JP2006271162A

JP2006271162A - スイッチング電源回路

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Publication number: JP2006271162A
Application number: JP2005088902A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2005-03-25
Filing date: 2005-03-25
Publication date: 2006-10-05

Abstract

【課題】電圧共振形コンバータのワイドレンジ対応を実現化し、高効率を得る。また、回路の耐圧の低下を図る。
【解決手段】電圧共振形コンバータに二次側直列共振回路を設け、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋ＝0.7程度以下として、一次巻線Ｎ1又は二次巻線Ｎ2に対して高周波チョークコイルＬ20を直列に接続することで、一次側と二次側の総合結合係数ｋt＝0.6程度以下とする。これにより、ＡＣ１００Ｖ系からＡＶ２００Ｖ系のレンジ範囲において、対応負荷電力の全範囲で正常なＺＶＳ動作が保証された、高効率な電源回路を得る。また、アクティブクランプ回路１０を設けることで共振電圧パルスのピーク抑制を図って、スイッチング素子等の耐圧を低減する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電圧共振形コンバータを備えて成るスイッチング電源回路に関する。

共振形によるいわゆるソフトスイッチング電源としては、電流共振形と電圧共振形の形式が広く知られている。現状においては、実用化が容易なことを背景に、２石のスイッチング素子によるハーフブリッジ結合方式の電流共振形コンバータが広く採用されている状況にある。
しかし、現在、例えば高耐圧スイッチング素子の特性が改善されてきていることなどを背景に、電圧共振形コンバータを実用化するにあたっての耐圧の問題はクリアされてきている状況にある。また、１石のスイッチング素子によるシングルエンド方式で構成した電圧共振形コンバータについては、１石の電流共振形フォワードコンバータと比較して、入力帰還ノイズや直流出力電圧ラインのノイズ成分などの点で有利であることも知られている。

図１１は、シングルエンド方式による電圧共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路の一構成例を示している。
この図に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源ＡＣをブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路により整流平滑化して、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として、整流平滑電圧Ｅｉを生成している。
なお、商用交流電源ＡＣのラインに対しては、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLから成り、コモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが設けられている。

上記整流平滑電圧Ｅｉは、直流入力電圧として電圧共振形コンバータに対して入力される。この電圧共振形コンバータは、上記しているように、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えたシングルエンド方式による構成を採る。また、この場合の電圧共振形コンバータとしては他励式となっており、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子Ｑ1を、発振・ドライブ回路２によりスイッチング駆動するようにされている。

スイッチング素子Ｑ1に対しては、ＭＯＳ−ＦＥＴのボディダイオードＤDが並列に接続される。また、スイッチング素子Ｑ1のソース−ドレイン間に対して一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。

一次側並列共振コンデンサＣｒは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とによって一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成している。そして、この一次側並列共振回路によって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として電圧共振形の動作が得られるようにされている。

発振・ドライブ回路２は、スイッチング素子Ｑ1をスイッチング駆動するために、スイッチング素子Ｑ1のゲートに対して、ドライブ信号としてのゲート電圧を印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、ドライブ信号の周期に応じたスイッチング周波数によりスイッチング動作を行う。

絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えば、フェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2を、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そのうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの中央磁脚に対しては1.0mm程度のギャップを形成するようにしており、これによって、一次側と二次側との間で、ｋ＝０．８０〜０．８５程度の結合係数ｋを得るようにしている。この程度の結合係数ｋは疎結合としてみてよい結合度であり、その分、飽和状態が得られにくくなる。また、この結合係数ｋの値が、リーケージインダクタンス（Ｌ1）の設定要素となる。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に挿入されるようになっていることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が伝達されるようになっている。絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が発生する。

この場合には、二次巻線Ｎ2に対して二次側並列共振コンデンサＣ2を並列に接続している。これにより、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側並列共振回路（電圧共振回路）が形成される。
そのうえで、この二次側並列共振回路に対して、図示するようにして整流ダイオードＤo1、及び平滑コンデンサＣoを接続することで、半波整流回路を形成している。この半波整流回路は、二次巻線Ｎ2（二次側並列共振回路）に得られる交番電圧Ｖ2の等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅoを、平滑コンデンサＣoの両端電圧として生成する。二次側直流出力電圧Ｅoは負荷に供給されると共に、定電圧制御用の検出電圧として、制御回路１に入力される。

制御回路１は、検出電圧として入力される二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを検出して得られる検出出力を発振・ドライブ制御回路２に入力する。
発振・ドライブ回路２は、入力される検出出力が示す二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて、二次側直流出力電圧Ｅoが所定のレベルで一定となるようにして、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作を制御する。つまり、制御すべきスイッチング動作を得るためのドライブ信号を生成して出力する。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化制御が行われる。

図１２及び図１３は、上記図１１に示した構成の電源回路についての実験結果を示している。なお、実験にあたっては、ＡＣ１００Ｖ系に対応するＶAC＝１００Ｖの条件として、図１１の電源回路の要部について下記のようにして設定している。
先ず、スイッチング素子Ｑ1には、９００Ｖの耐圧品を選定し、二次側の整流ダイオードＤo1については６００Ｖの耐圧品を選定する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、コアにEER-35を選定し、中央磁脚のギャップについては、1mmのギャップ長を設定する。また、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のターン数Ｔ（巻数）については、それぞれＮ1＝４３Ｔ、Ｎ2＝４３Ｔとした。絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ＝0.81を設定した。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒ＝6800pF、二次側並列共振コンデンサＣ2＝0.01μFを選定した。これに応じて、一次側並列共振回路の共振周波数fo1＝175kHz、二次側並列共振回路の共振周波数fo2＝164kHzが設定される。
また、二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベルは１３５Ｖであり、対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗから最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの範囲である。

先ず、図１２は、図１１に示した電源回路における要部の動作をスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期により示す波形図であり、図１２（ａ）には、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時におけるスイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電圧Ｖ2、二次巻線電流Ｉ2、二次側整流電流ＩD1が示されている。図１２（ｂ）には、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時におけるスイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電圧Ｖ2、二次巻線電流Ｉ2、二次側整流電流ＩD1が示されている。
スイッチング電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいて０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状の電圧共振パルスが得られる波形である。このスイッチング電圧Ｖ1の電圧共振パルス波形により、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることを示している。

スイッチング電圧Ｖ1の電圧共振パルスのピークレベルは、Ｐｏmax＝２００Ｗ／ＶAC＝１００Ｖ（ＡＣ１００Ｖ系）の条件では５５０Ｖpで、Ｐｏmax＝２００Ｗ／ＶAC＝２６４Ｖ（ＡＣ２００Ｖ系）の条件では８００Ｖpとなる。この電圧共振パルスのピークレベルに対応するために、スイッチング素子Ｑ1については上記していた９００Ｖの耐圧品を選定するようにされる。

スイッチング電流ＩQ1は、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流であり、期間ＴOFFにおいては０レベルで、期間ＴONにおいては、ターンオン時においてボディダイオードＤDに対して順方向に流れることで負極性となり、この後に反転してスイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間を流れてターンオフに至るまで増加していく波形として得られる。このような動作波形では、スイッチング電流ＩQ1としては、ターンオフタイミングにピークレベルが得られることになる。
一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、期間ＴONにおいて上記スイッチング電流ＩQ1として流れる電流成分と、期間ＴOFFにおいて一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成して得られるもので、図示する波形となる。

また、二次側整流回路の動作として、整流ダイオードＤo1に流れる整流電流ＩD1は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時では、整流ダイオードＤo1のターンオン時にピークレベルが得られた後に図示する波形により０レベルに低減していき、整流ダイオードＤo1のオフ期間において０レベルとなる波形により流れるものとなる。なお、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）時においては、オン期間であっても０レベルとなる。
二次巻線電圧Ｖ2は、この場合には、二次巻線Ｎ2//二次側並列共振コンデンサＣ2の並列回路に得られる電圧となるもので、二次側整流ダイオードＤo1が導通しているオン期間に対応しては、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルによりクランプされ、二次側整流ダイオードＤo1のオフ期間では、負極性方向の正弦波形が得られる。また、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2は、整流電流ＩD1と、二次側並列共振回路（Ｎ2(Ｌ2)//Ｃ2）に流れる電流が合成したものとなり、例えば図示する波形により流れる。

図１３は、図１１に示した電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数fs、スイッチング素子Ｑ1のオン期間ＴON、オフ期間ＴOFF、及びAC→DC電力変換効率(ηAC→DC)を示している。
先ず、AC→DC電力変換効率(ηAC→DC)を見てみると、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜２００Ｗまでの範囲で９０％以上となっている。電圧共振形コンバータとして、特にスイッチング素子Ｑ1が１石であるシングルエンド方式は、電力変換効率について良好な結果が得られることが知られている。

また、図１３に示されるスイッチング周波数fs、オン期間ＴON、オフ期間ＴOFFによっては、図１１の電源回路についての負荷変動に対する定電圧制御特性としてのスイッチング動作が示されることになる。この場合、スイッチング周波数fsは、軽負荷の傾向となるのに従って、スイッチング周波数が高くなるようにして制御されている。また、オン期間ＴON、オフ期間ＴOFFに関しては、負荷変動に対してオフ期間ＴOFFはほぼ一定であるのに対して、オン期間ＴONが、軽負荷の傾向となるのに従って短縮される特性となっている。つまり、図１１に示す電源回路は、オフ期間ＴOFFは一定としたうえで、例えば軽負荷の傾向となるのに応じて、オン期間ＴONを短縮するようにしてスイッチング周波数を可変制御していることになる。
このようにして、スイッチング周波数が可変制御されることで、一次側並列共振回路及び二次側並列共振回路を備えることにより得られる誘導性インピーダンスが可変されることになる。この誘導性インピーダンスの可変によっては、一次側から二次側への伝送電力量、及び二次側並列共振回路から負荷への電力伝送量が変化することとなって、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが可変される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化が図られることになる。

図１４は、図１１に示す電源回路の定電圧制御特性を、スイッチング周波数fs(kHz)と二次側直流出力電圧Ｅoとの関係により、模式的に示している。
ここで、一次側並列共振回路の共振周波数をfo1、二次側並列共振回路の共振周波数のfo2とすると、図１１の回路では、先に説明したように一次側並列共振周波数fo1に対して二次側並列共振周波数fo2が低い関係となる。
そのうえで、或る一定の交流入力電圧ＶACの条件でのスイッチング周波数fsに対する定電圧制御特性を想定すると、図示するようにして、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏmax時／最小負荷電力Ｐｏmin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ａ，Ｂとして示され、二次側並列共振回路の共振周波数fo2に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏmax時／最小負荷電力Ｐｏmin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ｃ，Ｄで示されるものとなる。
さらに、図１１の回路のようにして一次側並列共振周波数と二次側並列共振回路とを備える場合、共振周波数fo1,fo2との間には中間共振周波数foが存在することになる。中間共振周波数foとスイッチング周波数fsとの関係による共振インピーダンス特性は、最大負荷電力Ｐｏmax時は特性曲線Ｅで示され、最小負荷電力Ｐｏmin時は、特性曲線Ｆとして示される。
二次側並列共振回路を備える電圧共振形コンバータでは、この中間共振周波数foのスイッチング周波数fsに対する共振インピーダンス特性によって、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが決定される。また、図１１に示す電圧共振形コンバータとしては、この中心共振周波数foよりも低い周波数領域でスイッチング周波数fsを可変制御する、いわゆるローアーサイド制御の方式を採る。
そして、この図１４において中間共振周波数ｆｏに対応する特性曲線Ｅ，Ｆとして示される特性の下で、ローアーサイド制御に対応したスイッチング周波数制御により、二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベル（図１１の回路の場合には１３５Ｖ）を目標値として定電圧化を図ろうとすると、そのために必要なスイッチング周波数fsの可変範囲（必要制御範囲）は、Δfsで示される区間であることになる。換言すれば、このΔfsで示される区間に対応する周波数範囲で、負荷変動に応じてスイッチング周波数を所要値となるようにして可変することで、二次側直流出力電圧Ｅoは定格レベルｔｇとなるようにして制御される。

特開２０００−１５２６１７号公報

ところで、電源回路としては、各種電子機器の多様化などを背景に、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との何れの商用交流電源入力にも対応して動作する、いわゆるワイドレンジ対応とすることが求められている。

図１１に示す構成の電源回路は、先に説明したように、スイッチング周波数制御により二次側直流出力電圧Ｅoの安定化を図るように動作し、そのために必要とされるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、図１４にて説明したΔfsによって示される。
図１１に示す電源回路は、２００Ｗ〜０Ｗまでの比較的広範囲な負荷電力変動に対応するものとされている。そして、図１１の電源回路について、この負荷条件に対応した実際の必要制御範囲は、fs＝117.6kHz〜208.3kHzで、Δfs＝96.7kHzとなり、比較的に広範囲なものとなっている。

ここで、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、交流入力電圧ＶACのレベルが変化することによっても変動する。すなわち、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、交流入力電圧ＶACのレベルに応じて減少する。
このことから、ＡＣ１００系からＡＣ２００Ｖ系までのワイドレンジでの交流入力電圧の変動に対応しては、例えばＡＣ１００系のみ、あるいはＡＣ２００Ｖ系のみの単レンジでの変動に対応する場合より、二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変動も大きくなるということがいえる。このようにして拡大した二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変動に対応して定電圧制御動作を行うためには、必要制御範囲として上記した117.6kHz〜208.3kHzの範囲を、より高い周波数の方向に拡大するようにして、より広範囲に設定することが必要となる。

しかしながら、現状におけるスイッチング素子を駆動するためのＩＣ（発振・ドライブ回路２）としては、対応可能な駆動周波数の上限は２００ｋHz程度が限界である。また、仮に上記のような高い周波数での駆動が可能となるＩＣが開発された場合にも、スイッチング素子が高周波駆動されることによっては電力変換効率が著しく低下し、電源回路として実用することは実質的に不可能となる。
このように、例えば図１１に示す電源回路の構成によりワイドレンジ対応とすることは実現が非常に困難とされている。

また、図１２に示す電源回路は、一次側にシングルエンド方式の電圧共振形コンバータを備える構成であり、このような構成の電源回路が電力変換効率について有利となる傾向の特性を有していることは、先に説明したとおりである。しかしながら、例えば近年のエネルギー事情、環境事情などを考慮して、電子機器については、より高い電力変換効率特性とすることが求められている。これに伴い、電子機器に搭載される電源回路そのものについても、さらなる電力変換効率の向上が要求されている状況にある。

そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
つまり、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うメインスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、メインスイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線とを巻装して形成されるコンバータトランスを備える。
また、少なくともコンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路を備える。
また、コンバータトランスの二次巻線に対して直列となる関係により二次側直列共振コンデンサを接続することで、少なくとも二次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と、二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側直列共振回路を備える。
また、コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング動作を可変することで、二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段を備える。
補助スイッチング素子を備え、メインスイッチング素子がオフとなる期間内において補助スイッチング素子がオンとなるオン期間を設定して、このオン期間において一次側並列共振コンデンサに流れるべき充放電電流を補助スイッチング素子に流すようにして設けられるアクティブクランプ回路とを備えることとした。
そのうえで、少なくとも１００Ｖ系と２００Ｖ系の商用交流電源に対応するとされる直流入力電圧レベルの範囲に対応して、中間負荷とされる所定の負荷条件範囲においても適正なゼロ電圧スイッチングが得られるようにして、疎結合とみなされる一次側と二次側との総合結合係数を設定するために、一次巻線及び二次巻線の少なくとも一方に対して直列接続される関係となるようにして挿入されるインダクタとを備えるとともに、少なくとも、所定の直流入力電圧レベルの条件と所定の負荷条件の下で一定以上の電力変換効率が得られるようにして、一次側並列共振回路の共振周波数と、二次側直列共振回路の共振周波数とについて設定することとした。

なお、本願において「結合係数」とは、電磁的な結合の度合いを示すものであり、数値として１が最も結合の度合が高いことを示し、数値として０が最も結合の度合いが低い（結合していない）ことを示すものである。この結合係数の用語は、構成態様によらず総称として一般に用いられるものであるが、コンバータトランス自体の結合係数と区別するために、一次側の全体と二次側の全体との間の電磁的な結合の度合い示すものとして、「総合結合係数」の用語を用いる。例えば、コンバータトランスに他のインダクタンス成分が接続されていない場合には、結合係数の値と総合結合係数の値とは一致する。
また、「１００Ｖ系（ＡＣ１００Ｖ系）の商用交流電源」は、商用交流電源の電圧レベルとして、日本国、アメリカ合衆国などに代表される約１００Ｖから〜百数十Ｖ程度のレベルレンジの商用交流電源を総称して指す。「２００Ｖ系（ＡＣ１００Ｖ系）の商用交流電源」は、商用交流電源の電圧レベルとして、イギリスなどの欧州各国などに代表される約２００Ｖから二百数十Ｖ程度のレベルレンジの商用交流電源を総称して指す。

上記構成による電源回路は、二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータとしての基本構成を採る。本来、二次側に直列共振回路を備える電圧共振形コンバータは、良好な定電圧制御の感度特性を有することから、定電圧制御に必要なスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）も狭いが、中間負荷時においてＺＶＳ動作が得られなくなるという異常動作を生じやすい。本発明では、コンバータトランス自体については所定のギャップ長によるギャップを形成することで所定の結合係数を設定し、コンバータトランスの一次巻線及び二次巻線の少なくとも何れか一方に対して直列接続されるインダクタを挿入することで、このインダクタのインダクタンスと、コンバータトランス自体のリーケージインダクタンスとの合成により、電源回路内におけるコンバータトランスの一次側と二次側との総合的な結合係数（総合結合係数）について、疎結合と見なされる所定値が設定されるようにしている。
このようにして総合結合係数を設定することにより、少なくともＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源に対応する直流入力電圧レベルの範囲にわたり、中間負荷とされる負荷条件範囲の下でＺＶＳ（Zero Voltage Switching：ゼロ電圧スイッチング）動作が得られなくなる異常動作を解消して、適正なＺＶＳ動作を得ている。
また、電圧共振形コンバータを形成する一次側並列共振回路の共振周波数と、二次側直列共振回路の共振周波数の設定により、所定の負荷条件の下で、一定以上の電力変換効率特性が得られるようにされる。
また、アクティブクランプ回路を備えて、本来は一次側並列共振コンデンサに流れるべき充放電電流を補助スイッチング素子に流すようにすることで、一次側並列共振コンデンサの両端電圧となる電圧共振パルスのピークレベルが抑制される。

このようにして本発明は、電圧共振形コンバータに二次側直列共振回路を設けてスイッチング周波数の必要制御範囲の縮小を図ったうえで、総合結合係数の設定により、少なくともＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源に対応する直流入力電圧レベルの範囲にわたって、中間負荷時にＺＶＳしなくなる異常動作を解消している。これにより、電圧共振形スイッチングコンバータのワイドレンジ対応化が容易に実現可能となるなど、広い商用交流電源入力の範囲に対応可能となる。
このような商用交流電源入力についての対応範囲の拡大を実現するための基本構成としては、電圧共振形コンバータに二次側直列共振回路を備え、コンバータトランスについて、所要の結合係数が得られる構造とするとともに、コンバータトランスの一次巻線又は二次巻線の少なくとも何れか一方に接続されるインダクタを備えればよい。従って本発明では、部品点数の大きな増加などによるコストアップ、回路の大型化、重量増加などをほとんど伴うことなくワイドレンジ対応が実現されている、ということがいえる。
また、本発明によっては、一次側並列共振回路の共振周波数と二次側直列共振回路の共振周波数の設定により、所定の負荷条件の下で一定以上の電力変換効率が得られるようにしている。電圧共振形コンバータは、高い電力変換効率特性を本来有するが、本発明によっては、電圧共振形コンバータを備える電源回路として、より良好な電力変換効率特性を得ることができる。また、上記のようにして異常動作が解消されて、対応負荷電力の全領域におけるＺＶＳ動作が維持されることも、電力変換効率特性の向上に寄与している。
また、アクティブクランプ回路により電圧共振パルスのピークレベルが抑制されることで、メインスイッチング素子をはじめとする部品素子について、低耐圧品を選定できることになる。これにより、コストダウン、回路の小型軽量化、部品素子の性能の向上による電源回路の信頼性向上などが図られる。

図１の回路図は、本発明を実施するための最良の形態（実施の形態）として、第１の実施の形態の電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、シングルエンド方式による電圧共振形スイッチングコンバータとしての基本構成を採る。
この図に示すスイッチング電源回路においては、まず、商用交流電源ＡＣのラインに対して、図示するようにして、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLが挿入される。これらコモンモードチョークコイルＣＭＣ、及びアクロスコンデンサＣL，ＣLにより、商用交流電源ＡＣのラインに重畳するコモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが形成される。

商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）は、ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流され、その整流出力は平滑コンデンサＣｉに充電される。これにより平滑コンデンサＣｉの両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のスイッチングコンバータのための直流入力電圧となる。

この図において、上記整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うスイッチングコンバータは、例えば１石のスイッチング素子Ｑ1を備えたシングルエンド方式の電圧共振形コンバータとして形成される。この場合のスイッチング素子Ｑ1には高耐圧のＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。また、この場合の電圧共振形コンバータの駆動方式は、発振・ドライブ回路２によりスイッチング素子をスイッチング駆動する他励式である。

スイッチング素子Ｑ1のゲートに対しては、発振・ドライブ回路２から出力されるスイッチング駆動信号（電圧）が印加されるようになっている。
また、スイッチング素子Ｑ1のドレインは、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻始め端部と接続される。一次巻線Ｎ1の巻き終わり端部は、高周波チョークコイル（インダクタ）Ｌ10の直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。従って、この場合には、直流入力電圧（Ｅｉ）は、高周波チョークコイルＬ10−一次巻線Ｎ1の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ1に供給されるようになっている。スイッチング素子Ｑ1のソースは一次側アースに接続される。

この場合のスイッチング素子Ｑ1には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されていることから、図示するようにして、ソース−ドレイン間に対して並列に接続されるようにしてボディダイオードＤDを内蔵する。このボディダイオードＤDとしては、アノードがスイッチング素子Ｑ1のソースと接続され、カソードがスイッチング素子Ｑ1のドレインと接続される状態を形成する。このボディダイオードＤDは、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ動作（スイッチング動作）により生じる、逆方向のスイッチング電流を流す経路を形成する。

そして、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
一次側並列共振コンデンサＣｒは、少なくとも自身のキャパシタンスと絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンスＬ1とによって、スイッチング素子Ｑ1に流れるスイッチング電流に対する一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成する。この一次側並列共振回路が共振動作を行うことによって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として電圧共振形の動作が得られる。これに応じて、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）Ｖ1としては、そのオフ期間において正弦波状の共振パルス波形が得られる。ただし、本実施の形態においては、一次巻線Ｎ1に対して高周波チョークコイルL10が直列に接続されていることで、上記した一次側並列共振回路を形成するインダクタンス成分としては、この高周波チョークコイルＬ10のインダクタンスと上記一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1を合成したもの（Ｌ1＋Ｌ10）となる。

発振・ドライブ回路２は、例えば他励式によりスイッチング素子Ｑ1を駆動するために、発振回路と、この発振回路により得られた発振信号に基づいて、ＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング駆動するためのゲート電圧であるドライブ信号を生成して、スイッチング素子Ｑ1のゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、ドライブ信号の周期に応じたスイッチング周波数に従って連続的にオン／オフ動作を行う。つまり、スイッチング動作を行う。

絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側と二次側とを直流的に絶縁した状態で、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を二次側に伝送する。
図２は、図１の電源回路が備える絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を示す断面図である。
この図に示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ2を巻装する。このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。

そのうえで、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、図のようにして、例えばギャップ長2mm程度以上のギャップＧを形成する。これによって、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．７程度以下による疎結合の状態を得るようにしている。つまり、従来技術として図１３に示した電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも、さらに疎結合の状態としている。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部（巻始め端部）は、前述もしたように、スイッチング素子Ｑ1のドレインと接続されている。これにより、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が一次巻線Ｎ1に伝達され、一次巻線Ｎ1には交番電圧が生じる。また、一次巻線Ｎ1の他端（巻終わり端部）は、高周波チョークコイルＬ10の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。
この二次巻線Ｎ2に対しては、二次側直列共振コンデンサＣ3を直列となる接続関係によりに接続している。これにより、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサＣ3のキャパシタンスとによって二次側直列共振回路を形成する。この二次側直列共振回路は、後述する二次側整流回路の整流動作に応じて共振動作を行うが、これにより、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流は正弦波状となる。つまり、二次側において電流共振動作が得られる。

この場合の二次側整流回路は、上記のようにして二次側直列共振コンデンサＣ3が接続された二次巻線Ｎ2に対して、４本の整流ダイオードＤo1，Ｄo2，Ｄo3，Ｄo4から成るブリッジ整流回路と、１本の平滑コンデンサＣｏを下記のように接続することで全波整流回路（ブリッジ全波整流回路）として形成される。
二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部は、二次側直列共振コンデンサＣ3の直列接続を介して、整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードの接続点に接続する。また、二次巻線Ｎ2の巻始め端部を、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードの接続点に接続する。整流ダイオードＤo1のカソードと整流ダイオードＤo3のカソードを平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アースに接続する。整流ダイオードＤo2のアノードと整流ダイオードＤo4のアノードも二次側アースに接続する。

上記のようにして形成される全波整流回路によっては、二次巻線Ｎ2に誘起（励起）される交番電圧の一方の半周期において、ブリッジ整流回路の整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］の組が導通して、平滑コンデンサＣoに対して整流電流を充電する動作が得られる。また、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の他方の半周期においては、整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］の組が導通して平滑コンデンサＣoに対して整流電流を充電する動作が得られる。
これによって平滑コンデンサＣoの両端電圧として、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧のレベルの等倍に対応したレベルの二次側直流出力電圧Ｅoが生成される。
このようにして得られた二次側直流出力電圧Ｅoは、図示しない負荷に供給されるとともに、後述する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
また、上記全波整流回路が整流動作を行うのに応じて、二次側直列共振回路による電圧共振動作と、二次側直列共振回路による電流共振動作が得られることになる。また、このような構成では、二次側の整流回路は、二次側直列共振回路の共振出力について整流平滑化を行っているものとしてみることもできる。

制御回路１は、入力された二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作（スイッチング周波数、オン期間／オフ期間の時比率など）を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ1を駆動する。

上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2側に伝送される電力量、また、二次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベル変動がキャンセルされるようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを制御する動作が得られることになる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られる。

また、この図に示す電源回路の一次側には、アクティブクランプ回路１０が備えられる。
アクティブクランプ回路１０は、補助スイッチング素子Ｑ2，クランプコンデンサＣCL，クランプダイオードＤD2を備えて形成される。この場合、補助スイッチング素子Ｑ2についてはＭＯＳ−ＦＥＴが選定される。クランプダイオードＤD2は、補助スイッチング素子Ｑ2が備えるボディダイオードとされ、アノードが補助スイッチング素子Ｑ2のソースに対して接続され、カソードが補助スイッチング素子Ｑ2のドレインに対して接続される。
また、補助スイッチング素子Ｑ2を駆動するための駆動回路系として、駆動巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，ゲート抵抗Ｒg、及びゲート−ドレイン間抵抗Ｒ1を備えて成る。
なお、以降において、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータを形成する側のスイッチング素子Ｑ1については、上記補助スイッチング素子Ｑ2と区別するために、メインスイッチング素子Ｑ1ともいうことにする。

補助スイッチング素子Ｑ2のドレインはクランプコンデンサＣCLの一方の端子と接続され、クランプコンデンサＣCLの他方の端子は、整流平滑電圧Ｅｉのラインと一次巻線Ｎ1の巻き終わり端部との接続点に対して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソースは一次巻線Ｎ1の巻始め側の端部に対して接続される。
つまり、本実施の形態のアクティブクランプ回路１０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2//クランプダイオードＤD2の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣCLを直列に接続して成るものとされる。そして、このようにして形成される回路を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して構成される。

また、補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回路系としては、図示するように、補助スイッチング素子Ｑ2のゲート−ドレイン間に対してゲート−ドレイン間抵抗Ｒ1を挿入する。また、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して抵抗Ｒg−コンデンサＣｇ−駆動巻線Ｎｇの直列接続回路を接続する。これら直列接続回路及び抵抗Ｒ1により、補助スイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆動回路を形成する。ここでの駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて、一次巻線Ｎ1の巻始め端部側を巻き上げるようにして巻装することで形成されており、この場合の巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。これにより、駆動巻線Ｎｇには、一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧により誘起された電圧が発生する。また、この場合には、その巻方向の関係から、一次巻線Ｎ1と駆動巻線Ｎｇとは逆極性の電圧が得られる。なお、駆動巻線Ｎｇのターン数は１Ｔであればその動作は保証されるが、これに限定されるものではない。

上記アクティブクランプ回路１０は、後述するようにして、メインスイッチング素子Ｑ1//一次側並列共振コンデンサＣｒの並列回路の両端に発生するスイッチング電圧（並列共振電圧）Ｖ1として、メインスイッチング素子Ｑ１のオフ時に発生する電圧共振パルスのピークレベルを抑制するように動作する。

ここで、上記図１に示した回路形態の電源回路の実際として、要部については、下記のように設定を行って構成している。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コアについてEER-35を選定して、ギャップＧについては2.2mmのギャップ長を設定した。一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の各巻数（ターン数）Tについては、Ｎ1＝35T、Ｎ2＝52Tを選定している。これにより、二次巻線Ｎ2の１ターン(T)あたりの誘起電圧レベルについては３Ｖ／Ｔとなり、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ＝0.66が設定される。
なお、上記EERのコアは、よく知られているように、製品としてのコアの型式、規格の１つであり、この型式には、EEのあることも知られている。本願においてＥＥ型という場合には、断面がＥＥ字形状であることに応じて、EER、EEの何れのタイプについてもＥＥ型のコアであるとして扱うものとする。
また、メインスイッチング素子Ｑ1については、10A/600V耐圧のものを選定している。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスについてはＣｒ＝2200pＦを選定し、二次側直列共振コンデンサＣ3のキャパシタンスについてはＣ3＝0.012μＦを選定した。また、高周波チョークコイルＬ10のインダクタンスについては、Ｌ10＝47μHを選定した。
また、対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）とし、二次側直流出力電圧Ｅｏの定格レベルは１３５Ｖとしている。
また、アクティブクランプ回路１０に関しては、クランプコンデンサＣCL＝0.056μＦ、駆動巻線Ｎg＝1T、コンデンサＣg＝0.033μＦ、ゲート抵抗Ｒg＝4.7Ω、ゲート−ソース間抵抗Ｒ1＝1kΩをそれぞれ選定する。また、補助スイッチング素子Ｑ2については、10A/600V耐圧のものを選定している。

ここで、図１に示す電源回路における一次巻線Ｎ1と、高周波チョークコイルＬ10との接続関係を見てみると、これらは、平滑コンデンサＣｉの正極端子とメインスイッチング素子Ｑ1のドレインとの間で直列接続回路を形成しているものとしてみることができる。
このことから、図１に示す電源回路の実際として、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側のリーケージインダクタンスの成分は、一次巻線Ｎ1自体のリーケージインダクタンスＬ1と、高周波チョークコイルＬ10のインダクタンスとを合成したものとしてみることができる。つまり、Ｌ1＋Ｌ10により表すことができる。

このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものの結合係数ｋとしては、前述したように、例えばｋ＝0.66を設定しているのであるが、上記のようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側のリーケージインダクタンスが、高周波チョークコイルＬ10のインダクタンスの合成分によって増加することで、電源回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合的な結合係数としては、0.66よりも低い値が得られることになる。つまり、電源回路としてみた、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の間の総合的な結合度としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造自体による結合係数ｋに対して、より低く設定されることになる。この結合度についての数値を、ここでは、総合結合係数ｋｔとして扱う。
本実施の形態としては、例えば、高周波チョークコイルＬ10について、所定のインダクタンス値を設定することで、総合結合係数ｋtについて、0.6以程度以下の疎結合とみなされる値を設定することとし、実際としては、ｋt＝0.57を設定することとしている。この場合の総合結合係数ｋtの設定要素としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造自体による結合係数ｋと、高周波チョークコイルＬ10のインダクタンスであることになる。

そして、本実施の形態では、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスと、上記総合結合係数ｋtに応じた一次側のリーケージインダクタンス（Ｌ1）を設定要素として、一次側並列共振回路の共振周波数fo1が設定されることになる。
また、二次側直列共振回路の共振周波数fo2については、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2側のリーケージインダクタンスＬ2とにより設定される。

本実施の形態において、図１に示す電源回路の共振周波数fo1については、次のようにして扱うものとする。
次に説明する図３の波形図に示されるように、図１に示す電源回路における一次側のスイッチングコンバータの動作としては、電圧共振形コンバータ（メインスイッチング素子Ｑ1）とアクティブクランプ回路１０のスイッチング動作が複合的に行われているものとしてみることができる。また、このことは、一次側並列共振コンデンサＣｒと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とにより形成される一次側並列共振回路（ここでは一次側並列共振回路ａという）と、クランプコンデンサＣCLと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とにより形成される並列共振回路（ここでは一次側並列共振回路ｂという）とが、一次側において複合的に動作しているものとして考えることができる。この場合において、一次側並列共振回路aは、メインスイッチング素子Ｑ1がオンの期間に共振動作を行い、一次側並列共振回路ｂは、補助スイッチング素子Ｑ2がオンの期間に共振動作を行うものとして扱うことができる。
ここで、総合結合係数ｋtに対応する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側のリーケージインダクタンス（一次側の総合リーケージインダクタンスＬ1t）としては、一次巻線Ｎ1自体のリーケージインダクタンスＬ1＝153μH、高周波チョークコイルＬ10のインダクタンスＬ10＝47μHとされていることで、
Ｌ1t＝Ｌ1＋Ｌ10＝153μH＋47μH＝200μH
となる。
従って、一次側並列共振回路aの共振周波数fo1aは、一次側並列共振コンデンサＣｒ＝2200pFと、一次側の総合リーケージインダクタンスＬ1t＝200μHとにより、fo1a≒239.9kHzを設定していることになる。
また、一次側並列共振回路ｂの共振周波数fo1bは、クランプコンデンサＣCL＝0.056μＦ、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側の総合リーケージインダクタンスＬ1t＝200μHにより、fo1b≒47.6kHzを設定していることになる。
このようにして、図１の回路の一次側では、２つの一次側並列共振回路ごとに異なる周波数値の２つの共振周波数が存在する。そこで、本実施の形態では、これらの一次側並列共振回路を１つに統合してみた場合の並列共振周波数fo1としては、fo1＝（fo1a＋fo1b）／2で表すものとする。つまり、上記一次側並列共振回路a、ｂの各共振周波数fo1a，fo1bの平均値を、一次側並列共振回路の並列共振周波数fo1として扱うものとする。この場合には、fo1＝（239.9kHz＋47.6kHz）／2＝143.8ｋHz（143.75kHz）となる。
つまり、本実施の形態における共振周波数fo1は、一次側直列共振回路のみではなく、アクティブクランプ回路１０の動作を加味したうえでの一次側スイッチングコンバータの動作により得られる一次側並列共振回路の共振周波数として扱う。そこで、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスを形成要素とする一次側並列共振回路ａの共振周波数fo1aについては、かかるアクティブクランプ回路１０の存在により得られる、fo1＝（fo1a＋fo1b）／2で表される共振周波数fo1について、しかるべき値が選定されるようにして設定するものであるという考え方を取ることができる。
また、二次側直列共振回路の共振周波数fo2については、二次側直列共振コンデンサＣ3＝0.012μＦと、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2＝340μHにより、fo2≒78.8kHzが設定される。この場合の共振周波数fo1，fo2についての相対的な関係としては、fo1≒1.8×fo2が成立するようにして設定していることになる。

図３の波形図は、上記構成による図１の電源回路における要部の動作を、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期により示しており、図３（ａ）には、最大負荷電力Pomax＝３００Ｗ時におけるスイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、クランプ電流ＩQ2、電流Ｉcr、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電流Ｉ2が示される。図３（ｂ）には、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時における、上記各波形が示されている。

スイッチング電圧Ｖ1は、メインスイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間の両端電圧であり（並列共振コンデンサＣｒの両端電圧でもある）、スイッチング電流ＩQ1は、メインスイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流となる。スイッチング電圧Ｖ1及びスイッチング電流ＩQ1によっては、メインスイッチング素子Ｑ1のオン／オフタイミングが示される。１スイッチング周期は、メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなるべき期間ＴONと、オフとなるべき期間ＴOFFとに分けられ、スイッチング電圧Ｖ1は、期間ＴONにおいては０レベルで、期間ＴOFFにおいて電圧共振パルスが得られる波形となる。このスイッチング電圧Ｖ1としての電圧共振パルスは、本来は、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることにより、正弦波状の共振波形として得られる。しかし、本実施の形態では、アクティブクランプ回路１０が後述するようにして動作することで、電圧共振パルスのピークが抑制される波形形状となる。

スイッチング電流ＩQ1は、期間ＴOFFにおいては０レベルであり、この期間ＴOFFが終了して期間ＴONが開始されてターンオンタイミングに至ると、先ず、ボディダイオードＤDを流れることで負極性の波形となり、続いてドレインからソースに流れることで正極性に反転する波形となる。このようなスイッチング電流ＩQ1の波形は、適正にＺＶＳ(Zero Volt Switching)、ＺＣＳ(Zero Current Switching)が行われていることを示している。また、このスイッチング電流ＩQ1は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリーケージインダクタンスＬ1を介してメインスイッチング素子Ｑ1に流れるものとしてみることができる。

一次巻線電流Ｉ1は、一次巻線Ｎ1に流れる電流であり、スイッチング電流ＩQ1に流れる電流成分と一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなる。一次巻線電流Ｉ1における期間ＴOFFの波形は、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流波形に対応している。

二次巻線Ｎ2に交番電圧が誘起されることで、二次巻線電圧が正極性で一定以上のレベルとなる一方の半周期の期間に整流ダイオードＤo1，Ｄo4の組が導通して、この導通期間内に整流電流を平滑コンデンサＣｏに対して流す。また、二次巻線電圧が負極性で一定以上の絶対値レベルとなる他方の半周期の期間に整流ダイオードＤo2，Ｄo3の組が導通して、この導通期間内に整流電流を平滑コンデンサＣｏに対して流す。
二次巻線電流Ｉ2は、整流ダイオードＤo1，Ｄo4の組と整流ダイオードＤo2，Ｄo3の組を流れる、両波の期間の整流電流に流れる電流が合成された波形として得られる。このとき、二次巻線Ｎ2と二次側直列共振コンデンサＣ3の直列接続には、二次巻線Ｎ2の誘起電圧の両波の期間の整流電流が流れるようになっており、これに伴って、二次側直列共振回路の共振動作が得られる。これに応じて、二次巻線電流Ｉ2には、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた波形成分が現れる。
なお、図示していないが、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時においては、整流ダイオードＤo1，Ｄo4、整流ダイオードＤo2，Ｄo3の各導通期間内にあっても、これらの整流ダイオードに流れるものとされる整流電流は０レベルとなる。

また、この図３（ａ）（ｂ）の波形図において、アクティブクランプ回路１０の動作は、１スイッチング周期内において遷移する、mode1〜5までの５段階の動作モードとして示される。
先ず、メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいてはmode1としての動作が得られる。このとき、補助スイッチング素子Ｑ2は、この期間ＴONにおいてはオフ状態にある。つまり、mode１は、補助スイッチング素子Ｑ2がオフ状態となるように制御されるモードである。

このmode1（期間ＴON）において、スイッチング電流ＩQ1は、上記もしたように、ターンオン直後において負極性によりクランプダイオードＤD2に流れた後に反転して正極性によりメインスイッチング素子Ｑ1のソースからドレインの方向に流れる。
ここで、スイッチング電流ＩQ1が負極性により流れる期間は、直前の期間td2の終了を以て、一次側並列共振コンデンサＣｒにおける放電が終了することで、クランプダイオードＤDが導通し、クランプダイオードＤD→一次巻線Ｎ1を介してスイッチング出力電流ＩQ1を流すことで、電源側に電力を回生するモードとなる。この電力回生の動作を終了して、スイッチング電流ＩQ1は、平滑コンデンサＣｉから一次巻線Ｎ1から供給されるようにして、メインスイッチング素子Ｑ1のソース−ドレインを流れるようにされる。

上記mode1に対応する期間ＴONが終了して、期間ＴOFFに至ったとされると、先ず、mode2に対応する期間td1が開始される。
この期間td1では、メインスイッチング素子Ｑ1がターンオフすることで、一次巻線Ｎ1に流れていた電流は、図３に示す電流Ｉcrとして、一次側並列共振コンデンサＣｒを充電するようにして流れることになる。このときに、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる充電電流は、正極性によりパルス的に現れる波形となるが、これは部分共振モードとしての動作とされる。また、このときには、メインスイッチング素子Ｑ1に対して並列に一次側並列共振コンデンサＣｒが接続されていることで、メインスイッチング素子Ｑ1はＺＶＳによりターンオフされる。

続いては、補助スイッチング素子Ｑ2がオン状態となるように制御されると共に、メインスイッチング素子Ｑ1がオフ状態にあるように制御される期間となり、これは、図３に示す期間ＴON2に相当する。このように、補助スイッチング素子Ｑ2は、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF内においてオンとなるスイッチング動作となるようにしてオン／オフ制御される。
この期間ＴON2は、アクティブクランプ回路１０の動作期間であり、先ずmode3としての動作を行った後にmode4としての動作を行うようにされる。

先のmode2の動作では、一次巻線Ｎ1から一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流Ｉcrによって、一次側並列共振コンデンサＣｒに対する充電が行われるが、これによりmode2に続くmode3の動作としては、一次巻線Ｎ1に得られている電圧レベルが、初期時（期間ＴON2開始時）におけるクランプコンデンサＣCLの両端電圧レベルに対して同電位もしくはそれ以上となる。これにより、補助スイッチング素子Ｑ2に並列接続されるクランプダイオードＤD2の導通条件が満たされて導通することで、クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCLの経路で電流が流れるようにされ、クランプ電流ＩQ2としては、図３に示す期間ＴON2開始時以降において、負方向から時間経過に従って０レベルに近づく鋸歯状波形が得られることになる。
先に記載したように、例えばクランプコンデンサＣCLのキャパシタンスはＣCL＝0.056μＦであるのに対して、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスはＣｒ＝2200ｐＦであり、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスのほうが、クランプコンデンサＣCLのキャパシタンスと比較して相当に小さい。このようなクランプコンデンサＣCLと一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスの選定とすれば、mode3としての動作によっては、大部分の電流がクランプ電流ＩQ2としてクランプコンデンサＣCLに対して流れるようにされ、一次側並列共振コンデンサＣｒに対してはほとんど流れない。この結果、この期間ＴON2時における一次側並列共振コンデンサＣｒに対する充電電流量が低減されることとなって、スイッチング電圧Ｖ1における電圧共振パルスの傾きは緩やかとなるようにされ、そのピークレベルＶ1pが抑制されることになる。即ち、電圧共振パルスに対するクランプ動作が得られる。

なお、確認のために述べておくと、図１に示す構成の下で、アクティブクランプ回路１０を備えない場合には、期間ＴOFFの全期間において充放電電流が流れることで、例えば、電圧共振パルスは正弦波状の急峻な波形となり、このピークレベルは、アクティブクランプ回路１０を備える場合より上昇する。

そして、期間ＴON2において上記mode3が終了すると引き続いてmode4としての動作に移行する。
このmode4開始時は、図３に示すクランプ電流ＩQ2が負の方向から正方向に反転するタイミングとされる。このタイミングでは、補助スイッチング素子Ｑ2は、このクランプ電流ＩQ2が負極性から正極性に反転するタイミングで、ＺＶＳ及びＺＣＳによりターンオンする。このようにして補助スイッチング素子Ｑ2がオンとなる状態では、このときに得られる一次側並列共振回路の共振作用によって、一次巻線Ｎ1→クランプコンデンサＣCLを介して、補助スイッチング素子Ｑ2のドレイン→ソースにクランプ電流ＩQ2が流れ、図３に示すように、正極性により増加していく波形が得られる。

ここで、図示していないが、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに印加される電圧は、駆動巻線Ｎｇに誘起された電圧とされ、これは矩形波状のパルス電圧となる。
そして、期間td1及び期間td2は、メインスイッチング素子Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2が共にオフとなるスレッシュホールド期間とされ、上記ゲート流入電流が流れることによってこのスレッシュホールド期間が保持されるものである。

上記mode4の動作は、補助スイッチング素子Ｑ2がターンオンしていることで、これまで期間ＴOFFにおいて０レベルとされていた、補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧が立ち上がりを開始するタイミングを以て終了するようにされ、続いては、期間td2におけるmode5としての動作に移行する。
mode5では、一次側並列共振コンデンサＣｒから一次巻線Ｎ1に対して放電電流を流す動作が得られる。つまり部分共振動作が得られる。この部分共振動作としての放電は、図３では、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流Ｉcrとして、期間td2のみにおいて負極性の方向で流れるパルス状の波形として示されている。
このときにメインスイッチング素子Ｑ1にかかるスイッチング電圧Ｖ1の電圧共振パルスは、上述もしたように一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスが、クランプコンデンサＣCLのキャパシタンスより小さいことによって、その傾きが大きいものとなり、図示するようにして、急速に０レベルに向かって下降するようにして立ち下がっていく。
そして、補助スイッチング素子Ｑ2は、上記mode4が終了してmode5が開始されるタイミングでターンオフを開始するが、このときには、上記したようにして電圧共振パルス（スイッチング電圧Ｖ1）が或る傾きを有して立ち下がることで、ＺＶＳによるターンオフ動作となる。
アクティブクランプ回路１０は、このようなmode1〜5の動作を１スイッチング周期ごとに繰り返す。

これまでに説明した各部の動作をふまえて、図３（ａ）に示される最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ時と、図３（ｂ）に示される最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時の波形を比較してみると、一次側スイッチングコンバータの動作としては、無負荷（軽負荷）の傾向となっていくのに従って、１スイッチング周期（ＴOFF＋ＴON）の期間長は短くなっている、つまり、スイッチング周波数fsが高くなっている。このことは、定電圧制御動作として、先に説明した、負荷変動に応じてスイッチング周波数fsが可変されるスイッチング周波数制御の動作が含まれていることを示す。
これとともに、１スイッチング周期内における期間ＴOFF，ＴONの時比率（デューティ比）については、軽負荷の傾向となるのに従って、期間ＴOFFのほうが期間ＴONに対して大きくなるようにして変化している。これは、定電圧制御動作として、スイッチング周波数を可変するスイッチング周波数制御と、１スイッチング周期内におけるオン期間とオフ期間の時比率を可変するＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御とを複合的に実行するようにして、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作を制御しているものとみることができる。このような複合制御は制御感度が高い。

但し、本実施の形態の場合には、１スイッチング周期内における期間ＴOFF，ＴONの時比率については、アクティブクランプ回路１０を備えない場合よりも、期間ＴOFFが拡大する傾向となる。これは、アクティブクランプ回路１０により電圧共振パルス（Ｖ1）のピークレベルＶ1pが抑制されていることによる。電圧共振パルス（Ｖ1）は、そのピークレベルＶ1pが抑制される分、その導通角（電圧共振パルスのパルス幅）は拡大するようにして変化する。
前述したように、一次側並列共振コンデンサＣｒとクランプコンデンサＣCLとのキャパシタンスについては、一次側並列共振コンデンサＣｒに対してクランプコンデンサＣCLのほうのキャパシタンスを相当に大きく選定している。電圧共振パルスの抑制の度合いは、この一次側並列共振コンデンサＣｒとクランプコンデンサＣCLのキャパシタンスの差を広げるほど大きくなる。しかし、これに伴って、電圧共振パルス（Ｖ1）の導通角が拡大する度合いも大きくなる。１スイッチング周期内における電圧共振パルス（Ｖ1）の導通角、つまりメインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間（ＴOFF）が拡大することによっては、その分メインスイッチング素子Ｑ1のオン期間（ＴON）が短縮されることになる。一定以上にオン期間（ＴON）が短縮されると、メインスイッチング素子Ｑ1におけるスイッチング損失や、一次側から二次側への伝送電力量の低下などが問題となる場合がある。本実施の形態では、必要とされる電圧共振パルスの抑制レベルと、スイッチング損失や伝送電力量などとのバランスを考慮して試験等を行った結果として、クランプコンデンサＣCL及び一次側並列共振コンデンサＣｒについての各キャパシタンス（ＣCL＝0.056μＦ、Ｃｒ＝2200ｐＦ）を選定した。このキャパシタンス選定では、ＣCL≒25×Ｃｒの関係が得られているとみることができる。

図４は、図１に示した電源回路についての実験結果として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時と、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時における、負荷変動（Ｐｏmin＝０Ｗ〜Ｐｏmax＝３００Ｗ）に対するAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）、スイッチング周波数fs、及び電圧共振パルス（スイッチング電圧Ｖ1）のピークレベルＶ1pの変化特性を示している。

この図によれば、先ず、スイッチング周波数fsは、図３にて説明したように、負荷変動に対しては軽負荷の傾向となるのに応じて高くなっていく傾向で変化し、交流入力電圧変動に対しては交流入力電圧ＶACが上昇するのに応じて高くなっていく傾向で変化している。このことは、定電圧制御動作が、軽負荷傾向及び交流入力電圧の上昇傾向に伴って二次側直流出力電圧Ｅoが上昇するのに応じては、スイッチング周波数fsを高く制御する動作であることを示している。

上記スイッチング周波数fｓの具体値としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの範囲に対応して、fs＝95.0kHz〜120.0kHzで、Δfs＝25.0kHzとなり、このスイッチング周波数の変化に対応するメインスイッチング素子Ｑ1のオン期間である期間ＴONとオフ期間である期間ＴOFFは、それぞれ、ＴON＝6.0s〜2.3μs、ＴOFF＝4.5〜6.0μsとなる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの範囲に対応して、fs＝140.0kHz〜170.0kHzで、Δfs＝30.0kHzとなり、このスイッチング周波数の変化に対応する期間ＴON／ＴOFFは、ＴON＝3.2μs〜0.4μs、ＴOFF＝4.0〜5.5μsとなる。
上記のようなスイッチング周波数ｆｓ及び期間ＴON，ＴOFFの特性によっても、先に説明したように、定電圧制御動作として、スイッチング周波数制御とＰＷＭ制御との複合制御が行われていることが示されている。

また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）は、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗから負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ程度の範囲では軽負荷の傾向となるのに従って増加し、これより軽負荷の条件となるのに応じて低下していく特性となっている。
最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ時のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝９２．２％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではηAC→DC＝９０．８％との測定結果が得られた。

また、電圧共振パルス（Ｖ1）のピークレベルＶ1pは、重負荷の傾向となってスイッチングコンバータに流れる電流の増加に伴い、一次側並列共振コンデンサＣｒに充電される電流量が増加するのに応じて上昇する特性となっている。ピークレベルＶ1pが最大値となる最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ時の特性として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではＶ1p≒４５０Ｖｐ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではＶ1p≒５５０Ｖｐとなる測定結果が得られている。
このような電圧共振パルス（Ｖ1）のピークレベルＶ1pの特性とされることで、メインスイッチング素子Ｑ1については、先に記載したように、６００Ｖの耐圧品（例えばTO-220パッケージ）を選定することができる。また、補助スイッチング素子Ｑ2についても同様に６００Ｖの耐圧品を選定することができる。例えば図９に示した電源回路では、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗであり、本実施の形態よりも軽い最大負荷条件でありながら、メインスイッチング素子Ｑ1には９００Ｖの耐圧品が必要とされていた。また、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗに対応する図１の電源回路からアクティブクランプ回路１０を省略した場合には、メインスイッチング素子Ｑ1には１２００Ｖ（例えばTO-3Pパッケージ）の耐圧品を選定する必要がある。つまり、本実施の形態では、メインスイッチング素子Ｑ1（及び補助スイッチング素子Ｑ2）、さらに、メインスイッチング素子Ｑ1に並列接続される一次側並列共振コンデンサＣｒなどついて、より低耐圧の部品を選定できる。
このようにして、各部品について低耐圧品を選定できることで、これら部品素子の特性が向上する。例えばメインスイッチング素子Ｑ1について、スイッチング特性がより良好なものとなるため、電力損失の低減や回路としての信頼性の向上が図られる。また、低耐圧品とされることで、部品サイズも小型となるので、回路基板の小型軽量化の促進を図ることも可能になる。また、部品にかかるコストも削減される。

また、上記図４に示した図１の電源回路の特性によると、先ず、スイッチング周波数については、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの入力で、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの変動に対して、fs＝95.0kHz〜120.0kHzで、Δfs＝25.0kHzとなっており、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの入力で、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの変動に対して、fs＝140.0kHz〜170.0kHzで、Δfs＝30.0kHzとなっている。このようなスイッチング周波数ｆｓの変動範囲は、例えば現状におけるスイッチング駆動用ＩＣが対応する駆動周波数の範囲に対して充分な余裕をもって収まっている。
また、例えば電力変換効率特性についてみると、交流入力電圧ＶAC＝１００ＶとＶAC＝２３０Ｖの何れの条件においても、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの変動に対して実用上充分なηAC→DCの値が得られている。
このことは、図１の電源回路が、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に対応して動作する、ワイドレンジ対応といわれる電源回路としての実用が実現化されていることを示している。以下、この点について説明する。

従来例として先に図１１に示した電源回路の構成でのワイドレンジ対応化が困難とされていたことの要因は、二次側に共振回路を備える電圧共振形コンバータとして、二次側並列共振回路を備えていることによる。この構成の電源回路の定電圧制御は、図１３により説明したように、期間ＴOFFが固定とされたうえで期間ＴONを可変することでスイッチング周波数を可変する、スイッチング周波数制御となっている。つまり、定電圧制御としては、スイッチング周波数制御の動作のみにより行っている。このために、図１４に示した特性曲線Ｅ，Ｆとして示したように、安定化のためのスイッチング周波数の必要制御範囲（Δｆｓ）が、例えばＡＣ１００Ｖ系の単レンジの条件でも相応に広くなる。ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との商用交流電源のレンジに対応して二次側直流出力電圧を安定化しようとすると、例えば現状のスイッチング駆動では実用的でないとされる範囲にまでスイッチング周波数を引き上げることになる。このことがワイドレンジ対応化の実現を阻害していた。

これに対して、図１に示す電源回路では、先に説明したようにして、ＡＣ１００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時と、ＡＣ２００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の何れの条件にあっても、現状におけるスイッチング駆動用ＩＣが対応する駆動周波数の範囲に収まっている。
これは、図１に示す本実施の形態の電源回路が、電圧共振形コンバータとして、二次側直列共振回路を備えていることに主としては起因している。二次側直列共振回路を組み合わせた電圧共振形コンバータの定電圧制御動作としては、先にも説明したスイッチング周波数制御の動作と、ＰＷＭ制御の動作とが複合的に行われる複合制御となる。つまり、スイッチング周波数制御とともに、期間ＴOFFの変化も含むＰＷＭ制御の動作が得られる。これにより、高い制御感度が得られるために、スイッチング周波数ｆｓの変動範囲（Δｆｓ）としては、縮小される特性を持つことになる。
つまり、本実施の形態の電源回路においては、先ず、定電圧制御に必要なスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲Δｆｓ）について、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両レンジにわたって実用的となる範囲にまで縮小するために、電圧共振形コンバータに対して二次側直列共振回路を備えた基本構成を採ることとしている。

しかし、電圧共振形コンバータに対して二次側直列共振回路を設ける電源回路は、本来的に次のような問題を有していることが、本出願の発明者が行った試験により確認されている。
この説明にあたり、電圧共振形コンバータに対して二次側直列共振回路を設ける電源回路としては、例えば図１の電源回路からアクティブクランプ回路１０及び高周波チョークコイルＬ10を省略し、さらに絶縁コンバータトランスＰＩＴについて、本実施の形態よりも高いとされる従来からの結合係数ｋ＝0.80〜0.85程度を設定した構成を想定する。この場合には、一次巻線Ｎ1に対して直列接続されるインダクタンス素子（高周波チョークコイル）が存在しないので、結合係数ｋと総合結合係数ｋｔとは同等の値となる。ここでは、この電源回路については基本電源回路ということにする。

この基本電源回路は、中間負荷としてみなされる負荷条件のときに、メインスイッチング素子Ｑ1のターンオフタイミングが終了しないうちにメインスイッチング素子Ｑ1に正極方向（この場合はドレイン→ソース方向）に電流がノイズ的に流れるという動作が現れる。
例えば、図３との対応では、図３（ａ）のスイッチング電流ＩQ1は、メインスイッチング素子Ｑ1のターンオフタイミングである期間ＴOFFの終了タイミングまでは０レベルで、ターンオフタイミングが終了してターンオンタイミング（期間ＴONの開始時点）に至ると、先ず、ボディダイオードＤD1を介することで負極性に流れ、その後反転して正極性によりメインスイッチング素子Ｑ1のドレインからソースに流れる。期間ＴONにおいては、メインスイッチング素子Ｑ1の両端電圧であるスイッチング電圧Ｖ1は０Ｖである、図３（ａ）に示されるこのようなスイッチング電流ＩQ1、スイッチング電圧Ｖ1の動作関係は、スイッチング動作としてＺＶＳが得られていることを示している。
これに対して、基本電源回路の中間負荷時においては、メインスイッチング素子Ｑ1のターンオンタイミングの前後で、スイッチング電流ＩQ1について正極性の方向にノイズ的な波形が現れ、ターンオンタイミングにおける負極性の波形が生じなくなる。このような動作は、ＺＶＳが適正に行われていない異常動作である。

このように、例えばシングルエンド方式の電圧共振形コンバータに二次側直列共振回路を組み合わせた形態の基本電源回路は、上記したように定電圧制御のための制御感度が高いことでスイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓも狭く、また、電力変換効率も良好であることが実験の結果確認されているが、上記のようにして、中間負荷時においてＺＶＳの動作が得られなくなる異常動作を生じる。このことが実用化を妨げる要因となっている。

これに対して、図１に示した実施の形態の電源回路では、二次側直列共振回路を備えるシングルエンド方式の電圧共振形コンバータとしての基本構成を採りながらも、中間負荷とされる負荷条件における異常動作を解消して安定したＺＶＳ動作を得ている。このことは、本願発明者が行った実験により確認されている。このようにして、中間負荷時における異常動作が解消される結果、本実施の形態の電源回路は、対応負荷電力（Ｐｏmax＝３００Ｗ〜Ｐｏmin＝０Ｗ）の全領域にわたって正常なＺＶＳ動作が得られることになる。

このような中間負荷時における異常動作の解消は、主としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の総合結合係数ｋtについて、例えばｋt≒0.6程度又はそれ以下とされる疎結合の状態としたことにより得られている。
基本電源回路にて生じる中間負荷時の異常動作は、電圧共振形コンバータを形成する一次側並列共振回路と、二次側直列共振回路とが同時に動作することによる相互作用が原因となっている。
そこで、本実施の形態の電源回路のようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについて、従来よりも低い所要値を設定すれば、上記した一次側並列共振回路と二次側直列共振回路の相互作用は希薄となって、中間負荷時における異常動作も無くなっていくことになる。具体的には、メインスイッチング素子Ｑ1のターンオフが終了するタイミングの前後で正極性のスイッチング電流ＩQ1が流れる現象が観察されなくなり、通常のＺＶＳに対応するスイッチング電流ＩQ1の波形が得られることになる。つまり、ターンオンタイミングで負極性により流れた後に反転して正極性となる波形が得られる。

本実施の形態のようにして、二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータについて、先に説明した一次側と二次側との総合結合係数（ｋt）を設定した構成の電源回路の定電圧制御特性としては、例えば図５により模式的に示される。
図５においては、特性曲線Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄが示される。特性曲線Ａ，Ｂは、それぞれ、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に対応する、所定の商用交流電源入力レベルの条件での最大負荷電力Ｐｏmax時と最小負荷電力Ｐｏmin時の定電圧制御特性を示し、特性曲線Ｃ，Ｄは、それぞれ、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に対応する、上記所定の商用交流電源入力レベルの条件での最大負荷電力Ｐｏmax時と最小負荷電力Ｐｏmin時の定電圧制御特性を示している。

一般的なこととして、並列共振回路は共振周波数に近づくほど共振インピーダンスが高くなる特性である。このために、一次側並列共振回路の共振周波数fo1とスイッチング周波数ｆｓとの関係としては、図の特性曲線Ａ，Ｂとして示しているように、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数に近くなるほど二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが低下する二次関数的な曲線となる。また、特性曲線Ａ，Ｂによれば、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に対応する定電圧制御特性として、同じスイッチング周波数ｆｓでの二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られることも分かる。つまり、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは低下する。
また、直列共振回路は、共振周波数に近づくほど共振インピーダンスは低下する特性となるので、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に対応しては、特性曲線Ｃ，Ｄとして示しているように、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数に近くなるほど二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが上昇する二次関数的な曲線となる。また、この一次側並列共振回路の共振周波数fo1に対応する定電圧制御特性としても、同じスイッチング周波数ｆｓでの二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性である。
そのうえで、本実施の形態では、fo1≒1.8×fo2の関係を設定していることで、スイッチング周波数を示す横軸においても、共振周波数fo1のほうが、共振周波数fo2よりも高い値として示されている。

このような特性曲線Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄが得られる実施の形態の電源回路により、実際に二次側直流出力電圧Ｅoを所定の定格レベルｔｇ（１３５Ｖ）で安定化することとした場合には、スイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、図におけるΔｆｓで示されることになる。このような特性は、例えば、一次側並列共振回路の共振周波数fo1による共振インピーダンス（容量性インダクタンス）に依存する制御から、二次側直列共振回路の共振周波数fo2による共振インピーダンス（誘導性インピーダンス）に依存する制御への遷移を、必要制御範囲Δｆｓの変化によって生じさせているものであることを意味する。
このような制御の遷移が、図４により説明した、負荷変動に応じて変化する定電圧制御動作のモード遷移に対応していると考えることができる、このような動作が、中間負荷時において適正なＺＶＳ動作が得られていることの要因であるとしてとらえることができる。

ところで、ＡＣ１００Ｖ系の商用交流電源レベルにほぼ対応する、交流入力電圧ＶACが約１８０Ｖ以下の商用交流電源入力条件であれば、一次側と二次側の結合度としては、０．７程度以下の疎結合とみなされる結合係数ｋを設定することで、中間負荷時においてＺＶＳ動作が得られなくなる異常動作を解消できる。しかしながら、上記した0.7程度以下の結合係数では、交流入力電圧ＶACが約１８０Ｖ以上の商用交流電源入力のときに、中間負荷時においてＺＶＳ動作が得られなくなる異常動作を生じることが確認されている。この交流入力電圧ＶACが約１８０Ｖ以上での条件で異常動作を解消するためには、一次側と二次側との結合度についてより低く設定して、さらに疎結合の状態とすることが必要になる。
そこで、図１に示す電源回路は、高周波チョークコイルＬ10を一次巻線Ｎ1と直列接続して、一次巻線側のリーケージインダクタンスを増加させ、これにより、0.7程度よりも低い結合係数として、０．６程度又はそれ以下の総合結合係数ｋt（＝0.57）を得ている。
本実施の形態では、上記のようにして総合結合係数ｋtを設定した結果、交流入力電圧ＶACが約１８０Ｖ以上の入力条件においても、中間負荷時におけるＺＶＳ動作を確保している。なお、図１に示す電源回路において絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体に設定される結合係数ｋ（＝0.66）であれば、交流入力電圧ＶACが約１８０Ｖ以下の入力条件での中間負荷のＺＶＳは確保される。

上記したことによれば、本実施の形態の電源回路は、交流入力電圧ＶACが約１８０Ｖ以下の商用交流電源入力と、交流入力電圧ＶACが約１８０Ｖ以上の商用交流電源入力との両者の条件において、対応負荷電力の全領域におけるＺＶＳ動作を確保していることになる。図１に示す本実施の形態の電源回路の実際としては、交流入力電圧ＶAC＝85Ｖ〜264Ｖの入力電圧範囲、及び最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの負荷変動範囲に対応してＺＶＳ動作が確保されることが実験により確認された。
このようにして、図１に示す本実施の形態の電源回路では、電圧共振形コンバータに二次側直列共振回路を備えて定電圧制御の制御感度特性を向上させ、また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の総合結合係数ｋtについて、一定以下の所定値を設定してＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両者の商用交流電源入力の条件の下での中間負荷時における異常動作を解消していることで、ワイドレンジ対応化を実現している。

従来から、スイッチング周波数制御方式により安定化を図るスイッチング電源回路をワイドレンジ対応化するための構成の１つとして、商用交流電源を入力して直流入力電圧（Ｅｉ）を生成する整流回路系について、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、倍電圧整流回路と全波整流回路とで切り換えを行う機能を与える構成が知られている。
この場合には、商用交流電源レベルを検出して、その検出されたレベルに応じて、倍電圧整流回路若しくは全波整流回路が形成されるようにして、電磁リレーを用いたスイッチにより、整流回路系における回路接続の切り換えを行うように回路を構成する。

しかしながら、このような整流回路系の切り換えの構成では、上記しているように、所要数の電磁リレーが必要になる。また、倍電圧整流回路を形成するために少なくとも２本１組の平滑コンデンサを設ける必要も生じる。このため、それだけ部品点数が増加してコストアップとなると共に、電源回路基板のマウント面積も拡大して大型化する。特に、これら平滑コンデンサや電磁リレーは、電源回路を形成する部品のうちでも大型であるから、基板サイズは相当に大きくなってしまう。

また、全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換える構成とした場合において、ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源が入力されているときに、瞬間停電が生じたり、また、交流入力電圧が定格以下に低下するなどして、ＡＣ２００系に対応するよりも低いレベルとなると、ＡＣ１００Ｖ系であると検出して倍電圧整流回路に切り換えるという誤動作が生じたとする。このような誤動作が生じると、ＡＣ２００Ｖ系のレベルの交流入力電圧について倍電圧整流を行うこととなるために、例えばメインスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性もある。

そこで、実際の回路としては、上記のような誤動作が生じないようにするために、メインとなるスイッチングコンバータの直流入力電圧だけではなく、スタンバイ電源側のコンバータ回路の直流入力電圧も検出する構成を採るようにされる。これにより、スタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するための部品の追加などにより、上記したコストアップ、及び回路基板サイズの大型化がさらに助長されてしまうことになる。

また、誤動作防止を目的としてスタンバイ電源側のコンバータの直流入力電圧を検出するということは、整流動作切り換えのための回路を備えるワイドレンジ対応の電源回路としては、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなる。

また、ワイドレンジ対応のための構成として、ＡＣ１００Ｖ系／ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、一次側の電流共振形コンバータの形式をハーフブリッジ結合とフルブリッジ結合とで切り換える構成とすることも知られている。
この構成であれば、例えば上記した瞬間停電などによって、ＡＣ２００Ｖ系の交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ系のレベルにまで低下して誤動作したとしても、スイッチング動作がハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作となるだけであり、スイッチング素子などが耐圧オーバーになることはない。このためにスタンバイ電源側の直流入力電圧を検出する必要もなくなるので、スタンバイ電源を備えない電子機器に対しても採用することが可能となる。また、商用電源ラインにおける切り換えではないために、半導体スイッチによる回路形態の切り換えが可能であるので、電磁リレーのような大型のスイッチ部品は不要となる。

しかし、この構成では、ＡＣ１００Ｖ系時に対応してフルブリッジ結合を形成するために、スイッチング素子を少なくとも４本備える必要がある。つまり、２本のスイッチング素子により形成可能なハーフブリッジ結合方式のみによるコンバータの構成と比較すれば、２本のスイッチング素子を追加する必要があることになる。
また、この構成の場合には、フルブリッジ動作では４石がスイッチング動作を行い、ハーフブリッジ動作でも３石のスイッチング素子がスイッチング動作を行う。共振形コンバータは、低スイッチングノイズではあるが、このようにしてスイッチングを行うスイッチング素子数が増加するほどスイッチングノイズに関しては不利となる。

このようにして、ワイドレンジ対応として上記した何れの構成を採った場合にも、単レンジ対応の構成と比較した場合には、部品点数の増加などによる回路規模の拡大、コストアップがさけられない。また、前者の構成では機器への利用範囲の制限、後者の構成ではスイッチングノイズの増加など、それぞれ、単レンジ対応の構成では抱えていなかった固有の問題が生じる。

これに対して、本実施の形態の構成によりワイドレンジ対応化が実現されるのであれば上記しているような、商用交流電源の定格レベルに応じて、直流入力電圧（Ｅｉ）を生成するための整流回路系について整流動作を切り換えたり、あるいは、ハーフブリッジ結合方式とフルブリッジ結合方式との間でスイッチングコンバータの形式を切り換える構成を採る必要はなくなる。
そして、このような回路切り換えのための構成が不要となれば、例えば平滑コンデンサＣｉは１つのみとすることができ、またスイッチング素子としては少なくともハーフブリッジ結合に必要な２つのみとすることが可能となって、その分回路構成部品の削減、回路規模の縮小、及びスイッチングノイズの低減などが図られる。
また、回路切換の構成が不要となれば、切り換えによる誤動作防止のために特別な構成を備えるような必要もなくなり、この点でも構成部品の増加とコストアップの抑制が図られる。さらには、誤動作防止のためにスタンバイ電源を必須としないので、電源回路が使用可能な機器範囲を広げることができる。

ところで、本実施の形態における総合結合係数ｋt＝0.57と同等の疎結合の状態を、高周波チョークコイルＬ10のインダクタンスを含めることなく、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造のみにより得ようとするのであれば、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚のギャップＧをさらに拡大し、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋについて0.6程度以下の所要値を設定することになる。
このような構成を採ることによっても、一次側と二次側との結合度は本実施の形態と同等となるので、例えば図５にて説明した根拠により中間負荷時における正常なＺＶＳ動作を得ることができる。

しかしながら、このような絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造とした場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアのギャップＧ近傍における渦電流損失の増加が支配的になってきて、この影響によってAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の低下が生じることになる。この渦電流損失に起因するAC→DC電力変換効率の低下傾向は、交流入力電圧ＶACのレベルが上昇するのに応じて顕著となる。従って、ワイドレンジ対応の電源回路としては、ＡＣ１００Ｖ系で使用しているときよりもＡＣ２００Ｖ系で使用したときにAC→DC電力変換効率が低下するという問題を生じることになる。
ただし、上記した渦電流損失の増加は、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ以下程度までの負荷条件では許容範囲であるために、上記したように、絶縁コンバータトランスＰＩＴのみによって結合係数ｋ＝0.7程度以下の疎結合の状態を設定したとしても、実用可能なワイドレンジ対応の電源回路を得ることができる。しかし、本実施の形態のようにして、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ程度にまで対応すべき場合には、上記した渦電流損失の増加が無視できない程度に顕著となってくる。このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体について結合係数ｋ＝0.6程度以下に設定してワイドレンジ対応の電源回路として実用化するのは困難になってくる。

そこで本実施の形態では、前述もしたように、高周波チョークコイルＬ10のインダクタンスにより一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスを等価的に増加させ、これにより、電源回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の総合結合係数ｋtについて、ｋt＝０．６程度以下を設定するようにしている。
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、ｋ＝0.7程度を設定することができるので、ギャップＧのギャップ長としても、前述したように、2.2mm程度とすることができる。つまり、渦電流の増加の問題が生じない程度の一定以下のギャップ長に抑えることができる。
これにより、実施の形態の電源回路としては、上記した渦電流損失の増加の問題は解消されるため、これに起因するAC→DC電力変換効率の低下も生じないことになる。従って、ＡＣ２００Ｖ系時での使用においても実用的な程度に良好なAC→DC電力変換効率特性が得られることになる。

上記のようにして、本実施の形態の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける渦電流損失の増加を抑えるように考慮して、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋについては、総合結合係数よりも高い値を設定しているが、例えば従来としての図１１の電源回路が結合係数ｋ＝0.80〜0.85程度であることと比較すれば、相当に低い値を設定している。

しかし、上記のようにして本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体が有する結合係数ｋにまで疎結合の状態とすることは、従来の電圧共振形コンバータでは、一次側から二次側への電力伝送ロスの増加による電力変換効率の低下を招くということを理由に、これまで行われてこなかったという背景がある。
しかしながら、本実施の形態では、図４の実験結果としても示したように、対応負荷電力のほぼ全領域にわたって、非常に良好な電力変換効率特性を得ている。
先の図４を参照した説明において、電力変換効率特性に関しては、図１の電源回路は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ／最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ時ではηAC→DC＝９２．２％であると述べた。この特性は、例えば図１１に示した従来の電源回路の特性が、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件で、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜１００Ｗ程度までの範囲においてηAC→DCについて９０％程度以上を維持しているのに対して、それ以上に良好であるとみてよい。対応すべき最大負荷電力について、本実施の形態が３００Ｗであるのに対して、図１１に示した電源回路は２００Ｗであるから、本実施の形態の電源回路と図１１の電源回路とを同じ負荷条件で動作させたとすれば、本実施の形態の電源回路のほうが相当に良好な電力変換効率特性であることになる。換言すれば、本実施の形態の電源回路は、良好な電力変換効率特性が得られたことで、対応可能な最大負荷電力について２００Ｗから３００Ｗにまで引き上げることが可能とされている。

本実施の形態において高電力変換効率が得られているのは、次のような構成に基づいている。
先にも述べたように、電圧共振形コンバータに対して二次側直列共振回路を備える電源回路の構成は、本来、電力変換効率に関しては有利であることが知られている。特に、この構成は、最大負荷電力から軽負荷の傾向となるのにしたがって、電力変換効率が増加していくという特徴的な性質を有しており、軽負荷傾向に応じて電力変換効率が低下する傾向となる電流共振形コンバータと比較すれば、負荷変動に対する電力変換効率特性としては非常に良好であるということがいえる。また、電圧共振形コンバータとしてシングルエンド方式を採用してスイッチング素子を必要最小限の１石とすることで、例えばハーフブリッジ結合方式、フルブリッジ結合方式、プッシュプル方式などの複数のスイッチング素子を備える構成と比較してスイッチング損失を減少させていることも、電力変換効率の向上要因となっている。

そのうえで、本実施の形態としては、上記もしているように中間負荷時における異常動作を解消して、適正なＺＶＳ動作が得られるようにしている。この異常動作の現象としては、先にも説明したように、ターンオン（期間ＴON開始）より以前のタイミングでメインスイッチング素子Ｑ1がONとなって、正極性のスイッチング電流ＩQ1がドレイン−ソース間を流れる動作となるのであるが、このようなスイッチング電流ＩQ1の動作によっては、スイッチング損失を増加させる。本実施の形態では、異常動作に対応するスイッチング電流ＩQ1の動作が生じないことで、これによるスイッチング損失の増加も無くなり、このことが、電力変換効率の向上要因の１つとなっているものである。

また、図１に示す電源回路では、一次側並列共振回路と二次側直列共振回路の各共振周波数fo1，fo2の設定が、電力変換効率向上の大きな要因となっている。図４により説明した電力変換効率特性は、最終的には、共振周波数fo1，fo2の調整により得られたものである。
つまり、共振周波数fo1（fo1a，fo1b），fo2について各種設定を行って実験を行い、前述した、fo1＝143.8kHz（fo1a≒239.9kHz、fo1b≒47.6kHz）、fo2＝78.8kHzを設定したことで、最終的に得られた特性である。この共振周波数fo1、fo2について、従来との比較を行ってみると、図１１に示す電源回路では、fo1＝175.0kHz、fo2＝164.0kHzであり、その大小関係はfo1＞fo2で同様であるが、各周波数の値と、これに伴う周波数差が異なったものとなっている。共振周波数fo1，fo2の各周波数値としては、従来と比較して低くされており、その周波数差としても大きく拡大されている。

上記のようにして共振周波数fo1，fo2を設定したことで電力変換効率が向上したことの理由としては、次のことを挙げることができる。
図３（ａ）と図１２（ａ）のスイッチング電流ＩQ1を比較してみると、先ず、図１２（ａ）では、メインスイッチング素子Ｑ1のオン期間ＴONが終了するまで上昇傾向を維持して、オフ期間ＴOFFにおいてピークレベルとなる波形である。これに対し、図３（ａ）では、メインスイッチング素子Ｑ1のオフ期間ＴOFFに至る以前のタイミングで既にピークレベルとなって、以降、オフ期間ＴOFFに至るまで、このピークレベルを維持する平坦な波形となっている。
このようなスイッチング電流ＩQ1の波形は、二次巻線電流Ｉ2の波形が影響している。つまり、二次側直列共振回路に流れる電流に応じた波形成分を持っている。二次巻線電流Ｉ2の波形は、共振周波数fo1に対する共振周波数fo2の設定によって決まる。
このことから、図１に示す電源回路のスイッチング電流ＩQ1の波形は、一次側並列共振回路と二次直列共振回路の各共振周波数fo1，fo2のしかるべき設定により得られているものである、ということになる。
図３（ａ）に示されるスイッチング電流ＩQ1の波形のようにして、スイッチング電流のピークレベルがターンオフ以前のタイミングで得られるということは、ターンオフ時におけるスイッチング電流ＩQ1のピークレベルが抑制されているということを意味する。ターンオフ時のスイッチング電流ＩQ1のピークレベルが抑制されれば、その分、ターンオフ時のスイッチング損失、導通損は低減されることになる。また、図３には示していないが、スイッチング電流ＩQ1のピークレベルが抑制されるのに伴い、二次側整流電流のピークレベルも抑制される。このために、整流ダイオードＤo1〜Ｄｏ4におけるスイッチング損失、導通損も低減されることとなる。
なお、スイッチング電流ＩQ1のピークレベルは、図３（ａ）では５Ａｐ、図１０（ａ）では４Ａｐとなっており、図１０（ａ）のほうがレベルは小さい。しかしながら、このレベル差は、最大負荷電力の条件が図３（ａ）では３００Ｗ、図１０（ａ）では２００Ｗで異なることに対応している。同一の負荷条件であれば、本実施の形態のほうが、スイッチング電流ＩQ1についてターンオフ時以前にピークとなる動作が得られることで、スイッチング損失、また、導通損は低減される。
このようにして、スイッチング素子のスイッチング損失、導通損について低減が図られることが、本実施の形態の電源回路について高電力変換効率特性が得られていることの１つの要因となっている。

さらに、図１に示す電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて一定以下の総合結合係数ｋtによる疎結合の状態としていることで、二次巻線Ｎ2の偏磁が解消される。
例えば従来例として図１１に示した電源回路では、一定以上の結合係数ｋを有していることで二次巻線Ｎ2に偏磁を生じている。このために、二次側整流回路の形式によっては、二次巻線Ｎ2の交番電圧が正極性となる半周期に流れる二次側整流電流のピークレベルと、負極性となる半周期に流れる二次側整流電流のピークレベルにアンバランスが生じる。このような整流電流のアンバランスも、整流ダイオードにおける導通損により、電力損失の増加を招く。
これに対して、本実施の形態のようにして偏磁が解消されることで、上記二次側整流電流のピークレベルのアンバランスは解消され、このことによる電力損失も無くなり、電力変換効率の向上要因がさらに得られることとなる。

また、これまでの説明から分かるように、本実施の形態においてＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系までに対応する交流入力電圧ＶACの範囲にわたって中間負荷時の異常動作を解消してワイドレンジ対応化を実現し、電力変換効率を高める効果は、主としては、一次側と二次側の総合結合係数ｋtを一定以下にすることと、また、一次側並列共振回路と二次側直列共振回路の共振周波数fo1，fo2の設定により得られるものとなっている。結合係数ｋtを一定以下にすることは、絶縁コンバータトランスＰＩＴに形成するギャップＧのギャップ長を所定長に拡大するとともに、所定インダクタンスの高周波チョークコイルＬ10を１つ備えることで可能であり、共振周波数fo1，fo2の設定は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2の各リーケージインダクタンスを考慮したうえで、例えば一次側並列共振コンデンサＣｒと二次側直列共振コンデンサＣ3の各キャパシタンスを選定するようにされる。つまり、本実施の形態では、上記効果を得るのにあたっては、１本の高周波チョークコイルＬ10以外には特に部品素子の追加は必要ない。この点で、本実施の形態によるワイドレンジ対応の電源回路は、回路基板の小型軽量化が図られている、ということがいえる。

なお、上記のようにして生成される整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）は、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）に応じたレベルとなる。従って、例えば、直流入力電圧として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路により生成される整流平滑電圧Ｅｉに代えて、この整流平滑電圧Ｅｉと同等レベルの直流電圧（例えば他のAC-DCコンバータやDC-DCコンバータなどにより生成したものとされる）を供給した場合にも、図１に示すスイッチングコンバータは、これまでの説明と同様の動作となるものであり、同様の効果を生じる。

図６の回路図は、第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体としては、例えば図２により説明したのと同様の構造を有することで、結合係数ｋについては、図１と同様に0.7程度又はそれ以下が設定されている。

この図においては、先の第１の実施の形態において、一次巻線Ｎ1と直列接続されていた高周波チョークコイルＬ10が省略され、代わりに、二次巻線Ｎ2に対して直列に高周波チョークコイルＬ20が接続されている形態が示されている。
この場合、高周波チョークコイルＬ20は、二次巻線Ｎ2の巻終わり端部と二次側直列共振コンデンサＣ3との間に挿入されることで、二次巻線Ｎ2の交番電圧の正／負の各半周期の期間に対応して形成される二次側整流回路の整流電流経路において、二次巻線Ｎ2と直列接続される関係が得られるようにされている。なお、この場合の高周波チョークコイルＬ20は、二次巻線Ｎ2の巻き始め端部と、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードの接続点との間に対して直列に挿入する形態としても、二次巻線Ｎ2の交番電圧の正／負の各半周期の期間に対応して形成される二次側整流回路の整流電流経路において、二次巻線Ｎ2と直列接続される関係が得られる。

このような接続形態を採った場合、先ず、一次側並列共振回路としては、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスとにより形成されることになる。
これに対して、二次側直列共振回路としては、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、高周波チョークコイルＬ20のインダクタンスと、二次側直列共振コンデンサＣ3のキャパシタンスとによって形成されることになる。

このような回路構成を採った場合には、高周波チョークコイルＬ20のインダクタンスにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける二次巻線側の見かけ上のリーケージインダクタンスが増加することになる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側のリーケージインダクタンスが増加することによっても、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との総合結合係数ｋtは、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋよりも低下することになる。つまり、総合結合係数ｋtとして0.6程度又はそれ以下を設定することが可能になる。これにより、図１の電源回路と同様の交流入力電圧範囲と負荷変動範囲に対応してＺＶＳ動作が保証され、ワイドレンジ対応化が図られる。また、良好な電力変換効率特性も得られる。このように、第２の実施の形態としても、先の第１の実施の形態と同様の効果が得られる。

図７の回路図は、第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１、図６と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路は、第１、第２の実施の形態の電源回路と同様にして、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋについては0.7程度又はそれ以下の所定値を設定したうえで、一次巻線Ｎ1に対して直列に高周波チョークコイルＬ10を接続していることで、総合結合係数ｋtについては、0.6程度又はそれ以下の所定値を得る。また、二次巻線Ｎ2の一端に対して直列となる関係により二次側直列共振コンデンサＣ3を接続することで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサＣ3のキャパシタンスとにより二次側直列共振回路を形成する。
そのうえで、図７の電源回路は、二次側整流回路として倍圧（倍電圧）全波整流回路を備える。

この場合の倍圧全波整流回路としては、先ず、二次巻線Ｎ2についてセンタータップを施すことで、このセンタータップを境界にして二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bに２分割する。二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bには、同じ所定巻数（ターン数）が設定される。二次巻線Ｎ2のセンタータップは、二次側アースに接続される。
また、二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2A側の端部に対しては二次側直列共振コンデンサＣ3Aを直列に接続し、二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2B側の端部に対しては二次側直列共振コンデンサＣ3Bを直列に接続する。これにより、二次巻線部Ｎ2Aのリーケージインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ3Aのキャパシタンスから成る第１の二次側直列共振回路と、二次巻線部Ｎ2Bのリーケージインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ3Bのキャパシタンスから成る第２の二次側直列共振回路とが形成される。

そして、二次巻線Ｎ2における二次巻線Ｎ2A側の端部を、上記二次側直列共振コンデンサＣ3Aの直列接続を介して整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードとの接続点に対して接続する。また、二次巻線Ｎ2における二次巻線Ｎ2B側の端部を、二次側直列共振コンデンサＣ3Bの直列接続を介して、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードとの接続点に対して接続する。
整流ダイオードＤo1，Ｄo3の各カソードは、平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣoの負極端子は二次側アースに接続される。また、整流ダイオードＤo2，Ｄo4の各アノードの接続点は二次側アースに接続する。

上記接続形態では、二次巻線部Ｎ2A，二次側直列共振コンデンサＣ3A、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣｏから成る、第１の二次側直列共振回路を備える第１の倍圧半波整流回路と、二次巻線部Ｎ2B，二次側直列共振コンデンサＣ3B、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣｏから成る、第２の二次側直列共振回路を備える第２の倍圧半波整流回路とが形成されることになる。
第１の倍圧半波整流回路では、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の、一方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2A→整流ダイオードＤo2→二次側直列共振コンデンサＣ3A→二次巻線部Ｎ2A］の整流電流経路により整流動作を行い、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧（Ｖ2）の電位により二次側直列共振コンデンサＣ3Aに対する充電を行う。他方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2A→二次側直列共振コンデンサＣ3A→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣｏ→二次巻線部Ｎ2A］の整流電流経路により整流動作を行うことで、二次側直列共振コンデンサＣ3Aの両端電圧と二次巻線Ｎ2Aの交番電圧の重畳電位により、平滑コンデンサＣｏに対する充電を行う。
また、第２の倍圧半波整流回路は、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の、上記他方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2B→整流ダイオードＤo4→二次側直列共振コンデンサＣ3B→二次巻線部Ｎ2B］の整流電流経路により整流動作を行って、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧（Ｖ2で同等）の電位により、二次側直列共振コンデンサＣ3Bを充電し、上記一方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2B→二次側直列共振コンデンサＣ3B→整流ダイオードＤo3→平滑コンデンサＣｏ→二次巻線部Ｎ2B］の整流電流経路により整流動作を行って、二次側直列共振コンデンサＣ3Bの両端電圧と二次巻線Ｎ2Bの交番電圧の重畳電位により平滑コンデンサＣｏに対する充電を行う。

上記した整流動作によれば、平滑コンデンサＣｏに対しては、二次巻線Ｎ2の交番電圧の一方の極性の半周期では、二次巻線部Ｎ2Bの誘起電圧と二次側直列共振コンデンサＣ3Bの両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われ、他方の極性の半周期では、二次巻線部Ｎ2Aの誘起電圧と二次側直列共振コンデンサＣ3Aの両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われることとなる。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅｏとしては、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの誘起電圧レベル（Ｖ2）の２倍に対応するレベルが得られることになる。つまり、倍電圧全波整流回路が得られている。

この場合においても、一次側並列共振回路の共振周波数fo1は、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスと、上記総合結合係数ｋtに応じた一次側のリーケージインダクタンスにより所定値が設定される。この場合には、第１、第２の二次側直列共振回路の各共振周波数が共振周波数fo2を有するようにされ、二次側直列共振回路Ｃ3Aのキャパシタンスと二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2、また、二次側直列共振回路Ｃ3Bのキャパシタンスと二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とにより共振周波数fo2としての所定値が設定される。この場合にも、相対的には、fo1≒1.8×fo2の関係が得られるようにされる。
この結果、先の各実施の形態と同様にして、ワイドレンジ対応化が実現され、また、良好な電力変換効率特性が得られる。

図８の回路図は、第４の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１、図６、及び図７と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この第４の実施の形態の電源回路としても、先の各実施の形態と同様にして、二次側直列共振回路を備えるシングルエンド方式の電圧共振形コンバータとしての基本構成を採る。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体も、図２により説明したのと同様の構造を有することで、0.7程度又はそれ以下の結合係数ｋ（例えばｋ＝0.66）が設定される。

そして、この場合において、総合結合係数ｋtについて、0.6程度以下（例えばｋt＝0.57）を設定するのにあたっては、第２の実施の形態と同様にして、二次側に高周波チョークコイルを備えることとしている。
この場合、二次側整流回路としては、図７の第３の実施の形態と同様に倍圧全波整流回路とされていることから、二次側の高周波チョークコイルとしては、第１の倍圧半波整流回路と第２の倍圧半波整流回路とのそれぞれに対応して、高周波チョークコイルＬ20A，Ｌ20Bが備えられる。
高周波チョークコイルＬ20Aは、二次巻線部Ｎ2Aと二次側直列共振コンデンサＣ3Aの間に直列に挿入されることで、第１の倍電圧半波整流回路において、二次巻線部Ｎ2Aと直列接続された関係を持つようにされる。同様にして、高周波チョークコイルＬ20Bは、二次巻線部Ｎ2Bと二次側直列共振コンデンサＣ3Bの間に直列に挿入されることで、第２の倍電圧半波整流回路において、二次巻線部Ｎ2Bと直列接続された関係を持つようにされる。

上記のようにして高周波チョークコイルＬ20A，Ｌ20Bを備えることで、図６に示した第２の実施の形態と同様にして、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの見かけ上のリーケージインダクタンスが増加することとなって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtについて、例えばｋt＝0.57程度による疎結合の状態が得られることとなる。
また、一次側並列共振回路の共振周波数fo1は、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスと、一次巻線のリーケージインダクタンスL１により所定値が設定される。共振周波数fo2は、第１、第２の二次側直列共振回路の各共振周波数となり、二次側直列共振回路Ｃ3A，Ｃ3Bのキャパシタンスと、総合結合係数ｋtに対応する二次側のリーケージインダクタンスとにより所定値が設定される。この場合にも、相対的には、fo1≒1.8×fo2の関係が得られるようにされる。
この結果、先の各実施の形態と同様にして、ワイドレンジ対応化が実現され、また、良好な電力変換効率特性が得られる。

図９の回路図は、第５の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１、及び図６〜図８と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路は、先の第１、第３の実施の形態の電源回路と同様にして、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋについては0.7程度又はそれ以下の所定値を設定したうえで、一次巻線Ｎ1に対して直列に高周波チョークコイルＬ10を接続していることで、総合結合係数ｋtについては、0.6程度又はそれ以下の所定値を得る。また、二次巻線Ｎ2の一端に対して直列となる関係により二次側直列共振コンデンサＣ3を接続することで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサＣ3のキャパシタンスとにより二次側直列共振回路を形成する。
そのうえで、図９の電源回路は、二次側整流回路として倍圧（倍電圧）半波整流回路を備える。

この場合の倍圧半波整流回路としては、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部側に対して、二次側直列共振コンデンサＣ3を介して整流ダイオードＤo1のアノードと、整流ダイオードＤo2のカソードを接続する。また、整流ダイオードＤo1のカソードを平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。二次巻線Ｎ2の巻始め端部と、整流ダイオードＤo2のアノードと、平滑コンデンサＣｏの負極端子は、二次側アースに対して接続する。

このようにして形成される倍圧半波整流回路の整流動作は次のようになる。
先ず、二次巻線電圧Ｖ2の一方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードＤo2に順方向電圧が印加されることになるので、整流ダイオードＤo2が導通し、整流電流を二次側直列共振コンデンサＣ3に対して充電する動作が得られる。これによって、二次側直列共振コンデンサＣ3には、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの両端電圧が生成される。次の、二次巻線電圧Ｖ2の他方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードＤo2に順方向電圧が印加されて導通する。このとき、平滑コンデンサＣoに対しては、二次巻線電圧Ｖ1の電位と、上記二次側直列共振コンデンサＣ3の両端電圧とが重畳された電位により充電が行われる。
これによって平滑コンデンサＣoの両端電圧としては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅoが得られることになる。この整流動作では、平滑コンデンサＣoに対しては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ充電が行われる。つまり、倍圧半波としての整流動作が得られている。

この場合においても、一次側並列共振回路の共振周波数fo1は、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスと、上記総合結合係数ｋtに応じた一次側のリーケージインダクタンスにより所定値が設定される。共振周波数fo2は、二次側直列共振回路Ｃ3のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とにより所定値が設定される。この場合にも、相対的には、fo1≒1.8×fo2の関係が得られるようにされる。
この結果、先の各実施の形態と同様にして、ワイドレンジ対応化が実現され、また、良好な電力変換効率特性が得られる。

図１０の回路図は、第６の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１、及び図６〜図９と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体としては、例えば図２により説明したのと同様の構造を有することで、結合係数ｋについては、図１と同様に0.7程度以下が設定されている。

この図においては、図９に示した第５の実施の形態において、一次巻線Ｎ1と直列接続されていた高周波チョークコイルＬ10が省略され、代わりに、二次巻線Ｎ2に対して直列に高周波チョークコイルＬ20が接続されている形態が示されている。
この場合、高周波チョークコイルＬ20は、二次巻線Ｎ2の巻始め端部と整流ダイオードＤo2のアノード（二次側アース）との間に挿入されることで、二次側整流回路の整流電流経路において、二次巻線Ｎ2と直列接続される関係が得られるようにされている。なお、この場合の高周波チョークコイルＬ20は、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部と二次側直列共振コンデンサＣ3との間に対して直列に挿入する形態としても、二次側整流回路の整流電流経路において、二次巻線Ｎ2と直列接続される関係が得られる。

このような回路構成を採った場合には、高周波チョークコイルＬ20のインダクタンスにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける二次巻線側の見かけ上のリーケージインダクタンスが増加することになる。これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtについて、例えばｋt＝0.57程度による疎結合の状態が得られることとなる。
この場合にも、一次側並列共振回路の共振周波数fo1は、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスと、一次巻線のリーケージインダクタンスL１により所定値が設定される。共振周波数fo2は、二次側直列共振回路Ｃ3のキャパシタンスと、総合結合係数ｋtに対応する二次側のリーケージインダクタンスとにより所定値が設定される。この場合にも、相対的には、fo1≒1.8×fo2の関係が得られるようにされる。
この結果、先の各実施の形態と同様にして、ワイドレンジ対応化が実現され、また、良好な電力変換効率特性が得られる。

なお、本発明としては、上記各実施の形態として示した構成に限定されるものではない。例えば、一次側電圧共振形コンバータの細部の回路形態や、二次側直列共振回路を含んで形成する二次側整流回路の構成、及びアクティブクランプ回路についての構成などは他にも考えられるものである。
また、メインスイッチング素子（及び補助スイッチング素子）については、例えばＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)、バイポーラトランジスタなど、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子を選定することも考えられる。また、上記各実施の形態では、他励式のスイッチングコンバータを挙げているが、自励式として構成した場合にも本発明は適用できる。

本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造例を示す図である。第１の実施の形態の電源回路の要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。第１の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、スイッチング周波数、スイッチング素子のオン期間の変動特性を示す図である。実施の形態の電源回路の定電圧制御特性を概念的に示す図である。第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。第４の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。第５の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。第６の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。従来例としての電源回路の構成例を示す回路図である。図１１に示した電源回路の要部の動作を示す波形図である。図１１に示した電源回路についての、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、スイッチング周波数、スイッチング素子のオン期間、オフ期間の変動特性を示す図である。従来の電源回路についての定電圧制御特性を概念的に示す図である。

符号の説明

１制御回路、２発振・ドライブ回路、１０アクティブクランプ回路、Ｄｉブリッジ整流回路、Ｃｉ平滑コンデンサ、Ｑ1 （メイン）スイッチング素子、ＰＩＴ絶縁コンバータトランス、Ｃｒ一次側並列共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、Ｎ2A，Ｎ2B 二次巻線部、Ｃ3 二次側直列共振コンデンサ、Ｄo1，Ｄo2，Ｄo3，Ｄo4 （二次側）整流ダイオード、Ｃｏ（二次側）平滑コンデンサ、Ｑ2 補助スイッチング素子、クランプコンデンサＣCL、Ｌ10，Ｌ20 高周波チョークコイル

Claims

直流入力電圧を入力してスイッチングを行うメインスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記メインスイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線とを巻装して形成されるコンバータトランスと、
少なくとも上記コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路と、
上記コンバータトランスの二次巻線に対して直列となる関係により二次側直列共振コンデンサを接続することで、少なくとも上記二次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と、上記二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側直列共振回路と、
上記コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング動作を可変することで、上記二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段と、
補助スイッチング素子を備え、上記メインスイッチング素子がオフとなる期間内において上記補助スイッチング素子がオンとなるオン期間を設定して、該オン期間において上記一次側並列共振コンデンサに流れるべき充放電電流を補助スイッチング素子に流すようにして設けられるアクティブクランプ回路と、
少なくとも１００Ｖ系と２００Ｖ系の商用交流電源に対応するとされる直流入力電圧レベルの範囲に対応して、中間負荷とされる所定の負荷条件範囲においても適正なゼロ電圧スイッチングが得られるようにして、疎結合とみなされる一次側と二次側との総合結合係数を設定するために、上記一次巻線及び上記二次巻線の少なくとも一方に対して直列接続される関係となるようにして挿入されるインダクタとを備えるとともに、
少なくとも、所定の直流入力電圧レベルの条件と所定の負荷条件の下で一定以上の電力変換効率が得られるようにして、上記一次側並列共振回路の共振周波数と、上記二次側直列共振回路の共振周波数とについて設定している、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。