JP2018121472A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング損失を低減して全体の損失を低減し、制御性を向上させ、放射ノイズを低減可能な電力変換装置を提供すること。【解決手段】入力電源Ｂの正極側電位線１ｐに接続されたメインスイッチＳｍと、上記メインスイッチと負極側電位線１ｎとの間に並列接続された複数のハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗを有し、変換された電力を負荷Ｍに出力する出力回路部２と、上記メインスイッチと並列に、補助スイッチＳａｓ及び共振リアクトルＬ１が接続されると共に、その接続点３１に接続される補助ダイオードＤａｓを有する補助回路３とを備える電力変換装置１であって、上記出力回路部は、上記メインスイッチのスイッチングに伴って上記複数のハーフブリッジ回路から上記負荷への通電が制御され、上記メインスイッチと上記出力回路部の間に、上記複数のハーフブリッジ回路と並列に共振コンデンサＣ１が接続される。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

例えば、電源電力をモータ等の駆動用電力に変換するために、インバータ等の電力変換装置が用いられる。電力変換装置では、スイッチング素子のオンオフに伴うスイッチング損失が発生することから、これを低減するための補助回路を設け、リアクトルとコンデンサによる共振現象を利用して、ゼロボルトスイッチング（以下、ＺＶＳと称する）を実現する手法が提案されている。

一例として、特許文献１には、直流電力入力と三相交流出力との間に接続されたスイッチング・ブリッジと、直流電力入力とスイッチング・ブリッジとの間に接続された補助回路を備えて、直流電力を三相交流出力に変換するための零電圧遷移電圧源インバータが開示されている。補助回路は、直流電力入力の直流レールに接続されたレール・スイッチと、その両端に接続された、共振インダクタと補助スイッチとの直列接続体と、補助ダイオードとからなる。補助ダイオードは、第１の端部が補助スイッチと共振インダクタとの接続点に接続され、第２の端部がアースに接続される。

特許第３２０７４３１号公報

特許文献１に記載される手法では、直流レールのレール・スイッチがオフのときにブリッジ回路のブリッジ・スイッチがゼロ電圧状態でターンオンされ、次いで、補助回路に支援されてレール・スイッチが時間ｔ１でターンオンされる。補助回路の補助スイッチは、時間ｔ１より前にターンオンされて、共振インダクタに電流が蓄積され、時間ｔ１より後にターンオフされる。共振インダクタは、ブリッジ・スイッチとレール・スイッチとの間のキャパシタンスと共振して、レール・スイッチのターンオンに対して、ゼロ電流遷移を提供する。その後、ブリッジ・スイッチがターンオフされ、さらに、レール・スイッチがターンオフされる。

しかしながら、特許文献１は、主にブリッジ・スイッチに対するＺＶＳの手法を提供するもので、レール・スイッチについては十分な対応がなされておらず、特にターンオフ時にスイッチング損失が生じやすい。また、補助回路では、電圧依存のあるスイッチの寄生容量等を共振コンデンサに利用しており、電圧の変化によりコンデンサ容量が変化すると、ＺＶＳの制御が難しくなる。このような回路構成では、各スイッチの並列容量へ共振電流が大きなループを描いて充放電されるため、放射ノイズが大きくなる。

本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、電源とブリッジ回路との間にスイッチと補助回路とを備える電力変換装置において、スイッチング損失を低減して全体の損失を低減し、制御性を向上させ、放射ノイズを低減可能な電力変換装置を提供しようとするものである。

本発明の一態様は、
入力電源（Ｂ）の正極側電位線（１ｐ）に接続されたメインスイッチ（Ｓｍ）と、
上記メインスイッチと上記入力電源の負極側電位線（１ｎ）との間に並列接続された複数のハーフブリッジ回路（２ｕ、２ｖ、２ｗ）を有し、変換された電力を負荷（Ｍ）に出力する出力回路部（２）と、
上記正極側電位線に、上記メインスイッチと並列に、補助スイッチ（Ｓａｓ）及び共振リアクトル（Ｌ１）が接続されると共に、上記補助スイッチ及び上記共振リアクトルの接続点（３１）と上記負極側電位線との間に補助ダイオード（Ｄａｓ）が接続された補助回路（３）と、を備える電力変換装置（１）であって、
上記出力回路部は、上記メインスイッチのスイッチングに伴って上記複数のハーフブリッジ回路から上記負荷への通電が制御されており、
上記メインスイッチと上記出力回路部の間に、上記複数のハーフブリッジ回路と並列に共振コンデンサ（Ｃ１）が接続されている、電力変換装置にある。

本発明の他の態様は、
入力電源（Ｂ）の正極側電位線（１ｐ）に接続されたメインスイッチ（Ｓｍ）と、
上記メインスイッチと上記入力電源の負極側電位線（１ｎ）との間に並列接続された複数のハーフブリッジ回路（２ｕ、２ｖ、２ｗ）を有し、変換された電力を負荷（Ｍ）に出力する出力回路部（２）と、
上記正極側電位線に、上記メインスイッチと並列に、補助スイッチ（Ｓａｓ）及び共振リアクトル（Ｌ１）が接続されると共に、上記補助スイッチ及び上記共振リアクトルの接続点（３１）と上記負極側電位線との間に補助ダイオード（Ｄａｓ）が接続された補助回路３と、を備える電力変換装置（１）であって、
上記出力回路部は、上記メインスイッチのスイッチングに伴って上記複数のハーフブリッジ回路から上記負荷への通電が制御されており、
上記メインスイッチと並列に共振コンデンサ（Ｃ１）が接続されている、電力変換装置にある。

上記一態様の電力変換装置において、メインスイッチのスイッチングに伴い、出力回路部の複数のハーフブリッジ回路が通電制御され、入力電圧を変換して負荷に出力する。その際、メインスイッチのターンオンに先立ち、これと並列な補助回路の補助スイッチを作動させると、共振インダクタを経由して、複数のハーフブリッジ回路と並列な共振コンデンサが充電される。共振コンデンサは、スイッチの寄生容量等に比べて十分容量が大きく電圧依存のないコンデンサとし、メインスイッチと出力回路部の間に配置されることで、電源電圧まで充電される。

これにより、メインスイッチの出力側と入力側の電位差が低下し、ＺＶＳにてターンオン可能となる。また、共振コンデンサの放電により、メインスイッチの両端の電位差が上昇する前に、メインスイッチのＺＶＳによるターンオフが可能となる。したがって、メインスイッチのオンオフ時のスイッチング損失を抑制し、全体の損失を大きく低減させることができる。上記他の態様の電力変換装置において、メインスイッチと並列に配置された共振コンデンサを用いた場合も、同様の効果が得られる。

以上のごとく、上記態様によれば、電源とブリッジ回路との間にスイッチと補助回路とを備える電力変換装置において、スイッチング損失を低減して全体の損失を低減し、制御性を向上させ、放射ノイズを低減可能な電力変換装置を提供することができる。
なお、特許請求の範囲及び課題を解決する手段に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。

実施形態１における、電力変換装置の概略構成を示す回路図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチとハーフブリッジ回路の各相を構成する半導体スイッチへの制御信号を示す波形図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ１の電流経路と各スイッチの動作状態を示す図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ２の電流経路と各スイッチの動作状態を示す図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ３の電流経路と各スイッチの動作状態を示す図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ４の電流経路と各スイッチの動作状態を示す図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ５の電流経路と各スイッチの動作状態を示す図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ６の電流経路と各スイッチの動作状態を示す図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ７の電流経路と各スイッチの動作状態を示す図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ８の電流経路と各スイッチの動作状態を示す図。 実施形態１における、電力変換装置の共振コンデンサのコンデンサ容量を設定する式１の係数Ａと損失との関係を示すグラフ図。 実施形態１における、電力変換装置の共振コンデンサのコンデンサ容量を設定する式１の係数Ｂと損失との関係を示すグラフ図。 実施形態１における、電力変換装置の共振コンデンサのコンデンサ容量を設定する式３の係数Ｂと損失との関係を示すグラフ図。 実施形態２における、電力変換装置の概略構成を示す回路図。 実施形態３における、電力変換装置の概略構成を示す回路図。

（実施形態１）
以下、電力変換装置に係る実施形態１について、図１〜図１３を参照して説明する。
図１に示すように、本形態の電力変換装置１は、入力電源としてのバッテリＢと、その正極側電位線１ｐに接続されたメインスイッチＳｍと、負荷としての交流モータＭに接続され、変換された電力を出力する出力回路部２と、補助スイッチＳａｓと共振リアクトルＬ１と補助ダイオードＤａｓを有する補助回路３と、共振コンデンサＣ１を備えている。

出力回路部２は、メインスイッチＳｍとバッテリＢの負極側電位線１ｎとの間に並列接続された複数のハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗを有し、メインスイッチＳｍのスイッチングに伴って、複数のハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗから交流モータＭへの通電が制御されている。共振コンデンサＣ１は、メインスイッチＳｍと出力回路部２との間に、複数のハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗと並列に接続される。

メインスイッチＳｍ、出力回路部２及び補助回路３は、制御回路４に接続されており、電力変換装置１の動作は、制御回路４からの制御信号によって制御される。電力変換装置１は、例えば、交流モータＭを駆動源とする車載装置に適用され、直流電源であるバッテリＢからの入力電力を、所望の交流出力に変換して交流モータＭに出力する。交流モータＭは、三相（すなわち、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗを備え、これらモータコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗは一端が共通接続されている。

出力回路部２は、バッテリＢの直流電力を、交流電力に変換するインバータとして構成されている。並列接続された複数のハーフブリッジ回路として、ここでは、正極Ｂｐに接続される正極側電位線１ｐと負極Ｂｎに接続される負極側電位線１ｎとの間に、３つのハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗが配置される。負極側電位線１ｎは、例えば、グランド電位に設定されている。

各ハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗは、正極Ｂｐ側の上アームスイッチである半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐと、負極Ｂｎ側の下アームスイッチである半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎと、を直列接続して構成される。Ｕ相の半導体スイッチＳｕｐと半導体スイッチＳｕｎとの接続点２１ｕには、モータコイルＬｕの他端（すなわち、共通する一端と反対側の一端）が接続される。同様に、Ｖ相、Ｗ相の半導体スイッチＳｖｐ、Ｓｗｐと半導体スイッチＳｖｎ、Ｓｗｎとの接続点２１ｖ、２１ｗには、それぞれモータコイルＬｖ、Ｌｗの他端が接続される。

補助回路３は、補助スイッチＳａｓ及び共振リアクトルＬ１の直列接続体と、これらの接続点３１に接続される補助ダイオードＤａｓとを有している。補助スイッチＳａｓ及び共振リアクトルＬ１の直列接続体は、正極側電位線１ｐに、メインスイッチＳｍと並列に接続される。具体的には、補助スイッチＳａｓの一端が、メインスイッチＳｍの正極Ｂｐ側に接続され、共振リアクトルＬ１の一端が、メインスイッチＳｍの出力回路部２側に接続されている。補助ダイオードＤａｓは、接続点３１と負極側電位線１ｎとの間に逆方向接続される。すなわち、カソード側が、補助スイッチＳａｓ及び共振リアクトルＬ１の接続点３１に接続され、アノード側が、負極側電位線１ｎに接続されて、補助回路３の作動時に流れるリアクトル電流Ｉａｓを整流している。

メインスイッチＳｍ、補助スイッチＳａｓとしては、例えば、ゲート電圧制御式のＭＯＳＦＥＴ（すなわち、電界効果トランジスタ）が用いられる。メインスイッチＳｍ、補助スイッチＳａｓは、それぞれＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間に逆方向接続されたダイオードを有している。ＭＯＳＦＥＴ以外の半導体スイッチング素子、例えば、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ等を用いることもできる。

同様に、出力回路部２を構成する半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ及び半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎとして、例えば、ＭＯＳＦＥＴが用いられる。また、半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ及び半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎは、それぞれＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間に逆方向接続されたダイオードＤｕｐ、Ｄｖｐ、Ｄｗｐ、Ｄｕｎ、Ｄｖｎ、Ｄｗｎを有している。ＭＯＳＦＥＴ以外の半導体スイッチング素子、例えば、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ等を用いることもできる。

なお、ハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗとなる各直列接続体は、２つの半導体スイッチの組み合わせに限らない。２つの半導体パワー素子からなる直列接続体であれば、例えば、半導体スイッチとダイオードを組み合わせた直列接続体でもよい。また、出力回路部２は、３つのハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗを用いた三相のインバータとしたが、単相のインバータとして構成してもよく、２つ以上のハーフブリッジ回路を有していればよい。

共振コンデンサＣ１は、メインスイッチＳｍと出力回路部２との間に、出力回路部２の複数のハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗと並列に配置される。具体的には、メインスイッチＳｍのソース端子側の正極側電位線１ｐに、共振コンデンサＣ１の一端が接続され、他端がグランド電位の負極側電位線１ｎに接続される。共振コンデンサＣ１の容量は、出力回路部２の半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ及び半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎの寄生容量の合計値よりも大きくするのがよい。十分大きな容量の電圧依存の少ない容量素子を共振コンデンサＣ１として使用することで、スイッチング時の制御性が向上する。また、スイッチオフ時のメインスイッチＳｍのドレイン−ソース間電圧の上昇を緩やかにして、スイッチング損失を低減できる。さらに、共振コンデンサＣ１を補助回路３の近傍に配置することができ、急峻で大きな共振電流が流れる電流経路のループを小さくして、放射ノイズを低減できる。
共振コンデンサＣ１の好適な容量については、詳細を後述する。

また、電力変換装置１は、バッテリＢの電圧を平滑化する平滑コンデンサＣｉを備えている。具体的には、補助スイッチＳａｓとメインスイッチＳｍとの接続点１１よりバッテリＢ側において、正極側電位線１ｐと負極側電位線１ｎの間に平滑コンデンサＣｉが接続されている。これにより、バッテリＢの直流電源の変動による影響を抑制することができる。バッテリＢの直流電圧（すなわち、入力電圧Ｖｉ）は、例えば、４８Ｖである。

制御回路４は、メインスイッチＳｍ、補助スイッチＳａｓの各ゲート電極に、ゲート配線を介してそれぞれ接続されている。また、ハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗの半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ及び半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎの各ゲート電極に、ゲート配線を介してそれぞれ接続されている。制御回路４は、例えば、交流モータＭの要求トルクに応じた目標出力となるように、各ゲート電極に制御信号を出力してこれらスイッチをオンオフ制御し、入力された直流電力を三相交流電力に変換する。このとき、出力回路部２の３つのハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗは、上アームスイッチである半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐと、下アームスイッチである半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎが交互に通電状態となるように制御され、モータコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが流れる。

図２に示すように、交流モータＭの三相（すなわち、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に対応する出力回路部２の各スイッチのゲート電極には、それぞれ異なるタイミングでパルス状の制御信号が出力される。三相は、それぞれ電気角で１２０度の位相差を有しており、３６０度で１サイクルとなっている。なお、図２には、電気角を１２０度とした例を示しているが、この値は必ずしも１２０度である必要はなく、任意に設定できる。

３つのハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗにおいて、上アームスイッチである半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐの通電状態は、１つのメインスイッチＳｍのオンオフとの組み合わせによって制御される。すなわち、半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐは、それぞれ１サイクル中、電気角で１２０度の間オン状態となり、その間にメインスイッチＳｍのオンオフが切り換えられる。このメインスイッチＳｍのオン状態の間、半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐは、実質的な通電オン状態となる。

下アームスイッチである半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎは、対応する半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐが実質的な通電オフ状態にあるときに、オン状態となるように制御される。言い換えれば、メインスイッチＳｍと半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐの両方がオン状態であるときに、対応する半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎが同時にオン状態とならないようにしている。

メインスイッチＳｍは、ＰＷＭ（すなわち、パルス幅変調）制御により駆動され、メインスイッチＳｍのオン期間中に、三相のうちオン状態にある相の半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐを経由する電流経路が形成される。制御回路４は、例えば、交流モータＭの各相電圧又は各相電流の目標値となるように、ＰＷＭ制御のデューティ比を設定し、ＰＷＭ信号を生成する。デューティ比は、パルス波の１周期（すなわち、スイッチング周期）のうちのオン期間とオフ期間の比率であり、ＰＷＭ信号に基づく所定のタイミングでメインスイッチＳｍがオンオフ駆動される。

図２中のＶg_smは、メインスイッチＳｍにおけるゲート電圧を示しており、ゲート電圧がハイレベル（以下、Ｈレベル）のときにオンし、ローレベル（以下、Ｌレベル）のときにオフする。同様に、Ｖg_upは、Ｕ相の上アームの半導体スイッチＳｕｐにおけるゲート電圧を示しており、Ｖg_unは、Ｕ相の下アームの半導体スイッチＳｕｎにおけるゲート電圧を示している。また、Ｖg_vp、Ｖg_vnは、Ｖ相の上アーム及び下アームの半導体スイッチＳｖｐ、Ｓｖｎにおけるゲート電圧を示し、Ｖg_wp、Ｖg_wnは、Ｗ相の上アーム及び下アームの半導体スイッチＳｗｐ、Ｓｗｎにおけるゲート電圧を示している。ここでは、各相の半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐがオン状態である間に、メインスイッチＳｍは、例えば、それぞれ４回のスイッチングを行っている。なお、スイッチング回数は、一例であり、回路条件等によって変化する。

このように、３つのハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗを有する出力回路部２を、１つのメインスイッチＳｍと組み合わせることで、制御性が大きく向上する。さらに、メインスイッチＳｍのオンオフ時には、共振リアクトルＬ１を有する補助回路３と共振コンデンサＣ１によるＬＣ共振回路の補助により、制御性よくＺＶＳによるターンオン・ターンオフ動作を実現できる。一例として、Ｕ相の通電時における、メインスイッチＳｍのスイッチング１周期分（すなわち、図２中に斜線で示す期間）について、複数に分けた各期間の電流経路と各スイッチの状態を、図３〜図１０により説明する。なお、図３〜図１０では、回路動作の説明上、平滑コンデンサＣｉは不要であるため、図示を省略している。

図３左図に示すように、Ｕ相のモータコイルＬｕに通電する際には、メインスイッチＳｍと、ハーフブリッジ回路２ｕの半導体スイッチＳｕｐ及びハーフブリッジ回路２ｖの半導体スイッチＳｖｎをオン状態とする。これら以外の半導体スイッチＳｕｎ、半導体スイッチＳｖｐ及びハーフブリッジ回路２ｗの半導体スイッチＳｗｐ、Ｓｗｎは、いずれもオフ状態とする。このとき、図３右図に示すように、メインスイッチＳｍがオン状態となる期間Ｔ１の間、バッテリＢの正極側電位線１ｐから、メインスイッチＳｍを経由して、半導体スイッチＳｕｐ、モータコイルＬｕ、モータコイルＬｖ、半導体スイッチＳｖｎ、負極側電位線１ｎへの電流経路（すなわち、図３左図中に矢印で示す経路）が形成される。メインスイッチＳｍは、ドレイン−ソース間が導通して、ドレイン−ソース間電圧Ｖds_smは０Ｖとなっている。また、オフ状態の半導体スイッチＳｖｐの両端間は同電位となっており、ドレイン−ソース間電圧Ｖds_svは０Ｖとなっている。図３右図中のＶg_asは、補助スイッチＳａｓのゲート電圧を示している。

期間Ｔ１に先立ち、後述するように、補助回路３の補助スイッチＳａｓが駆動されて、共振コンデンサＣ１が充電されており、コンデンサ電圧Ｖｃは、入力電圧Ｖｉ（例えば、４８Ｖ）と同等になっている。この状態において、図４左図に示すように、メインスイッチＳｍをオフすると、共振コンデンサＣ１の電荷が正極側電位線１ｐとの接続点へ向けて供給され、半導体スイッチＳｕｐ、モータコイルＬｕ、モータコイルＬｖ、半導体スイッチＳｖｎを経由して、負極側電位線１ｎへの電流経路（すなわち、図４左図中に矢印で示す経路）が形成される。図４右図に示すように、この期間Ｔ２では、まず、メインスイッチＳｍのゲート電圧Ｖg_smが、ＨレベルからＬレベルに切り替えられることで、メインスイッチＳｍがオフし、次いで、共振コンデンサＣ１の電荷が抜かれることで、コンデンサ電圧Ｖｃが低下し始めると共に、メインスイッチＳｍのドレイン−ソース間電圧Ｖds_smが上昇を始める。

このとき、メインスイッチＳｍのスイッチング速度に対して、共振コンデンサＣ１のコンデンサ電圧Ｖｃの低下速度が遅いために、メインスイッチＳｍのドレイン−ソース間電圧Ｖds_smが上昇する前に、メインスイッチＳｍをターンオフ可能となる。すなわち、メインスイッチＳｍのターンオフ動作は、ＺＶＳとなる。その後、共振コンデンサＣ１の放電によりコンデンサ電圧Ｖｃは０Ｖまで低下し、メインスイッチＳｍのドレイン−ソース間電圧Ｖds_smは電源電圧と同等となる。

すると、図５右図に示す期間Ｔ３において、交流モータＭ側からバッテリＢ側へ向かってモータコイル電流が還流する。還流電流は、図５左図に示すように、ハーフブリッジ回路２ｖの接続点２１ｖから、半導体スイッチＳｖｐのダイオードＤｖｐを経由して半導体スイッチＳｕｐ側へ流れると共に、半導体スイッチＳｖｎから半導体スイッチＳｕｎのダイオードＤｕｎを経由して半導体スイッチＳｕｐ側へ流れる。

好適には、図６に示すように、続く期間Ｔ４において、半導体スイッチＳｕｎ及び半導体スイッチＳｖｐをオンする。これにより、ダイオードＤｕｎ、Ｄｖｐに代わって、より損失の小さい半導体スイッチＳｕｎと半導体スイッチＳｖｐのドレイン−ソース間が導通するため、導通損を低減することができる。また、半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｐの両端間は同電位となっており、ターンオン動作は、ＺＶＳとなる。さらに、図７に示すように、期間Ｔ５において、半導体スイッチＳｕｎ及び半導体スイッチＳｖｐをオフすることで、メインスイッチＳｍがオンできる状況を作る。このとき半導体スイッチＳｕｎ及び半導体スイッチＳｖｐのドレイン-ソース間は同電位となっており、ＺＶＳターンオフとなる。

図８〜図１０に示す期間Ｔ６〜期間Ｔ８では、補助回路３を作動させて、共振コンデンサＣ１に充電する。まず、図８において、補助スイッチＳａｓをオンすると、共振リアクトルＬ１を経由して、半導体スイッチＳｕｐ、モータコイルＬｕ、モータコイルＬｖ、半導体スイッチＳｖｎ、負極側電位線１ｎへの電流経路が形成される。期間Ｔ６以前に補助回路３は通電されておらず、また共振リアクトルＬ１により電流の立ち上りが抑制されるため、補助スイッチＳａｓのターンオン動作は、ゼロ電流スイッチング（すなわち、ＺＣＳ）となる。補助スイッチＳａｓのターンオンに伴い、補助スイッチＳａｓ及び共振リアクトルＬ１を経て補助回路３を流れるリアクトル電流Ｉａｓが立ち上がり、時間と共に上昇する。

図９に示すように、期間Ｔ７においてリアクトル電流Ｉａｓが、相電流Ｉｕ以上になると、共振コンデンサＣ１へ向けて充電電流が流れ、コンデンサ電圧Ｖｃが上昇し始める。同時に、メインスイッチＳｍのドレイン−ソース間電圧Ｖds_smが低下を始める。その後、図１０に示すように、期間Ｔ８において、補助スイッチＳａｓをオフすると、共振リアクトルＬ１と共振コンデンサＣ１が共振し、共振リアクトルＬ１に蓄えられていたエネルギが共振コンデンサＣ１に移動する。リアクトル電流Ｉａｓは、補助スイッチＳａｓのターンオフに伴い、徐々に下降する。このようにして、コンデンサ電圧Ｖｃを電源電圧まで上昇させることができる。同時に、メインスイッチＳｍのソース端子側の電位が上昇することで、ドレイン−ソース間電圧Ｖds_smが０Ｖまで低下する。

この時点で、１つのスイッチング周期が終了し、次のスイッチング周期が開始される。そして、期間Ｔ８から期間Ｔ１（例えば、図３参照）への切り替わり時に、メインスイッチＳｍがＺＶＳにより再びオンされる。このようにして、メインスイッチＳｍのターンオフ及びターンオンにおけるＺＶＳ動作が可能になる。

ここで、共振コンデンサＣ１の容量Ｃａｓ（以下、コンデンサ容量Ｃａｓと称する）は、補助回路２の導通損失と、メインスイッチＳｍのターンオフ損失を考慮して、最適な範囲に設定することが望ましい。具体的には、コンデンサ容量Ｃａｓの上限値は、式１を満たすように設定されるのがよい。
式１：Ｃａｓ≦１６／（４π²・ｆｓｗ²・Ｌａｓ²）
ただし、式中、ｆｓｗは、メインスイッチＳｍのスイッチング周波数であり、Ｌａｓは、共振リアクトルＬ１のインダクタンスである。

ＺＶＳ動作を実現するために、共振コンデンサＣ１と共振リアクトルＬ１の共振周期Ｔの１／４は、メインスイッチＳｍのスイッチング周期以下に設定される。スイッチング周期は、１／ｆｓｗ（すなわち、スイッチング周波数ｆｓｗの逆数）で表され、共振周期Ｔの１／４に対するスイッチング周期の比率が１以上となり、下記式１−１のようになる。共振周期Ｔは、一般に、式１−２のように表される。
式１−１：（１／ｆｓｗ）／（Ｔ／４）≧１
式１−２：Ｔ＝２π√（Ｌａｓ・Ｃａｓ）
このとき、式１−１に式１−２を代入することで式１が導かれる。

好適には、コンデンサ容量Ｃａｓの上限値は、式２を満たすように設定される。
式２：Ｃａｓ≦１６／（Ａ²・４π²・ｆｓｗ²・Ｌａｓ²）
ただし、式中、Ａ＞１であり、ｆｓｗは、メインスイッチＳｍのスイッチング周波数であり、Ｌａｓは、共振リアクトルＬ１のインダクタンスである。

好ましくは、補助回路２の通電時間が短くなるように、共振周期Ｔの１／４がスイッチング周期に対してより短く設定されるのがよい。例えば、式１−１を、下記式２−１のように変形すると、共振周期Ｔの１／４に対するスイッチング周期の比率がＡ以上となり、これを変形した式２−２から、式２が導かれる。
式２−１：（１／ｆｓｗ）／（Ｔ／４）≧Ａ
式２−２：Ａ・ｆｓｗ≦４／（２π√（Ｌａｓ・Ｃａｓ））
係数Ａは１より大きい変数であり（すなわち、Ａ＞１）、例えば、Ａ＝５のとき、Ｔ／４は、スイッチング周期の１／５以下になるように設定される。これを反映した式２を満足するように、コンデンサ容量Ｃａｓを設定することにより、補助回路２の通電時間が短くなり、補助回路２における導通損失を抑制することができる。

図１１に、コンデンサ容量Ｃａｓを変えて係数Ａを変化させた場合について、全体の損失（単位：Ｗ）のグラフを示すように、係数Ａが比較的大きい方が、損失の低減効果が高い。具体的には、係数Ａが１０より小さい領域では、補助回路２の導通損失が比較的大きくなるのに対し、Ａ≧１０となる領域では、導通損失が急減すると共に、ターンオフ損失を十分低減できる。Ａ≧１５となる領域では、導通損失がより低減し、全体の損失を大きく低減できるため、より好ましい。ただし、Ａ≧３０となる領域では、ターンオフ損失が上昇し始めるため、好ましくは、係数Ａが３０を超えない範囲で、適宜設定されるのがよい。

また、コンデンサ容量Ｃａｓの下限値は、下記式３を満たすように設定されるのがよい。
式３：Ｃａｓ≧（Ｉ_Ｌ・ｔoff）／Ｖｉ
ただし、式中、Ｉ_Ｌは、負荷電流（例えば、Ｕ相の通電時であれば、相電流Ｉｕ）であり、ｔoffは、メインスイッチＳｍのターンオフ時間（すなわち、オン状態からオフ状態への遷移時間）であり、Ｖｉは、入力電圧である。

一般に、コンデンサ容量Ｃａｓは、コンデンサＣ１の充電又は放電時間（以下、充放電時間と略称する）をｔ１としたとき、以下の式３−１で表される。
式３−１：Ｃａｓ＝（Ｉ_Ｌ・ｔ１）／Ｖｉ
式３−２：ｔ１／ｔoff≧１
メインスイッチＳｍのターンオフをＺＶＳ動作にて行うには、ターンオフ時間ｔoffがコンデンサＣ１の充放電時間ｔ１以下に設定されるのがよい。すなわち、式３−２のように、ターンオフ時間ｔoffに対するコンデンサＣ１の充放電時間ｔ１の比率が１以上となる。これら式３−１、式３−２から式３が導かれ、式３によりコンデンサ容量Ｃａｓを決定することで、ターンオフ損失を低減可能となる。

好適には、下記式４を満たすように、コンデンサ容量Ｃａｓの下限値を設定するのがよい。
式４：Ｃａｓ≧（Ｉ_Ｌ・（Ｂ・ｔoff））／Ｖｉ
ただし、式中、Ｂ＞１であり、Ｉ_Ｌは、負荷電流（例えば、Ｕ相の通電時であれば、相電流Ｉｕ）であり、ｔoffは、メインスイッチＳｍのターンオフ時間（すなわち、オン状態からオフ状態への遷移時間）であり、Ｖｉは、入力電圧である。

式３−２を、下記式４−１のように変形すると、ターンオフ時間ｔoffに対する充放電時間ｔ１の比率がＢ以上となる。この関係を用いて、式３−１を変形すると、式４が導かれる。
式４−１：ｔ１／ｔoff≧Ｂ
係数Ｂは１より大きい変数であり（すなわち、Ｂ＞１）、例えば、Ｂ＝５のとき、コンデンサＣ１の充放電時間ｔが、メインスイッチＳｗのターンオフに要する時間の５倍以上となるように、コンデンサ容量Ｃａｓが設定される。コンデンサ容量Ｃａｓを大きくすることにより、充放電時のコンデンサ電圧Ｖｃの上昇時間及び下降時間が長くなり、メインスイッチＳｗの両端間電圧の上昇を遅らせることができる。したがって、両端間電圧が高くなる前にターンオフすることで、スイッチング損失を低減することができる。

図１２、図１３には、コンデンサ容量Ｃａｓを変えて係数Ｂを変化させた場合について、全体の損失（単位：Ｗ）のグラフを示している。図示するように、係数Ｂが１より小さい領域では、ターンオフ損失が臨界的に増加しており、Ｂ≧１の領域において、損失が急減している。例えば、従来技術のように、スイッチング素子の寄生容量（例えば、０．０１μＦ以下）を用いた場合には、Ｂ＝０．１程度となるため、ターンオフ損失の低減効果はほとんど得られないことがわかる。好ましくは、Ｂ≧２とするのがよく、Ｂ＝２前後において、ターンオフ損失が最小となり、補助回路２の導通損失も十分低減できる。ただし、Ｂがさらに大きくなり、例えば、Ｂ≧１０となる領域では、補助回路２の導通損失が増加し始めるので、好ましくは、Ｂが１０を超えない範囲で、適宜設定されるのがよい。

次に、補助回路２の共振リアクトルＬ１のインダクタンスＬａｓは、以下の式５を満たすように設定されるのがよい。
式５：Ｌａｓ≦Ｖｉ／ｆｓｗ・Ｉ_Ｌ
ただし、式中、Ｖｉは、入力電圧であり、ｆｓｗは、メインスイッチＳｍのスイッチング周波数ｆｓｗであり、Ｉ_Ｌは、負荷電流（例えば、Ｕ相の通電時であれば、相電流Ｉｕ）である。

一般に、インダクタンスＬａｓは、リアクトル電流Ｉａｓの立ち上がり期間をｔ２としたとき、以下の式５−１で表される。このとき、補助回路２の通電時間を短くするには、式５−２のように、立ち上がり期間ｔ２がスイッチング周期以下に設定されるのがよい。すなわち、式５−２のように、立ち上がり期間ｔ２に対するスイッチング周期の比率が１以上となる。これら式５−１、式５−２から式５が導かれ、式５によりインダクタンスＬａｓを決定することで、補助回路２での導通損失を抑制可能となる。
式５−１：Ｌａｓ＝Ｖｉ・ｔ／Ｉ_Ｌ
式５−２：（１／ｆｓｗ）／ｔ２≧１

好適には、補助回路２の共振リアクトルＬ１は、以下の式６を満たすように設定される。
式６：Ｌａｓ≦Ｖｉ／Ｃ・ｆｓｗ・Ｉ_Ｌ
ただし、式中、Ｃ＞１であり、Ｉ_Ｌは、負荷電流（例えば、Ｕ相の通電時であれば、相電流Ｉｕ）であり、ｆｓｗは、メインスイッチＳｍのスイッチング周波数であり、Ｖｉは、入力電圧である。

例えば、式５−２を下記式６−１のように変形すると、立ち上がり期間ｔ２に対するスイッチング周期の比率がＣ以上となる。この関係を用いて、式５−１から式６が導かれる。この式６を満たすように、共振リアクトルＬ１のインダクタンスＬａｓの上限値を設定するのがよい。
式６−１：（１／ｆｓｗ）／ｔ２≧Ｃ
係数Ｃは１より大きい変数であり（すなわち、Ｃ＞１）、例えば、Ｃ＝５のとき、リアクトル電流Ｉａｓの立ち上がり期間ｔ２が、スイッチング周期の１／５以下となるように、インダクタンスＬａｓが設定される。インダクタンスＬａｓを小さくすることにより、補助回路２の通電時間が短くなり、補助回路２での導通損失を低減することができる。補助回路２での導通損失は、実効電流の２乗に比例して増加するため、好ましくは、Ｃ≧５とすることで、通電時間を十分短く設定でき、導通損失を低減できる。

（実施形態２）
電力変換装置に係る実施形態２について、図１４を参照して説明する。
図１４に示すように、本形態の電力変換装置１の基本構成は、上記実施形態１と同様であり、バッテリＢの正極側電位線１ｐに接続されたメインスイッチＳｍと、交流モータＭに接続された出力回路部２と、補助スイッチＳａｓと共振リアクトルＬ１を有する補助回路３とを備えている。電力変換装置１の各部動作は、図示しない制御回路４からの制御信号によって制御される。
なお、実施形態２以降において用いた符号のうち、既出の実施形態において用いた符号と同一のものは、特に示さない限り、既出の実施形態におけるものと同様の構成要素等を表す。

上記実施形態１では、出力回路部２のハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗと並列な共振コンデンサＣ１を配置したが、本形態では、メインスイッチＳｍと並列に、共振コンデンサＣ２を配置している。具体的には、メインスイッチＳｍが接続される正極側電位線１ｐにおいて、メインスイッチＳｍのドレイン端子側に、共振コンデンサＣ２の一端が接続され、メインスイッチＳｍのソース端子側に、共振コンデンサＣ２の他端がそれぞれ接続されている。

本形態の構成においても、メインスイッチＳｍのスイッチングにより、ハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗの駆動が制御されて、出力回路部２から所望の交流出力を交流モータＭに出力できる。その際に、メインスイッチＳｍのオンオフ動作に先立ち、補助回路２を駆動して、共振コンデンサＣ２を充電し、コンデンサ電圧Ｖｃを電源電圧Ｖｉまで上昇させることができる。共振コンデンサＣ２のコンデンサ容量Ｃａｓ及び共振リアクトルのインダクタンスＬａｓは、実施形態１と同様にして設定される。これにより、メインスイッチＳｍのスイッチング動作をＺＶＳにて行うことができ、スイッチング損失を低減できる。

また、共振コンデンサＣ２をメインスイッチＳｍの直近に配置できるため、低インダクタンスでの実装が可能になる。この場合、メインスイッチＳｍのターンオフ時にドレイン−ソース間の電圧上昇を理想に近い緩やかな波形にできるため、ターンオフ損失を低減する効果が高い。

（実施形態３）
電力変換装置に係る実施形態３について、図１５を参照して説明する。
図１５に示すように、本形態の電力変換装置１の基本構成は、上記実施形態１と同様であり、バッテリＢの正極側電位線１ｐに接続されたメインスイッチＳｍと、交流モータＭに接続された出力回路部２と、補助スイッチＳａｓと共振リアクトルＬ１を有する補助回路３とを備えている。メインスイッチＳｍと出力回路部２との間には、ハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗと並列な共振コンデンサＣ１が配置されている。電力変換装置１の各部動作は、図示しない制御回路４からの制御信号によって制御される。

上記実施形態１では、補助回路３を、メインスイッチＳｍと並列に設けられた、補助スイッチＳａｓと共振リアクトルＬ１の直列接続体と、補助ダイオードＤａｓとで構成したが、ダイオードＤａｓに代えて、第２の補助スイッチＳａｓ１を配置することもできる。第２の補助スイッチＳａｓ１は、ＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子からなり、第２の補助ダイオードＤａｓ１が並列に接続されている。第２の補助ダイオードＤａｓ１は、補助ダイオードＤａｓと同方向を順方向としており、補助ダイオードＤａｓと同様に動作する。

この第２の補助ダイオードＤａｓの動作時に、例えば、上記実施形態１においてダイオードＤａｓを経由する電流経路が形成されるタイミングで、第２の補助スイッチＳａｓ１をオン状態とする。これにより、第２の補助スイッチＳａｓ１へ電流を分流し、第２の補助ダイオードＤａｓの導通損失を低減して、補助回路２における損失を低減できる。
それ以外の構成及び作動は、実施形態１と同様であり、説明を省略する。

本発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の実施形態に適用することが可能である。例えば、複数のメインスイッチＳｍを設けて、そのそれぞれに対して、複数のハーフブリッジ回路を有する出力回路部２を配置してもよい。あるいは、１つのメインスイッチＳｍに対して、それぞれ複数のハーフブリッジ回路を有する出力回路部２を、複数並列配置することもできる。

上記実施形態では、電力変換装置１を交流モータＭに接続して、交流出力を供給するためのインバータとして構成したが、負荷は交流モータＭに限らず、車載機器その他任意の機器に適用可能である。また、インバータ動作は、矩形波パルス信号による通電制御に限らず、正弦波信号による通電制御でもよい。

Ｂ バッテリ（入力電源）
Ｃ１、Ｃ２ 共振コンデンサ
Ｌ１ 共振リアクトル
Ｓｍ メインスイッチ
Ｓａｓ 補助スイッチ
Ｍ 交流モータ（負荷）
１ 電力変換装置
２ 出力回路部
２ｕ、２ｖ、２ｗ ハーフブリッジ回路
３ 補助回路

Claims (14)

1. 入力電源（Ｂ）の正極側電位線（１ｐ）に接続されたメインスイッチ（Ｓｍ）と、
   上記メインスイッチと上記入力電源の負極側電位線（１ｎ）との間に並列接続された複数のハーフブリッジ回路（２ｕ、２ｖ、２ｗ）を有し、変換された電力を負荷（Ｍ）に出力する出力回路部（２）と、
   上記正極側電位線に、上記メインスイッチと並列に、補助スイッチ（Ｓａｓ）及び共振リアクトル（Ｌ１）が接続されると共に、上記補助スイッチ及び上記共振リアクトルの接続点（３１）と上記負極側電位線との間に補助ダイオード（Ｄａｓ）が接続された補助回路（３）と、を備える電力変換装置（１）であって、
   上記出力回路部は、上記メインスイッチのスイッチングに伴って上記複数のハーフブリッジ回路から上記負荷への通電が制御されており、
   上記メインスイッチと上記出力回路部の間に、上記複数のハーフブリッジ回路と並列に共振コンデンサ（Ｃ１）が接続されている、電力変換装置。
2. 入力電源（Ｂ）の正極側電位線（１ｐ）に接続されたメインスイッチ（Ｓｍ）と、
   上記メインスイッチと上記入力電源の負極側電位線（１ｎ）との間に並列接続された複数のハーフブリッジ回路（２ｕ、２ｖ、２ｗ）を有し、変換された電力を負荷（Ｍ）に出力する出力回路部（２）と、
   上記正極側電位線に、上記メインスイッチと並列に、補助スイッチ（Ｓａｓ）及び共振リアクトル（Ｌ１）が接続されると共に、上記補助スイッチ及び上記共振リアクトルの接続点（３１）と上記負極側電位線との間に補助ダイオード（Ｄａｓ）が接続された補助回路３と、を備える電力変換装置（１）であって、
   上記出力回路部は、上記メインスイッチのスイッチングに伴って上記複数のハーフブリッジ回路から上記負荷への通電が制御されており、
   上記メインスイッチと並列に共振コンデンサ（Ｃ１）が接続されている、電力変換装置。
3. 上記共振コンデンサの容量Ｃａｓの上限値は、下記式１を満足するように設定される、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
   式１：Ｃａｓ≦１６／（４π²・ｆｓｗ²・Ｌａｓ²）
   ただし、式１中、Ｌａｓは、上記共振リアクトルＬ１のインダクタンスであり、ｆｓｗは、上記メインスイッチのスイッチング周波数である。
4. 上記共振コンデンサの容量Ｃａｓの上限値は、下記式２を満足するように設定される、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
   式２：Ｃａｓ≦１６／（Ａ²・４π²・ｆｓｗ²・Ｌａｓ²）
   ただし、式１中、Ａ＞１であり、Ｌａｓは、上記共振リアクトルＬ１のインダクタンスであり、ｆｓｗは、上記メインスイッチのスイッチング周波数である。
5. 上記式２における係数Ａと、上記共振コンデンサと上記共振リアクトルの共振周期Ｔの１／４と、上記メインスイッチのスイッチング周期１／ｆｓｗとが、下記式２−１を満足するように設定される、請求項４に記載の電力変換装置。
   式２−１：（１／ｆｓｗ）／（Ｔ／４）≧Ａ
   ただし、式２−１中、Ｔ＝２π√（Ｌａｓ・Ｃａｓ）である。
6. 上記式２における係数Ａは、１０以上の変数である、請求項４又は５に記載の電力変換装置。
7. 上記共振コンデンサの容量Ｃａｓの下限値は、下記式３を満足するように設定される、請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
   式３：Ｃａｓ≧（Ｉ_Ｌ・ｔoff）／Ｖｉ
   ただし、式中、Ｉ_Ｌは、負荷電流であり、ｔoffは、上記メインスイッチのターンオフ時間であり、Ｖｉは、入力電圧である。
8. 上記共振コンデンサの容量Ｃａｓの下限値は、下記式４を満足するように設定される、請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
   式４：Ｃａｓ≧（Ｉ_Ｌ・（Ｂ・ｔoff））／Ｖｉ
   ただし、式中、Ｂ＞１であり、Ｉ_Ｌは、負荷電流であり、ｔoffは、上記メインスイッチのターンオフ時間であり、Ｖｉは、入力電圧である。
9. 上記式４における係数Ｂと、上記共振コンデンサＣ１の充電又は放電時間ｔ１と、上記メインスイッチのターンオフ時間ｔoffとが、下記式４−１を満足するように設定される、請求項８に記載の電力変換装置。
   式４−１：ｔ１／ｔoff≧Ｂ
10. 上記式４における係数Ｂは、２以上の変数である、請求項８又は９に記載の電力変換装置。
11. 上記共振リアクトルのインダクタンスＬａｓは、下記式５を満足するように設定される、請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
    式５：Ｌａｓ≦Ｖｉ／ｆｓｗ・Ｉ_Ｌ
    ただし、式中、Ｖｉは、入力電圧であり、ｆｓｗは、上記メインスイッチのスイッチング周波数であり、Ｉ_Ｌは、負荷電流である。
12. 上記共振リアクトルのインダクタンスＬａｓは、下記式６を満足するように設定される、請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
    式６：Ｌａｓ≦Ｖｉ／Ｃ・ｆｓｗ・Ｉ_Ｌ
    ただし、式中、Ｃ＞１であり、Ｖｉは、入力電圧であり、ｆｓｗは、上記メインスイッチのスイッチング周波数であり、Ｉ_Ｌは、負荷電流である。
13. 上記式６における係数Ｃと、上記メインスイッチのスイッチング周波数ｆｓｗと、上記共振リアクトルを流れるリアクトル電流Ｉａｓの立ち上がり期間ｔ２とが、下記式６−１を満足するように設定される、請求項１２に記載の電力変換装置。
    式６−１：（１／ｆｓｗ）／ｔ２≧Ｃ
14. 上記式６における係数Ｃは、５以上の変数である、請求項１２又は１３に記載の電力変換装置。

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