TWI307208B - Switching power supply circuit - Google Patents

Description

1307208 (1) 九、發明說明 【發明所屬之技術領域】 本發明與包括電壓共振轉換器的交換式電源電路有關 【先前技術】 使用電流共振式及電壓共振式之共振轉換器的所謂軟 Φ 交換式電源已廣爲人知。目前，現已廣泛使用由兩個電晶 體交換元件構成以半橋式連接的電流共振轉換器，因其可 以很容易地實用。 不過，由於例如高崩潰電壓交換元件的特性目前已獲 增進，關於與使電壓共振轉換器實用相關的崩潰電壓問題 已獲解決。此外，就吾人所知，關於輸入反饋雜訊及DC 輸出電壓線的雜訊分量，由單電晶體交換單元構成的單端 電壓共振轉換器優於單電晶體的電流共振順向轉換器。 • 圖9說明包括一單端電壓共振轉換器之交換式電源電 路的結構例。

， 在圖9的交換式電源電路中，來自商用交流電源AC 4 的電壓，被橋式整流電路Di及平流電容器Ci所構成的整 流及平流電路整流及平流，藉以產生跨於平流電容器Ci 上之經過整流及平流的電壓Ei。 來自商用交流電源AC的電源線配置一雜訊濾波器， 其包括一對共模抗流圈CMC及兩個跨接電容器CL，以消 除共模雜訊。 -4- (2) 1307208 經過整流及平流的電壓Ei做爲DC輸入電壓，輸入到 電壓共振轉換器。電壓共振轉換器具有單端的結構，其包 m 括如前所述的單電晶體交換元件Q 1。此電路中的電壓共 振轉換器是被單獨地激勵。特別是，由MOS-FET構成的 交換元件Q1是由振盪及驅動電路2交換驅動。 MOS-FET的本體二極體DD與交換元件Q1並聯。此 外，初級側並聯共振電容器Cr與交換元件Q 1之源極與汲 > 極間的通道並聯。 初級側並聯共振電容器cr與隔離轉換器變壓器PIT 之初級繞組N 1的漏洩電感L 1構成初級側並聯共振電路（ 電壓共振轉換器）。此初級側並聯共振電路提供電壓共振 操作，供交換元件Q1交換操作。 爲交換驅動交換元件Q1，振盪及驅動電路2施加一 閘電壓，做爲交換元件Q1之閘極的驅動信號。因此，交 換元件Q1以驅動信號的週期做爲交換頻率實施交換操作 隔離轉換器變壓器PIT將交換元件Q1的交換輸出傳 ， 送到次級側。 ^ 隔離轉換器變壓器PIT是EE鐵心構成，例如是由鐵 材質的E型鐵心組合而成。此外，初級繞組N 1及次級繞 組N2是纏繞於EE鐵心的中央磁腿，繞組部分被劃分成 初級側與次級側。 此外，在隔離轉換器變壓器PIT內之EE鐵心之中央 磁腿中配置長度大約1.0mm的間隙，以便在初級側與次級 (3) l3〇7208

r I 側間得到大約0.80至0.85的耦合係數k。當耦合係數k 具有該値時，初級與次級側間的耦合程度可視爲鬆耦合， 且因此很難得到飽合狀態。耦合係數k的値，是設定漏洩 電感（L1)的一個因數。 隔離轉換器變壓器PIT中初級繞組N1的一端，介於 交換元件Q1與平流電容器Ci的正電極之間。因此，允許 來自交換元件Q1之交換輸出的傳送。在隔離轉換器變壓 > 器PIT的次級繞組N2中，產生初級繞組N1所感應的交 流電壓。 在此電路中，次級側並聯共振電容器C2與次級繞組 N2並聯。因此，次級繞組N2的漏洩電感L2與次級側並 聯共振電容器C2構成次級側並聯共振電路（電壓共振轉 換器）。 此外，如圖9所示，整流二極體Do 1與平流電容器 Co連接到此次級側並聯共振電路，藉以構成一半波整流 > 電路。此半波整流電路產生一位準與次級繞組N2所感應 之交流電壓V2相同位準的次級側DC輸出電壓Eo (次級 ·· 側並聯共振電路），即是跨於平流電容器Co上的電壓。 名 次級側DC輸出電壓Eo供應給負載，並輸入到控制電路1 ，做爲用於恆電壓控制的偵測電壓。 控制電路1偵測被輸入做爲偵測電壓之次級側DC輸 出電壓Eo的位準，並接著將所得到的偵測輸出，輸入給 振盪及驅動電路2。

根據輸入之偵測輸出所指示之次級側D C輸出電壓E (4) 1307208 的位準，振盪及驅動電路2控制交換元件Q1的交 ，以使次級側DC輸出電壓Eo保持在某一固定位 即，振盪及驅動電路2產生並輸出一驅動信號，用 所要的交換操作。因此，可達成次級側DC輸出1 的穩定控制。 圖10A、10B及11顯示圖9之電源電路的實驗 在該實驗中，圖9之電源電路的主要部分設計成具 | 特性，如100伏之AC輸入電壓VAC的情況，其 AC 100V-系統輸入。 關於交換元件Q1，選擇崩潰電壓爲900伏的 至於次級整流二極體Dol，選擇崩潰電壓爲600伏 〇 隔離轉換器變壓器PIT的鐵心使用EER-35鐵 心之中央磁腿中的間隙長度設計在1 mm。初級繞組 次級繞組N 2的圈數T設定爲4 3 T。隔離轉換器 > PIT的耦合係數k設定爲0.81。 初級側並聯共振電容器Cr與次級側並聯共振 -* C2的電容分別設定爲6800pF及0.01 pF。因此，初 聯共振電路的共振頻率f〇 1設定在1 75kHz，以及次 聯共振電路的共振頻率f〇2設定在164kHz。 次級側DC輸出電壓Eo的額定位準爲13 5伏 許的負載功率範圍從200瓦的最大負載功率P〇max 的最小負載功率Pomin。 圖10A及10B顯示圖9之電源電路中主要部分 換操作 準。亦 以獲致 i壓Eo 結果。 有以下 對應於 產品。 的產品 心，鐵 N1與 變壓器 電容器 級側並 級側並 。可容 到〇瓦 操作的 -7- (5) 1307208 波形圖，同時反映交換元件Ql的交換週期。圖10A顯示 當負載功率在200瓦之最大負載功率P〇max時的交換電壓 M, VI、交換電流IQ1、初級繞組電流II '次級繞組電壓V2 、次級繞組電流12、以及次級側整流電流ID 1。圖10B顯 示當負載功率在〇瓦之最小負載功率P〇 min時的交換電壓 V 1、交換電流IQ 1、初級繞組電流11、次級繞組電壓V 2 、次級繞組電流12、以及次級側整流電流ID 1。 > 交換電壓V1是跨於交換元件Q1得到的電壓。交換 電壓VI的波形如圖10A及10B所示。特別是，當交換元 件Q1在接通狀態時，週期TON期間的電壓位準是在〇位 準，然而，當其在關斷狀態時，週期TOFF期間得到正弦 的電壓共振脈衝。交換電壓VI的此電壓共振脈衝波形指 示初級側交換轉換器的操作是電壓共振操作。

當負載功率爲200瓦的最大負載功率Pomax，且輸入 電壓VAC爲100伏（AC 100伏的系統）時，交換電壓VI ► 之電壓共振脈衝的峰値位準是550Vp，且當負載功率爲 200瓦的最大負載功率Pomax，且輸入電壓VAC爲264伏 *' ( AC200伏的系統）時，峰値位準是800Vp。爲反應電壓 、〆 共振脈衝的這些峰値位準，如前所述，交換元件Q1要使 用崩潰電壓爲900伏的產品。 交換電流IQ1是流過交換元件Q1 (以及本體二極體 DD )的電流。在TOFF週期期間，交換電流IQ1是在零位 準。在TON週期期間，得到具有如所說明之某波形的交 換電流IQ1。特別是，在交換元件Q1接通之時，交換電 -8 · 1307208

⑹ 流IQ1正向流過本體二極體DD，且因此交換 有負極性。接通之後，該極性被反轉，且交換 交換元件Q1的汲極與源極間流動。電流値隨 ，直至交換元件Q1被關斷。因此’交換電流 是在關斷的時間得到。 流過初級繞組N 1的初級繞組電流11 ’是 期間做爲交換電流IQ 1流動的電流，與在週期 流向初級側並聯共振電容器Cr之電流間合成 流。因此，初級繞組電流11具有如圖1 〇 A及 波形。 至於次級側整流電路的操作，當負載功率 最大負載功率時，流過整流二極體Dol之經遇 ID1具有如圖10A所示的某波形。特別是，箱 ID1的峰値，是在整流二極體Dol接通時得至I 位準逐漸地朝〇下降，如圖1 〇 A的波形所示。 極體Do 1爲關斷狀態時的週期期間，整流二1 位準在0。反之，當負載功率是0瓦的最 Pomin時，電流位準爲0且不會改變，甚至右 Dol的接通週期期間。 次級繞組電壓V 2是在次級繞組N 2與:^ 振電容器C 2的並聯電路中得到。在當次級個 Do 1導通時的週期期間，次級繞組電壓V2初 側D C輸出電壓E 〇的位準。在次級整流二極 斷週期期間，次級繞組電壓V 2顯示負極性的 電流IQ1具 電流IQ1在 ί著時間增加 IQ1的峰値 在週期TON 丨TOFF期間 :所產生的電 10B所示的 是200瓦的 Ϊ整流的電流 €整流之電流 1，接著，該 在當整流二 蓮體D ο 1的 小負載功率 ί整流二極體 :級側並聯共 J整流二極體 Ε鉗位在次級 體Dol的關 丨正弦波形。 -9- 1307208 ⑺ 流過次級繞組N2的次級繞組電流12是來自經整流之電流 ID 1與流過次級側並聯共振電路之電流的合成電流 (N2 ( L2) // ( C2)。次級繞組電流12例如具有所說明 < 的波形。 圖11顯示圖9所示電源電路之交換頻率fs'接通週 期TON、關斷週期TOFF、以及AC到DC的電力轉換效率 (77 AC— DC)是負載的函數。 > 關於AC到DC的電力轉換效率（7/ AC— DC )，當負 載功率P〇在1〇〇瓦至200瓦的範圍內時，可獲致90 %以 上的效率。吾人所知，特別是交換元件Q 1是由一個電晶 體構成的單端電壓共振轉換器，能提供令人滿意的電力轉 換效率。 此外，圖1 1中的交換頻率fs、接通週期TON、及關 斷週期TOFF指示圖9所示電源電路的交換操作是恆電壓 控制對負載改變的特徵。在電路中，交換頻率fs被控制 I ，以使交換頻率隨著負載減輕而增加。至於接通與關斷的 週期TON及TOFF，週期TOFF與負載的改變幾乎無關。 -* 反之，週期TON隨著負載減輕而縮短。亦即，.圖9中的 i 電源電路改變及控制交換頻率，以便當負載減輕時縮短接 通週期TON，同時保持關斷週期TOFF不變。 交換頻率的此種改變控制，允許由於存在初級側並聯 共振電路及次級側並聯共振電路所致使的感抗變化。此感 抗的變化導致從初級側傳送到次級側之電力的量改變，以 及從次級側並聯共振電路傳送給負載之電力的量改變。此 -10- (8) 1307208 造成次級側D C輸出電壓E 〇的位準改變。因此，次級側 DC輸出電壓Εο被穩定。 圖1 2槪示圖9所示電源電路根據交換頻率fs ( kHz ) 與次級側DC輸出電壓Εο間之關係的定電壓控制特性。 當初級側並聯共振電路與次級側並聯共振電路的共振 頻率分別定義爲f〇 1與fo 2時，圖9所示之電路中的次級 側並聯共振頻率f〇 1低於初級側並聯共振頻率f〇2。 # 圖1 2中的特性曲線是根據這些共振頻率，以及根據 定電壓控制特性與交換頻率fs相關的假設，以得到某固 定的AC輸入電壓VAC。特別是，特性曲線A及B指示當 負載功率分別是最大負載功率Pomax與最小負載功率 Pomin時，根據對應於初級側並聯共振電路之共振頻率 f〇 1之共振阻抗所得到的定電壓控制特性。特性曲線C及 D指不當負載功率分別是最大負載功率Pomax與最小負載 功率Pomin時，根據對應於次級側並聯共振電路之共振頻 # 率f〇2之共振阻抗所得到的定電壓控制特性。 當電路中包括初級側並聯共振電路及次級側並聯共振 ·* 電路電路時（如圖9之電路），共振頻率fol與fo2間存 Y 在一中心共振頻率。特性曲線E及F指示當負載功率分 別是最大負載功率Pomax與最小負載功率p〇min時，根據 中心共振頻率f〇與交換頻率fs間之關係所得到的共振阻 抗特性。 在包括次級側並聯共振電路的電壓共振轉換器中，次 級側DC輸出電壓Εο的位準，是由與中心共振頻率f〇有 -11 - (9) 1307208 關的共振阻抗特性決定，是交換頻率fs的函數。此外’ 圖 9中的電壓共振轉換器使用低側控制（lower-side * control)法，其中，該交換頻率fs是在低於中心共振頻 4 率fo的範圍內被改變及被控制。 在對應於圖1 2之特性曲線E及F所指示之中心共振 頻率fo的特性下，當定電壓控制（其中，輸出電壓之目 標値爲次級側DC輸出電壓Eo的額定位準（在圖9的電 丨 路中是1 3 5伏））意欲使用根據低側控制的交換頻率控制 時，定電壓控制所需交換頻率fs的可變範圍（需要的控 制範圍）是Afs所指示的範圍。亦即，在Afs所指示的頻率 範圍內，交換頻率根據負載的變化改變到所需的値。因此 ，次級側DC輸出電壓Eo被控制，以使其保持在額定的 位準tg。 日本專利2000-152617中揭示一習用的電源電路例。 隨著各種電子設備的多樣化，對所謂泛用型相容電源 1 電路的需求也增加，其可反應AC 100伏系統與AC 200伏 系統的市電AC電壓輸入進行操作。 ·* 在圖9所示的電源電路中，如前所述，其操作是經由 1 交換頻率控制以穩定次級側D C輸出電壓E 〇。使電壓穩定 所需之交換頻率的可變範圍（所需的控制範圍），由圖1 2 中所描述的Afs指示。 圖9的電源電路是設計用來反應從200瓦至〇瓦之較 寬改變範圍的負載變化。在圖9的電源電路中，以此負載 改變的條件而言，交換頻率f s實際所需的控制範圍是從 -12- (10) 1307208 117.6kHz 到 208.3kHz。亦即’範圍 Afs 是 96.7kHz，此範 圍稍微寬。 < 很明顯’當AC輸入電壓VAC的位準改變時，次級側 DC輸出電壓Eo的位準也跟著改變。亦即，次級側dc輸 出電壓Eo之位準的改變，視AC輸入電壓VAC的位準而 定。 因此，與當AC輸入電壓例如僅爲AC丨00伏系統或 AC 200伏系統之單一範圍時的位準變化相較，當aC輸入 電壓在包括AC 100伏系統及AC 200伏系統的寬範圍內改 變時’次級側DC輸出電壓Eo的位準改變也較大。爲確 保定電壓控制操作相容於次級側DC輸出電壓Eo之寬的 位準改變，交換頻率必要的控制範圍需要比上述從 117.6kHz到208.3kHZ的範圍寬，以便能涵蓋較高的頻率 〇 不過’在目前用於驅動交換元件的1C (振盪及驅動電 路2 )中，驅動頻率的可能上限大約在200kHz。即使發展 出能以如此高之頻率驅動交換元件的1C，以高頻率驅動交 換元件，會導致電力轉換效率明顯下降。因此，實質上無 ， 法將此1C實用於電源電路。 如前所述，使用例如圖9的結構，很難實現可適合寬 範圍的電源電路。 圖9所示的電源電路包括在其初級側的單端電壓共振 轉換器。如前所述，具有此種結構的電源電路，有助於提 供實現轉換效率高的優點。不過，在近年來能量情況及環 -13- (11) 1307208 境情況的考慮下，電子設備已需要具有電力轉換效率較高 的特性。因此，結合到電子設備內之電源電路的電力轉換 效率需要進一步增進。 【發明內容】 考慮上述問題，本發明的一實施例提供具有以下結構 的交換式電源電路。 • 特別是，該交換式電源電路包括交換單元，其包括主 交換元件，被供應以直流（DC )輸入電壓並實施交換，以 及交換驅動元件，其交換驅動該主交換元件。 該電路也包括一隔離轉換器變壓器，其包括繞於該隔 離轉換器變壓器的至少一個初級繞組及一個次級繞組。交 換單元之交換操作所產生的交換輸出供應給該初級繞組。 供應給初級繞組的該交換輸出，在次級繞組內感應一交流 電壓。 # 此外，該電路也包括初級側並聯共振電路，其至少是 由包括有隔離轉換器變壓器之初級繞組的漏洩電感分量與 ·* 初級側並聯共振電容器的電容所構成。該初級側並聯共振 7 電路提供電壓共振操作做爲交換單元的操作。 該電路另包括次級側並聯共振電路，其是由隔離轉換 器變壓器之次級繞組與次級側並聯共振電容器並聯所產生 ，且是由包括有次級繞組的漏洩電感分量與次級側並聯共 振電容器的電容所構成。 再者，該電路也包括次級側串聯共振電路，其是由次 -14- (12) 1307208 級側串聯共振電容器與隔離轉換器變壓器的次級繞組串連 所產生，且是由包括有次級繞組的漏洩電感分量與次級側 串聯共振電容器的電容所構成。 該電路也包括次級側整流及平流單元，其被供應以隔 離轉換器變壓器之次級繞組內感應的交流電壓，並實施整 流操作，藉以產生次級側DC輸出電壓，以及定電壓控制 單元，其根據次級側DC輸出電壓的位準，藉以改變交換 φ 單元的交換頻率以控制交換驅動單元，以實施次級側DC 輸出電壓的定電壓控制。 此外，該電路另包括主動鉗位電路，其具有輔助交換 元件，並在主交換元件於關斷狀態期間的週期內，設定一 接通週期。該輔助交換元件在該接通週期內是在接通狀態 。該主動鉗位電路致使充電及放電電流，在接通週期期間 流過輔助交換元件。在沒有主動鉗位電路時，該充電及放 電電流原是流向初級側並聯共振電容器。 • 在該電路中，該隔離轉換器變壓器被設計成在初級側 與次級側間提供某一耦合係數，以便提供兩者間的鬆耦合 ·* ，俾使由至少初級側並聯共振電路與流次級側並聯共振電 ^ 路所構成的電磁耦合共振電路具有單模態（unimodal )特 性，做爲關於具有該交換頻率之頻率信號之輸入的輸出特 性。此外，至少初級側並聯共振電路之共振頻率、次級側 並聯共振電路之共振頻率、及次級側串聯共振電路之共振 頻率經過設計，以便在某負載條件下，得到高於某位準的 電力轉換效率。 -15- (13) 1307208 根據實施例的電源電路具有一基本結構，其中，在初 級側配置電壓共振轉換器，以及在次級側配置次級側並聯 共振電路及次級側串聯共振電路。此結構可視爲在初級與 次級側的每一側都包括一並聯共振電路的結構。從此一觀 點，該結構具有因經由隔離轉換器變壓器之電磁耦合所產 生的耦合共振電路。此外，隔離轉換器變壓器經過設計， 以根據某耦合係數提供鬆耦合。因此，可以得到按照關於 具有一交換頻率之頻率信號（交換輸出）之輸出特性之陡 峭的單模態特性，該交換頻率是輸入到該耦合共振電路的 輸入。結果是，爲穩定次級側DC輸出電壓所需之交換頻 率的可變範圍（必要的控制範圍）可以變窄。 此外，根據實施例的電源電路也可視爲在次級側配置 串聯共振電路的電壓共振轉換器。典型上，電壓共振轉換 器在次級側上具有串聯共振電路能有令人滿意的電力轉換 效率特性，但易造成不正常操作，其中，當負載是在中間 負載時，零電壓交換（ZVS )操作無法實施。針對此方面 ，實施例設計的隔離轉換器變壓器提供高於某一程度的鬆 耦合狀態，藉以能夠抑制及消除不正常操作。因此，在整 個可允許的負載功率範圍內，ZVS操作都可保持。 此外，配置主動鉗位電路藉以致使原本應流過初級側 並聯共振電容器的充電及放電電流，流過輔助交換單元。 主動鉗位電路的操作，抑制了共振電壓脈衝（亦即跨於初 級側並聯共振電容器的電壓）的峰値位準。 如前所述，本發明可使電壓共振轉換器之交換頻率的 -16- (14) 1307208 可變控制範圍（必要的控制範圍）變窄。因此，就電壓共 振交換轉換器而言，只需簡單地經由實施交換頻率控制， 即可很容易地實現相容範圍寬的結構。 爲實現此種相容範圍寬的結構，將具有次級側共振電 路之電壓共振轉換器的隔離轉換器變壓器，設計成提供必 需的耦合係數，此即足以構成基本結構。因此，不需涉及 因增加零件數量而增加成本、電路尺寸、電路重量等，即 可實現此種相容範圍寬的結構。 此外，由於電源電路是電壓共振轉換器與次級側串聯 共振電路間的結合所構成，因此，在整個可容許的負載電 力範圍內，ZVS操作都得以保持，其提供了適合電源電路 實用之令人滿意的電力轉換效率特性。 此外，由於共振電壓脈衝的峰値位準被主動鉗位電路 抑制，因此，可選擇低崩潰電壓的產品做爲主交換元件的 零件元件。因此，零件元件的性能可被增進，其允許提高 電源電路的可靠度、降低成本、並縮小電路的尺寸及重量 ) 【實施方式】 圖1的電路圖說明根據本發明第一實施例之電源電路 的結構例，是實行本發明的最佳模式（實施例）之一。圖 1是電源電路的基本結構，包括單端電壓共振交換轉換器 〇

在圖1的交換式電源電路中，來自商用交流電源 AC -17- (15) 1307208 的電源線配置一對共模抗流圈CMC及兩個跨線霄 。這些共模抗流圈CMC與跨線電容器CL構成雜 ，其消除來自商用交流電源AC包括在電源線中 d 訊。 來自商用交流電源AC的電壓（AC輸入電遷 被橋式整流器電路Di整流，且經過整流的輸出 容器Ci充電。因此，得到經過整流及平流的電| | 爲跨於平流電容器Ci的電壓。經過整流及平流 爲位於後級之交換轉換器的DC輸入電壓。 在圖1中，接收經過整流及平流之電壓Ei做 入電壓並實施交換操作的交換轉換器構成單端電 換器，其例如包括單電晶體交換元件Q1。在此 選擇高崩潰電壓MOS-FET做爲交換元件Q1。此 電壓共振轉換器是被單獨地激勵。特別是，振盪 路2交換驅動交換元件。 I 振盪及驅動電路2輸出的交換驅動信號（電 於交換元件Q 1的閘極。 -· 交換元件Q1的汲極耦合至隔離轉換器變壓 > 於稍後描述）之初級繞組N1的繞組開始端，初葡 的繞組結束端耦合至平流電容器Ci的正電極，ί 輸入電壓（Ei )是經由串聯初級繞組Ν 1供應給 Q 1。交換元件Q1的源極耦合至初級側接地。 由於交換元件Q1使用MOS-FET，該交換元 合有本體二極體DD，且本體二極體DD與交換元 i容器CL 訊濾波器 的共模雜 g VAC) 對平流電 g Ei，即 的電壓做 爲DC輸 壓共振轉 電路中， 電路中的 及驅動電 壓）施加 器 PIT ( J繞組Ν 1 固此，DC 交換元件 件Q1結 件Q1之 -18- (16) 1307208 源極與汲極間的通道並聯。本體二極體DD的陽極連接至 交換元件Q1的源極’且它的陰極連接至交換元件Q1的 '汲極。由於交換元件Q1的接通/關斷操作（交換操作）’ ^ 致在本體二極體DD的逆向形成交換電流的路徑。 此外，初級側並聯共振電容器c r與交換元件Q1之汲 極與源極間的通道並聯。 初級側並聯共振電容器Cr的電容與隔離轉換器變壓 i 器PIT內之初級繞組N 1的漏洩電感L 1構成初級側並聯共 振電路（電壓共振電路）’供交換電流流過交換元件Q1 。此初級側並聯共振電路的共振操作提供電壓共振操作’ 當作交換元件Q1的交換操作。反應此操作，在交換元件 Q 1的關斷週期期間，得到一正弦的電壓共振脈衝，當作 交換電壓VI，其是跨於交換元件Q1的電壓（汲極與源極 間的電壓）。 例如，爲經由單獨激勵以驅動交換元件Q1，振盪及 | 驅動電路2包括一產生振盪信號的振盪電路。振盪及驅動 電路2根據此振盪信號產生一驅動信號，亦即用於交換驅 ·* 動M0S-FET的閘極電壓，並將其施加於交換元件Q1的閘 > 極。因此，交換元件Q1以取決於驅動信號之週期的交換 頻率連續地實施接通/關斷操作。亦即，交換元件Q1實施 交換操作。 隔離轉換器變壓器PIT從初級側交換轉換器傳送交換 輸出給次級側’同時隔離初級側與次級側兩者間之DC電 壓的傳送。 -19- (17) 1307208 圖2的橫斷面視圖說明包括在圖1之電源電路中之隔 離轉換器變壓器PIT結構例。 如圖2所示，隔離轉換器變壓器PIT包括EE鐵心（ 1 EE-形鐵心），是結合由鐵材料製成的E-鐵心CR1及CR2 所構成，按此方式，兩者的磁腿相互面對面。 此外，配置以樹脂或類似物製成的繞線軸B，且具有 被分隔的形狀，使得初級側與次級側上的繞組部分各自獨 立。初級繞組N1纏繞於繞線軸B中的一繞組部分。次級 繞組N2纏繞於另一繞組部分。因此，將纏繞有初級側及 次級側繞組的繞線軸B裝配於EE-鐵心（CR1及CR2 )， 此使得在不同繞組區域內的初級側及次級側繞組纏繞於 EE鐵心之中央腿的四周。隔離轉換器變壓器PIT的整個 結構按此方式完成。 如圖所示，在ΕΕ鐵心的中央腿中，形成有大約2毫 米或更大間隙長度的間隙G。因此，得到鬆耦合狀態，其 中’耦合係數k例如大約0 · 7或更小。亦即，圖2中之隔 離轉換器變壓器PIT內之鬆耦合的程度，比圖9所示習用 ' 技術的電源電路更爲提高。經由將E鐵心CR1及CR2之 > 中央腿的長度設計成比兩外側腿短，即可形成此間隙G。 如前所述’隔離轉換器變壓器PIT內之初級繞組n 1 的一端耦合至交換元件Q1的汲極。因此，來自交換元件 Q 1的交換輸出被傳送至初級繞組N 1，且初級繞組N 1內 的交流電壓上升。 在隔離轉換器變壓器PIT的次級側，在次級繞組N2 -20- (18) 1307208 內產生由初級繞組N1所感應的交流電壓。 與次級繞組N2並聯的是次級側並聯共振電$ 因此，次級繞組N2的漏洩電感L2，與來自次級 ^ 振電容器C2的電容，構成次級側並聯共振電路 側並聯共振電路反應次級側整流電路的整流操作 操作，此方面將於稍後描述。亦即，電壓共振操 初級側實現，同時也在次級側實現。 • 此外，本發明包括次級側串聯共振電容器 側串聯共振電容器C3的一電極，耦合至次級繞糸J 組結束端與次級側並聯共振電容器C2之間的連 次級側串聯共振電容器C3的另一電極，耦合至 體Do 1與D〇2之陽極與陰極間的連接節點，其 稍後描述的次級側橋式整流電路。在稍後描述的 流電路的整流電流路徑中，此連接的結構導致 N2與次級側串聯共振電容器C3之串聯電路的形 # 此串聯電路的結構，次級繞組N2的漏洩電感L2 串聯共振電容器C 3的電容構成次級側串聯共振 ‘ 次級側串聯共振電路也反應次級側整流電路的整 > 實施共振操作（電流共振操作）’將於稍後描述 因此，在圖1之電源電路的次級側上達成串 作（電流共振操作）與上述的並聯共振操作（電 作）。 本實施例中的次級側整流電路構成全波整流 式全波整流電路）。爲此目的’由四個整流二極 容器C2。 側並聯共 。此次級 實施共振 作不僅在 C 3。次級 i N2之繞 接節點。 整流二極 構成將於 次級側整 次級繞組 成。由於 與次級側 電路。此 流操作， 〇 聯共振操 壓共振操 電路（橋 體 Dol、 -21 - (19) 1307208 D〇2 ' D〇3及D〇4構成的橋式整流電路與一個平流電 Co耦合至次級繞組N2，次級側並聯共振電容器C2 級側串聯共振電容器C3也按前述連接至該處。 特別是’次級繞組N2的繞組結束端，經由次級 聯共振電容器C3，耦合至整流二極體Do 1之陽極與 二極體D〇2之陰極間的連接節點。次級繞組N2的繞 始端，耦合至整流二極體Do3之陽極與整流二極體 之陰極間的連接節點。整流二極體Do 1與D〇3的陰 耦合至平流電容器Co的正電極。平流電容器Co的負 ，連接到次級側的接地。整流二極體Do2與Do4的 ，也連接到次級側的接地。 在因此形成的全波整流電路中，在次級繞組N2 應（激勵）之交流電壓之一極性的半週週期期間（在 中有時稱爲一個半週），橋式整流電路中的整流二極 Do 1及D〇4導通，藉以將經過整流的電流充入平流電 Co。反之，在另一極性的半週週期期間（（在後文中 稱爲另一個半週），橋式整流電路中的整流二極體對 及D〇3導通，藉以將經過整流的電流充入平流電容f 〇 由於這些操作，所產生跨於平流電容器Co上的 側DC輸出電壓Eo ’具有與次級繞組N2內所感應之 電壓相同的位準。 因此所得到的次級側輸出電壓Eo被供應給 (未顯示），且被分支及輸入到稍後描述的控制電路 容器 與次 側串 整流 組開 D 〇 4 極， 電極 陽極 中感 後文 體對 容器 有時 D〇2 ϊ Co 次級 交流 負載 -22- (20) 1307208 做爲被偵測的電壓。 此外，結合全波整流電路的整流操作，可達成經由次 級側並聯共振電路的電壓並聯操作與經由次級側串聯共振 電路的電流共振操作。在此結構中’次級側整流電路可視 爲用來整流及平流次級側並聯共振電路與次級側串聯共振 電路兩者之共振輸出的電路。 控制電路1供應給振盪及驅動電路2的偵測輸出，視 所輸入之次級側DC輸出電壓E〇之位準的改變而定。振 盪及驅動電路2驅動交換元件Q1，同時根據從控制電路1 所輸入的偵測輸出改變交換頻率。 交換元件Q1之交換頻率的改變控制導致電源電路之 初與次級側之共振阻抗的改變。這些阻抗改變，導致隔離 轉換器變壓器PIT內，初級繞組N1到次級繞組N2之電 力傳送量的改變，以及從次級側整流電路到負載之電力供 應量的改變。因此，可達成的操作是次級側DC輸出電壓 Eo的位準被控制，以使其本身的改變被抵消。亦即，次 級側DC輸出電壓E〇可被穩定。 在圖1之電源電路的初級側上，配置一主動鉗位電路 10 ° 該主動鉗位電路1 0包括一輔助交換元件Q2、鉗位電 容器CCL、鉗位二極體DD2。輔助交換元件Q2選用 MOS-FET。鉗位二極體DD2是包括在輔助交換元件Q2內 的本體二極體。它的陽極連接到輔助交換元件Q2的源極 ，同時，它的陰極連接到輔助交換元件Q2的汲極。 -23- (21〉 1307208 此外，主動鉗位電路10還包括用於驅動輔助交換元 件Q2的驅動電路、驅動繞組Ng、電容器Cg、閘極電阻 * 器Rg，以及位於閘極與源極間的電阻器R 1。 " 在後文中須注意，單端電壓共振轉換器的交換元件 Q1也稱爲主交換元件Q1，以與輔助交換元件Q2間有所 區別。 輔助交換元件Q2的汲極連接到鉗位電容器CCL的一 φ 電極。鉗位電容器CCL的另一電極耦合到經整流及平流 之電壓Ei的線與初級繞組N 1之繞組結束端間的連接節點 。輔助交換元件Q2的源極耦合到初級繞組N 1的繞組開 始端。 亦即，在本發明的主動鉗位電路10中，鉗位電容器 CCL與輔助交換元件Q2及鉗位二極體DD2的並聯電路串 聯。此外，因此所構成的電路，與隔離轉換器變壓器PIT 的初級繞組N1並聯。 φ 在輔助交換元件Q2的驅動電路中，電阻器R1插於輔 助交換元件Q2之閘極與源極間，如圖所示。此外，輔助 交換元件Q2的閘極耦合至電阻器Rg、電容器Cg及驅動 繞組Ng的串聯電路。此串聯電路與電阻器R 1構成輔助交 換元件Q2的自我激勵振盪及驅動電路。驅動繞組Ng是 在隔離轉換器變壓器PIT內，初級繞組N1之繞組開始端 另行捲繞而成。驅動繞組Ng的圈數例如是1T(1圈）。 因此，驅動繞組Ng內所產生的電壓，是由初級繞組Ν1 內之交流電壓上升所感應。由於初級繞組N 1與驅動繞組 -24- (22) 1307208

Ng之捲繞方向間的關係，致使驅動繞組Ng內電壓上升的 極性，與初級繞組N1內電壓上升的極性相反。只要驅動 繞組Ng至少有1T的圈數’即可確保驅動繞組Ng實際的 操作。不過，它的圈數並不限於1T。 如稍後的詳細說明，當跨於主交換元件Q1與初級側 並聯共振電容器Cr之並聯電路的交換電壓（並聯共振電 壓）V1上升’主動鉗位電路10操作，以便抑制主交換元 件Q1之關斷週期期間所產生之電壓共振脈衝的峰値位準 〇 例如具有圖1結構之實際電源電路中主要部分的特性 如下。須注意，在此電源電路的容許負載功率範圍內， 300瓦與0瓦（無負載）分別是最大負載功率Pomax及最 小負載功率P〇min。 隔離轉換器變壓器PIT的鐵心使用EER-35鐵心，且 所設計的間隙G具有2.2mm的間隙長度。初級繞組N1及 次級繞組N2的圏數分別設定爲55T及50T。次級繞組N2 內每圏的感應電壓設定在大約2.5伏/圈或更高。初級繞組 N1的漏洩電感L1爲3 50微亨，次級繞組N2的漏洩電感 L2爲3 3 2微亨。根據這些條件，隔離轉換器變壓器PIT 的耦合係數k爲0.6 8 5。

如吾人所熟知，上述的EER型是目前生產之鐵心的類 型之一，且是標準鐵心。該類型的鐵心也包括EE型。 EER及EE型鐵心的橫斷面形狀都是EE字母形狀。因此 ，在本說明書中的EE鐵心一詞，其範圍包括EER及EE -25- (23) 1307208 型的鐵心。 如同主交換元件Q1，所選擇之產品的崩潰電流及電 壓分別是10安培及600伏。 4 初級側並聯共振電容器Cr的電容設定在2200PF。次 級側並聯共振電容器C2的電容設定在8200pF。次級側串 聯共振電容器C3設定在0.022pF。 主動鉗位電路1 0的零件設計如下：鉗位電容器CCL i 的電容爲〇.〇56pF;驅動繞組Ng的圈數爲1T;電容器Cg 的電容爲〇.〇56pF;閘極電阻器Rg的電阻爲4.7Ω;閘極 與源極間之電阻器R 1的電阻爲1 。至於輔助交換元件 Q2，產品的崩潰電流及電壓分別爲10安培及600伏。 在本實施例中，圖1中電源電路之共振頻率按如 下處理。 如稍後描述之圖3A及3B所示的波形圖，圖1之電源 電路中初級側交換轉換器的操作’可視爲電壓共振轉換器 (主交換元件Q1)與其主動鉗位電路10間的複合操作（ complex operation)。此外’此複合操作可視爲相當於一' -* 個初級側並聯共振電路（在後文中稱爲初級側並聯共振電 v 路a )與另一個並聯共振電路（在後文中稱爲初級側並聯 共振電路b )在初級側以複合方式操作的狀態。電路a是 由初級側並聯共振電容器C r與初級繞組N1的漏浅電感 L 1所構成。電路b是由鉗位電容器C C L與初級繞組N1的 漏洩電感L1所構成。在此情況’初級側並聯共振電路a 可視爲當主交換元件Q1在接通狀態之週期期間’實施共 -26- (24) 1307208 振操作的電路。初級側並聯共振電路b可視爲當輔助交換 元件Q2在接通狀態之週期期間，實施共振操作的電路。 由於初級側並聯共振電容器Cr的電容爲2200PF以及 4 初級繞組N1的漏洩電感L1爲350微亨，因此，初級側並 聯共振電路a的共振頻率fo la爲181.5kHz。由於初級側 並聯共振電容器Cr的電容爲0.056μΡ以及初級繞組N1的 漏洩電感L1爲350微亨，因此，初級側並聯共振電路b ! 的共振頻率f〇 lb爲3 6kHz。按此方式，圖1電路之初級側 包括2個初級側並聯共振電路的2個不同的共振頻率。因 此，在本實施例中，當這些初級側並聯共振電路視爲一個 積體電路時，並聯共振頻率f〇l以方程式 fol= ( fola + folb ) /2表示。亦即，初級側並聯共振電路a 及b各自之共振頻率fo 1 a及fo 1 b的平均値，可視爲初級 側並聯共振電路的並聯共振頻率f〇 1。在本實施例中，由 於 fol= ( 181,5kHz + 36kHz ) /2，因此，fol 是 108.8kHz ( 108.75kHz )。 亦即，本實施例的共振頻率f 〇 1是包括有主動鉗位電 路1 〇之操作之初級側並聯共振電路的共振頻率，是由於 初級側交換轉換器的操作得到。因此，以下關於共振頻率 設計的觀念可供利用。特別是，包括有初級側並聯共振電 容器Cr之電容爲其分量的初級側並聯共振電路a的共振 頻率fo 1 a經過設計，以使由於主動鉗位電路1 0之存在所 致使的共振頻率f〇 1具有必需的値，且是以方程式f〇 1 =( fola+folb) /2 表示。 -27- (25) 1307208 由於次級側並聯共振電容器C2的電容是8200pF ’以 及次級繞組N2的漏洩電感L2是3 3 2微亨，因此’次級側 並聯共振電路的共振頻率f〇2是96.5kHz。 由於次級側串聯共振電容器C3的電容是0.022pF ’以 及次級繞組N2的漏洩電感L2是3 32微亨，因此，次級側 串聯共振電路的共振頻率f〇3是58.9kHZ。 在本實施例中，共振頻率f〇l、f〇2及f〇3間的相對關 係如下。特別是，共振頻率1可視爲與共振頻率f〇2幾 乎相等。此外，共振頻率f〇3小於共振頻率f〇l及f〇2。 亦即，這些共振頻率間的關係可設計成f〇 1近似等於f〇2 ，且大於f〇3。 圖3A及3B的波形圖顯示圖1中具有上述結構之電源 電路中主要部分的操作，並反映交換元件Q1的交換循環 。圖3A顯示當負載功率爲300瓦之最大負載功率Pomax 時的交換電壓V1、交換電流IQ 1、鉗位電流IQ2、電流 Icr、初級繞組電流II、以及次級繞組電流12。圖3B顯示 當負載功率爲〇瓦之最小負載功率Pomin時，這些電流及 電壓的波形。 交換電壓VI是交換元件Q1之汲極與源極間的電壓 ’也是跨於並聯共振電容器Cr上的電壓。交換電流IQ1 是流過交換元件Ql(及本體二極體DD)的電流。交換電 壓VI與交換電流IQ1指示交換元件Q1的接通/關斷時序 。一個交換循環被劃分成交換元件Q1在接通狀態期間的 週期TON ’以及在關斷狀態期間的週期TOFF。交換電壓 -28- (26) 1307208 VI具有的波形是在週期TON期間電壓在0位準，且是在 TOFF週期期間得到電壓共振脈衝。由於初級側交換轉換 器的操作是電壓共振操作，因此，所得到做爲交換電壓 ^ VI的電壓共振脈衝，原本是正弦共振波形。不過，在本 實施例中，稍後描述的主動鉗位電路1 0之操作提供一修 改波形，其中，電壓共振脈衝的峰値被抑制。 在週期TOFF期間，交換電流IQ1是在0位準。當週 φ 期TOFF結束且週期TON開始時，即在交換元件Q1接通 之時，一開始的交換電流IQ 1流過本體二極體DD，並因 此具有負極性。接下來，交換電流IQ1從汲極流向源極， 且它的極性因此被反轉到正極性。交換電流IQ1的此波形 指示，零電壓交換（ZVS )與零電流交換（ZCS)都被適 當地實施。此外，交換電流IQ 1可視爲隔離轉換器變壓器 PIT之初級繞組N1中上升，經由漏洩電感L1流向主交換 元件Q1的電流。 Φ 初級繞組電流Π是流過初級繞組N 1的電流，且是由 流過交換元件Q1的電流，與流向初級側並聯共振電容器 -· Cr的電流所合成。在週期TOFF期間，初級繞組電流11 > 的波形，對應於流向初級側並聯共振電容器C r之電流的 波形。 在次級繞組N 2中感應出交流電壓。因此’當次級繞 組電壓具有大於某一位準之正位準的週期期間’即’在次 級繞組電壓的一半週週期期間’整流二極體對D 0 1與D 〇 4 導通。在這些導通週期期間’經過整流的電流流向平流電 -29- (27) 1307208 容器Co。反之，當次級繞組電壓具有絕對値大於某値之 負位準的週期期間，即，在次級繞組電壓的另一半週週期 期間，整流二極體對D〇2與D〇3導通。在這些導通週期 期間，經過整流的電流流向平流電容器C 〇。 流向次級側並聯共振電容器C2的電流，與流過整流 二極體對Dol與D〇4及整流二極體對Do2與Do3之兩個 半週的整流電流合成，得到次級繞組電流12。雖然圖3B 中未顯示，但當負載功率是0瓦之最小負載功率Pomin時 ，即使是在整流二極體Dol與D〇4或整流二極體D〇2與 D〇3被導通的週期期間，流過整流二極體之經過整流的電 流是在〇位準。 在圖3A及3B的波形圖中，主動鉗位電路10的操作 可分爲五階段操作模式，在一個交換循環中，從模式1到 模式5連續地進行。 在週期TON期間，當主交換元件Q1在接通狀態時， 主動紺位電路10實施操作模式1。在週期TON期間，輔 助交換元件Q2是在關斷狀態。亦即，操作模式1實施控 制，以使輔助交換元件Q2保持在關斷狀態。 在操作模式1中（週期TON期間），交換電流IQ j 具有上述波形。特別是，在交換元件Q1接通之後，交換 電流IQ 1立刻以負極性流過鉗位二極體DD。之後，極性 反轉，且交換電流IQ 1因此以正極性從主交換元件Q 1的 汲極流向源極。 在當交換電流IQ 1以負極性流動時的週期期間，由於 -30- (28) 1307208 初級側並聯共振電容器Cr在負交換電流IQ 1 前方的週期td2結束時放電完成，因此，鉗位 被導通。因此，交換輸出電流IQ 1經由鉗位二 * 初級繞組N1按順序流過，其用於再生電源的 ，負交換電流IQ 1的週期，對應於爲電源再生 。在完成了電力再生的操作之後，從平流電容 初級繞組N 1供應電流，以使交換電流IQ 1在 丨 Q1的汲極與源極間流動。 當對應於操作模式1的週期TON結束且週 始時，對應於操作模式2的週期td 1被初始化。 在週期tdl期間，主交換元件Q1被關斷 此通過初級繞組N 1，如圖3 A及3 B中所示的1 向初級側並聯共振電容器Cr充電。此時，流 聯共振電脈衝容器Cr的充電電流具有正極性 形。此脈衝波形對應於部分共振模式的操作。 之時，由於初級側並聯共振電容器Cr與主交拶 聯，因此，主交換元件Q1被ZVS關斷。 -· 在週期td 1之後，接下來開始的週期實施 Λ 元件Q2接通，同時使主交換元件Q1保持在 控制。此週期對應於圖3Α及3Β中所示的週其 此方式，輔助交換元件Q2的接通/關斷被控制 該週期內是在接通狀態，在此期間’主交換元 關斷狀態。 此週期ΤΟΝ2是主動鉗位電路10在此期 之週期之緊 二極體DD 極體DD及 電力。亦即 電力的模式 器Ci經由 主交換元件 m toff m ，且電流因 i流Icr ，流 向初級側並 的脈衝狀波 此外，在此 :元件Q1並 使輔助交換 關斷狀態的 丨TON2。按 ，以使其在 ί牛Q1是在 間操作的週 -31 - (29) 1307208 期。在週期TON2期間’剛開始先進行操作模式3 ’接著 是操作模式4。 由於先前的操作模式2 ’初級側並聯共振電容器Cr被 經由初級繞組N 1流向初級側並聯共振電容器Cr的電流 Icr充電。因此，在接續於操作模式2的操作模式3中， 初級繞組N1的電壓位準，在初始時（週期TON2開始時 )，等於或高於跨於鉗位電容器CCL的電壓位準。此電 壓位準高到足以使與輔助交換元件Q 2並聯的鉗位二極體 DD2導通。因此，電流按順序流過鉗位二極體DD2及鉗 位電容器CCL。因此’如圖3A及3B所示’鉗位電流IQ2 具有鋸齒波形，其中，在週期TON2開始之後，電壓位準 隨著時間從負位準朝向〇上升。 如前所述，例如，鉗位電容器CCL的電容是0.05 6μΡ ，而初級側並聯共振電容器Cr是2200pF »因此，初級側 並聯共振電容器Cr的電容比鉗位電容器CCL小很多。由 於如此選擇鉗位電容器CCL及初級側並聯共振電容器Cr 的電容所致，在操作模式3中，諸如鉗位電流IQ2之絕大 部分的電流流向鉗位電容器CCL，同時，幾乎沒有電流流 向初級側並聯共振電容器Cr。結果，在週期TON2期間， 到達初級側並聯共振電容器Cr之充電電流的量減少。因 此，諸如交換電壓VI之電壓共振脈衝的斜率變得平緩， 其抑制了交換電壓VI的峰値位準Vlp。亦即，達成電壓 共振脈衝的鉗位操作。 須注意’如果圖1的結構中沒有主動鉗位電路10，由 -32- (30) 1307208 於在整個週期TOFF期間都有充電及放電電流流動，因此 ，電壓共振脈衝例如是一陡峭的正弦波形。電壓共振脈衝 的峰値位準，高於其中包括有主動鉗位電路10的結構。 * 在週期TON2內的操作模式3結束之後，操作順序移 向操作模式4。 操作模式4的開始時機，等於圖3 A及3 B中所示鉗位 電流IQ2的流動方向從負極性反轉到正極性的時機。在甜 丨 位電流IQ2之極性從負極性反轉到正極性之時，輔助交換 元件Q2被ZVS及ZCS導通。在輔助交換元件Q2因此而 導通的狀態中，經由初級側並聯共振電路允許鉗位電流 IQ2按初級繞組N1與鉗位電容器CCL的順序流過，並因 此從輔助交換元件Q2的汲極流向源極之時得到共振操作 。因此’如圖3 A及3B所示，鉗位電流IQ2具有正電壓 位準隨著時間增加的波形。 雖然圖中未顯示’但施加於輔助交換元件Q2之閘極 的電壓是驅動繞組Ng中感應的電壓。此電壓是長方形脈 衝電壓。 ·* 週期tdl與td2對應於臨限週期，在此期間，主交換 -、 元件Q1與輔助交換元件Q 2都在關斷狀態。這些臨限週 期由閘極流動電流的流動維持。 在跨於輔助交換元件Q2之電壓開始上升之時，操作 模式4完成。由於輔助交換元件q2導通，因此，在上升 之前’此電壓在週期TOFF是在0位準。接在操作模式4 之後’在週期td2期間，操作順序移向操作模式5。 -33- 1307208 . (31) 在操作模式5中，放電電流從初級側並聯共振電容器 Cr流向初級繞組N1。亦即，達成部分的共振操作。在圖 3A及3B，此做爲部分共振操作的放電，是由流向初級側 並聯共振電容器Cr的電流lcr指示，當作僅在週期t(12期 間流動的負極性脈衝波形電流。 在週期td2期間，如前所述，由於初級側並聯共振電 容器Cr的電容比鉗位電容器CCL小，因此，施加於主交 > 換元件Q1之交換電壓VI的電壓共振脈衝，具有陡峭的 斜率。因此，在週期td2中，電壓位準迅速地朝〇下降， 如波形圖所示。 在操作模式4結束之後，操作模式5開始之時，輔助 交換元件Q2的關斷被初始化。此關斷操作是根據ZVS進 行，因爲電壓共振脈衝（交換電壓VI)是以某一斜率下 降。 主動鉗位電路10在每一個交換循環中都實施上述的 > 操作模式1至5。 根據上述各部分的操作，比較當負載在300瓦之最大 ·* 負載功率P〇max (如圖3A所示）時，與當負載在0瓦之 最小負載功率Pomin (如圖3B所示）時兩者間波形。首 先，該比較顯示，在初級側交換轉換器的操作中，當負載 變得較輕時，一個交換循環（TOFF週期TOFF + TON )的 週期長度變短，即，交換頻率fs變得較高。此週期長度 的改變指出，上述用於改變交換頻率fs作爲定電壓控制 操作的交換頻率控制操作達成隨負載的變化而改變。 -34 - (32) 1307208 在本實施例中，如前所述’負載較輕’交換頻率 得較高。此外，隨著負載變得較輕’在一個交換循環 週期TOFF與週期 TON的長度比變得較大，即， TON與週期TOFF的工作比（duty ratio)變得較小。 作比的降低，是由於電壓共振脈衝（v 1 )的峰値位準 ，被主動鉗位電路1 〇抑制所致。當電壓共振脈衝（ 的峰値位準V 1 p被抑制時，電壓共振脈衝的導通角度 I 地增加。亦如從圖3A及3B可看出’當負載變得較輕 壓共振脈衝（V1 )的峰値位準V 1 p被抑制。與此抑 關的是電壓共振脈衝（VI)的導通角度增加。此導通 的增加，其指示在一個交換循環中週期TON與TOFF 工作比的改變。 如前所述，鉗位電容器CCL的電容遠大於初級 聯共振電容器Cr，初級側並聯共振電容器Cr與鉗位 器CCL間的差異愈大，致使抑制電壓共振脈衝峰値 度愈大。不過，此較大的峰値抑制’提供電壓共振脈 VI)之導通角度較大的增加。當在一個交換循環中之 -* 共振脈衝（V1 )的導通角度增加時，亦即，當主交換 .« Q1在關斷狀態期間的週期（TOFF)延長時，主交換 Q1的接通週期（TON )相應地縮短。如果接通週期（ )縮短的程度超過某一位準時，就會發生一些問題’ 些情況，主交換元件Q1中會發生交換損失，且從初 到次級側之電力傳送的量會降低。在本實施例中’根 驗等的結果，在電壓共振脈衝峰値所必需的抑制位準 也變 中， 週期 此工 Vlp VI) 相應 ，電 制相 角度 間之 側並 電容 的程 衝（ 電壓 元件 元件 TON 在某 級側 據實 •- 、父 -35- (33) 1307208 換損失、電力傳送量等間進行平衡的考量，以選擇鉗位電 容器CCL與初級側並聯共振電容器cr的電容（ CCL = 0.056pF及Cr = 2200pF) *經由此電容的選擇，可獲 得CCL近乎等於25倍Cr的關係。 圖4顯示關於圖〗之電源電路之AC到DC電力轉換 效率（7? AC— DC )的改變特性、交換頻率fs、及電壓共 振脈衝（交換電壓VI)之峰値位準vip是負載的函數（ φ 從〇瓦的Pomin到300瓦的Pomax )。這些特性曲線是根 據圖1之電源電路的實驗結果，且分別對應於100伏及 230伏之VAC電壓的AC輸入。 根據圖4，交換頻率fs隨著負載減輕而增加，此點也 曾在圖3中描述。此外，交換頻率fs還會隨著AC輸入電 壓VAC的升高而增加。此頻率的改變趨勢指出，在定電 壓控制操作中，當次級側DC輸出電壓Eo反應負載下降 及AC輸入電壓升高而增加時，交換頻率fs變得較高。 • 以下是關於交換頻率fs的比値（specific value )。 當AC輸入電壓VAC是1〇〇伏時，針對負載從300瓦的最 -- 大負載功率Pomax變化到〇瓦的最小負載功率Pomin的交 換頻率fs範圍從 80.0 kHz到 135.0 kHz。因此，Ms是 5 5.0 kHz。對應於此交換頻率範圍之週期TON及TOFF的 長度改變範圍，分別是從8 · 5微秒到2.9微秒，以及從4 · 0 微秒到4.5微秒。 當AC輸入電壓VAC是230伏時，針對負載變化範圍 同樣是從300至0瓦的交換頻率fs範圍是從136.0 kHz到 -36- (34) 1307208 181.8 kHz。因此，Afs是45.8 kHz。對應於此交換頻率範 圍之週期TON及TOFF的長度改變範圍，分別是從2.9微 秒到0.5微秒’以及從4.5微秒到5.0微秒" 至於AC到DC電力轉換效率（7? AC— DC )，在從 300瓦的最大負載功率Pomax到大約100瓦之負載功率p〇 的負載功率範圍中，負載愈低，所能提供的效率愈高。反 之，在低於大約1 〇〇瓦的負載功率範圍中，負載愈低，所 I 提供的效率也愈低。 當負載功率在3 00瓦的最大負載功率Pomax時，測量 AC到DC電力轉換效率（7? AC^ DC )的結果得到：當 AC輸入電壓VAC爲100伏時，效率7? AC— DC爲92.3% ’以及，當AC輸入電壓VAC是230伏時，效率AC — D C 爲 9 1 · 2 %。 電壓共振脈衝（V 1 )的峰値位準V 1 p，隨者負載加重 而增加。此峰値位準的上升，對應於充入初級側並聯共振 電容器Cr內之電流量的增加，而充電電流量的增加，又 與負載功率增加致使流過交換轉換器之電流量的增加相關 '* 。當負載功率在300瓦之最大負載功率Pomax時，所得到 / 關於峰値位準V 1 p的測量結果，其提供最大峰値位準。特 別是，當AC輸入電壓VAC爲100伏時，峰値位準Vlp 大約400Vp，以及當AC輸入電壓VAC爲230伏時，峰値 位準Vlp大約550Vp。 由於電壓共振脈衝（V 1 )的峰値位準V 1 p取這些値 ，因此，可以使用崩潰電壓爲600伏的產品（例如T0-220 -37- (35) 1307208 封裝）做爲主交換元件Q1，如上所述。此外，輔助交換 元件Q2同樣也可以使用崩潰電壓爲600伏的產品。例如 ’在圖9所示的電源電路中，雖然它的最大負載功率 Pom ax爲低於本實施例的200瓦，但交換元件Q1需要崩 潰電壓爲900伏的產品。如果取消圖1之電源電路（其最 大負載功率Pom ax爲300瓦）中的主動鉗位電路10，交 換元件Q1就需要使用崩潰電壓爲1 200伏（例如T0-3P封 φ 裝）的產品。亦即，在本實施例中，主交換元件Q1及輔 助交換元件Q2都可選用崩潰電壓低的零件，初級側並聯 共振電容器Cr與主交換元件Q1並聯等。 由於各項零件可選擇崩潰電壓低的零件，因此，這些 零件元的特性可提高。例如，主交換元件Q1的交換特性 可進一步增進，降低功率損失及增進電路可靠度。此外， 崩潰電壓低的零件體積小，因此，可促使電路板的尺寸縮 小及重量減輕。 • 在圖1之電源電路的諸多特性中，與圖9中之電源電 路比較交換頻率fs的特性。 在圖9的電源電路中，當AC輸入電壓VAC爲100伏 時，負載功率從300瓦之最大負載功率Pomax改變到0瓦 之最小負載功率Pomin所需的交換頻率fs範圍，從1 17.6 kHz 至[]208.3 kHz。因此，Afs 爲 96.7 kHz。 反之，在圖1的電源電路中，當AC輸入電壓VAC爲 1〇〇伏時，負載功率從300瓦之最大負載功率Po max改變 到〇瓦之最小負載功率Pomin所需的交換頻率fs範圍， -38- (36) 1307208 從 80.0 kHz 到 135.0 kHz。因此，Afs 爲 55.0 kHz。此必 要的控制範圍，遠小於圖9的電源電路。此外，在圖1的 Λ 電源電路中，當AC輸入電壓VAC爲2 3〇伏時，負載功率 從300瓦之最大負載功率P〇m ax改變到〇瓦之最小負載功 率Pomin所需的交換頻率fs範圍，從！ 36.0 kHz到1 81.8 kHz，因此，Afs爲45.8 kHz。亦即，當AC輸入電壓VAC 爲2 3 0伏時’也可實現必要之控制範圍也遠小於圖9的電 丨源電路。 圖1中電源電路之交換頻率fs的這些特性指出，容 許所謂的寬範圍可相容電路’其在負載功率從300瓦之最 大負載功率Pom ax改變到0瓦之最小負載功率Pomin的情 況下，輸入之AC市電電壓範圍從AC 100伏系.統到AC 2 00伏系統（例如，電壓VAC的範圍從85伏到264伏） 都可穩定地操作。此方面將於稍後描述。 圖1之電源電路的基本結構是有一電壓共振轉換器， 其配置次級側並聯共振電路與次級側串聯共振電路做爲次 級側共振電路。在此結構中’初級側並聯共振電路與次級 側並聯共振電路的組合，對實現寬範圍相容之電路具有舉 .. 足輕重的貢獻。 當注意力放在以初級側並聯共振電路與次級側並聯共 振電路之組合做爲圖1中電源電路的結構時，圖1之電源 電路可視爲初級與次級側都具有一並聯共振電路，該兩並 聯共振電路間，以隔離轉換器變壓器PIT爲電磁親合的媒 介物。如果從初級側並聯共振電路與次級側並聯共振電路 -39 · (37) 1307208 間之關係的觀點解釋此結構’圖1的電源電路可視爲相當 於電磁地耦合的電路’其被饋以取決於交換頻率fs的頻 率信號。 圖1之電源電路之次級側DC輸出電壓Eo的定電壓 控制特性，可因此視爲包括有電磁耦合的共振電路’差異 取決於隔離轉換器變壓器PIT的耦合程度（耦合係數k ) 。此方面將參考圖5描述。 圖5顯示電磁耦合共振電路關於輸入（交換頻率信號 )的輸出特性。特別指出根據電壓Eo與交換頻率fs間之 關係控制次級側DC輸出電壓Eo的特性，在圖5中，交 換頻率繪於橫座標上，而次級側DC輸出電壓Eo的位準 繪於縱座標上。 如圖1之描述，在本實施例中，初級側並聯共振電路 的共振頻率f 〇 1設定在大約爲次級側並聯共振電路之共振 頻率f〇2的1.5倍。因此，共振頻率fol高於共振頻率f〇2 。請參閱圖5，共振頻率fol及f〇2顯示於橫座標，交換 頻率fs繪製在橫座標上。與上述兩者間相關之共振頻率 fol高於共振頻率f〇2的關係亦顯示於圖5。 當使用耦合係數k爲1之密耦合的隔離轉換器變壓器 PIT時，初級繞組N1的漏洩電感L1與次級繞組N2的漏 洩電感L2都爲0。 當隔離轉換器變壓器PIT的初級側與次級側因此而密 耦合時’定電壓控制特性繪出所謂的雙模態曲線（ bimodal curve ) ’如圖5中的特性曲線1所示。在此曲線 -40- (38) 1307208 Ψ ’當交換頻率分別是在與初級側及次級側並聯共振電路 . 之共振頻率fo1及f〇2不同的Π及f2的頻率値時，次級 侧DC輸出電壓Eo來到峰値。 頻率Π以方程式1表示。 fi=f〇/vm 方程式1 頻率f2以方程式1表示。 方程式2 ® 在方程式1及2中，f〇是中心共振頻率，存在於初級 側並聯共振電路之共振頻率f〇 1與次級側並聯共振電路之 共振頻率f〇2的中央。該中心共振頻率，是由初級側之阻 抗 ' 次級側之阻抗、以及初級與.次級側的共同阻抗（互耦 電感M)決定。 互耦電感Μ以方程式3表示。 M = kVLlxL2 方程式 3 如果耦合係數k逐漸地從1遞減，即，如果耦合狀態 # 逐漸地從密耦合朝向鬆耦合移動，此種改變發生於圖5中 的特性曲線1，其雙模態趨勢逐漸消失，且靠近中心共振 ·* 頻率附近的曲線變平坦。當耦合係數k降至某一値時 ’該耦合狀態到達所謂的臨界耦合狀態。在臨界耦合狀態 中’如特性曲線2所示，雙模趨勢逐漸消失，且中心共振 頻率f〇附近的曲線形狀平坦。 如果耦合係數k從臨界耦合狀態進一步減小，鬆耦合 的程度即進一步增加，即得到如圖5之特性曲線3所示的 單模態特性，其中，僅在中心頻率f〇處存在一個峰値。 -41 - (39) 1307208 從特性曲線3與特性曲線1及2的比較可很明顯看出 然特性曲線3本身的峰値位準比特性曲線1及2低， 性曲線3的斜率比特性曲線1及2陡峭，其形狀如同 ‘ 二次曲線。 本發明的隔離轉換器變壓器pit使用鬆耦合狀態 中，耦合係數k小於大約0.7。此耦合係數k提供的 是根據特性曲線3所示的單模態特性。 丨當圖5中所示的單模態特性與習用電源電路（圖 之圖12中的定電壓控制特性相較時，可明顯看出，[ 中之特性顯示一相當平緩的斜率，如圖5的二次曲線 由於圖1 2中之特性顯示一平緩的曲線，即使當 電路的AC輸入電壓例如是VAC 100伏之單範圍相容 構，用於定電壓控制次級側DC輸出電壓Eo所需的 範圍也是從117.6 kHz至208.3 kHz，且口fo因此爲 kHz。因此’如前所述，很難簡單地經由交換頻率控 施定電壓控制’提供具有寬範圍相容特性的電源電路 反之，如圖5中特性曲線3所示，本發明的定電 *· 制特性是單模態特性，且因此本發明的定電壓控制操 ^ 由圖6的特性曲線表示。 圖6說明從根據本發明之電源電路（圖1)得到 條特性曲線A至D。特性曲線a與B是當A C輸入 VAC爲100伏（AC 1〇〇伏系統）時，分別對應於最 載功率Pomax及最小負載功率p〇min。特性曲線c與 當AC輸入電壓VAC爲23〇伏（ac 200伏系統）時 ，雖 但特 它的 ，其 操作 9 ) B 12 〇 電源 的結 控制 96.7 制實 〇 壓控 作是 的4 電壓 大負 D是 ，分 -42- (40) 1307208 別對應於最大負載功率pomax及最小負載功率P〇inin。 從圖6可看出，當AC輸入電壓VAC爲100伏時，其 對應於AC 1〇〇伏系統的輸入，爲保持次級側DC輸出電 壓Eo©定在一要求之額定位準tg所需之交換頻率的可變 控制範圍（必要的控制範圍）以Afs 1表示。特別是，必要 的控制範圍等於從特性曲線A上提供位準tg之交換頻率 fs到特性曲線B上提供位準tg之交換頻率fs的頻率範圍 〇 此外，當AC輸入電壓VAC爲230伏時，其對應於 AC 200伏系統的輸入，爲保持次級側DC輸出電壓Eo在 一要求之恆定額定位準tg所需之交換頻率的可變控制範 圍（必要的控制範圍），以Afs2表示。特別是，必要的控 制範圍等於從特性曲線C上提供位準tg之交換頻率fs到 特性曲線D上提供位準tg之交換頻率fs的頻率範圍。 如前所述，在本發明中以單模態特性做爲控^次級側 D C輸出電壓E 〇的特性，與圖1 2所示的控制特性相較， 可繪出相當陡峭的二次曲線。 因此’當AC輸入電壓VAC爲100伏及230伏時，分 別得到必要的控制範圍Δ f s 1與Δ f s 2，比圖1 2中的範圍□ f s 小很多。 此外’在範圍Afs 1內的最小交換頻率（在特性曲線a 上提供位準tg的交換頻率fs)，與在範圍Afs2內的最大 交換頻率（在特性曲線D上提供位準tg的交換頻率fs ) 間的頻率變化範圍（Afs A )也相當地小。 -43- (41) 1307208 關於圖1之電源電路之頻率範圍Afsl、Afs2、及AfsA 的實際測量値爲：Δ£5ΐ = 55_01ίΗζ(=135·0]ίΗζ-80.01ςΗζ)、 A f s 2 = 45 · 8kHz ( = 1 8 1. 8 kHz-1 3 6.0kHz )、以及 AfsA=101,8kHz ( = 1 8 1 . 8 kH z - 8 0.0 k H z )。 頻率改變範圍AfsA充分地降到目前交換驅動ic (振 盪及驅動電路2)的交換頻率改變範圍內。亦即，圖1中 的電源電路，可在頻率改變範圍AfsA內實際地改變及控 制它的交換頻率。 因此，圖1中本實施例的電源電路，可爲AC1 00伏系 統及AC200伏系統其中之一的AC市電電電壓輸入，適當 地穩定是爲主DC電壓的次級側DC輸出電壓Eo。亦即， 經由簡單地實施交換頻率控制，即允許寬範圍相容的結構 〇 須注意，在通信技術中，使用電磁耦合的耦合共振電 路來加大電晶體所構成之放大電路的放大頻寬已是習知的 措施。典型上，該措施例如是用中頻變壓器放大器。不過 ，在此技術領域中，並未使用由於鬆耦合所致使的單模態 特性，而是使用由於密耦合所致使的雙模態特性，或使用 由於臨界耦合所致使的平坦特性。在本實施例中，關於使 用電磁耦合之耦合共振電路的技術’由於鬆耦合所致使的 單模態特性，在通信技術的領域中並未使用’在共振交換 轉換器的領域中被積極地使用。因此’爲穩定次級側DC 輸出電壓Eo所需的交換頻率改變範圍（必要的控制範圍 )，如前所述被窄化，簡單地經由以交換頻率控制的定電 -44- (42) 1307208 壓控制’即允許形成寬範圍相容的結構。 關於用以達成寬範圍相容電路的結構，諸 振轉換器的交換式電源電路，除了本實施例的 有初級側交換轉換器隨輸入之市電AC電壓爲 系統輸入或AC 2〇0伏系統輸入，在半橋式結 結構間切換的習知結構。此外，還有另一習知 整流市電AC電壓之整流器電路的操作，也是 電AC電壓爲AC 100伏系統輸入或AC 200伏 在全波整流與倍電壓整流間切換。 不過’反應AC 100伏系統或AC 200伏系 切換的電路結構，會涉及以下問題。 爲根據市電AC電壓位準而切換電路結構 入電壓的門檻値（例如1 5 0伏）要事先設定， 高於該門檻値時，電路結構被切換到用於AC 的結構’當輸入電壓低於該門檻値時，電路結 用於A C 10 0伏系統的結構。不過，這種簡單 造成一問題。例如，當使用A C 2 0 0伏系統輸入 於瞬間電力不足或類似情況所致使的AC輸入 時下降’即有可能切換到AC100伏系統的結構 例如’在用於切換整流操作的結構中，即使當 伏系統輸入時’也有可能做出使用AC100伏系 定，且因此進行切換到倍壓整流器電路，其會 荷導致切換元件被破壞。 因此，在實用上，爲防止上述故障，所使 如包括有共 結構外，還 AC 100 伏 構與全橋式 結構，用於 隨輸入之市 .系統輸入， 統之改變而 ，例如，輸 當輸入電壓 200伏系統 構被切換到 的切換可能 時，反應由 電壓位準暫 。特別是， 使用 AC200 統輸入的決 由於電壓過 用的結構不 -45- (43) 1307208 僅要偵測輸入到主交換轉換器的DC電壓，也要偵測輸入 到待機電源側上之轉換器電路的DC電壓。 不過，爲偵測輸入到待機電源側上之轉換器電路的 DC電壓，例如，需要配置用於比較參考電壓與輸入電壓 的比較器1C。因此，零件的數量會增加，其很容易使電路 製造成本及電路板的尺寸增加。 此外，由於爲防止故障需要偵測待機電源側上之轉換 器的DC輸入電壓，這使得電源電路的實用性被限制到只 能用於除了主電源外還有待機電源的電子設備。亦即，該 電源電路可用之電子設備的種類，僅限於包括有待機電源 者，其問題是電源電路的應用範圍相應地變窄。 此外，在實施在半橋式與全橋式結構間切換的結構中 ，至少需要配置四個切換元件以便能做到全橋式結構。如 果不需要此種切換，電路中僅包括一半橋式構成即足夠， 半橋式結構僅需要二個切換元件。反之，如果電路使用此 種切換，則需要另外二個切換元件。 此外，實施整流操作切換的結構，需要包括2個平流 電容器Ci，以便確保倍電壓整流的操作。亦即，與只實施 全波整流的結構相較，另需要一個額外的平流電容器Ci。 從需要這些額外零件的觀點來看，與上述電路切換相 關的寬範圍相容結構，造成電路的製造成本及電源電路板 的尺寸增加。特別是，由於平流電容器Ci在電源電路的 其它零件中是大型零件，實施整流操作之切換的結構，更 易使電路板的尺寸變大。 -46- (44) 1307208 交換頻率的控制範圍寬也造成另一問題，即，穩定次 級側DC輸出電壓Eo的高速響應特性被降低。 特別是，近來某些電子設備包括被稱爲所謂交換負載 ^ 的負載情況，例如，其中的負載功率隨著每一個驅動零件 的接通/關斷，在最大負載與零負載間瞬間地交換。因此 ，電源電路實施的定電壓控制，需要反應負載功率之改變 如此快速且大的次級側DC輸出電壓Eo。 • 不過，當電源電路涉及如上所述之控制範圍寬的交換 頻率時，電路需要花費長時間週期來反應在最大與最小値 間改變的負載，將它的交換頻率改變到確保定電壓控制所 需的頻率。亦即，定電壓控制的反應性（responsivity )降 低。 反之，如果允許寬範圍相容的結構簡單地經由實施諸 如本實施例的交換頻率控制，就不需要使用類似上述的結 構’諸如根據市電AC電壓之額定位準切換、關於用以產 ® 生DC輸入電壓（Ei)的整流電路、整流操作或在半橋式 連接與全橋式連接間的切換轉換器。 ' 如果不需要切換電路的結構，例如可以只用一個平流 ’ 電容器Ci’以及確保半橋式連接所需的2個切換元件。因 此’減少電路的零組件及縮小電路尺寸，降低交換雜訊等 ，都可以達成。 此外’如果不需要切換電路的結構，也可免去爲防止 與切換相關之故障的特殊結構。關於此，也可抑制零組件 與成本的增加。此外，由於電子設備不需要爲防止故障的 -47- (45) 1307208 待機電源’電源電路可適用的設備範圍也因此可 〇 爲實現本實施例之優點，最少必需加到僅包 並聯共振電路之習用電壓共振電路中的零件，僅 並聯共振電容器。因此，可用遠少於使用電路切 結構的額外零件，實現寬範圍相容的結構。 此外’由於用於定電壓控制之交換頻率fs φ 制範圍（Afs )變窄，因此，即使是在 AC 100 AC2〇〇伏系統之市電AC電壓輸入的情況下，定 的反應性及控制靈敏度都能大幅增進。 某些電子設備實施負載功率P〇會改變的操 負載狀況在最大負載與無負載間以相對高速交換 謂的交換式負載。實施這類與交換式負載相關之 備例如包括做爲個人電腦周邊裝置的印表機，以 示器。 # 如果設備涉及與交換式負載相關的操作，則 必要控制範圍Afs較寬的電源電路，例如圖9所 * 電路，交換頻率f s需要以如前所述與陡峭改變 ·· 率相關的大變化量改變。因此，很難確保定電壓 反應性。 反之，在本實施例中，必要的控制範圍Afs 窄化，特別是對AC 100伏系統及AC200伏系統 單範圍系統。此控制範圍的縮小，可允許次級側 電壓Eo高速反應負載功率Po在最大負載與最小 更爲廣泛 括初級側 是次級側 換之習用 的必要控 伏系統及 電壓控制 作，以使 。此爲所 操作的設 及電漿顯 需要配置 示的電源 之負載功 控制的高 被大幅地 每一個的 DC輸出 負載間陡 -48- (46) 1307208 峭之改變的穩定。亦即，面對交換式負載之定電壓控制的 反應性大幅地增進。 現請參閱圖4，如前所述，當AC輸入電壓VAC爲 100伏，且負載功率是300瓦的最大負載功率Pomax時， 圖1中電源電路的電力轉換效率爲92.3%。反之 ，在圖9中電源電路中，當AC輸入電壓VAC爲100伏， 且負載功率是200瓦的最大負載功率Pomax時，電力轉換 φ 效率口人(：[]〇(：爲92%。亦即，圖1中之電路在上述條件下 的效率，幾乎等於或大於圖9之電路在此條件下的效率。 本實施例所允許的最大負載功率爲300瓦，而圖9之電源 電路是200瓦。因此，當本實施例的電源電路與圖9之電 路在相同負載條件下操作時，本實施例的電源電路提供遠 高於圖9之電路的電力轉換效率。換言之，在本實施例的 電源電路中，允許可容許的最大負載功率從200瓦增加到 300瓦，因爲可獲致令人滿意的電力轉換效率特性。 # 在本實施例中，電力轉換效率增進的主要基本因素是 在次級側形成串聯共振電路。 / 本申請案的發明人已事先經由實驗等確認，結合次級 / 側串聯共振電路與初級側並聯共振電路做爲電壓共振轉換 器，特別有利於得到高的電力轉換效率。例如，次級側串 聯共振電路的存在，允許諸如次級側DC輸出電壓Eo的 電力供應，包括有由於次級側串聯共振電路之共振操作所 增加的能量。此能量的增加，允許從初級側傳送到次級側 之電力的量對應地降低。因此，初級側的電力損失減小， -49- (47) 1307208 以達成高的電力轉換效率。 此外，配置次級側串聯共振電路的電壓共振轉換器， 具有當負載從最大負載功率變得較輕時，有助於提高電力 轉換效率的特性。圖1所示本實施例的電源電路，由於具 有次級側串聯共振電路，因此，具有與類似圖4所示的特 性。反之，例如類似圖9的電源電路，其結構是經由結合 次級側並聯共振電路與電壓共振轉換器得到，具有電力轉 換效率隨著負載變輕而降低的傾向。比較這類特性，具有 次級側串聯共振電路的電壓共振轉換器，面對負載的改變 ，電力轉換效率特性呈現令人滿意的特性。 除了上述方面之外，本實施例之電力轉換效率的增進 ，也歸因於每一共振頻率的設定。 特別是，在本實施例中，當負載功率Po在250瓦至 20瓦的負載改變範圍內時，電力轉換效率OACDDC至少 90%不會改變。在此負載條件下的此電力轉換效率特性， 最終是由於共振頻率f〇l、f〇2及f〇3的調整所致。更明確 地說，各實驗是將共振頻率fol、fo2及fo3設定在各不同 値所實施°因此，上述的電力轉換效率特性最終是在f〇 1 近乎等於f〇2且大於f〇3所建立的關係下得到，其中， fo 1 = 108.8 kHz、fo2 = 96.5 kHz、以及 f〇3 = 58.9kHz。 此外，圖3A中所示交換電流IQl的波形也指出由於 設定共振頻率所致使之電力轉換效率的增進。 特別是，從對應於本實施例之圖3 A的交換電流IQ 1 ，與對應於習用電路之1 0A的交換電流相較可明顯看出， -50- (48) 1307208 對應於本實施例之圖3 A之交換電流IQ 1的波形，是在交 換元件Q1關斷之時前的時機得到峰値位準，在此時，週 期TON結束，且週期TOFF開始。在關斷之時，交換電流 IQ 1具有的位準低於峰値位準。 交換電流IQ 1的此波形，與次級繞組電流12的波形 相關。特別是，該次級繞組電流12具有對應於流過包括 有並聯共振電路與串聯共振電路之組合之次級側共振電路 之電流的波形分量。次級繞組電流12的波形，是由共振 頻率f〇2及f〇3相對於共振頻率fol的設定來決定。 因此，圖3A中所示交換電流IQ1的波形，得自於初 級側並聯共振電路、次級側並聯共振電路、與次級側串聯 共振電路各自之共振頻率fol、f〇2及f〇3的適當設定。 圖3A中所示交換電流IQ1的波形指出，交換元件Q1 在關斷時之交換電流IQ1的位準被抑制。如果在關斷時之 交換電流IQ1的位準被抑制，在關斷時的交換損失與導通 損失也相應地降低。 圖3A與圖10A之交換電流IQ1的峰値位準分別是 5 Ap及4Ap。圖10A的位準較小。不過’此峰値位準的差 異，是由於圖3A與圖10A間最大負載功率條件的差異所 致，其分別爲300瓦與200瓦。在相同的負載條件之下’ 本實施例提供較低的交換損失與導通損失，因其提供的操 作，使交換電流IQ1在交換元件Q1關斷之前來到峰値。 交換單元中交換損失與導通損失的降低，是本實施例 之電源電路實現高電力轉換效率的因素之一。 -51 - (49) 1307208 如前所述，本實施例之電源電路的基本結構之所W fg 得到令人滿意的電力轉換效率，是在次級側的電壓共振_ 換器具有串聯共振電路。不過，在僅包括次級側串聯共振 電路的該結構中，當負載功率是中間的負載功率時’會發 生失效。 特別是，在經由簡單結合次級側串聯共振電路與電B 共振轉換器（初級側並聯共振電路）所得到的結構中’當 負載功率例如爲最大負載功率時，交換電流IQ1具有Η 3 Α中所示的波形。在該波形中，交換電流IQ 1是在〇位 準，直至週期TOFF結束，其爲交換元件Q1接通的時機 。當週期TON開始時，起初，負極性的電流流過本體二 極體DD，接著，極性被反轉，且交換電流IQ1在交換元 件Q1的汲極與源極間流動。亦即，零電壓交換（ZVS ) 被適當地實施。不過，在中間負載的負載範圍中，在週期 TOFF結束（即接通之時）前之時，這類操作產生交換電 流IQ1的流動是雜訊。此操作是不正常操作，其中，ZVS 未被適當地實施。 在此不正常的操作中，在交換元件Q1接通時，有一 對應的峰値電流流動，其導致交換損失增加。此外，此不 正常操作的發生，無論如何例如會產生定電壓控制電路之 相位增益（phase-gain)的補償，其導致交換操作是在不 正常的振盪狀態。因此，具有次級側並聯共振電路與習用 電壓共振轉換器結合之結構的電源電路，很難實用。 此類反應中間負載的不正常操作，歸因於構成電壓共 -52- (50) 1307208 振轉換器的初級側並聯共振電路與次級側並聯共振電路間 的交互作用，由於兩者同時操作所致使。 本實施例使用具有寬間隙G的隔離轉換器變壓器PIT ，其結構如圖2所示。因此，初級與次級側間的耦合係數 k，被設定在低於習用的電路。因此，初級側並聯共振電 路與次級側串聯共振電路，構成一電磁耦合的共振電路， 其具有陡峭的單模態特性。因此，容許寬範圍可相容的結 構。 從初級側並聯共振電路與次級側串聯共振電路間之關 係的觀點來看，關於增加鬆耦合程度之耦合係數k的這類 設定，其作用是衰減初級側並聯共振電路與次級側串聯共 振電路間的交互作用。這類交互作用的衰減，消除了雜訊 電流的發生，諸如在交換元件Q1接通時交換電流IQ1的 操作，其提供根據正常ZVS操作的波形。此外，與此相關 的不正常振盪操作也被消除。亦即，在整個可容許的負載 功率範圍內’其中ZVS操作被維持的穩定交換操作可被確 保。 因此’圖1的本實施例，允許次級側串聯共振電路與 初級側並聯共振電路結合的結構能被實用。 如前所述，在本實施例中，確保隔離轉換器變壓器 PIT內的鬆親合高於某一程度，以便達成兩個目的：允許 簡單地經由交換頻率控制實現寬範圍相容的結構，以及， 在整個可容許的負載功率範圍內，確保ZVS的操作。 習用電壓共振轉換器中要避免鬆耦合的程度提高到產 -53- (51) 1307208 生類似本實施例之隔離轉換器變壓器PIT之一的耦合係數 k。這是因爲這種鬆耦合造成由於從初級側到次級側之電 力傳送損失的增加導致電力轉換效率的降低。不過，在本 實施例的電源電路中，幾乎在整個可容許之負載功率的範 圍內，都可達成明顯令人滿意的電力轉換效率，亦如圖4 所示。理由及立論基礎如上所述。關於達成寬範圍相容的 結構，如上所述，隔離轉換器變壓器之初與次級側間的耦 φ 合係數，被設計成低於習用的電源電路，藉以形成由初級 側與次級側並聯共振電路所構成的電磁耦合共振電路，且 具有陡峭的單模態輸出特性。因此，電源電路可實現寬範 圍相容的結構。此外，配置主動鉗位電路，在與導通角度 放大相關的一個交換週期內，提供週期TON與TOFF之工 作比的改變。這些工作比的改變，導致定電壓控制面對負 載改變只需要小頻率範圍，其允許300瓦的最大負載功率 〇 • 因此，不含主動鉗位電路之電源電路的最大負載功率 是200瓦，其與圖9之電源電路的値相同。 以下將參考圖7及8描述本發明另一實施例的次級側 整流電路的衍生型。 圖7說明根據本發明第二實施例之電源電路的結構。 須注意，圖7僅顯示隔離轉換器變壓器PIT次級側的 結構。由於除了所說明的零件外，其餘零件與圖1的相同 ，因此，在圖7中不再說明這些相同的部分。圖7中與圖 1相同的零件，賦予相同的編號，且下文中不再詳細描述 -54- (52) 1307208 。此方面也適用於圖8。 在圖7的電源電路中，次級側並聯共振電容器C2與 整個次級繞組N2並聯。因此，次級繞組N2的漏洩電感 L2 ( N2A + N2B )與次級側並聯共振電容器C2的電容構成 次級側並聯共振電路。此外，如前所述，次級側串聯共振 電路形成次級側整流電路。 第二實施例包括倍壓器全波整流電路做爲次級側整流 電路。 在倍壓器全波整流電路中，次級繞組N2配置一中央 抽頭，且次級繞組N 2因此被分割成位在中央抽頭兩側的 次級繞組部N2 A及N2B，且具有相同數量的圏數。 次級繞組部N2A中之次級繞組N2的一端，與次級側 串聯共振電容器C3A串聯。次級繞組部N2B中之次級繞 組N2的另一端，與次級側串聯共振電容器C3B串聯。因 此，第一次級側串聯共振電路是由次級繞組部N2A的漏 洩電感分量與次級側串聯共振電容器C3 A的電容所構成， 同時’第二次級側串聯共振電路是由次級繞組部N2B的漏 洩電感分量與次級側串聯共振電容器C3B的電容所構成。 次級繞組部N2A中之次級繞組N2的一端，經由次級 側串聯共振電容器C3 A耦合到整流二極體Do 1之陽極與 整流二極體Do2之陰極間的連接節點。次級繞組部N2B 中之次級繞組N 2的一端，經由次級側串聯共振電容器 C3B耦合到整流二極體D〇3之陽極與整流二極體D〇4之陰 極間的連接節點。 -55- (53) 1307208 整流二極體Do 1與D〇3的陰極耦合到平流電容器Co 的正電極。平流電容器Co的負電極連接到次級側接地。 整流二極體D〇2與D〇4之陽極間的連接節點與次級 繞組N 2的中央抽頭也連接到次級側接地。 此連接結構構成第一及第二倍壓半波整流電路。第一 整流電路是由次級繞組部N2A、次級側串聯共振電容器 C3A、整流二極體Dol與D〇2、以及平流電容器Co所構 成。第二整流電路是由次級繞組部N2B、次級側串聯共振 電容器C3B、整流二極體Do3與Do4、以及平流電容器 Co所構成。在此情況，第一倍壓半波整流電路包括第一 次級側串聯共振電路，以及，第二倍壓半波整流電路包括 第二次級側串聯共振電路。 在第一倍壓半波整流電路中，在次級繞組N 2中所感 應之交流電壓之一極性的半週週期中，所實施的整流操作 是被整流的電流按次級繞組部N2A、整流二極體D〇2、次 級側串聯共振電容器C3A、以及次級繞組部N2A的順序 流過。因此，次級側串聯共振電容器C3A是被次級繞組部 N2A之交流電壓（V2 )的電位充電。在另一極性的半週週 期中，所實施的整流操作是被整流的電流按次級繞組部 N2A、次級側串聯共振電容器C3A、整流二極體Dol、平 流電容器Co、以及次級繞組部N2A的順序流過。因此， 平流電容器Co是被跨於次級側串聯共振電路C3A上之電 壓，與次級繞組部N2A之交流電壓疊合所產生的電位充 電。此外，反應第一倍壓半波整流電路的操作，產生第一 -56- (54) 1307208 次級側串聯共振電路的共振操作。 至於第二倍壓半波整流電路，在次級繞組N2 應之交流電壓之另一極性的半週週期中，所實施的 作是被整流的電流按次級繞組部N2B、整流二極體 次級側串聯共振電容器C3B、以及次級繞組部N2B 流過。因此，次級側串聯共振電容器C3B是被次級 N2B之交流電壓（與電壓V2相等）的電位充電。 性的半週週期中，所實施的整流操作是被整流的電 級繞組部N2B、次級側串聯共振電容器C3B、整流 Do3、平流電容器Co、以及次級繞組部N2B的順序 因此，平流電容器Co是被跨於次級側串聯共振電 上之電壓，與次級繞組部N2B之交流電壓疊合所產 位充電。此外，反應第二倍壓半波整流電路的操作 第二次級側串聯共振電路的共振操作。 此外，反應第一及第二倍壓半波整流電路的操 生次級側並聯共振電路的共振操作。 根據上述的整流操作，在次級繞組N2之交流 一極性的半週週期中，由於經整流之電流所致使之 容器Co的充電，是由次級繞組部N2B內感應之電 跨於次級側串聯共振電路C3B上之電壓疊合所產生 進行。此外，在次級繞組N2之交流電壓之另一極 週週期中，由於經整流之電流所致使之平流電容器 充電，是由次級繞組部N2 A內感應之電壓，與跨 側串聯共振電路C3 A上之電壓疊合所產生的電位進 中所感 整流操 D 〇 4、 的順序 繞組部 在一極 流按次 二極體 流過。 络 C3B 生的電 ，產生 作，產 電壓之 平流電 壓，與 的電位 性的半 Co的 於次級 行。因 -57- (55) 1307208 此，次級側DC輸出電壓Eo，即跨於平流電容器Co上的 電壓，具有等於次級繞組部N2A及N2B內感應之電壓（ V2)之位準兩倍的位準。亦即，達成倍壓全波整流電路的 操作。 圖8說明根據本發明第三實施例之電源電路的結構例 〇 在圖8的電源電路中，一個次級側並聯共振電容器 i C2與一個次級側串聯共振電容器C3，以與圖1相同的連 接結構耦合至次級繞組N2。因此，在隔離轉換器變壓器 PIT的次級側，次級側並聯共振電路是由次級繞組N2的 漏洩電感L2與次級側並聯共振電容器C2的電容所構成’ 且次級側串聯共振電路是由次級繞組N2的漏洩電感L2與 次級側串聯共振電容器C3的電容所構成。此外，配置倍 壓半波整流電路做爲次級側整流電路。 此倍壓半波整流電路是經由將兩個整流二極體Do1及 D〇2及一個平流電容器Co耦合至次級繞組N2所構成’如 前所述，次級側並聯及串聯共振電容器C2與C3耦合至該 ·* 處。倍壓半波整流電路的連接結構如下。次級繞組N 2的 ， 繞組結束端，經由次級側串聯共振電容器C 3耦合至整流 二極體Do 1的陽極與整流二極體D〇2的陰極。整流二極 體Do 1的陰極連接至平流電容器Co的正電極。次級繞組 N2的繞組開始端、整流二極體D〇2的陽極、與平流電容 器Co的負電極，連接到次級側的接地。 由此所構成之倍壓半波整流電路的整流操作如下。 •58- (56) 1307208 在對應於次級繞組電壓V2之一極性的半週週期中， 一正向電壓施加於整流二極體D〇2，其導致整流二極體 Do2導通。因此，被整流的電流被充到次級側串聯共振電 ' 容器C3內。因此，所產生跨於次級側串聯共振電容器C3 的電壓，具有與次級繞組N2內所感應之交流電壓相同的 位準。在次級繞組電壓V2之另一極性的半週週期中，整 流二極體Dol被提供一正向電壓，且因此被導通。此時， φ 平流電容器Co被次級繞組電壓V2與跨於次級側串聯共振 電容器C3上之電壓疊合所產生的電位充電。 因此，所產生跨於平流電容器Co上的是次級側DC 輸出電壓E〇，具有等於次級繞組N2內所激勵之交流電壓 位準2倍的位準。在此整流操作中，平流電容器Co的充 電，僅是在次級繞組N2內所激勵之交流電壓之一極性的 半週週期內實施。亦即，實現倍壓半波整流電路的整流操 作。 # 此外，除了上述的整流操作外，還產生次級側並聯及 串聯共振電路的共振操作。 ， 須注意，本發明並不限於上述實施例的結構。例如’ -* 其它的結構也都可以使用，諸如初級側電壓共振轉換器的 詳細電路結構，以及包括有次級側並聯共振電路的次級側 整流電路的結構。 此外，如主交換元件（以及輔助交換元件）’例如可 以使用絕緣閘雙極電晶體（IGBT )或雙極電晶體取代 M0S-FET。此外，雖然上述的實施例使用單獨激勵的交換 -59- (57) 1307208 轉換器，不過，本發明也可應用於使用自我激勵交換轉換 器的結構。 【圖式簡單說明】 圖1的電路圖說明根據本發明第一實施例之電源電路 的結構例； 圖2的電路圖說明包括在本發明一實施例之電源電路 內的隔離轉換器變壓器的結構例； 圖3A及3B的波形圖顯示第一實施例之電源電路內主 要部分的操作，並反映對應的交換頻率； 圖4的曲線圖顯示關於第一實施例之電源電路以負載 爲函數的AC至DC電力轉換效率的改變特性、交換頻率 、以及電壓共振脈衝的峰値位準； 圖5的曲線圖說明本發明實施例之電源電路的定電壓 控制特性； 圖6的曲線圖說明本發明實施例之電源電路的定電壓 控制操作，針對AC輸入電壓改變及負載改變之交換頻率 控制範圍（必要的控制範圍）； 圖7的電路圖說明根據本發明第二實施例之電源電路 的結構例； 圖8的電路圖說明根據本發明第三實施例之電源電路 的結構例； 圖9的電路圖說明習用電路之電源電路的結構例； 圖10A及10B的波形圖顯示圖9中電源電路中主要部 -60- (58) 1307208 分的操作； 圖11的曲線圖顯示關於圖9中電源電路以負載爲函 ♦ 數的A C至D C電力轉換效率的改變特性、交換頻率、以 * 及交換單元的接通週期與關斷週期； 圖1 2的曲線圖槪念性顯示習用電源電路之定電壓控 制特性。 φ 【主要元件之符號說明】 1 :控制電路 2 :振盪及驅動電路 1 〇 :主動鉗位電路 CMC :共模抗流圏 CL :跨線電容器 Q 1 :單電晶體交換元件 PIT :隔離轉換器變壓器 # c i :平流電容器 N 1 :初級繞組 ·· DD :本體二極體 ， Cr :初級側並聯共振電容器 L 1 :漏拽電感 C R : E -鐵心 B :繞線軸 N 2 :次級繞組 C2 :次級側並聯共振電容器 -61 - (59) (59)1307208 L2 :漏洩電感 C3 :次級側串聯共振電容器

Dol-4 :整流二極體 C 〇 :平流電容器 CCL :鉗位電容器 DD2 :鉗位二極體 Q2 :輔助交換元件 N g :驅動繞組

Cg :電容器

Rg :閘極電阻器 R 1 :電阻器 N2A :次級繞組部 N2B :次級繞組部 C3A :次級側串聯共振電容器 C3B :次級側串聯共振電容器

Claims (1)

1. (1) 1307208 十、申請專利範圍 1. 一種交換式電源電路，包含： 交換單元，包括一主交換元件，被供應以直流（D C ) 輸入電壓，並實施交換； 交換驅動單元，交換驅動該主交換元件； 隔離轉換器變壓器，包括纏繞於該隔離轉換器變壓器 的至少一初級繞組及一次級繞組，該交換單元之交換操作 所產生的交換輸出供應給該初級繞組，供應給該初級繞組 的該交換輸出，在該次級繞組內感應出交流電壓； 初級側並聯共振電路，是由至少包括有該隔離轉換器 變壓器之該初級繞組之漏洩電感分量與初級側並聯共振電 容器之電容所構成，該初級側並聯共振電路提供電壓共振 操作，做爲該交換單元的操作； 次級側並聯共振電路，是由次級側並聯共振電容器與 該隔離轉換器變壓器的該次級繞組並聯所產生，且是由包 括有該次級繞組之漏洩電感分量，與該次級側並聯共振電 容器之電容所構成； 次級側串聯共振電路，是由次級側串聯共振電容器與 該隔離轉換器變壓器的該次級繞組並聯所產生，且是由包 括有該次級繞組之漏洩電感分量，與該次級側串聯共振電 容器之電容所構成； 次級側整流及平流單元，被供應以該隔離轉換器變壓 器之該次級繞組內感應的該交流電壓，並實施整流操作， 藉以產生次級側DC輸出電壓； -63- (2) 1307208 定電壓控制單元，經由根據該次級側DC輸出電壓之 位準控制該交換驅動單元，以實施該次級側DC輸出電壓 的定電壓控制，藉以改變該交換單元的交換頻率，其中： 該隔離轉換器變壓器被設計成在初級側與次級側間提 供某一耦合係數，以便提供兩者間的鬆耦合，以使由至少 該初級側並聯共振電路與該次級側並聯共振電路所構成的 電磁耦合共振電路具有單模態特性，做爲關於具有該交換 頻率之頻率信號之輸入的輸出特性；以及 至少該初級側並聯共振電路的共振頻率、該次級側並 聯共振電路的共振頻率、及該次級側串聯共振電路的共振 頻率經過設計，以便在某負載條件下，得到高於某一位準 的電力轉換效率。 2. 如申請專利範圍第1項的交換式電源電路，另包 含： 主動鉗位電路，其包括輔助交換元件，並在該主交換 元件在關斷狀態的週期期間，設定接通週期，該輔助交換 元件在該接通週期中是在接通狀態，該主動鉗位電路致使 充電及放電電流，於該接通週期期間流過該輔助交換元件 ，在無該主動鉗位電路的情況下，該充電及放電電流原本 流向該初.級側並聯共振電容器。 3. 如申請專利範圍第1項的交換式電源電路，其中 ，該次級繞組被一抽頭分割。 4. 如申請專利範圍第3項的交換式電源電路，其中 ，該被分割之次級繞組的每一端與該次級側串聯共振電容 -64- (3) 1307208 ' 器串聯，藉以構成該次級側串聯共振電路。 5. 如申請專利範圍第1項的交換式電源電路，其中 ，該次級側整流及平流單元包括一橋式整流電路，藉以實 施全波整流操作。 6. 如申請專利範圍第1項的交換式電源電路，其中 ，該次級側整流及平流單元包括一倍壓全波整流電路，其 在被該分隔之次級繞組內所激勵之該交流電壓的每一個半 週中，對該次級側串聯共振電容器及次級側平流電容器至 少其中之一充電，藉以產生位準等於該交流電壓位準2倍 的該次級側DC輸出電壓。 7. 如申請專利範圍第1項的交換式電源電路，其中 ，該次級側整流及平流單元包括一倍壓半波整流電路，其 在該次級繞組內所激勵之該交流電壓的每一個半週中，對 該次級側串聯共振電容器或次級側平流電容器充電，藉以 產生位準等於該交流電壓位準2倍的該次級側DC輸出電 壓。 8. —種交換式電源電路，包含： 整流及平流單元，其被供應以交流輸入電壓，並實施 整流及平流操作； 交換單元，包括主交換元件，被供應以該整流及平流 單元輸出的直流（DC)電壓，並實施交換； 交換驅動單元，其交換驅動該主交換元件； 隔離轉換器變壓器，包括環繞於該隔離轉換器變壓器 纏繞的至少初級繞組及次級繞組，該交換單元之交換操作 -65- (4) 1307208 所產生的交換輸出供應給該初級繞組，供應給該初級繞組 的該交換輸出，在該次級繞組內感應出交流電壓； 初級側並聯共振電路，是由至少包括有該隔離轉換器 變壓器之該初級繞組之漏洩電感分量與初級側並聯共振電 容器之電容所構成，該初級側並聯共振電路提供電壓共振 操作，做爲該交換單元的操作； 次級側並聯共振電路，是由次級側並聯共振電容器與 該隔離轉換器變壓器的該次級繞組並聯所產生，且是由包 括有該次級繞組之漏洩電感分量，與該次級側並聯共振電 容器之電容所構成； 次級側串聯共振電路，是由次級側串聯共振電容器與 該隔離轉換器變壓器的該次級繞組並聯所產生，且是由包 括有該次級繞組之漏洩電感分量，與該次級側串聯共振電 容器之電容所構成； 次級側整流及平流單元，被供應以該隔離轉換器變壓 器之該次級繞組內感應的該交流電壓，並實施整流操作， 藉以產生次級側DC輸出電壓；以及 定電壓控制單元，經由根據該次級側DC輸出電壓之 位準控制該交換驅動單元，以實施該次級側DC輸出電壓 的定電壓控制，藉以改變該交換單元的交換頻率，其中： 該隔離轉換器變壓器被設計成在初級側與次級側間提 供某一耦合係數，以便提供兩者間的鬆耦合，以使由至少 該初級側並聯共振電路與該次級側並聯共振電路所構成的 電磁耦合共振電路具有單模態特性，做爲關於具有該交換 -66 - (5) 1307208 頻率之頻率信號之輸入的輸出特性；以及 至少該初級側並聯共振電路的共振頻率、該次級側並 聯共振電路的共振頻率、及該次級側串聯共振電路的共振 ' 頻率經過設計，以便在某負載條件下，得到高於某一位準 的電力轉換效率。 9. 如申請專利範圍第8項的交換式電源電路，另包 含： φ 主動鉗位電路，其包括輔助交換元件，並在該主交換 單元在關斷狀態的週期期間，設定接通週期，該輔助交換 單元在該接通週期中是在接通狀態，該主動紺位電路致使 充電及放電電流，於該接通週期期間流過該輔助交換單元 ，在無該主動鉗位電路的情況下，該充電及放電電流原本 流向該初級側並聯共振電容器。 10. 如申請專利範圍第8項的交換式電源電路，其中 ，該次級繞組被一抽頭分割。 • 11.如申請專利範圍第1 〇項的交換式電源電路，其 中，該被分割之次級繞組的每一 δΐ與該次級側串聯共振電 容器串聯，藉以構成該次級側串聯共振電路。 .· 12.如申請專利範圍第8項的交換式電源電路，其中 ，該次級側整流及平流單元包括一橋式整流電路，藉以實 施全波整流操作。 13.如申請專利範圍第8項的交換式電源電路，其中 ，該次級側整流及平流單元包括一倍壓全波整流電路，其 在該被分隔之次級繞組內所激勵之該交流電壓的每一個半 -67- (6) 1307208 週中，對該次級側串聯共振電容器及次級側平流電容器至 少其中之一充電，藉以產生位準等於該交流電壓位準2倍 的該次級側DC輸出電壓。 14.如申請專利範圍第8項的交換式電源電路，其中 ，該次級側整流及平流單元包括一倍壓半波整流電路，其 在該次級繞組內所激勵之該交流電壓的每一個半週中，對 該次級側串聯共振電容器或次級側平流電容器充電，藉以 產生位準等於該交流電壓位準2倍的該次級側DC輸出電 壓。

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