KR20060099426A

KR20060099426A - 스위칭 전원 회로

Info

Publication number: KR20060099426A
Application number: KR1020060021151A
Authority: KR
Inventors: 마사유키 야스무라
Original assignee: 소니 가부시끼 가이샤
Priority date: 2005-03-08
Filing date: 2006-03-07
Publication date: 2006-09-19
Also published as: TW200701619A; TWI307208B; CN1832316A; US20060209576A1; US7193868B2; CN100539377C; EP1701433A2; JP2006254540A; EP1701433A3

Abstract

본 발명은 전압 공진형 컨버터의 와이드 레인지 대응을 실현화하고, 고효율을 얻는다. 또한, 회로의 내압의 저하를 도모하기 위한 것으로서, 상기 목적을 달성하기 위한 해결 수단에 있어서, 전압 공진형 컨버터에, 2차측 병렬 공진 회로와 2차측 직렬 공진 회로를 마련하고, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 결합 계수(k)=0.7 정도 이하의 소결합의 상태로 한다. 이로써, 정전압 제어 특성을, 가파른 단봉 특성으로서, 안정화에 필요한 스위칭 주파수의 제어 범위를 축소한다. 또한, 전력 변환 효율에 관해 양호한 특성이 얻어지도록 하여, 1차측 병렬 공진 주파수(fo1)와 2차측 병렬 공진 주파수(fo2), 2차측 직렬 공진 주파수(fo3)의 설정을 행한다. 또한, 액티브 클램프 회로(10)를 구비하여 공진 전압 펄스의 피크 억제를 도모하여, 스위칭 소자 등의 내압을 저감한다.

스위칭 전원 회로

Description

스위칭 전원 회로{SWITCHING POWER SUPPLY CIRCUIT}

도 1은 본 발명의 제 1의 실시의 형태로서의 전원 회로의 구성예를 도시한 회로도.

도 2는 실시의 형태의 전원 회로에 구비되는 절연 컨버터 트랜스포머의 구조예를 도시한 도면.

도 3A 및 도 3B는 제 1의 실시의 형태의 전원 회로의 주요부의 동작을 스위칭 주기에 의해 도시한 파형도.

도 4는 제 1의 실시의 형태의 전원 회로에 관한, 부하 변동에 대한 AC→DC 전력 변환 효율, 스위칭 주파수, 스위칭 소자의 온 기간의 변동 특성을 도시한 도면.

도 5는 실시의 형태의 전원 회로에 관한 정전압 제어 특성을 도시한 도면.

도 6은 실시의 형태의 전원 회로의 정전압 제어 동작으로서, 교류 입력 전압 조건 및 부하 변동에 따른 스위칭 주파수 제어 범위(필요 제어 범위)를 도시한 도면.

도 7은 본 발명의 제 2의 실시의 형태로서의 전원 회로의 구성예를 도시한 회로도.

도 8은 본 발명의 제 3의 실시의 형태로서의 전원 회로의 구성예를 도시한 회로도.

도 9는 종래예로서의 전원 회로의 구성예를 도시한 회로도.

도 10A 및 도 10B는 도 9에 도시한 전원 회로의 주요부의 동작을 도시한 파형도.

도 11은 도 9에 도시한 전원 회로에 관한, 부하 변동에 대한 AC→DC 전력 변환 효율, 스위칭 주파수, 스위칭 소자의 온 기간, 오프 기간의 변동 특성을 도시한 도면.

도 12는 종래의 전원 회로에 관한 정전압 제어 특성을 개념적으로 도시한 도면.

본 발명은 2005년 3월 8일 출원된 JP2005-064482호의 우선권 주장 출원이다.

기술분야

본 발명은 전압 공진형 컨버터를 구비하여 이루어지는 스위칭 전원 회로에 관한 것이다.

종래기술

공진형에 의한 이른바 소프트 스위칭 전원으로서는 전류 공진형과 전압 공진형의 형식이 널리 알려져 있다. 현재 상태에서는 실용화가 용이한 것을 배경으로, 2-트랜지스터 스위칭 소자에 의한 하프 브리지 결합 방식의 전류 공진형 컨버터가 널리 채용되어 있는 상황에 있다.

그러나, 현재, 예를 들면 고내압 스위칭 소자의 특성이 개선되어 오고 있는 것 등을 배경으로, 전압 공진형 컨버터를 실용화함에 있어서의 내압의 문제는 제거되고 있는 상황에 있다. 또한, 1-트랜지스터 스위칭 소자에 의한 싱글 엔드 방식으로 구성한 전압 공진형 컨버터에 관해서는 1석의 전류 공진형 포워드 컨버터와 비교하여, 입력 귀환 노이즈나 직류 출력 전압 라인의 노이즈 성분 등의 점에서 유리한 것도 알려져 있다.

도 9는 싱글 엔드 방식에 의한 전압 공진형 컨버터를 구비하는 스위칭 전원 회로의 한 구성예를 도시하고 있다.

상기 도면에 도시한 스위칭 전원 회로에서는 상용 교류 전원(AC)을 브리지 정류 회로(Di) 및 평활 커패시터(Ci)로 이루어지는 정류 평활 회로에 의해 정류 평활화하고, 평활 커패시터(Ci)의 양단 전압으로서, 정류 평활 전압(Ei)을 생성하고 있다.

또한, 상용 교류 전원(AC)의 라인에 대해서는 1쌍의 커먼 모드 초크 코일(CMC)과, 2개의 어크로스 커패시터(CL)로 이루어지고, 커먼 모드의 노이즈를 제거하는 노이즈 필터가 마련되어 있다.

상기 정류 평활 전압(Ei)은 직류 입력 전압으로서 전압 공진형 컨버터에 대해 입력된다. 이 전압 공진형 컨버터는 상기한 바와 같이, 1-트랜지스터 스위칭 소자(Q1)를 구비한 싱글 엔드 방식에 의한 구성을 채택한다. 또한, 이 경우의 전압 공진형 컨버터로서는 타려식으로 되어 있고, MOS-FET의 스위칭 소자(Q1)를, 발진· 드라이브 회로(2)에 의해 스위칭 구동하도록 되어 있다.

스위칭 소자(Q1)에 대해서는 MOS-FET의 보디 다이오드(DD)가 병렬로 접속된다. 또한, 스위칭 소자(Q1)의 소스-드레인 사이에 대해 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)가 병렬로 접속된다.

1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)는 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 1차 코일(N1)의 리키지 인덕턴스(L1)에 의해 1차측 병렬 공진 회로(전압 공진 회로)를 형성하고 있다. 그리고, 이 1차측 병렬 공진 회로에 의해, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작으로서 전압 공진형의 동작을 얻을 수 있도록 되어 있다.

발진·드라이브 회로(2)는 스위칭 소자(Q1)를 스위칭 구동하기 위해, 스위칭 소자(Q1)의 게이트에 대해, 드라이브 신호로서의 게이트 전압을 인가한다. 이로써, 스위칭 소자(Q1)는 드라이브 신호의 주기에 응한 스위칭 주파수에 의해 스위칭 동작을 행한다.

절연 컨버터 트랜스포머(PIT)는 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 출력을 2차측으로 전송한다.

절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 구조로서는 예를 들면, 페라이트재에 의한 E형 코어를 조합시킨 EE형 코어를 구비한다. 그리고, 1차측과 2차측으로 권장 부위를 분할한 다음, 1차 코일(N1)과, 2차 코일(N2)을, EE형 코어의 중앙 자각에 대해 권장하고 있다.

게다가, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 EE형 코어의 중앙 자각에 대해서는 1.0㎜ 정도의 갭을 형성하도록 하고 있고, 이로써, 1차측과 2차측과의 사이에서, k=0.80 내지 0.85 정도의 결합 계수(k)를 얻도록 하고 있다. 이 정도의 결합 계수(k)는 소결합으로서 보아도 좋은 결합도이고, 그만큼, 포화 상태가 얻어지기 어려워진다. 또한, 이 결합 계수(k)의 값이, 리키지 인덕턴스(L1)의 설정 요소로 된다.

절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 1차 코일(N1)의 일단은 스위칭 소자(Q1)와 평활 커패시터(Ci)의 정극 단자 사이에 삽입되도록 되어 있기 때문에, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 출력이 전달되도록 되어 있다. 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 2차 코일(N2)에는 1차 코일(N1)에 의해 여기된 교번 전압이 발생한다.

이 경우에는 2차 코일(N2)에 대해 2차측 병렬 공진 커패시터(C2)를 병렬로 접속하고 있다. 이로써, 2차 코일(N2)의 리키지 인덕턴스(L2)와 2차측 병렬 공진 커패시터(C2)의 커패시턴스에 의해 2차측 병렬 공진 회로(전압 공진 회로)가 형성된다.

게다가, 이 2차측 병렬 공진 회로에 대해, 도 9에 도시한 바와 같이 하여 정류 다이오드(Do1), 및 평활 커패시터(Co)를 접속함으로써, 반파 정류 회로를 형성하고 있다. 이 반파 정류 회로는 2차 코일(N2)(2차측 병렬 공진 회로)에 얻어지는 교번 전압(V2)의 등배에 대응하는 레벨의 2차측 직류 출력 전압(Eo)을, 평활 커패시터(Co)의 양단 전압으로서 생성한다. 2차측 직류 출력 전압(Eo)은 부하에 공급됨과 함께, 정전압 제어용의 검출 전압으로서, 제어 회로(1)에 입력된다.

제어 회로(1)는 검출 전압으로서 입력되는 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨을 검출하여 얻어지는 검출 출력을 발진·드라이브 제어 회로(2)에 입력한다.

발진·드라이브 회로(2)는 입력되는 검출 출력이 나타내는 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨에 따라, 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 소정의 레벨에서 일정하게 되도록 하여, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작을 제어한다. 즉, 제어하여야 할 스위칭 동작을 얻기 위한 드라이브 신호를 생성하여 출력한다. 이로써, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 안정화 제어가 행하여진다.

도 10A 및 도 10B 및 도 11은 상기 도 9에 도시한 구성의 전원 회로에 관한 실험 결과를 도시하고 있다. 또한, 실험에서는 AC 100V 시스템에 대응하는 VAC=100V의 조건으로서, 도 9의 전원 회로의 주요부에 관해 하기한 바와 같이 하여 설정하고 있다.

스위칭 소자(Q1)에는 900V의 내압품을 선정하고, 2차측의 정류 다이오드(Do1)에 관해서는 600V의 내압품을 선정한다.

절연 컨버터 트랜스포머(PIT)는 코어에 EER-35를 선정하고, 중앙 자각의 갭에 관해서는 1㎜의 갭 길이를 설정한다. 또한, 1차 코일(N1) 및 2차 코일(N2)의 턴 수(T)(권수)에 관해서는 각각 N1=43T, N2=43T로 하였다. 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 결합 계수(k)에 관해서는 k=0.81을 설정하였다.

또한, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)=6800㎊, 2차측 병렬 공진 커패시터(C2)=0.01㎌를 선정하였다. 이에 응하여, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)=175kHz, 2차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)=164kHz가 설정된다.

또한, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 정격 레벨은 135V이고, 대응 부하 전력은 최대 부하 전력(Pomax)=200W부터 최소 부하 전력(Pomin)=0W의 범위이다.

도 10A 및 도 10B는 도 9에 도시한 전원 회로에서의 주요부의 동작을 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주기에 의해 도시한 파형도로서, 도 10(a)에는 최대 부하 전력(Pomax)=200W시에 있어서의 스위칭 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1), 1차 코일 전류(I1), 2차 코일 전압(V2), 2차 코일 전류(I2), 2차측 정류 전류(ID1)가 도시되어 있다. 도 10(b)에는 최소 부하 전력(Pomin)=0W시에 있어서의 스위칭 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1), 1차 코일 전류(I1), 2차 코일 전압(V2), 2차 코일 전류(I2), 2차측 정류 전류(ID1)가 도시되어 있다.

스위칭 전압(V1)은 스위칭 소자(Q1)의 양단에 얻어지는 전압으로서, 스위칭 소자(Q1)가 온으로 되는 기간(TON)에서 0레벨이고, 오프로 되는 기간(TOFF)에서 정현파 형상의 전압 공진 펄스가 얻어지는 파형이다. 이 스위칭 전압(V1)의 전압 공진 펄스 파형에 의해, 1차측 스위칭 컨버터의 동작이 전압 공진 형태인 것을 나타내고 있다.

스위칭 전압(V1)의 전압 공진 펄스의 피크 레벨은 부하 전력 Pomax가 200W이고, 입력 전압 VAC가 100V(AC 100V 시스템)인 조건에서는 550Vp이고, 부하 전력 Pomax가 200W이고, 입력 전압 VAC가 264V(AC 200V 시스템)의 조건에서는 800Vp로 된다. 이 전압 공진 펄스의 피크 레벨에 대응하기 위해, 스위칭 소자(Q1)에 관해서는 상기한 바와 같이 900V의 내압품을 선정하도록 된다.

스위칭 전류(IQ1)는 스위칭 소자(Q1)(및 보디 다이오드(DD))에 흐르는 전류이고, 기간(TOFF)에서는 0레벨이고, 기간(TON)에서는 턴온시에 있어서 보디 다이오드(DD)에 대해 순방향으로 흐름으로써 부극성으로 되고, 이 후에 반전하여 스위칭 소자(Q1)의 드레인-소스 사이를 흘러 턴오프에 이르기까지 증가하여 가는 파형으로 서 얻어진다. 이 때문에, 스위칭 전류(IQ1)로서는 턴오프 타이밍에서 피크 레벨이 얻어지게 된다.

1차 코일(N1)에 흐르는 1차 코일 전류(I1)는 기간(TON)에서 상기 스위칭 전류(IQ1)로서 흐르는 전류 성분과, 기간(TOFF)에서 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 흐르는 전류를 합성하여 얻어지는 것으로서, 도 10A 및 도 10BDP 도시한 파형으로 된다.

또한, 2차측 정류 회로의 동작으로서, 정류 다이오드(Do1)에 흐르는 정류 전류(ID1)는 최대 부하 전력(Pomax)이 200W인 경우에는 정류 다이오드(Do1)의 턴온시에 피크 레벨이 얻어진 후에 도시한 파형에 의해 0레벨로 저감하여 가고, 정류 다이오드(Do1)의 오프 기간에서 0레벨로 되는 파형에 의해 흐르는 것으로 된다. 또한, 최소 부하 전력(Pomin)이 0W인 경우에는 온 기간이라도 0레벨로 된다.

2차 코일 전압(V2)은 이 경우에는 2차 코일(N2)//2차측 병렬 공진 커패시터(C2)의 병렬 회로에 얻어지는 전압으로 되는 것으로, 2차측 정류 다이오드(Do1)가 도통하고 있는 온 기간에 대응하여서는 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨에 의해 클램프되고, 2차측 정류 다이오드(Do1)의 오프 기간에서는 부극성 방향의 정현파형이 얻어진다. 또한, 2차 코일(N2)에 흐르는 2차 코일 전류(I2)는 정류 전류(ID1)와, 2차측 병렬 공진 회로(N2(L2)//C2)에 흐르는 전류가 합성한 것으로 되고, 예를 들면 도시한 파형에 의해 흐른다.

도 11은 도 9에 도시한 전원 회로에 관한, 부하 변동에 대한 스위칭 주파수(fs), 스위칭 소자(Q1)의 온 기간(TON), 오프 기간(TOFF), 및 AC→DC 전력 변환 효 율(ηAC→DC)을 도시하고 있다.

AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)을 보면, 부하 전력(Po)=100W 내지 200W까지의 범위에서 90% 이상으로 되어 있다. 전압 공진형 컨버터로서, 특히 스위칭 소자(Q1)가 1석인 싱글 엔드 방식은 전력 변환 효율에 관해 양호한 결과를 얻을 수 있는 것이 알려져 있다.

또한, 도 11에 도시된 스위칭 주파수(fs), 온 기간(TON), 오프 기간(TOFF)에 의해서는 도 9의 전원 회로에 관한 부하 변동에 대한 정전압 제어 특성으로서의 스위칭 동작이 나타나는 것으로 된다. 이 경우, 스위칭 주파수(fs)는 경부하의 경향으로 됨에 따라서, 스위칭 주파수가 높아지도록 하여 제어되어 있다. 또한, 온 기간(TON), 오프 기간(TOFF)에 관해서는 부하 변동에 대해 오프 기간(TOFF)은 거의 일정함에 대해, 온 기간(TON)이 경부하의 경향으로 됨에 따라 단축되는 특성으로 되어 있다. 즉, 도 9에 도시한 전원 회로는 오프 기간(TOFF)은 일정하게 한 다음, 예를 들면 경부하의 경향으로 되는 것에 따라, 온 기간(TON)을 단축하도록 하여 스위칭 주파수를 가변 제어하고 있는 것으로 된다.

이와 같이 하여, 스위칭 주파수가 가변 제어됨으로써, 1차측 병렬 공진 회로 및 2차측 병렬 공진 회로를 구비함에 의해 얻어지는 유도성 임피던스가 가변되게 된다. 이 유도성 임피던스의 가변에 의해서는 1차측으로부터 2차측으로의 전송 전력량, 및 2차측 병렬 공진 회로로부터 부하로의 전력 전송량이 변화하게 되어, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨이 가변된다. 이로써, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 안정화가 도모되게 된다.

도 12는 도 9에 도시한 전원 회로의 정전압 제어 특성을, 스위칭 주파수(fs)(kHz)와 2차측 직류 출력 전압(Eo)과의 관계에 의해, 모식적으로 도시하고 있다.

여기서, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수를 fo1, 2차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수의 fo2라고 하면, 도 9의 회로에서는 앞서 설명한 바와 같이 1차측 병렬 공진 주파수(fo1)에 대해 2차측 병렬 공진 주파수(fo2)가 낮은 관계로 된다.

게다가, 어떤 일정한 교류 입력 전압(VAC)의 조건에서의 스위칭 주파수(fs)에 대한 정전압 제어 특성을 상정하면, 도 12에 도시한 바와 같이 하여, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)에 응한 공진 임피던스하에서의 최대 부하 전력(Pomax)시/최소 부하 전력(Pomin)시의 각 정전압 제어 특성으로서는 각각 특성 곡선(A, B)으로서 도시되고, 2차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)에 응한 공진 임피던스하에서의 최대 부하 전력(Pomax)시/최소 부하 전력(Pomin)시의 각 정전압 제어 특성으로서는 각각 특성 곡선(C, D)으로 도시되는 것으로 된다.

또한, 도 9의 회로와 같이 하여 1차측 병렬 공진 주파수와 2차측 병렬 공진 회로를 구비하는 경우, 공진 주파수(fo1, fo2)의 사이에는 중간 공진 주파수(fo)가 존재하게 된다. 중간 공진 주파수(fo)와 스위칭 주파수(fs)와의 관계에 의한 공진 임피던스 특성은 최대 부하 전력(Pomax)시는 특성 곡선(E)으로 도시되고, 최소 부하 전력(Pomin)시는 특성 곡선(F)으로서 도시된다.

2차측 병렬 공진 회로를 구비하는 전압 공진형 컨버터에서는 이 중간 공진 주파수(fo)의 스위칭 주파수(fs)에 대한 공진 임피던스 특성에 의해, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨이 결정된다. 또한, 도 9에 도시한 전압 공진형 컨버터로서는 이 중심 공진 주파수(fo)보다도 낮은 주파수 영역에서 스위칭 주파수(fs)를 가변 제어하는 이른바 로어사이드 제어의 방식을 취한다.

그리고, 이 도 12에서 중간 공진 주파수(fo)에 대응하는 특성 곡선(E, F)으로서 도시되는 특성하에서, 로어사이드 제어에 대응한 스위칭 주파수 제어에 의해, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 정격 레벨(도 9의 회로의 경우 135V)을 목표치로 하여 정전압화를 도모하고자 하면, 그를 위해 필요한 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위(필요 제어 범위)는 △fs로 나타나는 구간인 것으로 된다. 환언하면, 이 △fs로 나타나는 구간에 대응하는 주파수 범위에서, 부하 변동에 응하여 스위칭 주파수를 소요치가 되도록 하여 가변함으로써, 2차측 직류 출력 전압(Eo)은 정격 레벨(tg)이 되도록 하여 제어된다.

종래의 전원 회로는 일본국 특개2000-152617호 공보에 개시되어 있다.

그런데, 전원 회로로서는 각종 전자 기기의 다양화 등을 배경으로, AC 100V 시스템과 AC 200V 시스템의 어느 상용 교류 전원 입력에도 대응하여 동작하는 이른바 와이드 레인지 대응으로 하는 것이 요구되고 있다.

도 9에 도시한 구성의 전원 회로는 앞서 설명한 바와 같이, 스위칭 주파수 제어에 의해 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 안정화를 도모하도록 동작하고, 그를 위해 필요하게 되는 스위칭 주파수의 가변 범위(필요 제어 범위)는 도 12에서 설명한 △fs에 의해 나타난다.

도 9에 도시한 전원 회로는 200W 내지 0W까지의 비교적 광범위한 부하 변동에 대응하는 것으로 되어 있다. 그리고, 도 9의 전원 회로에 관해, 이 부하 조건에 대응한 실제의 필요 제어 범위는 fs=117.6kHz 내지 208.3kHz로서, △fs=96.7kHz로 되고, 비교적 광범위한 것으로 되어 있다.

여기서, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨은 당연한 일이지만 교류 입력 전압(VAC)의 레벨이 변화함에 의해서도 변동한다. 즉, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨은 교류 입력 전압(VAC)의 레벨에 따라 줄어든다.

이것으로부터, AC100계로부터 AC 200V 시스템까지의 와이드 레인지에서의 교류 입력 전압의 변동에 대응하여서는 예를 들면 AC100계만, 또는 AC 200V 시스템만의 단(單)레인지에서의 변동에 대응하는 경우보다, 2차측 직류 출력 전압(Eo1)의 레벨 변동도 커진다는 것이 된다. 그리고, 이와 같이 하여 확대한 2차측 직류 출력 전압(Eo1)의 레벨 변동에 대응하여 정전압 제어 동작을 행하기 위해서는 상기한 필요 제어 범위에 관해 117.6kHz 내지 208.3kHz의 범위로부터 보다 높은 주파수의 방향으로 확대하도록 하여, 더욱 광범위하게 설정할 것이 필요하게 된다.

그러나, 현재상태에 있어서의 스위칭 소자를 구동하기 위한 IC(발진·드라이브 회로 2)로서는 대응 가능한 구동 주파수의 상한은 200kHz 정도가 한계이다. 또한, 가령 상기한 바와 같은 높은 주파수에서의 구동이 가능하게 되는 IC가 개발된 경우에도, 스위칭 소자가 고주파 구동됨에 따라서는 전력 변환 효율이 현저하게 저하되고, 전원 회로로서 실용하는 것은 실질적으로 불가능하게 된다.

이와 같이, 예를 들면 도 9에 도시한 전원 회로의 구성에 의해 와이드 레인 지 대응으로 하는 것은 실현이 매우 곤란함을 알 수 있다.

도 9에 도시한 전원 회로는 1차측에 싱글 엔드 방식의 전압 공진형 컨버터를 구비하는 구성이고, 이와 같은 구성의 전원 회로가 전력 변환 효율에 관해 유리해지는 경향의 특성을 갖고 있는 것은 앞서 설명한 바와 같다. 그러나, 예를 들면 근래의 에너지 사정, 환경 사정 등을 고려하여, 전자 기기에 관해서는 보다 높은 전력 변환 효율 특성으로 할 것이 요구되고 있다. 이에 수반하여, 전자 기기에 탑재되는 전원 회로 그 자체에 대해서도, 더한층의 전력 변환 효율의 향상이 요구되고 있는 상황에 있다.

그래서 본 발명은 상기한 과제를 고려하여, 스위칭 전원 회로로서 다음과 같이 구성하는 것으로 하였다.

즉, 스위칭 전원 회로는 직류 입력 전압을 입력하여 스위칭을 행하는 메인 스위칭 소자를 구비하여 형성한 스위칭 수단과, 메인 스위칭 소자를 스위칭 구동하는 스위칭 구동 수단을 구비한다.

또한, 상기 회로는 적어도, 스위칭 수단의 스위칭 동작에 의해 얻어지는 스위칭 출력이 공급되는 1차 코일과, 이 1차 코일에 얻어진 스위칭 출력에 의해 교번 전압이 여기되는 2차 코일을 권장하여 형성되는 절연 컨버터 트랜스포머를 구비한다.

또한, 상기 회로는 적어도, 절연 컨버터 트랜스포머의 1차 코일을 포함하는 누설 인덕턴스 성분과 1차측 병렬 공진 커패시터의 커패시턴스에 의해 형성되고, 스위칭 수단의 동작을 전압 공진형으로 하는 1차측 병렬 공진 회로를 구비한다.

또한, 상기 회로는 절연 컨버터 트랜스포머의 2차 코일에 대해 병렬로 되는 관계에 의해 2차측 병렬 공진 커패시터를 접속함으로써, 2차 코일을 포함하는 누설 인덕턴스 성분과, 2차측 병렬 공진 커패시터의 커패시턴스에 의해 형성되는 2차측 병렬 공진 회로를 구비한다.

또한, 상기 회로는 절연 컨버터 트랜스포머의 2차 코일에 대해 직렬로 되는 관계에 의해 2차측 직렬 공진 커패시터를 접속함으로써, 2차 코일을 포함하는 누설 인덕턴스 성분과, 2차측 직렬 공진 커패시터의 커패시턴스에 의해 형성되는 2차측 직렬 공진 회로를 구비한다.

또한, 상기 회로는 절연 컨버터 트랜스포머의 2차 코일에 여기되는 교번 전압을 입력하여 정류 동작을 행하고, 2차측 직류 출력 전압을 생성하도록 구성된 2차측 정류 평활화 수단과, 2차측 직류 출력 전압의 레벨에 따라 스위칭 구동 수단을 제어하여, 스위칭 수단의 스위칭 주파수를 가변함으로써, 2차측 직류 출력 전압에 관해 정전압 제어를 행하는 정전압 제어 수단을 구비한다.

또한, 보조 스위칭 소자를 구비하고, 메인 스위칭 소자가 오프로 되는 기간 내에서 보조 스위칭 소자가 온으로 되는 온 기간을 형성하고, 이 온 기간에서 1차측 병렬 공진 커패시터에 흘러야 할 충방전 전류를 보조 스위칭 소자에 흐르도록 하여 마련된 액티브 클램프 회로를 구비한다.

그리고, 상기 절연 컨버터 트랜스포머는 1차측 병렬 공진 회로와 2차측 병렬 공진 회로를 적어도 가지고 형성되는 전자결합형 공진 회로에 관해, 스위칭 주파수를 갖는 주파수 신호의 입력에 대한 출력 특성이 단봉 특성이 되도록 하여, 소결합 으로 간주되는 소정의 1차측과 2차측과의 결합 계수를 설정하고, 소정의 부하 조건하에서 일정 이상의 전력 변환 효율을 얻을 수 있도록 하여, 적어도, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수와, 2차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수와, 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수를 설정하는 것으로 하였다.

상기 구성에 의한 전원 회로는 1차측에는 전압 공진형 컨버터를 구비하고, 2차측에는 2차측 병렬 공진 회로와 2차측 직렬 공진 회로를 구비하는 기본 구성을 채택한다. 이 구성에 관해서는 우선, 1차측과 2차측에 각각 2차측 병렬 공진 회로를 구비하는 구성을 채택하는 것으로서 볼 수 있지만, 이에 의거하면, 절연 컨버터 트랜스포머의 전자결합에 의한 결합형 공진 회로를 형성하는 것으로 된다. 그리고, 절연 컨버터 트랜스포머에 관해 소정의 결합 계수에 의한 소결합으로 함으로써, 상기 결합형 공진 회로에 대한 입력인 스위칭 주파수의 주파수 신호(스위칭 출력)에 대한 출력 특성으로서, 가파른 단봉 특성을 얻는 것이 가능해진다. 이 결과, 2차측 직류 출력 전압의 안정화에 필요로 하는 스위칭 주파수의 가변 범위(필요 제어 범위)를 축소할 수 있다.

또한, 본 발명의 구성에 의한 전원 회로는 2차측에 직렬 공진 회로를 구비하는 전압 공진형 컨버터로서 볼 수도 있다. 본래, 2차측에 직렬 공진 회로를 구비하는 전압 공진형 컨버터는 양호한 전력 변환 효율 특성을 갖지만, 중간 부하시에 있어서 제로 전압 스위칭(zero volt switching) 동작을 얻을 수 없게 된다는 이상(abnormal operation) 동작이 생기기 쉽다. 본 발명에서는 이 점에 관해서는 상기한 바와 같이 하여, 절연 컨버터 트랜스포머에 관해 일정 이상의 소결합의 상태로 하는 것에 수반하여, 이상 동작의 억제, 해소를 도모하는 것으로 하고 있고, 대응 부하 전력의 전 영역에 있어서 제로 전압 스위칭 동작을 유지 가능해진다.

또한, 액티브 클램프 회로를 구비하여, 본래는 1차측 병렬 공진 커패시터에 흘러야 할 충방전 전류를 보조 스위칭 소자로 흐르도록 함으로써, 1차측 병렬 공진 커패시터의 양단 전압이 되는 공진 전압 펄스의 피크 레벨이 억제된다.

이와 같이 하여 본 발명은 전압 공진형 컨버터에 관해, 정전압 제어에 필요한 스위칭 주파수의 가변 제어 범위(필요 제어 범위)가 축소된다. 이로써, 전압 공진형 스위칭 컨버터에 관해, 스위칭 주파수 제어만에 의해 와이드 레인지 대응화하는 것이 용이하게 실현 가능해진다.

이와 같은 와이드 레인지화를 실현하기 위한 기본 구성으로서는 2차측 공진 회로를 구비하는 전압 공진형 컨버터의 절연 컨버터 트랜스포머에 관해, 필요한 결합 계수를 얻을 수 있는 구조로 하면 좋은 것이고, 따라서 부품 개수의 증가 등에 의한 비용 상승, 회로의 대형화, 중량 증가 등을 수반하는 일 없이 와이드 레인지 대응이 실현된다고 할 수 있다.

또한, 전압 공진형 컨버터와 2차측 직렬 공진 회로의 조합으로 이루어지는 전원 회로로서, 대응 부하 전력의 전 영역에 있어서의 제로 전압 스위칭 동작이 유지됨으로써, 실용의 전원 회로로서 양호한 전력 변환 효율 특성을 얻을 수 있게 된다.

또한, 액티브 클램프 회로에 의해 공진 전압 펄스의 피크 레벨이 억제됨으로써, 메인 스위칭 소자를 비롯한 부품 소자에 관해, 저 내압품을 선정할 수 있게 된 다. 이로써, 부품 소자의 성능의 향상에 의한 전원 회로의 신뢰성 향상, 비용 저감, 회로의 소형 경량화를 도모할 수 있다.

도 1의 회로도는 본 발명을 실시하기 위한 최선의 형태(실시의 형태)로서, 제 1의 실시의 형태의 전원 회로의 구성예를 도시하고 있다. 이 도면에 도시한 전원 회로는 싱글 엔드 방식에 의한 전압 공진형 스위칭 컨버터로서의 기본 구성을 채택한다.

도 1에 도시한 스위칭 전원 회로에서는 우선, 상용 교류 전원(AC)의 라인에 대해, 도시한 바와 같이 하여, 1조의 커먼 모드 초크 코일(CMC)과, 2개의 어크로스 커패시터(CL)가 삽입된다. 이들 커먼 모드 초크 코일(CMC), 및 어크로스 커패시터(CL, CL)에 의해, 상용 교류 전원(AC)의 라인에 중첩되는 커먼 모드의 노이즈를 제거하는 노이즈 필터가 형성된다.

상용 교류 전원(AC)(교류 입력 전압(VAC))은 브리지 정류 회로(Di)에 의해 정류되고, 그 정류 출력은 평활 커패시터(Ci)에 충전된다. 이로써 평활 커패시터(Ci)의 양단 전압으로서 정류 평활 전압(Ei)이 얻어진다. 이 정류 평활 전압(Ei)이, 후단의 스위칭 컨버터를 위한 직류 입력 전압으로 된다.

도 1에 있어서, 상기 정류 평활 전압(Ei)을 직류 입력 전압으로서 입력하여 스위칭 동작을 행하는 스위칭 컨버터는 예를 들면 1-트랜지스터 스위칭 소자(Q1)를 구비한 싱글 엔드 방식의 전압 공진형 컨버터로서 형성된다. 이 경우의 스위칭 소자(Q1)에는 고내압의 MOS-FET가 선정되어 있다. 또한, 이 경우의 전압 공진형 컨버 터의 구동 방식은 발진·드라이브 회로(2)에 의해 스위칭 소자를 스위칭 구동하는 타려 식이다.

스위칭 소자(Q1)의 게이트에 대해서는 발진·드라이브 회로(2)로부터 출력되는 스위칭 구동 신호(전압)가 인가되도록 되어 있다.

또한, 스위칭 소자(Q1)의 드레인은 후술하는 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 1차 코일(N1)의 감기 시작 단부와 접속된다. 1차 코일(N1)의 감기 끝 단부는 평활 커패시터(Ei)의 정극 단자와 접속된다. 따라서, 이 경우에는 직류 입력 전압(Ei)은 1차 코일(N1)의 직렬 접속을 통하여 스위칭 소자(Q1)에 공급되도록 되어 있다. 스위칭 소자(Q1)의 소스는 1차측 어스에 접속된다.

이 경우의 스위칭 소자(Q1)로는 MOS-FET가 선정되어 있기 때문에, 도시한 바와 같이 하여, 소스-드레인 사이에 대해 병렬로 접속되도록 하여 보디 다이오드(DD)를 내장한다. 이 보디 다이오드(DD)로서는 애노드가 스위칭 소자(Q1)의 소스와 접속되고, 캐소드가 스위칭 소자(Q1)의 드레인과 접속되는 상태를 형성한다. 이 보디 다이오드(DD)는 스위칭 소자(Q1)의 온/오프 동작(스위칭 동작)에 의해 생기는 역방향의 스위칭 전류가 흐르는 경로를 형성한다.

또한, 그리고, 스위칭 소자(Q1)의 드레인-소스 사이에 대해서는 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)가 병렬로 접속된다.

1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)는 자신의 커패시턴스와 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 1차 코일(N1)의 리키지(누설) 인덕턴스(L1)에 의해, 스위칭 소자(Q1)에 흐르는 스위칭 전류에 대한 1차측 병렬 공진 회로(전압 공진 회로)를 형성한다. 이 1차측 병렬 공진 회로가 공진 동작을 행함에 의해, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작으로서 전압 공진형의 동작이 얻어진다. 이에 응하여, 스위칭 소자(Q1)의 양단 전압(드레인-소스간 전압)인 스위칭 전압(V1)으로서는 그 오프 기간에서 정현파 형상의 전압 공진 펄스가 얻어진다.

발진·드라이브 회로(2)는 예를 들면 타려식에 의해 스위칭 소자(Q1)를 구동하기 위해, 발진 회로와, 이 발진 회로에 의해 얻어지는 발진 신호에 의거하여, MOS-FET를 스위칭 구동하기 위한 게이트 전압인 드라이브 신호를 생성하여, 스위칭 소자(Q1)의 게이트에 인가하도록 된다. 이로써, 스위칭 소자(Q1)는 드라이브 신호의 주기에 응한 스위칭 주파수에 따라 연속적으로 온/오프 동작을 행한다. 즉, 스위칭 동작을 행한다.

절연 컨버터 트랜스포머(PIT)는 1차측과 2차측을 직류적으로 절연한 상태에서, 1차측 스위칭 컨버터의 스위칭 출력을 2차측으로 전송한다.

도 2는 도 1의 전원 회로가 구비하는 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 구조예를 도시한 단면도이다.

도 2에 도시한 바와 같이, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)는 페라이트재에 의한 E형 코어(CR1, CR2)를 서로의 자각이 대향하도록 조합시킨 EE형 코어(EE자형 코어)를 구비한다.

또한, 1차측과 2차측의 권장부에 관해 상호 독립하도록 하여 분할한 형상에 의해, 예를 들면 수지 등에 의해 형성되는 보빈(B)이 구비된다. 이 보빈(B)의 한쪽의 권장부에 대해 1차 코일(N1)을 권장한다. 또한, 다른쪽의 권장부에 대해 2차 코 일(N2)을 권장한다. 이와 같이 하여 1차측 코일 및 2차측 코일이 권장된 보빈(B)을 상기 EE형 코어(CR1, CR2)에 부착함으로써, 1차측 코일 및 2차측 코일이 각각 다른 권장 영역에 의해, EE형 코어의 중앙 자각에 권장되는 상태로 된다. 이와 같이 하여 절연 컨버터 트랜스포머(PIT) 전체로서의 구조가 얻어진다.

게다가, EE형 코어의 중앙 자각에 대해서는 도면과 같이 하여, 예를 들면 갭 길이 2㎜ 정도 이상의 갭(G)을 형성한다. 이로써, 결합 계수(k)로서는 예를 들면 k≒0.7정도 이하에 의한 소결합의 상태를 얻도록 하고 있다. 즉, 종래 기술로서 도 9에 도시한 전원 회로의 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)보다도, 더욱 소결합의 상태로 하고 있다. 또한, 갭(G)은 E형 코어(CR1, CR2)의 중앙 자각을, 2개의 외자각보다도 짧게 함으로써 형성할 수 있다.

절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 1차 코일(N1)의 일단은 전술한 바와도 같이, 스위칭 소자(Q1)의 드레인과 접속되어 있다. 이로써, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 출력이 1차 코일(N1)에 전달되고, 1차 코일(N1)에는 교번 전압이 생긴다.

절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 2차측에서는 1차 코일(N1)에 의해 여기된 교번 전압이 2차 코일(N2)에 발생한다.

이 2차 코일(N2)에 대해서는 2차측 병렬 공진 커패시터(C2)를 병렬로 접속하고 있다. 이로써, 2차 코일(N2)의 리키지 인덕턴스(L2)와 2차측 병렬 공진 커패시터(C2)의 커패시턴스에 의해 2차측 병렬 공진 회로를 형성한다. 이 2차측 병렬 공진 회로는 후술하는 2차측 정류 회로의 정류 동작에 따라 공진 동작을 행한다. 즉, 1차측과 함께, 2차측에서도 전압 공진 동작이 얻어진다.

또한, 본 실시의 형태에서는 2차측 직렬 공진 커패시터(C3)가 구비된다. 이 2차측 직렬 공진 커패시터(C3)의 한쪽의 극의 단자는 2차 코일(N2)의 감기 끝측의 단부와 2차측 병렬 공진 커패시터(C2)의 접속점이 되는 위치에 대해 접속되고, 2차측 직렬 공진 커패시터(C3)의 다른쪽의 극의 단자는 후술하는 2차측의 브리지 정류 회로를 형성하는 정류 다이오드(Do1)의 애노드와 정류 다이오드(Do2)의 캐소드의 접속점에 대해 접속된다. 이와 같은 접속 형태에서는 후술하는 2차측 정류 회로의 정류 전류 경로 내에서, 2차 코일(N2)과 2차측 직렬 공진 커패시터(C3)와의 직렬 접속 회로가 형성되게 된다. 이 직렬 접속 회로의 형태를 채택함에 의해, 2차 코일(N2)의 리키지 인덕턴스(L2)와, 2차측 직렬 공진 커패시터(C3)의 커패시턴스에 의해 2차측 직렬 공진 회로가 형성된다. 이 2차측 직렬 공진 회로도, 후술하는 2차측 정류 회로의 정류 동작에 따라 공진 동작(전류 공진 동작)을 행한다.

이와 같이 하여, 도 1에 도시한 전원 회로의 2차측에서는 상기한 병렬 공진 동작(전압 공진 동작)과 함께 직렬 공진 동작(전류 공진 동작)도 얻어지도록 되어 있다.

이 경우의 2차측 정류 회로는 상기한 바와 같이 하여 2차측 병렬 공진 커패시터(C2) 및 2차측 직렬 공진 커패시터(C3)가 접속된 2차 코일(N2)에 대해, 4개의 정류 다이오드(Do1, Do2, Do3, Do4)로 이루어지는 브리지 정류 회로와, 1개의 평활 커패시터(Co)를 하기한 바와 같이 접속함으로써 전파 정류 회로(브리지 전파 정류 회로)로서 형성된다.

즉, 2차 코일(N2)의 감기 끝 단부는 2차측 직렬 공진 커패시터(C3)의 직렬 접속을 통하여, 정류 다이오드(Do1)의 애노드와 정류 다이오드(Do2)의 캐소드의 접속점에 접속한다. 또한, 2차 코일(N2)의 감기 시작 단부를, 정류 다이오드(Do3)의 애노드와 정류 다이오드(Do4)의 캐소드의 접속점에 접속한다. 정류 다이오드(Do1)의 캐소드와 정류 다이오드(Do3)의 캐소드를 평활 커패시터(Co)의 정극 단자에 접속한다. 평활 커패시터(Co)의 부극 단자는 2차측 어스에 접속한다. 정류 다이오드(Do2)의 애노드와 정류 다이오드(Do4)의 애노드도 2차측 어스에 접속한다.

상기한 바와 같이 하여 형성되는 전파 정류 회로에 의해서는 2차 코일(N2)에 여기되는 교번 전압의 한쪽의 반주기에서, 브리지 정류 회로의 정류 다이오드[Do1, Do4]의 쌍이 도통하고, 평활 커패시터(Co)에 대해 정류 전류를 충전하는 동작이 얻어진다. 또한, 2차 코일(N2)에 여기되는 교번 전압의 다른쪽의 반주기에서는 정류 다이오드Do2, Do3]의 조가 도통하여 평활 커패시터(Co)에 대해 정류 전류를 충전하는 동작이 얻어진다.

이러한 동작에 기인하여, 평활 커패시터(Co)의 양단 전압으로서, 2차 코일(N2)에 여기되는 교번 전압의 레벨의 등배에 대응하는 레벨의 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 생성된다.

이와 같이 하여 얻어진 2차측 직류 출력 전압(Eo)은 도시하지 않은 부하에 공급됨과 함께, 후술하는 제어 회로(1)를 위한 검출 전압으로서도 분기되어 입력된다.

또한, 상기 전파 정류 회로가 정류 동작을 행하는 것에 따라, 2차측 병렬 공진 회로에 의한 전압 공진 동작과, 2차측 직렬 공진 회로에 의한 전류 공진 동작이 얻어지게 된다. 또한, 이와 같은 구성에서는 2차측의 정류 회로는 2차측 병렬 공진 회로 및 2차측 병렬 공진 회로의 공진 출력에 관해 정류 평활화를 행하고 있는 것으로서 볼 수도 있다.

제어 회로(1)는 입력된 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨 변화에 응한 검출 출력을 발진·드라이브 회로(2)에 공급한다. 발진·드라이브 회로(2)에서는 입력된 제어 회로(1)의 검출 출력에 응하여 스위칭 주파수를 가변하도록 하여, 스위칭 소자(Q1)를 구동한다.

상기한 바와 같이 하여 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주파수가 가변 제어됨에 의해, 전원 회로에 있어서의 1차측, 2차측의 공진 임피던스가 변화하고, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 1차 코일(N1)로부터 2차 코일(N2)측으로 전송되는 전력량, 또한, 2차측 정류 회로로부터 부하에 공급해야 할 전력량이 변화하게 된다. 이로써, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨 변동이 캔슬되도록 하여, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨을 제어하는 동작이 얻어지게 된다. 즉, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 안정화가 도모된다.

또한, 이 도면에 도시한 전원 회로의 1차측에는 액티브 클램프 회로(10)가 구비된다.

액티브 클램프 회로(10)는 보조 스위칭 소자(Q2), 클램프 커패시터(CCL), 클램프 다이오드(DD2)를 구비하여 형성된다. 이 경우, 보조 스위칭 소자(Q2)에 관해서는 MOS-FET가 선정된다. 클램프 다이오드(DD2)는 보조 스위칭 소자(Q2)가 구비하는 보디 다이오드로 되고, 애노드가 보조 스위칭 소자(Q2)의 소스에 대해 접속되 고, 캐소드가 보조 스위칭 소자(Q2)의 드레인에 대해 접속된다.

또한, 보조 스위칭 소자(Q2)를 구동하기 위한 구동 회로계로서, 구동 코일(Ng), 커패시터(Cg), 게이트 저항(Rg), 및 게이트-드레인 사이 저항(R1)을 구비하여 이루어진다.

또한, 이후에 있어서, 싱글 엔드 방식의 전압 공진형 컨버터를 형성하는 측의 스위칭 소자(Q1)에 관해서는 상기 보조 스위칭 소자(Q2)와 구별하여, 메인 스위칭 소자(Q1)라고도 말하기로 한다.

보조 스위칭 소자(Q2)의 드레인은 클램프 커패시터(CCL)의 한쪽의 단자와 접속되고, 클램프 커패시터(CCL)의 다른쪽의 단자는 정류 평활 전압(Ei)의 라인과 1차 코일(N1)의 감기 끝 단부와의 접속점에 대해 접속된다. 또한, 보조 스위칭 소자(Q2)의 소스는 1차 코일(N1)의 감기 시작측의 단부에 대해 접속된다.

즉, 본 실시의 형태의 액티브 클램프 회로(10)로서는 상기 보조 스위칭 소자(Q2)//클램프 다이오드(DD2)의 병렬 접속 회로에 대해, 클램프 커패시터(CCL)를 직렬로 접속하여 이루어지는 것으로 된다. 그리고, 이와 같이 하여 형성되는 회로를 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 1차 코일(N1)에 대해 병렬로 접속하여 구성된다.

또한, 보조 스위칭 소자(Q2)의 구동 회로계로서는 도시한 바와 같이, 보조 스위칭 소자(Q2)의 게이트-드레인 사이에 대해 게이트-드레인 사이 저항(R1)을 삽입한다. 또한, 보조 스위칭 소자(Q2)의 게이트에 대해 저항(Rg)-커패시터(Cg)-구동 코일(Ng)의 직렬 접속 회로를 접속한다. 이들 직렬 접속 회로 및 저항(R1)에 의해, 보조 스위칭 소자(Q2)를 위한 자려(self-excited) 발진 구동 회로를 형성한다. 여 기서의 구동 코일(Ng)은 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)에 있어서, 1차 코일(N1)의 감기 시작 단부측을 말아 올리도록 하여 형성되어 있고, 이 경우의 권수로서는 예를 들면 1T(턴)로 하고 있다. 이로써, 구동 코일(Ng)에는 1차 코일(N1)에 얻어지는 교번 전압에 의해 여기된 전압이 발생한다. 또한, 이 경우에는 그 감는 방향의 관계로부터, 1차 코일(N1)과 구동 코일(Ng)은 역극성의 전압이 얻어진다. 또한, 실제로서는 구동 코일(Ng)의 턴 수는 1T라면 그 동작은 보증되지만, 이것으로 한정되는 것은 아니다.

상기 액티브 클램프 회로(10)는 후술하는 바와 같이 하여, 메인 스위칭 소자(Q1)//1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 병렬 회로의 양단에 발생하는 스위칭 전압(병렬 공진 전압)(V1)으로서, 메인 스위칭 소자(Q1)의 오프시에 발생하는 전압 공진 펄스의 피크 레벨을 억제하도록 동작한다.

여기서, 상기 도 1에 도시한 회로 형태의 전원 회로의 실제로서, 주요부에 관해서는 하기한 바와 같이 설정을 행하여 구성하고 있다. 또한, 이 전원 회로의 대응 부하 전력은 최대 부하 전력(Pomax)=300W, 최소 부하 전력(Pomin)=0W(무부하)로 하고 있다.

절연 컨버터 트랜스포머(PIT)는 코어에 관해 EER-35를 선정하고, 갭(G)에 관해서는 2.2㎜의 갭 길이를 설정하였다. 1차 코일(N1) 및 2차 코일(N2)의 각 권수(턴 수)(T)에 관해서는 N1=55T, N2=50T를 선정하고, 2차 코일(N2)의 1턴당의 여기 전압에 관해서는 2.5V/T 이상 정도를 얻을 수 있도록 하고 있다. 또한, 1차 코일(N1)의 리키지 인덕턴스(L1)=350μH, 2차 코일(N2)의 리키지 인덕턴스(L2)=332μH 가 설정된다. 이 구조에 의거하여, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 결합 계수(k)에 관해서는 k=0.685가 설정된다.

또한, 상기 EER의 코어는 잘 알려져있는 바와 같이, 제품으로서의 코어의 형식, 규격의 하나이고, 이 형식에는 EE가 있는 것도 알려져 있다. 본원에 있어서 EE형이라는 경우에는 단면이 EE자 형상인 것에 따라, EER, EE의 어느 타입에 대해서도 EE형의 코어로서 취급하는 것으로 한다.

또한, 메인 스위칭 소자(Q1)에 관해서는 10A/600V 내압의 것을 선정하고 있다.

또한, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스에 관해서는 Cr=2200㎊를 선정하고, 2차측 병렬 공진 커패시터(C2)의 커패시턴스에 관해서는 C2=8200㎊를 선정하고 있다. 또한, 2차측 직렬 공진 커패시터(C3)의 커패시턴스에 관해서는 C3=0.022㎌를 선정한다.

또한, 액티브 클램프 회로(10)에 관해서는 클램프 커패시터(CCL)=0.056㎌, 구동 코일(Ng)=1T, 커패시터(Cg)=0.033㎌, 게이트 저항(Rg)=4.7Ω, 게이트-소스 사이 저항(R1)=1kΩ를 각각 선정한다. 또한, 보조 스위칭 소자(Q2)에 관해서는 10A/600V 내압의 것을 선정하고 있다.

본 실시의 형태에 있어서, 도 1에 도시한 전원 회로의 공진 주파수(fo1)에 관해서는 다음과 같이 하여 취급하는 것으로 한다.

다음에 설명하는 도 3A 및 도 3B의 파형도에 도시된 바와 같이, 도 1에 도시한 전원 회로에 있어서의 1차측의 스위칭 컨버터의 동작으로서는 전압 공진형 컨버 터(메인 스위칭 소자(Q1))와 액티브 클램프 회로(10)의 스위칭 동작이 복합적으로 행하여지고 있는 것으로서 볼 수 있다. 또한, 이것은 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)와 1차 코일(N1)의 리키지 인덕턴스(L1)에 의해 형성되는 1차측 병렬 공진 회로(여기서는 1차측 병렬 공진 회로(a)라고 한다)와, 클램프 커패시터(CCL)와 1차 코일(N1)의 리키지 인덕턴스(L1)에 의해 형성되는 병렬 공진 회로(여기서는 1차측 병렬 공진 회로(b)라고 한다)가, 1차측에서 복합적으로 동작하고 있는 것으로서 생각할 수 있다. 이 경우에 있어서, 1차측 병렬 공진 회로(a)는 메인 스위칭 소자(Q1)가 온인 기간에 공진 동작을 행하고, 1차측 병렬 공진 회로(b)는 보조 스위칭 소자(Q2)가 온인 기간에 공진 동작을 행하는 것으로서 취급할 수 있다.

여기서, 1차측 병렬 공진 회로(a)의 공진 주파수(fo1A)는 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)=2200㎊, 1차 코일(N1)의 리키지 인덕턴스(L1)=350μH로 하고 있음으로써, fo1a=181.5kHz를 설정하고 있는 것으로 된다. 1차측 병렬 공진 회로(b)의 공진 주파수(fo1b)는 클램프 커패시터(CCL)=0.056㎌, 1차 코일(N1)의 리키지 인덕턴스(L1)=350μH에 의해, fo1b=36kHz로 된다. 이와 같이 하여, 도 1의 회로의 1차측에서는 2개의 1차측 병렬 공진 회로마다 다른 주파수치의 2개의 공진 주파수가 존재한다. 그래서, 본 실시의 형태에서는 이들의 1차측 병렬 공진 회로를 하나로 통합하여 본 경우의 병렬 공진 주파수(fo1)로서는 fo1=(fo1a+fo1b)/2로 나타내는 것으로 한다. 즉, 상기 1차측 병렬 공진 회로(a, b)의 각 공진 주파수(fo1a, fo1b)의 평균치를, 1차측 병렬 공진 회로의 병렬 공진 주파수(fo1)로서 취급하도록 된다. 이 경우에는 fo1=(181.5kHz+36kHz)/2=108.8kHz(108.75kHz)로 된다.

즉, 본 실시의 형태에 있어서의 공진 주파수(fo1)는 액티브 클램프 회로(10)의 동작을 포함하는 것으로 한 다음의 1차측 스위칭 컨버터의 동작에 의해 얻어지는 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수로 된다. 그래서, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스를 형성 요소로 하는 1차측 병렬 공진 회로(a)의 공진 주파수(fo1a)에 관해서는 이러한 액티브 클램프 회로(10)의 존재에 의해 얻어지는 fo1=(fo1a+fo1b)/2로 표시되는 공진 주파수(fo1)에 관해, 걸맞는 값이 선정되도록 하여 설정하는 것이라는 사고방식을 취할 수 있다.

또한, 2차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)에 관해서는 2차측 병렬 공진 커패시터(C2)=8200㎊와, 2차 코일(N2)의 리키지 인덕턴스(L2)=332μH에 의해, fo2=96.5kHz가 설정된다.

2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo3)에 관해서는 2차측 직렬 공진 커패시터(C3)=0.022㎌와, 2차 코일(N2)의 리키지 인덕턴스(L2)=332μH에 의해, fo3=58.9kHz가 설정된다.

이 경우의 공진 주파수(fo1, fo2, fo3)에 관한 상대적인 관계는 우선, 공진 주파수(fo1와 fo2)에 관해서는 거의 동등한 것으로 볼 수 있다. 또한, 공진 주파수(fo3)는 이들 공진 주파수(fo1, fo2)에 대해 작은 주파수치가 설정되어 있는 것으로 볼 수 있다. 즉, fo1≒fo2>fo3의 관계가 성립하도록 하여 설정되어 있는 것으로서 볼 수 있다.

도 3A 및 도 3B의 파형도는 상기 구성에 의한 도 1의 전원 회로에 있어서의 주요부의 동작을, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주기에 의해 도시하고 있고, 도 3A에 는 최대 부하 전력(Pomax)=300W시에 있어서의 스위칭 전압(V1), 스위칭 전류(IQ1), 클램프 전류(IQ2), 전류(Icr), 1차 코일 전류(I1), 2차 코일 전류(I2)가 도시된다. 도 3B에는 최소 부하 전력(Pomin)=0W시에 있어서의, 상기 각 파형이 도시되어 있다.

스위칭 전압(V1)은 스위칭 소자(Q1)의 드레인-소스 사이의 양단 전압이고(병렬 공진 커패시터(Cr)의 양단 전압이기도 하다), 스위칭 전류(IQ1)는 스위칭 소자(Q1)(및 보디 다이오드(DD))에 흐르는 전류로 된다. 스위칭 전압(V1) 및 스위칭 전류(IQ1)에 의해서는 스위칭 소자(Q1)의 온/오프 타이밍이 나타난다. 1스위칭 주기는 스위칭 소자(Q1)가 온으로 되어야 할 기간(TON)과, 오프로 되어야 할 기간(TOFF)으로 나누어지고, 스위칭 전압(V1)은 기간(TON)에서는 0레벨이고, 기간(TOFF)에서 전압 공진 펄스가 얻어지는 파형으로 된다. 이 스위칭 전압(V1)으로서의 전압 공진 펄스는 본래는 1차측 스위칭 컨버터의 동작이 전압 공진 형태인 것에 의해, 정현파 형상의 공진 파형으로서 얻어진다. 그러나, 본 실시의 형태에서는 액티브 클램프 회로(10)가 후술하는 바와 같이 하여 동작함으로써, 전압 공진 펄스의 피크가 억제되는 파형 형상으로 된다.

스위칭 전류(IQ1)는 기간(TOFF)에서는 0레벨이고, 이 기간(TOFF)이 종료되어 기간(TON)이 시작되어 턴온 타이밍에 이르면, 우선, 보디 다이오드(DD)를 흐름으로써 부극성의 파형으로 되고, 계속해서 드레인으로부터 소스로 흐름으로써 정극성으로 반전하는 파형으로 된다. 이와 같은 스위칭 전류(IQ1)의 파형은 적정하게 ZVS(Zero Volt Switching), ZCS(Zero Current Switching)가 행해지고 있는 것을 나 타내고 있다. 또한, 이 스위칭 전류(IQ1)는 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 1차 코일(N1)에 얻어지는 리키지 인덕턴스(L1)를 통하여 메인 스위칭 소자(Q1)에 흐르는 것으로서 볼 수 있다.

1차 코일 전류(I1)는 1차 코일(N1)에 흐르는 전류로서, 스위칭 전류(IQ1)에 흐르는 전류 성분과 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 흐르는 전류를 합성한 것으로 된다. 1차 코일 전류(I1)에 있어서의 기간(TOFF)의 파형은 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 흐르는 전류 파형에 대응하고 있다.

2차 코일(N2)에 교번 전압이 여기됨으로써, 2차 코일 전압이 정극성으로 일정 이상의 레벨로 되는 한쪽의 반주기의 기간에 정류 다이오드(Do1, Do4)의 조가 도통하여, 이 도통 기간 내에 정류 전류를 평활 커패시터(Co)에 대하여 흐르게 한다. 또한, 2차 코일 전압이 부극성으로 일정 이상의 절대치 레벨로 되는 다른쪽의 반주기의 기간에 정류 다이오드(Do2, Do3)의 조가 도통하여, 이 도통 기간 내에 정류 전류를 평활 커패시터(Co)에 대하여 흐르게 한다.

2차 코일 전류(I2)는 정류 다이오드(Do1, Do4)의 조와 정류 다이오드(Do2, Do3)의 조를 흐르는 양파의 기간의 정류 전류와, 2차측 병렬 공진 커패시터(C2)에 흐르는 전류가 합성된 파형으로서 얻어진다. 또한, 도시하고 있지 않지만, 최소 부하 전력(Pomin)=0W시에서는 정류 다이오드(Do1, Do4), 정류 다이오드(Do2, Do3)의 각 도통 기간 내에서도, 이들의 정류 다이오드에 흐른 것으로 되는 정류 전류는 0레벨로 된다.

도 3A 및 도 3B의 파형도에 있어서, 액티브 클램프 회로(10)의 동작은 1스위 칭 주기 내에서 천이하는 모드 1 내지 5까지의 5단계의 동작 모드로서 도시된다.

우선, 메인 스위칭 소자(Q1)가 온으로 되는 기간(TON)에서는 모드 1로서의 동작이 얻어진다. 이때, 보조 스위칭 소자(Q2)는 이 기간(TON)에서는 오프 상태에 있다. 즉, 모드 1은 보조 스위칭 소자(Q2)가 오프 상태로 되도록 제어되는 모드이다.

이 모드 1(기간(TON))에 있어서, 스위칭 전류(IQ1)는 상기한 바와도 같이, 턴온 직후에 있어서 부극성에 의해 클램프 다이오드(DD2)에 흐른 후에 반전하여 정극성에 의해 메인 스위칭 소자(Q1)의 소스로부터 드레인의 방향으로 흐른다.

여기서, 스위칭 전류(IQ1)가 부극성에 의해 흐르는 기간은 직전의 기간(td2)의 종료로서, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 있어서의 방전이 종료됨으로써, 클램프 다이오드(DD)가 도통하고, 클램프 다이오드(DD)→1차 코일(N1)을 통하여 스위칭 출력 전류(IQ1)가 흐름으로써, 전원측에 전력을 회생하는 모드로 된다. 이 전력 회생의 동작을 종료하고, 스위칭 전류(IQ1)는 평활 커패시터(Ci)로부터, 1차 코일(N1)로부터 공급되도록 하여, 메인 스위칭 소자(Q1)의 소스-드레인을 흐르도록 된다.

상기 모드 1에 대응하는 기간(TON)이 종료되어, 기간(TOFF)에 이르렀다고 되면, 우선, 모드 2에 대응하는 기간(td1)이 시작된다.

상기 기간(td1)에서는 메인 스위칭 소자(Q1)가 턴오프함으로써, 1차 코일(N1)에 흐르고 있던 전류는 도 3에 도시한 전류(Icr)로서, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)를 충전하도록 하여 흐르게 된다. 이때에, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 흐르는 충전 전류는 정극성에 의해 펄스적으로 나타나는 파형으로 되지만, 이것은 부분 공진 모드로서의 동작으로 된다. 또한, 이때에는 메인 스위칭 소자(Q1)에 대해 병렬로 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)가 접속되어 있기 때문에, 메인 스위칭 소자(Q1)는 ZVS에 의해 턴오프된다.

계속해서는 보조 스위칭 소자(Q2)가 온 상태로 되도록 제어됨과 함께, 메인 스위칭 소자(Q1)가 오프 상태에 있도록 제어되는 기간으로 되고, 이것은 도 3에 도시한 기간(TON2)에 상당한다. 이와 같이, 보조 스위칭 소자(Q2)는 메인 스위칭 소자(Q1)가 오프로 되는 기간(TOFF) 내에서 온으로 되도록 하여 온/오프 제어된다.

이 기간(TON2)은 액티브 클램프 회로(10)의 동작 기간이고, 우선 모드 3으로서의 동작을 행한 후에 모드 4로서의 동작을 행하도록 된다.

앞의 모드 2의 동작에서는 1차 코일(N1)로부터 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 흐르는 전류(Icr)에 의해, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 대한 충전이 행하여지지만, 이로써 모드 2에 계속되는 모드 3의 동작으로서는 1차 코일(N1)에 얻어지고 있는 전압 레벨이, 초기시(기간TON2 시작시)에 있어서의 클램프 커패시터(CCL)의 양단 전압 레벨에 대해 동전위 또는 그 이상으로 된다. 이로써, 보조 스위칭 소자(Q2)에 병렬 접속되는 클램프 다이오드(DD2)의 도통 조건이 충족되어서 도통함으로써, 클램프 다이오드(DD2)→클램프 커패시터(CCL)의 경로로 전류가 흐르도록 되고, 클램프 전류(IQ2)로서는 도 3에 도시한 기간(TON2) 시작시 이후에 있어서, 부방향으로부터 시간 경과에 따라 0레벨에 근접한 톱니형상 파형이 얻어지게 된다.

앞서 기재한 바와 같이, 예를 들면 클램프 커패시터(CCL)의 커패시턴스는 CCL=0.056㎌인 것에 대해, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스는 Cr=2200㎊로서, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스쪽이, 클램프 커패시터(CCL)의 커패시턴스와 비교하여 상당히 작다. 이와 같은 클램프 커패시터(CCL)와 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스의 선정으로 하면, 모드 3으로서의 동작에 의해서는 대부분의 전류가 클램프 전류(IQ2)로서 클램프 커패시터(CCL)에 대해 흐르도록 되고, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 대해서는 거의 흐르지 않는다. 이 결과, 이 기간(TON2) 때에 있어서의 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 대한 충전 전류량이 저감되게 되어, 스위칭 전압(V1)에 있어서의 전압 공진 펄스의 경사는 완만하게 되도록 되고, 그 피크 레벨(V1p)이 억제되게 된다. 즉, 전압 공진 펄스에 대한 클램프 동작이 얻어진다.

또한, 확인을 위해 기술하여 두면, 도 1에 도시한 구성하에서, 액티브 클램프 회로(10)을 구비하지 않은 경우에는 기간(TOFF)의 모든 기간에서 충방전 전류가 흐름으로써, 예를 들면, 전압 공진 펄스는 정현파 형상이 가파른 파형으로 되고, 이 피크 레벨은 액티브 클램프 회로(10)를 구비하는 경우보다 상승한다.

그리고, 기간(TON2)에 있어서 상기 모드 3 가 종료되면 계속해서 모드 4로서의 동작으로 이행한다.

상기 모드 4 시작시는 도 3에 도시한 클램프 전류(IQ2)가 부의 방향으로부터 정방향으로 반전하는 타이밍으로 된다. 이 타이밍에서는 보조 스위칭 소자(Q2)는 이 클램프 전류(IQ2)가 부극성으로부터 정극성으로 반전하는 타이밍에서, ZVS 및 ZCS에 의해 턴온한다. 이와 같이 하여 보조 스위칭 소자(Q2)가 온으로 되는 상태에서는 이때에 얻어지는 1차측 병렬 공진 회로의 공진 작용에 의해, 1차 코일(N1)→클램프 커패시터(CCL)를 통하여, 보조 스위칭 소자(Q2)의 드레인→소스에 클램프 전류(IQ2)가 흘러서 , 도 3에 도시한 바와 같이, 정극성에 의해 증가하여 가는 파형이 얻어진다.

여기서, 도시하고 있지 않지만, 보조 스위칭 소자(Q2)의 게이트에 인가되는 전압은 구동 코일(Ng)에 여기된 전압으로 되고, 이것은 구형파 형상의 펄스 전압으로 된다.

그리고, 기간(td1) 및 기간(td2)은 메인 스위칭 소자(Q1) 및 보조 스위칭 소자(Q2)가 함께 오프로 되는 스레시홀드 기간으로 되고, 상기 게이트 유입 전류가 흐름에 의해 이 스리세홀드 기간이 유지되는 것이다.

상기 모드 4의 동작은 보조 스위칭 소자(Q2)가 턴온하고 있기 때문에, 지금까지 기간(TOFF)에서 0레벨로 되어 있던, 보조 스위칭 소자(Q2)의 양단 전압이 상승을 시작하는 타이밍으로서 종료하도록 되고, 계속해서는 기간(td2)에 있어서의 모드 5로서의 동작으로 이행한다.

모드 5에서는 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)로부터 1차 코일(N1)에 대해 방전 전류가 흐르는 동작이 얻어진다. 즉 부분 공진 동작이 얻어진다. 이 부분 공진 동작으로서의 방전은 도 3에서는 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 흐르는 전류(Icr)로서, 기간(td2)만에 있어서 부극성의 방향으로 흐르는 펄스형상의 파형으로서 도시되어 있다.

이때에 메인 스위칭 소자(Q1)에 걸리는 스위칭 전압(V1)의 전압 공진 펄스는 상술한 바와도 같이 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스가, 클램프 커패시터(CCL)의 커패시턴스보다 작음에 의해, 그 경사가 큰 것으로 되고, 도시한 바와 같이 하여, 급속하게 0레벨을 향하여 하강하도록 하여 하강하여 간다.

그리고, 보조 스위칭 소자(Q2)는 상기 모드 4가 종료되고 모드 5가 시작되는 타이밍에서 턴오프를 시작하지만, 이때에는 상기한 바와 같이 하여 전압 공진 펄스(스위칭 전압(V1))가 어떤 경사를 갖고서 하강함으로써, ZVS에 의한 턴오프 동작으로 된다.

액티브 클램프 회로(10)는 이와 같은 모드 1 내지 5의 동작을 1스위칭 주기마다 반복한다.

지금까지 설명한 각 부분의 동작에 입각하여, 도 3A에 도시된 최대 부하 전력(Pomax)=300W시와, 도 3B에 도시된 최소 부하 전력(Pomin)=0W시의 파형을 비교하여 보면, 1차측 스위칭 컨버터의 동작으로서는 무부하(경부하)의 경향으로 되어 감에 따라, 1스위칭 주기(TOFF+TON)의 기간 길이는 짧아지고 있다, 즉, 스위칭 주파수(fs)가 높아지고 있다. 이것은 정전압 제어 동작으로서, 앞서 설명한, 부하 변동에 응하여 스위칭 주파수(fs)가 가변되는 스위칭 주파수 제어의 동작을 얻을 수 있음을 나타낸다.

단, 본 실시의 형태의 경우에는 경부하 경향에 응하여 스위칭 주파수는 높아지고 있지만, 1스위칭 주기 내에서의 기간(TOFF, TON)의 듀티비(比)에 관해서는 경부하의 경향으로 됨에 따라서, 기간(TOFF)쪽이 기간(TON)에 대해 커지도록 하여 변 화하고 있다. 이것은 액티브 클램프 회로(10)에 의해 전압 공진 펄스(V1)의 피크 레벨(V1p)이 억제되어 있는 것에 의한다. 전압 공진 펄스(V1)는 그 피크 레벨(V1p)이 억제되는 만큼, 그 도통각은 확대하도록 하여 변화한다. 도 3으로부터도 이해되는 바와 같이, 경부하 경향으로 됨에 따라, 전압 공진 펄스(V1)의 피크 레벨(V1p)은 억제되게 되지만, 그만큼, 전압 공진 펄스(V1)의 도통각도 확대한다. 이 도통각의 확대가 상기한 1스위칭 주기 내에서의 기간(TOFF, TON)의 듀티비의 변화로서 나타나 있다.

전술한 바와 같이, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)와 클램프 커패시터(CCL)와의 커패시턴스에 관해서는 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 대해 클램프 커패시터(CCL)쪽을 상당히 크게 선정하고 있다. 전압 공진 펄스의 억제의 정도는 이 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)와 클램프 커패시터(CCL)의 커패시턴스의 차를 넓힐수록 커진다. 그러나, 이에 수반하여, 전압 공진 펄스(V1)의 도통각이 확대되는 정도도 커진다. 1스위칭 주기 내에서의 전압 공진 펄스(V1)의 도통각, 즉 메인 스위칭 소자(Q1)가 오프로 되는 기간(TOFF)이 확대됨에 따라서는 그만큼 메인 스위칭 소자(Q1)의 온 기간(TON)이 단축되는 것으로 된다. 일정 이상으로 온 기간(TON)이 단축되면, 메인 스위칭 소자(Q1)에 있어서의 스위칭 손실이나, 1차측으로부터 2차측으로의 전송 전력량의 저하 등이 문제로 되는 경우가 있다. 본 실시의 형태에서는 필요하게 되는 전압 공진 펄스의 억제 레벨과, 스위칭 손실이나 전송 전력량 등과의 밸런스를 고려하여 시험 등을 행한 결과로서, 클램프 커패시터(CCL) 및 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 관한 각 커패시턴스(CCL=0.056㎌, Cr=2200㎊)를 선정하였다. 이 커패시턴스 선정에서는 CCL≒25×Cr의 관계가 얻어지는 것으로 볼 수 있다.

도 4는 도 1에 도시한 전원 회로에 관한 실험 결과로서, 교류 입력 전압(VAC)=100V시와, 교류 입력 전압(VAC)=230V시에 있어서의, 부하 변동(Pomin=0W 내지 Pomax=300W)에 대한 AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC), 스위칭 주파수(fs), 및 전압 공진 펄스(스위칭 전압(V1))의 피크 레벨(V1p)의 변화 특성을 도시하고 있다.

상기 도면에 의하면, 우선, 스위칭 주파수(fs)는 도 3에서 설명한 바와 같이, 부하 변동에 대해서는 경부하의 경향으로 됨에 따라 높아져 가는 경향으로 변화하고, 교류 입력 전압 변동에 대해서는 교류 입력 전압(VAC)이 상승하는 것에 따라 높아져 가는 경향으로 변화하고 있다. 이것은 정전압 제어 동작이, 경부하 경향 및 교류 입력 전압의 상승 경향에 수반하여 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 상승하는 것에 따라서는 스위칭 주파수(fs)를 높게 제어한 동작인 것을 나타내고 있다.

상기 스위칭 주파수(fs)의 구체치로서는 교류 입력 전압(VAC)=100V시에는 최대 부하 전력(Pomax)=300W 내지 최소 부하 전력(Pomin)=0W의 범위에 대응하여, fs=80.0kHz 내지 135.0kHz로서, △fs=55.0kHz로 되고, 이 스위칭 주파수의 변화에 대응하는 기간(TON/TOFF)은 TON=8.5s 내지 2.9㎲, TOFF=4.0 내지 4.5㎲로 된다.

또한, 교류 입력 전압(VAC)=230V시에는 최대 부하 전력(Pomax)=300W 내지 최소 부하 전력(Pomin)=0W의 범위에 대응하여, fs=136.0kHz 내지 181.8kHz로서, △fs=45.8kHz로 되고, 이 스위칭 주파수의 변화에 대응하는 기간(TON/TOFF)은 TON=2.9㎲ 내지 0.5㎲, TOFF=4.5 내지 5.0㎲로 된다.

AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)은 예를 들면 최대 부하 전력(Pomax)=300W 로부터 부하 전력(Po)=100W 정도의 범위에서는 경부하의 경향으로 됨에 따라서 증가하고, 이보다 경부하의 조건으로 됨에 따라 저하하여 가는 특성으로 되어 있다.

최대 부하 전력(Pomax)=300W시의 AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)로서, 교류 입력 전압(VAC)=100V시에는 ηAC→DC=92.3%, 교류 입력 전압(VAC)=230V시에는 ηAC→DC=91.2%의 측정 결과가 얻어졌다.

또한, 전압 공진 펄스(V1)의 피크 레벨(V1p)은 중부하의 경향으로 되어 스위칭 컨버터에 흐르는 전류의 증가에 수반하여, 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr)에 충전되는 전류량이 증가하는 것에 따라 상승하는 특성으로 되어 있다. 피크 레벨(V1p)이 최대치로 되는 최대 부하 전력(Pomax)=300W시의 특성으로서, 교류 입력 전압(VAC)=100V시에는 V1p≒400Vp, 교류 입력 전압(VAC)=230V시에는 V1p≒550Vp로 되는 측정 결과가 얻어지고 있다.

이와 같은 전압 공진 펄스(V1)의 피크 레벨(V1p)의 특성으로 됨으로써, 메인 스위칭 소자(Q1)에 관해서는 앞서 기재한 바와 같이, 600V의 내압품(예를 들면 TO-220 패키지)을 선정할 수 있다. 또한, 보조 스위칭 소자(Q2)에 대해서도 마찬가지로 600V의 내압품을 선정할 수 있다. 예를 들면 도 9에 도시한 전원 회로에서는 최대 부하 전력(Pomax)=200W이고, 본 실시의 형태보다도 가벼운 최대 부하 조건이면서, 스위칭 소자(Q1)에는 900V의 내압품이 필요하게 되어 있다. 또한, 최대 부하 전력(Pomax)=300W에 대응하는 도 1의 전원 회로로부터 액티브 클램프 회로(10)를 생략한 경우에는 스위칭 소자(Q1)에는 1200V(예를 들면 TO-3P 패키지)의 내압품을 선정할 필요가 있다. 즉, 본 실시의 형태에서는 메인 스위칭 소자(Q1)(및 보조 스 위칭 소자(Q2)), 또한, 메인 스위칭 소자(Q1)에 병렬 접속되는 1차측 병렬 공진 커패시터(Cr) 등에 관해, 보다 저내압의 부품을 선정할 수 있다.

이와 같이 하여, 각 부품에 관해 저압품을 선정할 수 있기 때문에, 이들 부품 소자의 특성이 향상한다. 예를 들면 메인 스위칭 소자(Q1)에 관해, 스위칭 특성이 보다 양호한 것으로 되기 때문에, 전력 손실의 저감이나 회로로서의 신뢰성의 향상이 도모된다. 또한, 저내압품으로 됨으로써, 부품 사이즈도 소형으로 되기 때문에, 회로 기판의 소형 경량화의 촉진을 도모하는 것도 가능해진다. 또한, 부품에 드는 비용도 삭감된다.

여기서 또한, 상기한 도 1의 전원 회로의 특성중에서, 스위칭 주파수(fs)에 관한 특성을, 도 9의 전원 회로와 비교하여 본다.

도 9의 전원 회로에서는 교류 입력 전압(VAC)=100V의 입력에서, 최대 부하 전력(Pomax)=300W 내지 최소 부하 전력(Pomin)=0W의 변동에 대해, fs=117.6kHz 내지 208.3kHz로서, △fs=96.7kHz로 되어 있다.

이에 대해, 도 1의 전원 회로에서는 교류 입력 전압(VAC)=100V의 입력에서, 최대 부하 전력(Pomax)=300W 내지 최소 부하 전력(Pomin)=0W의 변동에 대해, fs=80.0kHz 내지 135.0kHz로서, △fs=55.0kHz로 되어 있고, 도 9의 전원 회로의 특성과 비교하여 대폭적으로 필요 제어 범위가 단축되어 있는 것을 알 수 있다. 또한 도 1의 전원 회로에서는 교류 입력 전압(VAC)=230V의 입력에서, 최대 부하 전력(Pomax)=300W 내지 최소 부하 전력(Pomin)=0W의 변동에 대해, fs=136.0kHz 내지 181.8kHz로서, △fs=45.8kHz로 되어 있고, 이 조건에 있어서도, 필요 제어 범위는 도 9의 전원 회로의 특성과 비교하여 대폭적인 단축이 도모되어 있다.

이와 같은 도 1의 전원 회로의 스위칭 주파수(fs)의 특성은 최대 부하 전력(Pomax)=300W 내지 최소 부하 전력(Pomin)=0W의 대응 부하 전력의 조건에서, AC 100V 시스템 내지 AC 200V 시스템의 범위(예를 들면 VAC=85V 내지 264V)의 상용 교류 전원 입력에 대응하여 안정화가 가능하는 이른바 와이드 레인지 대응이 실현화되어 있는 것을 나타내고 있다. 이하, 이 점에 관해 설명한다.

우선, 도 1에 도시한 전원 회로는 2차측 공진 회로로서 2차측 병렬 공진 회로와 2차측 직렬 공진 회로의 양자를 구비하는 전압 공진형 컨버터의 기본 구성을 채택하고 있다. 이 구성에 있어서의 와이드 레인지 대응화에의 기여는 1차측 병렬 공진 회로와 2차측 병렬 공진 회로와의 조합이 지배적으로 된다.

도 1의 전원 회로의 구성으로서, 상기한 1차측 병렬 공진 회로와 2차측 병렬 공진 회로와의 조합에 주목하면, 도 1에 도시한 전원 회로는 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 전자 유도를 통하여 1차측과 2차측에 각각 병렬 공진 회로를 구비하고 있다고 할 수 있다. 이와 같은 구성을, 1차측 병렬 공진 회로와 2차측 공진 회로와의 관계에 의해 보면, 스위칭 주파수(fs)에 대응하는 주파수 신호가 입력되는 전자결합에 의한 결합형 공진 회로를 형성하고 있는 것으로서 등가적으로 볼 수 있다.

이와 같이 하여 전자결합형 공진 회로를 포함하게 되는 도 1의 전원 회로의 2차측 직류 출력 전압(Eo)에 관한 정전압 제어 특성은 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 결합도(결합 계수(k))에 따라 다른 것으로 된다. 이 점에 관해 도 5를 참조하여 설명한다.

도 5는 상기한 전자결합형 공진 회로에 관한, 입력(스위칭 주파수 신호)에 대한 출력 특성을 도시하고 있다. 즉, 2차측 직류 출력 전압(Eo)에 관한 제어 특성을 스위칭 주파수(fs)와의 관계에 의해 도시하고 있다. 이 도면에서는 스위칭 주파수를 횡축에 취하고, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨을 종축에 취하고 있다.

도 1에서 설명한 바와 같이, 본 실시의 형태로서는 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)는 2차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)의 약 1.5배 정도가 되도록 설정되어 있기 때문에, 공진 주파수(fo1)와 공진 주파수(fo2)에서는 공진 주파수(fo1)쪽이 높은 주파수로 된다. 도 5에 있어서 스위칭 주파수(fs)를 나타내는 횡축에 대해서는 공진 주파수(fo1, fo2)를 대응시켜서 나타내고 있지만, 이 도 5에 있어서도, 상기 공진 주파수(fo1, fo2)의 관계에 대응시켜서, 공진 주파수(fo1)쪽이 공진 주파수(fo2 보다도 높아지는 것으로서 도시하고 있다.

여기서, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 결합도에 관해, 결합 계수(k)=1이 되는 밀결합으로 되는 상태를 설정하였다고 한다면, 이 경우의 1차 코일(N1)의 리키지 인덕턴스(L1), 및 2차 코일(N2)의 리키지 인덕턴스(L2)는 각각, 0인 것으로 된다.

이와 같이 하여, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 1차측과 2차측이 밀결합으로 되는 상태에서의 정전압 제어 특성으로서는 도 5의 특성 곡선(1)으로서 도시한 바와 같이, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)와 2차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)는 다른 주파수(f1, f2)에서 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 피크로 되는 이른바 쌍봉 특성으로 된다.

여기서, 주파수(f1)는

[수식 1]

로 표시되고,

주파수(f2)는

[수식 2]

로 표시된다.

또한, 상기 (수식 1), (수식 2)에 있어서의 항의 하나인 fo는 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)와, 2차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)의 중간에 존재하는 중간 공진 주파수이고, 1차측의 임피던스와 2차측의 임피던스와, 1차측과 2차측에서 공통이 되는 임피던스(상호 결합 인덕턴스(M))에 의해 결정되는 주파수이다.

또한, 상호 결합 인덕턴스(M)에 관해서는

[수식 3]

에 의해 표시된다.

또한, 상기한 결합 계수(k)에 관해, k=1의 상태로부터 서서히 작게 하고 있 다고 하는 즉, 밀결합의 상태로부터 서서히 소결합의 정도를 높게 하고 있다고 하면, 도 5에 도시된 특성 곡선(1)은 쌍봉의 경향이 서서히 희박하게 되어, 중간 공진 주파수(fo) 부근에서 평탄화하여 가는 변화를 나타낸다. 그리고, 어떤 결합 계수(k)까지 저하된 단계에서, 이른바 임계 결합의 상태로 된다. 이 임계 결합의 상태에서는 특성 곡선(2)으로서 도시한 바와 같이 하여, 쌍봉 특성으로서의 경향이 아니게 되어 있고, 중간 공진 주파수(fo)를 중심으로 하여 곡선 형상이 평탄하게 되는 특성으로 된다.

그리고, 더욱 상기 임계 결합의 상태로부터 결합 계수(k)를 작게 하여, 소결합의 상태를 강화하였다고 하면, 도 5의 특성 곡선(3)으로서 도시한 바와 같이, 중간 주파수(fo)에서만 피크로 되는 단봉 특성이 얻어진다. 또한, 이 특성 곡선(3)과, 특성 곡선(1, 2)을 비교하여 보면, 특성 곡선(3)은 피크 레벨 그 자체는 특성 곡선(1, 2)보다 저하되는 것이지만, 그 2차 함수적인 곡선 형상으로서, 보다 가파른 경사를 갖고 있는 것을 알 수 있다.

본 실시의 형태의 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)는 결합 계수(k)≒0.7 정도 이하로 되는 소결합의 상태가 설정되어 있다. 이 결합 계수(k)의 설정에서는 상기 특성 곡선(3)으로서 도시된 단봉 특성에 의한 동작으로 된다.

상기 도 5에 도시한 단봉 특성과, 앞서 도 12에 도시한 종래의 전원 회로(도 9)의 정전압 제어 특성을 실제로 비교하여 보면, 도 12에 도시한 특성은 도 5의 특성에 대해, 2차 함수적으로는 상당히 완만한 경사로 된다.

상기한 바와 같이 하여 도 12에 도시한 특성이 곡선적으로 완만하기 때문에, 2차측 직류 출력 전압(Eo)에 관해 정전압 제어를 행하기 위한 스위칭 주파수의 필요 제어 범위는 예를 들면 교류 입력 전압(VAC)=100V의 입력에 의한 단레인지 대응의 조건하에서도, fs=117.6kHz 내지 208.3kHz로서, △fs=96.7kHz로 된다. 이 때문에, 스위칭 주파수 제어에 의한 정전압 제어만에 의해, 와이드 레인지 대응으로 하는 것이 매우 곤란한 것은 앞서 설명한 바와 같다.

이에 대해, 본 실시의 형태의 정전압 제어 특성으로서는 상기 도 5의 특성 곡선(3)에 의해 도시된 단봉 특성이기 때문에, 정전압 제어 동작으로서는 도 6에 도시한 것으로 된다.

도 6에서는 도 1에 도시한 본 실시의 형태의 전원 회로에 관한, 교류 입력 전압(VAC)=100V시(AC 100V 시스템)에 있어서의 최대 부하 전력(Pomax)시, 최소 부하 전력(Pomin)시의 각 특성 곡선(A, B)과, 교류 입력 전압(VAC)=230V시(AC 200V 시스템)에 있어서 최대 부하 전력(Pomax)시, 최소 부하 전력(Pomin)시의 각 특성 곡선(C, D)의, 4개의 특성 곡선이 도시되어 있다.

이 도 6으로 부터 알 수 있는 바와 같이, 우선, AC 100V 시스템의 입력에 대응하는 교류 입력 전압(VAC)=100V시에 있어서, 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 소요되는 정격 레벨(tg)로 정전압화하기 위해 필요해지는 스위칭 주파수의 가변 제어 범위(필요 제어 범위)는 △fs1로 나타나게 된다. 즉, 특성 곡선(A)에 있어서 레벨(tg)로 된 스위칭 주파수(fs)로부터, 특성 곡선(B)에 있어서 레벨(tg)로 되는 스위칭 주파수(fs)까지의 주파수 범위로 된다.

또한, AC 200V 시스템의 입력에 대응하는 교류 입력 전압(VAC)=230V시에 있 어서, 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 소요되는 정격 레벨(tg)로 정전압화하기 위해 필요해지는 스위칭 주파수의 가변 제어 범위(필요 제어 범위)는 △fs2로 나타난다. 즉, 특성 곡선(C)에 있어서 레벨(tg)로 되는 스위칭 주파수(fs)로부터, 특성 곡선(D)에 있어서 레벨(tg)로 되는 스위칭 주파수(fs)까지의 주파수 범위로 된다.

전술한 바와 같이, 본 실시의 형태에 있어서의 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 제어 특성인 단봉 특성은 앞서 도 5에 도시한 제어 특성과 비교하여, 2차 함수 곡선적으로 상당히 가파르다.

이 때문에, 상기한 교류 입력 전압(VAC)=100V시, VAC=230V시의 각 필요 제어 범위가 되는 △fs1, △fs2는 도 6에 도시된 △fs와 비교하여 상당히 축소된 것으로 된다.

또한, 이로써, △fs1에 있어서의 최저 스위칭 주파수(특성 곡선(A)에 있어서 레벨(tg)로 되는 스위칭 주파수(fs))로부터, △fs2에 있어서의 최고 스위칭 주파수(특성 곡선(A)에 있어서 레벨(tg)로 되는 스위칭 주파수(fs))까지의 주파수 가변 범위(△fsA)로서도, 상응하게 좁은 것으로 된다.

확인을 위해, 도 1의 전원 회로에서 측정된 △fs1, △fs2, △fsA의 실제는 각각,

△fs1=55.0kHz(=135.0kHz-80.0kHz)

△fs2=45.8kHz(=181.8kHz-136.0kHz)

△fsA=101.8kHz(=181.8kHz-80.0kHz)

로 된다.

그리고, 상기 주파수 가변 범위(△fsA)로서는 현재상태에 있어서의 스위칭 구동용 IC(발진·드라이브 회로(2))가 대응하는 스위칭 주파수의 가변 범위 내로 충분히 수습되는 것으로 되어 있다. 즉, 도 1에 도시한 전원 회로에서는 스위칭 주파수에 관해, 현실로, 주파수 가변 범위(△fsA)에서 가변 제어하는 것이 가능하게 되어 있다.

이와 같이 하여, 도 1에 도시한 본 실시의 형태의 전원 회로는 AC 100V 시스템과 AC 200V 시스템의 어느 상용 교류 전원 입력에도 대응하여, 적정하게 메인 직류 전원인 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 안정화 가능하게 되어 있다. 즉, 스위칭 주파수 제어만에 의해, 와이드 레인지 대응을 가능하게 하고 있다.

덧붙여서, 전자결합에 의한 결합형 공진 회로는 예를 들면 중간 주파 트랜스포머 증폭기 등과 같이 하여, 통신 기술에 있어서, 트랜지스터에 의한 증폭 회로의 증폭 대역폭을 확대하기 위한 수법으로서 이미 알려지고는 있다. 그러나, 이와 같은 분야에서는 밀결합에서의 쌍봉 특성, 또는 임계 결합에서의 평탄 특성을 이용하고 있는 것이고, 소결합에서의 단봉 특성은 이용되지는 않는다. 본 실시의 형태에서는 이와 같은 전자결합에 의한 결합형 공진 회로의 기술에 있어서, 통신 기술의 분야에서는 채용되고 있지 않던 소결합에서의 단봉 특성을, 공진형 스위칭 컨버터의 분야에서 적극적으로 이용하고 있다고 할 수 있다. 이로써, 상기한 바와 같이 하여, 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 안정화되기 위해 필요한 스위칭 주파수의 가변 범위(필요 제어 범위)를 축소하고, 스위칭 주파수 제어에의 정전압 제어만에 의한 와이드 레인지 대응을 가능하게 하고 있는 것이다.

본 실시의 형태 외에, 공진형 컨버터를 구비한 스위칭 전원 회로로서, 와이드 레인지 대응을 실현하는 구성으로서는 예를 들면 AC 100V 시스템/200V계의 상용 교류 전원 입력에 응하여, 1차측 스위칭 컨버터의 구성을 하프 브리지/풀 브리지로 전환하는 구성을 채택하는 것이 알려져 있다. 또는 상용 교류 전원(AC)에 관한 정류 동작을 행하는 정류 회로의 동작을, AC 100V 시스템/200V계의 상용 교류 전원 입력에 응하여, 전파 정류/배전압 정류로 전환하는 구성으로 하는 것이 알려져 있다.

그러나, AC 100V 시스템과 AC 200V 시스템로 회로 구성의 전환을 행하는 경우에는 이하와 같은 문제점이 생긴다.

예를 들면, 이와 같은 상용 교류 전원 레벨에 따른 전환에는 입력 전압에 관한 임계치(예를 들면 150V)를 설정하고, 이것을 상회한 경우는 AC 200V 시스템, 하회한 경우는 AC 100V 시스템에 대응한 회로 전환을 행하도록 되지만, 단순하게 이와 같은 전환만을 행하고 있었기 때문에, 예를 들면 AC 200V 시스템의 입력시의 순간 정전 등에 의한 일시적인 교류 입력 전압의 저하에 대해서도, AC100계에 대응한 전환이 행하여져 버릴 우려가 있다. 즉, 예를 들면 정류 동작의 전환 구성을 예로 들면, AC 200V 시스템의 입력임에도 불구하고, AC 100V 시스템인 것으로 하여 배전압 정류 회로로 전환되어 버리고, 이로써 스위칭 소자 등이 내압 오버로 되고 파괴될 가능성이 있다.

그래서, 실제로는 상기한 바와 같은 오동작이 생기지 않도록 하기 위해, 메인이 되는 스위칭 컨버터의 직류 입력 전압만이 아니라, 스탠바이 전원측의 컨버터 회로의 직류 입력 전압도 검출하는 구성을 채택하도록 된다.

그러나, 이와 같이 하여 스탠바이 전원측의 컨버터 회로를 검출한다는 것은 기준 전압과 입력 전압과의 비교를 행하기 위한 예를 들면 콤퍼레이터 IC 등을 실장하는 것으로 되지만, 이로써 부품 개수가 증가하여, 회로 제조 비용의 증가, 및 회로 기판 사이즈의 대형화가 조장되어 버리게 된다.

또한, 이와 같이 오동작 방지를 목적으로 하여 스탠바이 전원측의 컨버터의 직류 입력 전압을 검출한다는 것은 메인 전원 외에 스탠바이 전원을 구비하는 전자 기기가 아니면, 실제로 사용할 수 없다는 것으로 된다. 즉, 전원을 실장 가능한 전자 기기의 종류가, 스탠바이 전원을 구비한 것으로 한정되는 것이고, 그만큼 이용 범위가 좁아져 있다는 문제도 생긴다.

또한, 하프 브리지/풀 브리지의 전환을 행하는 구성에서는 풀 브리지 구성을 가능하게 하기 위해 스위칭 소자를 적어도 4개 구비할 필요가 있다. 즉, 전환이 불필요하면 하프 브리지로 좋고, 스위칭 소자가 2개로 끝나는 것을, 이 경우는 또한 2개 추가하여야 한다.

또한, 정류 동작의 전환을 행하는 구성으로 하여도, 배전압 정류 동작을 얻기 위해 평활 커패시터(Ci)를 2개 구비하도록 하여야 한다. 즉 전파 정류만으로 하는 구성과 비교하여, 평활 커패시터(Ci)를 1개 추가하여야 하게 된다.

이들의 점에서도, 상기한 바와 같은 회로 전환을 수반하는 와이드 레인지 대응의 구성에서는 회로 제조 비용의 증가, 및 전원 회로 기판의 대형화를 초래한다. 특히, 정류 동작 전환의 구성에 있어서, 평활 커패시터(Ci) 등은 전원 회로를 구성 하는 부품중에서도 대형의 부류로 들어가는 것이기 때문에, 이와 같은 기판 사이즈의 대형화는 더욱 조장된다.

또한, 앞서 설명한 바와 같이 하여 스위칭 주파수의 제어 범위가 광범하게 됨에 따른 또한 하나의 문제점으로서는 2차측 직류 출력 전압(Eo)에 관한 안정화의 고속 응답 특성이 저하되어 버린다는 것을 들 수 있다.

특히 근래의 전자 기기에서는 예를 들면 각종 구동부의 온/오프 등에 응하여 부하 전력이 최대 부하와 무부하로 순간적으로 변화하는 이른바 스위칭 부하라고 불리는 부하 조건으로 되는 것이 있다. 이에 따라 전원 회로측으로서도, 이와 같이 고속이며 광범하게 변동한 부하 전력에 응하여, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 정전압 제어를 행할 필요가 있다.

그러나, 위에서 설명한 바와 같이 스위칭 주파수 제어 범위가 광범하면, 최대치와 최소치로 변화하는 부하에 대응하여 정전압 제어에 필요한 스위칭 주파수로 변화시키기까지, 그만큼 많은 시간을 필요로 하여 버리게 된다. 즉, 정전압 제어의 응답성이 둔해진다.

이에 대해, 본 실시의 형태와 같이 하여 스위칭 주파수 제어만에 의한 와이드 레인지 대응화가 실현되는 것이라면, 앞서 설명한 바와 같은 상용 교류 전원의 정격 레벨에 따라, 직류 입력 전압(Ei)을 생성하기 위한 정류 회로계에 관해 정류 동작을 전환하거나, 또는 하프 브리지 결합 방식과 풀 브리지 결합 방식과의 사이에서 스위칭 컨버터의 형식을 전환하는 구성을 채택할 필요는 없어진다.

그리고, 이와 같은 회로 전환을 위한 구성이 불필요하게 되면, 예를 들면 평 활 커패시터(Ci)는 1개만으로 할 수 있고, 또한 스위칭 소자로서는 적어도 하프 브리지 결합에 필요한 2개만으로 하는 것이 가능해져서, 그만큼 회로 구성 부품의 삭감, 회로 규모의 축소, 및 스위칭 노이즈의 저감 등이 도모된다.

또한, 회로 전환의 구성이 불필요하게 되면, 전환에 의한 오동작 방지를 위해 특별한 구성을 구비할 것 같은 필요도 없어지고, 이 점에서도 구성 부품의 증가와 비용 상승의 억제가 도모된다. 나아가서는 오동작 방지를 위해 스탠바이 전원을 필수로 하지 않기 때문에, 전원 회로가 사용 가능한 기기 범위를 넓힐 수 있다.

또한, 이와 같은 실시의 형태로서의 효과를 얻음에 있어서, 1차측에만 병렬 공진 회로를 구비하는 지금까지의 전압 공진형 컨버터의 구성에 대해 추가하여야 할 필요 최소한의 부품은 2차측 병렬 공진 커패시터의 1점뿐이다. 즉, 종래의 회로 전환 방식에 의한 구성을 채택하는 경우보다도 훨씬 적은 부품 추가로, 와이드 레인지 대응을 실현할 수 있다.

또한, 상기한 바와 같이 하여, AC 100V 시스템과 AC 200V 시스템의 각 상용 교류 전원 입력의 조건하에서, 정전압 제어를 위한 스위칭 주파수(fs)의 필요 제어 범위(△fs)가 축소됨에 따라서는 정전압 제어의 응답성, 제어 감도(感度)도 대폭적으로 개선되게 된다. 전자 기기에서는 부하 전력(Po)에 관해, 이른바 스위칭 부하라고 불리는 최대와 무부하로 비교적 고속으로 스위칭 하도록(전환되도록) 하여 변동시키는 동작을 행하는 것이 있다. 이와 같은 스위칭 부하로서의 동작을 행하는 기기로서, 예를 들면, 퍼스널 컴퓨터의 주변 기기인 프린터나, 플라즈마 디스플레이 장치 등을 들 수 있다.

이와 같은 스위칭 부하로서의 동작이 행하여지는 기기에 대해, 예를 들면 도 9에 도시한 바와 같은 필요 제어 범위(△fs)가 비교적 광범한 전원 회로를 탑재한 경우에는 전술한 바와도 같이, 가파른 부하 전력의 변화에 추종하여 상응하게 많은 변화량에 따른 스위칭 주파수(fs)의 가변 제어를 행하게 된다. 이 때문에, 고속의 정전압 제어의 응답성을 얻는 것이 곤란하다고 되어 있다.

이에 대해, 본 실시의 형태에서는 특히 단레인지마다의 영역에서 필요 제어 범위(△fs)가 대폭적으로 축소되어 있기 때문에, 부하 전력(Po)의 최대와 무부하에의 가파른 변동에 대해, 고속으로 응답하여 2차측 직류 전압(Eo)을 안정화하는 것이 가능하다. 즉, 스위칭 부하에 대한 정전압 제어의 응답 성능으로서는 대폭적으로 향상하고 있다.

또한, 앞의 도 4를 참조한 설명에 있어서, 전력 변환 효율 특성에 관해서는 도 1의 전원 회로는 교류 입력 전압(VAC)=100V/최대 부하 전력(Pomax)=300W시에는 ηAC→DC=92.3%라고 기술하였다. 이 특성은 예를 들면 도 9에 도시한 종래의 전원 회로의 특성이, 교류 입력 전압(VAC)=100V/최대 부하 전력(Pomax)=200W시에 있어서 ηAC→DC=92%정도인 것에 대해 거의 동등, 또는 그 이상이다. 대응하여야 할 최대 부하 전력에 관해, 본 실시의 형태가 300W인 것에 대해, 도 9에 도시한 전원 회로는 200W이기 때문에, 본 실시의 형태의 전원 회로와 도 9의 전원 회로를 같은 부하 조건으로 동작시켰다고 하면, 본 실시의 형태의 전원 회로쪽이 상당히 양호한 전력 변환 효율 특성인 것으로 된다. 환언하면, 본 실시의 형태의 전원 회로는 양호한 전력 변환 효율 특성이 얻어짐으로써, 대응 가능한 최대 부하 전력에 관해 200W로 부터 300W에 까지 끌어올리는 것이 가능하게 되어 있는 것이다.

본 실시의 형태에 있어서, 상기한 바와 같이 전력 변환 효율의 향상이 도모된 것의 이유로서는 우선, 2차측에 대해 직렬 공진 회로를 형성한 것을 기초적인 요인으로서 들 수 있다.

전압 공진형 컨버터로서, 1차측 병렬 공진 회로에 대해 2차측 직렬 공진 회로를 조합시킨 구성은 전력 변환 효율에 관해서는 특히 유리한 것을 앞서 본원의 발명자가 시험 등에 의해 확인하고 있다. 예를 들면, 2차측 직렬 공진 회로를 구비함으로써, 2차측 직렬 공진 회로의 공진 동작에 의해 얻어지는 에너지의 증가분을 포함하여 2차측 직류 출력 전압(Eo)으로서의 전력을 공급하는 것이 가능해지고, 그만큼, 1차측으로부터 2차측으로 전송하여야 할 전력량을 저감한 것이 가능해진다, 이로써, 1차측에 있어서의 전력 손실이 저감되게 되어, 높은 전력 변환 효율을 얻을 수 있다.

또한, 2차측 직렬 공진 회로를 구비하는 전압 공진형 컨버터의 구성은 최대 부하 전력으로부터 경부하의 경향으로 됨에 따라서, 전력 변환 효율이 증가하여 간다는 경향의 특성을 갖고 있다. 도 1에 도시한 본 실시의 형태의 전원 회로도, 도 4에 도시된 바와 같이, 2차측 직렬 공진 회로를 구비함으로써, 같은 특성의 경향으로 되어 있다. 이에 대해, 예를 들면, 도 9의 전원 회로와 같이 하여, 전압 공진형 컨버터에 2차측 병렬 공진 회로를 조합시킨 구성에서는 경부하 경향에 따라 전력 변환 효율이 저하되는 경향으로 되는 것이며, 이와 같은 특성과 비교하여, 2차측 직렬 공진 회로를 구비하는 전압 공진형 컨버터의 구성에서는 부하 변동에 대한 전 력 변환 효율 특성으로서도 양호한 것으로 되어 있다.

게다가, 본 실시의 형태에 있어서의 전력 변환 효율의 향상은 각 공진 주파수의 설정도 관계되어 있다.

즉, 본 실시의 형태의 전력 변환 효율 특성(ηAC→DC)으로서는 상기한 바와도 같이 부하 전력(Po)=200W 내지 25W까지의 부하 변동 범위에 대해, ηAC→DC=90% 이상이 얻어졌지만, 이와 같은 부하 조건에 대한 전력 변환 효율 특성은 최종적으로는 공진 주파수(fo1, fo2, fo3)의 조정에 의해 얻어진 것이다. 즉, 공진 주파수(fo1, fo2, fo3)에 관해 각종 설정을 행하여 실험을 행하고, 전술한 fo1=108.8kHz, fo2=96.5kHz, fo3=58.9kHz를 설정하여 fo1≒fo2>fo3로 보여지는 관계를 설정함으로써, 최종적으로 얻어진 특성이다.

그리고, 이와 같은 공진 주파수의 설정에 의한 전력 변환 효율의 향상은 앞의 도 3에 도시한 스위칭 전류(IQ1)의 파형에 의해서도 나타나 있다.

즉, 실시의 형태에 대응하는 도 3A와, 종래에 대응하는 도 10(a)의 스위칭 전류(IQ1)를 비교하여 알 수 있는 바와 같이, 본 실시의 형태에 대응하는 도 3A의 스위칭 전류(IQ1)의 파형은 스위칭 소자(Q1)의 온 기간(TON)이 종료되어 오프 기간(TOFF)으로 천이하는 턴오프 이전의 타이밍에서, 피크 레벨이 얻어지는 파형으로 되어 있다. 그리고, 턴오프 타이밍에 이르면 이 피크 레벨보다도 저하된 레벨로 되어 있다.

이와 같은 스위칭 전류(IQ1)의 파형은 2차 코일 전류(I2)의 파형이 영향을 주고 있다. 즉, 병렬 공진 회로와 직렬 공진 회로가 조합된 2차측의 공진 회로에 흐르는 전류에 따른 파형 성분을 갖고 있다. 2차 코일 전류(I2)의 파형은 공진 주파수(fo1)에 대한 공진 주파수(fo2), 공진 주파수(fo3)의 설정에 의해 정해진다.

이것으로부터, 도 3A에 도시된 스위칭 전류(IQ1)의 파형은 1차측 병렬 공진 회로와 2차 병렬 공진 회로와 2차측 직렬 공진 회로의 각 공진 주파수(fo1, fo2, fo3)의 걸맞는 설정에 의해 얻어지는 것이다 라는 것이 된다.

이 도 3A의 스위칭 전류(IQ1)의 파형은 턴오프시에 있어서의 스위칭 전류(IQ1)의 레벨이 억제되고 있다는 것을 의미한다. 턴오프시의 스위칭 전류(IQ1)의 레벨이 억제되면, 그만큼, 턴오프시의 스위칭 손실, 도통손은 저감되게 된다.

또한, 스위칭 전류(IQ1)의 피크 레벨은 도 3A에서는 5Ap, 도 10(a)에서는 4Ap로 되어 있고, 도 10(a)쪽이 레벨은 작다. 그러나, 이 차는 최대 부하 전력의 조건이 도 3A에서는 300W, 도 10(a)에서는 200W로 다른 것에 대응하고 있다. 동일한 부하 조건이라면, 본 실시의 형태 쪽이, 스위칭 전류(IQ1)에 관해 턴오프시 이전에 피크로 되는 동작이 얻어지기 때문에, 스위칭 손실, 또한, 도통손은 저감된다.

이와 같이 하여, 스위칭 소자의 스위칭 손실, 도통손에 관해 저감이 도모되는 것이, 본 실시의 형태의 전원 회로에 관해 고전력 변환 효율 특성이 얻어지고 있는 것의 하나의 요인으로 되어 있다.

여기서, 앞서 설명한 바와 같이, 본 실시의 형태의 전원 회로에 있어서 양호한 전력 변환 효율을 얻기 위한 기본 구성은 2차측에 대해 직렬 공진 회로를 구비하는 전압 공진형 컨버터로서의 구성으로 되는 것이지만, 단지 2차측 직렬 공진 회 로를 구비하는 구성으로 한 경우에는 중간 부하시에 이상 동작이 생긴다.

즉, 전압 공진형 컨버터(1차측 병렬 공진 회로)에 대해 단순히 2차측 직렬 공진 회로를 조합시킨 구성에서는 예를 들면 최대 부하 전력시에서는 스위칭 전류(IQ1)는 도 3A에도 도시된 바와 같이, 턴온 타이밍인 오프 기간(TOFF)의 종료시점에 이르기까지는 0레벨이고, 온 기간(TON)에 이르면, 우선 부극성의 전류가 보디 다이오드(DD)에 흐르고, 이 후에 반전하여 스위칭 소자(Q1)의 드레인-소스를 흐르도록 하여 동작한다. 즉, ZVS(Zero Voltage Switching)가 적정하게 행하여지고 있다. 그러나, 중간 부하가 되는 부하 범위의 조건에서는 스위칭 전류(IQ1)는 턴온 타이밍의 오프 기간(TOFF)의 종료 시점에 이르기 이전의 타이밍에서, 노이즈적으로 전류가 흐르는 동작이 생긴다. 이 동작은 ZVS가 적정하게 행하여지지 않는 이상 동작이다.

이와 같은 이상 동작에서는 스위칭 소자(Q1)의 턴온시에 있어서 상응하는 피크 전류가 흐르는 것으로 되기 때문에, 이에 의한 스위칭 손실의 증가를 초래하게 된다. 또한, 어쨌든 이와 같은 이상 동작이 생김으로써, 예를 들면 정전압 제어 회로계의 위상-게인 특성에 어긋남이 생기게 되어, 이상 발진 상태에서의 스위칭 동작으로 된다. 따라서, 종래부터의 전압 공진형 컨버터에 대해 2차측 병렬 공진 회로를 구비하는 구성의 전원 회로에 관해서는 그 실용화가 곤란하다고 되어 있다.

이와 같은 중간 부하시의 이상 동작은 전압 공진형 컨버터를 형성하는 1차측 병렬 공진 회로와, 2차측 직렬 공진 회로가 동시에 동작함에 의한 상호 작용이 원인으로 되어 있다.

본 실시의 형태에서는 앞서 도 2에 도시한 구조에 의해, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 갭(G)의 확대를 도모하고, 이로써 1차측과 2차측과의 결합 계수(k)를 종래보다도 낮은 소정 이하로 설정하는 것으로 하고 있다. 이로써, 1차측 병렬 공진 회로와 2차측 병렬 공진 회로의 관계로서는 가파른 단봉 특성에 의한 전자결합에 의한 결합형 공진 회로를 형성하는 것으로 된다. 이로써 와이드 레인지 대응화가 도모되어 있다.

한편, 이와 같은 결합 계수(k)의 설정에 관해, 1차측 병렬 공진 회로와 2차측 직렬 공진 회로와의 관계로 본 경우에는 소결합의 정도가 강화됨으로써, 상기한 1차측 병렬 공진 회로와 2차측 직렬 공진 회로의 상호 작용에 관해 희박화하여 가는 작용을 갖는 것이라고 할 수 있다. 이로써, 예를 들면, 스위칭 전류(IQ1)의 동작으로서는 스위칭 소자(Q1)의 턴온시의 노이즈적인 전류의 발생이 없어지고, 통상의 ZVS 동작에 대응하는 파형이 얻어지게 된다. 또한, 이에 수반하여, 이상 발진 동작도 해소된다. 즉, 대응 부하 전력의 전 영역에 있어서, ZVS 동작이 유지된 안정된 스위칭 동작이 보증된다.

이것으로부터, 도 1에 도시한 본 실시의 형태는 1차측 병렬 공진 회로에 대해 2차측 직렬 공진 회로를 조합시킨 구성을, 실용화 가능한 것으로서 실현하고 있다고 할 수 있다.

또한, 상기한 것으로 부터, 본 실시의 형태에 있어서, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)를 일정 이상의 소결합으로 하는 것은 스위칭 주파수 제어만에 의한 와이드 레인지 대응화를 도모하는 것과, 대응 부하 전력의 모든 영역에 있어서 ZVS 동작을 확보하는 것의 양자를 목적으로 하여 행해지는 것이라고 할 수 있다.

또한, 본 실시의 형태의 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)가 가지는 결합 계수(k)까지 소결합의 상태로 하는 것은 종래의 전압 공진형 컨버터에서는 1차측으로부터 2차측으로의 전력 전송 로스의 증가에 의한 전력 변환 효율의 저하를 초래한다는 것을 이유로, 지금까지 행하여지지 않았다는 배경이 있다. 그러나, 본 실시의 형태의 전원 회로는 도 4에도 도시한 바와 같이, 대응 부하 전력의 거의 전 영역에 걸쳐서 매우 양호한 전력 변환 효율 특성을 얻고 있는 것이고, 그 이유, 근거에 관해서는 앞서 기술한 바와 같다.

이후, 본 발명에 있어서의 다른 실시의 형태로서, 2차측 정류 회로의 변화를, 도 7 및 도 8에 도시한다.

도 7은 제 2의 실시의 형태로서의 전원 회로의 구성을 도시하고 있다.

또한, 이 도면에서는 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 2차측의 구성만이 도시되어 있다. 이들 이외의 다른 부분에 관해서는 도 1과 같은 것으로 하여, 여기서의 도시는 생략하고 있다. 또한, 이 도면에 있어서, 도 1과 동일 부분에는 동일 부호를 붙이고 설명을 생략한다. 이 점에 관해서는 후술하는 도 8도 마찬가지이다.

이 도면에 도시한 전원 회로에서는 2차 코일(N2) 전체에 대해, 2차측 병렬 공진 커패시터(C2)가 병렬로 접속되고, 이로써, 2차 코일(N2)(N2A+N2B)의 리키지 인덕턴스(L2)와, 2차측 병렬 공진 커패시터(C2)의 커패시턴스에 의한 2차측 병렬 공진 회로가 형성된다. 한편, 2차측 직렬 공진 회로는 2차측 정류 회로에서 상기한 바와 같이 하여 형성된다.

제 2의 실시의 형태에서는 2차측 정류 회로로서 배압(倍壓) 전파 정류 회로가 구비된다.

이 배압 전파 정류 회로로서는 우선, 2차 코일(N2)에 관해 센터 탭을 시행함으로써, 이 센터 탭을 경계로 하여 2차 코일부(N2A, N2B)로 2분할한다. 2차 코일부(N2A, N2B)에는 같은 소정 권수(턴 수)가 설정된다.

또한, 2차 코일(N2)에 있어서의 2차 코일부(N2A)측의 단부에 대해서는 2차측 직렬 공진 커패시터(C3A)를 직렬로 접속하고, 2차 코일(N2)에 있어서의 2차 코일부(N2B)측의 단부에 대해서는 2차측 직렬 공진 커패시터(C3B)를 직렬로 접속한다. 이로써, 2차 코일부(N2A)의 리키지 인덕턴스 성분과 2차측 직렬 공진 커패시터(C3A)의 커패시턴스로 이루어지는 제 1의 2차측 직렬 공진 회로와, 2차 코일부(N2B)의 리키지 인덕턴스 성분과 2차측 직렬 공진 커패시터(C3B)의 커패시턴스로 이루어지는 제 2의 2차측 직렬 공진 회로가 형성된다.

그리고, 2차 코일(N2)에 있어서의 2차 코일(N2A)측의 단부를, 상기 2차측 직렬 공진 커패시터(C3A)의 직렬 접속을 통하여 정류 다이오드(Do1)의 애노드와 정류 다이오드(Do2)의 캐소드와의 접속점에 대해 접속한다. 또한, 2차 코일(N2)에 있어서의 2차 코일(N2B)측의 단부를, 2차측 직렬 공진 커패시터(C3B)의 직렬 접속을 통하여, 정류 다이오드(Do3)의 애노드와 정류 다이오드(Do4)의 캐소드와의 접속점에 대해 접속한다.

정류 다이오드(Do1, Do3)의 각 캐소드는 평활 커패시터(Co)의 정극 단자에 접속한다. 평활 커패시터(Co)의 부극 단자는 2차측 어스에 접속된다.

또한, 정류 다이오드(Do2, Do4)의 각 애노드의 접속점과 2차 코일(N2)의 센터 탭에 대해서도, 2차측 어스에 접속한다.

상기 접속 형태에서는 2차 코일부(N2A), 2차측 직렬 공진 커패시터(C3A), 정류 다이오드(Do1, Do2), 및 평활 커패시터(Co)로 이루어지는 제 1의 배압 반파 정류 회로와, 2차 코일부(N2B), 2차측 직렬 공진 커패시터(C3B), 정류 다이오드(Do1, Do2), 및 평활 커패시터(Co)로 이루어지는 제 2의 배압 반파 정류 회로가 형성되게 된다. 이 경우, 제 1의 배압 반파 정류 회로는 제 1의 2차측 직렬 공진 회로를 구비하고, 제 2의 2차측 직렬 공진 회로는 제 1의 배압 반파 정류 회로를 구비하는 것으로 된다.

제 1의 배압 반파 정류 회로에서는 2차 코일(N2)에 여기되는 교번 전압의, 한쪽의 극성의 반주기의 기간에서, ［2차 코일부(N2A)→정류 다이오드(Do2)→2차측 직렬 공진 커패시터(C3A)→2차 코일부(N2A)]의 정류 전류 경로에 의해 정류 동작을 행하고, 2차 코일부(N2A)의 교번 전압(V2)의 전위에 의해 2차측 직렬 공진 커패시터(C3A)에 대한 충전을 행한다. 다른쪽의 극성의 반주기의 기간에서, ［2차 코일부(N2A)→2차측 직렬 공진 커패시터(C3A)→정류 다이오드(Do1)→평활 커패시터(Co)→2차 코일부(N2A)]의 정류 전류 경로에 의해 정류 동작을 행함으로써, 2차측 직렬 공진 커패시터(C3A)의 양단 전압과 2차 코일(N2A)의 교번 전압의 중첩 전위에 의해, 평활 커패시터(Co)에 대한 충전을 행한다. 또한, 이 제 1의 배압 반파 정류 회로의 동작에 따라, 제 1의 2차측 직렬 공진 회로의 공진 동작이 생긴다.

또한, 제 2의 배압 반파 정류 회로는 2차 코일(N2)에 여기되는 교번 전압의, 상기 다른쪽의 극성의 반주기의 기간에서, ［2차 코일부(N2B)→정류 다이오드(Do4)→2차측 직렬 공진 커패시터(C3B)→2차 코일부(N2B)]의 정류 전류 경로에 의해 정류 동작을 행하고, 2차 코일부(N2B)의 교번 전압(V2와 동등)의 전위에 의해, 2차측 직렬 공진 커패시터(C3B)를 충전하고, 상기 한쪽의 극성의 반주기의 기간에서, ［2차 코일부(N2B)→2차측 직렬 공진 커패시터(C3B)→정류 다이오드(Do3)→평활 커패시터(Co)→2차 코일부(N2B)]의 정류 전류 경로에 의해 정류 동작을 행하고, 2차측 직렬 공진 커패시터(C3B)의 양단 전압과 2차 코일(N2B)의 교번 전압의 중첩 전위에 의해 평활 커패시터(Co)에 대한 충전을 행한다. 이 제 2의 배압 반파 정류 회로의 동작에 따라, 제 2의 2차측 직렬 공진 회로의 공진 동작이 생긴다.

또한, 2차측 병렬 공진 회로는 상기 제 1, 제 2의 배압 반파 정류 회로가 동작하는 것에 따라 공진 동작이 생기게 된다.

그리고, 상기한 정류 동작에 의하면, 평활 커패시터(Co)에 대해서는 2차 코일(N2)의 교번 전압의, 한쪽의 극성의 반주기에서는 2차 코일부(N2B)의 여기 전압과 2차측 직렬 공진 커패시터(C3B)의 양단 전압의 중첩 전위에 의한 정류 전류의 충전이 행하여지고, 다른쪽의 극성의 반주기에서는 2차 코일부(N2A)의 여기 전압과 2차측 직렬 공진 커패시터(C3A)의 양단 전압의 중첩 전위에 의한 정류 전류의 충전이 행하여지게 된다. 이로써, 평활 커패시터(Co)의 양단 전압인 2차측 직류 출력 전압(Eo)으로서는 2차 코일부(N2A, N2B)의 여기 전압 레벨(V2)의 2배에 대응하는 레벨이 얻어지게 된다. 즉, 배 전압 전파 정류 회로가 얻어지고 있다.

도 8은 제 3의 실시의 형태로서의 전원 회로의 구성예를 도시하고 있다.

이 도면에 도시한 전원 회로에서는 2차 코일(N2)에 대해, 각 1개의 2차측 병렬 공진 커패시터(C2), 및 2차측 직렬 공진 커패시터(C3)가, 도 1과 같은 접속 양태에 의해 접속된다. 이로써, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 2차측에서는 2차 코일(N2)의 리키지 인덕턴스(L2)와 2차측 병렬 공진 커패시터(C2)의 커패시턴스에 의해 2차측 병렬 공진 회로가 형성되고, 2차 코일(N2)의 리키지 인덕턴스(L2)와 2차측 직렬 공진 커패시터(C3)의 커패시턴스에 의해 2차측 직렬 공진 회로가 형성된다. 게다가, 2차측 정류 회로로서, 배압 반파 정류 회로가 구비된다.

이 경우의 배압 반파 정류 회로는 상기한 바와 같이 하여 2차측 병렬 공진 커패시터(C2) 및 2차측 직렬 공진 커패시터(C3)가 직렬 접속된 2차 코일(N2)에 대해, 2개의 정류 다이오드(Do1, Do2)와, 1개의 평활 커패시터(Co)를 접속하여 형성된다. 이 배압 반파 정류 회로의 접속 양태로서는 우선, 2차 코일(N2)의 감기 끝 단부측에 대해, 2차측 직렬 공진 커패시터(C3)를 통하여 정류 다이오드(Do1)의 애노드와, 정류 다이오드(Do2)의 캐소드를 접속한다. 또한, 정류 다이오드(Do1)의 캐소드를 평활 커패시터(Co)의 정극 단자에 접속한다. 2차 코일(N2)의 감기 시작 단부와, 정류 다이오드(Do2)의 애노드와, 평활 커패시터(Co)의 부극 단자는 2차측 어스에 대해 접속한다.

이와 같이 하여 형성되는 배압 반파 정류 회로의 정류 동작은 다음과 같이 된다.

우선, 2차 코일 전압(V2)의 한쪽의 극성에 대응하는 반주기에서는 정류 다이오드(Do2)에 순방향 전압이 인가되는 것으로 되기 때문에, 정류 다이오드(Do2)가 도통하고, 정류 전류를 2차측 직렬 공진 커패시터(C3)에 대해 충전하는 동작이 얻어진다. 이로써, 2차측 직렬 공진 커패시터(C3)에는 2차 코일(N2)에 여기되는 교번 전압 레벨의 등배에 대응한 레벨의 양단 전압이 생성된다. 다음의, 2차 코일 전압(V2)의 다른쪽의 극성에 대응하는 반주기에서는 정류 다이오드(Do2)에 순방향 전압이 인가되어 도통한다. 이때, 평활 커패시터(Co)에 대해서는 2차 코일 전압(V2)의 전위와, 상기 2차측 직렬 공진 커패시터(C3)의 양단 전압이 중첩된 전위에 의해 충전이 행하여진다.

이로써 평활 커패시터(Co)의 양단 전압으로서는 2차 코일(N2)에 여기되는 교번 전압 레벨의 2배에 대응한 레벨에 의한 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 얻어지는 것으로 된다. 이 정류 동작에서는 평활 커패시터(Co)에 대해서는 2차 코일(N2)에 여기되는 교번 전압의 한쪽의 반주기에서만 충전이 행하여진다. 즉, 배압 반파로서의 정류 동작이 얻어지고 있다.

또한, 상기한 정류 동작에 따라, 2차측 병렬 공진 회로 및 2차측 직렬 공진 회로가 공진 동작을 행하게 된다.

또한, 본 발명으로서는 상기 각 실시의 형태로서 나타낸 구성으로 한정되는 것이 아니다. 예를 들면, 1차측 전압 공진형 컨버터의 세부의 회로 형태나, 2차측 병렬 공진 회로를 포함하여 형성하는 2차측 정류 회로의 구성 등은 그 밖에도 고려될 수 있는 것이다.

또한, 메인 스위칭 소자(및 보조 스위칭 소자)에 관해서는 예를 들면 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor), 바이폴러 트랜지스터 등, MOS-FET 이외 의 소자를 선정하는 것도 고려된다. 또한, 상기 각 실시의 형태에서는 타려식의 스위칭 컨버터를 들고 있지만, 자려식으로 구성한 경우에도 본 발명은 적용할 수 있다.

또한, 전압 공진형 컨버터와 2차측 직렬 공진 회로의 조합으로 이루어지는 전원 회로로서, 대응 부하 전력의 전 영역에 있어서의 ZVS 동작이 유지됨으로써, 실용의 전원 회로로서 양호한 전력 변환 효율 특성을 얻을 수 있게 된다.

또한, 액티브 클램프 회로에 의해 공진 전압 펄스의 피크 레벨이 억제됨으로써, 메인 스위칭 소자를 비롯한 부품 소자에 관해, 저 내압품을 선정할 수 있게 된다. 이로써, 부품 소자의 성능의 향상에 의한 전원 회로의 신뢰성 향상, 비용 저감, 회로의 소형 경량화를 도모할 수 있다.

Claims

스위칭 전원 회로에 있어서,

직류 입력 전압을 입력하고 스위칭을 행하는 메인 스위칭 소자를 구비하여 형성한 스위칭 수단과,

상기 메인 스위칭 소자를 스위칭 구동하는 스위칭 구동 수단과,

적어도, 상기 스위칭 수단의 스위칭 동작에 의해 얻어지는 스위칭 출력이 공급되는 1차 코일과, 상기 1차 코일에 얻어진 스위칭 출력에 의해 교번 전압이 여기되는 2차 코일을 권장하여 형성되는 절연 컨버터 트랜스포머와,

적어도, 상기 절연 컨버터 트랜스포머의 1차 코일을 포함하는 누설 인덕턴스 성분과 1차측 병렬 공진 콘덴서의 커패시턴스에 의해 형성되고, 상기 스위칭 수단의 동작을 전압 공진형으로 하는 1차측 병렬 공진 회로와,

상기 절연 컨버터 트랜스포머의 2차 코일에 대해 병렬로 되는 관계에 의해 2차측 병렬 공진 콘덴서를 접속함으로써, 상기 2차 코일을 포함하는 누설 인덕턴스 성분과, 상기 2차측 병렬 공진 콘덴서의 커패시턴스에 의해 형성되는 2차측 병렬 공진 회로와,

상기 절연 컨버터 트랜스포머의 2차 코일에 대해 직렬로 되는 관계에 의해 2차측 직렬 공진 콘덴서를 접속함으로써, 상기 2차 코일을 포함하는 누설 인덕턴스 성분과, 상기 2차측 직렬 공진 콘덴서의 커패시턴스에 의해 형성되는 2차측 직렬 공진 회로와,

상기 절연 컨버터 트랜스포머의 2차 코일에 여기되는 교번 전압을 입력하여 정류 동작을 행하여, 2차측 직류 출력 전압을 생성하도록 구성된 2차측 정류 평활화 수단과,

상기 2차측 직류 출력 전압의 레벨에 따라 상기 스위칭 구동 수단을 제어하고, 상기 스위칭 수단의 스위칭 주파수를 가변함으로써, 상기 2차측 직류 출력 전압에 관해 정전압 제어를 행하는 정전압 제어 수단과,

상기 절연 컨버터 트랜스포머는 상기 1차측 병렬 공진 회로와 상기 2차측 병렬 공진 회로를 적어도 가지고 형성된 전자결합형 공진 회로에 관해, 상기 스위칭 주파수를 갖는 주파수 신호의 입력에 대한 출력 특성이 단봉 특성이 되도록 하고, 소결합으로 간주되는 소정의 1차측과 2차측과의 결합 계수를 설정하고,

소정의 부하 조건하에서 일정 이상의 전력 변환 효율을 얻을 수 있도록 하고, 적어도, 상기 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수와, 상기 2차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수와, 상기 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수를 설정하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제1항에 있어서,

보조 스위칭 소자를 구비하고, 상기 메인 스위칭 소자가 오프로 되는 기간 내에서 상기 보조 스위칭 소자가 온으로 되는 온 기간을 설정하고, 상기 온 기간에서 상기 1차측 병렬 공진 콘덴서에 흘러야 할 충방전 전류를 보조 스위칭 소자에 흐르게 하도록 마련된 액티브 클램프 회로를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 스위 칭 전원 회로.
제1항에 있어서,

상기 2차 코일은 탭에 의해 분할되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제3항에 있어서,

분할된 상기 2차 코일의 단부 각각은 2차측 직렬 공진 커패시터를 직렬로 접속하고, 그에 따라, 상기 2차측 직렬 공진 회로를 형성하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제1항에 있어서,

상기 2차측 정류 평활화 수단은 브리지 정류 회로를 포함하고, 그에 따라, 전파 정류 동작을 실행하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제1항에 있어서,

상기 2차측 정류 평활화 수단은 상기 분할된 2차 코일에 여기되는 교번 전압의 각각의 반주기에서, 상기 2차측 직렬 공진 커패시터와 2차측 평활 커패시터 중의 적어도 하나를 충전하는 배전압 전파 정류 회로를 포함하고, 그에 따라, 교번 전압 레벨의 2배에 대응하는 레벨을 갖는 2차측 직류 출력 전압을 생성하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제1항에 있어서,

상기 2차측 정류 평활화 수단은 상기 2차 코일에 여기되는 교번 전압의 각각의 반주기에서, 상기 2차측 직렬 공진 커패시터 또는 2차측 평활 커패시터를 충전하는 배전압 반파 정류 회로를 포함하고, 그에 따라, 교번 전압 레벨의 2배에 대응하는 레벨을 갖는 2차측 직류 출력 전압을 생성하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
스위칭 전원 회로에 있어서,

교류 입력 전압이 입력되고 정류 평활화 동작을 행하는 정류 평활화 수단과,

상기 정류 평활화 수단으로부터 출력된 직류 전압이 입력되고 스위칭을 행하는 상기 메인 스위칭 소자를 구비하여 형성한 스위칭 수단과,

상기 메인 스위칭 소자를 스위칭 구동하는 스위칭 구동 수단과,

적어도, 상기 스위칭 수단의 스위칭 동작에 의해 얻어지는 스위칭 출력이 공급되는 1차 코일과, 상기 1차 코일에 얻어진 스위칭 출력에 의해 교번 전압이 여기되는 2차 코일을 권장하여 형성되는 절연 컨버터 트랜스포머와,

적어도, 상기 절연 컨버터 트랜스포머의 1차 코일을 포함하는 누설 인덕턴스 성분과 1차측 병렬 공진 콘덴서의 커패시턴스에 의해 형성되고, 상기 스위칭 수단의 동작을 전압 공진형으로 하는 1차측 병렬 공진 회로와,

상기 절연 컨버터 트랜스포머의 2차 코일에 대해 병렬로 되는 관계에 의해 2 차측 병렬 공진 콘덴서를 접속함으로써, 상기 2차 코일을 포함하는 누설 인덕턴스 성분과, 상기 2차측 병렬 공진 콘덴서의 커패시턴스에 의해 형성되는 2차측 병렬 공진 회로와,

상기 절연 컨버터 트랜스포머의 2차 코일에 대해 직렬로 되는 관계에 의해 2차측 직렬 공진 콘덴서를 접속함으로써, 상기 2차 코일을 포함하는 누설 인덕턴스 성분과, 상기 2차측 직렬 공진 콘덴서의 커패시턴스에 의해 형성되는 2차측 직렬 공진 회로와,

상기 절연 컨버터 트랜스포머의 2차 코일에 여기되는 교번 전압을 입력하여 정류 동작을 행하여, 2차측 직류 출력 전압을 생성하도록 구성된 2차측 정류 평활화 수단과,

상기 2차측 직류 출력 전압의 레벨에 따라 상기 스위칭 구동 수단을 제어하고, 상기 스위칭 수단의 스위칭 주파수를 가변함으로써, 상기 2차측 직류 출력 전압에 관해 정전압 제어를 행하는 정전압 제어 수단과,

상기 절연 컨버터 트랜스포머는 상기 1차측 병렬 공진 회로와 상기 2차측 병렬 공진 회로를 적어도 가지고 형성된 전자결합형 공진 회로에 관해, 상기 스위칭 주파수를 갖는 주파수 신호의 입력에 대한 출력 특성이 단봉 특성이 되도록 하고, 소결합으로 간주되는 소정의 1차측과 2차측과의 결합 계수를 설정하고,

소정의 부하 조건하에서 일정 이상의 전력 변환 효율을 얻을 수 있도록 하고, 적어도, 상기 1차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수와, 상기 2차측 병렬 공진 회로의 공진 주파수와, 상기 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수를 설정하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제8항에 있어서,

보조 스위칭 소자를 구비하고, 상기 메인 스위칭 소자가 오프로 되는 기간 내에서 상기 보조 스위칭 소자가 온으로 되는 온 기간을 설정하고, 상기 온 기간에서 상기 1차측 병렬 공진 콘덴서에 흘러야 할 충방전 전류를 보조 스위칭 소자에 흐르게 하도록 마련된 액티브 클램프 회로를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제8항에 있어서,

상기 2차 코일은 탭에 의해 분할되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제10항에 있어서,

분할된 상기 2차 코일의 단부 각각은 2차측 직렬 공진 커패시터를 직렬로 접속하고, 그에 따라, 상기 2차측 직렬 공진 회로를 형성하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제8항에 있어서,

상기 2차측 정류 평활화 수단은 브리지 정류 회로를 포함하고, 그에 따라, 전파 정류 동작을 실행하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제8항에 있어서,

상기 2차측 정류 평활화 수단은 상기 분할된 2차 코일에 여기되는 교번 전압의 각각의 반주기에서, 상기 2차측 직렬 공진 커패시터와 2차측 평활 커패시터 중의 적어도 하나를 충전하는 배전압 전파 정류 회로를 포함하고, 그에 따라, 교번 전압 레벨의 2배에 대응하는 레벨을 갖는 2차측 직류 출력 전압을 생성하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제8항에 있어서,

상기 2차측 정류 평활화 수단은 상기 2차 코일에 여기되는 교번 전압의 각각의 반주기에서, 상기 2차측 직렬 공진 커패시터 또는 2차측 평활 커패시터를 충전하는 배전압 반파 정류 회로를 포함하고, 그에 따라, 교번 전압 레벨의 2배에 대응하는 레벨을 갖는 2차측 직류 출력 전압을 생성하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.