는 주회로 전류를 억제할 수 있어, 정(定)전압 전원의 전류 용량을 크게 할 필요가 없어진다. 또한, 환류 다이오드(5u)를 역회복하는데 필요한 전류를 단시간 흐르게 할 수 있어, 상보 관계에서 온·오프하는 2개 1세트의 주회로 스위칭 소자(4u, 4x)의 온·오프를 전환할 때의 휴지 기간을 길게 할 필요가 없다. 따라서, 휴지 기간에 의해 생기는 전력 변환 장치의 제어 품질의 열화(파형 열화) 등도 억제할 수 있다.
도 5는 제 1 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로(7)의 주요부의 회로도이다. 또한, 도 5에서는 베이스 드라이브 회로(9, 18) 등의 기재를 생략하고 있다. 직류 전압원(1)은 예를 들어 3상 교류 전원을 정류(整流)하여 평활 콘덴서(2)로 평활함으로써 얻을 수 있다. 직류 전압원(1)으로부터는 플러스 측 직류 모선(1a) 및 마이너스 측 직류 모선(1b)이 연장되고, 플러스 측 직류 모선(1a)과 마이너스 측 직류 모선(1b) 사이에 주회로 스위칭 소자(4u, 4x)인 2개의 MOSFET가 직렬 접속되어 있다.
이들 플러스 측의 주회로 스위칭 소자(4u)와 마이너스 측의 주회로 스위칭 소자(4x)의 양쪽에는 각각 환류 다이오드(5u, 5x)가 내재되어 있다. 플러스 측 주회로 스위칭 소자(4u)와 마이너스 측 주회로 스위칭 소자(4x) 사이로부터는, 부하에 접속되어 있는 부하 단자(11)가 취출되고, 또한, 주회로 스위칭 소자(4)의 드레인 단자와 소스 단자 사이(환류 다이오드(5)의 캐소드 단자와 애노드 단자 사이)에 역전압 인가 회로(7)가 접속되어 있다.
역전압 인가 회로(7)는 직류 전압원(1)보다 전압값이 낮은 보조 전원(12)과, 주회로 스위칭 소자(4)보다 내압(耐壓)이 낮은 역전압 인가 스위칭 소자(17)와, 환류 다이오드(5)보다 역회복 시간이 짧고 고속인 보조 다이오드(16)의 직렬 접속에 의해 구성된다.
보조 전원(12)은 직류 전압원의 전압의 약 1/4보다 낮은 저전압 직류 전압 전원(8)과, 전류 억제 회로(10)로서의 저항기와, 고주파역에서도 내부 임피던스가 낮은 고주파용 콘덴서(15A)를 직렬 접속함으로써 구성되어 있다.
여기서, 고주파용 콘덴서(15A)는 평활용 전해 콘덴서 등이 아니고, 세라믹 콘덴서나 필름 콘덴서 등의 고주파용 콘덴서를 사용한다. 또한, 전류 억제 회로 (10)로서의 저항기는, 예를 들어 프린트 배선 기판의 구리 포일 패턴의 배선 저항이나 구리선이나 구리판 등의 배선 저항을 사용할 수도 있다. 또한, 예를 들어 도 6에서 나타내는 바와 같은 정전류 회로를 사용할 수도 있다.
도 5의 구성에 있어서, 고주파용 콘덴서(15A)와 역전압 인가 스위칭 소자(17)와 보조 다이오드(16)와 환류 다이오드(5)를 연결한 방전 경로는 가능한 한 짧게 배선하여, 인덕턴스가 적어지도록 구성한다.
이와 같이 구성된 제 1 실시예에서, 고주파역에서도 내부 임피던스가 낮은 고주파용 콘덴서(15A)를 사용하였기 때문에, 이 고주파용 콘덴서(15A)로부터의 전하 방전은 고속도로 실행되어, 환류 다이오드(5)를 역회복할 시에 흐르는 전류의 상승 시간을 짧게 할 수 있고, 최대 전류도 높아진다. 또한, 전류 억제 회로(10)의 작용도 상승(相乘)하고, 이와 같은 임펄스(impulse) 형상의 전류가 직접 저전압 직류 전압 전원(8)에 흐르지 않고, 보다 평균적인 파형의 전류가 저전압 직류 전압 전원(8)에 흐른다.
제 1 실시예에 의하면, 환류 다이오드(5)를 역회복하는데 필요한 전류를 단시간에 흐르게 할 수 있어, 휴지 기간을 길게 할 필요가 없기 때문에, 상보 관계로 온·오프하는 2개 1세트의 주회로 스위칭 소자(4u, 4x)의 온·오프를 전환할 때, 휴지 기간에 의해 생기는 전력 변환 장치의 제어 품질의 열화(파형 열화) 등도 억제할 수 있다.
또한, 환류 다이오드(5)에 역회복 전류를 공급하고 있는 시간 동안은 주회로 전류(부하 전류)도 역전압 인가 회로(7) 내를 통과하게 되고, 주회로 전류에 의한 손실도 증가하게 되기 때문에, 가능한 한 신속하게 환류 다이오드(5)의 역회복이 완료되는 것이 바람직하지만, 그 요청도 달성할 수 있다. 또한, 저전압 전류 전압 전원(8)에 대한 부담도 경감되기 때문에, 저전압 직류 전압 전원(8)이 낮은 전류 용량의 전원이면 되어, 저전압 직류 전압 전원(8)의 내부 발열도 경감된다.
(제 2 실시예)
도 7은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로(7)의 주요부의 회로도이다. 이 제 2 실시예는 도 4에 나타낸 제 1 실시예에 대하여, 저전압 직류 전압 전원(8)은 주회로 스위칭 소자(4)의 구동용 전원으로서 사용하도록 한 것이다.
도 7에 있어서, 주회로 스위칭 소자(4)의 베이스 드라이브 회로(9)는 게이트 구동용 앰프(amplifier)(27)와 게이트 저항(19)으로 이루어지고, 게이트 구동용 앰프(27)는 저전압 직류 전압 전원(8)으로부터 전력을 얻어 게이트 저항(19)을 통하여, 주회로 스위칭 소자(4)의 게이트 구동 신호로서 주회로 스위칭 소자(4)의 게이트 단자에 입력한다. 도 7에서는 전류 억제 회로(10)로서 저항기를 사용한 경우를 나타내고 있다.
전류 억제 회로(10)의 전류 억제 작용과 고주파용 콘덴서(15A)의 고주파 임피던스의 저감 작용에 의해, 저전압 직류 전압 전원(8)에는 환류 다이오드(5)에 역회복에 따른 임펄스 형상의 전류가 흐르지 않게 되기 때문에, 환류 다이오드(5)의 역회복 시에도 저전압 직류 전압 전원(8)의 전압 변동이 매우 적어진다.
제 2 실시예에 의하면, 저전압 직류 전압 전원(8)의 전압 변동이 적어져 안 정화되기 때문에, 주회로 스위칭 소자(4)의 베이스 드라이브 회로(9)에 전원을 공급하여도, 환류 다이오드(5)의 역회복 시에도 전원 전압 변동 등의 악영향을 방지할 수 있다. 또한, 저전압 직류 전압 전원(8)과 베이스 드라이브 회로(9) 전원의 전원 공유화에 의해, 회로의 간소화를 도모할 수 있다.
(제 3 실시예)
도 8은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로(7)의 주요부의 회로도이다. 이 제 3 실시예는 도 4에 나타낸 제 1 실시예에 대하여, 2개 1세트의 주회로 스위칭 소자(4u∼4w, 4x∼4z) 중, 직류 전원의 마이너스 측에 접속된 쪽의 주회로 스위칭 소자(4x∼4z)에만 역전압 인가 회로(7)를 구비하도록 한 것이다. 도 8에서는 3상 인버터로서 사용하는 경우의 전력 변환 장치를 나타내고 있다.
도 8에 있어서, 직류 전압원(1)으로부터는 플러스 측 직류 모선(1a) 및 마이너스 측 직류 모선(1b)이 연장되고, 플러스 측 직류 모선(1a)과 마이너스 측 직류 모선(1b) 사이에, 플러스 측 주회로 스위칭 소자(4u∼4w)에 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)를 적용하고, 마이너스 측 주회로 스위칭 소자(4x∼4z)에 MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor)를 적용한다.
마이너스 측 주회로 스위칭 소자(4x∼4z)에는 환류 다이오드(5x∼5z)가 내재되어 있는 MOSFET를 사용하는 것에 대하여, 플러스 측 주회로 스위칭 소자(4u∼4w)에는 환류 다이오드(5u∼5w)가 내재 하지 않는 IGBT를 사용하기 때문에, 플러스 측 주회로 스위칭 소자(4u∼4w)에, 역회복 시간이 짧고 역회복 손실의 적은 환류 다이 오드(5u∼5w)를 병렬로 접속한다. 따라서, 플러스 측 주회로 스위칭 소자(4u∼4w)에는 역전압 인가 회로(7)를 필요로 하지 않는다.
즉, 마이너스 측 주회로 스위칭 소자(4x∼4z)에는 역전압 인가 회로(7)가 접속되어 있지만, 플러스 측 주회로 스위칭 소자(4u)에는 역전압 인가 회로(7)는 접속되어 있지 않다. 마이너스 측 주회로 스위칭 소자(4x∼4z)의 역전압 인가 회로(7)는 저전압 직류 전압 전원(8)이 3상분의 회로에 대하여, 공통으로 1개만 적용되어 있다. 이것은 x상∼z상의 역전압 인가 회로(7)의 한쪽 전원 라인은 직류 전압원(1)의 마이너스 측 직류 모선(1b)과 공용화할 수 있기 때문이다.
제 3 실시예에 의하면, 마이너스 측 주회로 스위칭 소자(4x∼4z)에만, 역전압 인가 회로(7)를 적용하였기 때문에, 3상분의 회로에 대하여 저전압 직류 전압 전원(8)을 각 상마다 준비할 필요가 없고, 각 상 공통으로 1개만으로도 충분하다. 또한, 저전압 직류 전압 전원(8)이 1개만으로도 충분하기 때문에, 회로의 간소화를 도모할 수 있다.
(제 4 실시예)
도 9는 본 발명의 제 4 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로(7)의 주요부의 회로도이다. 이 제 4 실시예는 제 4 도면에 나타낸 제 1 실시예에 대하여, 주회로 스위칭 소자(4)의 출력 전압의 시간적 급변을 억제하도록 주회로 스위칭 소자(4)의 구동 신호의 전압을 조정하는 전압 변화율 억제 회로(20)를 설치한 것이다.
도 9에 있어서, 전압 변화율 억제 회로(20)는 전압 변화율 억제용 콘덴서 (21)와 전압 변화율 억제용 저항기(22)를 직렬 접속하여 구성되고, 주회로 스위칭 소자(4)의 드레인 단자와 주회로 스위칭 소자(4)의 게이트 단자 사이에 접속되어 있다.
환류 다이오드의 역회복 시에는, 역전압 인가 회로(7)의 동작에 의해 환류 다이오드(5)가 급속하게 오프한다. 따라서, 주회로 스위칭 소자(4)의 드레인-소스간 전압의 시간적 변화율이 커진다. 그래서, 주회로 스위칭 소자(4)의 드레인 전압이 급격하게 저하되기 시작하면, 전압 변화율 억제 회로(20)의 작용에 의해 주회로 스위칭 소자(4)의 게이트 전압을 내리고, 결과적으로, 주(主)스위칭 소자의 온 속도를 완화한다.
제 4 실시예에 의하면, 주스위칭 소자(4)의 온 속도가 완화되기 때문에 주회로 스위칭 소자(4)의 전압 변화율이 억제되고, 전자 방해파(노이즈)의 발생이 억제된다.
(제 5 실시예)
도 10은 본 발명의 제 5 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로(7)의 주요부의 회로도이다. 이 제 5 실시예는 도 4에 나타낸 제 1 실시예에 대하여, 주회로 스위칭 소자(4)로서는 온 저항의 저하를 우선하여 설계된 MOSFET를 사용하고, 주회로 스위칭 소자(4)에 바이폴러 소자(23)를 병렬 접속한 것이다. 이 바이폴러 소자(23)는 주회로 스위칭 소자(4)와 거의 동시에 온하고, 주회로 스위칭 소자(4)가 오프하는 것보다 약간 빨리 오프하는 것이다.
도 10에 있어서, 주회로 스위칭 소자(4)에 병렬로 바이폴러 소자(23)를 접속 한다. 게이트 신호 지연 회로(24)는 원래 게이트 신호를 받아 주회로 스위칭 소자 게이트(4)로의 구동 신호와, 바이폴러 소자(23)로의 베이스 구동용 신호로 나누고, 주회로 스위칭 소자(4)의 게이트 구동 신호의 오프 타이밍을 바이폴러 소자(23)의 베이스 구동용 신호의 오프 타이밍보다 약간 늦춘다.
주회로 스위칭 소자(4)로의 게이트 구동 신호는, 베이스 드라이브 회로(9)의 게이트 구동용 앰프(27) 및 게이트 저항(19)을 통하여 주회로 스위칭 소자 게이트(4)에 입력된다. 동일하게, 바이폴러 소자(23)로의 베이스 구동용 신호는 베이스 드라이브 회로(25)의 게이트 구동용 앰프(28) 게이트 저항(26)을 통하여 바이폴러 소자(23)에 입력된다.
도 11은 일반적인 파워 MOSFET의 소자 특성의 온 저항과 역회복 시간의 경향 곡선을 나타내고 있다. 도 11에서, 온 저항이 작아지도록 MOSFET를 설계하면 역회복 시간은 길어져, 결과적으로, 역회복에 기인하는 손실도 커지고, 반대로 온 저항이 커지도록 MOSFET를 설계하면 역회복 시간은 짧아져, 결과적으로, 역회복에 기인하는 손실도 작아지는 경향을 나타낸다.
그래서, 제 5 실시예에서는, 주회로 스위칭 소자(4)에 사용하는 파워 MOSFET에, 온 저항이 우선적으로 낮게 설계된 것을 적용하고, 주회로 스위칭 소자(4)와 거의 동시에 온하여 주회로 스위칭 소자(4)가 오프하는 것보다 약간 빨리 오프하는 바이폴러 소자(23)를 병렬 접속한다.
이것으로부터, 축적 시간을 갖는 바이폴러 소자(23)와의 병렬 운전을 실현할 수 있다. 온 시는, 저저항의 바이폴러 소자(23)에 많은 전류가 흐르기 때문에 온 손실의 저감을 도모할 수 있다. 또한, 턴오프 시에는 바이폴러 소자(23)의 오프 타이밍이 약간 빨라져, 축적 시간을 갖는 바이폴러 소자(23)가 완전히 오프한 후에, 주회로 스위칭 소자(4)가 오프하기 때문에, 턴오프 손실도 적게 할 수 있다.
제 5 실시예에 의하면, 파워 반도체의 칩 면적을 적게 하고, 또한, 발생 손실을 저감할 수 있어, 저비용으로 고효율인 전력 변환 장치를 실현할 수 있다.
(제 6 실시예)
다음으로, 도 12는 본 발명의 제 6 실시예에 따른 전력 변환 장치의 회로도이다. 이 제 6 실시예는 도 3에 나타낸 종래예에 대하여, 2개 1세트의 주회로 스위칭 소자(4u∼4w, 4x∼4z)를 서로 온 상태와 오프 상태를 전환할 때에 양(兩) 주회로 스위칭 소자(4u∼4w, 4x∼4z)를 모두 오프하는 단시간의 휴지 기간을 만들어 전환하는 주회로 스위칭 제어 회로(30)와, 주회로 스위칭 소자(4u∼4w, 4x∼4z)가 오프한 시점으로부터 시작되는 휴지 기간 중에 역전압 인가 스위칭 소자(17)를 온시켜 휴지 기간의 경과 후에 오프시키는 역전압 인가 스위칭 제어 회로(31)를 설치한 것이다. 도 3과 동일 요소에는 동일한 부호를 첨부하여 중복하는 설명은 생략한다.
도 12에 있어서, 주회로 스위칭 제어 회로(30)는 주회로 스위칭 소자(4u∼4w, 4x∼4z)의 온·오프 지령을 출력하는 것이며, 세트로 되는 주회로 스위칭 소자(4u∼4w, 4x∼4z)와 상보 관계로 온·오프 지령을 출력한다. 도 12에서는 주회로 스위칭 제어 회로(30)는, 주회로 스위칭 소자(4u)에만 접속된 것을 나타내고 있지만, 그 외의 주회로 스위칭 소자(4v∼4z)에도 접속된다.
주회로 스위칭 제어 회로(30)는, 예를 들어 세트로 되는 주회로 스위칭 소자(4u)와 주회로 스위칭 소자(4x)에 대하여, 주회로 스위칭 소자(4x)가 오프로 되면 주회로 스위칭 소자(4u)에 온 지령을 출력하고, 주회로 스위칭 소자(4x)가 온으로 되면 주회로 스위칭 소자(4u)에 오프 지령을 출력한다.
그 때에, 양 주회로 스위칭 소자(4u, 4x)를 모두 오프하는 단시간의 휴지 기간을 갖고 있고, 주회로 스위칭 제어 회로(30)는 그 휴지 기간 동안에 주회로 스위칭 소자(4u)를 온 상태로 전환한다.
역전압 인가 회로(7)의 역전압 인가 스위칭 제어 회로(31)는, 주회로 스위칭 소자(4u)가 오프한 시점으로부터 시작되는 휴지 기간 중에, 역전압 인가 스위칭 소자(17)를 온시켜 역전압 인가 회로(7)를 동작시킨다. 그리고, 휴지 기간의 경과 후에 역전압 인가 스위칭 소자(17)를 오프시켜, 역전압 인가 회로(7)의 동작을 정지한다. 이것에 의해, 주회로에 흐르는 주회로 전류의 방향에 관계없이, 역전압 인가 회로(7)를 적절하게 작동시킬 수 있고, 전류의 방향을 검출하는 검출기 등이 불필요해진다.
도 13은 제 6 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로(7)의 주요부의 회로도이다. 직류 전압원(1)은 예를 들어 3상 교류 전원을 정류하여 평활 콘덴서(2)로 평활함으로써 얻을 수 있다. 직류 전압원(1)으로부터는 플러스 측 직류 모선(1a) 및 마이너스 측 직류 모선(1b)이 연장되고, 플러스 측 직류 모선(1a)과 마이너스 측 직류 모선(1b) 사이에, 주회로 스위칭 소자(4u, 4x)에 상당하는 2개의 MOSFET가 직렬 접속되어 있다. 이들 플러스 측의 주회로 스위칭 소자 (4u)와 마이너스 측의 주회로 스위칭 소자(4x)의 양쪽에는 각각 환류 다이오드(5u, 5x)가 내재되어 있다. 플러스 측의 주회로 스위칭 소자(4u)와 마이너스 측의 주회로 스위칭 소자(4x) 사이로부터는 부하에 접속되어 있는 부하 단자(11)가 취출되어 있다.
역전압 인가 회로(7a, 7b)는 주회로 스위칭 소자(4u, 4x)의 드레인 단자와 소스 단자 사이에 접속되어 있다. 즉, 환류 다이오드(5u, 5x)의 캐소드 단자와 환류 다이오드(5u, 5x)의 애노드 단자 사이에 역전압 인가 회로(7a, 7b)가 접속되어 있다.
역전압 인가 회로(7a, 7b)는 직류 전압원(1)보다 전압값이 낮은 정전압 직류 전원(8a, 8b)을 갖는 보조 전원(12a, 12b)과, 주회로 스위칭 소자(4u, 4x)보다 내압이 낮은 역전압 인가 스위칭 소자(17a, 17b)와, 환류 다이오드(5u, 5x)보다 역회복 시간이 짧고 고속인 보조 다이오드(29a, 29b)의 직렬 접속에 의해 구성된다. 주회로 스위칭 소자(4u, 4x)의 게이트 단자에는 주회로 스위칭 제어 회로(30)로부터 베이스 드라이브 회로(9a, 9b)를 통하여 주회로 스위칭 소자(4u, 4x)의 게이트 구동 신호(g1a, g1b)가 입력된다. 또한, 역전압 인가 스위칭 소자(17a, 17b)의 게이트 단자에는 역전압 인가 스위칭 제어 회로(31)로부터 베이스 드라이브 회로(18a, 18b)를 통하여 역전압 인가 스위칭 소자(17)의 게이트 구동 신호(g2a, g2b)가 입력된다.
도 14는 주회로 스위칭 제어 회로(30)로부터의 게이트 구동 신호(g1) 및 역전압 인가 스위칭 제어 회로(31)로부터의 게이트 구동 신호(g2)의 설명도이다. 게 이트 구동 신호(g1a)는 플러스 측 주회로 스위칭 소자(4u)의 게이트 단자에 입력되는 게이트 구동 신호, 게이트 구동 신호(g1b)는 마이너스 측 주회로 스위칭 소자(4x)의 게이트 단자에 입력되는 게이트 구동 신호, 게이트 구동 신호(g2b)는 역전압 인가 스위칭 소자(17)의 게이트 단자에 입력되는 게이트 구동 신호이다.
도 14에 있어서, 시점(t1)에서 마이너스 측 주회로 스위칭 소자(4x)의 게이트 구동 신호(g1b)가 오프 지령 상태로 된 후, 플러스 측 주회로 스위칭 소자(4u)의 게이트 구동 신호(g1a)가 시점(t3)에서 온 지령 상태로 될 때까지 동안의 휴지 기간(T)에, 시점(t2)에서 마이너스 측 역전압 인가 스위칭 소자(17b)의 게이트 구동 신호(g2b)를 온 지령 상태로 하고, 휴지 기간(T) 경과 후의 시점(t4)에서 오프 지령 상태로 한다. 또한, 도시 생략 하지만, 플러스 측 역전압 인가 스위칭 소자(4u)의 게이트 구동 신호(g2a)에 대해서도 동일하게 온·오프의 타이밍을 부여한다.
다음으로, 동작을 설명한다. 부하 단자(11)가 마이너스 측 직류 모선(1b)에 접속되어 있는 상태로부터, 플러스 측 직류 모선(1a)에 접속되어 있는 상태로 스위칭하는 경우에 대해서 설명한다. 이 경우, 우선, 부하 전류가 부하 단자(11)에 부하 측으로부터 유입 시에는, 마이너스 측 주회로 스위칭 소자(4x)의 게이트 구동 신호(g1b)가 오프 지령 상태로 스위칭하면, 그 직후에 마이너스 측 주회로 스위칭 소자(4x)가 오프로 되어, 바로 부하 전류는 플러스 측 환류 다이오드(5u)를 통하여 플러스 측 직류 모선(1a)에 유입된다.
이 때, 부하 단자(11)의 전위 상태는 플러스 측 직류 모선(1a)에 접속되어 있는 상태로 되어 있다. 이 상태에서는, 마이너스 측 주회로 스위칭 소자(4x)의 드레인 단자, 즉 마이너스 측 보조 다이오드(29b)의 캐소드 단자의 전위도 플러스 측 직류 모선(1a)에 접속되어 있는 상태로 되어 있다. 한편, 마이너스 측 정전압 직류 전압원(8b)은 직류 전압원(1)보다 전압값이 낮기 때문에 마이너스 측 보조 다이오드(29b)에는 역전압이 인가되어 있고, 마이너스 측 역전압 인가 스위칭 소자(17b)를 온 상태로 하여도 역전압 인가 회로(7b)에는 전류는 흐르지 않는다.
이 경우, 마이너스 측 역전압 인가 스위칭 소자(17b)를 온 상태로 하는 타이밍은 너무 지나치게 빠르면, 마이너스 측 주회로 스위칭 소자(4x)가 완전히 오프되지 않는 경우가 있어, 보조 전원(12b)을 단락하게 된다. 그렇게 되면, 직류 전압원(1)보다 전압값이 낮기는 하지만 여분의 손실이 발생하여 바람직하지 않다. 그래서, 마이너스 측 역전압 인가 스위칭 소자(17)를 온 상태로 하는 타이밍(도 14의 시점(t2))은 마이너스 측 주회로 스위칭 소자(4x)가 완전히 오프한 후의 타이밍으로 한다.
다음으로, 부하 전류가 부하 단자(11)로부터 부하 측으로 유출할 때에는, 마이너스 측 주회로 스위칭 소자(4x)의 게이트 구동 신호(g1b)가 오프 지령 상태로 스위칭하여도 마이너스 측 환류 다이오드(5x)가 순방향으로 전류를 계속 흐르게 한다. 따라서, 부하 단자(11)의 전위 상태는 여전히 마이너스 측 직류 모선(1b)에 접속된 채의 상태로 되어 있다. 이 상태에서는, 마이너스 측 보조 다이오드(29b)에는 역전압이 인가되어 있지 않고, 마이너스 측 역전압 인가 스위칭 소자(17b)를 온 상태로 함으로써 보조 전원(12b)의 저압 직류 전압원(8b)으로부터 전류가 흐른 다.
이것에 의해, 역전압 인가 회로(7b)로부터 마이너스 측 환류 다이오드(5x)에 역회복 전류를 유입함으로써, 마이너스 측 환류 다이오드(5x)를 오프 상태로 할 수 있다. 그 후, 휴지 기간(T)의 경과 후, 플러스 측 주회로 스위칭 소자(4u)가 온 상태가 되어, 비로소, 부하 단자(11)의 전위 상태는 플러스 측 직류 모선(1a)에 접속된 상태로 된다.
이 경우, 마이너스 측 역전압 인가 스위칭 소자(17b)를 온 상태로 하는 타이밍은 너무 지나치게 늦으면, 마이너스 측 환류 다이오드(5x)에 역회복 전류를 유입하기 위한 시간이 부족하고, 마이너스 측 환류 다이오드(5x)가 충분히 역회복할 수 없다. 그래서, 마이너스 측 역전압 인가 스위칭 소자(17b)를 온 상태로 하는 타이밍은 마이너스 측 환류 다이오드(5x)가 역전압 인가 회로(7b)로부터의 역회복 전류에 의해 역회복할 수 있는데 필요한 시간을 확보할 수 있는 타이밍으로 한다.
이와 같이, 역전압 인가 스위칭 소자(17)를 온 상태로 하는 타이밍은 지나치게 빠르거나 지나치게 늦어도 문제가 있어, 이들의 균형을 고려하여 정한다. 또한, 이들의 균형에 의해, 휴지 기간(T)을 다소 길게 설정하도록 할 수도 있다.
제 6 실시예에 의하면, 주회로 전류(부하 전류)의 방향에 관계없이 일률적인 타이밍으로 역전압 인가 회로(7)를 적절하게 작동시킬 수 있기 때문에, 주회로 전류의 방향을 검출하는 검출기 등이 불필요해져, 제어 기구를 간략화할 수 있다.
(제 7 실시예)
도 15는 제 7 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로(7)의 주요부의 회로도이다. 이 제 7 실시예는 도 13에 나타낸 제 6 실시예에 대하여, 보조 전원(12a, 12b)은 직류 전압원(1)의 전압보다 낮은 저전압 직류 전압 전원(8a, 8b)과, 저전압 직류 전압 전원(8a, 8b)과 직렬 접속되어 환류 다이오드의 역회복 시에 저전압 직류 전압 전원(8a, 8b)에 흐르는 주회로 전류를 억제하는 전류 억제 회로(10a, 10b)와, 저전압 직류 전압 전원(8a, 8b)과 전류 억제 회로(10a, 10b)의 직렬 회로에 병렬로 접속되어 고주파역에서도 내부 임피던스가 낮은 고주파용 콘덴서(32a, 32b)를 설치한 것이다.
도 15에 있어서, 보조 전원(12a, 12b)은 직류 전압원(1)의 전압의 약 1/4보다 낮은 저압 직류 전압 전원(8a, 8b)과, 전류 억제 회로(10a, 10b)로서의 저항기와, 고주파역에서도 내부 임피던스가 낮은 고주파용 콘덴서(32a, 32b)를 직렬 접속함으로써 구성한다.
여기서, 고주파용 콘덴서(32a, 32b)는 평활용 전해 콘덴서 등이 아니고, 세라믹 콘덴서나 필름 콘덴서 등의 고주파용 콘덴서를 사용한다. 또한, 전류 억제 회로(10a, 10b)로서의 저항기는, 예를 들어 프린트 배선 기판의 구리 포일 패턴의 배선 저항이나 구리선이나 구리판 등의 배선 저항을 대용할 수도 있다. 또한, 도 6에서 나타낸 바와 같은 정전류 회로로 치환하여 형성할 수도 있다. 도 15의 구성에서, 고주파용 콘덴서(32a, 32b)와 역전압 인가 스위칭 소자(17a, 17b)와 보조 다이오드(29a, 29b)와 환류 다이오드(5u, 5x)를 연결한 방전 경로는 가능한 한 짧게 배선하고, 인덕턴스가 적어지도록 구성한다.
이와 같이 구성된 제 7 실시예에 있어서, 고주파역에서도 내부 임피던스가 낮은 고주파용 콘덴서(32a, 32b)를 사용하였기 때문에, 이 고주파용 콘덴서(32a, 32b)로부터의 전하 방전은 고속도로 실행되고, 환류 다이오드(5u, 5x)를 역회복할 때에 흐르는 전류의 상승 시간을 짧게 할 수 있어 최대 전류도 높아진다. 또한, 전류 억제 회로(10a, 10b)의 작용도 상승하여, 이와 같은 임펄스 형상의 전류가 직접 저압 직류 전압 전원(8a, 8b)에 흐르지 않고, 보다 평균적인 파형의 전류가 저압 직류 전압 전원(8a, 8b)에 흐른다.
제 6 실시예에 의하면, 제 6 실시예의 효과에 더하여, 환류 다이오드(5u, 5x)를 역회복하는데 필요한 전류를 단시간에 흐르게 할 수 있어, 휴지 기간을 길게 할 필요가 없기 때문에, 휴지 기간에 의해 생기는 전력 변환 장치의 제어 품질의 열화(파형 열화) 등도 억제할 수 있다. 또한, 환류 다이오드(5u, 5x)에 역회복 전류를 공급하고 있는 시간 동안은, 주회로 전류(부하 전류)도 역전압 인가 회로(7) 내를 통과하게 되어, 주회로 전류에 의한 손실도 증가하게 되기 때문에, 가능한 한 신속하게 환류 다이오드(5u, 5x)의 역회복이 완료되는 것이 바람직하지만, 그 요청도 달성할 수 있다. 또한, 저전압 직류 전압 전원(8a, 8b)에 대한 부담도 경감하기 때문에, 저전압 직류 전압 전원(8a, 8b)이 낮은 전류 용량의 전원이면 되어, 저전압 직류 전압 전원(8a, 8b)의 내부 발열도 경감된다.
(제 8 실시예)
도 16은 본 발명의 제 8 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로(7)의 주요부의 회로도이다. 이 제 8 실시예는 제 6 실시예에 대하여, 저전압 직류 전압 전원(8)은 주회로 스위칭 소자(4)의 구동용 전원으로서 사용하도록 한 것이다.
도 16에 있어서, 주회로 스위칭 소자(4)의 베이스 드라이브 회로(9)는 게이트 구동용 앰프(27)와 게이트 저항(19)으로 이루어지고, 게이트 구동용 앰프(27)는 저전압 직류 전압 전원(8)으로부터 전력을 얻어 게이트 저항(19)을 통하여, 주회로 스위칭 소자(4)의 게이트 구동 신호로서 주회로 스위칭 소자(4)의 게이트 단자에 입력한다. 도 16에서는 전류 억제 회로(10)로서 저항기를 사용한 경우를 나타내고 있다. 또한, 주회로 스위칭 제어 회로(30)는 베이스 드라이브 회로(9)의 게이트 구동용 앰프(27)에 온·오프 지령을 출력하여 주회로 스위칭 소자(4)를 온·오프 제어하고, 역전압 인가 스위칭 제어 회로(31)는 베이스 드라이브 회로(18)를 통하여 역전압 인가 스위칭 소자(17)에 온·오프 지령을 출력한다.
도 16의 구성에서는, 전류 억제 회로(10)의 전류 억제 작용과 고주파용 콘덴서(32)의 고주파 임피던스의 저감 작용에 의해, 저전압 직류 전압 전원(8)에는 환류 다이오드(5)에 역회복에 따른 임펄스 형상의 전류가 흐르지 않게 되기 때문에, 환류 다이오드(5)의 역회복 시에도 저전압 직류 전압 전원(8)의 전압 변동이 매우 적어진다.
제 8 실시예에 의하면, 제 6 실시예의 효과에 더하여, 저압 직류 전압 전원(8a, 8b)의 전압 변동이 적어져 안정화되기 때문에, 주회로 스위칭 소자(4)의 베이스 드라이브 회로(9)에 전원을 공급하여도, 환류 다이오드(5)의 역회복 시에 전원 전압 변동 등의 악영향을 방지할 수 있다. 또한, 저전압 직류 전압 전원(8)과 베이스 드라이브 회로(9) 전원의 전원 공유화에 의해, 회로의 간소화를 도모할 수 있 다.
(제 9 실시예)
도 17은 본 발명의 제 9 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로(7)의 주요부의 회로도이다. 이 제 9 실시예는 제 6 실시예에 대하여, 역전압 인가 스위칭 소자(17)의 구동 전원은 주회로 스위칭 소자(4)의 구동 전원으로부터 부트스트랩(bootstrap) 회로(33)에 의해 공급되도록 한 것이다.
도 17에 있어서, 역전압 인가 스위칭 소자(17)의 베이스 드라이브 회로(18)는 게이트 구동용 앰프(34)와 게이트 저항(35)으로 구성되고, 저압 직류 전압 전원(8)으로부터 부트스트랩 회로(33)에 의해 전력을 얻도록 하고 있다. 부트스트랩 회로(33)는 부트스트랩 다이오드(36)와 부트스트랩 콘덴서(37)로 구성된다.
그리고, 역전압 인가 스위칭 소자(17)의 베이스 드라이브 회로(18)는 역전압 인가 스위칭 제어 회로(31)로부터의 지령에 대하여, 부트스트랩 회로(33)에 의해 전력을 얻고, 역전압 인가 스위칭 소자(17)의 게이트 구동 신호로서 역전압 인가 스위칭 소자(17)의 게이트 단자에 출력한다.
주회로 스위칭 소자(4)가 온하고 있는 기간, 또는 환류 다이오드(5)가 통전(通電)하고 있는 기간에, 저압 직류 전압 전원(8)의 양극→부트스트랩 다이오드(36)→부트스트랩 콘덴서(37)→보조 다이오드(29)→주회로 스위칭 소자(4)→저압 직류 전압 전원(8)의 음극의 충전 루프가 형성되고, 저압 직류 전압 전원(8)으로부터 부트스트랩 콘덴서(37)가 충전된다. 이 부트스트랩 콘덴서(37)에 충전된 전력을 역전압 인가 스위칭 소자(17)의 구동 전원으로서 사용한다.
제 9 실시예에 의하면, 제 6 실시예의 효과에 더하여, 역전압 인가 스위칭 소자(17)의 베이스 드라이브 회로(18)의 전원을, 다른 절연된 전원을 준비하지 않고 얻을 수 있어, 회로의 간소화를 도모할 수 있다.
(제 10 실시예)
도 18은 본 발명의 제 10 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로(7)의 주요부의 회로도이다. 이 제 10 실시예는 제 6 실시예에 대하여, 역전압 인가 스위칭 소자(17)의 구동 신호는 펄스 변압기(38)를 통하여 공급하도록 한 것이다.
도 18에 있어서, 역전압 인가 스위칭 제어 회로(31)는 펄스 변압기(38)를 통하여 역전압 인가 스위칭 소자(17)에 게이트의 구동 신호를 공급하고 있다. 역전압 인가 스위칭 소자 게이트 구동 신호(g2)는 펄스 변압기(38)에 의해 절연하면서 역전압 인가 스위칭 소자(17)의 게이트를 구동한다.
제 10 실시예에 의하면, 겨우 1개의 펄스 변압기(38)에 의해 게이트 구동 신호를 절연할 수 있기 때문에, 전용 게이트 구동용 앰프의 전원이 불필요해진다. 따라서, 공통의 제어 전위로 다른 상의 게이트 구동 신호와 동일한 전원에 의해 구동하면 되어 회로의 간소화를 도모할 수 있다.
(제 11 실시예)
도 19는 본 발명의 제 11 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로(7)의 주요부의 회로도이다. 이 제 11 실시예는 제 6 실시예에 대하여, 제어 회로(39)로부터 출력되는 주회로 스위칭 소자(4u, 4x)에 공급하는 구동원 신호(G) 의 펄스 폭을, 양 주회로 스위칭 소자(4u, 4x)를 모두 오프하는 단시간의 휴지 기간보다도 길게 하도록 한 것이다.
제어 회로(39)로부터 발생하는 주회로 스위칭 소자(4u, 4x)의 구동원 신호(G)는 통상은 PWM 파형으로 되어 있다. 제어 회로(39)는 그 구동원 신호(G)의 펄스 폭이 양 주회로 스위칭 소자(4u, 4x)를 모두 오프하는 휴지 기간보다도 긴 것만을 출력한다. 이것은 플러스 측 주회로 스위칭 소자(4u)의 게이트 구동 신호(g1a)의 펄스 결손을 방지하기 위해서이다.
도 20의 (a) 및 도 20의 (b)는 플러스 측 주회로 스위칭 소자(4u)의 게이트 구동 신호(g1a)의 펄스 결손의 설명도이다. 도 20의 (a)에 나타낸 바와 같이, 플러스 측 주회로 스위칭 소자(4u)의 게이트 구동 신호(g1a)는 구동원 신호(G)의 상승 시간을 휴지 기간(T)만큼 늦춘 신호로서 형성되고, 마이너스 측 주회로 스위칭 소자(4x)의 게이트 구동 신호(g1b)는 구동원 신호(G)의 온과 오프를 반전시킨 파형의 상승 시간을 휴지 기간만큼 늦춰 형성한다.
이와 같이 형성되는 게이트 구동 신호(g1a, g1b)에서, 도 20의 (b)에 나타낸 바와 같이, 구동원 신호(G)의 온 상태의 기간이 휴지 기간(T)보다 짧은 경우에는, 플러스 측 주회로 스위칭 소자(4u)의 게이트 구동 신호(g1a)에는 온 상태는 없어져 펄스 결손이 발생한다.
마이너스 측 역전압 인가 스위칭 소자(17b)는 통상이면, 플러스 측 주회로 스위칭 소자(4u)의 온에 의해 마이너스 측 보조 다이오드(29b)가 역바이어스됨으로써, 자연히 전류가 끊어진다. 그러나, 이와 같은 펄스 결손이 발생하면, 플러스 측 주회로 스위칭 소자(4u)가 온하지 않기 때문에, 마이너스 측 역전압 인가 스위칭 소자(4x)는 자신의 차단 능력에 의해 오프하게 되고, 마이너스 측 역전압 인가 스위칭 소자(4x)의 턴오프 시의 스위칭 손실이나 서지(surge) 전압이 증대하게 되고, 결과적으로, 역전압 인가 스위칭 소자(17b)는 능력이 높은 소자를 선정해야만 하게 된다. 그래서, 제 11 실시예에서는 이와 같은 휴지 기간보다도 좁은 펄스 폭을 내지 않게 하도록 한다.
제 11 실시예에 의하면, 제 6 실시예의 효과에 더하여, 제어 장치(39)는 휴지 기간(T)보다도 짧은 펄스 폭의 구동원 신호(G)를 출력하지 않기 때문에, 플러스 측 주회로 스위칭 소자(4u)의 게이트 구동 신호(g1a)의 펄스 결손을 방지할 수 있다. 따라서, 보조 다이오드(29b)가 역바이어스됨으로써, 역전압 인가 스위칭 소자(17b)의 전류는 자연히 끊어지고, 결과적으로 역전압 인가 스위칭 소자(17b)는 능력이 높은 소자를 선정하지 않아도 된다.
(제 12 실시예)
도 21은 본 발명의 제 12 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로(7)의 주요부의 회로도이다. 이 제 11 실시예는 제 6 실시예에 대하여, 이 제 12 실시예는 2개 1세트의 주회로 스위칭 소자(4u∼4w, 4x∼4z) 중, 직류 전원의 마이너스 측에 접속된 쪽의 주회로 스위칭 소자(4x∼4z)에만 역전압 인가 회로(7)를 구비하도록 한 것이다. 도 21에서는 3상 인버터로서 사용하는 경우의 전력 변환 장치를 나타내고 있다.
도 21에 있어서, 직류 전압원(1)으로부터는 플러스 측 직류 모선(1a) 및 마 이너스 측 직류 모선(1b)이 연장되고, 플러스 측 직류 모선(1a)과 마이너스 측 직류 모선(1b) 사이에, 플러스 측 주회로 스위칭 소자(4u∼4w)에 IGBT를 적용하고, 마이너스 측 주회로 스위칭 소자(4x∼4z)에 MOSFET를 적용한다.
마이너스 측 주회로 스위칭 소자(4x∼4z)에는 환류 다이오드(5x∼5z)가 내재되어 있는 MOSFET를 사용하는 것에 대하여, 플러스 측 주회로 스위칭 소자(4u∼4w)에는 환류 다이오드(5u∼5w)가 내재하지 않는 IGBT를 사용하기 때문에, 플러스 측 주회로 스위칭 소자(4u∼4w)에, 역회복 시간이 짧고 역회복 손실이 적은 환류 다이오드(5u∼5w)를 병렬로 접속한다. 따라서, 플러스 측 주회로 스위칭 소자(4u∼4w)에는 역전압 인가 회로(7)를 필요로 하지 않는다.
즉, 마이너스 측 주회로 스위칭 소자(4x∼4z)에는 역전압 인가 회로(7x∼7z)가 접속되어 있지만, 플러스 측 주회로 스위칭 소자(4u)에는, 역전압 인가 회로(7)는 접속되어 있지 않다. 마이너스 측 주회로 스위칭 소자(4x∼4z)의 역전압 인가 회로(7x∼7z)는 저전압 직류 전압 전원(8)이 3상분의 회로에 대하여, 공통적으로 1개만 적용되어 있다. 이것은 x상∼z상의 역전압 인가 회로(7)의 한쪽 전원 라인은 직류 전압원(1)의 마이너스 측 직류 모선(1b)과 공용화할 수 있기 때문이다.
제 12 실시예에 의하면, 제 6 실시예의 효과에 더하여, 마이너스 측 소자(4x∼4z)에만 역전압 인가 회로(7x∼7z)를 적용하였기 때문에, 3상분의 회로에 대하여 저전압 직류 전압 전원(8)을 각 상마다 준비할 필요가 없고, 각 상 공통적으로 1개만으로도 된다. 또한, 저전압 직류 전압 전원(8)이 1개만으로 되기 때문에, 회로의 간소화를 도모할 수 있다.
(제 13 실시예)
도 22는 본 발명의 제 8 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로(7)의 주요부의 회로도이다. 이 제 13 실시예는 제 6 실시예에 대하여, 주회로 스위칭 소자(4)의 출력 전압의 시간적 급변을 억제하도록 주회로 스위칭 소자(4)의 구동 신호의 전압을 조정하는 전압 변화율 억제 회로(20)를 설치한 것이다.
도 22에 있어서, 전압 변화율 억제 회로(20)는 전압 변화율 억제용 콘덴서(21)와 전압 변화율 억제용 저항기(22)가 직렬 접속하여 구성되고, 주회로 스위칭 소자(4)의 드레인 단자와 주회로 스위칭 소자(4)의 게이트 단자 사이에 접속되어 있다.
환류 다이오드(5)의 역회복 시에는 역전압 인가 회로(7)의 동작에 의해 환류 다이오드(5)가 급속하게 오프한다. 따라서, 주회로 스위칭 소자(4)의 드레인 소스간 전압의 시간적 변화율이 커진다. 그래서, 주회로 스위칭 소자(4)의 드레인 전압이 급격하게 저하되기 시작하면, 전압 변화율 억제 회로(20)의 작용에 의해 주회로 스위칭 소자(4)의 게이트 전압을 내리고, 결과적으로, 주스위칭 소자의 온 속도를 완화한다.
제 13 실시예에 의하면, 제 6 실시예의 효과에 더하여, 주스위칭 소자(4)의 온 속도가 완화되기 때문에 주회로 스위칭 소자(4)의 전압 변화율이 억제되어, 전자 방해파(노이즈)의 발생이 억제된다.
(제 14 실시예)
도 23은 본 발명의 제 14 실시예에 따른 전력 변환 장치에서의 역전압 인가 회로(7)의 주요부의 회로도이다. 이 제 14 실시예는 제 6 실시예에 대하여, 주회로 스위칭 소자(4)로서는 온 저항의 저하를 우선하여 설계된 MOSFET를 사용하여, 주회로 스위칭 소자(4)에 바이폴러 소자(23)를 병렬 접속한 것이다. 이 바이폴러 소자(23)는 주회로 스위칭 소자(4)와 거의 동시에 온하고, 주회로 스위칭 소자(4)가 오프하는 것보다 약간 빨리 오프하는 것이다.
도 23에 있어서, 주회로 스위칭 소자(4)에 병렬로 바이폴러 소자(23)를 접속한다. 게이트 신호 지연 회로(24)는 주회로 스위칭 제어 회로(30)로부터 원래 게이트 구동 신호를 받아 주회로 스위칭 소자(4)로의 게이트 구동 신호와, 바이폴러 소자(23)로의 베이스 구동용 신호로 나누고, 주회로 스위칭 소자(4)의 게이트 구동 신호의 오프 타이밍을 바이폴러 소자(23)의 베이스 구동용 신호의 오프 타이밍보다 약간 늦춘다.
주회로 스위칭 소자(4)로의 게이트 구동 신호는, 베이스 드라이브 회로(9)의 게이트 구동용 앰프(27) 및 게이트 저항(19)을 통하여 주회로 스위칭 소자(4)에 입력된다. 동일하게, 바이폴러 소자(23)로의 베이스 구동용 신호는 베이스 드라이브 회로(25)의 게이트 구동용 앰프(28) 게이트 저항(26)을 통하여 바이폴러 소자(23)에 입력된다.
상술한 바와 같이 도 11은 일반적인 파워 MOSFET의 소자 특성의 온 저항과 역회복 시간의 경향 곡선을 나타내고 있다. 도 11에서, 온 저항이 작아지도록 MOSFET를 설계하면 역회복 시간은 길어져, 결과적으로, 역회복에 기인하는 손실도 커지고, 반대로, 온 저항이 커지도록 M0SFET를 설계하면 역회복 시간은 짧아져, 결 과적으로, 역회복에 기인하는 손실도 작아지는 경향을 나타낸다.
그래서, 제 14 실시예에서는 주회로 스위칭 소자(4)에 사용하는 파워 MOSFET에, 온 저항을 우선적으로 낮게 설계된 것을 적용하고, 주회로 스위칭 소자(4)와 거의 동시에 온하여 주회로 스위칭 소자(4)가 오프하는 것보다 약간 빨리 오프하는 바이폴러 소자(23)를 병렬 접속한다.
이것으로부터, 축적 시간을 갖는 바이폴러 소자(23)와의 병렬 운전을 실현할 수 있다. 온 시는, 저저항의 바이폴러 소자(23)에 많은 전류가 흐르기 때문에 온 손실의 저감을 도모할 수 있다. 또한, 턴오프 시에는 바이폴러 소자(23)의 오프 타이밍이 약간 빨라지기 때문에, 축적 시간을 갖는 바이폴러 소자(23)가 완전히 오프한 후에, 주회로 스위칭 소자(4)가 오프하기 때문에, 턴오프 손실도 적게 할 수 있다.
제 14 실시예에 의하면, 파워 반도체의 칩 면적을 적게 하고, 또한, 발생 손실을 저감할 수 있어, 저비용으로 고효율인 전력 변환 장치를 실현할 수 있다.
본 발명에 의하면, 환류 다이오드의 역회복 시에 저전압 직류 전압 전원에 흐르는 주회로 전류를 억제하는 전류 억제 회로를 설치하였기 때문에, 저전압 직류 전압 전원에 흐르는 주회로 전류를 억제할 수 있고, 정전압 전원의 전류 용량을 크게 할 필요가 없어진다.
환류 다이오드의 역회복 시에 역전압 인가 회로에 유입되는 주회로 전류는 역전압 인가 회로의 고주파용 콘덴서를 흐르기 때문에, 환류 다이오드를 역회복하 는데 필요한 전류를 단시간에 흐르게 할 수 있어, 휴지 기간을 길게 할 필요가 없다. 따라서, 휴지 기간에 의해 생기는 전력 변환 장치의 제어 품질의 열화(파형 열화) 등도 억제할 수 있다.
또한, 본 발명에 의하면, 주회로 전류의 방향에 관계없이 일률적인 타이밍으로 역전압 인가 회로를 적절하게 작동시킬 수 있고, 전류의 방향을 검출하는 검출기 등이 불필요해져, 제어 기구를 간략화할 수 있다.

Claims (14)

  1. (1) 직류 전압원에 직렬 접속되어 부하(負荷)에 전력을 공급하는 2개 1세트의 주(主)회로 스위칭 소자와,
    (2) 이들 각 주회로 스위칭 소자에 역(逆)병렬 접속된 환류(環流) 다이오드와,
    (3) 이들 각 환류 다이오드가 차단됨에 있어서, 상기 직류 전압원보다 작은 역전압을 각 환류 다이오드에 인가하는 역전압 인가 회로를 구비하고,
    상기 역전압 인가 회로는,
    (a) 상기 직류 전압원보다 전압값이 낮은 보조 전원과,
    (b) (i) 상기 환류 다이오드의 역회복 시에 온(on)하여 상기 주회로 스위칭 소자보다 내압(耐壓)이 낮은 역전압 인가 스위칭 소자와,
    (ii) 상기 환류 다이오드보다 역회복 시간이 짧고 고속인 보조 다이오드로 이루어지는 직렬 회로에 의해 구성되고,
    상기 보조 전원은,
    (i) 상기 직류 전압원의 전압보다 낮은 저전압 직류 전압 전원과,
    (ii) 상기 저전압 직류 전압 전원과 직렬 접속되어 상기 환류 다이오드의 역회복 시에 상기 저전압 직류 전압 전원에 흐르는 주회로 전류를 억제하는 전류 억제 회로와,
    (iii) 상기 저전압 직류 전압 전원과 상기 전류 억제 회로의 직렬 회로에 병 렬로 접속되어 고주파역에서도 내부 임피던스(impedance)가 낮은 고주파용 콘덴서를 구비하는 전력 변환 장치.
  2. (1) 직류 전압원에 직렬 접속되어 부하에 전력을 공급하는 2개 1세트의 주회로 스위칭 소자와,
    (2) 이들 각 주회로 스위칭 소자에 역병렬 접속된 환류 다이오드와,
    (3) 이들 각 환류 다이오드가 차단됨에 있어서, 상기 직류 전압원보다 작은 역전압을 각 환류 다이오드에 인가하는 역전압 인가 회로를 구비하고,
    상기 역전압 인가 회로는,
    (a) 상기 직류 전압원보다 전압값이 낮은 보조 전원과,
    (b) (i) 상기 환류 다이오드의 역회복 시에 온하여 상기 주회로 스위칭 소자보다 내압이 낮은 역전압 인가 스위칭 소자와,
    (ii) 상기 환류 다이오드보다 역회복 시간이 짧고 고속인 보조 다이오드로 이루어지는 직렬 회로에 의해 구성되고,
    (4) 상기 2개 1세트의 주회로 스위칭 소자를 서로 온 상태와 오프 상태를 전환할 때에 양(兩) 주회로 스위칭 소자를 모두 오프하는 단시간의 휴지(休止) 기간을 갖고 상기 주회로 스위칭 소자를 전환하는 주회로 스위칭 제어 회로와,
    (5) 상기 주회로 스위칭 소자가 오프한 시점으로부터 시작되는 휴지 기간 동안에 상기 역전압 인가 스위칭 소자를 온시켜 상기 휴지 기간의 경과 후에 오프시키는 역전압 인가 스위칭 제어 회로를 구비하는 전력 변환 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 저전압 직류 전압 전원은, 상기 주회로 스위칭 소자의 구동용 전원으로서 사용하는 전력 변환 장치.
  4. 제 1 항 또는 제 3 항에 있어서,
    2개 1세트의 주회로 스위칭 소자 중, 직류 전원의 마이너스 측에 접속된 쪽의 주회로 스위칭 소자에만 상기 역전압 인가 회로를 구비하는 전력 변환 장치.
  5. 제 1 항 또는 제 3 항에 있어서,
    상기 주회로 스위칭 소자의 출력 전압의 시간적 급변을 억제하도록 상기 주회로 스위칭 소자의 구동 신호의 전압을 조정하는 전압 변화율 억제 회로를 설치하는 전력 변환 장치.
  6. 제 1 항 또는 제 3 항에 있어서,
    상기 주회로 스위칭 소자는, 온 저항의 저하를 우선하여 설계된 MOSFET를 사용하고, 상기 주회로 스위칭 소자와 거의 동시에 온하여 상기 주회로 스위칭 소자가 오프하는 것보다 약간 빨리 오프하는 바이폴러(bipolar) 소자를 상기 주회로 스위칭 소자에 병렬 접속하는 전력 변환 장치.
  7. 제 2 항에 있어서,
    상기 보조 전원은,
    직류 전압원의 전압보다 낮은 저전압 직류 전압 전원과,
    상기 저전압 직류 전압 전원과 직렬 접속되어 상기 환류 다이오드의 역회복 시에 상기 저전압 직류 전압 전원에 흐르는 주회로 전류를 억제하는 전류 억제 회로와,
    상기 저전압 직류 전압 전원과 상기 전류 억제 회로의 직렬 회로에 병렬로 접속되어 고주파역에서도 내부 임피던스가 낮은 고주파용 콘덴서를 구비하는 전력 변환 장치.
  8. 제 2 항 또는 제 7 항에 있어서,
    상기 저전압 직류 전압 전원은, 상기 주회로 스위칭 소자의 구동용 전원으로서 사용하는 전력 변환 장치.
  9. 제 2 항 또는 제 7 항에 있어서,
    상기 역전압 인가 스위칭 소자의 구동 전원은, 상기 주회로 스위칭 소자의 구동 전원으로부터 부트스트랩(bootstrap) 회로에 의해 공급되는 전력 변환 장치.
  10. 제 2 항 또는 제 7 항에 있어서,
    상기 역전압 인가 스위칭 소자의 구동 신호는, 펄스 변압기를 통하여 공급하 는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  11. 제 2 항 또는 제 7 항에 있어서,
    상기 주회로 스위칭 소자에 공급하는 구동원 신호의 펄스 폭을 상기 휴지 기간보다도 길게 하는 전력 변환 장치.
  12. 제 2 항 또는 제 7 항에 있어서,
    상기 2개 1세트의 주회로 스위칭 소자 중, 직류 전원의 마이너스 측에 접속된 쪽의 주회로 스위칭 소자에만 상기 역전압 인가 회로를 구비하는 전력 변환 장치.
  13. 제 2 항 또는 제 7 항에 있어서,
    상기 주회로 스위칭 소자의 출력 전압의 시간적 급변을 억제하도록 상기 주회로 스위칭 소자의 구동 신호의 전압을 조정하는 전압 변화율 억제 회로를 설치하는 전력 변환 장치.
  14. 제 2 항 또는 제 7 항에 있어서,
    상기 주회로 스위칭 소자는 온 저항의 저하를 우선하여 설계된 MOSFET를 사용하고, 상기 주회로 스위칭 소자와 거의 동시에 온하여 상기 주회로 스위칭 소자가 오프하는 것보다 약간 빨리 오프하는 바이폴러 소자를 상기 주회로 스위칭 소자 에 병렬 접속하는 전력 변환 장치.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7920396B2 (en) 2007-07-13 2011-04-05 National Semiconductor Corporation Synchronous rectifier and controller for inductive coupling

Families Citing this family (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4772542B2 (ja) * 2006-03-15 2011-09-14 株式会社東芝 電力変換装置
KR101379157B1 (ko) * 2009-08-26 2014-03-28 파나소닉 주식회사 부하 제어 장치
US8279619B2 (en) * 2010-03-25 2012-10-02 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Point of load (POL) power supply systems with replacement module
ITTO20100822A1 (it) * 2010-10-06 2012-04-07 Et99 S R L Celle di commutazione a transistori mosfet di potenza
JP2012170269A (ja) * 2011-02-15 2012-09-06 Toshiba Corp 半導体装置
JP5571013B2 (ja) * 2011-02-15 2014-08-13 株式会社東芝 半導体スイッチ、及び電力変換装置
ITTO20110280A1 (it) * 2011-03-29 2012-09-30 Et99 S R L Celle di commutazione a transistori mosfet di potenza
TWI426690B (zh) * 2011-05-06 2014-02-11 Univ Nat Taiwan 電源轉換切換電路
JP5932269B2 (ja) * 2011-09-08 2016-06-08 株式会社東芝 パワー半導体モジュール及びパワー半導体モジュールの駆動方法
JP5639978B2 (ja) * 2011-09-27 2014-12-10 日立オートモティブシステムズ株式会社 自動車用電力変換制御装置
JP5838977B2 (ja) 2013-01-21 2016-01-06 株式会社デンソー 交流直流変換回路
US10084310B1 (en) * 2016-02-08 2018-09-25 National Technology & Engineering Solutions Of Sandia, Llc Low-inductance direct current power bus
JP6619312B2 (ja) * 2016-09-16 2019-12-11 株式会社東芝 電力変換装置
CN108990220A (zh) * 2018-09-19 2018-12-11 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种led驱动电路
WO2020070850A1 (ja) * 2018-10-04 2020-04-09 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 電力変換回路および空気調和機
WO2020090068A1 (ja) * 2018-10-31 2020-05-07 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 電力変換装置、及び、これを備える空気調和機
JP2021061703A (ja) * 2019-10-08 2021-04-15 シャープ株式会社 補助電源回路、電源装置、および電源回路

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4414479A (en) * 1981-07-14 1983-11-08 General Electric Company Low dissipation snubber for switching power transistors
CH653495A5 (fr) * 1983-07-05 1985-12-31 Cerac Inst Sa Circuit de commande d'un convertisseur statique.
JPS61237513A (ja) * 1985-04-12 1986-10-22 Mitsubishi Electric Corp 電界効果型トランジスタの駆動回路
US5025360A (en) * 1989-12-20 1991-06-18 Sundstrand Corporation Inverter switch with parallel free-wheel diodes
US5450306A (en) * 1992-12-07 1995-09-12 Square D Company Closed loop pulse width modulator inverter with volt-seconds feedback control
TW301081B (ko) * 1995-08-02 1997-03-21 Hitachi Ltd
DE19781759T1 (de) * 1997-03-18 1999-05-12 Mitsubishi Electric Corp Stromrichtereinrichtung
JPH10327585A (ja) * 1997-05-23 1998-12-08 Toshiba Corp 電力変換装置
EP2317637B1 (en) * 2001-10-19 2012-09-12 STMicroelectronics Srl Circuit device for driving an AC electric load
JP3891090B2 (ja) 2001-12-06 2007-03-07 株式会社デンソー 還流ダイオードおよび負荷駆動回路

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7920396B2 (en) 2007-07-13 2011-04-05 National Semiconductor Corporation Synchronous rectifier and controller for inductive coupling

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