JPH10327585A - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置

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JPH10327585A
JPH10327585A JP9133587A JP13358797A JPH10327585A JP H10327585 A JPH10327585 A JP H10327585A JP 9133587 A JP9133587 A JP 9133587A JP 13358797 A JP13358797 A JP 13358797A JP H10327585 A JPH10327585 A JP H10327585A
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JP
Japan
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reverse voltage
circuit
power supply
switching element
potential
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JP9133587A
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English (en)
Inventor
Hisanori Shibata
久典 柴田
Hiroshi Mochikawa
宏 餅川
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Toshiba Corp
Original Assignee
Toshiba Corp
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Publication date
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
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    • H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 還流ダイオードで生じる損失を低減するこ
と。 【解決手段】 ＭＯＳＦＥＴ４ｕ〜４ｗおよび４ｘ〜４
ｚには還流ダイオード５ｕ〜５ｗおよび５ｘ〜５ｚが逆
並列接続されており、ＭＯＳＦＥＴ４ｕ〜４ｗおよび４
ｘ〜４ｚがターンオフすると、還流ダイオード５ｕ〜５
ｗおよび５ｘ〜５ｚに順方向電流が流れる。この構成の
場合、例えば還流ダイオード５ｕが遮断するにあたっ
て、逆電圧印加回路７から還流ダイオード５ｕに小さな
逆電圧が印加される。このため、還流ダイオード５ｕの
逆回復が逆電圧印加回路７の低電圧直流電圧源８によっ
て引起されるようになるので、還流ダイオード５ｕで生
じる損失が低減される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、主回路スイッチン
グ素子に還流ダイオードが逆並列接続された構成の電力
変換装置に関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】例えばインバータ装置
には、図１７に示すように、ＭＯＳＦＥＴＳｕ〜Ｓｗお
よびＳｘ〜Ｓｚに逆並列に還流ダイオードＤｕ〜Ｄｗお
よびＤｘ〜Ｄｚを接続した構成のものがある。この構成
の場合、ＭＯＳＦＥＴＳｕ〜ＳｗおよびＳｘ〜Ｓｚがタ
ーンオフすると、負荷Ｍに蓄えられた電流エネルギーが
還流ダイオードＤｕ〜ＤｗおよびＤｘ〜Ｄｚを通して還
流する。
【０００３】しかしながら、上記従来構成の場合、例え
ば還流ダイオードDxに順方向電流Ｉａが流れているとき
にＭＯＳＦＥＴＳｕがオンすると、還流ダイオードＤｘ
の両端にＰＮ間電圧（いわゆる直流リンク電圧）が逆バ
イアスとして加わり、図１８に示すように、還流ダイオ
ードＤｘに残留電荷によって逆方向電流が流れた後、還
流ダイオードＤｘが遮断する。このため、ＰＮ間電圧と
逆方向電流とによって還流ダイオードＤｘに大きな損失
が生じるので、放熱器を大形化する必要があった。
【０００４】本発明は上記事情に鑑みてなされたもので
あり、その目的は、還流ダイオードで生じる損失を低減
し得る電力変換装置を提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の電力変換
装置は、直流電圧源に直列接続され負荷に電力を供給す
る一対の主回路スイッチング素子と、これら各主回路ス
イッチング素子に逆並列接続された還流ダイオードと、
これら各還流ダイオードが遮断するにあたって前記直流
電圧源より小さな逆電圧を各還流ダイオードに印加する
逆電圧印加回路とを備えたところに特徴を有している。
上記手段によれば、還流ダイオードが遮断するにあたっ
て、逆電圧印加回路から還流ダイオードに直流電圧源よ
り小さな逆電圧が印加される。このため、還流ダイオー
ドの逆回復が逆電圧印加回路の低電圧源によって引起さ
れるようになるので、還流ダイオードで生じる損失が少
なくなる。
【０００６】請求項２記載の電力変換装置は、逆電圧印
加回路の電源ラインに主回路スイッチング素子より耐圧
が低い逆電圧印加スイッチング素子が介在されていると
ころに特徴を有している。上記手段によれば、還流ダイ
オードに印加される逆電圧が小さいため、耐圧が低い逆
電圧印加スイッチング素子でも十分に対応できる。
【０００７】請求項３記載の電力変換装置は、逆電圧印
加回路が両主回路スイッチング素子のデッドタイム期間
内に還流ダイオードに逆電圧を印加するところに特徴を
有している。上記手段によれば、両主回路スイッチング
素子のデッドタイム期間内に各還流ダイオードに逆電圧
が印加されるので、両主回路スイッチング素子に逆電圧
による悪影響が生じることが防止される。
【０００８】請求項４記載の電力変換装置は、両主回路
スイッチング素子間の電位を検出する電位検出手段を備
え、逆電圧印加回路が電位検出手段の検出結果に応じて
逆電圧の印加を選択的に行うところに特徴を有してい
る。上記手段によれば、相電流が主回路スイッチング素
子を流れている場合，相電流が還流ダイオードを流れて
いる場合が両主回路スイッチング素子間の電位に基づい
て判別され、相電流が還流ダイオードを流れている場合
に逆電圧が印加される。このため、還流ダイオードの遮
断を確実に判別し、還流ダイオードに的確なタイミング
で逆電圧を印加することができる。
【０００９】請求項５記載の電力変換装置は、主回路ス
イッチング素子の駆動電源と逆電圧印加回路の電圧源と
が共用化されているところに特徴を有している。上記手
段によれば、主回路スイッチング素子が逆電圧印加回路
の電圧源によって駆動するため、主回路スイッチング素
子の専用駆動電源を設ける必要がなくなる。
【００１０】請求項６記載の電力変換装置は、逆電圧印
加回路の電源ラインに逆電圧印加スイッチング素子が介
在され、この逆電圧印加スイッチング素子の駆動電源が
主回路スイッチング素子の駆動電源と共用化されている
ところに特徴を有している。上記手段によれば、主回路
スイッチング素子と逆電圧印加スイッチング素子とが共
通の駆動電源によって駆動するため、両スイッチング素
子の専用駆動電源を各々設ける必要がなくなる。
【００１１】請求項７記載の電力変換装置は、逆電圧印
加回路の電源ラインに逆電圧印加スイッチング素子が介
在され、この逆電圧印加スイッチング素子の駆動電源が
主回路スイッチング素子の駆動電源からチャージポンプ
方式で与えられるところに特徴を有している。上記手段
によれば、逆電圧印加スイッチング素子の駆動電源と、
主回路スイッチング素子の駆動電源とがチャージポンプ
方式により共用化されるので、両スイッチング素子の専
用駆動電源を各々設ける必要がなくなる。
【００１２】請求項８記載の電力変換装置は、一方の逆
電圧印加回路の電圧源が他方の逆電圧印加回路の電圧源
からチャージポンプ方式で与えられるところに特徴を有
している。上記手段によれば、一方の逆電圧印加回路の
電圧源と、他方の逆電圧印加回路の電圧源とがチャージ
ポンプ方式により共用化されるので、両逆電圧印加回路
の専用電圧源を各々設ける必要がなくなる。
【００１３】請求項９記載の電力変換装置は、逆電圧印
加回路の電源ラインに抵抗およびリアクトルの少なくと
も一方が介在されているところに特徴を有している。上
記手段によれば、抵抗およびリアクトルの少なくとも一
方を介して還流ダイオードに一層小さな逆電圧が印加さ
れるので、還流ダイオードで逆回復時に生じる損失が一
層低減される。
【００１４】請求項１０記載の電力変換装置は、主回路
スイッチング素子にコンデンサが並列接続されていると
ころに特徴を有している。上記手段によれば、還流ダイ
オードで逆回復が終了した後、コンデンサが余剰エネル
ギーで充電される。すると、相手側の主回路スイッチン
グ素子がオンするにあたって、この主回路スイッチング
素子の一方側の電位が高くなるので、スイッチング時の
「ｄＶ／ｄｔ」が小さくなる。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、本発明の第１実施例を図１
〜図７に基づいて説明する。尚、本実施例は本発明をイ
ンバータ装置に適用したものである。まず、図３におい
て、直流電圧源１は３相交流電源を整流してなるもので
あり、直流電圧源１の電源ライン１ａおよび１ｂ間に
は、平滑用のコンデンサ２，インバータ主回路３が接続
されている。
【００１６】このインバータ主回路３は、主回路スイッ
チング素子に相当するＭＯＳＦＥＴ４ｕ〜４ｗおよび４
ｘ〜４ｚを３相ブリッジ接続してなるものであり、ＭＯ
ＳＦＥＴ４ｕ〜４ｗおよび４ｘ〜４ｚのコレクタおよび
エミッタ間には環流ダイオード５ｕ〜５ｗおよび５ｘ〜
５ｚが逆並列に接続され、インバータ主回路３の出力側
には負荷６（例えばモータ）が接続されている。
【００１７】環流ダイオード５ｕ〜５ｗおよび５ｘ〜５
ｚには逆電圧印加回路７が接続されている。これら各逆
電圧印加回路７は、直流電圧源１より電圧値が低い低電
圧直流電圧源８を有するものであり、ＭＯＳＦＥＴ４ｕ
〜４ｗおよび４ｘ〜４ｚのコレクタおよびエミッタ間に
は低電圧直流電圧源８の電源ライン８ａ，８ｂが各々接
続されている。尚、図２に示すように、Ｘ相〜Ｚ相逆電
圧印加回路７の一方の電源ラインは、直流電圧源１の電
源ライン１ｂと共用化されている。
【００１８】各逆電圧印加回路７はベースドライブ回路
９を有している。これら各ベースドライブ回路９の電源
ライン９ａ，９ｂは低電圧直流電圧源８の電源ライン８
ａ，８ｂに接続されており、ベースドライブ回路９にド
ライブ信号ＳＧｕ〜ＳＧｗおよびＳＧｘ〜ＳＧｚが出力
されると、ベースドライブ回路９が低電圧直流電圧源８
からの電源により駆動し、ＭＯＳＦＥＴ４ｕ〜４ｗおよ
び４ｘ〜４ｚをオンする。
【００１９】図１のＰＷＭ制御回路１０は、三角波発生
回路１１から与えられる三角波と、周波数基準ｆ＊およ
び電圧基準Ｖ＊に基づく基準レベルとを比較することに
伴い、ＰＷＭ信号を設定するものであり、ＰＷＭ制御回
路１０から出力されたＰＷＭ信号はスイッチングタイミ
ング生成回路１２に与えられる。
【００２０】スイッチングタイミング生成回路１２は、
前述のドライブ信号ＳＧｕ〜ＳＧｗおよびＳＧｘ〜ＳＧ
ｚを設定してベースドライブ回路９に出力することに伴
い、ＭＯＳＦＥＴ４ｕ〜４ｗおよび４ｘ〜４ｚをスイッ
チング制御し、負荷６に駆動電源を供給するものであ
り、ドライブ信号ＳＧｕ〜ＳＧｗおよびＳＧｘ〜ＳＧｚ
は、図５のおよびに示すように、ＰＷＭ制御回路１
０からのＰＷＭ信号に基づいて基準信号Ｕ＊〜Ｗ＊およ
びＸ＊〜Ｚ＊を設定した後、基準信号Ｕ＊〜Ｗ＊および
Ｘ＊〜Ｚ＊に数μｓの遅延をスイッチングタイミング生
成回路１２のデイレイ回路により与えることに伴い設定
される。
【００２１】尚、図５には、ＭＯＳＦＥＴ４ｕに対する
信号Ｕ＊およびＳＧｕ，ＭＯＳＦＥＴ４ｘに対する信号
Ｘ＊およびＳＧｘのみ図示する。
【００２２】各逆電圧印加回路７は、図３に示すよう
に、ダイオード１３およびコンデンサ１４を有してい
る。これら各ダイオード１３およびコンデンサ１４は、
低電圧直流電圧源８の電源ライン８ａに並列接続された
ものであり、ＭＯＳＦＥＴ４ｕ〜４ｗおよび４ｘ〜４ｚ
がオンされているときには、各低電圧直流電圧源８から
ダイオード１３を通してコンデンサ１４に充電される。
【００２３】尚、符号１５は、電源ライン８ａ，８ｂ
（１ｂ）間に接続されたコンデサを示している。また、
符号１６ａは、電源ライン８ａに介在されたダイオード
を示している。また、符号１６ｂは、電源ライン８ａ，
８ｂ（１ｂ）間に介在されたダイオードを示している。
【００２４】各逆電圧印加回路７は、逆電圧印加スイッ
チング素子に相当するＭＯＳＦＥＴ１７を有している。
これら各ＭＯＳＦＥＴ１７は、低電圧直流電圧源８の電
源ライン８ａに介在されたものであり、ＭＯＳＦＥＴ４
ｕ〜４ｗおよび４ｘ〜４ｚより耐圧が低いものが選定さ
れている。
【００２５】各逆電圧印加回路７はベースドライブ回路
１８を有している。これら各ベースドライブ回路１８の
電源ライン１８ａ，１８ｂはコンデンサ１４の両端子に
接続されており、ベースドライブ回路１８にドライブ信
号ＳＧru〜ＳＧrwおよびＳＧrx〜ＳＧrzが出力される
と、ベースドライブ回路１８がコンデンサ１４の充電電
力により駆動し、ＭＯＳＦＥＴ１７をオンする。する
と、低電圧直流電圧源８からＭＯＳＦＥＴ１７を通して
直流電圧源１より小さな逆電圧が還流ダイオード５ｕ〜
５ｗおよび５ｘ〜５ｚに印加される。
【００２６】図１のスイッチングタイミング生成回路１
２は、基準信号Ｕ＊〜Ｗ＊およびＸ＊〜Ｚ＊がオンオフ
すると、基準信号Ｕ＊〜Ｗ＊およびＸ＊〜Ｚ＊と、ドラ
イブ信号ＳＧｕ〜ＳＧｗおよびＳＧｘ〜ＳＧｚとのExcl
usive ORを演算する。次に、Exclusive ORの演算結果と
基準信号Ｕ＊〜Ｗ＊のＮＯＴとのＡＮＤを演算すること
に伴い、ＭＯＳＦＥＴ４ｕ〜４ｗおよび４ｘ〜４ｚがタ
ーンオフする直前のタイミングでドライブ信号ＳＧru〜
ＳＧrwおよびＳＧrx〜ＳＧrzを設定し、電位判別回路１
３に出力する。
【００２７】尚、図５のは、基準信号Ｕ＊とドライブ
信号ＳＧｕとのExclusive ORを示し、は、Exclusive
ORの演算結果と、基準信号Ｕ＊のＮＯＴとのＡＮＤを示
している。また、図７のは、基準信号Ｘ＊とドライブ
信号ＳＧｘとのExclusive ORを示し、は、Exclusive
ORの演算結果と、基準信号Ｘ＊のＮＯＴとのＡＮＤを示
している。
【００２８】図１の電位判別回路１９は、ＭＯＳＦＥＴ
４ｕおよび４ｘ間のＡ点電位（図３参照），ＭＯＳＦＥ
Ｔ４ｖおよび４ｙ間のＢ点電位（図３参照），ＭＯＳＦ
ＥＴ４ｗおよび４ｚ間のＣ点電位（図３参照）を検出す
るものであり、ベースドライブ回路１８に対するドライ
ブ信号ＳＧru〜ＳＧrwおよびＳＧrx〜ＳＧrzの出力は、
電位判別回路１９がＡ点〜Ｃ点の電位検出結果に応じて
選択的に行う。尚、電位判別回路１９は電位検出手段に
相当するものである。
【００２９】次に上記構成の作用について説明する。Ｍ
ＯＳＦＥＴ４ｕ〜４ｗおよび４ｘ〜４ｚがドライブ信号
ＳＧｕ〜ＳＧｗおよびＳＧｘ〜ＳＧｚによりスイッチン
グ制御され、負荷６に駆動電源が供給されている状態で
は、スイッチングタイミング生成回路１２がベースドラ
イブ回路１８のドライブ信号ＳＧru〜ＳＧrwおよびＳＧ
rx〜ＳＧrzを設定し、電位判別回路１９に出力してい
る。このとき、電位判別回路１９は、スイッチングタイ
ミング生成回路１２からの基準信号Ｕ＊〜Ｗ＊およびＸ
＊〜Ｚ＊がオフされるのを合図にＡ点〜Ｃ点電位を基準
値と比較し、下記に示すように、電位比較結果に応じて
ドライブ信号ＳＧru〜ＳＧrwおよびＳＧrx〜ＳＧrzを選
択的に出力する。
【００３０】＜Ｕ相の還流ダイオードに対する逆電圧の
印加＞基準信号Ｕ＊のオフ時には、図５のに示すよう
に、ＭＯＳＦＥＴ４ｕがドライブ信号ＳＧｕによりオン
されている。この状態で相電流の方向が「Ｉ＞０」であ
れば、図６の（ｃ）に示すように、電流がＭＯＳＦＥＴ
４ｕを流れるので、Ａ点電位Ｖａが「Ｐ点電位Ｖｐ−Ｍ
ＯＳＦＥＴ４ｕのオン電圧Ｖce(sat) 」になる。この場
合、電位判別回路１９は、Ａ点の電位検出結果ＶａとＰ
点電位Ｖｐとを比較し、「Ｖａ＜Ｖｐ」であれば、相電
流の方向が「Ｉ＞０」であると判断し、ドライブ信号Ｓ
Ｇruの出力を行わない。
【００３１】基準信号Ｕ＊のオフ時には、図５のに示
すように、ＭＯＳＦＥＴ４ｕがドライブ信号ＳＧｕによ
りオンされている。この状態で相電流の方向が「Ｉ＜
０」であれば、図４の（ａ）に示すように、電流が還流
ダイオード５ｕを流れるので、Ａ点電位Ｖａが「Ｖｐ＋
Ｖｆ（還流ダイオード５ｕのオン電圧）」になる。この
場合、電位判別回路１９は、Ａ点の電位検出結果Ｖａと
Ｐ点電位Ｖｐとを比較し、「Ｖａ＞Ｖｐ」であれば、相
電流の方向が「Ｉ＜０」であると判断し、ベースドライ
ブ回路１８にドライブ信号ＳＧruを出力する。
【００３２】電位判別回路１９からベースドライブ回路
１８にドライブ信号ＳＧruが出力されると、ベースドラ
イブ回路１８がコンデンサ１４の充電電力により駆動
し、ＭＯＳＦＥＴ１７がオン状態に切換わる。すると、
低電圧直流電圧源８から還流ダイオード５ｕに小さな逆
電圧が印加され、相手側のＭＯＳＦＥＴ４ｘがオンされ
る直前の図４の（ａ）のタイミングで還流ダイオード５
ｕに逆電流が供給されるので、還流ダイオード５ｕの逆
回復が逆電圧印加回路７の低電圧直流電圧源８によって
引起される。尚、Ｖ相およびＷ相に対する逆電圧の印加
動作は、上述のＵ相と同様であるため、説明を省略す
る。
【００３３】＜Ｘ相の還流ダイオードに対する逆電圧の
印加＞基準信号Ｘ＊のオフ時には、図７のに示すよう
に、ＭＯＳＦＥＴ４ｘがドライブ信号ＳＧｘによりオン
されている。この状態で相電流の方向が「Ｉ＜０」であ
れば、図４の（ｃ）に示すように、電流がＭＯＳＦＥＴ
４ｘを流れるので、Ａ点電位Ｖｐが「Ｖｎ（Ｎ点電位）
＋Ｖce(sat) 」になる。この場合、電位判別回路１９
は、Ａ点電位ＶａとＮ点電位Ｖｎとを比較し、「Ｖａ＞
Ｖｎ」であれば相電流の方向が「Ｉ＜０」であると判断
して、ドライブ信号ＳＧrxの出力を行わない。
【００３４】基準信号Ｘ＊のオフ時には、図７のに示
すように、ＭＯＳＦＥＴ４ｘがドライブ信号ＳＧｘによ
りオンされている。この状態で相電流の方向が「Ｉ＞
０」であれば、図６の（ａ）に示すように、電流が還流
ダイオード５ｘを流れるので、Ａ点電位Ｖａが「Ｖｎ−
Ｖｆ」になる。この場合、電位判別回路１９は、Ａ点電
位ＶａとＮ点電位Ｖｎとを比較し、「Ｖａ＜Ｖｎ」であ
れば、相電流の方向が「Ｉ＞０」であると判断し、ベー
スドライブ回路１９にドライブ信号ＳＧrxを出力する。
【００３５】電位判別回路１９からベースドライブ回路
１９にドライブ信号ＳＧrxが出力されると、ベースドラ
イブ回路１８が駆動し、ＭＯＳＦＥＴ１７がオン状態に
切換わる。すると、低電圧直流電圧源８から還流ダイオ
ード５ｘに小さな逆電圧が印加され、相手側のＭＯＳＦ
ＥＴ４ｕがオンされる直前の図６の（ａ）のタイミング
で還流ダイオード５ｘに逆電流が供給されるので、還流
ダイオード５ｘの逆回復が逆電圧印加回路７の低電圧直
流電圧源８によって引起される。尚、Ｙ相およびＺ相に
対する逆電圧の印加動作は、上述のＸ相と同様であるた
め、説明を省略する。
【００３６】上記実施例によれば、還流ダイオード５ｕ
〜５ｗおよび５ｘ〜５ｚが遮断するにあたって、逆電圧
印加回路７から還流ダイオード５ｕ〜５ｗおよび５ｘ〜
５ｚに直流電圧源１より小さな逆電圧を印加した。この
ため、還流ダイオード５ｕ〜５ｗおよび５ｘ〜５ｚの逆
回復が直流電圧源１の直流リンク電圧ではなく、逆電圧
印加回路７の低電圧直流電圧源８によって引起されるよ
うになるので、還流ダイオード５ｕ〜５ｗおよび５ｘ〜
５ｚで生じる損失が約５分の１以下になる。このため、
放熱器が小形化されるので、装置全体も小形化される。
【００３７】また、低電圧直流電圧源８から還流ダイオ
ード５ｕ〜５ｗおよび５ｘ〜５ｚに印加する電圧が小さ
いことに着目し、逆電圧印加回路７の電源ライン８ａに
耐圧が低いＭＯＳＦＥＴ１７を介在したので、装置がコ
ストダウンされる。
【００３８】また、ＭＯＳＦＥＴ４ｕおよび４ｘ間のＡ
点電位，ＭＯＳＦＥＴ４ｖおよび４ｙ間のＢ点電位，Ｍ
ＯＳＦＥＴ４ｗおよび４ｚ間のＣ点電位に基づいて、相
電流がＭＯＳＦＥＴ４ｕ〜４ｗおよび４ｘ〜４ｚを流れ
ている場合，相電流が還流ダイオード５ｕ〜５ｗおよび
５ｘ〜５ｚを流れている場合を判別し、相電流が還流ダ
イオード５ｕ〜５ｗおよび５ｘ〜５ｚを流れている場合
に逆電圧を印加した。このため、還流ダイオード５ｕ〜
５ｗおよび５ｘ〜５ｚの遮断を確実に判別し、還流ダイ
オード５ｕ〜５ｗおよび５ｘ〜５ｚに的確なタイミング
で逆電圧を印加することができる。
【００３９】また、ＭＯＳＦＥＴ４ｕ〜４ｗおよび４ｘ
〜４ｚを逆電圧印加回路７の低電圧直流電圧源８によっ
て駆動したので、ＭＯＳＦＥＴ４ｕ〜４ｗおよび４ｘ〜
４ｚの専用駆動電源を設ける必要がなくなる。
【００４０】また、ＭＯＳＦＥＴ４ｕ〜４ｗおよび４ｘ
〜４ｚの駆動電源（＝低電圧直流電圧源８）によりコン
デンサ１４を充電し、逆電圧印加回路７のＭＯＳＦＥＴ
１７をコンデンサ１４の電源により駆動した。このた
め、ＭＯＳＦＥＴ４ｕ〜４ｗおよび４ｘ〜４ｚの駆動電
源とＭＯＳＦＥＴ１７の駆動電源とがチャージポンプ方
式により共用化されるので、ＭＯＳＦＥＴ４ｕ〜４ｗお
よび４ｘ〜４ｚの専用駆動電源，ＭＯＳＦＥＴ１７の専
用駆動電源を各々設ける必要がなくなる。
【００４１】尚、上記第１実施例では、ＭＯＳＦＥＴ４
ｕ〜４ｗおよび４ｘ〜４ｚがターンオフする直前に還流
ダイオード５ｕ〜５ｗおよび５ｘ〜５ｚに逆電圧を印加
したが、これに限定されるものではなく、例えば本発明
の第２実施例を示す図８および図９ののように、ドラ
イブ信号ＳＧru〜ＳＧrwおよびＳＧrx〜ＳＧrzのオフタ
イミングをディレイ回路により遅らせることに伴い、Ｍ
ＯＳＦＥＴ４ｕ〜４ｗおよび４ｘ〜４ｚのデッドタイム
期間内まで継続して還流ダイオード５ｕ〜５ｗおよび５
ｘ〜５ｚに逆電圧を印加しても良い。
【００４２】次に本発明の第３実施例を図１０および図
１１に基づいて説明する。尚、上記第１実施例と同一の
部材については同一の符号を付して説明を省略し、以
下、異なる部材についてのみ説明を行う。まず、図１０
において、ＰＷＭ制御回路１０は、ＭＯＳＦＥＴ４ｕ〜
４ｗおよび４ｘ〜４ｚのドライブ信号ＳＧｕ〜ＳＧｗお
よびＳＧｘ〜ＳＧｚを設定し、ベースドライブ回路９に
出力する。これにより、ＭＯＳＦＥＴ４ｕ〜４ｗおよび
４ｘ〜４ｚをスイッチング制御し、負荷６に駆動電源を
供給する。
【００４３】ＰＷＭ制御回路１０は、ドライブ信号ＳＧ
ｕ〜ＳＧｗおよびＳＧｘ〜ＳＧｚを設定すると、図１１
に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１７のドライブ信号ＳＧru
〜ＳＧrwおよびＳＧrx〜ＳＧrzを設定し、電位判別回路
１９に出力する。これらドライブ信号ＳＧru〜ＳＧrwお
よびＳＧrx〜ＳＧrzは、ドライブ信号ＳＧｕ〜ＳＧｗお
よびＳＧｘ〜ＳＧｚのオフタイミングで生成されるもの
であり、ドライブ信号ＳＧｕ〜ＳＧｗおよびＳＧｘ〜Ｓ
Ｇｚの出力時間は、ＰＷＭ制御回路１０のディレイ回路
によりＭＯＳＦＥＴ４ｕ〜４ｗおよび４ｘ〜４ｚのデッ
ドタイム期間の「３／４」に設定される。
【００４４】電位判別回路１９は、ＰＷＭ制御回路１０
からのドライブ信号ＳＧｕ〜ＳＧｗおよびＳＧｘ〜ＳＧ
ｚがオフされるのを合図にＡ点〜Ｃ点の電位を基準値と
比較し、下記に示すように、電位比較結果に応じてドラ
イブ信号ＳＧru〜ＳＧrwおよびＳＧrx〜ＳＧrzをベース
ドライブ回路１８に選択的に出力する。
【００４５】＜Ｕ相の還流ダイオードに対する逆電圧の
印加＞ドライブ信号ＳＧｕのオフ時には、ＭＯＳＦＥＴ
４ｕがドライブ信号ＳＧｕによりオフされる。この状態
で相電流の方向が「Ｉ＞０」であれば、電流が還流ダイ
オード５ｘを流れるので、Ａ点電位Ｖａが「Ｖｎ−Ｖ
ｆ」になる。この場合、電位判別回路１９は、Ａ点電位
Ｖａと基準電位Ｖｏとを比較し、「Ｖａ＜Ｖｏ」であれ
ば、相電流の方向が「Ｉ＞０」であると判断し、ドライ
ブ信号ＳＧruの出力を行わない。尚、基準電位Ｖｏは
「（Ｖｐ−Ｖｎ）／２」に設定されている。
【００４６】ドライブ信号ＳＧｕのオフ時には、ＭＯＳ
ＦＥＴ４ｕがドライブ信号ＳＧｕによりオフされる。こ
の状態で相電流の方向が「Ｉ＜０」であれば、電流が還
流ダイオード５ｕを流れるので、Ａ点電位が「Ｖｐ＋Ｖ
ｆ」になる。この場合、電位判別回路１９は、Ａ点電位
Ｖａと基準電位Ｖｏとを比較し、「Ｖａ＞Ｖｏ」であれ
ば、相電流の方向が「Ｉ＜０」であると判断し、ベース
ドライブ回路１９にドライブ信号ＳＧruを出力すること
に伴い、還流ダイオード５ｕに小さな逆電圧を印加す
る。尚、Ｖ相およびＷ相に対する逆電圧の印加動作は、
上述のＵ相と同様であるため、説明を省略する。
【００４７】＜Ｘ相の還流ダイオードに対する逆電圧の
印加＞ドライブ信号ＳＧｘのオフ時には、ＭＯＳＦＥＴ
４ｘがドライブ信号ＳＧｘによりオフされる。この状態
で相電流の方向が「Ｉ＞０」であれば、電流が還流ダイ
オード５ｘを流れるので、Ａ点電位Ｖａが「Ｖｎ−Ｖ
ｆ」になる。この場合、電位判別回路１９は、Ａ点電位
Ｖａと基準電位Ｖｏとを比較し、「Ｖａ＜Ｖｏ」であれ
ば、相電流の方向が「Ｉ＞０」であると判断し、ベース
ドライブ回路１９にドライブ信号ＳＧrxを出力すること
に伴い、還流ダイオード５ｘに小さな逆電圧を印加す
る。
【００４８】ドライブ信号ＳＧｘのオフ時には、ＭＯＳ
ＦＥＴ４ｘがドライブ信号ＳＧｘによりオフされる。こ
の状態で相電流の方向が「Ｉ＜０」であれば、電流が還
流ダイオード５ｕを流れるので、Ａ点電位が「Ｖｐ＋Ｖ
ｆ」になる。この場合、電位判別回路１９は、Ａ点電位
Ｖａと基準電位Ｖｏとを比較し、「Ｖａ＞Ｖｏ」であれ
ば、相電流の方向が「Ｉ＜０」であると判断し、ドライ
ブ信号ＳＧrxの出力を行わない。尚、Ｙ相およびＺ相に
対する逆電圧の印加動作は、上述のＸ相と同様であるた
め、説明を省略する。
【００４９】上記実施例によれば、ＭＯＳＦＥＴ４ｕ〜
４ｗおよび４ｘ〜４ｚのデッドタイム期間内に還流ダイ
オード５ｕ〜５ｗおよび５ｘ〜５ｚに逆電圧を印加した
ので、ＭＯＳＦＥＴ４ｕ〜４ｗおよび４ｘ〜４ｚに逆電
圧による悪影響が生じることが防止される。
【００５０】また、ドライブ信号ＳＧｕ〜ＳＧｗおよび
ＳＧｘ〜ＳＧｚがオフされるタイミングでＡ点電位〜Ｃ
点電位を検出した。このため、電位検出結果「Ｖｎ−Ｖ
ｆ」および「Ｖｐ＋Ｖｆ」間の差が大きくなるので、電
位検出結果「Ｖｎ−Ｖｆ」および「Ｖｐ＋Ｖｆ」を基準
電位Ｖｏと比較する際にミスが生じ、還流ダイオード５
ｕ〜５ｗおよび５ｘ〜５ｚに逆電圧が誤って印加される
ことが防止される。
【００５１】尚、上記第３実施例においては、ドライブ
信号ＳＧru〜ＳＧrwおよびＳＧrx〜ＳＧrzの出力時間を
ＭＯＳＦＥＴ４ｕ〜４ｗおよび４ｘ〜４ｚのデッドタイ
ム期間の「３／４」に設定したが、これに限定されるも
のではなく、例えば「１／２」に設定しても良い。
【００５２】次に本発明の第４実施例を図１２に基づい
て説明する。尚、上記第１実施例と同一の部材について
は同一の符号を付して説明を省略し、以下、異なる部材
についてのみ説明を行う。下側のＸ相逆電圧印加回路７
の電源ライン８ａは、ダイオード２０を介して上側のＵ
相逆電圧印加回路７の電源ライン８ａに接続されてい
る。また、図示はしないが、Ｙ相逆電圧印加回路７の電
源ライン８ａは、ダイオード２０を介してＶ相逆電圧印
加回路７の電源ライン８ａに接続され、Ｚ相逆電圧印加
回路７の電源ライン８ａは、ダイオード２０を介してＷ
相逆電圧印加回路７の電源ライン８ａに接続されてい
る。
【００５３】上記構成の場合、例えばＭＯＳＦＥＴ４ｘ
のオン時には、電源ライン１ｂの電位がＡ点電位Ｖａに
略等しくなるため、Ｕ相逆電圧印加回路７のコンデンサ
１５がＸ相逆電圧印加回路７の低電圧直流電圧源８の電
圧Ｅｒまで充電される。この後、Ｕ相逆電圧印加回路７
のベースドライブ回路９にドライブ信号ＳＧｕが出力さ
れると、コンデンサ１５からベースドライブ回路９に駆
動電源が与えられ、ＭＯＳＦＥＴ４ｕがオンされる。
【００５４】ＭＯＳＦＥＴ４ｕがオンされると、Ｕ相逆
電圧印加回路７のコンデンサ１４のマイナス端子が電源
ライン１ａの電位になり、コンデンサ１４のプラス端子
が「電源ライン１ａの電位＋電圧Ｅｒ」になるので、コ
ンデンサ１５からコンデンサ１４を通してベースドライ
ブ回路１８に駆動電源が与えられる。尚、ＭＯＳＦＥＴ
４ｘのオフ時には、Ａ点電位Ｖａが電源ライン１ｂの電
位より高くなるが、ダイオード２０がコンデンサ１５の
放電を阻止する。また、Ｖ相およびＷ相については、Ｕ
相と同様であるため、説明を省略する。
【００５５】上記実施例によれば、ＭＯＳＦＥＴ４ｕ〜
４ｗと、Ｕ相〜Ｗ相逆電圧印加回路７のＭＯＳＦＥＴ１
７とを共通の駆動電源（＝コンデンサ１５）により駆動
したので、ＭＯＳＦＥＴ４ｕ〜４ｗの専用駆動電源，Ｕ
相〜Ｗ相逆電圧印加回路７のＭＯＳＦＥＴ１７の専用駆
動電源を各々設ける必要がなくなる。
【００５６】また、ＭＯＳＦＥＴ４ｕ〜４ｗの駆動電源
（コンデンサ１５）によりコンデンサ１４を充電し、逆
電圧印加回路７のＭＯＳＦＥＴ１７をコンデンサ１４の
電源により駆動した。このため、ＭＯＳＦＥＴ４ｕ〜４
ｗの駆動電源とＭＯＳＦＥＴ１７の駆動電源とがチャー
ジポンプ方式により共用化されるので、この点からも、
専用駆動電源を各々設ける必要がなくなる。
【００５７】また、Ｕ相〜Ｗ相逆電圧印加回路７の電圧
源（＝コンデンサ１５）をＸ相〜Ｚ相逆電圧印加回路７
の電圧源（＝低電圧直流電圧源８）により充電した。こ
のため、Ｕ相〜Ｗ相逆電圧印加回路７の電圧源と、Ｘ相
〜Ｚ相逆電圧印加回路７の電圧源とがチャージポンプ方
式により共用化されるので、Ｕ相〜Ｗ相逆電圧印加回路
７の専用電圧源を設ける必要がなくなる。
【００５８】次に本発明の第５実施例を図１３に基づい
て説明する。尚、上記第１実施例と同一の部材について
は同一の符号を付して説明を省略し、以下、異なる部材
についてのみ説明を行う。各逆電圧印加回路７の電源ラ
イン８ａにはリアクトル２１が介在されている。
【００５９】上記実施例によれば、還流ダイオード５ｕ
〜５ｗおよび５ｘ〜５ｚにリアクトル２１を通して一層
小さな逆電圧が印加されるので、還流ダイオード５ｕ〜
５ｗおよび５ｘ〜５ｚで逆回復時に生じる損失が一層低
減される。このため、放熱器が一層小形化されるので、
装置全体も一層小形化される。
【００６０】次に本発明の第６実施例を図１４に基づい
て説明する。尚、上記第１実施例と同一の部材について
は同一の符号を付して説明を省略し、以下、異なる部材
についてのみ説明を行う。各逆電圧印加回路７の電源ラ
イン８ａには抵抗２２が介在されている。
【００６１】上記実施例によれば、還流ダイオード５ｕ
〜５ｗおよび５ｘ〜５ｚに抵抗２２を通して一層小さな
逆電圧が印加されるので、還流ダイオード５ｕ〜５ｗお
よび５ｘ〜５ｚで逆回復時に生じる損失が一層低減され
る。このため、放熱器が一層小形化されるので、装置全
体も一層小形化される。
【００６２】次に本発明の第７実施例を図１５に基づい
て説明する。尚、上記第１実施例と同一の部材について
は同一の符号を付して説明を省略し、以下、異なる部材
についてのみ説明を行う。各逆電圧印加回路７の電源ラ
イン８ａにはリアクトル２１および抵抗２２が介在され
ている。
【００６３】上記実施例によれば、還流ダイオード５ｕ
〜５ｗおよび５ｘ〜５ｚにリアクトル２１，抵抗２２を
通して一層小さな逆電圧が印加されるので、還流ダイオ
ード５ｕ〜５ｗおよび５ｘ〜５ｚで逆回復時に生じる損
失が一層低減される。このため、放熱器が一層小形化さ
れるので、装置全体も一層小形化される。
【００６４】次に本発明の第８実施例を図１６に基づい
て説明する。尚、上記第１実施例と同一の部材について
は同一の符号を付して説明を省略し、以下、異なる部材
についてのみ説明を行う。ＭＯＳＦＥＴ４ｕ〜４ｗおよ
び４ｘ〜４ｚにはコンデンサ２３ｕ〜２３ｗおよび２３
ｘ〜２３ｚが並列接続されている。
【００６５】上記実施例によれば、例えば還流ダイオー
ド５ｘで逆回復が終了した後、コンデンサ２３ｘが余剰
エネルギーで充電される。すると、コンデンサ２３ｘの
プラス側電位（Ａ点側電位）が電源ライン１ｂ側の電位
より高くなるので、ＭＯＳＦＥＴ４ｕがオンするにあた
って、ＭＯＳＦＥＴ４ｕのＡ点側の電位がコンデンサ２
３ｘがない場合より高くなる。このため、逆回復時にＭ
ＯＳＦＥＴ４ｕがスイッチングする瞬間のｄＶ／ｄｔが
小さくなるので、電磁ノイズ（放射電磁波ノイズ，伝導
ノイズ）等の障害が防止される。これと共に、漏れ電
流，負荷６でのサージ電圧等も防止される。尚、コンデ
ンサ２３ｕ，２３ｗおよび２３ｘ〜２３については、コ
ンデンサ２３ｘと同様であるため、説明を省略する。
【００６６】尚、上記第１〜第８実施例においては、主
回路スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ４ｕ〜４ｗお
よび４ｘ〜４ｚを用い、逆電圧印加スイッチング素子と
してＭＯＳＦＥＴ１７を用いたが、これに限定されるも
のではなく、例えばＩＧＢＴ，ＧＴＯサイリスタ等の半
導体スイッチング素子を用いても良い。
【００６７】また、上記第１〜第８実施例においては、
本発明をインバータ装置に適用したが、これに限定され
るものではなく、例えばチョッパ装置等、要は主回路ス
イッチング素子に還流ダイオードが逆並列に接続された
ものであれば良い。
【００６８】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
の電力変換装置は次の効果を奏する。請求項１記載の手
段によれば、還流ダイオードが遮断するにあたって、還
流ダイオードに小さな逆電圧を印加したので、還流ダイ
オードで生じる損失が少なくなる。請求項２記載の手段
によれば、逆電圧印加回路の電源ラインに耐圧が低い逆
電圧印加スイッチング素子を介在したので、装置がコス
トダウンされる。
【００６９】請求項３記載の手段によれば、両主回路ス
イッチング素子のデッドタイム期間内に還流ダイオード
に逆電圧を印加したので、逆電圧による悪影響が主回路
スイッチング素子に生じることが防止される。請求項４
記載の手段によれば、両主回路スイッチング素子間の電
位に応じて逆電圧の印加を選択的に行った。このため、
還流ダイオードの遮断を確実に判別し、還流ダイオード
に的確なタイミングで逆電圧を印加することができる。
【００７０】請求項５記載の手段によれば、主回路スイ
ッチング素子の駆動電源と逆電圧印加回路の電圧源とを
共用化したので、主回路スイッチング素子の専用駆動電
源を設ける必要がなくなる。請求項６記載の手段によれ
ば、逆電圧印加スイッチング素子の駆動電源と主回路ス
イッチング素子の駆動電源とを共用化したので、両スイ
ッチング素子の専用駆動電源を各々設ける必要がなくな
る。
【００７１】請求項７記載の手段によれば、主回路スイ
ッチング素子の駆動電源から逆電圧印加スイッチング素
子にチャージポンプ方式で駆動電源を与えたので、逆電
圧印加スイッチング素子の専用駆動電源を設ける必要が
なくなる。請求項８記載の手段によれば、一方の逆電圧
印加回路の電圧源から他方の逆電圧印加回路にチャージ
ポンプ方式で電圧源を与えたので、両逆電圧印加回路の
専用電圧源を各々設ける必要がなくなる。
【００７２】請求項９記載の手段によれば、逆電圧印加
回路の電源ラインに抵抗およびリアクトルの少なくとも
一方を介在したので、還流ダイオードで逆回復時に生じ
る損失が一層低減される。請求項１０記載の手段によれ
ば、主回路スイッチング素子にコンデンサを並列接続し
た。このため、主回路スイッチング素子がスイッチング
する際の「ｄＶ／ｄｔ」が小さくなるので、電磁ノイズ
等が防止される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例を示す図（Ｕ相の回路構成
を示す図）
【図２】Ｘ相の回路構成を示す図
【図３】全体の回路構成を示す図
【図４】Ｕ相の還流ダイオードに対する逆電圧印加タイ
ミングを示す図
【図５】Ｕ相のタイミングチャート
【図６】Ｘ相の還流ダイオードに対する逆電圧印加タイ
ミングを示す図
【図７】Ｘ相のタイミングチャート
【図８】本発明の第２実施例を示す図５相当図
【図９】図６相当図
【図１０】本発明の第３実施例を示す図１相当図
【図１１】Ｕ相およびＸ相のタイミングチャート
【図１２】本発明の第４実施例を示す図３相当図
【図１３】本発明の第５実施例を示す図３相当図
【図１４】本発明の第６実施例を示す図３相当図
【図１５】本発明の第７実施例を示す図３相当図
【図１６】本発明の第８実施例を示す図３相当図
【図１７】従来例を示す図
【図１８】還流ダイオードの逆回復特性を示す電流波形
図
【符号の説明】
１は直流電源、４ｕ〜４ｗおよび４ｘ〜４ｚはＭＯＳＦ
ＥＴ（主回路スイッチング素子）、５ｕ〜５ｗおよび５
ｘ〜５ｚは還流ダイオード、６は負荷、７は逆電圧印加
回路（逆電圧印加手段）、８は低電圧直流電圧源（電圧
源）、８ａは電源ライン、１４はコンデンサ（駆動電
源）、１５はコンデンサ（駆動電源）、１７はＭＯＳＦ
ＥＴ（逆電圧印加スイッチング素子）、１９は電位判別
回路（電位検出手段）、２１はリアクトル、２２は抵
抗、２３ｕ〜２３ｗおよび２３ｘ〜２３ｚはコンデンサ
を示す。

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直流電圧源に直列接続され、負荷に電力
    を供給する一対の主回路スイッチング素子と、 これら各主回路スイッチング素子に逆並列接続された還
    流ダイオードと、 これら各還流ダイオードが遮断するにあたって、前記直
    流電圧源より小さな逆電圧を各還流ダイオードに印加す
    る逆電圧印加回路とを備えたことを特徴とする電力変換
    装置。
  2. 【請求項２】 逆電圧印加回路の電源ラインには、主回
    路スイッチング素子より耐圧が低い逆電圧印加スイッチ
    ング素子が介在されていることを特徴とする請求項１記
    載の電力変換装置。
  3. 【請求項３】 逆電圧印加回路は、両主回路スイッチン
    グ素子のデッドタイム期間内に還流ダイオードに逆電圧
    を印加することを特徴とする請求項１記載の電力変換装
    置。
  4. 【請求項４】 両主回路スイッチング素子間の電位を検
    出する電位検出手段を備え、 逆電圧印加回路は、電位検出手段の検出結果に応じて逆
    電圧の印加を選択的に行うことを特徴とする請求項１記
    載の電力変換装置。
  5. 【請求項５】 主回路スイッチング素子の駆動電源と逆
    電圧印加回路の電圧源とは共用化されていることを特徴
    とする請求項１記載の電力変換装置。
  6. 【請求項６】 逆電圧印加回路の電源ラインには逆電圧
    印加スイッチング素子が介在され、 この逆電圧印加スイッチング素子の駆動電源は、主回路
    スイッチング素子の駆動電源と共用化されていることを
    特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
  7. 【請求項７】 逆電圧印加回路の電源ラインには逆電圧
    印加スイッチング素子が介在され、 この逆電圧印加スイッチング素子の駆動電源は、主回路
    スイッチング素子の駆動電源からチャージポンプ方式で
    与えられることを特徴とする請求項１記載の電力変換装
    置。
  8. 【請求項８】 一方の逆電圧印加回路の電圧源は、他方
    の逆電圧印加回路の電圧源からチャージポンプ方式で与
    えられることを特徴とする請求項１記載の電力変換装
    置。
  9. 【請求項９】 逆電圧印加回路の電源ラインには、 抵
    抗およびリアクトルの少なくとも一方が介在されている
    ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
  10. 【請求項１０】 主回路スイッチング素子には、コンデ
    ンサが並列接続されていることを特徴とする請求項１記
    載の電力変換装置。
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