JP2018121475A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回路の導通損失を低減することにより全体の損失をさらに低減可能であり、高効率な電力変換装置を提供すること。【解決手段】電力変換装置１は、正極側電位線１ｐに接続されたメインスイッチＳｍと、これと負極側電位線１ｎとの間に並列接続された複数のハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗを有し、変換された電力を負荷Ｍに出力する出力回路部２と、補助回路３を備え、上記ハーフブリッジ回路は、上記メインスイッチ側の半導体スイッチと、上記負極側電位線側の半導体スイッチ又はダイオードとが直列接続されている。上記負荷への通電を制御する制御部４は、上記メインスイッチをオンオフすることにより、上記メインスイッチ側の半導体スイッチがオン状態にある上記ハーフブリッジ回路を経由する電流経路を形成すると共に、上記メインスイッチがオフ状態にある還流期間に、還流経路における全ての上記半導体スイッチをオン状態とする。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

例えば、電源電力をモータ等の駆動用電力に変換するために、インバータ等の電力変換装置が用いられる。電力変換装置では、スイッチング素子のオンオフに伴うスイッチング損失が発生することから、これを低減するための補助回路を設け、リアクトルとコンデンサによる共振現象を利用して、ゼロボルトスイッチング（以下、ＺＶＳと称する）を実現する手法が提案されている。

一例として、特許文献１には、直流電力入力と三相交流出力との間に接続されたスイッチング・ブリッジと、直流電力入力とスイッチング・ブリッジとの間に接続された補助回路を備えて、直流電力を三相交流出力に変換するための零電圧遷移電圧源インバータが開示されている。補助回路は、直流電力入力の直流レールに接続されたレール・スイッチと、その両端に接続された、共振インダクタと補助スイッチとの直列接続体と、補助ダイオードとからなる。補助ダイオードは、第１の端部が補助スイッチと共振インダクタとの接続点に接続され、第２の端部がアースに接続される。

特許第３２０７４３１号公報

特許文献１に記載される手法では、直流レールのレール・スイッチがオフのときにブリッジ回路のブリッジ・スイッチがゼロ電圧状態でターンオンされ、次いで、補助回路に支援されてレール・スイッチが時間ｔ１でターンオンされる。補助回路の補助スイッチは、時間ｔ１より前にターンオンされて、共振インダクタに電流が蓄積され、時間ｔ１より後にターンオフされる。共振インダクタは、ブリッジ・スイッチとレール・スイッチとの間のキャパシタンスと共振して、レール・スイッチのターンオンに対して、ゼロ電流遷移を提供する。その後、ブリッジ・スイッチがターンオフされ、さらに、レール・スイッチがターンオフされる。

しかしながら、特許文献１に記載される制御では、主にブリッジ・スイッチのスイッチングに伴う損失の低減は可能であるものの、インバータを構成するブリッジ回路の主要損失である導通損失は低減できない。そのため、電力変換効率の向上に限界があり、全体の損失をさらに低減して省力化を図ることが望まれている。

本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、回路における導通損失を低減することにより全体の損失をさらに低減可能であり、高効率な電力変換装置を提供しようとするものである。

本発明の一態様は、
入力電源（Ｂ）の正極側電位線（１ｐ）に接続されたメインスイッチ（Ｓｍ）と、
上記メインスイッチと上記入力電源の負極側電位線（１ｎ）との間に並列接続された複数のハーフブリッジ回路（２ｕ、２ｖ、２ｗ）を有し、変換された電力を負荷（Ｍ）に出力する出力回路部（２）と、
上記正極側電位線に、上記メインスイッチと並列に、補助スイッチ（Ｓａｓ）及び共振リアクトル（Ｌ１）が接続されると共に、上記補助スイッチ及び上記共振リアクトルの接続点（３１）と上記負極側電位線との間に補助ダイオード（Ｄａｓ）が接続された補助回路（３）と、を備える電力変換装置（１）であって、
上記ハーフブリッジ回路は、上記メインスイッチ側の半導体スイッチ（Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ）と、上記負極側電位線側の半導体スイッチ（Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎ）又はダイオードとが直列接続された構成であり、
上記メインスイッチのスイッチングに伴って上記ハーフブリッジ回路から上記負荷への通電を制御する制御部（４）を備えており、
上記制御部は、上記メインスイッチをオンオフすることにより、上記メインスイッチ側の半導体スイッチがオン状態にある上記ハーフブリッジ回路を経由する電流経路を形成すると共に、上記メインスイッチがオフ状態にある還流期間に、還流経路における全ての上記半導体スイッチをオン状態とする、電力変換装置にある。

上記一態様の電力変換装置は、制御部が、メインスイッチをオンオフ制御するのに伴い、出力回路部の複数のハーフブリッジ回路が通電制御され、入力電圧が変換されて出力される。その際、メインスイッチをオンすると、複数のハーフブリッジ回路のうちメインスイッチ側の半導体スイッチがオン状態にあるハーフブリッジ回路から負荷へ流れる電流経路が形成される。メインスイッチがオフされると、複数のハーフブリッジ回路の半導体スイッチ又はダイオードを介して還流電流が流れる還流経路が形成される。この還流期間中に、還流経路にあり通電状態にある全ての半導体スイッチのうちオフ状態にある半導体スイッチをオンする。

これにより、オフ状態のときに半導体スイッチの寄生ダイオード等を介して流れていた還流電流が分流されて、オン状態の半導体スイッチを流れるようになり、導通損失を低減できる。その後、メインスイッチがオンする前に、補助回路の作動させることで、メインスイッチの出力側と入力側の電位差を低下させ、ＺＶＳによるオンオフが可能となる。したがって、スイッチング損失と導通損失の両方を低減させることができる。

以上のごとく、上記態様によれば、回路における導通損失を低減することにより全体の損失をさらに低減可能であり、高効率な電力変換装置を提供することができる。
なお、特許請求の範囲及び課題を解決する手段に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。

実施形態１における、電力変換装置の概略構成を示す回路図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチとハーフブリッジ回路の各相を構成する半導体スイッチへの制御信号を示す波形図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ１の電流経路と各スイッチの動作状態を示す図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ２の電流経路と各スイッチの動作状態を示す図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ３の電流経路と各スイッチの動作状態を示す図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ４の電流経路と各スイッチの動作状態を示す図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ５の電流経路と各スイッチの動作状態を示す図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ６の電流経路と各スイッチの動作状態を示す図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ７の電流経路と各スイッチの動作状態を示す図。 実施形態１における、電力変換装置のメインスイッチのスイッチング周期中、期間Ｔ８の電流経路と各スイッチの動作状態を示す図。 実施形態１における、電力変換装置の制御部による制御のフローチャート図。 実施形態２における、電力変換装置の概略構成を示す回路図。

（実施形態１）
以下、電力変換装置に係る実施形態１について、図１〜図１１を参照して説明する。
図１に示すように、本形態の電力変換装置１は、入力電源としてのバッテリＢと、その正極側電位線１ｐに接続されたメインスイッチＳｍと、負荷としての交流モータＭに接続され、変換された電力を出力する出力回路部２と、補助スイッチＳａｓと共振リアクトルＬ１と補助ダイオードＤａｓを有する補助回路３と、制御部４と、共振コンデンサＣ１を備えている。

出力回路部２は、メインスイッチＳｍとバッテリＢの負極側電位線１ｎとの間に並列接続された複数のハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗを有する。また、制御部４は、メインスイッチＳｍのスイッチングに伴って、複数のハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗから交流モータＭへの通電を制御している。共振コンデンサＣ１は、メインスイッチＳｍと出力回路部２との間に、複数のハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗと並列に接続される。

メインスイッチＳｍ、出力回路部２及び補助回路３は、制御部４に接続されており、電力変換装置１の動作は、制御部４からの制御信号によって制御される。電力変換装置１は、例えば、交流モータＭを駆動源とする車載装置に適用され、直流電源であるバッテリＢからの入力電力を、所望の交流出力に変換して交流モータＭに出力する。交流モータＭは、三相（すなわち、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗを備え、これらモータコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗは一端が共通接続されている。

出力回路部２は、バッテリＢの直流電力を、交流電力に変換するインバータとして構成されている。並列接続された複数のハーフブリッジ回路として、ここでは、正極Ｂｐに接続される正極側電位線１ｐと負極Ｂｎに接続される負極側電位線１ｎとの間に、３つのハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗが配置される。負極側電位線１ｎは、例えば、グランド電位に設定されている。各ハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗは、正極Ｂｐ側の上アームスイッチである半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐと、負極Ｂｎ側の下アームスイッチである半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎと、を直列接続して構成される。

Ｕ相の半導体スイッチＳｕｐと半導体スイッチＳｕｎとの接続点２１ｕには、モータコイルＬｕの他端（すなわち、共通する一端と反対側の一端）が接続される。同様に、Ｖ相、Ｗ相の半導体スイッチＳｖｐ、Ｓｗｐと半導体スイッチＳｖｎ、Ｓｗｎとの接続点２１ｖ、２１ｗには、それぞれモータコイルＬｖ、Ｌｗの他端が接続される。半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐの、接続点２１ｕ、２１ｖ、２１ｗと反対側の一端は、メインスイッチＳｍに接続され、半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎの、接続点２１ｕ、２１ｖ、２１ｗと反対側の一端は、負極側電位線１ｎに接続される。

補助回路３は、補助スイッチＳａｓ及び共振リアクトルＬ１の直列接続体と、これらの接続点３１に接続される補助ダイオードＤａｓとを有している。補助スイッチＳａｓ及び共振リアクトルＬ１の直列接続体は、正極側電位線１ｐに、メインスイッチＳｍと並列に接続される。具体的には、補助スイッチＳａｓの一端が、メインスイッチＳｍの正極Ｂｐ側に接続され、共振リアクトルＬ１の一端が、メインスイッチＳｍの出力回路部２側に接続されている。補助ダイオードＤａｓは、接続点３１と負極側電位線１ｎとの間に逆方向接続される。すなわち、カソード側が、補助スイッチＳａｓ及び共振リアクトルＬ１の接続点３１に接続され、アノード側が、負極側電位線１ｎに接続されて、補助回路３の作動時に流れるリアクトル電流Ｉａｓを整流している。

メインスイッチＳｍ、補助スイッチＳａｓとしては、例えば、ゲート電圧制御式のＭＯＳＦＥＴ（すなわち、電界効果トランジスタ）が用いられる。メインスイッチＳｍ、補助スイッチＳａｓは、それぞれＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間に逆方向接続されたダイオードを有している。ＭＯＳＦＥＴ以外の半導体スイッチング素子、例えば、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ等を用いることもできる。

同様に、出力回路部２を構成する半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ及び半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎとして、例えば、ＭＯＳＦＥＴが用いられる。また、半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ及び半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎは、それぞれＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間に逆方向接続されたダイオードＤｕｐ、Ｄｖｐ、Ｄｗｐ、Ｄｕｎ、Ｄｖｎ、Ｄｗｎを有している。ＭＯＳＦＥＴ以外の半導体スイッチング素子、例えば、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ等を用いることもできる。

なお、ハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗとなる各直列接続体は、２つの半導体スイッチの組み合わせに限らない。２つの半導体パワー素子からなる直列接続体であれば、例えば、半導体スイッチとダイオードを組み合わせた直列接続体でもよい。また、出力回路部２は、３つのハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗを用いた三相のインバータとしたが、単相のインバータとして構成してもよく、２つ以上のハーフブリッジ回路を有していればよい。

共振コンデンサＣ１は、メインスイッチＳｍと出力回路部２との間に、出力回路部２の複数のハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗと並列に配置される。具体的には、メインスイッチＳｍのソース端子側の正極側電位線１ｐに、共振コンデンサＣ１の一端が接続され、他端がグランド電位の負極側電位線１ｎに接続される。共振コンデンサＣ１の容量は、出力回路部２の半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ及び半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎの寄生容量の合計値よりも大きくするのがよい。十分大きな容量の電圧依存の少ない容量素子を共振コンデンサＣ１として使用することで、スイッチング時の制御性が向上する。また、スイッチオフ時のメインスイッチＳｍのドレイン−ソース間電圧の上昇を緩やかにして、スイッチング損失を低減できる。さらに、共振コンデンサＣ１を補助回路３の近傍に配置することができ、急峻で大きな共振電流が流れる電流経路のループを小さくして、放射ノイズを低減できる。

また、電力変換装置１は、バッテリＢの電圧を平滑化する平滑コンデンサＣｉを備えている。具体的には、補助スイッチＳａｓとメインスイッチＳｍとの接続点１２よりバッテリＢ側において、正極側電位線１ｐと負極側電位線１ｎの間に平滑コンデンサＣｉが接続されている。これにより、バッテリＢの直流電源の変動による影響を抑制することができる。バッテリＢの直流電圧（すなわち、入力電圧Ｖｉ）は、例えば、４８Ｖである。

制御部４は、メインスイッチＳｍ、補助スイッチＳａｓの各ゲート電極に、ゲート配線を介してそれぞれ接続されている。また、ハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗの半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ及び半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎの各ゲート電極に、ゲート配線を介してそれぞれ接続されている。制御部４は、例えば、交流モータＭの要求トルクに応じた目標出力となるように、各ゲート電極に制御信号を出力してこれらスイッチをオンオフ制御し、入力された直流電力を三相交流電力に変換する。このとき、出力回路部２の３つのハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗは、上アームスイッチである半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐと、下アームスイッチである半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎが交互に通電状態となるように制御され、モータコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが流れる。

制御部４は、メインスイッチＳｍをオンオフすることにより、メインスイッチＳｍ側の半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐがオン状態にあるハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗから、交流モータＭの各相へ流れる電流経路を形成する。電流経路は、交流モータＭから、負極Ｂｎ側の半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎがオン状態にあるハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗを経由して、負極側電位線１ｎへ至る。制御部４は、メインスイッチＳｍがオフ状態にある還流期間に、還流経路を形成し通電状態にあるハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗについて、全ての半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎをオン状態とする。これにより、還流経路にあるオフ状態の半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎが、損失の大きいダイオードＤｕｐ、Ｄｖｐ、Ｄｗｐ、Ｄｕｎ、Ｄｖｎ、Ｄｗｎに代わってオンすることになるため、導通損失が低減する。
制御部４による還流期間の制御の詳細については、後述する。

図２に示すように、交流モータＭの三相（すなわち、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に対応する出力回路部２の各スイッチのゲート電極には、それぞれ異なるタイミングでパルス状の制御信号が出力される。三相は、それぞれ電気角で１２０度の位相差を有しており、３６０度で１サイクルとなっている。なお、図２には、電気角を１２０度とした例を示しているが、この値は必ずしも１２０度である必要はなく、任意に設定できる。

３つのハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗにおいて、上アームスイッチである半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐの通電状態は、１つのメインスイッチＳｍのオンオフとの組み合わせによって制御される。すなわち、半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐは、それぞれ１サイクル中、電気角で１２０度の間オン状態となり、その間にメインスイッチＳｍのオンオフが切り換えられる。このメインスイッチＳｍのオン状態の間、半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐは、実質的な通電オン状態となる。

下アームスイッチである半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎは、対応する半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐが実質的な通電オフ状態にあるときに、オン状態となるように制御される。言い換えれば、メインスイッチＳｍと半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐの両方がオン状態であるときに、対応する半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎが同時にオン状態とならないようにしている。

メインスイッチＳｍは、ＰＷＭ（すなわち、パルス幅変調）制御により駆動され、メインスイッチＳｍのオン期間中に、三相のうちオン状態にある相の半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐを経由する電流経路が形成される。制御部４は、例えば、交流モータＭの各相電圧又は各相電流の目標値と実測値との差とに基づいて、ＰＷＭ制御のデューティ比を演算し、ＰＷＭ信号を生成する。デューティ比は、パルス波の１周期（すなわち、スイッチング周期）のうちのオン期間とオフ期間の比率であり、ＰＷＭ信号に基づく所定のタイミングでメインスイッチＳｍがオンオフ駆動される。

図２中のＶg_smは、メインスイッチＳｍにおけるゲート電圧を示しており、ゲート電圧がハイレベル（以下、Ｈレベル）のときにオンし、ローレベル（以下、Ｌレベル）のときにオフする。同様に、Ｖg_upは、Ｕ相の上アームの半導体スイッチＳｕｐにおけるゲート電圧を示しており、Ｖg_unは、Ｕ相の下アームの半導体スイッチＳｕｎにおけるゲート電圧を示している。また、Ｖg_vp、Ｖg_vnは、Ｖ相の上アーム及び下アームの半導体スイッチＳｖｐ、Ｓｖｎにおけるゲート電圧を示し、Ｖg_wp、Ｖg_wnは、Ｗ相の上アーム及び下アームの半導体スイッチＳｗｐ、Ｓｗｎにおけるゲート電圧を示している。ここでは、各相の半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐがオン状態である間に、メインスイッチＳｍは、例えば、それぞれ４回のスイッチングを行っている。なお、スイッチング回数は、一例であり、回路条件等によって変化する。

このように、３つのハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗを有する出力回路部２を、１つのメインスイッチＳｍと組み合わせることで、制御性が大きく向上する。さらに、メインスイッチＳｍのオンオフ時には、共振リアクトルＬ１を有する補助回路３と共振コンデンサＣ１によるＬＣ共振回路の補助により、制御性よくＺＶＳによるターンオン・ターンオフ動作を実現できる。一例として、Ｕ相の通電時における、メインスイッチＳｍのスイッチング１周期分（すなわち、図２中に斜線で示す期間）を、図３に示すように複数の期間Ｔ１〜Ｔ８に分けて、制御部４による各期間の制御の詳細を説明する。なお、図３〜図１０では、回路動作の説明上、平滑コンデンサＣｉは不要であるため、図示を省略している。

図３左図に示すように、Ｕ相のモータコイルＬｕに通電する際には、制御部４がハイレベルのゲート電圧指令信号を出力し、メインスイッチＳｍと、ハーフブリッジ回路２ｕの半導体スイッチＳｕｐ及びハーフブリッジ回路２ｖの半導体スイッチＳｖｎをオン状態とする。これら以外の半導体スイッチＳｕｎ、半導体スイッチＳｖｐ及びハーフブリッジ回路２ｗの半導体スイッチＳｗｐ、Ｓｗｎは、いずれもオフ状態とする。このとき、図３右図に示すように、メインスイッチＳｍがオン状態となる期間Ｔ１の間、バッテリＢの正極側電位線１ｐから、メインスイッチＳｍを経由して、半導体スイッチＳｕｐ、モータコイルＬｕ、モータコイルＬｖ、半導体スイッチＳｖｎ、負極側電位線１ｎへの電流経路（すなわち、図３左図中に矢印で示す経路）が形成される。メインスイッチＳｍは、ドレイン−ソース間が導通して、ドレイン−ソース間電圧Ｖds_smは０Ｖとなっている。また、オフ状態の半導体スイッチＳｖｐの両端間は同電位となっており、ドレイン−ソース間電圧Ｖds_svは０Ｖとなっている。図３右図中のＶg_asは、補助スイッチＳａｓのゲート電圧を示している。

期間Ｔ１に先立ち、後述するように、前サイクルの期間Ｔ４〜Ｔ８の間において、補助回路３の補助スイッチＳａｓが駆動されて、共振コンデンサＣ１が充電される。これにより、コンデンサ電圧Ｖｃは、入力電圧Ｖｉ（例えば、４８Ｖ）と同等になり、メインスイッチＳｍのソース端子側、すなわち、接続点１１の電圧が上昇する。したがって、期間Ｔ１のゲート電圧の立ち上がりにおいて、メインスイッチＳｍは、ＺＶＳによるターンオン動作が可能になる。また、メインスイッチＳｍのターンオンより前に、補助スイッチＳａｓがターンオフされることで、補助回路３を過剰な電流が流れるのを抑制できる。

この状態において、図４左図に示すように、メインスイッチＳｍをオフすると、共振コンデンサＣ１の電荷が、メインスイッチＳｍと出力回路部２との接続点１１へ向けて供給される。これにより、半導体スイッチＳｕｐ、モータコイルＬｕ、モータコイルＬｖ、半導体スイッチＳｖｎを経由して、負極側電位線１ｎへの電流経路（すなわち、図４左図中に矢印で示す経路）が形成される。図４右図に示すように、この期間Ｔ２では、まず、メインスイッチＳｍのゲート電圧Ｖg_smが、ＨレベルからＬレベルに切り替えられることで、メインスイッチＳｍがオフし、次いで、共振コンデンサＣ１の電荷が抜かれることで、コンデンサ電圧Ｖｃが低下し始めると共に、メインスイッチＳｍのドレイン−ソース間電圧Ｖds_smが上昇を始める。

このとき、メインスイッチＳｍのスイッチング速度に対して、共振コンデンサＣ１のコンデンサ電圧Ｖｃの低下速度が遅いために、メインスイッチＳｍのドレイン−ソース間電圧Ｖds_smが上昇する前に、メインスイッチＳｍをターンオフ可能となる。すなわち、期間Ｔ２のゲート電圧g_smの立ち下がりにおいて、メインスイッチＳｍのターンオフ動作は、ＺＶＳとなる。その後、共振コンデンサＣ１の放電によりコンデンサ電圧Ｖｃは０Ｖまで低下し、メインスイッチＳｍのドレイン−ソース間電圧Ｖds_smは電源電圧と同等となる。

すると、図５右図に示す期間Ｔ３において、交流モータＭ側からバッテリＢ側へ向かってモータコイル電流が還流する還流経路が形成される。還流電流は、図５左図に示すように、ハーフブリッジ回路２ｖの接続点２１ｖから、半導体スイッチＳｖｐのダイオードＤｖｐを経由して半導体スイッチＳｕｐ側へ流れると共に、半導体スイッチＳｖｎから半導体スイッチＳｕｎのダイオードＤｕｎを経由して半導体スイッチＳｕｐ側へ流れる。

さらに、図６に示すように、続く期間Ｔ４において、還流スイッチとなる半導体スイッチＳｕｎ及び半導体スイッチＳｖｐをオンする。これにより、ダイオードＤｕｎ、Ｄｖｐに代わって、より損失の小さい半導体スイッチＳｕｎと半導体スイッチＳｖｐのドレイン−ソース間が導通するため、導通損を低減することができる。また、半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｐの両端間は同電位となっており、ターンオン動作は、ＺＶＳとなる。その後、図７に示すように、期間Ｔ５において、半導体スイッチＳｕｎ及び半導体スイッチＳｖｐをオフすることで、メインスイッチＳｍがオンできる状況を作る。このとき半導体スイッチＳｕｎ及び半導体スイッチＳｖｐのドレイン−ソース間は同電位となっており、ＺＶＳターンオフとなる。

このように、制御部４は、メインスイッチＳｍをオフしてから、通電状態にあるハーフブリッジ回路に２ｕ、２ｖ、２ｗについて、還流スイッチとなる半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎをオンする。次いで、メインスイッチＳｍをオンする前に、還流スイッチとなる半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎをオフする。

還流スイッチは、図３のように、半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｎがオンして通電経路を形成している場合には、半導体スイッチＳｖｐ、Ｓｕｎである。同様に、半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｗｎがオンしている場合は、還流スイッチは、半導体スイッチＳｗｐ、Ｓｕｎであり、半導体スイッチＳｖｐ、Ｓｗｎがオンしている場合は、還流スイッチは、半導体スイッチＳｗｐ、Ｓｖｎであり、半導体スイッチＳｖｐ、Ｓｕｎがオンしている場合は、還流スイッチは、半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｎであり、半導体スイッチＳｗｐ、Ｓｕｎがオンしている場合は、還流スイッチは、半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｗｎであり、半導体スイッチＳｗｐ、Ｓｖｎがオンしている場合は、還流スイッチは、半導体スイッチＳｖｐ、Ｓｗｎである。

還流スイッチをオンするタイミングは、メインスイッチＳｍの出力側電圧である、コンデンサ電圧Ｖｃが０Ｖまで低下し、還流経路が形成される時点以降であればよい。好ましくは、回路における遅れを考慮して、コンデンサ電圧Ｖｃが０Ｖに達する前に、還流スイッチをオンするとよい。この場合の、期間Ｔ３〜期間Ｔ５における制御部４の制御フローの一例を、図１１を用いて説明する。まず、ステップＳ１において、メインスイッチＳｍをターンオフした後、ステップＳ２において、コンデンサ電圧Ｖｃを検出し、所定の還流開始電圧Ｖth1以下となったかどうかを判定する。

閾値電圧である還流開始電圧Ｖth1は、下記式１を満足するように設定される。
式１：Ｖth1≦（Ｉ_Ｌ・ｔdelay）／Ｃａｓ
ただし、式１中、Ｉ_Ｌは、負荷電流（例えば、Ｕ相の通電時であれば、相電流Ｉｕ）であり、Ｃａｓは、共振コンデンサＣ１の容量であり、ｔdelayは、回路部品による遅延時間である。

制御部４は、例えば、図示しないコンパレータを含むコンデンサ電圧検出回路に、メインスイッチＳｍと出力回路部２との接続点１１の電圧（すなわち、コンデンサ電圧Ｖｃ）を取り込み、還流開始電圧Ｖth1との比較結果を基に、ステップＳ２の判定を行う。ステップＳ２が否定判定された場合は、肯定判定されるまで、ステップ２を繰り返す。ステップＳ２が肯定判定された場合は、ステップＳ３へ進み、還流スイッチをオンする。

このとき、コンデンサ電圧Ｖｃの検出から、還流スイッチがオン状態となるまでに、コンパレータ、フィルタ回路、スイッチ駆動回路やスイッチのオンオフに伴う遅延が発生する。そのため、回路部品による遅延時間ｔdelayを考慮した０Ｖ近傍の電圧（すなわち、式１の右辺）に、コンデンサ電圧Ｖｃが低下した時点において、還流スイッチをオンすればよいことがわかる。そして、還流開始電圧Ｖth1を適切に設定することで、還流スイッチとなる半導体スイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、ＳｗｎのダイオードＤｕｐ、Ｄｖｐ、Ｄｗｐ、Ｄｕｎ、Ｄｖｎ、Ｄｗｎのみが導通しているダイオード導通期間を短縮し、導通損失をさらに低減可能となる。

ステップＳ２が否定判定された場合は、肯定判定されるまで、ステップ２を繰り返す。ステップＳ２が肯定判定された場合は、ステップＳ３へ進み、還流スイッチをオンする。次いで、ステップＳ４において、所定のタイミングで還流スイッチをオフした後、ステップＳ４において、メインスイッチＳｍをオンする。還流スイッチをオンするタイミングは、通電経路を形成する下アームスイッチとなる半導体スイッチＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎを、オフするタイミングと同様に設定することができる。

図８〜図１０に示す期間Ｔ６〜期間Ｔ８では、補助回路３を作動させて、共振コンデンサＣ１に充電する。まず、図８左図において、補助スイッチＳａｓをオンすると、共振リアクトルＬ１を経由して、半導体スイッチＳｕｐ、モータコイルＬｕ、モータコイルＬｖ、半導体スイッチＳｖｎ、負極側電位線１ｎへの電流経路が形成される。図８右図に示すように、期間Ｔ６以前に補助回路３は通電されておらず、また共振リアクトルＬ１により電流の立ち上がりが抑制されるため、補助スイッチＳａｓのターンオン動作は、ゼロ電流スイッチング（すなわち、ＺＣＳ）となる。補助スイッチＳａｓのターンオンに伴い、補助スイッチＳａｓ及び共振リアクトルＬ１を経て補助回路３を流れるリアクトル電流Ｉａｓが立ち上がり、時間と共に上昇する。

図９左図に示すように、期間Ｔ７においてリアクトル電流Ｉａｓが、相電流Ｉｕ以上になると、共振コンデンサＣ１へ向けて充電電流が流れ、コンデンサ電圧Ｖｃが上昇し始める。同時に、図９右図に示すように、メインスイッチＳｍのドレイン−ソース間電圧Ｖds_smが低下を始める。その後、図１０左図に示すように、補助スイッチＳａｓをオフすると、共振リアクトルＬ１と共振コンデンサＣ１が共振し、共振リアクトルＬ１に蓄えられていたエネルギが共振コンデンサＣ１に移動する。図１０右図に示す期間Ｔ８において、共振コンデンサＣ１のコンデンサ電圧Ｖｃは上昇を続ける。リアクトル電流Ｉａｓは、補助スイッチＳａｓのターンオフに伴い、徐々に下降する。

このようにして、期間Ｔ６〜期間Ｔ８の間に、コンデンサ電圧Ｖｃを入力電圧Ｖｉまで上昇させることができる。同時に、メインスイッチＳｍのソース端子側の電位が上昇することで、ドレイン−ソース間電圧Ｖds_smが０Ｖまで低下する。したがって、メインスイッチＳｍのＺＶＳが可能になる。

この時点で、１つのスイッチング周期が終了し、次のスイッチング周期が開始される。そして、期間Ｔ８から期間１（例えば、図３参照）への切り替わり時に、メインスイッチＳｍがＺＶＳにより再びオンされる。このようにして、メインスイッチＳｍのターンオフ及びターンオンにおけるＺＶＳ動作が可能になり、スイッチング損失の低減と出力回路部２における導通損失の低減とにより、全体の損失を低減できる。

（実施形態２）
電力変換装置に係る実施形態２について、図１５を参照して説明する。
図１４に示すように、本形態の電力変換装置１の基本構成は、上記実施形態１と同様であり、バッテリＢの正極側電位線１ｐに接続されたメインスイッチＳｍと、交流モータＭに接続された出力回路部２と、補助スイッチＳａｓと共振リアクトルＬ１を有する補助回路３とを備えている。電力変換装置１の各部動作は、図示しない制御部４からの制御信号によって制御される。
なお、実施形態２以降において用いた符号のうち、既出の実施形態において用いた符号と同一のものは、特に示さない限り、既出の実施形態におけるものと同様の構成要素等を表す。

上記実施形態１では、出力回路部２のハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗと並列な共振コンデンサＣ１を配置したが、本形態では、メインスイッチＳｍと並列に、共振コンデンサＣ２を配置している。具体的には、メインスイッチＳｍが接続される正極側電位線１ｐにおいて、メインスイッチＳｍのドレイン端子側に、共振コンデンサＣ２の一端が接続され、メインスイッチＳｍのソース端子側に、共振コンデンサＣ２の他端がそれぞれ接続されている。

本形態の構成においても、メインスイッチＳｍのスイッチングにより、ハーフブリッジ回路２ｕ、２ｖ、２ｗの駆動が制御されて、出力回路部２から所望の交流出力を交流モータＭに出力できる。その際に、メインスイッチＳｍのオンオフ動作に先立ち、補助回路２を駆動して、共振コンデンサＣ２を充電し、コンデンサ電圧Ｖｃを電源電圧Ｖｉまで上昇させることができる。これにより、メインスイッチＳｍのスイッチング動作をＺＶＳにて行うことができ、スイッチング損失を低減できる。また、実施形態１と同様に、制御部４にて、還流期間における還流スイッチの制御を行うことにより、導通損失を低減できる。

また、共振コンデンサＣ２をメインスイッチＳｍの直近に配置できるため、低インダクタンスでの実装が可能になる。この場合、メインスイッチＳｍのターンオフ時にドレイン−ソース間の電圧上昇を理想に近い緩やかな波形にできるため、ターンオフ損失を低減する効果が高い。

本発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の実施形態に適用することが可能である。例えば、複数のメインスイッチＳｍを設けて、そのそれぞれに対して、複数のハーフブリッジ回路を有する出力回路部２を配置してもよい。あるいは、１つのメインスイッチＳｍに対して、それぞれ複数のハーフブリッジ回路を有する出力回路部２を、複数並列配置することもできる。

上記実施形態では、電力変換装置１を交流モータＭに接続して、交流出力を供給するためのインバータとして構成したが、負荷は交流モータＭに限らず、車載機器その他任意の機器に適用可能である。また、インバータ動作は、矩形波パルス信号による通電制御に限らず、正弦波信号による通電制御でもよい。

Ｂ バッテリ（入力電源）
Ｓｍ メインスイッチ
Ｓａｓ 補助スイッチ
Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎ 半導体スイッチ
Ｍ 交流モータ（負荷）
１ 電力変換装置
２ 出力回路部
２ｕ、２ｖ、２ｗ ハーフブリッジ回路
３ 補助回路
４ 制御部

Claims (4)

1. 入力電源（Ｂ）の正極側電位線（１ｐ）に接続されたメインスイッチ（Ｓｍ）と、
   上記メインスイッチと上記入力電源の負極側電位線（１ｎ）との間に並列接続された複数のハーフブリッジ回路（２ｕ、２ｖ、２ｗ）を有し、変換された電力を負荷（Ｍ）に出力する出力回路部（２）と、
   上記正極側電位線に、上記メインスイッチと並列に、補助スイッチ（Ｓａｓ）及び共振リアクトル（Ｌ１）が接続されると共に、上記補助スイッチ及び上記共振リアクトルの接続点（３１）と上記負極側電位線との間に補助ダイオード（Ｄａｓ）が接続された補助回路（３）と、を備える電力変換装置（１）であって、
   上記ハーフブリッジ回路は、上記メインスイッチ側の半導体スイッチ（Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ）と、上記負極側電位線側の半導体スイッチ（Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎ）又はダイオードとが直列接続された構成であり、
   上記メインスイッチのスイッチングに伴って上記ハーフブリッジ回路から上記負荷への通電を制御する制御部（４）を備えており、
   上記制御部は、上記メインスイッチをオンオフすることにより、上記メインスイッチ側の半導体スイッチがオン状態にある上記ハーフブリッジ回路を経由する電流経路を形成すると共に、上記メインスイッチがオフ状態にある還流期間に、還流経路における全ての上記半導体スイッチをオン状態とする、電力変換装置。
2. 上記制御部は、上記メインスイッチをオフしてから、通電状態にある上記ハーフブリッジ回路について、還流スイッチとなる上記半導体スイッチをオンし、上記メインスイッチをオンする前に、還流スイッチとなる上記半導体スイッチをオフする、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 上記制御部は、上記メインスイッチの出力側電圧（Ｖｃ）が閾値電圧（Ｖth1）以下となったときに、還流スイッチとなる上記半導体スイッチをオンする、請求項２に記載の電力変換装置。
4. 上記メインスイッチと上記出力回路部の間に、上記複数のハーフブリッジ回路と並列に共振コンデンサ（Ｃ１）が接続されており、
   上記閾値電圧は、下記式１を満足するように設定される、請求項３に記載の電力変換装置。
   式１：Ｖth1≦（Ｉ_Ｌ・ｔdelay）／Ｃａｓ
   ただし、式１中、Ｉ_Ｌは、負荷電流であり、Ｃａｓは、上記共振コンデンサの容量であり、ｔdelayは、回路部品による遅延時間である。

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