JP4600092B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents
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Description
本発明は、電圧共振形コンバータを備えて成るスイッチング電源回路に関するものである。
共振形によるいわゆるソフトスイッチング電源としては、電流共振形と電圧共振形の形式が広く知られている。現状においては、実用化が容易なことを背景に、２石のスイッチング素子によるハーフブリッジ結合方式の電流共振形コンバータが広く採用されている状況にある。
しかし、現在、例えば高耐圧スイッチング素子の特性が改善されてきていることなどを背景に、電圧共振形コンバータを実用化するにあたっての耐圧の問題はクリアされてきている状況にある。また、１石のスイッチング素子によるシングルエンド方式で構成した電圧共振形コンバータについては、１石の電流共振形フォワードコンバータと比較して、入力帰還ノイズや直流出力電圧ラインのノイズ成分などの点で有利であることも知られている。
しかし、現在、例えば高耐圧スイッチング素子の特性が改善されてきていることなどを背景に、電圧共振形コンバータを実用化するにあたっての耐圧の問題はクリアされてきている状況にある。また、１石のスイッチング素子によるシングルエンド方式で構成した電圧共振形コンバータについては、１石の電流共振形フォワードコンバータと比較して、入力帰還ノイズや直流出力電圧ラインのノイズ成分などの点で有利であることも知られている。
図９は、シングルエンド方式による電圧共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路の一構成例を示している。
この図に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源ＡＣをブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路により整流平滑化して、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として、整流平滑電圧Ｅｉを生成している。
なお、商用交流電源ＡＣのラインに対しては、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLから成り、コモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが設けられている。
この図に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源ＡＣをブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路により整流平滑化して、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として、整流平滑電圧Ｅｉを生成している。
なお、商用交流電源ＡＣのラインに対しては、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLから成り、コモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが設けられている。
上記整流平滑電圧Ｅｉは、直流入力電圧として電圧共振形コンバータに対して入力される。この電圧共振形コンバータは、上記しているように、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えたシングルエンド方式による構成を採る。また、この場合の電圧共振形コンバータとしては他励式となっており、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子Ｑ1を、発振・ドライブ回路２によりスイッチング駆動するようにされている。
スイッチング素子Ｑ1に対しては、ＭＯＳ−ＦＥＴのボディダイオードＤDが並列に接続される。また、スイッチング素子Ｑ1のソース−ドレイン間に対して一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
一次側並列共振コンデンサＣｒは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とによって一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成している。そして、この一次側並列共振回路によって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として電圧共振形の動作が得られるようにされている。
発振・ドライブ回路２は、スイッチング素子Ｑ1をスイッチング駆動するために、スイッチング素子Ｑ1のゲートに対して、ドライブ信号としてのゲート電圧を印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、ドライブ信号の周期に応じたスイッチング周波数によりスイッチング動作を行う。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えば、フェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2を、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そのうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの中央磁脚に対しては1.0mm程度のギャップを形成するようにしており、これによって、一次側と二次側との間で、ｋ＝０．８０〜０．８５程度の結合係数ｋを得るようにしている。この程度の結合係数ｋは疎結合としてみてよい結合度であり、その分、飽和状態が得られにくくなる。また、この結合係数ｋの値が、リーケージインダクタンス（Ｌ1）の設定要素となる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えば、フェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2を、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そのうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの中央磁脚に対しては1.0mm程度のギャップを形成するようにしており、これによって、一次側と二次側との間で、ｋ＝０．８０〜０．８５程度の結合係数ｋを得るようにしている。この程度の結合係数ｋは疎結合としてみてよい結合度であり、その分、飽和状態が得られにくくなる。また、この結合係数ｋの値が、リーケージインダクタンス（Ｌ1）の設定要素となる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に挿入されるようになっていることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が伝達されるようになっている。絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が発生する。
この場合には、二次巻線Ｎ2に対して二次側並列共振コンデンサＣ2を並列に接続している。これにより、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側並列共振回路（電圧共振回路）が形成される。
そのうえで、この二次側並列共振回路に対して、図示するようにして整流ダイオードＤo1、及び平滑コンデンサＣoを接続することで、半波整流回路を形成している。この半波整流回路は、二次巻線Ｎ2（二次側並列共振回路）に得られる交番電圧Ｖ2の等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅoを、平滑コンデンサＣoの両端電圧として生成する。二次側直流出力電圧Ｅoは負荷に供給されると共に、定電圧制御用の検出電圧として、制御回路１に入力される。
そのうえで、この二次側並列共振回路に対して、図示するようにして整流ダイオードＤo1、及び平滑コンデンサＣoを接続することで、半波整流回路を形成している。この半波整流回路は、二次巻線Ｎ2（二次側並列共振回路）に得られる交番電圧Ｖ2の等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅoを、平滑コンデンサＣoの両端電圧として生成する。二次側直流出力電圧Ｅoは負荷に供給されると共に、定電圧制御用の検出電圧として、制御回路１に入力される。
制御回路１は、検出電圧として入力される二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを検出して得られる検出出力を発振・ドライブ制御回路２に入力する。
発振・ドライブ回路２は、入力される検出出力が示す二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて、二次側直流出力電圧Ｅoが所定のレベルで一定となるようにして、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作を制御する。つまり、制御すべきスイッチング動作を得るためのドライブ信号を生成して出力する。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化制御が行われる。
発振・ドライブ回路２は、入力される検出出力が示す二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて、二次側直流出力電圧Ｅoが所定のレベルで一定となるようにして、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作を制御する。つまり、制御すべきスイッチング動作を得るためのドライブ信号を生成して出力する。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化制御が行われる。
図１０及び図１１は、上記図９に示した構成の電源回路についての実験結果を示している。なお、実験にあたっては、ＡＣ１００Ｖ系に対応するＶAC＝１００Ｖの条件として、図９の電源回路の要部について下記のようにして設定している。
先ず、スイッチング素子Ｑ1には、９００Ｖの耐圧品を選定し、二次側の整流ダイオードＤo1については６００Ｖの耐圧品を選定する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、コアにEER-35を選定し、中央磁脚のギャップについては、1mmのギャップ長を設定する。また、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のターン数Ｔ（巻数）については、それぞれＮ1＝４３Ｔ、Ｎ2＝４３Ｔとした。絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ＝0.81を設定した。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒ＝6800pF、二次側並列共振コンデンサＣ2＝0.01μFを選定した。これに応じて、一次側並列共振回路の共振周波数fo1＝175kHz、二次側並列共振回路の共振周波数fo2＝164kHzが設定される。
また、二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベルは１３５Ｖであり、対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗから最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの範囲である。
先ず、スイッチング素子Ｑ1には、９００Ｖの耐圧品を選定し、二次側の整流ダイオードＤo1については６００Ｖの耐圧品を選定する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、コアにEER-35を選定し、中央磁脚のギャップについては、1mmのギャップ長を設定する。また、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のターン数Ｔ（巻数）については、それぞれＮ1＝４３Ｔ、Ｎ2＝４３Ｔとした。絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ＝0.81を設定した。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒ＝6800pF、二次側並列共振コンデンサＣ2＝0.01μFを選定した。これに応じて、一次側並列共振回路の共振周波数fo1＝175kHz、二次側並列共振回路の共振周波数fo2＝164kHzが設定される。
また、二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベルは１３５Ｖであり、対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗから最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの範囲である。
先ず、図１０は、図９に示した電源回路における要部の動作をスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期により示す波形図であり、図１０（ａ）には、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時におけるスイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電圧Ｖ2、二次巻線電流Ｉ2、二次側整流電流ＩD1が示されている。図１０（ｂ）には、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時におけるスイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電圧Ｖ2、二次巻線電流Ｉ2、二次側整流電流ＩD1が示されている。
スイッチング電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいて０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状の電圧共振パルスが得られる波形である。このスイッチング電圧Ｖ1の電圧共振パルス波形により、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることを示している。
スイッチング電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいて０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状の電圧共振パルスが得られる波形である。このスイッチング電圧Ｖ1の電圧共振パルス波形により、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることを示している。
スイッチング電圧Ｖ1の電圧共振パルスのピークレベルは、Ｐｏmax＝２００Ｗ／ＶAC＝１００Ｖ（ＡＣ１００Ｖ系）の条件では５５０Ｖpで、Ｐｏmax＝２００Ｗ／ＶAC＝２６４Ｖ（ＡＣ２００Ｖ系）の条件では８００Ｖpとなる。この電圧共振パルスのピークレベルに対応するために、スイッチング素子Ｑ1については上記しているように９００Ｖの耐圧品を選定するようにされる。
スイッチング電流ＩQ1は、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流であり、期間ＴOFFにおいては０レベルで、期間ＴONにおいては、ターンオン時においてボディダイオードＤDに対して順方向に流れることで負極性となり、この後に反転してスイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間を流れてターンオフに至るまで増加していく波形として得られる。このために、スイッチング電流ＩQ1としては、ターンオフタイミングにピークレベルが得られることになる。
一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、期間ＴONにおいて上記スイッチング電流ＩQ1として流れる電流成分と、期間ＴOFFにおいて一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成して得られるもので、図示する波形となる。
一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、期間ＴONにおいて上記スイッチング電流ＩQ1として流れる電流成分と、期間ＴOFFにおいて一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成して得られるもので、図示する波形となる。
また、二次側整流回路の動作として、整流ダイオードＤo1に流れる整流電流ＩD1は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時では、整流ダイオードＤo1のターンオン時にピークレベルが得られた後に図示する波形により０レベルに低減していき、整流ダイオードＤo1のオフ期間において０レベルとなる波形により流れるものとなる。なお、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時においては、オン期間であっても０レベルとなる。
二次巻線電圧Ｖ2は、この場合には、二次巻線Ｎ2//二次側並列共振コンデンサＣ2の並列回路に得られる電圧となるもので、二次側整流ダイオードＤo1が導通しているオン期間に対応しては、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルによりクランプされ、二次側整流ダイオードＤo1のオフ期間では、負極性方向の正弦波形が得られる。また、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2は、整流電流ＩD1と、二次側並列共振回路（Ｎ2(Ｌ2)//Ｃ2）に流れる電流が合成したものとなり、例えば図示する波形により流れる。
二次巻線電圧Ｖ2は、この場合には、二次巻線Ｎ2//二次側並列共振コンデンサＣ2の並列回路に得られる電圧となるもので、二次側整流ダイオードＤo1が導通しているオン期間に対応しては、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルによりクランプされ、二次側整流ダイオードＤo1のオフ期間では、負極性方向の正弦波形が得られる。また、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2は、整流電流ＩD1と、二次側並列共振回路（Ｎ2(Ｌ2)//Ｃ2）に流れる電流が合成したものとなり、例えば図示する波形により流れる。
図１１は、図９に示した電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数fs、スイッチング素子Ｑ1のオン期間ＴON、オフ期間ＴOFF、及びAC→DC電力変換効率(ηAC→DC)を示している。
先ず、AC→DC電力変換効率(ηAC→DC)を見てみると、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜２００Ｗまでの範囲で９０％以上となっている。電圧共振形コンバータとして、特にスイッチング素子Ｑ1が１石であるシングルエンド方式は、電力変換効率について良好な結果が得られることが知られている。
先ず、AC→DC電力変換効率(ηAC→DC)を見てみると、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ〜２００Ｗまでの範囲で９０％以上となっている。電圧共振形コンバータとして、特にスイッチング素子Ｑ1が１石であるシングルエンド方式は、電力変換効率について良好な結果が得られることが知られている。
また、図１１に示されるスイッチング周波数fs、オン期間ＴON、オフ期間ＴOFFによっては、図９の電源回路についての負荷変動に対する定電圧制御特性としてのスイッチング動作が示されることになる。この場合、スイッチング周波数fsは、軽負荷の傾向となるのに従って、スイッチング周波数が高くなるようにして制御されている。また、オン期間ＴON、オフ期間ＴOFFに関しては、負荷変動に対してオフ期間ＴOFFはほぼ一定であるのに対して、オン期間ＴONが、軽負荷の傾向となるのに従って短縮される特性となっている。つまり、図９に示す電源回路は、オフ期間ＴOFFは一定としたうえで、例えば軽負荷の傾向となるのに応じて、オン期間ＴONを短縮するようにしてスイッチング周波数を可変制御していることになる。
このようにして、スイッチング周波数が可変制御されることで、一次側並列共振回路及び二次側並列共振回路を備えることにより得られる誘導性インピーダンスが可変されることになる。この誘導性インピーダンスの可変によっては、一次側から二次側への伝送電力量、及び二次側並列共振回路から負荷への電力伝送量が変化することとなって、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが可変される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化が図られることになる。
このようにして、スイッチング周波数が可変制御されることで、一次側並列共振回路及び二次側並列共振回路を備えることにより得られる誘導性インピーダンスが可変されることになる。この誘導性インピーダンスの可変によっては、一次側から二次側への伝送電力量、及び二次側並列共振回路から負荷への電力伝送量が変化することとなって、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが可変される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化が図られることになる。
図１２は、図９に示す電源回路の定電圧制御特性を、スイッチング周波数fs(kHz)と二次側直流出力電圧Ｅoとの関係により、模式的に示している。
ここで、一次側並列共振回路の共振周波数をfo1、二次側並列共振回路の共振周波数のfo2とすると、図９の回路では、先に説明したように一次側並列共振周波数fo1に対して二次側並列共振周波数fo2が低い関係となる。
そのうえで、或る一定の交流入力電圧ＶACの条件でのスイッチング周波数fsに対する定電圧制御特性を想定すると、図示するようにして、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏmax時／最小負荷電力Ｐｏmin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ａ，Ｂとして示され、二次側並列共振回路の共振周波数fo2に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏmax時／最小負荷電力Ｐｏmin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ｃ，Ｄで示されるものとなる。
さらに、図９の回路のようにして一次側並列共振周波数と二次側並列共振回路とを備える場合、共振周波数fo1,fo2との間には中間共振周波数foが存在することになる。中間共振周波数foとスイッチング周波数fsとの関係による共振インピーダンス特性は、最大負荷電力Ｐｏmax時は特性曲線Ｅで示され、最小負荷電力Ｐｏmin時は、特性曲線Ｆとして示される。
二次側並列共振回路を備える電圧共振形コンバータでは、この中間共振周波数foのスイッチング周波数fsに対する共振インピーダンス特性によって、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが決定される。また、図９に示す電圧共振形コンバータとしては、この中心共振周波数foよりも低い周波数領域でスイッチング周波数fsを可変制御する、いわゆるローアーサイド制御の方式を採る。
そして、この図１２において中間共振周波数ｆｏに対応する特性曲線Ｅ，Ｆとして示される特性の下で、ローアーサイド制御に対応したスイッチング周波数制御により、二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベル（図９の回路の場合１３５Ｖ）を目標値として定電圧化を図ろうとすると、そのために必要なスイッチング周波数fsの可変範囲（必要制御範囲）は、Δfsで示される区間であることになる。換言すれば、このΔfsで示される区間に対応する周波数範囲で、負荷変動に応じてスイッチング周波数を所要値となるようにして可変することで、二次側直流出力電圧Ｅoは定格レベルｔｇとなるようにして制御される。
ここで、一次側並列共振回路の共振周波数をfo1、二次側並列共振回路の共振周波数のfo2とすると、図９の回路では、先に説明したように一次側並列共振周波数fo1に対して二次側並列共振周波数fo2が低い関係となる。
そのうえで、或る一定の交流入力電圧ＶACの条件でのスイッチング周波数fsに対する定電圧制御特性を想定すると、図示するようにして、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏmax時／最小負荷電力Ｐｏmin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ａ，Ｂとして示され、二次側並列共振回路の共振周波数fo2に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏmax時／最小負荷電力Ｐｏmin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ｃ，Ｄで示されるものとなる。
さらに、図９の回路のようにして一次側並列共振周波数と二次側並列共振回路とを備える場合、共振周波数fo1,fo2との間には中間共振周波数foが存在することになる。中間共振周波数foとスイッチング周波数fsとの関係による共振インピーダンス特性は、最大負荷電力Ｐｏmax時は特性曲線Ｅで示され、最小負荷電力Ｐｏmin時は、特性曲線Ｆとして示される。
二次側並列共振回路を備える電圧共振形コンバータでは、この中間共振周波数foのスイッチング周波数fsに対する共振インピーダンス特性によって、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが決定される。また、図９に示す電圧共振形コンバータとしては、この中心共振周波数foよりも低い周波数領域でスイッチング周波数fsを可変制御する、いわゆるローアーサイド制御の方式を採る。
そして、この図１２において中間共振周波数ｆｏに対応する特性曲線Ｅ，Ｆとして示される特性の下で、ローアーサイド制御に対応したスイッチング周波数制御により、二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベル（図９の回路の場合１３５Ｖ）を目標値として定電圧化を図ろうとすると、そのために必要なスイッチング周波数fsの可変範囲（必要制御範囲）は、Δfsで示される区間であることになる。換言すれば、このΔfsで示される区間に対応する周波数範囲で、負荷変動に応じてスイッチング周波数を所要値となるようにして可変することで、二次側直流出力電圧Ｅoは定格レベルｔｇとなるようにして制御される。
ところで、電源回路としては、各種電子機器の多様化などを背景に、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との何れの商用交流電源入力にも対応して動作する、いわゆるワイドレンジ対応とすることが求められている。
図９に示す構成の電源回路は、先に説明したように、スイッチング周波数制御により二次側直流出力電圧Ｅoの安定化を図るように動作し、そのために必要とされるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、図１２にて説明したΔfsによって示される。
図９に示す電源回路は、２００Ｗ〜０Ｗまでの比較的広範囲な負荷変動に対応するものとされている。そして、図９の電源回路について、この負荷条件に対応した実際の必要制御範囲は、fs＝117.6kHz〜208.3kHzで、Δfs＝96.7kHzとなり、比較的に広範囲なものとなっている。
図９に示す電源回路は、２００Ｗ〜０Ｗまでの比較的広範囲な負荷変動に対応するものとされている。そして、図９の電源回路について、この負荷条件に対応した実際の必要制御範囲は、fs＝117.6kHz〜208.3kHzで、Δfs＝96.7kHzとなり、比較的に広範囲なものとなっている。
ここで、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、当然のことながら交流入力電圧ＶACのレベルが変化することによっても変動する。すなわち、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、交流入力電圧ＶACのレベルに応じて減する。
このことから、ＡＣ１００系からＡＣ２００Ｖ系までのワイドレンジでの交流入力電圧の変動に対応しては、例えばＡＣ１００系のみ、あるいはＡＣ２００Ｖ系のみの単レンジでの変動に対応する場合より、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベル変動も大きくなるということがいえる。そして、このようにして拡大した二次側直流出力電圧Ｅo1のレベル変動に対応して定電圧制御動作を行うためには、必要制御範囲として上記した117.6kHz〜208.3kHzの範囲を、より高い周波数の方向に拡大するようにして、より広範囲に設定することが必要となる。
このことから、ＡＣ１００系からＡＣ２００Ｖ系までのワイドレンジでの交流入力電圧の変動に対応しては、例えばＡＣ１００系のみ、あるいはＡＣ２００Ｖ系のみの単レンジでの変動に対応する場合より、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベル変動も大きくなるということがいえる。そして、このようにして拡大した二次側直流出力電圧Ｅo1のレベル変動に対応して定電圧制御動作を行うためには、必要制御範囲として上記した117.6kHz〜208.3kHzの範囲を、より高い周波数の方向に拡大するようにして、より広範囲に設定することが必要となる。
しかしながら、現状におけるスイッチング素子を駆動するためのＩＣ（発振・ドライブ回路２）としては、対応可能な駆動周波数の上限は２００ｋHz程度が限界である。また、仮に上記のような高い周波数での駆動が可能となるＩＣが開発された場合にも、スイッチング素子が高周波駆動されることによっては電力変換効率が著しく低下し、電源回路として実用することは実質的に不可能となる。
このように、例えば図９に示す電源回路の構成によりワイドレンジ対応とすることは実現が非常に困難であることがわかる。
このように、例えば図９に示す電源回路の構成によりワイドレンジ対応とすることは実現が非常に困難であることがわかる。
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
つまり、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うメインスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、メインスイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して並列となる関係により二次側並列共振コンデンサを接続することで、二次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と、二次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側並列共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段を備える。
また、補助スイッチング素子を備え、メインスイッチング素子がオフとなる期間内において補助スイッチング素子がオンとなるオン期間を形成して、このオン期間において一次側並列共振コンデンサに流れるべき充放電電流を補助スイッチング素子に流すようにして設けられるアクティブクランプ回路を備える。
そして、上記絶縁コンバータトランスは、一次側並列共振回路と二次側並列共振回路とを少なくとも有して形成される電磁結合形共振回路について、スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となるようにして、疎結合とみなされる所定の一次側と二次側との結合係数を設定することとした。
そして、最大負荷電力３００Ｗ〜最小負荷電力０Ｗの負荷条件の下で一定以上の電力変換効率が得られるようにして、少なくとも、上記一次側並列共振回路の共振周波数を上記二次側並列共振回路の共振周波数の約１．５倍程度となるように設定する。
つまり、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うメインスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、メインスイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して並列となる関係により二次側並列共振コンデンサを接続することで、二次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と、二次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側並列共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段を備える。
また、補助スイッチング素子を備え、メインスイッチング素子がオフとなる期間内において補助スイッチング素子がオンとなるオン期間を形成して、このオン期間において一次側並列共振コンデンサに流れるべき充放電電流を補助スイッチング素子に流すようにして設けられるアクティブクランプ回路を備える。
そして、上記絶縁コンバータトランスは、一次側並列共振回路と二次側並列共振回路とを少なくとも有して形成される電磁結合形共振回路について、スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となるようにして、疎結合とみなされる所定の一次側と二次側との結合係数を設定することとした。
そして、最大負荷電力３００Ｗ〜最小負荷電力０Ｗの負荷条件の下で一定以上の電力変換効率が得られるようにして、少なくとも、上記一次側並列共振回路の共振周波数を上記二次側並列共振回路の共振周波数の約１．５倍程度となるように設定する。
上記構成による電源回路は、二次側に二次側並列共振回路を備える電圧共振形コンバータとしての基本構成を採る。つまり、一次側と二次側とにそれぞれ二次側並列共振回路を備えた構成を採るものであり、これにより、絶縁コンバータトランスの電磁結合による結合形共振回路を形成することになる。そして、絶縁コンバータトランスについて所定の結合係数による疎結合とすることで、当該結合形共振回路に対する入力であるスイッチング周波数の周波数信号（スイッチング出力）に対する出力特性として、急峻な単峰特性を得ることが可能となる。この結果、二次側直流出力電圧の安定化に要するスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小することができる。
さらに、アクティブクランプ回路を備えて、本来は一次側並列共振コンデンサに流れるべき充放電電流を補助スイッチング素子に流すようにすることで、一次側並列共振コンデンサの両端電圧となる電圧共振パルスのピークレベルが抑制される。
さらに、アクティブクランプ回路を備えて、本来は一次側並列共振コンデンサに流れるべき充放電電流を補助スイッチング素子に流すようにすることで、一次側並列共振コンデンサの両端電圧となる電圧共振パルスのピークレベルが抑制される。
このようにして本発明は、二次側並列共振回路を備える電圧共振形コンバータについて、定電圧制御に必要なスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）が縮小される。これにより、電圧共振形スイッチングコンバータについて、スイッチング周波数制御のみによりワイドレンジ対応化することが容易に実現可能となる。
このようなワイドレンジ化を実現するための基本構成としては、二次側並列共振回路を備える電圧共振形コンバータの絶縁コンバータトランスについて、所要の結合係数が得られる構造とすればよいものであり、従って、部品点数の増加などによるコストアップ、回路の大型化、重量増加などを伴うことなくワイドレンジ対応が実現されている、ということがいえる。
また、アクティブクランプ回路により電圧共振パルスのピークレベルが抑制されることで、メインスイッチング素子をはじめとする部品素子について、低耐圧品を選定できることになる。これにより、部品素子の性能の向上による電源回路の信頼性向上、コストダウン、回路の小型軽量化が図られる。
このようなワイドレンジ化を実現するための基本構成としては、二次側並列共振回路を備える電圧共振形コンバータの絶縁コンバータトランスについて、所要の結合係数が得られる構造とすればよいものであり、従って、部品点数の増加などによるコストアップ、回路の大型化、重量増加などを伴うことなくワイドレンジ対応が実現されている、ということがいえる。
また、アクティブクランプ回路により電圧共振パルスのピークレベルが抑制されることで、メインスイッチング素子をはじめとする部品素子について、低耐圧品を選定できることになる。これにより、部品素子の性能の向上による電源回路の信頼性向上、コストダウン、回路の小型軽量化が図られる。
図１の回路図は、本発明を実施するための最良の形態（実施の形態）として、第１の実施の形態の電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、シングルエンド方式による電圧共振形スイッチングコンバータとしての基本構成を採る。
この図に示すスイッチング電源回路においては、まず、商用交流電源ＡＣのラインに対して、図示するようにして、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLが挿入される。これらコモンモードチョークコイルＣＭＣ、及びアクロスコンデンサＣL，ＣLにより、商用交流電源ＡＣのラインに重畳するコモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが形成される。
この図に示すスイッチング電源回路においては、まず、商用交流電源ＡＣのラインに対して、図示するようにして、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLが挿入される。これらコモンモードチョークコイルＣＭＣ、及びアクロスコンデンサＣL，ＣLにより、商用交流電源ＡＣのラインに重畳するコモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが形成される。
商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）は、ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流され、その整流出力は平滑コンデンサＣｉに充電される。これにより平滑コンデンサＣｉの両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のスイッチングコンバータのための直流入力電圧となる。
この図において、上記整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うスイッチングコンバータは、例えば１石のスイッチング素子Ｑ1を備えたシングルエンド方式の電圧共振形コンバータとして形成される。この場合のスイッチング素子Ｑ1には高耐圧のＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。また、この場合の電圧共振形コンバータの駆動方式は、発振・ドライブ回路２によりスイッチング素子をスイッチング駆動する他励式である。
スイッチング素子Ｑ1のゲートに対しては、発振・ドライブ回路２から出力されるスイッチング駆動信号（電圧）が印加されるようになっている。
また、スイッチング素子Ｑ1のドレインは、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻始め端部と接続される。一次巻線Ｎ1の巻き終わり端部は、平滑コンデンサＥｉの正極端子と接続される。従って、この場合には、直流入力電圧（Ｅｉ）は、一次巻線Ｎ1の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ1に供給されるようになっている。スイッチング素子Ｑ1のソースは一次側アースに接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1のドレインは、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻始め端部と接続される。一次巻線Ｎ1の巻き終わり端部は、平滑コンデンサＥｉの正極端子と接続される。従って、この場合には、直流入力電圧（Ｅｉ）は、一次巻線Ｎ1の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ1に供給されるようになっている。スイッチング素子Ｑ1のソースは一次側アースに接続される。
この場合のスイッチング素子Ｑ1には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されていることから、図示するようにして、ソース−ドレイン間に対して並列に接続されるようにしてボディダイオードＤDを内蔵する。このボディダイオードＤDとしては、アノードがスイッチング素子Ｑ1のソースと接続され、カソードがスイッチング素子Ｑ1のドレインと接続される状態を形成する。このボディダイオードＤDは、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ動作（スイッチング動作）により生じる、逆方向のスイッチング電流を流す経路を形成する。
そして、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
一次側並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンスＬ1とによって、スイッチング素子Ｑ1に流れるスイッチング電流に対する一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成する。この一次側並列共振回路が共振動作を行うことによって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として電圧共振形の動作が得られる。これに応じて、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）であるスイッチング電圧Ｖ1としては、そのオフ期間において正弦波状の電圧共振パルス波形が得られる。
一次側並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンスＬ1とによって、スイッチング素子Ｑ1に流れるスイッチング電流に対する一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成する。この一次側並列共振回路が共振動作を行うことによって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として電圧共振形の動作が得られる。これに応じて、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）であるスイッチング電圧Ｖ1としては、そのオフ期間において正弦波状の電圧共振パルス波形が得られる。
発振・ドライブ回路２は、例えば他励式によりスイッチング素子Ｑ1を駆動するために、発振回路と、この発振回路により得られる発振信号に基づいて、ＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング駆動するためのゲート電圧であるドライブ信号を生成して、スイッチング素子Ｑ1のゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、ドライブ信号の周期に応じたスイッチング周波数に従って連続的にオン／オフ動作を行う。つまり、スイッチング動作を行う。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側と二次側とを直流的に絶縁した状態で、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を二次側に伝送する。
図２は、図１の電源回路が備える絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を示す断面図である。
この図に示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ2を巻装する。このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
図２は、図１の電源回路が備える絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を示す断面図である。
この図に示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ2を巻装する。このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
そのうえで、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、図のようにして、例えばギャップ長2mm程度以上のギャップＧを形成する。これによって、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．７程度以下による疎結合の状態を得るようにしている。つまり、従来技術として図９に示した電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも、さらに疎結合の状態としている。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、前述もしたように、スイッチング素子Ｑ1のドレインと接続されている。これにより、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が一次巻線Ｎ1に伝達され、一次巻線Ｎ1には交番電圧が生じる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。
この二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2を並列に接続している。これにより、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側並列共振回路を形成する。この二次側並列共振回路は、後述する二次側整流回路の整流動作に応じて共振動作を行う。つまり、一次側とともに、二次側においても電圧共振動作が得られる。
この二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2を並列に接続している。これにより、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側並列共振回路を形成する。この二次側並列共振回路は、後述する二次側整流回路の整流動作に応じて共振動作を行う。つまり、一次側とともに、二次側においても電圧共振動作が得られる。
この場合の二次側整流回路は、上記のようにして二次側並列共振コンデンサＣ2が並列接続された二次巻線Ｎ2に対して、１本の整流ダイオードＤo1と、１本の平滑コンデンサＣｏを接続することで半波整流回路として形成される。この半波整流回路の接続態様としては、まず、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部側に対して、整流ダイオードＤo1のアノードを接続する。また、整流ダイオードＤo1のカソードを平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。二次巻線Ｎ2の巻始め端部と、平滑コンデンサＣｏの負極端子は、二次側アースに対して接続する。なお、整流ダイオードＤo1は、スイッチング周波数に応じた比較的高周波でのオン／オフ動作を行うことから、高速型（高速リカバリ型）が選定される。
このようにして形成される半波整流回路では、二次巻線電圧Ｖ2について、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部側が正極性となる半波の期間において整流ダイオードＤo1が導通して整流電流を流し、平滑コンデンサＣｏに充電する動作が得られる。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、二次巻線Ｎ2の誘起電圧の等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅoが得られる。
この二次側直流出力電圧Ｅoは、負荷に供給される。また、分岐して制御回路１に対して検出電圧として出力される。
この二次側直流出力電圧Ｅoは、負荷に供給される。また、分岐して制御回路１に対して検出電圧として出力される。
制御回路１は、入力された二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ1を駆動する。
上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2側に伝送される電力量、また、二次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベル変動がキャンセルされるようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを制御する動作が得られることになる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られる。
また、この図に示す電源回路の一次側には、アクティブクランプ回路１０が備えられる。
アクティブクランプ回路１０は、補助スイッチング素子Ｑ2，クランプコンデンサＣCL，クランプダイオードＤD2を備えて形成される。この場合、補助スイッチング素子Ｑ2についてはＭＯＳ−ＦＥＴが選定される。クランプダイオードＤD2は、補助スイッチング素子Ｑ2が備えるボディダイオードとされ、アノードが補助スイッチング素子Ｑ2のソースに対して接続され、カソードが補助スイッチング素子Ｑ2のドレインに対して接続される。
また、補助スイッチング素子Ｑ2を駆動するための駆動回路系として、駆動巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，ゲート抵抗Ｒg、及びゲート−ドレイン間抵抗Ｒ1を備えて成る。
なお、以降において、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータを形成する側のスイッチング素子Ｑ1については、上記補助スイッチング素子Ｑ2と区別して、メインスイッチング素子Ｑ1ともいうことにする。
アクティブクランプ回路１０は、補助スイッチング素子Ｑ2，クランプコンデンサＣCL，クランプダイオードＤD2を備えて形成される。この場合、補助スイッチング素子Ｑ2についてはＭＯＳ−ＦＥＴが選定される。クランプダイオードＤD2は、補助スイッチング素子Ｑ2が備えるボディダイオードとされ、アノードが補助スイッチング素子Ｑ2のソースに対して接続され、カソードが補助スイッチング素子Ｑ2のドレインに対して接続される。
また、補助スイッチング素子Ｑ2を駆動するための駆動回路系として、駆動巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，ゲート抵抗Ｒg、及びゲート−ドレイン間抵抗Ｒ1を備えて成る。
なお、以降において、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータを形成する側のスイッチング素子Ｑ1については、上記補助スイッチング素子Ｑ2と区別して、メインスイッチング素子Ｑ1ともいうことにする。
補助スイッチング素子Ｑ2のドレインはクランプコンデンサＣCLの一方の端子と接続されて、クランプコンデンサＣCLの他方の端子は、整流平滑電圧Ｅｉのラインと一次巻線Ｎ1の巻き終わり端部との接続点に対して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソースは一次巻線Ｎ1の巻始め側の端部に対して接続される。
つまり、本実施の形態のアクティブクランプ回路１０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2//クランプダイオードＤD2の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣCLを直列に接続して成るものとされる。そして、このようにして形成される回路を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して構成される。
つまり、本実施の形態のアクティブクランプ回路１０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2//クランプダイオードＤD2の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣCLを直列に接続して成るものとされる。そして、このようにして形成される回路を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して構成される。
また、補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回路系としては、図示するように、補助スイッチング素子Ｑ2のゲート−ドレイン間に対してゲート−ドレイン間抵抗Ｒ1を挿入する。また、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して抵抗Ｒg−コンデンサＣｇ−駆動巻線Ｎｇの直列接続回路を接続する。これら直列接続回路及び抵抗Ｒ1により、補助スイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆動回路を形成する。ここでの駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて、一次巻線Ｎ1の巻始め端部側を巻き上げるようにして形成されており、この場合の巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。これにより、駆動巻線Ｎｇには、一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧により励起された電圧が発生する。また、この場合には、その巻方向の関係から、一次巻線Ｎ1と駆動巻線Ｎｇとは逆極性の電圧が得られる。なお、実際としては駆動巻線Ｎｇのターン数は１Ｔであればその動作は保証されるが、これに限定されるものではない。
上記アクティブクランプ回路１０は、後述するようにして、メインスイッチング素子Ｑ1//一次側並列共振コンデンサＣｒの並列回路の両端に発生するスイッチング電圧（並列共振電圧）Ｖ1として、メインスイッチング素子Ｑ１のオフ時に発生する電圧共振パルスのピークレベルを抑制するように動作する。
ここで、上記図１に示した回路形態の電源回路の実際として、要部については、下記のように設定を行って構成している。なお、この電源回路の対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）としている。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、コアについてEER-35を選定して、ギャップＧについては2.2mmのギャップ長を設定した。一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の各巻数（ターン数）Ｔについては、Ｎ1＝55T、Ｎ2＝25Tを選定して、二次巻線Ｎ2の１ターンあたりの誘起電圧については5Ｖ／T以上程度が得られるようにしている。また、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1＝350μH、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2＝83μHが設定される。これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ＝0.685が設定される。
なお、上記EERのコアは、よく知られているように、製品としてのコアの型式、規格の１つであり、この型式には、EEのあることも知られている。本願においてＥＥ型という場合には、断面がＥＥ字形状であることに応じて、EER、EEの何れのタイプについてもＥＥ型のコアであるとして扱うものとする。
また、メインスイッチング素子Ｑ1については、10A/600V耐圧のものを選定している。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスについてはＣｒ＝2200pＦを選定し、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスについてはＣ2＝0.047μＦを選定している。
また、アクティブクランプ回路１０に関しては、クランプコンデンサＣCL＝0.056μＦ、駆動巻線Ｎg＝1T、コンデンサＣg＝0.033μＦ、ゲート抵抗Ｒg＝4.7Ω、ゲート−ソース間抵抗Ｒ1＝1kΩをそれぞれ選定する。また、補助スイッチング素子Ｑ2については、10A/600V耐圧のものを選定している。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、コアについてEER-35を選定して、ギャップＧについては2.2mmのギャップ長を設定した。一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の各巻数（ターン数）Ｔについては、Ｎ1＝55T、Ｎ2＝25Tを選定して、二次巻線Ｎ2の１ターンあたりの誘起電圧については5Ｖ／T以上程度が得られるようにしている。また、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1＝350μH、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2＝83μHが設定される。これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ＝0.685が設定される。
なお、上記EERのコアは、よく知られているように、製品としてのコアの型式、規格の１つであり、この型式には、EEのあることも知られている。本願においてＥＥ型という場合には、断面がＥＥ字形状であることに応じて、EER、EEの何れのタイプについてもＥＥ型のコアであるとして扱うものとする。
また、メインスイッチング素子Ｑ1については、10A/600V耐圧のものを選定している。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスについてはＣｒ＝2200pＦを選定し、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスについてはＣ2＝0.047μＦを選定している。
また、アクティブクランプ回路１０に関しては、クランプコンデンサＣCL＝0.056μＦ、駆動巻線Ｎg＝1T、コンデンサＣg＝0.033μＦ、ゲート抵抗Ｒg＝4.7Ω、ゲート−ソース間抵抗Ｒ1＝1kΩをそれぞれ選定する。また、補助スイッチング素子Ｑ2については、10A/600V耐圧のものを選定している。
また、本実施の形態において、図１に示す電源回路の共振周波数fo1については、次のようにして扱うものとする。
次に説明する図３の波形図に示されるように、図１に示す電源回路における一次側のスイッチングコンバータの動作としては、電圧共振形コンバータ（メインスイッチング素子Ｑ1）とアクティブクランプ回路１０のスイッチング動作が複合的に行われているものとしてみることができる。また、このことは、一次側並列共振コンデンサＣｒと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とにより形成される一次側並列共振回路（ここでは一次側並列共振回路ａという）と、クランプコンデンサＣCLと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とにより形成される並列共振回路（ここでは一次側並列共振回路ｂという）とが、一次側において複合的に動作しているものとして考えることができる。この場合において、一次側並列共振回路aは、メインスイッチング素子Ｑ1がオンの期間に共振動作を行い、一次側並列共振回路ｂは、補助スイッチング素子Ｑ2がオンの期間に共振動作を行うものとして扱うことができる。
ここで、一次側並列共振回路aの共振周波数fo1aは、一次側並列共振コンデンサＣｒ＝2200pF、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1＝350μHとしていることで、fo1a＝181.5kHzを設定していることになる。一次側並列共振回路ｂの共振周波数fo1bは、クランプコンデンサＣCL＝0.056μＦ、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1＝350μHにより、fo1b＝36kHzとなる。このようにして、図１の回路の一次側では、２つの一次側並列共振回路ごとに異なる周波数値の２つの共振周波数が存在する。そこで、本実施の形態では、これらの一次側並列共振回路を１つに統合してみた場合の並列共振周波数fo1としては、fo1＝（fo1a＋fo1b）／2で表すものとする。つまり、上記一次側並列共振回路a、ｂの各共振周波数fo1a，fo1bの平均値を、一次側並列共振回路の並列共振周波数fo1として扱うようにされる。この場合には、fo1＝（181.5kHz＋36kHz）／2＝108.8ｋHz（108.75kHz）となる。
つまり、本実施の形態における共振周波数fo1は、アクティブクランプ回路１０の動作を含むものとしたうえでの一次側スイッチングコンバータの動作により得られる一次側並列共振回路の共振周波数となる。そこで、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスを形成要素とする一次側並列共振回路ａの共振周波数fo1aについては、かかるアクティブクランプ回路１０の存在により得られる、fo1＝（fo1a＋fo1b）／2で表される共振周波数fo1について、しかるべき値が選定されるようにして設定するものであるという考え方を取ることができる。
また、二次側並列共振回路の共振周波数fo2については、二次側並列共振コンデンサＣ2＝0.047μＦと、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2＝83μHにより、fo2＝80.6kHzが設定される。この場合の共振周波数fo1，fo2についての相対的な関係としては、fo1≒1.3×fo2が成立するようにして設定していることになる。
次に説明する図３の波形図に示されるように、図１に示す電源回路における一次側のスイッチングコンバータの動作としては、電圧共振形コンバータ（メインスイッチング素子Ｑ1）とアクティブクランプ回路１０のスイッチング動作が複合的に行われているものとしてみることができる。また、このことは、一次側並列共振コンデンサＣｒと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とにより形成される一次側並列共振回路（ここでは一次側並列共振回路ａという）と、クランプコンデンサＣCLと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とにより形成される並列共振回路（ここでは一次側並列共振回路ｂという）とが、一次側において複合的に動作しているものとして考えることができる。この場合において、一次側並列共振回路aは、メインスイッチング素子Ｑ1がオンの期間に共振動作を行い、一次側並列共振回路ｂは、補助スイッチング素子Ｑ2がオンの期間に共振動作を行うものとして扱うことができる。
ここで、一次側並列共振回路aの共振周波数fo1aは、一次側並列共振コンデンサＣｒ＝2200pF、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1＝350μHとしていることで、fo1a＝181.5kHzを設定していることになる。一次側並列共振回路ｂの共振周波数fo1bは、クランプコンデンサＣCL＝0.056μＦ、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1＝350μHにより、fo1b＝36kHzとなる。このようにして、図１の回路の一次側では、２つの一次側並列共振回路ごとに異なる周波数値の２つの共振周波数が存在する。そこで、本実施の形態では、これらの一次側並列共振回路を１つに統合してみた場合の並列共振周波数fo1としては、fo1＝（fo1a＋fo1b）／2で表すものとする。つまり、上記一次側並列共振回路a、ｂの各共振周波数fo1a，fo1bの平均値を、一次側並列共振回路の並列共振周波数fo1として扱うようにされる。この場合には、fo1＝（181.5kHz＋36kHz）／2＝108.8ｋHz（108.75kHz）となる。
つまり、本実施の形態における共振周波数fo1は、アクティブクランプ回路１０の動作を含むものとしたうえでの一次側スイッチングコンバータの動作により得られる一次側並列共振回路の共振周波数となる。そこで、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスを形成要素とする一次側並列共振回路ａの共振周波数fo1aについては、かかるアクティブクランプ回路１０の存在により得られる、fo1＝（fo1a＋fo1b）／2で表される共振周波数fo1について、しかるべき値が選定されるようにして設定するものであるという考え方を取ることができる。
また、二次側並列共振回路の共振周波数fo2については、二次側並列共振コンデンサＣ2＝0.047μＦと、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2＝83μHにより、fo2＝80.6kHzが設定される。この場合の共振周波数fo1，fo2についての相対的な関係としては、fo1≒1.3×fo2が成立するようにして設定していることになる。
図３の波形図は、上記構成による図１の電源回路における要部の動作を、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期により示しており、図３（ａ）には、最大負荷電力Pomax＝３００Ｗ時におけるスイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、クランプ電流ＩQ2、電流Ｉcr、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電流Ｉ2が示される。図３（ｂ）には、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時における、上記各波形が示されている。
スイッチング電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間の電圧であり、スイッチング電流ＩQ1は、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流となる。スイッチング電圧Ｖ1及びスイッチング電流ＩQ1によっては、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフタイミングが示される。１スイッチング周期は、スイッチング素子Ｑ1がオンとなるべき期間ＴONと、オフとなるべき期間ＴOFFとに分けられ、スイッチング電圧Ｖ1は、期間ＴONにおいては０レベルで、期間ＴOFFにおいて電圧共振パルスが得られる波形となる。このスイッチング電圧Ｖ1としての電圧共振パルスは、本来は、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることにより、正弦波状の共振波形として得られる。しかし、本実施の形態では、アクティブクランプ回路１０が後述するようにして動作することで、電圧共振パルスのピークが抑制される波形形状となる。
スイッチング電流ＩQ1は、期間ＴOFFにおいては０レベルであり、この期間ＴOFFが終了して期間ＴONが開始されてターンオンタイミングに至ると、先ず、ボディダイオードＤDを流れることで負極性の波形となり、続いてドレインからソースに流れることで正極性に反転する波形となる。このようなスイッチング電流ＩQ1の波形は、適正にＺＶＳ(Zero Volt Switching)、ＺＣＳ(Zero Current Switching)が行われていることを示している。また、このスイッチング電流ＩQ1は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリーケージインダクタンスＬ1を介してメインスイッチング素子Ｑ1に流れるものとしてみることができる。
スイッチング電流ＩQ1は、期間ＴOFFにおいては０レベルであり、この期間ＴOFFが終了して期間ＴONが開始されてターンオンタイミングに至ると、先ず、ボディダイオードＤDを流れることで負極性の波形となり、続いてドレインからソースに流れることで正極性に反転する波形となる。このようなスイッチング電流ＩQ1の波形は、適正にＺＶＳ(Zero Volt Switching)、ＺＣＳ(Zero Current Switching)が行われていることを示している。また、このスイッチング電流ＩQ1は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリーケージインダクタンスＬ1を介してメインスイッチング素子Ｑ1に流れるものとしてみることができる。
一次巻線電流Ｉ1は、一次巻線Ｎ1に流れる電流であり、スイッチング電流ＩQ1に流れる電流成分と一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなる。一次巻線電流Ｉ1における期間ＴOFFの波形は、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流波形に対応している。
二次巻線Ｎ2に交番電圧が誘起されることで、二次巻線電圧Ｖ2が正極性で一定以上のレベルとなる半周期の期間ごとに整流ダイオードＤo1が導通して、この導通期間内に整流電流を平滑コンデンサＣｏに対して流す。これに対応して、二次巻線電圧Ｖ2としては、二次巻線Ｎ2の誘起電圧レベルが整流ダイオードＤo1に対して二次側直流出力電圧Ｅo以上のレベルの電圧となって整流ダイオードＤo1を導通させている期間に対応しては、二次側直流出力電圧Ｅoによりクランプされ、整流ダイオードＤo1が非導通となる期間は、二次側直流出力電圧Ｅo以下のレベルのエンベロープによる正弦波状となる。二次巻線電流Ｉ2は、整流ダイオードＤo1を流れる整流電流と、二次側並列共振コンデンサＣ2に流れる電流とが合成された波形として得られる。なお、図示していないが、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時においては、整流ダイオードＤo1の導通期間内にあっても、整流ダイオードＤo1に流れるものとされる整流電流は０レベルとなる。
また、この図３（ａ）（ｂ）の波形図において、アクティブクランプ回路１０の動作は、１スイッチング周期内において遷移する、mode1〜5までの５段階の動作モードとして示される。
先ず、メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいてはmode1としての動作が得られる。このとき、補助スイッチング素子Ｑ2は、この期間ＴONにおいてはオフ状態にある。つまり、mode１は、補助スイッチング素子Ｑ2がオフ状態となるように制御されるモードである。
先ず、メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいてはmode1としての動作が得られる。このとき、補助スイッチング素子Ｑ2は、この期間ＴONにおいてはオフ状態にある。つまり、mode１は、補助スイッチング素子Ｑ2がオフ状態となるように制御されるモードである。
このmode1（期間ＴON）において、スイッチング電流ＩQ1は、上記もしたように、ターンオン直後において負極性によりクランプダイオードＤD2に流れた後に反転して正極性によりメインスイッチング素子Ｑ1のソースからドレインの方向に流れる。
ここで、スイッチング電流ＩQ1が負極性により流れる期間は、直前の期間ｔｄ２の終了を以て、一次側並列共振コンデンサＣｒにおける放電が終了することで、クランプダイオードＤDが導通し、クランプダイオードＤD→一次巻線Ｎ1を介してスイッチング出力電流ＩQ1を流すことで、電源側に電力を回生するモードとなる。この電力回生の動作を終了して、スイッチング電流ＩQ1は、平滑コンデンサＣｉから一次巻線Ｎ1から供給されるようにして、メインスイッチング素子Ｑ1のソース−ドレインを流れるようにされる。
ここで、スイッチング電流ＩQ1が負極性により流れる期間は、直前の期間ｔｄ２の終了を以て、一次側並列共振コンデンサＣｒにおける放電が終了することで、クランプダイオードＤDが導通し、クランプダイオードＤD→一次巻線Ｎ1を介してスイッチング出力電流ＩQ1を流すことで、電源側に電力を回生するモードとなる。この電力回生の動作を終了して、スイッチング電流ＩQ1は、平滑コンデンサＣｉから一次巻線Ｎ1から供給されるようにして、メインスイッチング素子Ｑ1のソース−ドレインを流れるようにされる。
上記mode1に対応する期間ＴONが終了して、期間ＴOFFに至ったとされると、先ず、mode2に対応する期間ｔｄ1が開始される。
この期間ｔｄ1では、メインスイッチング素子Ｑ1がターンオフすることで、一次巻線Ｎ1に流れていた電流は、図３に示す電流Ｉcrとして、一次側並列共振コンデンサＣｒを充電するようにして流れることになる。このときに、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる充電電流は、正極性によりパルス的に現れる波形となるが、これは部分共振モードとしての動作とされる。また、このときには、メインスイッチング素子Ｑ1に対して並列に一次側並列共振コンデンサＣｒが接続されていることで、メインスイッチング素子Ｑ1はＺＶＳによりターンオフされる。
この期間ｔｄ1では、メインスイッチング素子Ｑ1がターンオフすることで、一次巻線Ｎ1に流れていた電流は、図３に示す電流Ｉcrとして、一次側並列共振コンデンサＣｒを充電するようにして流れることになる。このときに、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる充電電流は、正極性によりパルス的に現れる波形となるが、これは部分共振モードとしての動作とされる。また、このときには、メインスイッチング素子Ｑ1に対して並列に一次側並列共振コンデンサＣｒが接続されていることで、メインスイッチング素子Ｑ1はＺＶＳによりターンオフされる。
続いては、補助スイッチング素子Ｑ2がオン状態となるように制御されると共に、メインスイッチング素子Ｑ1がオフ状態にあるように制御される期間となり、これは、図３に示す期間ＴON2に相当する。
この期間ＴON2は、アクティブクランプ回路１０の動作期間であり、先ずmode3としての動作を行った後にmode4としての動作を行うようにされる。
この期間ＴON2は、アクティブクランプ回路１０の動作期間であり、先ずmode3としての動作を行った後にmode4としての動作を行うようにされる。
先のmode2の動作では、一次巻線Ｎ1から一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流Ｉcrによって、一次側並列共振コンデンサＣｒに対する充電が行われるが、これによりmode2に続くmode3の動作としては、一次巻線Ｎ1に得られている電圧レベルが、初期時（期間ＴON2開始時）におけるクランプコンデンサＣCLの両端電圧レベルに対して同電位もしくはそれ以上となる。これにより、補助スイッチング素子Ｑ2に並列接続されるクランプダイオードＤD2の導通条件が満たされて導通することで、クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCLの経路で電流が流れるようにされ、クランプ電流ＩQ2としては、図３に示す期間ＴON2開始時以降において、負方向から時間経過に従って０レベルに近づく鋸歯状波形が得られることになる。
先に記載したように、例えばクランプコンデンサＣCLのキャパシタンスはＣCL＝0.056μＦであるのに対して、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスはＣｒ＝2200ｐＦであり、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスのほうが、クランプコンデンサＣCLのキャパシタンスと比較して相当に小さい。このようなクランプコンデンサＣCLと一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスの選定とすれば、mode3としての動作によっては、大部分の電流がクランプ電流ＩQ2としてクランプコンデンサＣCLに対して流れるようにされ、一次側並列共振コンデンサＣｒに対してはほとんど流れない。この結果、この期間ＴON2時における一次側並列共振コンデンサＣｒに対する充電電流量が低減されることとなって、スイッチング電圧Ｖ1における電圧共振パルスの傾きは緩やかとなるようにされ、そのピークレベルＶ1pが抑制されることになる。即ち、電圧共振パルスに対するクランプ動作が得られる。
先に記載したように、例えばクランプコンデンサＣCLのキャパシタンスはＣCL＝0.056μＦであるのに対して、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスはＣｒ＝2200ｐＦであり、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスのほうが、クランプコンデンサＣCLのキャパシタンスと比較して相当に小さい。このようなクランプコンデンサＣCLと一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスの選定とすれば、mode3としての動作によっては、大部分の電流がクランプ電流ＩQ2としてクランプコンデンサＣCLに対して流れるようにされ、一次側並列共振コンデンサＣｒに対してはほとんど流れない。この結果、この期間ＴON2時における一次側並列共振コンデンサＣｒに対する充電電流量が低減されることとなって、スイッチング電圧Ｖ1における電圧共振パルスの傾きは緩やかとなるようにされ、そのピークレベルＶ1pが抑制されることになる。即ち、電圧共振パルスに対するクランプ動作が得られる。
なお、図１に示す構成の下で、アクティブクランプ回路１０を備えない場合には、期間ＴOFFの全期間において充放電電流が流れることで、例えば、電圧共振パルスは正弦波状の急峻な波形となり、このピークレベルは、アクティブクランプ回路１０を備える場合より上昇する。
そして、期間ＴON2において上記mode3が終了すると引き続いてmode4としての動作に移行する。
このmode4開始時は、図３に示すクランプ電流ＩQ2が負の方向から正方向に反転するタイミングとされる。このタイミングでは、補助スイッチング素子Ｑ2は、このクランプ電流ＩQ2が負極性から正極性反転するタイミングで、ＺＶＳ及びＺＣＳによりターンオンする。 このようにして補助スイッチング素子Ｑ2がオンとなる状態では、このときに得られる一次側並列共振回路の共振作用によって、一次巻線Ｎ1→クランプコンデンサＣCLを介して、補助スイッチング素子Ｑ2のドレイン→ソースにクランプ電流ＩQ2が流れ、図３に示すように、正極性により増加していく波形が得られる。
このmode4開始時は、図３に示すクランプ電流ＩQ2が負の方向から正方向に反転するタイミングとされる。このタイミングでは、補助スイッチング素子Ｑ2は、このクランプ電流ＩQ2が負極性から正極性反転するタイミングで、ＺＶＳ及びＺＣＳによりターンオンする。 このようにして補助スイッチング素子Ｑ2がオンとなる状態では、このときに得られる一次側並列共振回路の共振作用によって、一次巻線Ｎ1→クランプコンデンサＣCLを介して、補助スイッチング素子Ｑ2のドレイン→ソースにクランプ電流ＩQ2が流れ、図３に示すように、正極性により増加していく波形が得られる。
ここで、図示していないが、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに印加される電圧は、駆動巻線Ｎｇに誘起された電圧とされ、これは矩形波状のパルス電圧となる。
そして、期間ｔｄ１及び期間ｔｄ２は、メインスイッチング素子Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2が共にオフとなるスレッシュホールド期間とされ、上記ゲート流入電流が流れることによってこのスレッシュホールド期間が保持されるものである。
そして、期間ｔｄ１及び期間ｔｄ２は、メインスイッチング素子Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2が共にオフとなるスレッシュホールド期間とされ、上記ゲート流入電流が流れることによってこのスレッシュホールド期間が保持されるものである。
上記mode4の動作は、補助スイッチング素子Ｑ2がターンオンしていることで、これまで期間ＴOFFにおいて０レベルとされていた、補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2が立ち上がりを開始するタイミングを以て終了するようにされ、続いては、期間ｔｄ２におけるmode5としての動作に移行する。
mode5では、一次側並列共振コンデンサＣｒから一次巻線Ｎ1に対して放電電流を流す動作が得られる。つまり部分共振動作が得られる。この部分共振動作としての放電は、図３では、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流Ｉcrとして、期間ｔｄ２のみにおいて負極性の方向で流れるパルス状の波形として示されている。
このときにメインスイッチング素子Ｑ1にかかるスイッチング電圧Ｖ1の電圧共振パルスは、上述もしたように一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスが、クランプコンデンサＣCLのキャパシタンスより小さいことによって、その傾きが大きいものとなり、図示するようにして、急速に０レベルに向かって下降するようにして立ち下がっていく。
そして、補助スイッチング素子Ｑ2は、上記mode4が終了してmode5が開始されるタイミングでターンオフを開始するが、このときには、上記したようにして電圧共振パルス（スイッチング電圧Ｖ1）が或る傾きを有して立ち下がることで、ＺＶＳによるターンオフ動作となる。
アクティブクランプ回路１０は、このようなmode1〜5の動作を１スイッチング周期ごとに繰り返す。
mode5では、一次側並列共振コンデンサＣｒから一次巻線Ｎ1に対して放電電流を流す動作が得られる。つまり部分共振動作が得られる。この部分共振動作としての放電は、図３では、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流Ｉcrとして、期間ｔｄ２のみにおいて負極性の方向で流れるパルス状の波形として示されている。
このときにメインスイッチング素子Ｑ1にかかるスイッチング電圧Ｖ1の電圧共振パルスは、上述もしたように一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスが、クランプコンデンサＣCLのキャパシタンスより小さいことによって、その傾きが大きいものとなり、図示するようにして、急速に０レベルに向かって下降するようにして立ち下がっていく。
そして、補助スイッチング素子Ｑ2は、上記mode4が終了してmode5が開始されるタイミングでターンオフを開始するが、このときには、上記したようにして電圧共振パルス（スイッチング電圧Ｖ1）が或る傾きを有して立ち下がることで、ＺＶＳによるターンオフ動作となる。
アクティブクランプ回路１０は、このようなmode1〜5の動作を１スイッチング周期ごとに繰り返す。
また、これまでに説明した各部の動作をふまえて、図３（ａ）に示される最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ時と、図３（ｂ）に示される最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時の波形を比較してみると、一次側スイッチングコンバータの動作としては、無負荷（軽負荷）の傾向となっていくのに従って、１スイッチング周期（ＴOFF＋ＴON）の期間長は短くなっている、つまり、スイッチング周波数fsが高くなっている。このことは、定電圧制御動作として、先に説明した、負荷変動に応じてスイッチング周波数fsが可変されるスイッチング周波数制御の動作が得られていることを示す。
但し、本実施の形態の場合には、軽負荷傾向に応じてスイッチング周波数は高くなっているが、１スイッチング周期内における期間ＴOFF，ＴONのデューティ比については、軽負荷の傾向となるのに従って、期間ＴOFFのほうが期間ＴONに対して大きくなるようにして変化している。これは、アクティブクランプ回路１０により電圧共振パルス（Ｖ1）のピークレベルＶ1pが抑制されていることによる。電圧共振パルス（Ｖ1）は、そのピークレベルＶ1pが抑制される分、その導通角は拡大するようにして変化する。図３からも理解されるように、軽負荷傾向となるのに応じて、電圧共振パルス（Ｖ1）のピークレベルＶ1pは抑制されることになるが、その分、電圧共振パルス（Ｖ1）の導通角も拡大する。この導通角の拡大が、上記した１スイッチング周期内における期間ＴOFF，ＴONのデューティ比の変化として現れている。
前述したように、一次側並列共振コンデンサＣｒとクランプコンデンサＣCLとのキャパシタンスについては、一次側並列共振コンデンサＣｒに対してクランプコンデンサＣCLのほうを相当に大きく選定している。電圧共振パルスの抑制の度合いは、この一次側並列共振コンデンサＣｒとクランプコンデンサＣCLのキャパシタンスの差を広げるほど大きくなる。しかし、これに伴って、電圧共振パルス（Ｖ1）の導通角が拡大する度合いも大きくなる。１スイッチング周期内における電圧共振パルス（Ｖ1）の導通角、つまりメインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間（ＴOFF）が拡大することによっては、その分メインスイッチング素子Ｑ1のオン期間（ＴON）が短縮されることになる。一定以上にオン期間（ＴON）が短縮されると、メインスイッチング素子Ｑ1におけるスイッチング損失が問題となる場合がある。本実施の形態では、必要とされる電圧共振パルスの抑制レベルと、スイッチング損失とのバランスを考慮して試験等を行った結果として、クランプコンデンサＣCL及び一次側並列共振コンデンサＣｒについての各キャパシタンス（ＣCL＝0.056μＦ、Ｃｒ＝2200ｐＦ）を選定した。このキャパシタンス選定では、ＣCL≒25Ｃｒの関係が得られているとみることができる。
但し、本実施の形態の場合には、軽負荷傾向に応じてスイッチング周波数は高くなっているが、１スイッチング周期内における期間ＴOFF，ＴONのデューティ比については、軽負荷の傾向となるのに従って、期間ＴOFFのほうが期間ＴONに対して大きくなるようにして変化している。これは、アクティブクランプ回路１０により電圧共振パルス（Ｖ1）のピークレベルＶ1pが抑制されていることによる。電圧共振パルス（Ｖ1）は、そのピークレベルＶ1pが抑制される分、その導通角は拡大するようにして変化する。図３からも理解されるように、軽負荷傾向となるのに応じて、電圧共振パルス（Ｖ1）のピークレベルＶ1pは抑制されることになるが、その分、電圧共振パルス（Ｖ1）の導通角も拡大する。この導通角の拡大が、上記した１スイッチング周期内における期間ＴOFF，ＴONのデューティ比の変化として現れている。
前述したように、一次側並列共振コンデンサＣｒとクランプコンデンサＣCLとのキャパシタンスについては、一次側並列共振コンデンサＣｒに対してクランプコンデンサＣCLのほうを相当に大きく選定している。電圧共振パルスの抑制の度合いは、この一次側並列共振コンデンサＣｒとクランプコンデンサＣCLのキャパシタンスの差を広げるほど大きくなる。しかし、これに伴って、電圧共振パルス（Ｖ1）の導通角が拡大する度合いも大きくなる。１スイッチング周期内における電圧共振パルス（Ｖ1）の導通角、つまりメインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間（ＴOFF）が拡大することによっては、その分メインスイッチング素子Ｑ1のオン期間（ＴON）が短縮されることになる。一定以上にオン期間（ＴON）が短縮されると、メインスイッチング素子Ｑ1におけるスイッチング損失が問題となる場合がある。本実施の形態では、必要とされる電圧共振パルスの抑制レベルと、スイッチング損失とのバランスを考慮して試験等を行った結果として、クランプコンデンサＣCL及び一次側並列共振コンデンサＣｒについての各キャパシタンス（ＣCL＝0.056μＦ、Ｃｒ＝2200ｐＦ）を選定した。このキャパシタンス選定では、ＣCL≒25Ｃｒの関係が得られているとみることができる。
図４は、図１に示した電源回路についての実験結果として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時と、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時における、負荷変動（Ｐｏmin＝０Ｗ〜Ｐｏmax＝３００Ｗ）に対するAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）、スイッチング周波数fs、及び電圧共振パルス（スイッチング電圧Ｖ1）のピークレベルＶ1pの変化特性を示している。
この図によれば、先ず、スイッチング周波数fsは、図３にて説明したように、負荷変動に対しては軽負荷の傾向となるのに応じて高くなっていく傾向で変化し、交流入力電圧変動に対しては交流入力電圧ＶACが上昇するのに応じて高くなっていく傾向で変化している。このことは、定電圧制御動作が、軽負荷傾向及び交流入力電圧の上昇傾向に応じて二次側直流出力電圧Ｅoが上昇するのに応じては、スイッチング周波数fsを高く制御する動作であることを示している。
上記スイッチング周波数fｓの具体値としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの範囲に対応して、fs＝82.0kHz〜123.0kHzで、Δfs＝41.0kHzとなり、このスイッチング周波数の変化に対応する期間ＴON／ＴOFFは、ＴON＝8.2μs〜4.0μs、ＴOFF＝4.0〜4.2μsとなる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの範囲に対応して、fs＝146.0kHz〜185.5kHzで、Δfs＝39.5kHzとなり、このスイッチング周波数の変化に対応する期間ＴON／ＴOFFは、ＴON＝2.9μs〜2.5μs、ＴOFF＝4.0〜3.8μsとなる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの範囲に対応して、fs＝146.0kHz〜185.5kHzで、Δfs＝39.5kHzとなり、このスイッチング周波数の変化に対応する期間ＴON／ＴOFFは、ＴON＝2.9μs〜2.5μs、ＴOFF＝4.0〜3.8μsとなる。
AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）は、重負荷の傾向となるのに従って増加し、また、交流入力電圧ＶACが高くなるのに応じて増加する傾向となっている。
最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ時のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝９２．０％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではηAC→DC＝９０．５％との測定結果が得られた。
最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ時のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝９２．０％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではηAC→DC＝９０．５％との測定結果が得られた。
また、電圧共振パルス（Ｖ1）のピークレベルＶ1pは、重負荷の傾向となってスイッチングコンバータに流れる電流の増加に伴い、一次側並列共振コンデンサＣｒに充電される電流量が増加するのに応じて上昇する特性となっている。ピークレベルＶ1pが最大値となる最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ時の特性として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではＶ1p≒４００Ｖｐ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではＶ1p≒５５０Ｖｐとなる測定結果が得られている。
このような電圧共振パルス（Ｖ1）のピークレベルＶ1pの特性とされることで、メインスイッチング素子Ｑ1については、６００Ｖの耐圧品を選定することができる。また、補助スイッチング素子Ｑ2についても同様に６００Ｖの耐圧品を選定することができる。例えば図９に示した電源回路では、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗであり、本実施の形態よりも軽い最大負荷条件でありながら、スイッチング素子Ｑ1には９００Ｖの耐圧品が必要とされていた。また、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗに対応する図１の電源回路からアクティブクランプ回路１０を省略した場合には、スイッチング素子Ｑ1には１２００Ｖの耐圧品を選定する必要がある。つまり、本実施の形態では、メインスイッチング素子Ｑ1（及び補助スイッチング素子Ｑ2）、さらに、メインスイッチング素子Ｑ1に並列接続される一次側並列共振コンデンサＣｒなどついて、より低耐圧の部品を選定できる。
このようにして、各部品について低圧品を選定できることで、これら部品素子の特性が向上する。例えばメインスイッチング素子Ｑ1について、スイッチング特性がより良好なものとなるため、電力損失の低減や回路としての信頼性の向上が図られる。また、低耐圧品とされることで、部品サイズも小型となるので、回路基板の小型軽量化の促進を図ることも可能になる。また、部品にかかるコストも削減される。
このような電圧共振パルス（Ｖ1）のピークレベルＶ1pの特性とされることで、メインスイッチング素子Ｑ1については、６００Ｖの耐圧品を選定することができる。また、補助スイッチング素子Ｑ2についても同様に６００Ｖの耐圧品を選定することができる。例えば図９に示した電源回路では、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗであり、本実施の形態よりも軽い最大負荷条件でありながら、スイッチング素子Ｑ1には９００Ｖの耐圧品が必要とされていた。また、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗに対応する図１の電源回路からアクティブクランプ回路１０を省略した場合には、スイッチング素子Ｑ1には１２００Ｖの耐圧品を選定する必要がある。つまり、本実施の形態では、メインスイッチング素子Ｑ1（及び補助スイッチング素子Ｑ2）、さらに、メインスイッチング素子Ｑ1に並列接続される一次側並列共振コンデンサＣｒなどついて、より低耐圧の部品を選定できる。
このようにして、各部品について低圧品を選定できることで、これら部品素子の特性が向上する。例えばメインスイッチング素子Ｑ1について、スイッチング特性がより良好なものとなるため、電力損失の低減や回路としての信頼性の向上が図られる。また、低耐圧品とされることで、部品サイズも小型となるので、回路基板の小型軽量化の促進を図ることも可能になる。また、部品にかかるコストも削減される。
ここでさらに、上記した図１の電源回路の特性のうちで、スイッチング周波数fsについての特性を、図９の電源回路と比較してみる。
図９の電源回路では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの入力で、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの変動に対して、fs＝117.6kHz〜208.3kHzで、Δfs＝96.7kHzとされていた。
これに対して、図１の電源回路では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの入力で、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの変動に対して、fs＝82.0kHz〜123.0kHzで、Δfs＝41.0kHzとなっており、図９の電源回路の特性と比較して大幅に必要制御範囲が短縮されていることが分かる。さらに図１の電源回路では、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの入力で、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの変動に対して、fs＝146.0kHz〜185.5kHzで、Δfs＝39.5kHzとなっており、この条件においても、必要制御範囲は、図９の電源回路の特性と比較して大幅な短縮が図られている。
図９の電源回路では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの入力で、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの変動に対して、fs＝117.6kHz〜208.3kHzで、Δfs＝96.7kHzとされていた。
これに対して、図１の電源回路では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの入力で、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの変動に対して、fs＝82.0kHz〜123.0kHzで、Δfs＝41.0kHzとなっており、図９の電源回路の特性と比較して大幅に必要制御範囲が短縮されていることが分かる。さらに図１の電源回路では、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの入力で、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの変動に対して、fs＝146.0kHz〜185.5kHzで、Δfs＝39.5kHzとなっており、この条件においても、必要制御範囲は、図９の電源回路の特性と比較して大幅な短縮が図られている。
このような図１の電源回路のスイッチング周波数fsの特性は、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの対応負荷電力の条件で、ＡＣ１００Ｖ系〜ＡＣ２００Ｖ系の範囲（例えばＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖ）の商用交流電源入力に対応して安定化が可能な、いわゆるワイドレンジ対応が実現化されていることを示している。以下、この点について説明する。
先ず、図１に示す電源回路は、二次側並列共振回路を備える電圧共振形コンバータとしての基本構成を採っている。つまり、図１に示す電源回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの電磁誘導を介して一次側と二次側にそれぞれ並列共振共振回路を備えている、といえる。このような構成を、一次側並列共振回路と二次側共振回路との関係によりみれば、スイッチング周波数fsに対応する周波数信号が入力される、電磁結合による結合形共振回路を形成しているものとして等価的にみることができる。
このようにして電磁結合形共振回路を含むとされる、図１の電源回路の二次側直流出力電圧Ｅoについての定電圧制御特性は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度（結合係数ｋ）に応じて異なるものとなる。この点について図５を参照して説明する。
このようにして電磁結合形共振回路を含むとされる、図１の電源回路の二次側直流出力電圧Ｅoについての定電圧制御特性は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度（結合係数ｋ）に応じて異なるものとなる。この点について図５を参照して説明する。
図５は、上記した電磁結合形共振回路についての、入力（スイッチング周波数信号）に対する出力特性を示している。つまり、二次側直流出力電圧Ｅoについての制御特性をスイッチング周波数fsとの関係により示している。この図では、スイッチング周波数を横軸にとり、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを縦軸にとっている。
図１にて説明したように、本実施の形態としては、一次側並列共振回路の共振周波数fo1は、二次側並列共振回路の共振周波数fo2の約１．５倍程度となるように設定されているので、共振周波数fo1と共振周波数fo2とでは、共振周波数fo1のほうが高い周波数となる。図５においてスイッチング周波数fsを示す横軸に対しては、共振周波数fo1，fo2を対応させて示しているが、この図５においても、上記共振周波数fo1，fo2の関係に対応させて、共振周波数fo1のほうが共振周波数fo2よりも高くなるものとして示している。
図１にて説明したように、本実施の形態としては、一次側並列共振回路の共振周波数fo1は、二次側並列共振回路の共振周波数fo2の約１．５倍程度となるように設定されているので、共振周波数fo1と共振周波数fo2とでは、共振周波数fo1のほうが高い周波数となる。図５においてスイッチング周波数fsを示す横軸に対しては、共振周波数fo1，fo2を対応させて示しているが、この図５においても、上記共振周波数fo1，fo2の関係に対応させて、共振周波数fo1のほうが共振周波数fo2よりも高くなるものとして示している。
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度について、結合係数ｋ＝１となる密結合とされる状態を設定したとする。すると、この場合の一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1、及び二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2は、それぞれ、０であることになる。
このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側とが密結合とされる状態での定電圧制御特性としては、図５の特性曲線１として示すように、一次側並列共振回路の共振周波数fo1と二次側並列共振回路の共振周波数fo2とは異なる周波数f1、f2において二次側直流出力電圧Ｅoがピークとなる、いわゆる双峰特性となる。
ここで、周波数f1は、
で表され、
周波数f2は、
で表される。
また、上記（数１）（数２）における項の１つであるｆｏは、一次側並列共振回路の共振周波数fo1と、二次側並列共振回路の共振周波数fo2との中間に存在する中間共振周波数であり、１次側のインピーダンスと２次側のインピーダンスと、一次側と二次側とで共通となるインピーダンス（相互結合インダクタンスＭ）により決定される周波数である。
なお、相互結合インダクタンスＭについては、
により表される。
ここで、周波数f1は、
周波数f2は、
また、上記（数１）（数２）における項の１つであるｆｏは、一次側並列共振回路の共振周波数fo1と、二次側並列共振回路の共振周波数fo2との中間に存在する中間共振周波数であり、１次側のインピーダンスと２次側のインピーダンスと、一次側と二次側とで共通となるインピーダンス（相互結合インダクタンスＭ）により決定される周波数である。
なお、相互結合インダクタンスＭについては、
また、上記した結合係数ｋについて、ｋ＝１の状態から徐々に小さくしていったとする、つまり、密結合の状態から徐々に疎結合の度合いを高くしていったとすると、図５に示される特性曲線１は、双峰の傾向が徐々に希薄となって、中間共振周波数ｆｏ近傍で平坦化していくような変化を示す。そして、ある結合係数ｋにまで低下した段階で、いわゆる臨界結合の状態となる。この臨界結合の状態では、特性曲線２として示すようにして、双峰特性としての傾向ではなくなっており、中間共振周波数ｆｏを中心として曲線形状が平坦となる特性となる。
そして、さらに、上記臨界結合の状態から結合係数ｋを小さくしていって、疎結合の状態を強めていったとすると、図５の特性曲線３として示すように、中間周波数ｆｏにおいてのみピークとなる単峰特性が得られる。また、この特性曲線３と、特性曲線１，２とを比較してみると、特性曲線３は、ピークレベルそのものは特性曲線１，２より低下するものの、その二次関数的な曲線形状として、より急峻な傾斜を有していることが分かる。
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、結合係数ｋ≒０．７程度以下とされる疎結合の状態が設定されている。この結合係数ｋの設定では、上記特性曲線３として示される単峰特性による動作となる。
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、結合係数ｋ≒０．７程度以下とされる疎結合の状態が設定されている。この結合係数ｋの設定では、上記特性曲線３として示される単峰特性による動作となる。
上記図５に示す単峰特性と、先に図１２に示した従来の電源回路（図９）の定電圧制御特性とを実際に比較してみると、図１２に示した特性は図５の特性に対して、二次関数的には相当に緩やかな傾斜となる。
上記のようにして図１２に示す特性が曲線的に緩やかであることから、二次側直流出力電圧Ｅoについて定電圧制御を行うためのスイッチング周波数の必要制御範囲は、例えば交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの入力による単レンジ対応の条件下であっても、fs＝117.6kHz〜208.3kHzで、Δfs＝96.7kHzとなる。このため、スイッチング周波数制御による定電圧制御のみによって、ワイドレンジ対応とすることが非常に困難であることは、先に説明したとおりである。
これに対して、本実施の形態の定電圧制御特性としては、上記図５の特性曲線３により示される単峰特性であることで、定電圧制御動作としては、図６に示すものとなる。
図６においては、図１に示す本実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ａ，Ｂと、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ｃ，Ｄとの、４つの特性曲線が示されている。
図６においては、図１に示す本実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ａ，Ｂと、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ｃ，Ｄとの、４つの特性曲線が示されている。
この図６から分かるように、先ず、ＡＣ１００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δfs１で示されることになる。つまり、特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数fsから、特性曲線Ｂにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数fsまでの周波数範囲となる。
また、ＡＣ２００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δfs２で示される。つまり、特性曲線Ｃにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数fsから、特性曲線Ｄにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数fsまでの周波数範囲となる。
また、ＡＣ２００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時において、二次側直流出力電圧Ｅoを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δfs２で示される。つまり、特性曲線Ｃにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数fsから、特性曲線Ｄにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数fsまでの周波数範囲となる。
前述したように、本実施の形態における二次側直流出力電圧Ｅoの制御特性である単峰特性は、先に図５に示した制御特性と比較して、二次関数曲線的に相当に急峻である。
このために、上記した交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、ＶAC＝２３０Ｖ時の各必要制御範囲となるΔfs１、Δfs２は、図６に示されるΔfsと比較して相当に縮小されたものとなる。
また、これにより、Δfs１における最低スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数fs）から、Δfs2における最高スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数fs）までの周波数可変範囲（ΔfsA）としても、相応に狭いものとなる。
確認のために、図１の電源回路において測定されたΔfs1、Δfs2、ΔfsAの実際は、それぞれ、
Δfs1＝41.0kHz（＝123.0kHz−82.0kHz）
Δfs2＝39.5kHz（＝185.5kHz−146.0kHz）
ΔfsA＝103.5kHz（＝185.5kHz−82.0kHz）
となる。
このために、上記した交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、ＶAC＝２３０Ｖ時の各必要制御範囲となるΔfs１、Δfs２は、図６に示されるΔfsと比較して相当に縮小されたものとなる。
また、これにより、Δfs１における最低スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数fs）から、Δfs2における最高スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数fs）までの周波数可変範囲（ΔfsA）としても、相応に狭いものとなる。
確認のために、図１の電源回路において測定されたΔfs1、Δfs2、ΔfsAの実際は、それぞれ、
Δfs1＝41.0kHz（＝123.0kHz−82.0kHz）
Δfs2＝39.5kHz（＝185.5kHz−146.0kHz）
ΔfsA＝103.5kHz（＝185.5kHz−82.0kHz）
となる。
そして、上記周波数可変範囲ΔfsAとしては、現状におけるスイッチング駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）が対応するスイッチング周波数の可変範囲内に充分に収まるものとなっている。つまり、図１に示す電源回路では、スイッチング周波数について、現実に、周波数可変範囲ΔfsAで可変制御することが可能とされている。
このようにして、図１に示す本実施の形態の電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力にも対応して、適正にメイン直流電源である二次側直流出力電圧Ｅoを安定化可能とされている。つまり、スイッチング周波数制御のみによって、ワイドレンジ対応を可能としている。
このようにして、図１に示す本実施の形態の電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力にも対応して、適正にメイン直流電源である二次側直流出力電圧Ｅoを安定化可能とされている。つまり、スイッチング周波数制御のみによって、ワイドレンジ対応を可能としている。
ちなみに、電磁結合による結合形共振回路は、例えば中間周波トランス増幅器などのようにして、通信技術において、トランジスタによる増幅回路の増幅帯域幅を拡大するための手法として既に知られてはいる。しかしながら、このような分野では、密結合での双峰特性、或いは臨界結合での平担特性を用いているものであり、疎結合での単峰特性は用いられてはいない。本実施の形態では、このような電磁結合による結合形共振回路の技術において、通信技術の分野では採用されていなかった疎結合での単峰特性を、共振形スイッチングコンバータの分野において積極的に用いている、ということがいえる。これにより、上記のようにして、二次側直流出力電圧Ｅoを安定化するために必要なスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）を縮小し、スイッチング周波数制御での定電圧制御のみによるワイドレンジ対応を可能としているものである。
本実施の形態の他に、共振形コンバータを備えたスイッチング電源回路として、ワイドレンジ対応を実現する構成としては、例えばＡＣ１００Ｖ系／２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、一次側スイッチングコンバータの構成をハーフブリッジ／フルブリッジで切り換える構成を採ることが知られている。あるいは、商用交流電源ＡＣについての整流動作を行う整流回路の動作を、ＡＣ１００Ｖ系／２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、全波整流／倍電圧整流で切り換える構成とすることが知られている。
しかしながら、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで回路構成の切り換えを行う場合には、以下のような問題点が生じる。
例えば、このような商用交流電源レベルに応じた切り換えには、入力電圧についての閾値（例えば１５０Ｖ）を設定し、これを上回った場合はＡＣ２００Ｖ系、下回った場合はＡＣ１００Ｖ系に対応した回路切換を行うようにされるが、単純にこのような切り換えのみを行っていたのでは、例えばＡＣ２００Ｖ系の入力時の瞬間停電等による一時的な交流入力電圧の低下に対しても、ＡＣ１００系に対応した切り換えが行われてしまうおそれがある。つまり、例えば整流動作の切り換え構成を例に挙げれば、ＡＣ２００Ｖ系の入力であるにも関わらず、ＡＣ１００Ｖ系であるとして倍電圧整流回路に切り換えられてしまい、これによってスイッチング素子などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性がある。
例えば、このような商用交流電源レベルに応じた切り換えには、入力電圧についての閾値（例えば１５０Ｖ）を設定し、これを上回った場合はＡＣ２００Ｖ系、下回った場合はＡＣ１００Ｖ系に対応した回路切換を行うようにされるが、単純にこのような切り換えのみを行っていたのでは、例えばＡＣ２００Ｖ系の入力時の瞬間停電等による一時的な交流入力電圧の低下に対しても、ＡＣ１００系に対応した切り換えが行われてしまうおそれがある。つまり、例えば整流動作の切り換え構成を例に挙げれば、ＡＣ２００Ｖ系の入力であるにも関わらず、ＡＣ１００Ｖ系であるとして倍電圧整流回路に切り換えられてしまい、これによってスイッチング素子などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性がある。
そこで、実際には、上記のような誤動作が生じないようにするために、メインとなるスイッチングコンバータの直流入力電圧だけではなく、スタンバイ電源側のコンバータ回路の直流入力電圧も検出する構成を採るようにされる。
しかしながら、このようにしてスタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するということは、基準電圧と入力電圧との比較を行うための例えばコンパレータＩＣ等を実装することになるが、これにより部品点数が増加して、回路製造コストの増加、及び回路基板サイズの大型化が助長されてしまうことになる。
しかしながら、このようにしてスタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するということは、基準電圧と入力電圧との比較を行うための例えばコンパレータＩＣ等を実装することになるが、これにより部品点数が増加して、回路製造コストの増加、及び回路基板サイズの大型化が助長されてしまうことになる。
また、このように誤動作防止を目的としてスタンバイ電源側のコンバータの直流入力電圧を検出するということは、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなっているという問題も生じる。
また、ハーフブリッジ／フルブリッジの切り換えを行う構成では、フルブリッジ構成を可能とするためにスイッチング素子を少なくとも４つ備える必要がある。つまり、切り換えが不要であればハーフブリッジでよく、スイッチング素子が２つで済むものを、この場合はさらに２つ追加しなくてはならない。
また、整流動作の切換を行う構成としても、倍電圧整流動作を得るために平滑コンデンサＣｉを２本備えるようにしなければならない。つまり全波整流のみとする構成と比較して、平滑コンデンサＣｉを１本追加しなければならなくなる。
これらの点でも、上記したような回路切換を伴うワイドレンジ対応の構成では、回路製造コストの増加、及び電源回路基板の大型化を招く。特に、整流動作切り換えの構成において、平滑コンデンサＣｉ等は電源回路を構成する部品のうちでも大型の部類に入ることから、このような基板サイズの大型化はさらに助長される。
また、整流動作の切換を行う構成としても、倍電圧整流動作を得るために平滑コンデンサＣｉを２本備えるようにしなければならない。つまり全波整流のみとする構成と比較して、平滑コンデンサＣｉを１本追加しなければならなくなる。
これらの点でも、上記したような回路切換を伴うワイドレンジ対応の構成では、回路製造コストの増加、及び電源回路基板の大型化を招く。特に、整流動作切り換えの構成において、平滑コンデンサＣｉ等は電源回路を構成する部品のうちでも大型の部類に入ることから、このような基板サイズの大型化はさらに助長される。
また、先に説明したようにしてスイッチング周波数の制御範囲が広範となることによるもう１つの問題点としては、二次側直流出力電圧Ｅoについての安定化の高速応答特性が低下してしまうということが挙げられる。
特に近年の電子機器では、例えば各種駆動部のオン／オフ等に応じて負荷電力が最大負荷と無負荷とで瞬時的に変化する、いわゆるスイッチング負荷といわれる負荷条件となることがある。これに応じて電源回路側としても、このように高速且つ広範に変動する負荷電力に応じて、二次側直流出力電圧Ｅoの定電圧制御を行う必要がある。
しかしながら、上述のようにスイッチング周波数制御範囲が広範であると、最大値と最小値とで変化する負荷に対応して定電圧制御に必要なスイッチング周波数へと変化させるまでに、その分多くの時間を要してしまうことになる。つまり、定電圧制御の応答性が鈍くなる。
特に近年の電子機器では、例えば各種駆動部のオン／オフ等に応じて負荷電力が最大負荷と無負荷とで瞬時的に変化する、いわゆるスイッチング負荷といわれる負荷条件となることがある。これに応じて電源回路側としても、このように高速且つ広範に変動する負荷電力に応じて、二次側直流出力電圧Ｅoの定電圧制御を行う必要がある。
しかしながら、上述のようにスイッチング周波数制御範囲が広範であると、最大値と最小値とで変化する負荷に対応して定電圧制御に必要なスイッチング周波数へと変化させるまでに、その分多くの時間を要してしまうことになる。つまり、定電圧制御の応答性が鈍くなる。
これに対して、本実施の形態のようにしてスイッチング周波数制御のみによるワイドレンジ対応化が実現されるのであれば、先に説明したような、商用交流電源の定格レベルに応じて、直流入力電圧（Ｅｉ）を生成するための整流回路系について整流動作を切り換えたり、あるいは、ハーフブリッジ結合方式とフルブリッジ結合方式との間でスイッチングコンバータの形式を切り換える構成を採る必要はなくなる。
そして、このような回路切り換えのための構成が不要となれば、例えば平滑コンデンサＣｉは１つのみとすることができ、またスイッチング素子としては少なくともハーフブリッジ結合に必要な２つのみとすることが可能となって、その分回路構成部品の削減、回路規模の縮小、及びスイッチングノイズの低減などが図られる。
また、回路切換の構成が不要となれば、切り換えによる誤動作防止のために特別な構成を備えるような必要もなくなり、この点でも構成部品の増加とコストアップの抑制が図られる。さらには、誤動作防止のためにスタンバイ電源を必須としないので、電源回路が使用可能な機器範囲を広げることができる。
そして、このような回路切り換えのための構成が不要となれば、例えば平滑コンデンサＣｉは１つのみとすることができ、またスイッチング素子としては少なくともハーフブリッジ結合に必要な２つのみとすることが可能となって、その分回路構成部品の削減、回路規模の縮小、及びスイッチングノイズの低減などが図られる。
また、回路切換の構成が不要となれば、切り換えによる誤動作防止のために特別な構成を備えるような必要もなくなり、この点でも構成部品の増加とコストアップの抑制が図られる。さらには、誤動作防止のためにスタンバイ電源を必須としないので、電源回路が使用可能な機器範囲を広げることができる。
また、このような実施の形態としての効果を得るのにあたって、一次側にのみ並列共振回路を備えるこれまでの電圧共振形コンバータの構成に対して追加すべき必要最小限の部品は、二次側並列共振コンデンサの１点のみである。つまり、従来の回路切換方式による構成を採る場合よりもはるかに少ない部品追加で、ワイドレンジ対応を実現することができる。
また、上記のようにして、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の各商用交流電源入力の条件の下で、定電圧制御のためのスイッチング周波数fsの必要制御範囲（Δfs）が縮小されることによっては、定電圧制御の応答性、制御感度も大幅に改善されることになる。
電子機器においては、負荷電力Ｐｏについて、いわゆるスイッチング負荷といわれる、最大と無負荷とで比較的高速にスイッチングする（切り替わる）ようにして変動させるような動作を行うものがある。このようなスイッチング負荷としての動作を行う機器として、例えば、パーソナルコンピュータの周辺機器であるプリンタや、プラズマディスプレイ装置などを挙げることができる。
このようなスイッチング負荷としての動作が行われる機器に対して、例えば図９に示したような必要制御範囲Δfsが比較的広範な電源回路を搭載した場合には、前述もしたように、急峻な負荷電力の変化に追随して相応に多くの変化量によるスイッチング周波数fsの可変制御を行うことになる。このために、高速な定電圧制御の応答性を得ることが困難とされていた。
これに対して、本実施の形態では、特に単レンジごとの領域で必要制御範囲Δfsが大幅に縮小されていることから、負荷電力Ｐｏの最大と無負荷とでの急峻な変動に対して、高速に応答して二次側直流電圧Ｅoを安定化することが可能である。つまり、スイッチング負荷に対する定電圧制御の応答性能としては大幅に向上している。
電子機器においては、負荷電力Ｐｏについて、いわゆるスイッチング負荷といわれる、最大と無負荷とで比較的高速にスイッチングする（切り替わる）ようにして変動させるような動作を行うものがある。このようなスイッチング負荷としての動作を行う機器として、例えば、パーソナルコンピュータの周辺機器であるプリンタや、プラズマディスプレイ装置などを挙げることができる。
このようなスイッチング負荷としての動作が行われる機器に対して、例えば図９に示したような必要制御範囲Δfsが比較的広範な電源回路を搭載した場合には、前述もしたように、急峻な負荷電力の変化に追随して相応に多くの変化量によるスイッチング周波数fsの可変制御を行うことになる。このために、高速な定電圧制御の応答性を得ることが困難とされていた。
これに対して、本実施の形態では、特に単レンジごとの領域で必要制御範囲Δfsが大幅に縮小されていることから、負荷電力Ｐｏの最大と無負荷とでの急峻な変動に対して、高速に応答して二次側直流電圧Ｅoを安定化することが可能である。つまり、スイッチング負荷に対する定電圧制御の応答性能としては大幅に向上している。
ただし、一般的に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との間の疎結合の度合いを高くしていくのに応じては、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける電力損失（渦電流損）が増加する傾向となり、電力変換効率もその分低下していくことになる。しかしながら、本実施の形態としては、後述するようにして、実用上充分な電力変換効率の特性を得ている。これは、二次側に対しても共振回路（二次側並列共振回路）を形成していることによる。
すなわち、二次側並列共振回路を備えることで、その共振動作により得られるエネルギーの増加分を含めて二次側直流出力電圧Ｅｏとしての電力を供給可能となるものであり、疎結合とされたことによる電力変換効率の低下を補償しているものである。
すなわち、二次側並列共振回路を備えることで、その共振動作により得られるエネルギーの増加分を含めて二次側直流出力電圧Ｅｏとしての電力を供給可能となるものであり、疎結合とされたことによる電力変換効率の低下を補償しているものである。
また、上記した電力変換効率の特性に関しては、図４の説明において、図１の電源回路は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ／最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ時ではηAC→DC＝９２．０％であると述べたが、この特性は、例えば図９に示した従来の電源回路の特性が、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ／最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時においてηAC→DC＝９２．３％であるのに対してほぼ同等である。対応すべき最大負荷電力について、本実施の形態が３００Ｗであるのに対して、図９に示した電源回路は２００Ｗであるから、本実施の形態の電源回路と図９の電源回路とを同じ負荷条件で動作させたとすれば、本実施の形態の電源回路のほうが良好な電力変換効率特性であることになる。
このようにして良好な電力変換効率が得られていることの理由としては、上記しているように、二次側共振回路を備えることで電力変換効率の低下を補償したことも要因の１つであるが、本実施の形態においては、一次側並列共振回路と二次側並列共振回路の各共振周波数fo1，fo2の設定が、大きな要因となっている。上記したような本実施の形態の負荷条件に対する電力変換効率特性は、最終的には、共振周波数fo1，fo2の調整により得られたものである。
つまり、共振周波数fo1（fo1a，fo1b），fo2について各種設定を行って実験を行い、前述した、fo1＝108.8kHz（fo1a＝181.5kHz、fo1b＝36kHz）、fo2＝80.6kHzを設定したことで、最終的に得られた特性である。この共振周波数fo1、fo2について、従来との比較を行ってみると、図９に示す電源回路では、fo1＝175.0kHz、fo2＝164.0kHzであり、その大小関係はfo1＞fo2で同様であるが、各周波数の値と、これに伴う周波数差が異なったものとなっている。共振周波数fo1，fo2の各周波数値としては、従来と比較して低減されており、その周波数差としても大きく拡大されている。
このようにして良好な電力変換効率が得られていることの理由としては、上記しているように、二次側共振回路を備えることで電力変換効率の低下を補償したことも要因の１つであるが、本実施の形態においては、一次側並列共振回路と二次側並列共振回路の各共振周波数fo1，fo2の設定が、大きな要因となっている。上記したような本実施の形態の負荷条件に対する電力変換効率特性は、最終的には、共振周波数fo1，fo2の調整により得られたものである。
つまり、共振周波数fo1（fo1a，fo1b），fo2について各種設定を行って実験を行い、前述した、fo1＝108.8kHz（fo1a＝181.5kHz、fo1b＝36kHz）、fo2＝80.6kHzを設定したことで、最終的に得られた特性である。この共振周波数fo1、fo2について、従来との比較を行ってみると、図９に示す電源回路では、fo1＝175.0kHz、fo2＝164.0kHzであり、その大小関係はfo1＞fo2で同様であるが、各周波数の値と、これに伴う周波数差が異なったものとなっている。共振周波数fo1，fo2の各周波数値としては、従来と比較して低減されており、その周波数差としても大きく拡大されている。
上記のようにして共振周波数fo1，fo2を設定したことで良好な電力変換効率が得られることの理由の１つとしては、次のことを挙げることができる。
図３（ａ）と図１０（ａ）のスイッチング電流ＩQ1を比較してみると、先ず、図１０（ａ）では、スイッチング素子Ｑ1のオン期間ＴONが終了するまで上昇傾向を維持して、オフ期間ＴOFFにおいてピークレベルとなる波形である。これに対し、図３（ａ）では、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間ＴOFFに至る以前のタイミングで既にピークレベルとなって、以降、オフ期間ＴOFFに至るまで、このピークレベルを維持する平坦な波形となっている。
このようなスイッチング電流ＩQ1の波形は、二次巻線電流Ｉ2の波形が影響している。つまり、二次側並列共振回路に流れる電流に応じた波形成分を持っている。二次巻線電流Ｉ2の波形は、共振周波数fo1に対する共振周波数fo2の設定によって決まる。
このことから、図１に示す電源回路のスイッチング電流ＩQ1の波形は、一次側並列共振回路と二次並列共振回路の各共振周波数fo1，fo2のしかるべき設定により得られているものである、ということになる。
図３（ａ）に示されるスイッチング電流ＩQ1の波形は、ターンオフ時におけるスイッチング電流ＩQ1のピークレベルが抑制されているということを意味する。ターンオフ時のスイッチング電流ＩQ1のピークレベルが抑制されれば、その分、ターンオフ時のスイッチング損失、導通損は低減されることになる。また、図３には示していないが、スイッチング電流ＩQ1のピークレベルが抑制されるのに伴い、二次側整流電流のピークレベルも抑制される。このために、整流ダイオードＤo1におけるスイッチング損失、導通損も低減されることとなる。
このようなスイッチング素子、整流素子のスイッチング損失、導通損の低減が、本実施の形態の電源回路について高電力変換効率特性が得られていることの主たる要因となっている。
図３（ａ）と図１０（ａ）のスイッチング電流ＩQ1を比較してみると、先ず、図１０（ａ）では、スイッチング素子Ｑ1のオン期間ＴONが終了するまで上昇傾向を維持して、オフ期間ＴOFFにおいてピークレベルとなる波形である。これに対し、図３（ａ）では、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間ＴOFFに至る以前のタイミングで既にピークレベルとなって、以降、オフ期間ＴOFFに至るまで、このピークレベルを維持する平坦な波形となっている。
このようなスイッチング電流ＩQ1の波形は、二次巻線電流Ｉ2の波形が影響している。つまり、二次側並列共振回路に流れる電流に応じた波形成分を持っている。二次巻線電流Ｉ2の波形は、共振周波数fo1に対する共振周波数fo2の設定によって決まる。
このことから、図１に示す電源回路のスイッチング電流ＩQ1の波形は、一次側並列共振回路と二次並列共振回路の各共振周波数fo1，fo2のしかるべき設定により得られているものである、ということになる。
図３（ａ）に示されるスイッチング電流ＩQ1の波形は、ターンオフ時におけるスイッチング電流ＩQ1のピークレベルが抑制されているということを意味する。ターンオフ時のスイッチング電流ＩQ1のピークレベルが抑制されれば、その分、ターンオフ時のスイッチング損失、導通損は低減されることになる。また、図３には示していないが、スイッチング電流ＩQ1のピークレベルが抑制されるのに伴い、二次側整流電流のピークレベルも抑制される。このために、整流ダイオードＤo1におけるスイッチング損失、導通損も低減されることとなる。
このようなスイッチング素子、整流素子のスイッチング損失、導通損の低減が、本実施の形態の電源回路について高電力変換効率特性が得られていることの主たる要因となっている。
一次側に電圧共振形コンバータを備える構成の電源回路は、本来、電力変換効率について有利となる傾向の特性を有している。しかしながら、例えば近年のエネルギー事情、環境事情などを考慮して、電子機器については、より高い電力変換効率特性とすることが求められており、これに伴って、電子機器に搭載される電源回路そのものについても、さらなる電力変換効率の向上が要求されている状況にある。本実施の形態の電源回路は、このような要求に対応できるだけの電力変換効率特性が得られている、ということがいえる。
以降、本実施の形態の電源回路の他の実施の形態として、二次側整流回路のバリエーションを、図７及び図８に示す。
図７は、本発明の第２の実施の形態としての電源回路の構成を示している。
なお、この図においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側の構成のみが示されている。これら以外の他の部分については、図１と同様であるとして、ここでの図示は省略している。また、この図において、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。この点については、後述する図８も同様である。
図７は、本発明の第２の実施の形態としての電源回路の構成を示している。
なお、この図においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側の構成のみが示されている。これら以外の他の部分については、図１と同様であるとして、ここでの図示は省略している。また、この図において、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。この点については、後述する図８も同様である。
この図に示す電源回路においても、二次巻線Ｎ2に対して並列に二次側並列共振コンデンサＣ2を接続することで二次側並列共振回路を形成する。そのうえで、二次側整流回路として、両波整流回路が備えられる。
両波整流回路を形成するためには、先ず、二次巻線Ｎ2についてセンタータップを施すことで、センタータップを境界にして二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bに分割する。センタータップは二次側アースに接続する。
また、この場合において、二次側並列共振回路を形成するための二次側並列共振コンデンサＣ2は、二次巻線Ｎ2全体に対して並列に接続する。
そのうえで、二次側整流回路を形成する部品素子として、この場合には、２本の整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び１本の平滑コンデンサＣｏを備える。整流ダイオードＤo1のアノードを二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2A側の端部と接続し、整流ダイオードＤo2のアノードを二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2B側の端部と接続する。整流ダイオードＤo1，Ｄo2のカソードを共に平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続し、平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アースに接続する。
両波整流回路を形成するためには、先ず、二次巻線Ｎ2についてセンタータップを施すことで、センタータップを境界にして二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bに分割する。センタータップは二次側アースに接続する。
また、この場合において、二次側並列共振回路を形成するための二次側並列共振コンデンサＣ2は、二次巻線Ｎ2全体に対して並列に接続する。
そのうえで、二次側整流回路を形成する部品素子として、この場合には、２本の整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び１本の平滑コンデンサＣｏを備える。整流ダイオードＤo1のアノードを二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2A側の端部と接続し、整流ダイオードＤo2のアノードを二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2B側の端部と接続する。整流ダイオードＤo1，Ｄo2のカソードを共に平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続し、平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アースに接続する。
このようにして形成される二次側両波整流回路では、二次巻線Ｎ2に誘起される二次巻線電圧Ｖ2の一方の極性の半周期に対応しては、二次巻線部ＮA→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣｏの経路で整流電流ＩD1が流れて平滑コンデンサＣｏに充電を行う。また、二次巻線Ｖ2の他方の極性の半周期に対応しては、二次巻線部ＮB→整流ダイオードＤo2→平滑コンデンサＣｏの経路で整流電流ＩD2が流れて平滑コンデンサＣｏに充電を行う。このようにして、二次巻線電圧Ｖ2の正負の各半周期の期間に対応して平滑コンデンサＣｏに対して整流電流を充電する全波整流動作が行われる。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧としては、二次巻線Ｎ2の誘起電圧レベルの等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。
図８は、第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。
この図に示す電源回路は、二次側整流回路として倍電圧整流回路を備える。この倍電圧整流回路は、二次巻線Ｎ2//二次側並列共振コンデンサＣ2の並列接続回路に対して、２本の整流ダイオードＤo1，Ｄo2と、２本の平滑コンデンサＣｏ1，Ｃｏ2を図示するようにして接続して形成される。
この場合には、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部に対して整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードを接続する。整流ダイオードＤo1のカソードは平滑コンデンサＣｏ1の正極端子に接続する。
平滑コンデンサＣｏ1，Ｃｏ2は、平滑コンデンサＣｏ1の負極端子と平滑コンデンサＣｏ2の正極端子を接続するようにして直列接続し、この平滑コンデンサＣｏ1，Ｃｏ2の接続点に対しては二次巻線Ｎ2の巻始め端部を接続する。
二次側アースに対しては、平滑コンデンサＣｏ2の負極端子及び整流ダイオードＤo2のアノードを接続する。
この図に示す電源回路は、二次側整流回路として倍電圧整流回路を備える。この倍電圧整流回路は、二次巻線Ｎ2//二次側並列共振コンデンサＣ2の並列接続回路に対して、２本の整流ダイオードＤo1，Ｄo2と、２本の平滑コンデンサＣｏ1，Ｃｏ2を図示するようにして接続して形成される。
この場合には、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部に対して整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードを接続する。整流ダイオードＤo1のカソードは平滑コンデンサＣｏ1の正極端子に接続する。
平滑コンデンサＣｏ1，Ｃｏ2は、平滑コンデンサＣｏ1の負極端子と平滑コンデンサＣｏ2の正極端子を接続するようにして直列接続し、この平滑コンデンサＣｏ1，Ｃｏ2の接続点に対しては二次巻線Ｎ2の巻始め端部を接続する。
二次側アースに対しては、平滑コンデンサＣｏ2の負極端子及び整流ダイオードＤo2のアノードを接続する。
このようにして形成される二次側の倍電圧整流回路では、二次巻線電圧Ｖ2の一方の極性の半周期においては、二次巻線Ｎ2→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣｏ1の経路で整流電流が流れて、平滑コンデンサＣｏ1に対する充電を行う。また、二次巻線電圧Ｖ2の他方の極性の半周期においては、二次巻線Ｎ2→整流ダイオードＤo2→平滑コンデンサＣｏ2の経路で整流電流が流れて、平滑コンデンサＣｏ2に対する充電を行う。このようにして、二次巻線電圧Ｖ2が正負の半周期ごとに平滑コンデンサＣｏ1に対する充電と、平滑コンデンサＣｏ2に対する充電とが交互に実行され、平滑コンデンサＣｏ1，Ｃｏ2の各々には、二次巻線Ｎ2の誘起電圧レベルの等倍に対応する電位が得られる。これにより、平滑コンデンサＣｏ1−Ｃｏ2の直列接続回路の両端電圧として、二次巻線Ｎ2の誘起電圧レベルの等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅｏが得られることになる。また、上記した整流動作に応じて、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2から成る二次側並列共振回路の共振動作が得られる。
例えば、図１に示した電源回路と同等レベルの二次側直流出力電圧Ｅoを得るのであれば、二次巻線Ｎ2の巻数（ターン数）については、図１の二次巻線Ｎ2の巻数の約１／２程度とすることができる。これにより、二次巻線Ｎ2の巻線工程を簡略化できる。
例えば、図１に示した電源回路と同等レベルの二次側直流出力電圧Ｅoを得るのであれば、二次巻線Ｎ2の巻数（ターン数）については、図１の二次巻線Ｎ2の巻数の約１／２程度とすることができる。これにより、二次巻線Ｎ2の巻線工程を簡略化できる。
上記のようにして構成される第２、第３の実施の形態としての電源回路についても、例えば、第１の実施の形態とほぼ同様の主要部品の選定を行って、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ≒０．７程度以下となるように構成している（但し、二次巻線Ｎ2については、上記のようにして、巻数削減が可能である）。これにより、スイッチング周波数制御のみによるワイドレンジ対応を実現している。また、一次側並列共振回路の共振周波数fo1と二次側並列共振回路の共振周波数fo2については、一定以上のAC→DC電力変換効率値が得られるようにして設定が行われる。この結果として、上記各実施の形態と同様に、重負荷時におけるスイッチング電流ＩQ1の波形は、スイッチング素子Ｑ1のターンオフ時におけるピークレベルが抑制されるものとなる。
また、一次側にはアクティブクランプ回路１０を備えて電圧共振パルス（Ｖ1）のピークレベルを抑制していることで、メインスイッチング素子Ｑ1、補助スイッチング素子Ｑ2、及び一次側並列共振コンデンサＣｒなどについて低耐圧品を選定することを可能にしている。
また、一次側にはアクティブクランプ回路１０を備えて電圧共振パルス（Ｖ1）のピークレベルを抑制していることで、メインスイッチング素子Ｑ1、補助スイッチング素子Ｑ2、及び一次側並列共振コンデンサＣｒなどについて低耐圧品を選定することを可能にしている。
なお、本発明としては、上記各実施の形態として示した構成に限定されるものではない。例えば、一次側電圧共振形コンバータの細部の回路形態や、二次側並列共振回路を含んで形成する二次側整流回路の構成などは他にも考えられるものである。
また、メインスイッチング素子（及び補助スイッチング素子）については、例えばＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)、バイポーラトランジスタなど、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子を選定することも考えられる。また、上記各実施の形態では、他励式のスイッチングコンバータを挙げているが、自励式として構成した場合にも本発明は適用できる。
また、メインスイッチング素子（及び補助スイッチング素子）については、例えばＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)、バイポーラトランジスタなど、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子を選定することも考えられる。また、上記各実施の形態では、他励式のスイッチングコンバータを挙げているが、自励式として構成した場合にも本発明は適用できる。
１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、１０ アクティブクランプ回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｑ1 （メイン）スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、Ｎ2A，Ｎ2B 二次巻線部、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｄo1,Ｄo2， 整流ダイオード、Ｃｏ，Ｃｏ1，Ｃｏ2 （二次側）平滑コンデンサ、補助スイッチング素子Ｑ2、クランプコンデンサＣCL、
Claims (1)
- 直流入力電圧を入力してスイッチングを行うメインスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記メインスイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して並列となる関係により二次側並列共振コンデンサを接続することで、上記二次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と、上記二次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側並列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段と、
補助スイッチング素子を備え、上記メインスイッチング素子がオフとなる期間内において上記補助スイッチング素子がオンとなるオン期間を形成して、該オン期間において上記一次側並列共振コンデンサに流れるべき充放電電流を補助スイッチング素子に流すようにして設けられるアクティブクランプ回路とを備え、
上記絶縁コンバータトランスは、
上記一次側並列共振回路と上記二次側並列共振回路とを少なくとも有して形成される電磁結合形共振回路について、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となるようにして、疎結合とみなされる所定の一次側と二次側との結合係数を設定し、
最大負荷電力３００Ｗ〜最小負荷電力０Ｗの負荷条件の下で一定以上の電力変換効率が得られるようにして、少なくとも、上記一次側並列共振回路の共振周波数を上記二次側並列共振回路の共振周波数の約１．５倍程度となるように設定するスイッチング電源回路。
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