KR20060051317A

KR20060051317A - 스위칭 전원 회로

Info

Publication number: KR20060051317A
Application number: KR1020050086050A
Authority: KR
Inventors: 마사유키 야스무라
Original assignee: 소니 가부시끼 가이샤
Priority date: 2004-09-17
Filing date: 2005-09-15
Publication date: 2006-05-19
Also published as: JP4099593B2; JP2006087266A; TW200625775A; US20060062025A1; CN1750376A; US7145785B2; EP1638195A2

Abstract

스위칭 주파수 제어에 의해 정전압 제어를 행하는 전원 회로에 있어서 스위칭 주파수 제어의 필요한 제어 범위의 축소화를 도모하고 와이드 레인지 대응의 구성을 실현한다. 상기 회로는 전류 공진형 컨버터를 형성하는 1차측 직렬 공진 회로와 함께, 적어도 2차 코일 및 2차측 직렬 공진 콘덴서에 의해 형성되는 2차측 직렬 공진 회로를 구비함으로써, 절연 컨버터 트랜스의 전자 결합에 의한 결합형 공진 회로를 형성한다. 그리고, 이 결합형 공진 회로에 관해 단봉 특성을 얻기 위해, 절연 컨버터 트랜스의 코어에 형성하는 갭을 1.6㎜ 정도로 하고, 결합 계수에 관해 0.65 이하를 설정한다. 이로써 스위칭 주파수 가변 제어 범위를 축소할 수 있고 와이드 레인지 대응의 구성을 실현할 수 있다. 또한, 복수의 2차 코일의 출력으로부터 2차측 직류 출력 전압을 생성함으로써 보다 중부하의 조건에 대응할 수 있다.

스위칭 전원 회로

Description

스위칭 전원 회로{SWITCHING POWER SUPPLY APPARATUS}

도 1은 본 발명의 제 1의 실시의 형태의 전원 회로의 구성예를 도시한 회로도.

도 2는 실시의 형태의 스위칭 전원 회로가 구비하는 절연 컨버터 트랜스의 구조예를 도시한 단면도.

도 3은 실시의 형태의 전원 회로를 전자 결합형 공진 회로로서 본 등가 회로도.

도 4는 본 실시의 형태의 전원 회로에 관한 정전압 제어 특성을 도시한 도면.

도 5는 실시의 형태의 전원 회로의 정전압 제어 동작으로서, 교류 입력 전압 조건 및 부하 변동에 응한 스위칭 주파수 제어 범위(필요한 제어 범위)를 도시한 도면.

도 6은 실시의 형태의 전원 회로에 있어서, 1차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수와 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수의 설정치와 스위칭 전류와의 관계를 예시적으로 도시한 파형도.

도 7은 실시의 형태의 전원 회로에서의 AC 100V시에서의 주요부의 동작 파형을 도시한 파형도.

도 8은 실시의 형태의 전원 회로에서의 AC 230V시에서의 주요부의 동작 파형을 도시한 파형도.

도 9는 제 1의 실시의 형태의 변형예로서의 전원 회로의 구성에 관해 도시한 회로도.

도 10은 제 1의 실시의 형태의 다른 변형예로서의 전원 회로의 구성에 관해 도시한 회로도.

도 11은 제 2의 실시의 형태의 전원 회로의 구성예를 도시한 회로도.

도 12는 제 2의 실시의 형태의 변형예로서의 전원 회로의 구성에 관해 도시한 회로도.

도 13은 제 2의 실시의 형태의 다른 변형예로서의 전원 회로의 구성에 관해 도시한 회로도.

도 14는 선행 기술로서의 전원 회로의 구성예를 도시한 회로도.

도 15는 도 14에 도시한 전원 회로에서의 주요부의 동작을 도시한 파형도.

도 16은 도 14에 도시한 전원 회로에 관한, 부하 변동에 대한 스위칭 주파수, AC→DC 전력 변환 효율의 특성을 도시한 도면.

도 17은 도 14에 도시한 전원 회로에 관한 정전압 제어 특성을 도시한 도면.

기술분야

본 발명은 그 전체 내용이 여기에 레퍼런스로서 병합된 일본국 특허출원 제 2004-271920호의 요지를 포함한다.

본 발명은 각종 전자기기의 전원으로서 구비되는 스위칭 전원 회로에 관한 것이다.

종래기술

본 출원인은 이전에 1차측에 공진형 컨버터를 구비하는 전원 회로를 각종 제안하고 있다.

도 14는 앞서 본 출원인에 의해 출원된 발명에 의거하여 구성되는 공진형 컨버터를 구비하는 스위칭 전원 회로의 일례를 도시한 회로도이다.

상기 도 14에 도시된 전원 회로의 스위칭 컨버터로서는 하프브리지 결합 방식에 의한 타려식의 전류 공진형 컨버터에 대해, 스위칭중의 턴오프시에만 전압 공진 동작을 행하는 부분 전압 공진 회로를 조합시킨 구성을 채택한다.

우선, 도 14에 도시한 전원 회로에서는 상용 교류 전원(AC)에 대해 2조(組)의 필터 콘덴서(CL, CL) 및 1조의 커먼 모드 초크 코일(CMC)로 이루어지는 커먼 모드 노이즈 필터가 접속되어 있다.

그리고, 상용 교류 전원(AC)으로부터 직류 입력 전압을 생성하는 정류 평활 회로로서는 상기 커먼 모드 노이즈 필터의 후단에 대해, 브리지 정류 회로(Di) 및 평활 콘덴서(Ci)로 이루어지는 전파 정류 회로가 구비된다.

브리지 정류 회로(Di)의 정류 출력은 평활 콘덴서(Ci)에 대해 충전되고, 이로써 평활 콘덴서(Ci)의 양단에는 교류 입력 전압(VAC)의 등배의 레벨에 대응하는 정류 평활 전압(Ei)(직류 입력 전압)이 얻어지게 된다.

상기 직류 입력 전압을 입력하여 스위칭하는 전류 공진형 컨버터로서는 도시한 바와 같이 하여 MOS-FET에 의한 2개의 스위칭 소자(Q1, Q2)를 하프브리지 결합에 의해 접속한 스위칭 회로계를 구비한다. 스위칭 소자(Q1, Q2)의 각 드레인-소스 사이에 대해서는 도시한 방향에 의해 각각 보디 다이오드에 의한 댐퍼 다이오드(DD1, DD2)가 병렬로 접속된다.

또한, 스위칭 소자(Q2)의 드레인-소스 사이에 대해서는 부분 공진 콘덴서(Cp)가 병렬로 접속된다. 이 부분 공진 콘덴서(Cp)의 커패시턴스와 1차 코일(N1)의 리케지 인덕턴스(L1)에 의해서는 병렬 공진 회로(부분 전압 공진 회로)가 형성된다. 이 부분 전압 공진 회로에 의해 스위칭 소자(Q1, Q2)의 턴오프시에만 전압 공진하는 부분 전압 공진 동작이 얻어지게 되어 있다.

이 전원 회로에서는 스위칭 소자(Q1, Q2)를 스위칭 구동하기 위해, 예를 들면 범용의 IC에 의한 발진·드라이브 회로(2)가 마련된다. 이 발진·드라이브 회로(2)는 발진 회로, 구동 회로를 갖고서, 소요되는 주파수에 의한 드라이브 신호(게이트 전압)를 스위칭 소자(Q1, Q2)의 각 게이트에 대해 인가한다. 이로써, 스위칭 소자(Q1, Q2)는 소요되는 스위칭 주파수에 의해 교대로 온/오프하도록 하여 스위칭 동작을 행한다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)(Power Isolation Transformer)는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 출력을 2차측에 전송한다.

이 경우의 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 코일(N1)의 일단은 1차측 직렬 공 진 콘덴서(C1)를 통하여 스위칭 소자(Q1)의 소스와 스위칭 소자(Q2)의 드레인의 접속점(스위칭 출력점)에 접속됨으로써, 스위칭 출력이 얻어지게 된다.

또한, 1차 코일(N1)의 타단은 도시한 바와 같이 1차측 어스에 접속되어 있다.

이 경우, 직렬 공진 콘덴서(C1) 및 1차 코일(N1)은 직렬로 접속되어 있지만, 이 직렬 공진 콘덴서(C1)의 커패시턴스, 및 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 코일(N1)(직렬 공진 코일)의 리케지 인덕턴스(누설 인덕턴스)(L1)에 의해, 스위칭 컨버터의 동작을 전류 공진형으로 하기 위한 1차측 직렬 공진 회로를 형성하고 있다.

여기까지의 설명에 의하면, 이 도면에 도시한 1차측 스위칭 컨버터로서는 1차측 직렬 공진 회로(L1-C1)에 의한 전류 공진형으로서의 동작과, 전술한 부분 전압 공진 회로(Cp//L1)에 의한 부분 전압 공진 동작이 얻어지게 된다.

즉, 이 도면에 도시한 전원 회로는 1차측 스위칭 컨버터를 공진형으로 하기 위한 공진 회로에 대해, 다른 공진 회로가 조합된 형식을 채택하고 있는 것으로 된다. 여기서는 이와 같은 스위칭 컨버터에 관해 복합 공진형 컨버터라고 하기로 한다.

여기서의 도시에 의한 설명은 생략하지만, 상기한 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 구조로서는 예를 들면 페라이트재에 의한 E형 코어를 조합시킨 EE형 코어를 구비한다. 그리고, 1차측과 2차측으로 권장 부위를 분할한 다음, 1차 코일(N1)과 2차 코일(N2)을 EE형 코어의 내자각에 대해 권장하고 있다.

또한, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 EE형 코어의 내자각에 대해서는 1.0㎜ 이 하의 갭을 형성하도록 하여, 1차 코일(N1)과 2차 코일(N2)로 0.80 이상의 결합 계수를 얻도록 하고 있다.

실제로는 갭(G)=1.0㎜로 하고, 또한 1차 코일(N1)과 2차 코일(N2)의 권수(턴 수)를 1차 코일(N1)=35T(턴), 2차 코일(N2)=8T로 함으로써, 결합 계수(k)=0.80 정도를 얻도록 되어 있다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 2차 코일(N2)에 대해서는 도시한 바와 같이 2차측 어스에 접속되는 센터 탭을 시행한 다음, 정류 다이오드(Do1)와 정류 다이오드(Do2) 및 평활 콘덴서(Co)에 의해 형성된 양파 정류 회로가 구비된다.

이로써, 평활 콘덴서(Co)의 양단 전압으로서, 2차 코일(N2)에 유기되는 교번 전압의 등배 레벨에 대응하는 직류 전압인 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 얻어진다. 이 2차측 직류 출력 전압(Eo)은 메인 직류 전원으로서, 도시하지 않은 메인의 부하에 공급됨과 함께, 제어 회로(1)에 대해 정전압 제어를 위한 검출 전압으로서도 분기되어 입력된다.

또한, 이 경우, 양파 정류 회로를 형성하는 상기 정류 다이오드(Do1 와 Do2)로서는 실제로는 도면중에 파선으로 둘러싸도록 트윈 숏 키 배리어 다이오드(TSD)로서의 1소자에 의해 구성하고 있다.

제어 회로(1)는 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨에 대응하여 레벨이 가변되는 전압 또는 전류로서의 제어 신호를 발진·드라이브 회로(2)에 출력한다.

발진·드라이브 회로(2)에서는 제어 회로(1)로부터 입력되는 제어 신호에 의거하여, 발진·드라이브 회로(2) 내의 발진 회로에 의해 생성하는 발진 신호 주파 수를 가변하도록 하고, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 각 게이트에 인가하는 스위칭 구동 신호의 주파수를 변화시킨다. 이로써, 스위칭 주파수가 가변된다. 이와 같이, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨에 응하여 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 주파수가 가변 제어됨으로써, 1차측 직렬 공진 회로의 공진 임피던스가 변화하고 1차측 직렬 공진 회로를 형성하는 1차 코일(N1)로부터 2차측으로 전송되는 에너지도 가변되고, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨도 가변 제어된다. 이로써, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 정전압 제어가 도모되게 된다.

또한, 이후에서는 이와 같이 스위칭 주파수를 가변 제어함에 의해 안정화를 도모하는 정전압 제어 방식을 「스위칭 주파수 제어 방식」이라고 하기로 한다.

도 15의 파형도는 상기 도 14에 도시한 전원 회로에서의 주요부의 동작을 도시하고 있다. 이 도면에서는 좌측에 부하 전력(Po)=150W시의 동작을 도시하고, 우측에, 동일 부위에 관해 부하 전력(Po)=25W시의 동작을 도시하고 있다. 입력 전압 조건은 교류 입력 전압(VAC)=100V로 일정하게 한다.

또한, 이 경우, 2차측 직류 출력 전압(Eo)으로서는 25V를 생성하도록 되어 있다.

또한, 상기한 바와 같은 부하 조건, 입력 전압 조건에 대응시켜서, 도 14의 회로에서는 주요부을 이하와 같이 선정하고 있다.

·절연 컨버터 트랜스(PIT) : 갭(G)=1.0㎜,

결합 계수(k)=0.80

1차 코일(N1)=35T

2차 코일(N2)=8T(센터 탭을 경계로 4T+4T)

·1차측 직렬 공진 콘덴서(C1)=0.047㎌

·부분 공진 콘덴서(Cp)=330㎊

우선, 도 15에 있어서, 구형파 형상의 전압(V1)은 스위칭 소자(Q2)의 양단 전압이고, 스위칭 소자(Q2)의 온/오프 타이밍을 나타낸다.

전압(V1)이 0레벨로 되는 기간이, 스위칭 소자(Q2)가 도통하는 온 기간이고, 이 온 기간에서는 스위칭 소자(Q2) 및 클램프 다이오드(DD2)로 이루어지는 스위칭 회로계에는 도시한 파형에 의한 스위칭 전류(IQ2)가 흐른다. 또한,전압(V1)이 정류 평활 전압(Ei)의 레벨로 클램프되는 기간은 스위칭 소자(Q2)가 오프로 되는 기간이고, 스위칭 전류(IQ2)는 도시한 바와 같이 하여 0레벨로 된다.

또한, 도시하지 않지만, 다른쪽의 스위칭 소자(Q1)의 양단 전압, 및 스위칭 회로(Q1, DD1)에 흐르는 스위칭 전류로서는 상기 전압(V1), 및 스위칭 전류(IQ2)를 180°이상(移相)한 파형으로서 얻어진다. 즉, 전술한 바와 같이, 스위칭 소자(Q1)와 스위칭 소자(Q2)는 교대로 온/오프하는 타이밍에서 스위칭 동작을 행한다.

또한, 1차측 직렬 공진 회로(C1-N1(L1))를 흐르는 1차측 직렬 공진 전류(Io)로서는 이들의 스위칭 회로(Q1, DD1)(Q2, DD2)에 흐르는 스위칭 전류가 합성됨으로써, 도시한 파형에 의해 흐르게 된다.

또한, 예를 들면 이 도면에 도시된 상기 전압(V1)의 파형을, 부하 전력(Po)=150W시와 부하 전력(Po)=25W시로 비교하여 알 수 잇는 바와 같이, 스위칭 주파수로서는 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 경부하일 때(Po=25W)보다도, 중부하의 조 건(Po=150W)일 때의 쪽이, 1차측의 스위칭 주파수가 낮아지도록 제어되어 있는 것을 알 수 있다. 즉, 중부하로 되고 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨이 저하됨에 응하여서는 스위칭 주파수를 낮게 하고, 또한 경부하로 되어 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨이 상승하는 것에 따라서는 스위칭 주파수를 높게 하도록 하고 있다. 이것은 스위칭 주파수 제어 방식으로서, 어퍼사이드 제어에 의한 정전압 제어 동작이 행하여지고 있는 것을 나타내고 있다.

또한, 상기한 1차측의 동작이 얻어짐으로써, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 2차 코일(N2)에는 도시한 파형에 의한 교번 전압(V2)이 유기된다. 그리고, 이 교번 전압(V2)이 정극성으로 되는 한쪽의 반주기의 기간에서는 2차측의 정류 다이오드(Do1)가 도통함으로써, 도시한 파형 및 타이밍에서 정류 전류(ID1)가 흐른다. 또한, 교번 전압(V2)이 음극성으로 되는 다른쪽의 반주기의 기간에서는 2차측의 정류 다이오드(Do2)가 도통함으로써, 도시한 파형 및 타이밍에서 정류 전류(ID2)가 흐른다. 또한, 2차측의 양파 정류 회로에 있어서, 2차 코일(N2)의 센터 탭과 2차측 어스 사이에 흐르는 정류 출력 전류(I2)로서는 도시한 바와 같이 하여, 상기 정류 전류(ID1, ID2)가 합성되게 된다.

도 16은 도 14에 도시한 전원 회로에 관해, 교류 입력 전압(VAC)=100V의 입력 전압 조건하에서의 부하 변동에 대한 AC→DC 전력 변환 효율, 및 스위칭 주파수의 특성을 도시하고 있다.

우선, 스위칭 주파수(fs)로서는 정전압 제어 동작이 행하여지는 것에 따라, 중부하의 경향으로 되는데 따라 저하되는 특성으로 되어 있다. 다만, 부하 변동에 대해 리니어로 되는 변화 특성이 아니라, 예를 들면 부하 전력(Po)=25W 정도로부터 Po=0W 이하의 범위에서는 스위칭 주파수(fs)가 가파르게 상승하여 가는 경향으로 되어 있다.

또한, AC→DC 전력 변환 효율(ηAC→DC)로서는 부하 전력(Po)의 상승에 수반하여 높아져 가는 경향으로 되어 있고, 특히 부하 전력(Po)=150W시로는 ηAC→DC=90％ 이상으로 되는 결과가 얻어지고 있다.

그런데, 도 14에 도시한 전원 회로와 같이, 스위칭 주파수 제어 방식에 의해 2차측 직류 출력 전압의 안정화를 도모하는 공진형 컨버터로서의 구성을 채택하는 경우에는 안정화를 위한 스위칭 주파수의 가변 제어 범위는 비교적 광범위한 경향으로 된다.

이에 관해, 도 17을 참조하여 설명한다. 도 17은 도 14에 도시한 전원 회로의 정전압 제어 특성을, 스위칭 주파수(fs)와 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨과의 관계에 의해 도시하고 있다.

또한, 이 도면의 설명에서는 도 14의 전원 회로가, 스위칭 주파수 제어 방식으로서 이른바 어퍼사이드 제어를 채용하고 있는 것을 전제로 한다. 여기서의 어퍼사이드 제어란, 1차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo)보다도 높은 주파수 범위에서 스위칭 주파수를 가변 제어하고, 이로써 생기는 공진 임피던스의 변화를 이용하여 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨을 컨트롤하는 제어를 말한다.

일반적인 것으로서, 직렬 공진 회로는 공진 주파수(fo)일 때에 가장 공진 임 피던스가 작아진다. 이로써, 어퍼사이드 제어에서의 2차측 직류 출력 전압(Eo)과 스위칭 주파수(fs)의 관계로서, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨은 스위칭 주파수(fs)가 공진 주파수(fo1)에 근접하여 갈수록 상승하고, 공진 주파수(fo1)로부터 떨어지는데 따라 저하되어 가게 된다.

따라서 부하 전력(Po)을 일정하게 한 조건으로의 스위칭 주파수(fs)에 대한 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨은 도 17에 도시한 바와 같이 하여, 스위칭 주파수(fs)가 1차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)와 같은 때에 피크로 되고, 공진 주파수(fo1)로부터 떨어짐에 따라 저하되는 2차 곡선적인 변화를 나타낸다.

또한, 같은 스위칭 주파수(fs)에 대응하는 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨은 최소 부하 전력(Pomin)시보다도 최대 부하 전력(Pomax)시 쪽이, 소정분 저하되도록 하여 시프트하는 특성이 얻어진다. 즉, 스위칭 주파수(fs)를 고정으로서 생각하면, 중부하의 조건으로 도미에 따라 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨은 저하된다.

그리고, 이와 같은 특성하에서, 어퍼사이드 제어에 의해 2차측 직류 출력 전압(Eo)에 관해, Eo=tg로 되도록 하여 안정화하려고 한 경우, 도 14에 도시한 전원 회로에 있어서 필요해지는 스위칭 주파수의 가변 범위(필요한 제어 범위)는 △fs로서 나타나는 범위로 된다.

실제로, 도 14에 도시한 전원 회로는 AC 100V계로서의 교류 입력 전압(VAC)=85V 내지 120V의 입력 변동 범위와, 메인 직류 전원인 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 최대 부하 전력(Pomax)=150W, 최소 부하 전력(Pomin)=0W(무부하)의 부하 조 건에 대응하여, 스위칭 주파수 제어 방식에 의해, 예를 들면 2차측 직류 출력 전압(Eo)=25V로 안정화하도록 정전압 제어를 행한다.

이 경우, 도 14에 도시한 전원 회로가 정전압 제어를 위해 가변하는 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위는 fs=80kHz 내지 200kHz 이상이고, △fs로서도 120kHz 이상으로 상응하여 광범위한 것으로 된다.

전원 회로로서, 예를 들면 일본이나 미국 등의 교류 입력 전압 AC 100V계의 지역과 유럽 등의 AC 200V계의 지역에 대응하도록, 예를 들면 개략 AC 85V 내지 288V의 교류 입력 전압 범위에 대응한 동작이 가능하게 구성된, 이른바 와이드 레인지 대응의 것이 알려져 있다.

그래서, 도 14에 도시한 전원 회로에 관해, 상기한 와이드 레인지 대응으로서 구성하는 것을 생각해 본다.

와이드 레인지 대응에서는 상기한 바와 같이 하여, 예를 들면 AC 85V 내지 288V의 교류 입력 전압 범위에 대응하는 것으로 된다. 따라서, 예를 들면, AC 100V계만, 또는 AC 200V계만의 단 레인지에 대응하는 경우와 비교하여, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨 변동 범위도 커진다. 이와 같은 교류 입력 전압 범위에 대응하여 레벨 변동 범위가 확대한 2차측 직류 출력 전압(Eo)에 관해 정전압 제어를 행하기 위해서는 보다 광범위한 스위칭 주파수 제어 범위가 필요해진다. 예를 들면, 도 14에 도시한 회로의 경우로서는 스위칭 주파수(fs)의 제어 범위에 관해, 개략 80kHz 내지 500kHz까지 확대할 필요가 나온다.

그러나, 현재상태의 스위칭 소자를 구동하기 위한 IC(발진·드라이브 회로 (2))로서는 대응 가능한 구동 주파수의 상한은 200kHz 정도가 한계이다. 또한, 가령 상기한 바와 같은 높은 주파수에서의 구동이 가능한 스위칭 구동용 IC를 구성하여 실장하였다고 하여도, 이와 같은 높은 주파수로 스위칭 소자를 구동한 경우에는 전력 변환 효율이 현저하게 저하되기 때문에, 현실의 전원 회로로서 실용적이지 못하게 된다. 덧붙여서, 예를 들면 도 14에 도시한 전원 회로에 의해 안정화가 가능한 교류 입력 전압(VAC) 레벨의 상한은 100V 정도이다.

이 때문에, 스위칭 주파수 제어 방식에 의해 안정화를 도모하는 스위칭 전원 회로에 관해, 실제로 와이드 레인지 대응으로 함에 있어서는 예를 들면 하기와 같은 구성을 채택하는 것이 알려져 있다.

하나로서, 상용 교류 전원을 입력하여 직류 입력 전압(Ei)을 생성하는 정류 회로계에 관해, AC 100V계와 AC 200V계의 상용 교류 전원 입력에 응하여, 배전압 정류 회로와 전파 정류 회로로서 전환을 행하도록 기능을 주는 것이다.

이 경우에는 상용 교류 전원 레벨을 검출하고, 그 검출된 레벨에 응하여, 배전압 정류 회로 또는 전파 정류 회로가 형성되도록 하여, 전자 릴레이를 이용한 스위치에 의해, 정류 회로계에 있어서의 회로 접속의 전환을 행하도록 회로를 구성한다.

그러나, 이와 같은 정류 회로계의 전환의 구성에서는 상기한 바와 같이, 소요 수의 전자 릴레이가 필요해진다. 또한, 배전압 정류 회로를 형성하기 위해 적어도 2개 1조의 평활 콘덴서를 마련할 필요도 생긴다. 이 때문에, 그만큼 부품 개수가 증가하여 비용 증가로 됨과 함께, 전원 회로 기판의 마운트 면적도 확대하여 대 형화한다. 특히, 이들 평활 콘덴서나 전자 릴레이는 전원 회로를 형성하는 부품중에서도 대형이기 때문에, 기판 사이즈는 매우 커져 버린다.

또한, 전파 정류 동작과 배전압 정류 동작을 전환하는 구성으로 한 경우에 있어서, AC 200V계의 상용 교류 전원이 입력되고 있는 때에, 순간 정전이 생기거나, 또한, 교류 입력 전압이 규격 이하로 저하되는 등으로, AC 200V계에 대응하는 것보다도 낮은 레벨로 되면, AC 100V계이라고 검출하여 배전압 정류 회로로 전환한다는 오동작이 생겼다고 한다. 이와 같은 오동작이 생기면, AC 200V계의 레벨의 교류 입력 전압에 관해 배전압 정류를 행하는 것으로 되기 때문에, 예를 들면 스위칭 소자(Q1, Q2) 등이 내압 오버로 되어 파괴될 가능성도 있다.

그래서, 실제의 회로로서는 상기한 바와 같은 오동작이 생기지 않도록 하기 위해, 메인이 된 스위칭 컨버터의 직류 입력 전압만이 아니라, 스탠바이 전원측의 컨버터 회로의 직류 입력 전압도 검출하는 구성을 채택하도록 된다. 이로써, 스탠바이 전원측의 컨버터 회로를 검출하기 위한 부품의 추가 등에 의해, 상기한 비용 증가 및 회로 기판 사이즈의 대형화가 더욱 조장되어 버리게 된다.

또한, 오동작 방지를 목적으로 하여 스탠바이 전원측의 컨버터의 직류 입력 전압을 검출한다는 것은 정류 동작 전환을 위한 회로를 구비하는 와이드 레인지 대응의 전원 회로로서는 메인 전원 외에 스탠바이 전원을 구비하는 전자기기가 아니면, 실제로 사용할 수 없다는 것이 된다. 즉, 전원을 실장 가능한 전자기기의 종류가, 스탠바이 전원을 구비하는 것으로 한정되는 것이고, 그만큼 이용 범위가 좁아진다.

또한, 와이드 레인지 대응을 위한 구성으로서, AC 100V계/AC 200V계의 상용 교류 전원 입력에 응하여, 1차측의 전류 공진형 컨버터의 형식을 하프브리지 결합과 풀브리지 결합으로 전환하는 구성으로 하는 것도 알려져 있다.

이 구성이라면, 예를 들면 상기한 순간 정전 등에 의해, AC 200V계의 교류 입력 전압이 AC 100V계의 레벨에까지 저하하여 오동작하였다고 하여도, 스위칭 동작이 하프브리지 동작으로부터 풀브리지 동작으로 될 뿐, 스위칭 소자 등이 내압 오버가 되는 일은 없다. 이 때문에 스탠바이 전원측의 직류 입력 전압을 검출할 필요도 없어지기 때문에, 스탠바이 전원을 구비하지 않는 전자기기에 대해서도 채용하는 것이 가능해진다. 또한, 상용 전원 라인에서의 전환이 아니기 때문에, 반도체 스위치에 의한 회로 형태의 전환이 가능하기 때문에, 전자 릴레이와 같은 대형의 스위치 부품은 불필요하게 된다.

그러나, 이 구성에서는 AC 100V계시에 대응하여 풀브리지 결합을 형성하기 위해, 스위칭 소자를 적어도 4개 구비할 필요가 있다. 즉, 2개의 스위칭 소자에 의해 형성 가능한 하프브리지 결합 방식만에 의한 컨버터의 구성과 비교하면, 2개의 스위칭 소자를 추가할 필요가 있게 된다.

또한, 이 구성의 경우에는 풀브리지 동작에서는 4석(石)이 스위칭 동작을 행하고, 하프브리지 동작이라도 3석의 스위칭 소자가 스위칭 동작을 행한다. 공진형 컨버터는 저스위칭 잡음이지만, 이와 같이 하여 스위칭을 행하는 스위칭 소자 수가 증가할수록 스위칭 잡음에 관해서는 불리하게 된다.

이와 같이 하여, 와이드 레인지 대응으로서 상기한 어떠한 구성을 채택한 경 우에도, 단 레인지 대응의 구성과 비교한 경우에는 부품 개수의 증가 등에 의한 회로 규모의 확대, 비용 증가를 피할 수 없다. 또한, 전자의 구성에서는 기기에의 이용 범위의 제한, 후자의 구성에서는 스위칭 잡음의 증가 등, 각각 단 레인지 대응의 구성에서는 생기지 않았던 새로운 문제가 생긴다.

또한, 도 14에 도시한 전원 회로와 같이 하여, 스위칭 주파수의 제어 범위가 상응하게 광범위함에 의해서는 2차측 직류 출력 전압(Eo)에 관한 안정화의 고속 응답 특성이 저하된다는 문제도 생긴다.

전자기기에 따라서는 예를 들면 최대 부하의 상태와 거의 무부하로 되는 상태의 사이에서, 부하 조건을 순간적으로 전환하도록 하여 변동하는 동작을 수반하는 것이 있다. 이와 같은 부하 변동은 스위칭 부하라고 한다. 이와 같은 기기에 탑재되는 전원 회로로서는 상기 스위칭 부하가 되는 부하 변동에도 대응하여 2차측 직류 출력 전압이 적정하게 안정화되도록 할 필요가 있다.

그러나, 앞서 도 17에 의해서도 설명한 바와 같이 스위칭 주파수의 제어 범위가 광범한 특성을 갖는 경우에는 상기 스위칭 부하와 같은 부하 변동에 대응하여, 2차측 직류 출력 전압을 소요 레벨로 하기 위한 스위칭 주파수까지 가변시키기 위해서는 비교적 긴 시간을 필요로 하게 된다. 즉, 정전압 제어의 응답 특성으로서는 양호하지 않다는 결과가 얻어지게 된다.

특히, 도 14에 도시한 전원 회로는 도 16에 도시한 바와 같이 하여, 정전압 제어에 응한 스위칭 주파수 특성으로서는 부하 전력(Po)=25W 정도 이하로부터 0W까지의 부하 범위에 있어서, 스위칭 주파수가 크게 변화하게 되어 있어서, 상기한 바 와 같은 스위칭 부하에 대한 정전압 제어 응답성으로서는 불리하게 되어 있는 것을 알 수 있다.

스위칭 주파수 제어에 의해 정전압 제어를 행하는 전원 회로에 있어서 스위칭 주파수 제어의 필요한 제어 범위의 축소화를 도모하고 와이드 레인지 대응의 구성을 실현하는 것이 바람직하다.

본 발명의 특징에 따르면, 우선, 직류 입력 전압을 입력하고 스위칭을 행하는 스위칭 소자를 구비하여 형성한 스위칭 수단과, 상기 스위칭 소자를 스위칭 구동하는 스위칭 구동 수단을 구비한다. 또한, 상기 스위칭 수단의 스위칭 동작에 의해 얻어지는 스위칭 출력이 공급되는 1차 코일과, 이 1차 코일에 의해 교번 전압이 유기되는 복수의 2차 코일이 권장되어 형성되는 절연 컨버터 트랜스를 구비한다.

또한, 적어도, 상기 절연 컨버터 트랜스의 1차 코일의 누설 인덕턴스 성분과, 상기 1차 코일에 직렬 접속된 1차측 직렬 공진 콘덴서의 커패시턴스에 의해 형성되어 제 1의 공진 주파수가 설정되고, 상기 스위칭 수단의 동작을 전류 공진형으로 하는 1차측 직렬 공진 회로를 구비한다. 또한, 적어도, 상기 절연 컨버터 트랜스의 각 2차 코일의 누설 인덕턴스 성분과, 상기 각 2차 코일에 직렬 접속된 2차측 직렬 공진 콘덴서의 커패시턴스에 의해 각각 형성되고, 제 2의 공진 주파수가 설정되는 복수의 2차측 직렬 공진 회로를 구비한다. 그리고, 상기 각 2차 코일에 얻어지는 교번 전압에 관해 정류 동작을 행하고, 그 정류 출력을 공통의 2차측 평활 콘덴서에 의해 평활화하여 2차측 직류 출력 전압을 생성하는 2차측 직류 출력 전압 생성 수단을 구비하고, 또한, 상기 2차측 직류 출력 전압의 레벨에 응하여 상기 스 위칭 구동 수단을 제어하고, 상기 스위칭 수단의 스위칭 주파수를 가변함으로써, 상기 2차측 직류 출력 전압에 관해 정전압 제어를 행하는 정전압 제어 수단을 구비한다. 게다가, 상기 절연 컨버터 트랜스로서, 상기 1차측 직렬 공진 회로와 상기 2차측 직렬 공진 회로를 가지고 형성되는 전자 결합형 공진 회로에 관한, 상기 스위칭 주파수를 갖는 주파수 신호의 입력에 대한 출력 특성이 단봉 특성이 되도록 하여 코어의 소정 위치에 형성된 갭 길이를 설정하도록 한 것이다.

상기 구성에 의한 스위칭 전원 회로에서는 1차측의 스위칭 동작을 전류 공진형으로 하는 1차측 직렬 공진 회로가 형성된 스위칭 컨버터의 구성을 채택한 다음, 2차측에 대해서도 직렬 공진 회로를 형성하는 것으로 하고 있다. 이와 같은 구성을 채택함으로써, 본 발명의 스위칭 전원 회로로서는 절연 컨버터 트랜스의 전자 결합에 의한 결합형 공진 회로를 형성하게 되지만, 이때 절연 컨버터 트랜스의 코어에 형성하는 갭 길이를 상기한 바와 같이 소정 길이로 설정하여, 소정의 결합 계수를 얻음으로써, 해당 결합형 공진 회로에 대한 입력인 스위칭 주파수의 교번 전압에 대한 출력 특성으로서, 가파른 단봉 특성을 얻는 것이 가능해진다. 이 결과, 1차측에만 직렬 공진 회로를 형성한 경우보다도, 안정화에 필요로 하는 스위칭 주파수의 가변 범위(필요한 제어 범위)를 축소할 수 있다.

또한, 본 발명에서는 2차측에서 복수의 2차 코일이 권장되고, 각 2차 코일에 얻어지는 교번 전압에 관한 정류 출력이 공통의 2차측 평활 콘덴서에 의해 평활화되어 2차측 직류 출력 전압이 생성된다. 즉, 이에 의하면, 이 경우의 2차측 직류 출력 전압은 병렬로 설치된 복수의 2차 코일의 출력에 의거하여 생성할 수 있다.

이와 같이 함으로써, 같은 부하 조건에 대응함에 있어서 2차측의 정류 전류의 레벨을 2차 코일을 1개만으로 하는 경우보다도 저감할 수 있다.

이와 같이 하여 본 발명에 의하면, 정전압 제어에 필요한 스위칭 주파수의 가변 제어 범위(필요한 제어 범위)가 종래보다도 축소됨으로써, 스위칭 주파수 제어만에 의한 와이드 레인지 대응의 전원 회로가, 용이하게 실현화 가능해진다.

이와 같이 하여, 스위칭 주파수 제어에 의한 와이드 레인지 대응이 실현화됨으로써, 예를 들면, 상용 교류 전원의 규격 레벨에 응하여, 정류 회로계를 전환하거나, 또는 예를 들면 하프브리지 결합과 풀브리지 결합 사이에서 회로를 전환하기 위한 구성을 채택할 필요는 없어진다.

이로써, 그만큼 회로 구성 부품의 삭감 및 기판 면적의 삭감이 도모되는 외에, 전자기기에의 전원 회로의 적용 범위가 넓어지거나, 또한, 스위칭 잡음에도 유리해지거나 하는 등의 효과를 얻을 수 있다.

또한, 이와 같은 본 발명의 구성을 실현하기 위해서는 기본적인 구성으로서는 1차측에만 직렬 공진 회로를 형성하는 구성에 대해, 적어도 2차측 직렬 공진 콘덴서를 마련하는 것으로 하면 좋은 것이고, 매우 적은 부품 개수의 추가에 의해 와이드 레인지 대응이 실현된다.

또한, 상기한 바와 같이 하여 스위칭 주파수의 필요한 제어 범위가 축소되면, 예를 들면 부하 전력이 최대/무부하로 고속으로 변동하는 경우에는 정전압 제어의 응답성도 향상되게 되고, 이 점에서 더 높은 신뢰성을 얻을 수 있다.

또한, 본 발명에서는 복수의 2차 코일의 출력에 의거하여 2차측 직류 출력 전압을 생성하도록 구성함으로써, 같은 부하 조건에 대응함에 있어서 2차측의 정류 전류의 레벨을 보다 저감할 수 있다. 이에 의하면, 예를 들면 2차측의 정류 소자에서의 도통 손실을 저감할 수 있고, 중부하의 조건에 대응하는 경우에도 전력 변환 효율의 저하의 억제를 도모할 수 있다. 즉, 보다 중부하의 조건에 대응이 가능해진다.

또한, 2차 코일을 흐르는 전류 레벨을 더 낮게 할 수 있다면, 2차측의 정류 소자의 내(耐) 전류 레벨도 저감할 수 있고, 이로써 보다 소형의 정류 소자를 이용하여 회로 면적의 소형화를 도모할 수 있다.

도 1은 본 발명을 실시하기 위한 최선의 형태(이하, 실시의 형태라고도 한다)에 있어서의, 제 1의 실시의 형태로서의 스위칭 전원 회로의 구성예를 도시한 회로도이다. 이 도면에 도시한 전원 회로는 1차측의 기본 구성으로서, 하프브리지 결합 방식에 의한 타려식의 전류 공진형 컨버터에 대해 부분 전압 공진 회로가 조합된 구성을 채택한다.

또한, 이 제 1의 실시의 형태의 전원 회로는 AC 100V계와 AC 200V계의 어떤 상용 교류 전원 입력에도 대응하여 동작하는 이른바 와이드 레인지 대응으로서의 구성을 채택한다. 또한, 대응 부하 전력으로서는 예를 들면, 부하 전력(Po)=150W 정도로부터 Po=0W(무부하)까지의 변동 범위에 대응한다. 또한, 이 경우도, 앞의 도 14의 회로와 마찬가지로 2차측 직류 출력 전압(Eo)으로서는 예를 들면 25V 정도를 얻도록 된다.

우선, 이 도 1에 도시한 전원 회로에 있어서, 상용 교류 전원(AC)에 대해서는 필터 콘덴서(CL, CL), 및 커먼 모드 초크 코일(CMC)에 의한 커먼 모드 노이즈 필터가 형성되어 있다.

그리고, 상기 노이즈 필터의 후단(後段)이 되는 상용 교류 전원(AC)에 대해서는 브리지 정류 회로(Di) 및 1개의 평활 콘덴서(Ci)로 이루어지는 전파 정류 평활 회로가 접속된다.

이 전파 정류 평활 회로가 상용 교류 전원(AC)을 입력하여 전파 정류 동작을 행함에 의해, 평활 콘덴서(Ci)의 양단에는 정류 평활 전압(Ei)(직류 입력 전압)이 얻어진다. 이 경우의 정류 평활 전압(Ei)은 교류 입력 전압(VAC)의 등배에 대응한 레벨로 된다.

상기 직류 입력 전압을 입력하여 스위칭(단속)하는 전류 공진형 컨버터로서는 도시한 바와 같이 하여, MOS-FET에 의한 2개의 스위칭 소자(Q1, Q2)를 하프브리지 결합에 의해 접속한 스위칭 회로를 구비한다. 스위칭 소자(Q1, Q2)의 각 드레인-소스 사이에 대해서는 댐퍼 다이오드(DD1, DD2)가 병렬로 접속된다. 댐퍼 다이오드(DD1)의 애노드, 캐소드는 각각 스위칭 소자(Q1)의 소스, 드레인과 접속된다. 마찬가지로 하여, 댐퍼 다이오드(DD2)의 애노드, 캐소드는 각각 스위칭 소자(Q2)의 소스, 드레인과 접속된다. 댐퍼 다이오드(DD1, DD2)는 각각 스위칭 소자(Q1, Q2)가 구비하는 보디 다이오드로 된다.

또한, 스위칭 소자(Q2)의 드레인-소스 사이에 대해서는 1차측 부분 공진 콘덴서(Cp)가 병렬로 접속된다. 이 1차측 부분 공진 콘덴서(Cp)의 커패시턴스와 1차 코일(N1)의 리케지 인덕턴스(L1)에 의해서는 병렬 공진 회로(부분 전압 공진 회로)를 형성한다. 그리고, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 턴오프시에만 전압 공진하는 부분 전압 공진 동작을 얻을 수 있도록 되어 있다.

또한, 스위칭 소자(Q1, Q2)를 스위칭 구동하기 위해, 발진·드라이브 회로(2)가 마련된다. 이 발진·드라이브 회로(2)는 발진 회로, 구동 회로를 갖고 있고, 예를 들면 이 경우에는 범용의 IC를 이용할 수 있다. 발진·드라이브 회로(2)의 발진 회로는 소요 주파수의 발진 신호를 발생시키고, 구동 회로는 상기 발진 신호를 이용하여 MOS-FET를 스위칭 구동하기 위한 게이트 전압인 스위칭 구동 신호를 생성하여, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 게이트에 인가하도록 된다. 이로써, 스위칭 소자(Q1, Q2)는 스위칭 구동 신호의 주기에 응한 스위칭 주파수에 따라, 교대로 되는 타이밍에서 연속적으로 온/오프하도록 하여 스위칭 동작을 행한다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 출력을 2차측에 전송하기 위해 마련된다.

이 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 코일(N1)의 한쪽의 단부는 1차측 직렬 공진 콘덴서(C1)의 직렬 접속을 통하여, 스위칭 소자(Q1)의 소스와 스위칭 소자(Q2)의 드레인과의 접속점(스위칭 출력점)에 접속됨으로써, 스위칭 출력이 전달되게 되어 있다. 또한, 1차 코일(N1)의 다른쪽의 단부는 1차측 어스와 접속된다.

여기서, 절연 컨버터 트랜스(PIT)는 도 2의 단면도로 도시한 바와 같은 구조로 된다.

이 도면에 도시된 바와 같이, 절연 컨버터 트랜스(PIT)는 페라이트재에 의한 E형 코어(CR1, CR2)를 서로의 자각이 대향하도록 조합시킨 EE형 코어(EE자형 코어)를 구비한다.

그리고, 1차측과 2차측의 권장부에 관해 상호 독립하도록 하여 분할한 형상에 의해, 예를 들면 수지 등에 의해 형성되는 보빈(B)이 구비된다. 이 보빈(B)의 한쪽의 권장부에 대해 1차 코일(N1)을 권장한다. 또한, 다른쪽의 권장부에 대해, 2차 코일(N2)(이 경우는 2차 코일(N2A)과 2차 코일(N2B))을 권장한다. 이와 같이 하여 1차측 코일(N1) 및 2차측 코일(N2)이 권장된 보빈(B)을 상기 EE형 코어(CR1, CR2)에 부착함으로써, 1차측 코일 및 2차측 코일이 각각 다른 권장 영역에 의해, EE형 코어의 내자각에 권장되는 상태로 된다. 이와 같이 하여 절연 컨버터 트랜스(PIT) 전체로서의 구조가 얻어진다.

게다가, EE형 코어의 내자각에 대해서는 도면과 같이 하여 갭(G)을 형성한다. 이 경우의 갭(G)으로서는 예를 들면 갭 길이 1.6㎜ 정도를 설정하고, 1차측과 2차측과의 결합 계수(k)로서는 예를 들면 k=0.65 이하에 의한 소결합의 상태를 얻도록 하고 있다. 또한, 실제의 결합 계수(k)로서는 k=0.65를 설정하였다. 또한, 갭(G)은 E형 코어(CR1, CR2)의 내자각을 2개의 외자각보다도 짧게 함으로써 형성할 수 있다.

덧붙여서, 앞의 도 14에 도시한 전원 회로를 위시하여, 종래의 전류 공진형 컨버터를 구비한 전원 회로에 있어서, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨로서 예를 들면 25V 정도로 비교적 낮은 레벨을 얻도록 되는 구성에서는 1차 코일(N1)과 2차 코일(N2)의 코일비는 2차 코일(N2)의 쪽이 상당히 작게 설정된다. 그리고, 이와 같 이 1차 코일(N1)에 대한 2차 코일(N2)의 코일비가 상당히 낮게 설정되는 경우의 종래의 구성에서는 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 코어에 형성하는 갭으로서 예를 들면 1.0㎜ 이하를 설정함으로써, 결합 계수(k)로서 k=0.75 이상을 얻도록 되어 있다.

즉, 마찬가지로 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨로서 비교적 낮은 레벨을 얻도록 된 구성으로 하여, 본 실시의 형태에서는 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차측과 2차측의 결합도에 관해, 종래보다도 더욱 낮은 상태를 설정하고 있는 것이다.

설명을 도 1로 되돌린다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)는 도 2에 의해 설명한 구조에 의해 1차 코일(N1)에 소정의 리케지 인덕턴스(L1)를 발생시킨다. 또한, 앞서 설명한 바와 같이, 1차 코일(N1)과 1차측 직렬 공진 콘덴서(C1)는 직렬로 접속되어 있다. 따라서, 상기 1차 코일(N1)의 리케지 인덕턴스(L1)와 1차측 직렬 공진 콘덴서(C1)의 커패시턴스에 의해서는 직렬 공진 회로(1차측 직렬 공진 회로)가 형성되게 된다.

게다가, 상기 1차측 직렬 공진 회로는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 출력점에 대해 접속되어 있고, 따라서 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 출력은 1차측 직렬 공진 회로에 전달되게 된다. 1차측 직렬 공진 회로에서는 전달된 스위칭 출력에 의해 공진 동작을 행함으로써, 1차측 스위칭 컨버터의 동작을 전류 공진형으로 한다.

그런데, 지금까지의 설명에 의하면, 이 도면에 도시한 1차측 스위칭 컨버터로서는 1차측 직렬 공진 회로(L1-C1)에 의한 전류 공진형으로서의 동작과, 전술한 1차측 부분 전압 공진 회로(Cp//L1)에 의한 부분 전압 공진 동작이 얻어지게 된다.

즉, 이 도면에 도시한 전원 회로의 1차측에서는 1차측 스위칭 컨버터를 공진 형으로 하기 위한 공진 회로에 대해, 다른 공진 회로가 조합된 구성을 채택하고 있다. 여기서는 이와 같이 2개의 공진 회로가 조합되어 이루어지는 스위칭 컨버터를, 「복합 공진형 컨버터」라고 하기로 한다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 2차 코일(N2)에는 1차 코일(N1)에 전달된 스위칭 출력에 응한 교번 전압이 여기(유기)된다.

이 경우, 2차 코일(N2)로서는 도시한 바와 같이 2차 코일(N2A)과 2차 코일(N2B)의 2개를 권장하고 있다. 그리고, 이들 2차 코일(N2A)과 2차 코일(N2B)에 대해서는 우선, 한쪽의 단부측에 대해 직렬로 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A), 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B)를 각각 접속하고 있다.

이로써, 상기 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A)의 커패시턴스와 상기 2차 코일(N2A)의 리케지 인덕턴스(L2A), 또한 상기 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B)의 커패시턴스와 상기 2차 코일(N2B)의 리케지 인덕턴스(L2B)에 의해, 각각 2차측 직렬 공진 회로가 형성된다. 즉, 본 실시의 형태로서는 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차측과 2차측과의 각각에서 직렬 공진 회로가 형성되는 것이다.

또한, 이 경우, 상기 2차 코일(N2A)과 2차 코일(N2B)은 각각 같은 턴 수가 설정된다. 또한, 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A)와 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B)로서도, 각각 같은 커패시턴스가 설정된다.

상기 각각의 2차측 직렬 공진 회로(L2A-C2A, L2B-C2B)에 대해서는 정류 다이오드(Do1A 내지 Do4A), 정류 다이오드(Do1B 내지 Do4B)를 도시한 바와 같이 하여 접속하여 이루어지는 브리지 정류 회로에 의한 전파 정류 회로가 접속된다. 그리 고, 이들의 브리지 정류 회로에 대해, 도면과 같이 공통이 되도록 하여 1조의 평활 콘덴서(Co)가 마련됨으로써, 2차 코일(N2A)측의 브리지 정류 회로와 이 평활 콘덴서(Co)에 의한 전파 정류 평활 회로와, 2차 코일(N2B)측의 브리지 정류 회로와 평활 콘덴서(Co)에 의한 전파 정류 평활 회로가 형성된다.

이들의 전파 정류 회로에 있어서, 2차 코일(N2A), 2차 코일(N2B)에 여기되는 교번 전압의 한쪽의 반주기에서는 각 브리지 정류 회로의 정류 다이오드[Do1, Do4]의 조(組)가 도통하여, 평활 콘덴서(Co)에 대해 공통으로 정류 전류를 충전하는 동작이 얻어진다. 또한, 2차 코일(N2A), 2차 코일(N2B)에 여기되는 교번 전압의 다른쪽의 반주기에서는 정류 다이오드[Do2, Do3]의 조가 도통하여 평활 콘덴서(Co)에 대해 공통으로 정류 전류를 충전하는 동작이 얻어진다.

이로써, 평활 콘덴서(Co)의 양단 전압(2차측 직류 출력 전압(Eo))으로서는 2차 코일(N2A)과 2차 코일(N2B)에 여기되는 교번 전압 레벨에 대응한 레벨이 얻어지게 된다.

또한, 각 전파 정류 회로를 형성하는 브리지 정류 회로에 관해, 실시의 형태에서는 정류 다이오드(Do1 내지 Do4)중, 상기한 정류 동작에 있어서 각각 다른 반주기에 정류 동작을 행하도록 되는 예를 들면 [Do1, Do3] [Do2, Do4]의 조로서, 트윈 숏 키 배리어 다이오드(TSD)를 선정하는 것으로 하고 있다. 즉, 도면중의 파선에 의해 둘러싼 바와 같이, 2차 코일(N2A)측에 접속되는 브리지 정류 회로에서는 정류 다이오드(Do1A)와 정류 다이오드(Do3A)에 대해 트윈 숏 키 배리어 다이오드(TSD1A)를 선정하고 있다. 또한, 정류 다이오드(Do2A)와 정류 다이오드(Do4A)에 대 해서는 트윈 숏 키 배리어 다이오드(TSD2A)를 선정하고 있다.

마찬가지로 2차 코일(N2B)측에서도, 정류 다이오드(Do1B 와 Do3B)는 트윈 숏 키 배리어 다이오드(TSD1B)를, 또한, 정류 다이오드(Do2B 와 Do4B)는 트윈 숏 키 배리어 다이오드(TSD2B)를 선정하고 있는 것이다.

또한, 당연한 일이지만, 정류 다이오드(Do1 내지 D04)의 각각을 별개의 부품으로 하는 것으로 하여도 좋다.

상기한 바와 같이 하여 얻어진 2차측 직류 출력 전압(Eo)은 도시하지 않은 부하에 공급됨과 함께, 후술하는 제어 회로(1)를 위한 검출 전압으로서도 분기되어 입력된다.

또한, 상기 각 전파 정류 회로는 각각의 2차측 직렬 공진 회로의 공진 출력에 관해 정류 평활 동작을 행하고 있기 때문에, 이 경우의 2차측 정류 동작으로서도 전류 공진형으로 된다. 즉, 정류 전류 파형으로서는 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수에 의한 정현파형을 포함하게 된다.

지금까지의 설명에 의하면, 본 실시의 형태의 스위칭 전원 회로는 1차측에 1차측 직렬 공진 회로(L1-C1) 및 1차측 부분 전압 공진 회로(L1//Cp)를 구비하고, 2차측에는 2차측 직렬 공진 회로(L2-C2)를 구비하게 된다.

앞에서도 기술한 바와 같이, 1차측에서와 같은 직렬 공진 회로와 부분 전압 공진 회로에 의한 2개의 공진 회로가 조합된 스위칭 컨버터에 관해서는 복합 공진형 컨버터라고 하기로 하였지만, 본 실시의 형태와 같이 하여 3 이상의 공진 회로가 조합된 스위칭 컨버터에 관해서는 다중 공진형 컨버터라고 하기로 한다.

제어 회로(1)는 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 스위칭 주파수 제어 방식에 의해 안정화하기 위해 마련된다.

이 경우의 제어 회로(1)는 검출 입력인 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨 변화에 응한 검출 출력을 발진·드라이브 회로(2)에 공급한다. 발진·드라이브 회로(2)에서는 입력된 제어 회로(1)의 검출 출력에 응하여 스위칭 주파수가 가변되도록 하여 스위칭 소자(Q1, Q2)를 구동한다. 이를 위해서는 내부의 발진 회로에 의해 생성하는 발진 신호의 주파수를 가변하게 된다.

스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 주파수가 가변됨으로써, 1차측 직렬 공진 회로의 공진 임피던스가 변화하고, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 코일(N1)로부터 2차 코일(N2)측에 전송되는 전력량이 변화하지만, 이로써 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨을 안정화시키도록 동작한다.

상세는 후술하지만, 본 실시의 형태의 전원 회로에서의 스위칭 주파수 제어 방식으로서는 1차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1), 및 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)에 의해 정해지는 중간 공진 주파수(fo)에 대해, 이보다 높은 주파수 범위를 스위칭 주파수의 가변 범위로서 설정하고 있다. 즉, 이른바 어퍼사이드 제어의 방식을 채택한다.

일반적인 것으로서, 직렬 공진 회로는 공진 주파수에서 가장 공진 임피던스가 낮아진다. 이것으로부터, 본 실시의 형태와 같이 하여, 직렬 공진 회로의 공진 주파수에 의거한 어퍼사이드 제어 방식을 채택하는 경우에는 스위칭 주파수(fs)가 높아져 감에 따라, 공진 임피던스를 높게 하게 된다.

따라서 예를 들면 중부하의 경향으로 되어 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 저하되는 것에 따라서는 상기 스위칭 주파수를 낮게 하도록 제어하게 된다. 이것은 공진 임피던스를 낮게 하는 것으로 되고, 1차측에서부터 2차측으로의 전력 전송량이 증가하는 것으로 되기 때문에, 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 상승한다.

이에 대해, 경부하의 경향으로 되어 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 상승하는 것에 따라서는 상기 스위칭 주파수를 높게 하도록 제어한다. 이로써, 공진 임피던스는 높아져서 상기 전력 전송량이 저감하기 때문에, 2차측 직류 출력 전압(Eo)은 저하된다. 이와 같이 하여, 스위칭 주파수가 가변됨에 의해 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 안정화되게 된다.

상기 구성에 의한 도 1의 전원 회로에서는 1차측과 2차측에서, 각각 직렬 공진 회로(1차측 직렬 공진 회로(L1-C1), 2차측 직렬 공진 회로(L2-C2))를 구비하도록 되어 있다. 또한, 도 2에 설명한 바와 같이, 절연 컨버터 트랜스(PIT)에 관해, 1차측과 2차측과의 결합 계수를 소정 이하로 설정하는 것으로 하고 있다.

본 실시의 형태에서는 이와 같은 구성을 채택함으로써, 전류 공진형 컨버터를 기초로 하는 전원 회로로서, AC 100V계 및 AC 200V계의 상용 교류 전원 입력에 대응하여 동작하는 이른바 와이드 레인지 대응으로서 실용 가능해진다. 이하, 이 점에 관해 설명한다.

도 3의 회로도는 도 1에 도시한 본 실시의 형태의 전원 회로에 관해, 1차측 직렬 공진 회로와 2차측 직렬 공진 회로와의 관계에 의해 본 경우의 등가 회로를 도시하고 있다. 또한, 이 등가 회로도에 있어서, 도 1과 동일 부분에는 동일 부호 를 붙이고 있다.

이 도면에서는 1 : n의 코일비가 되는 소정 권수의 1차 코일(N1)과 2차 코일(N2)을 권장한 절연 컨버터 트랜스(PIT)가 도시되어 있다. 또한, 이 도면에서, 절연 컨버터 트랜스(PIT)에서의 1차측과 2차측과의 결합도를 결합 계수(k)에 의해 나타내고 있다.

이 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차측에서, L1l, L1e는 각각, 1차 코일(N1)의 리케지(누설) 인덕턴스, 1차 코일(N1)의 여자 인덕턴스를 나타낸다. 또한, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 2차측의 L2l, L2e은 각각 2차 코일(N2)의 리케지(누설) 인덕턴스, 2차 코일(N2)의 여자 인덕턴스를 나타낸다.

이 도 3에 도시한 등가 회로도에 있어서, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차측에서는 스위칭 주파수(fs)에 의한 교류(주파수 신호)가 입력되어 있다. 즉, 1차측 스위칭 컨버터(스위칭 소자(Q1, Q2))의 스위칭 출력이 입력으로 되어 있다.

그리고, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차측에서는 이 스위칭 주파수(fs)에 의한 교류의 입력을, 1차측 직렬 공진 회로에 공급하게 된다. 이 1차측 직렬 공진 회로는 도시한 바와 같이 하여, 1차측 직렬 공진 콘덴서(C1) - 리케지 인덕턴스(L1l)를 1차 코일(N1)에 대해 직렬로 접속함과 함께, 여자 인덕턴스(L1e)를 1차 코일(N1)에 대해 병렬로 접속하는 것으로서 볼 수 있다.

또한, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 2차측 직렬 공진 회로로서도, 마찬가지로, 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2) - 리케지 인덕턴스(L2l)를 2차 코일(N2)에 대해 직렬로 접속함과 함께, 여자 인덕턴스(L2e)를 2차 코일(N2)에 대해 병렬로 접속한 것으 로서 볼 수 있다. 또한, 이 도면에서는 상기한 바와 같이 하여 형성되는 2차측 직렬 공진 회로의 출력을 부하(RL)에 출력하는 것으로 하고 있다. 여기서의 부하(RL)는 2차측 전파 정류 회로 이후의 회로 및 부하로 된다.

상기한 접속 상태로 되는 도 3의 등가 회로에서는 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 결합 계수를 k, 1차 코일(N1)의 자기(自己) 인덕턴스를 L1이라고 하면, 1차 코일(N1)의 리케지 인덕턴스(L1l)에 관해

L1l=(1-k²)L1 … (식 1)

에 의해 나타낼 수 있다.

또한, 1차 코일(N1)의 여자 인덕턴스(L1e)에 관해서는

L1e=k²×L1 … (식 2)

에 의해 나타낼 수 있다.

마찬가지로 하여, 2차 코일(N2)의 리케지 인덕턴스(L2l), 여자 인덕턴스(L2e)에 관해서는 1차 코일(N2)의 자기 인덕턴스를 L2라고 하면, 각각,

L2l=(1-k²)L2 … (식 3)

L2e=k²×L2 … (식 4)

에 의해 나타난다.

여기서, 도 3에 도시한 등가 회로에서는 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 전자 유도를 통하여, 1차측에 1차측 직렬 공진 회로를 구비하고, 2차측에 2차측 직렬 공진 회로를 구비하고 있는 것이 도시되어 있다. 따라서, 이 도면에 도시한 회로는 전자 결합에 의한 결합형 공진 회로를 형성하고 있는 것으로서 볼 수 있다. 이 때문에, 도 1에 도시한 전원 회로에서의 2차측 직류 출력 전압(Eo)에 관한 정전압 제어 특성은 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 결합도(결합 계수(k))에 응하여 다른 것으로 된다. 이 점에 관해 도 4를 참조하여 설명한다.

도 4는 상기 도 3의 등가 회로에 관한, 입력(스위칭 주파수 신호)에 대한 출력 특성을 도시하고 있다. 즉, 2차측 직류 출력 전압(Eo)에 관한 제어 특성을 스위칭 주파수(fs)와의 관계에 의해 나타내고 있다. 이 도면에서는 스위칭 주파수를 횡축에 취하고, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨을 종축에 취하고 있다.

또한, 이 도면에서는 1차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)와 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)를 중복하여 도시하고 있지만, 이것은 공진 주파수(fo1)와 공진 주파수(fo2)의 설정치에 관계 없이 동같은 특성을 얻을 수 있는 것을 나타내고 있는 것이다.

여기서, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 결합도에 관해, 결합 계수(k)=1로 되는 밀결합(蜜結合)으로 되는 상태를 설정하였다고 한다. 그러면, 이 경우의 1차 코일(N1)의 리케지 인덕턴스(L1l), 및 2차 코일(N2)의 리케지 인덕턴스(L2l)는 각각, 상기(식 1) (식 3)에 대해 k=1을 대입함으로써,

L1l=L2l=0 … (식 5)

로서 나타내여지게 된다. 즉, 절연 컨버터 트랜스(PIT)가 밀결합인 것으로, 1차 코일(N1) 및 2차 코일(N2)의 리케지 인덕턴스는 존재하지 않는 상태인 것이 나 타난다.

이와 같이 하여, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차측과 2차측이 밀결합으로 되는 상태에서의 정전압 제어 특성으로서는 도 4의 특성 곡선(1)으로서 도시한 바와 같이, 1차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)와 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)는 다른 주파수(f1, f2)에서 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 피크로 되는 이른바 쌍봉(雙峰) 특성으로 된다.

여기서, 주파수(f1)는 (식 6)으로,

즉,

로 표시되고,

주파수(f2)는 식 (7)로,

즉,

로 표시된다.

또한, 상기(수식 1) (수식 2)에서의 항의 하나인 fo는 1차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)와, 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)의 중간에 존재하는 중간 공진 주파수이고, 1차측의 임피던스와 2차측의 임피던스와, 1차측과 2차측에서 공통으로 되는 임피던스(상호 결합 인덕턴스(M))에 의해 결정된 주파수이다.

또한, 상호 결합 인덕턴스(M)에 관해서는, (식 8)로,

즉,

에 의해 표시된다.

또한, 상기한 결합 계수(k)에 관해, k=1의 상태로부터 서서히 작게 하여 갔 다고 하는 즉, 밀결합의 상태로부터 서서히 소결합의 정도를 높게 하여 갔다고 하면, 도 4에 도시된 특성 곡선(1)은 쌍봉의 경향이 서서히 희박하게 되고, 중간 공진 주파수(fo) 부근에서 평탄화하여 가는 변화를 나타낸다. 그리고, 어떤 결합 계수(k)까지 저하된 단계에서, 이른바 임계 결합의 상태로 된다. 이 임계 결합의 상태에서는 특성 곡선(2)으로서 도시한 바와 같이 하여, 쌍봉 특성으로서의 경향은 없어져 있고, 중간 공진 주파수(fo)를 중심으로 하여 곡선 형상이 평탄하게 되는 특성으로 된다.

그리고, 또한, 상기 임계 결합의 상태로부터 결합 계수(k)를 작게 하여 가서, 소결합의 상태를 강화하여 갔다고 하면, 도 4의 특성 곡선(3)으로서 도시한 바와 같이, 중간 주파수(fo)에서만 피크로 된 단봉 특성이 얻어진다. 또한, 이 특성 곡선(3)과, 특성 곡선(1, 2)을 비교해 보면, 특성 곡선(3)은 피크 레벨 그 자체는 특성 곡선(1, 2)보다 저하되는 것이지만, 그 2차함수적인 곡선 형상으로서, 보다 가파른 경사를 갖고 있는 것을 알 수 있다.

본 실시의 형태의 절연 컨버터 트랜스(PIT)는 결합 계수(k)≤0.65로 되는 소결합의 상태가 설정되어 있다. 이 결합 계수(k)의 설정에서는 상기 특성 곡선(3)으로서 도시된 단봉 특성에 의한 동작으로 된다.

여기서, 상기 도 4에 도시한 단봉 특성과, 앞서 도 17에 도시한 선행 기술의 전원 회로(도 14)의 복합 공진형 컨버터의 정전압 제어 특성을 실제로 비교하여 보면, 도 4에 대해 도 17에 도시한 특성은 2차함수적으로는 상당히 완만한 경사로 된다.

도 14에 도시한 전원 회로에서는 상기한 바와 같이 하여 도 17에 도시한 특성이 곡선적으로 완만한 것이기 때문에, 2차측 직류 출력 전압(Eo)에 관해 정전압 제어를 행하기 위한 스위칭 주파수의 필요한 제어 범위는 예를 들면 단 레인지 대응의 조건하에서도, fs=80kHz 내지 200kHz 이상이고 △fs=120kHz 이상으로 된다. 이 때문에, 스위칭 주파수 제어에 의한 정전압 제어만에 의해, 와이드 레인지 대응으로 하는 것이 상당히 곤란한 것은 앞서 설명한 바와 같다.

이에 대해, 본 실시의 형태의 정전압 제어 특성으로서는 도 4의 특성 곡선(3)에 의해 도시된 단봉 특성이기 때문에, 정전압 제어 동작으로서는 도 5에 도시한 것으로 된다.

도 5에서는 도 1에 도시한 본 실시의 형태의 전원 회로에 관한, 교류 입력 전압(VAC)=100V시(AC 100V계)에 있어서의 최대 부하 전력(Pomax)시, 최소 부하 전력(Pomin)시의 각 특성 곡선(A, B)과, 교류 입력 전압(VAC)=230V시(AC 200V계)에서의 최대 부하 전력(Pomax)시, 최소 부하 전력(Pomin)시의 각 특성 곡선(C, D)의, 4개의 특성 곡선이 도시되어 있다.

이 도 5에서 알 수 있는 바와 같이, 우선, AC 100V계의 입력에 대응하는 교류 입력 전압(VAC)=100V시에 있어서, 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 소요되는 규격 레벨(tg)로 정전압화하기 위해 필요해지는 스위칭 주파수의 가변 제어 범위(필요한 제어 범위)는 △fs1로 나타나는 것으로 된다. 즉, 특성 곡선(A)에 있어서 레벨(tg)로 되는 스위칭 주파수(fs)로부터, 특성 곡선(B)에 있어서 레벨(tg)로 되는 스위칭 주파수(fs)까지의 주파수 범위로 된다.

또한, AC 200V계의 입력에 대응하는 교류 입력 전압(VAC)=230V시에 있어서, 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 소요되는 규격 레벨(tg)로 정전압화하기 위해 필요해지는 스위칭 주파수의 가변 제어 범위(필요한 제어 범위)는 △fs2로 나타난다. 즉, 특성 곡선(C)에 있어서 레벨(tg)로 되는 스위칭 주파수(fs)로부터, 특성 곡선(D)에 있어서 레벨(tg)로 되는 스위칭 주파수(fs)까지의 주파수 범위로 된다.

전술한 바와 같이, 본 실시의 형태에서의 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 제어 특성인 단봉 특성은 앞서 도 17에 도시한 제어 특성과 비교하고 1, 2차 함수 곡선적으로 상당히 가파르다.

이 때문에, 상기한 교류 입력 전압(VAC)=100V시, VAC=230V시의 각 필요한 제어 범위가 되는 △fs1, △fs2는 도 17에 도시된 △fs와 비교하여 상당히 축소된 것으로 되어 있다. 예를 들면, 실제로 측정한 △fs1, △fs2로서는 도 17에 도시된 △fs의 실제에 대해 1/10 이하 정도까지 축소된다는 결과가 얻어졌다.

게다가, △fs1에서의 최저 스위칭 주파수(특성 곡선(A )에 있어서 레벨(tg)로 되는 스위칭 주파수(fs))로부터, △fs2에서의 최고 스위칭 주파수(특성 곡선(A)에 있어서 레벨(tg)로 되는 스위칭 주파수(fs))까지의 주파수 가변 범위(△fsA)로서도, 상응에 좁은 것으로 되어 있다.

여기서, 도 1에 도시한 본 실시의 형태의 전원 회로에서의 실제의 주파수 가변 범위(△fsA)는 현재상태에 있어서의 스위칭 구동용 IC(발진·드라이브 회로 2)가 대응하는 스위칭 주파수의 가변 범위 내에 충분히 수습되는 것으로 되어 있다. 즉, 도 1에 도시한 전원 회로에서는 스위칭 주파수에 관해 현실적으로 주파수 가변 범위(△fsA)로 가변 제어하는 것이 가능하게 되어 있다. 그리고, 이것은 도 1에 도시한 전원 회로가, AC 100V계와 AC 200V계의 어떤 상용 교류 전원 입력에도 대응하여, 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 안정화 가능한 것을 의미한다. 즉, 도 1에 도시한 전원 회로는 스위칭 주파수 제어만에 의해, 와이드 레인지 대응을 가능하게 하고 있다.

덧붙여서, 전자 결합에 의한 결합형 공진 회로는 예를 들면 중간 주파 트랜스 증폭기 등과 같이 하여, 통신 기술에 있어서 트랜지스터에 의한 증폭 회로의 증폭 대역폭을 확대하기 위한 수법으로서 이미 알려지고는 있다. 그러나, 이와 같은 분야에서는 밀결합으로의 쌍봉 특성, 또는 임계 결합으로의 평탄 특성을 이용하고 있는 것이고, 소결합으로서의 단봉 특성은 사용되고는 있지 않다. 본 실시의 형태에서는 이와 같은 전자 결합에 의한 결합형 공진 회로의 기술에 있어서, 통신 기술의 분야에서는 채용되어 있지 않던 소결합으로서의 단봉 특성을, 공진형 스위칭 컨버터의 분야에서 적극적으로 이용하고 있는 것이라고 할 수 있다. 이로써, 상기한 바와 같이 하여, 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 안정화하기 위해 필요한 스위칭 주파수의 가변 범위(필요한 제어 범위)를 축소하고, 스위칭 주파수 제어에서의 정전압 제어만에 의한 와이드 레인지 대응을 가능하게 하고 있는 것이다.

또한, 일반적으로 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차측과 2차측 사이의 소결합의 정도를 높게 하여 감에 따라서는 절연 컨버터 트랜스(PIT)에서의 전력 손실이 증가하는 경향으로 되고, 전력 변환 효율도 그만큼 저하되어 가게 된다. 그러나, 본 실시의 형태로서는 후술하는 바와 같이 하여, 실용상 충분한 전력 변환 효율의 특성을 얻고 있다. 이것은 2차측에 대해서도 직렬 공진 회로(2차측 직렬 공진 회로)를 형성하도록 함에 의한다.

즉, 2차측 직렬 공진 회로를 구비함으로써, 그 공진 동작에 의해 얻어지는 에너지의 증가분을 포함하여 2차측 직류 출력 전압(Eo)으로서의 전력을 공급 가능해지는 것이고, 소결합으로 됨에 의한 효율의 저하를 보상하고 있는 것이다.

그런데, 실시의 형태로서는 상기한 바와도 같이 1차측과 2차측의 쌍방에 직렬 공진 회로를 형성함과 함께, 1차측과 2차측의 소결 계수를 소정 이하로 설정함으로써, 와이드 레인지 대응의 구성을 실현하고 있다.

그러나, 이때, 1차측과 2차측의 각 공진 회로의 공진 주파수의 설정에 관해 전혀 고려되지 않는 경우에는 필요한 제어 범위(△fs)의 양호한 축소가 도모되지 않거나, 충분한 전력 변환 효율을 얻을 수 없게 되어 버리는 것을 알 수 있다.

그래서 실시의 형태에서는 이들 공진 주파수의 설정에 관해 실험을 행한 결과, 1차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)에 대해, 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)를 다음과 같이 설정하는 것으로 하고 있다.

즉, 공진 주파수(fo2)를, 공진 주파수(fo1)의 0.9배 내지 1.1배 정도로 설정한 것이다.

여기서, 이들 공진 주파수(fo1)와 공진 주파수(fo2)의 설정과, 필요한 제어 범위(△fs), 전력 변환 효율과의 관계에 관해 설명하여 둔다.

우선, 공진 주파수(fo1)와 공진 주파수(fo2)가 어떤 주파수 범위 내에서 설정되는 조건하에서는 후의 도 7, 도 8에도 도시한 바와 같이, 1차측 직렬 공진 회 로에 흐르는 1차측 직렬 공진 전류(Io)의 파형으로서, 반주기마다의 피크 부근의 파형 형상이 개략 M자 모양으로 되는 것을 알고 있다.

그리고, 이와 같은 1차측 직렬 공진 전류(Io)의 M자 모양의 피크 파형의 레벨은 각 공진 주파수(fo1, fo2)의 설정치에 의해 변화하는 것도 알고 있다.

여기서, 다음의 도 6에, 이와 같이 1차측 직렬 공진 전류(Io)의 파형이 개략 M자 모양으로 된 경우에 얻어지는 스위칭 소자(Q2)의 스위칭 전류(IQ2)의 파형을, 각 공진 주파수의 설정치별에 의해 도시한다.

즉, 도 6(a)에서는 각 공진 주파수를 fo1>fo2의 관계가 되도록 설정한 경우에 관해 도시하고 있다. 또한, 도 6(b)에서는 상기한 대로 fo2를 fo1의 0.9 내지 1.1배 정도로 설정한 경우, 즉 fo1≒<fo2로 한 경우에 관해 도시한 것이다. 또한, 도 6(c)에서는 fo1<fo2로 설정한 경우를 도시하고 있다.

또한, 확인을 위해 기술하여 두면, 도 6(a)에서의 fo1>fo2의 설정은 fo2<fo1×0.9가 조건으로 된다. 또한 도 6(c)의 fo1<fo2의 설정은 fo2>fo1×1.1이 조건으로 되는 것이다.

이들의 도면에 도시된 바와 같이, 1차측 직렬 공진 전류(Io)의 피크 파형이 개략 M자 모양으로 되는 경우에는 스위칭 전류(IQ2)의 파형으로서도 그 피크 부근이 개략 M자 모양으로 된다. 이것은 1차측 직렬 공진 전류(Io)가, 스위칭 소자(Q1, Q2)에 의한 스위칭 전류의 합성 성분인 것으로부터 이해할 수 있다.

그리고, 도 6(a)에서는 개략 M자 파형의 전반 부분의 레벨이 높아지도록 되어 있는 것을 알 수 있다. 또한, 도 6(c)의 경우에서는 후반 부분의 레벨이 높게 되어 있다. 즉, 공진 주파수(fo1)와 공진 주파수(fo2)에 관해, fo1>fo2, 및 fo1<fo2로 되도록 설정한 경우는 스위칭 전류(IQ2)(즉 1차측 직렬 공진 전류(Io))의 개략 M자 파형의 피크 레벨로 치우침이 생기는 것이다.

이것에 대해, fo1≒fo2로 한 도 6(b)의 경우는 개략 M자 파형의 피크 레벨은 거의 균등한 레벨로 되어 있고, 치우침이 생기지 않는 것이 도시되어 있다. 즉 이 경우, 앞의 도 6(a) (c)의 설정에서는 치우침이 생기는 분만큼 피크 레벨이 높아지도록 되어 있던 것이, 도 6(b)의 설정에서는 거의 균등하게 됨으로써 피크 레벨이 억제되어 있는 것이다. 이것은 도 6(a) (c)에서는 스위칭 전류(IQ2)의 피크 레벨이 상기한 바와 같이 치우쳐서 상승하고 있는 부분에서 4.0Ap로 되어 있음에 대해, 도 6(b)에서는 스위칭 전류(IQ2)의 피크 레벨이 균등하게 3.4Ap로 되어 있음에 의해서도 나타나 있다.

여기서, 스위칭 전류(IQ2)의 피크 레벨(즉 1차측 직렬 공진 전류(Io)의 피크 레벨)이 증가하는 경우는 예를 들면 스위칭 소자(Q1, Q2)에서의 스위칭 손실의 증가로 되기 때문에, 전력 변환 효율의 저하를 초래하는 결과로 된다. 또한, 이와 같은 1차측 직렬 공진 전류(Io)의 M자 모양의 피크는 예를 들면 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 변동 성분으로서 나타나기 때문에, 그 증가는 스위칭 주파수 제어에 있어서의 필요한 제어 범위(△fs)를 확대시키는 요인이 된다.

즉, 이것으로부터, 도 6(b)에 도시한 바와 같이, 1차측 직렬 공진 전류(Io)의 피크 레벨이 가장 저하되는 fo1≒fo2를 설정하는 실시의 형태에 의하면, 필요한 제어 범위(△fs)의 축소와, 전력 변환 효율의 향상을 유효하게 도모할 수 있는 것 이다.

또한, 여기서는 fo2=fo1×0.9 내지 1.1 정도로 하는 경우를 예시하였지만, 상기한 바와 같은 효과를 얻음에 있어서의 공진 주파수(fo1)와 공진 주파수(fo2)와의 관계로서는 1차측 직렬 공진 전류(Io)에 생기는 개략 M자 모양의 피크 파형으로서 각각 균등하게 되는 레벨이 얻어지는 값으로 설정되면 좋다.

그런데, 앞의 도 1에 있어서 설명한 바와 같이, 실시의 형태에서는 2차 코일(N2)로서 2차 코일(N2A), 2차 코일(N2B)을 권장하고, 이들 2차 코일 (N2)의 각각의 출력에 의거하여 공통의 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 생성하는 것으로 하고 있다.

이와 같은 구성으로 하고 있는 것은 2차측의 정류 전류의 피크 레벨을 저감하여 보다 중부하의 조건에 대응 가능하게 하기 위해서이다.

예를 들면, 가령 도 1에 도시한 회로에서, 2차 코일(N2)을 하나만 권장한 경우를 상정하여 보면, 2차측의 정류 전류 레벨은 같은 부하를 마련함에 있어서는 도 1에 도시한 채로의 구성으로 한 경우보다도 증대시킬 필요가 있다. 즉, 이로써 정류 소자의 도통 손실이 증대하고, 전력 변환 효율이 저하된다.

또한, 2차측의 정류 전류의 피크 레벨이 증대함으로써, 2차측의 정류 소자의 내 전류 레벨을 높여야 한다. 예를 들면 도 1의 구성에서 2차 코일(N2B)과 이에 접속되는 정류 회로를 생략한 경우는 브리지 정류 회로를 구성하는 트윈 숏 키 배리어 다이오드(TSD1, TSD2)로서, 예를 들면 40V/30A의 고내(高耐) 전류품을 구비할 필요가 있다. 그리고, 이와 같은 고내 전류품으로서는 소자 사이즈도 큰 것으로 되고, 따라서 회로의 대형화를 초래하는 것으로 되어 있다.

또한, 실험에 의하면, 도 1의 회로로부터 2차 코일(N2B)과 트윈 숏 키 배리어 다이오드(TSD1B, TSD2B)를 생략한 구성으로 한 때, 교류 입력 전압(VAC)=100V, 부하 전력(Po)=150W(2차측 직류 출력 전압(Eo)=25V, 부하 전류=6A)의 조건하에서, 2차 코일 전류(I2)의 피크 레벨은 32Ap-p로 되는 결과가 얻어졌다. 또한, 이때의 AC→DC 전력 변환 효율은 ηAC→DC=85％ 정도로 되는 결과가 얻어졌다.

도 7, 도 8에는 도 1에 도시한 채의 회로의 주요부의 동작 파형도를 도시한다.

이들의 도면에서는 부하 전력(Po)=150W(2차측 직류 출력 전압(Eo)=25V, 부하 전류=6A)시의 동작 파형을 도시하고 있다. 그리고, 도 7에서는 교류 입력 전압(VAC)=100V시의, 또한 도 8에서는 교류 입력 전압(VAC)=230V시의 동작 파형을 도시하고 있다. 또한, 도 1의 회로에서는 상기한 부하 전력(Po)=150W가 최대 부하 전력(Pomax)으로 된다.

또한, 도 7, 도 8에 도시한 결과를 얻음에 있어서, 도 1에 도시한 전원 회로에 관해 주요부를 다음과 같이 선정하였다.

우선, 절연 컨버터 트랜스(PIT)에 관해서는 EE형 코어의 갭(G)의 갭 길이를 1.6㎜로 하고, 1차 코일(N1) 및 2차 코일(N2)의 권수로서는 각각 N1=42T, N2A=N2B=4T를 권장하였다. 이 구조에 의해, 절연 컨버터 트랜스(PIT) 자체의 결합 계수(k)로서, k=0.65 정도를 얻고 있다.

또한, 1차측 직렬 공진 회로, 각 2차측 직렬 공진 회로, 및 1차측 부분 전압 공진 회로를 형성하기 위한 각 공진 콘덴서에 관해서는 아래와 같이 선정하였다.

·1차측 직렬 공진 콘덴서(C1)=0.033㎌

·2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A)=2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B)=1.0㎌

이 설정에 의해, 공진 주파수(fo1)에 관해서는 60kHz 정도, 공진 주파수(fo2)에 관해서는 65kHz 정도를 설정하고 있다. 즉, 앞서 설명한 「fo2=fo1×0.9 내지 1.1」의 범위에 있어서, 이 경우는 공진 주파수(fo2)를 공진 주파수(fo1)의 개략 1.1배로 설정하고 있는 것이다.

또한, 이 경우는 공진 주파수(fo2)의 쪽을 공진 주파수(fo1)보다도 높은 값으로 설정하고 있지만, 이와 같이 2차측의 공진 주파수(fo2)의 쪽을 높게 설정하면, 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2)로서의 필름 콘덴서의 커패시턴스는 낮게 설정할 수 있고, 그만큼 이 필름 콘덴서로서도 염가의 부품을 선정할 수 있다. 즉, 그만큼 회로 제조 비용의 삭감을 도모할 수 있다.

우선, 이들 도 7, 도 8에 있어서, 구형파 형상의 전압(V1)은 스위칭 소자(Q2)의 양단 전압이고, 스위칭 소자(Q2)의 온/오프 타이밍을 나타낸다.

전압(V1)은 스위칭 소자(Q2)가 도통하여 온으로 되는 온 기간에서는 0레벨로 되고, 비도통으로 되는 오프 기간에서는 정류 평활 전압(Ei)의 레벨로 클램프되는 파형으로 된다.

스위칭 소자(Q2)의 온 기간에서는 스위칭 소자(Q2) 및 클램프 다이오드(DD2)로 이루어지는 스위칭 회로계에는 도시한 파형에 의한 스위칭 전류(IQ2)가 흐른다. 또한, 스위칭 전류(IQ2)는 스위칭 소자(Q2)의 오프 기간에서는 0레벨로 된다.

또한, 도시하지 않지만, 다른쪽의 스위칭 소자(Q1)의 양단 전압, 및 스위칭 회로(Q1, DD1)에 흐르는 스위칭 전류로서는 상기 전압(V1), 및 스위칭 전류(IQ2)를 180°이상한 파형으로서 얻어진다. 즉, 스위칭 소자(Q1)와 스위칭 소자(Q2)는 교대로 온/오프하도록 하여 같은 주기 타이밍에서 스위칭 동작을 행한다.

또한, 1차측 직렬 공진 회로(L1-C1)를 흐르는 1차측 직렬 공진 전류(Io)로서는 상술한 바와도 같이 이들의 스위칭 회로(Q1, DD1) (Q2, DD2)에 흐르는 스위칭 전류가 합성된 성분으로서 흐른다.

또한, 도 7에서, 이 경우도 교류 입력 전압(VAC)=100V시의 스위칭 전류(IQ2)의 피크 레벨로서는 3.4Ap로 되는 것이 도시되어 있다. 또한, 교류 입력 전압(VAC)=230V시의 스위칭 전류(IQ2)의 피크 레벨로서는 도 8에 도시된 바와 같이 3.0Ap로 된다.

그리고, 이와 같은 1차측 직렬 공진 전류(Io)가 흐르는 것에 따라, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 2차측에 권장된 2차 코일(N2B)(2차 코일(N2A)측도 마찬가지)에는 도시한 파형에 의한 교번 전압(V2)이 유기된다. 이 교번 전압(V2)의 1주기의 주기 길이는 1차측의 스위칭 주기에 대응한 것으로 되고, 도면과 같이 그 피크 레벨은 거의 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨에 대응하는 26V로 클램프된 파형으로 된다.

이 교번 전압(V2)의 한쪽의 반주기의 기간에서는 앞서도 기술한 바와 같이 2차측의 정류 다이오드[Do1, Do4]가 도통하여 정류 전류가 흐르고, 교번 전압(V2)의 다른쪽의 반주기의 기간에서는 2차측의 정류 다이오드[Do2, Do3]가 도통하여 정류 전류가 흐른다. 또한, 각 2차 코일(N2A, N2B)에 흐르는 2차 코일 전류(I2)로서는 이들의 교번 전압(V2)의 반주기마다 흐르는 정류 전류가 합성되어 얻어지고, 도시한 파형이 얻어진다.

그리고, 도시된 바와도 같이, 이 2차 코일 전류(I2)의 피크 레벨로서는 도 7에 도시한 VAC=100V시에서는 8.0Ap로 되고, 도 8에 도시된 VAC=230V시에서는 6.5Ap로 되는 결과가 얻어졌다.

즉, 앞서 기술한 2차 코일과 정류 회로를 하나만으로 한 구성에서는 VAC=100V시에서의 정류 전류의 피크 레벨(정부의 피크 사이 레벨)이 32Ap-p였음에 대해, 도 1의 회로의 VAC=100V시의 정류 전류의 피크 레벨(정부의 피크 사이 레벨)은 16Ap-p로 되는 것이다.

이와 같이 하여, 도 1의 구성에 의하면, 2차 코일과 정류 회로를 하나만으로 한 경우보다도 정류 전류의 피크 레벨이 반감하고, 이로써 2차측에서의 정류 소자의 도통 손실이 저감된다. 그리고, 이와 같이 도통 손실이 저감됨으로써, 전력 변환 효율의 향상이 도모되는 것이다.

실험에 의하면, 도 1에 도시한 채의 회로의 전력 변환 효율은 부하 전력(Po)=150W시, 교류 입력 전압(VAC)=100V시의 조건에서는 ηAC→DC=88.0％ 정도가 되는 결과가 얻어졌다.

또한, 마찬가지로 Po=150W시, 교류 입력 전압(VAC)=230V의 조건에서는 ηAC→DC=89.8％ 정도가 되는 결과가 얻어졌다.

그리고, 상기한 바와 같이 하여 정류 전류의 피크 레벨이 저하됨으로써, 정류 소자의 내 전류 레벨도 저감할 수 있다. 도 1의 경우, 상기한 바와 같은 피크 레벨로 됨으로써, 각 트윈 숏 키 배리어 다이오드(TSD1, TSD2)로서는 40V/10A의 내압·내 전류품을 선정할 수 있다. 즉, 앞의 40V/30A의 내압·내 전류품과 비교하여 소형의 소자를 선정할 수 있기 때문에, 그만큼 회로의 소형화도 도모된다.

지금까지 설명하여 온 바와 같이 하여, 도 1에 도시한 본 실시의 형태의 전원 회로로서는 스위칭 주파수 제어만으로 보다 와이드 레인지 대응을 가능하게 하고 있다.

이로써, 예를 들면 와이드 레인지 대응화에 있어서, 상용 교류 전원의 규격 레벨에 응하여, 직류 입력 전압(Ei)을 생성하기 위한 정류 회로계에 관해 정류 동작을 전환하거나, 또는 하프브리지 결합 방식과 풀브리지 결합 방식과의 사이에서 스위칭 컨버터의 형식을 전환하는 구성을 채택할 필요는 없어진다.

그리고, 이와 같은 회로 전환을 위한 구성이 불필요하게 되면, 예를 들면 평활 콘덴서(Ci)는 하나만으로 할 수 있고, 또한 스위칭 소자로서는 적어도 하프브리지 결합에 필요한 2개만으로 하는 것이 가능해지고, 그만큼 회로 구성 부품의 삭감, 회로 규모의 축소, 및 스위칭 잡음의 저감 등이 도모된다.

또한, 회로 전환의 구성이 불필요하게 되면, 전환에 의한 오동작 방지를 위해 특별한 구성을 구비할 필요도 없어지고, 이 점에서도 구성 부품의 증가와 비용 증가의 억제가 도모된다. 나아가서는 오동작 방지를 위해 스탠바이 전원을 필수로 하지 않기 때문에, 전원 회로가 사용 가능한 기기 범위를 넓힐 수 있다.

또한, 이와 같은 실시의 형태로서의 효과를 얻음에 있어서, 1차측에만 직렬 공진 회로를 구비하는 지금까지의 전류 공진형 컨버터의 구성에 대해 추가하여야할 필요한 최소한의 부품은 2차측 직렬 공진 콘덴서뿐이다. 즉, 종래의 회로 전환 방식에 의한 구성을 채택한 경우보다도 훨씬 적은 부품 추가로, 와이드 레인지 대응을 실현할 수 있다.

또한, 앞의 설명과 같이 하여 스위칭 주파수의 필요한 제어 범위(△fs)가 대폭적으로 축소됨에 의해서는 와이드 레인지 대응의 경우와 단 레인지 대응의 경우에 관계없이, 정전압 제어의 응답성도 대폭적으로 개선되게 된다.

즉, 전자기기에서는 부하 전력(Po)에 관해, 이른바 스위칭 부하라고 일컬어지는 최대와 무부하로 비교적 고속으로 스위칭 하도록(전환되도록) 하여 변동시키는 동작을 행하는 것이 있다. 이와 같은 스위칭 부하로서의 동작을 행하는 기기로서, 예를 들면, 퍼스널 컴퓨터의 주변 기기인 프린터를 들 수 있다.

이와 같은 스위칭 부하로서의 동작이 행하여지는 기기에 대해, 예를 들면 도 14에 도시한 바와 같은 필요한 제어 범위(△fs)가 비교적 광범한 전원 회로를 탑재한 경우에는 전술한 바와도 같이, 가파른 부하 전력의 변화에 추종하여 상응하게 많은 변화량에 의한 스위칭 주파수(fs)의 가변 제어를 행하게 된다. 이 때문에, 고속의 정전압 제어의 응답성을 얻는 것이 곤란하다고 되어 있다.

이에 대해, 본 실시의 형태에서는 이하에서도 설명하는 바와 같이 특히 단 레인지마다의 영역에서 필요한 제어 범위(△fs)가 대폭적으로 축소되어 있기 때문에, 부하 전력(Po)의 최대와 무부하로의 가파른 변동에 대해, 고속으로 응답하여 2차측 직류 전압(Eo)을 안정화하는 것이 가능하다. 즉, 스위칭 부하에 대한 정전압 제어의 응답성능으로서는 대폭적으로 향상되고 있다.

덧붙여서, 실험에 의하면, 앞서 나타낸 각 부분의 선정 조건하에서, 도 1에 도시한 회로에 있어서의 필요한 제어 범위(△fs)는 교류 입력 전압(VAC)=100V시, 부하 전력(Po)=0W 내지 150W의 변동에 대해 fs=64.9kHz 내지 68.0kHz로 되고, 100V계시에서는 △fs=3. 1kHz로 되는 결과가 얻어졌다.

또한, VAC=230V시에는 마찬가지로 부하 전력(Po)=0W 내지 150W의 변동에 대해 fs=84.7kHz 내지 89. 3kHz로 되고, 200V계시의 필요한 제어 범위(△fs)는 4.6kHz로 된다.

그리고, 상기 결과로부터, 와이드 레인지 대응으로 함에 있어서의 필요한 제어 범위(△fsA)는 대략 fs=64.9kHz 내지 89. 3kHz에서 △fsA=24.4kHz 정도이다.

이것으로부터도, 종래의 수백(kHz)로 되는 필요한 제어 범위와 비교하여, 실시의 형태의 필요한 제어 범위는 대폭적으로 축소되어 있는 것을 알 수 있다.

계속해서, 도 9의 회로도에 의해 제 1의 실시의 형태의 변형예의 구성에 관해 설명한다.

이 도 9에 도시된 변형예로서는 도시한 바와 같이 하여, 1차측의 스위칭 컨버터의 구성을 하프브리지 결합 방식으로부터 풀브리지 결합 방식으로 변경하고, 또한, 2차 코일을 더욱 추가함으로써, 더한층의 중부하의 조건에 대응할 수 있도록 한 것이다.

또한, 도 9에서, 이미 도 1에 설명한 부분과 같은 부분에 관해서는 동일한 부호를 붙이고 설명을 생략한다.

도 9에서, 풀브리지 결합 방식으로서는 도시한 바와 같이 하여, 스위칭 소자 (Q1, Q2)의 하프브리지 접속에 대해, 스위칭 소자(Q3, Q4)의 하프브리지 접속을 병렬로 접속하도록 된다.

상기 스위칭 소자(Q3, Q4)에 관해서도, 스위칭 소자(Q1, Q2)와 마찬가지로 하여, 각각, 보디 다이오드인 댐퍼 다이오드(DD3), 댐퍼 다이오드(DD4)가, 드레인-소스 사이에 대해 병렬로 접속되어 있다.

게다가, 이 경우에는 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 코일(N1), 1차측 직렬 공진 콘덴서(C1)의 직렬 접속으로 이루어지는 1차측 직렬 공진 회로에 관해 다음과 같이 하여 접속하고 있다.

우선, 1차측 직렬 공진 회로의 한쪽의 단부가 되는 1차 코일(N1)의 일단(감기 시작 단부)을, 스위칭 소자(Q1)의 소스와 스위칭 소자(Q2)의 드레인의 접속점과 접속한다. 스위칭 소자(Q1)의 소스와 스위칭 소자(Q2)의 드레인의 접속점은 풀브리지 결합의 스위칭 회로계에 있어서의 한쪽의 스위칭 출력점으로 된다.

또한, 1차측 직렬 공진 회로의 다른쪽의 단부측에 관해서는 1차 코일(N1)의 타단(감기 끝 단부)을, 1차측 직렬 공진 콘덴서(C1)의 직렬 접속을 통하여, 다른쪽의 스위칭 출력점인 스위칭 소자(Q3)의 소스와 스위칭 소자(Q4)의 드레인과의 접속점에 대해 접속한다.

또한, 이 경우에는 스위칭 소자(Q4)의 소스 - 드레인 사이에 대해 병렬로 1차측 부분 공진 콘덴서(Cp1)가 접속되어 있다. 이 1차측 부분 공진 콘덴서(Cp1)로서도, 자신의 커패시턴스와 1차 코일(N1)의 리케지 인덕턴스(L1)에 의해 병렬 공진 회로(부분 전압 공진 회로)를 형성하고, 스위칭 소자(Q3, Q4)의 턴오프시에만 전압 공진하는 부분 전압 공진 동작을 얻는다.

이 경우의 발진·드라이브 회로(2)는 스위칭 소자(Q1 내지 Q4)의 4석의 스위칭 소자를 구동하도록 되어 있다. 이 발진·드라이브 회로(2)에 의해서는 스위칭 소자[Q1, Q4]의 조과, 스위칭 소자[Q3, Q4]의 조가 교대로 온/오프하도록 하여 스위칭 구동이 행하여진다.

여기서, 예를 들면 부하 조건이 중부하의 경향으로 됨에 따라서는 스위칭 컨버터에 흐르는 전류가 증가하여, 회로 부품에의 부담도 무겁게 되고, 또한, 전력 손실도 저하되어 가게 된다. 그래서, 상기한 바와 같이 하여 풀브리지 결합으로 하면, 필요한 부하 전류를 4개의 스위칭 소자에 의해 조달하는 것으로 되기 때문에, 예를 들면 2개의 스위칭 소자로 이루어지는 하프브리지 결합 방식의 경우보다도, 각 부품에의 부담은 가벼워지고, 또한, 전력 손실도 저감되고, 중부하의 조건에 유리하게 된다.

또한, 또한 도 9의 회로에서는 중부하의 조건에 대응하기 위해, 2차 코일(N2)로서, 도면과 같이 2차 코일(N2A), 2차 코일(N2B), 2차 코일(N2C)의 3개를 권장하고 있다.

그리고, 새롭게 추가된 2차 코일(N2C)에 대해서도, 2차 코일(N2A), 2차 코일(N2B)에 대해 접속된 것과 마찬가지로, 우선은 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2C)를 직렬로 접속하여 직렬 공진 회로를 구성하고 있다. 게다가, 2차 코일(N2A), 2차 코일(N2B)에 대해 마련되는 브리지 정류 회로와 마찬가지로 정류 다이오드(Do1 내지 Do4)에 의한 브리지 정류 회로를 접속하고 있다. 이 2차 코일(N2C)에 접속되는 브 리지 정류 회로의 정류 다이오드(Do1 내지 Do4)에 관해서는 정류 다이오드(Do1c 내지 Do4c)로 한다.

또한, 이 경우도, 정류 다이오드(Do1c 와 Do3C), 정류 다이오드(Do2c 와 Do4C)에 관해서는 각각 트윈 숏 키 배리어 다이오드(TSD)를 선정하고 있다. 이 경우, 정류 다이오드(Do1c 와 Do3C)로서 기능하는 쪽을 트윈 숏 키 배리어 다이오드(TSD1C)로 하고, 정류 다이오드(Do2c 와 Do4C)로서 기능하는 쪽을 트윈 숏 키 배리어 다이오드(TSD2C)로 한다.

게다가 이 경우에서도, 각 정류 회로의 정류 출력을, 이들 3개의 정류 회로에 대해 공통으로 마련된 1조의 평활 콘덴서(Co)에 의해 평활화하고 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 생성하는 것으로 한다.

이에 의하면, 이 경우의 2차측에 흐르는 정류 전류 레벨로서는 도 1에 도시한 회로의 경우보다도 더욱 저감할 수 있다.

즉, 이로써 중부하의 조건이 되는 경우에 있어서의 전력 변환 효율의 저하를 효과적으로 억제할 수 있다. 따라서 이 점에서도, 더한층의 중부하의 조건에 대응할 수 있는 구성으로 되어 있다.

또한, 구체적으로 도 9의 회로 구성에 의하면, 부하 전력(Po)=0W 내지 300W까지 변동에 대해 실용적으로 충분한 전력 변환 효율을 유지할 수 있다.

또한, 도 10의 회로도는 제 1의 실시의 형태의 다른 변형예를 도시하고 있다.

이 도 10에 도시된 변형예로서는 도 1에 도시한 2차측의 구성에서, 한쪽의 2 차 코일에 대해 접속되는 정류 회로를 생략하도록 한 것이다.

즉, 이 경우는 예를 들면 2차 코일(N2A)측에 대해 접속되어 있던 브리지 정류 회로(트윈 숏 키 배리어 다이오드(TSD1A, TSD2A))를 생략하고, 2차 코일(N2A) - 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A)에 의한 2차측 직렬 공진 회로의, 상기 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A)측의 단부를, 2차 코일(N2B) - 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B)에 의한 2차측 직렬 공진 회로의 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B)측의 단부와 접속하고 있다.

그리고, 2차 코일(N2A) - 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A)에 의한 2차측 직렬 공진 회로의 다른쪽의 단부를, 2차 코일(N2B) - 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B)에 의한 2차측 직렬 공진 회로와 같이 다른쪽의 단부에 대해 접속하고 있다.

이와 같은 접속 형태에 의하면, 병렬로 접속된 2차 코일(N2A)과 2차 코일(N2B)에 대해, 트윈 숏 키 배리어 다이오드(TSD1B와 TSD2B)에 의한 공통의 브리지 정류 회로가 접속된 것으로 된다.

이와 같은 도 10의 구성에 의하면, 한쪽의 브리지 정류 회로를 생략할 수 있기 때문에, 소자 수를 감소하여 회로의 소형화를 도모할 수 있다.

그리고, 이 경우는 상기한 바와 같이 2차 코일(N2A)과 2차 코일(N2B)을 병열로 접속하고 있기 때문에, 2차 코일을 하나로 한 경우보다도 같은 부하를 조달함에 있어서의 2차 코일 전류 레벨을 저감할 수 있고, 그만큼의 효율 저하를 억제할 수 있다.

다만, 이 경우, 정류 소자에 흐르는 전류 레벨은 동등하게 됨으로써, 이 경우의 트윈 숏 키 배리어 다이오드(TSD1B와 TSD2B)의 내 전류 레벨은 도 1의 회로의 경우보다도 크게 할 필요는 있다.

또한, 확인을 위해 기술하여 두면, 앞의 도 9에 도시한 1차측의 풀브리지 결합 방식의 구성에 대해, 도 1, 도 10에 도시한 2차측의 구성을 조합시키는 것도 가능하다.

도 11은 본 발명에 있어서의 제 2의 실시의 형태로서의 전원 회로의 구성예를 도시하고 있다. 제 2의 실시의 형태의 전원 회로로서는 제 1의 실시의 형태의 구성을 기초로 한 다음, 2차측의 정류 회로로서 배전압 정류 회로를 구성하도록 한 것이다.

이 도 11에 도시한 회로로서도, 도 1에 도시한 회로와 마찬가지로 부하 전력(Po)=150W 내지 0W의 조건(2차측 직류 출력 전압(Eo)=25V)에 대응하게 된다.

또한, 이 도면에 있어서, 앞의 도 1과 동일 부분에는 동일 부호를 붙이고 설명을 생략한다.

이 도 11에 도시한 회로에서는 우선, 2차 코일(N2A), 2차 코일(N2B)의 각각에 관해 센터 탭을 시행함으로써, 각각 2차 코일부(N2A1/N2A2), 2차 코일(N2B1/N2B2)로 분할한다. 이 경우, 2차 코일(N2A), 2차 코일(N2B)의 각 센터 탭은 2차측 어스에 접지한다.

그리고, 우선 2차 코일(N2A)측에서는 이 2차 코일(N2A)의 감기 시작 단부가 되는 2차 코일부(N2A1)측의 단부를, 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A1)의 직렬 접속을 통하여, 정류 다이오드(Do1A)의 애노드와, 정류 다이오드(Do2A)의 캐소드와의 접속점에 대해 접속하고 있다.

또한, 2차 코일(N2A)의 감기 끝 단부가 되는 2차 코일부(N2A2)측의 단부를, 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A2)의 직렬 접속을 통하여, 정류 다이오드(Do3A)의 애노드와, 정류 다이오드(Do4A)의 캐소드와의 접속점에 대해 접속하고 있다.

게다가, 정류 다이오드(Do1A)의 캐소드와 정류 다이오드(Do3A)의 캐소드의 접속점을, 평활 콘덴서(Co)의 정극 단자와 접속하고 있다. 그리고, 이 경우도, 정류 다이오드(Do2A, Do4A)의 애노드의 접속점은 2차측 어스에 대해 접속하고 있다. 또한, 평활 콘덴서(Co)의 부극 단자는 2차측 어스에 접속된다.

그리고, 2차 코일(N2B)측에서는 도시한 2차 코일부(N2B1), 2차 코일부(N2B2), 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B1), 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B2), 정류 다이오드(Do1B 내지 Do4B)에 관해, 상기한 2차 코일부(N2A1), 2차 코일부(N2BA2), 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A1), 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A2), 정류 다이오드(Do1A 내지 Do4A)와 같은 접속 형태에 의해 접속한다.

또한, 이 경우도 정류 다이오드(Do1B)의 캐소드와 정류 다이오드(Do3B)의 캐소드의 접속점을, 평활 콘덴서(Co)의 정극 단자와 접속하고 있다.

또한, 이 경우로서도, 정류 다이오드(Do1 와 Do3), 정류 다이오드(Do2 와 Do4)에 관해서는 도 1의 경우와 마찬가지로 트윈 숏 키 배리어 다이오드(TSD)(TSD 1A, TSD 2A, TSD1B, TSD 2B)를 선정하고 있다.

상기 접속 상태에 의해 형성되는 배전압 전파 정류 회로의 정류 동작은 다음과 같이 된다.

우선, 이 배전압 전파 정류 회로는 각각 2차 코일(N2A)측과 2차 코일(N2B)측 에서, [2차 코일부(N2A1), 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A1), 정류 다이오드(Do1A, Do2A)], [2차 코일부(N2B1), 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B1), 정류 다이오드(Do1B, Do2B)]에 의해 형성되는 제 1의 배전압 반파 정류 회로와, [2차 코일부(N2A2), 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A2), 정류 다이오드(Do3A, Do4A)], [2차 코일부(N2B2), 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B2), 정류 다이오드(Do3B, Do4B)]에 의해 형성되는 제 2의 배전압 반파 정류 회로로 나눌 수 있다.

게다가, 제 1의 배전압 반파 정류 회로에서는 각각 [2차 코일부(N2A1) - 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A1)], [2차 코일부(N2B1) - 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B1)]의 직렬 접속 회로가 형성되어 있음으로써, 각각 2차 코일부(N2A1)의 리케지 인덕턴스 성분(L2A1)과 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A1)의 커패시턴스, 2차 코일부(N2B1)의 리케지 인덕턴스 성분(L2B1)과 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B1)의 커패시턴스에 의해, 제 1의 2차측 직렬 공진 회로를 형성하게 된다.

마찬가지로, 제 2의 배전압 반파 정류 회로에서는 2차 코일부(N2A2(N2B2)) - 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A2(C2B2))의 직렬 접속 회로가 형성됨으로써, 2차 코일부(N2A2(N2B2))의 리케지 인덕턴스 성분(L2A2, L2B2)과 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A2(C2B2))의 커패시턴스에 의해, 제 2의 2차측 직렬 공진 회로를 형성하게 된다.

제 1의 배전압 반파 정류 회로의 정류 동작으로서는 다음과 같이 된다.

우선, 2차 코일(N2A)측부터 설명하면, 2차 코일부(N2A)에 유기되는 교번 전압의 한쪽의 반주기의 기간에서는 2차 코일부(N2A1) - 정류 다이오드(Do2A) - 2차 측 직렬 공진 콘덴서(C2A1)의 경로에 의해 정류 전류가 흐름으로써, 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A1)에 대해 정류 전류를 충전하도록 된다. 이때의 정류 동작에 의해 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A1)에는 2차 코일부(N2A1)에 유기된 교번 전압의 등배에 대응하는 레벨의 양단 전압이 생성된다.

또한, 계속되는 2차 코일(N2A)의 교번 전압의 다른쪽의 반주기의 기간에서는 2차 코일부(N2A1) - 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A1) - 정류 다이오드(Do1A) - 평활 콘덴서(Co)의 경로로 정류 전류가 흐른다. 이때에는 2차 코일부(N2A1)의 유기 전압에 대해, 앞의 2차 코일(N2A)의 교번 전압의 반주기 기간의 정류 동작에 의해 얻어지는 차측 직렬 공진 콘덴서(C2A1)의 양단 전압이 중첩되는 상태에서, 평활 콘덴서(Co)에의 충전이 행하여진다. 이로써, 평활 콘덴서(Co)에는 2차 코일부(N2A1)의 교번 전압에 대해 2배가 되는 레벨의 양단 전압이 생성되게 된다.

그리고, 2차 코일(N2B)측의 제 1의 배압 반파 정류 회로로서도, 상기와 마찬가지의 동작이 얻어진다.

즉, 제 1의 배전압 반파 정류 회로는 2차 코일(N2A)(2차 코일(N2B))의 교번 전압의 한쪽의 반주기의 기간에, 2차 코일부(N2A1)(2차 코일부(N2B1))의 교번 전압의 등배에 대응하는 레벨의 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A1(C2B1))의 양단 전압을 생성하고, 2차 코일(N2A)(2차 코일(N2B))의 교번 전압의 다른쪽의 반주기의 기간에, 2차 코일부(N2A1)(2차 코일부(N2B1))의 교번 전압과 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A1(C2B1))의 양단 전압의 중첩 레벨에 의해 평활 콘덴서(Co)에 충전을 행함으로써, 평활 콘덴서(Co)의 양단 전압으로서, 2차 코일(N2A(N2B))의 교번 전압의 2배에 대응하는 레벨의 양단 전압을 얻는다는 배전압 반파 정류 동작을 행하도록 되어 있다.

또한, 상기한 배전압 반파 정류 동작에서는 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2)에 대해, 정/부의 양극의 방향으로 반주기마다 전류가 흐르고 있는 것을 알 수 있다. 이에 응하여, 제 1의 2차측 직렬 공진 회로가 공진 동작을 행하게 된다.

또한, 제 2의 배전압 반파 정류 회로는 [2차 코일부(N2A2), 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A2), 정류 다이오드(Do3A, Do4A)], [2차 코일부(N2B2), 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B2), 정류 다이오드(Do3B, Do4B)]에 의해, 상기 제 1의 배전압 반파 정류 회로와 같은 배전압 반파 정류 동작을, 상기 제 1의 배전압 반파 정류 회로의 정류 동작에 대해 정확하게 반주기 시프트한 주기 타이밍에 의해 실행한다. 또한, 이 정류 동작에 의해, 제 2의 2차측 직렬 공진 회로가 공진 동작을 얻게 된다.

이와 같은 정류 동작이 실행됨에 의해, 평활 콘덴서(Co)에 대해서는 제 1의 배전압 반파 정류 회로에 의한 충전과, 제 2의 배전압 반파 정류 회로에 의한 충전이, 2차 코일(N2A), 2차 코일(N2B)의 교번 전압의 반주기마다 반복하여 실행되게 된다.

즉, 2차 코일(N2A)에 대해 접속되는 정류 회로 전체에는 2차 코일부(N2B1, N2B2)에 유기되는 교번 전압의 2배에 대응하는 충전 전위에 의해, 2차 코일(N2A)의 교번 전압이 정/부의 각 반파의 기간에 평활 콘덴서(Co)에의 충전을 행하는 배전압 전파 정류 동작을 행하고 있다. 또한, 2차 코일(N2B)에 대해 접속되는 정류 회로 전체로서도, 2차 코일부(N2B1, N2B2)에 유기되는 교번 전압의 2배에 대응하는 충전 전위에 의해, 2차 코일(N2B)의 교번 전압이 정/부의 각 반파의 기간에 평활 콘덴서(Co)에의 충전을 행하는 배전압 전파 정류 동작을 행하고 있는 것이다.

그리고, 이 정류 동작에 의해 평활 콘덴서(Co)에는 2차 코일부(N2A1, N2A2, N2B1, N2B2)에 유기되는 교번 전압의 2배에 대응하는 정류 평활 전압인, 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 얻어지게 된다.

또한, 도 11에 도시한 제 2의 실시의 형태의 전원 회로로서는 각 부분을 이하와 같이 선정하였다.

·절연 컨버터 트랜스(PIT) : 갭(G)=1.6㎜, 결합 계수(k)=0.65

·1차 코일(N1)=42T

·2차 코일(N2A)=N2A1+N2A2=2T+2T=4T

·2차 코일(N2B)=N2B1+N2B2=2T+2T=4T

·1차측 직렬 공진 콘덴서(C1)=0.033㎌

·2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A1)=(C2A2)=(C2B1)=(C2B2)=1.0㎌

즉, 제 2의 실시의 형태로서도, 결합 계수(k)에 관해 k=0.65 정도로 하기 위해, 도 1에 도시한 제 1의 실시의 형태의 전원 회로와 마찬가지로, 예를 들면 도 2에 도시한 구조에 의한 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 코어의 내자각에 형성되는 갭(G)에 관해 1.6㎜ 정도의 갭 길이를 설정하고 있다.

그리고, 이로써 와이드 레인지 대응의 구성이 실현된다.

또한, 상기한 바와 같은 1차측 직렬 공진 콘덴서(C1), 각 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2)의 설정에 의해, 이 경우도 공진 주파수(fo1)=60kHz 정도, 공진 주파수 (fo2)=65kHz 정도로 하고 있다. 즉, fo2=fo1×(0.9 내지 1.1) 정도의 범위로 되도록 공진 주파수를 설정하고, 1차측 직렬 공진 전류(Io)의 개략 M자의 피크 레벨이 균등하게 되도록 하고 있음으로써, 더한층의 전력 변환 효율의 향상과 필요한 제어 범위의 유효한 축소화를 도모하고 있는 것이다.

또한, 이 경우로서도, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 2차 코일을 2개 권장하고, 이들의 출력으로부터 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 생성하도록 구성함으로써, 그만큼 2차측의 정류 전류의 레벨을 저감할 수 있고, 중부하의 조건에 보다 유리하다고 할 수 있다.

또한, 이 경우도 2차측의 정류 전류의 레벨이 억제됨으로써, 각 트윈 숏 키 배리어 다이오드(TSD)로서는 40V/10A의 소형 패키지품을 선정할 수 있다.

덧붙여서, 상기 각 부분의 선정하에서 실험을 행한 결과, 제 2의 실시의 형태의 회로에서의 전력 변환 효율과 스위칭 주파수(fs)에 관해 이하와 같은 결과가 얻어졌다.

우선, AC→DC 전력 변환 효율에 관해서는 부하 전력(Po)=150W의 최대 부하시에 있어서, 교류 입력 전압(VAC)=100V의 조건에서는 ηAC→DC=88.0％로 되었다.

또한, 마찬가지로 부하 전력(Po)=150W시, 교류 입력 전압(VAC)=230V의 조건에서는 ηAC→DC=89.5％이였다.

또한, 스위칭 주파수(fs)에 관해서는 부하 전력(Po)=0W 내지 150W의 변동에 대해, 교류 입력 전압(VAC)=100V시에서는 fs=63.5kHz 내지 66.9kHz이고, AC 100V계시에서의 필요한 제어 범위(△fs)는 대략 3.4kHz 정도로 된다.

또한, 같은 부하 변동에 대한 교류 입력 전압(VAC)=230V시의 스위칭 주파수(fs)는 83.6kHz 내지 88.5kHz로 되고, AC200계시의 필요한 제어 범위(△fs)는 4.9kHz 정도로 되는 결과가 얻어졌다.

그리고 이 결과로부터, 도 11의 회로에 있어서 와이드 레인지 대응함에 있어서의 필요한 제어 범위(△fsA)는 대략 63.5kHz 내지 88.5kHz에서 △fsA=25kHz 정도로 된다.

이와 같은 결과로부터, 제 2의 실시의 형태로서도, 와이드 레인지 대응으로 함에 있어서의 필요한 제어 범위(△fs)는 현재상태의 스위칭 구동 IC의 주파수 가변 범위 내로 충분히 수습되는 것으로 되고, 스위칭 주파수 가변 제어에 의한 와이드 레인지 대응의 구성을 실용 레벨로 실현할 수 있다.

또한, 이 경우도 AC 100V계, AC 200V 각각에서의 필요한 제어 범위(△fs)는 5kHz 이하로 되어 있고, 스위칭 부하에 대한 고속 과도 응답성이 대폭적으로 개선된 것을 이해할 수 있다.

도 12는 제 2의 실시의 형태의 변형예로서의 전원 회로의 구성을 도시하고 있다.

이 변형예의 구성으로서는 도 11에 도시한 바와 같이 2차측의 정류 회로를 배전압 정류 회로로 하는 구성을 기초로 한 다음, 1차측의 스위칭 컨버터의 구성을 앞의 도 9에 도시한 제 1의 실시의 형태의 변형예와 마찬가지로 풀브리지 결합 방식으로 하고, 또한 2차측도 마찬가지로 2차 코일(N2C)을 추가하여, 합계 3개의 2차 코일의 출력으로부터 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 생성하도록 한 것이다.

즉, 이 경우의 2차측에서는 절연 컨버터 트랜스(PIT)에 대해 도시한 바와 같이 2차 코일(N2C)(2차 코일부(N2C1), 2차 코일부(N2C2))를 추가한 다음, 이 2차 코일(N2C)에 대해, 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2C1), 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2C2), 정류 다이오드(Do1c 내지 Do4c)를, 앞의 도 11에 도시한 각 2차 코일에 접속되는 정류 회로와 같은 접속 형태에 의해 접속하여 배전압 전파 정류 회로를 형성한다.

이와 같은 제 2의 실시의 형태의 변형예의 구성에 의해서도, 도 9에 도시한 회로와 마찬가지로, 더욱더 중부하의 조건에 대응시킬 수 있다. 예를 들면, 이 경우도 부하 전력(Po)=0W 내지 300W까지 실용적인 전력 변환 효율을 유지할 수 있다.

또한, 도 13에는 제 2의 실시의 형태의 다른 변형예의 구성을 도시한다.

이 도 13의 변형예의 구성으로서는 도 11에 도시한 회로 구성을 기초로 한 다음, 앞의 도 10에 도시한 제 1의 실시의 형태의 다른 변형예와 마찬가지로 정류 다이오드(Do1A 내지 Do4A)에 의한 브리지 정류 회로를 생략하고, 2차 코일(N2A)과 2차 코일(N2B)에 각각 얻어지는 교번 전압을, 정류 다이오드(Do1B 내지 Do4B)에 의한 브리지 정류 회로만에 의해 정류하도록 구성한 것이다.

즉, 앞의 도 11에 도시한 회로로부터 정류 다이오드(Do1A 내지 Do4A)에 의한 브리지 정류 회로를 생략하고, 2차 코일(N2A)의 감기 시작 단부(2차 코일부(N2A1)측의 단부)를, 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A1)의 직렬 접속을 통하여 정류 다이오드(Do1B 와 Do2B)의 접속점에 대해 접속한다. 또한, 2차 코일(N2A)의 감기 끝 단부(2차 코일부(N2A2)측의 단부)를 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A2)의 직렬 접속을 통하여 정류 다이오드(Do3B 와 Do4B)의 접속점에 대해 접속하는 것이다.

이와 같은 제 2의 실시의 형태의 다른 변형예로서도, 한쪽의 브리지 정류 회로를 생략할 수 있기 때문에 회로 면적의 축소화를 도모할 수 있다. 그리고, 이 경우도 2차 코일(N2)로서 2차 코일(N2A)과 2차 코일(N2B)의 2개를 병렬로 접속하고 있음으로써, 중부하의 조건에 보다 유리하다고 할 수 있다.

또한, 제 2의 실시의 형태로서도, 도 12에 도시한 풀브리지 결합 방식의 구성을 도 11, 도 13에 채용할 수 있다.

또한, 본 발명은 지금까지 설명한 실시의 형태로 한정되어야 할 것은 아니다.

예를 들면, 절연 컨버터 트랜스(PIT)에 관해서는 코어 형식 등을 비롯하여, 그 구조에 관해서는 적절히 변경되어 괜찮다.

또한, 실시의 형태에서 예시한 스위칭 컨버터는 타려식에 의한 전류 공진형 컨버터를 그 기초로 하고 있지만, 예를 들면 자려식에 의한 전류 공진형 컨버터를 구비하여 구성하는 것도 가능하다. 또한, 스위칭 컨버터에 있어서 선정되는 스위칭 소자로서도, 예를 들면 바이폴러 트랜지스터나 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) 등을 비롯하여 MOS-FET 이외의 소자가 채용되어 상관없다.

또한, 앞서 설명한 각 부품 소자의 정수(定數) 등도, 실제의 조건 등에 응하여 적절히 변경되어 상관없는 것이다.

또한, 중부하 대응의 구성으로서, 상용 교류 전원(AC)(교류 입력 전압(VAC))을 입력하여 정류 평활 전압(Ei)을 생성하기 위한 정류 전류 회로계를, 교류 입력 전압(VAC)의 2배에 대응하는 레벨의 정류 평활 전압(Ei)을 생성하는 배전압 정류 회로에 의해 구성할 수도 있다. 다만, 이와 같이 하여 정류 평활 전압(Ei)을 생성하는 정류 평활 회로계를 배전압 정류 회로로 하는 구성은 AC 100V계만의 단 레인지 대응으로서의 구성으로 된다.

또한, 상기한 바와 같이 하여 스위칭 주파수의 필요한 제어 범위가 축소되면, 예를 들면 부하 전력이 최대/무부하로 고속으로 변동하는 경우에는 정전압 제 어의 응답성도 향상되게 되고, 이 점에서 더 높은 신뢰성을 얻을 수 있다.

또한, 2차 코일을 흐르는 전류 레벨을 더 낮게 할 수 있다면, 2차측의 정류 소자의 내 전류 레벨도 저감할 수 있고, 이로써 보다 소형의 정류 소자를 이용하여 회로 면적의 소형화를 도모할 수 있다.

Claims

직류 입력 전압을 입력하고 스위칭을 행하는 스위칭 소자를 구비하여 형성한 스위칭 수단과,

상기 스위칭 소자를 스위칭 구동하는 스위칭 구동 수단과,

상기 스위칭 수단의 스위칭 동작에 의해 얻어지는 스위칭 출력이 공급되는 1차 코일과, 상기 1차 코일에 의해 교번 전압이 유기되는 복수의 2차 코일이 권장되어 형성되는 절연 컨버터 트랜스와,

적어도, 상기 절연 컨버터 트랜스의 1차 코일의 누설 인덕턴스 성분과, 상기 1차 코일에 직렬 접속된 1차측 직렬 공진 콘덴서의 커패시턴스에 의해 형성되어 제 1의 공진 주파수가 설정되고, 상기 스위칭 수단의 동작을 전류 공진형으로 하는 1차측 직렬 공진 회로와,

적어도 상기 절연 컨버터 트랜스의 각 2차 코일의 누설 인덕턴스 성분과, 상기 각 2차 코일에 직렬 접속되는 2차측 직렬 공진 콘덴서의 커패시턴스에 의해 각각 형성되어 제 2의 공진 주파수가 설정되는 복수의 2차측 직렬 공진 회로와,

상기 각 2차 코일에 얻어지는 교번 전압에 관해 정류 동작을 행하여, 그 정류 출력을 공통의 2차측 평활 콘덴서에 의해 평활화하여 2차측 직류 출력 전압을 생성하는 2차측 직류 출력 전압 생성 수단과,

상기 2차측 직류 출력 전압의 레벨에 응하여 상기 스위칭 구동 수단을 제어하여, 상기 스위칭 수단의 스위칭 주파수를 가변함으로써, 상기 2차측 직류 출력 전압에 관해 정전압 제어를 행하는 정전압 제어 수단을 구비하고,

상기 절연 컨버터 트랜스는, 상기 1차측 직렬 공진 회로와 상기 2차측 직렬 공진 회로를 갖고 형성되는 전자 결합형 공진 회로에 관한, 상기 스위칭 주파수를 갖는 주파수 신호의 입력에 대한 출력 특성이 단봉(single-humped) 특성이 되도록 하여 코어의 소정 위치에 형성된 갭 길이가 설정되어 있는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제 1항에 있어서,

상기 1차측 직렬 공진 회로에 흐르는 1차측 직렬 공진 전류에 생기게 되는 개략 M자 모양의 2개의 피크 파형으로서, 각각 균등하게 되는 레벨이 얻어지도록 상기 제 1의 공진 주파수와 상기 제 2의 공진 주파수가 설정되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제 1항에 있어서,

상기 2차측 직류 출력 전압 생성 수단은, 상기 2차 코일의 각각에 대해 정류 회로가 마련되고, 이들 복수의 정류 회로의 정류 출력을 상기 공통의 2차측 평활 콘덴서에 의해 평활화하여 상기 2차측 직류 출력 전압을 생성하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제 3항에 있어서,

상기 2차측 직류 출력 전압 생성 수단은 상기 정류 회로로서 브리지 정류 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제 1항에 있어서,

상기 2차측 직류 출력 전압 생성 수단은 복수의 상기 2차 코일에 얻어지는 교번 전압에 관해 정류 동작을 행하기 위한 공통 정류 회로가 마련되고, 상기 공통 정류 회로의 정류 출력을 상기 2차측 평활 콘덴서에 의해 평활화하고 상기 2차측 직류 출력 전압을 생성하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제 5항에 있어서,

상기 2차측 직류 출력 전압 생성 수단은 상기 정류 회로로서 브리지 정류 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제 1항에 있어서,

상기 2차 코일을 각각 제 1의 2차 코일부와 제 2의 2차 코일부로 분할하도록 상기 2차 코일의 각각에 대해 센터 탭이 제공되고, 상기 2차측 직류 출력 전압 생성 수단은 배전압 전파 정류 회로로서 형성되고, 상기 배번압 전파 정류회로는,

상기 제 1의 2차 코일부의 누설 인덕턴스 성분과, 제 1의 2차측 직렬 공진 콘덴서의 커패시턴스에 의해 제 1의 2차측 직렬 공진 회로를 형성하는 상기 제 1의 2차 코일부와 제 1의 2차측 직렬 공진 콘덴서의 직렬 접속 회로에 대해, 배전압 반 파 정류 동작을 행하도록 하여 소요되는 정류 다이오드와 상기 2차측 평활 콘덴서를 접속하여 형성되는 제 1의 배전압 반파 정류 회로와,

상기 제 2의 2차 코일부의 누설 인덕턴스 성분과, 제 2의 2차측 직렬 공진 콘덴서의 커패시턴스에 의해 제 2의 2차측 직렬 공진 회로를 형성하는 상기 제 2의 2차 코일부와 제 2의 2차측 직렬 공진 콘덴서의 직렬 접속 회로에 대해, 배전압 반파 정류 동작을 행하도록 하여 소요되는 정류 다이오드와 상기 2차측 평활 콘덴서를 접속하여 형성되는 제 2의 배전압 반파 정류 회로를 구비하고,

상기 배전압 전파 정류 회로는, 상기 제 1의 배전압 반파 정류 회로의 정류 동작에 의한 상기 2차측 평활 콘덴서에 대한 충전과, 상기 제 2의 배전압 반파 정류 회로의 정류 동작에 의한 상기 2차측 평활 콘덴서에 대한 충전이, 상기 각 2차 코일에 유기되는 교번 전압의 반주기의 타이밍에서 교대로 행하여지도록 하는 것을 특징으로 하는 하는 스위칭 전원 회로.
제 1항에 있어서,

상기 스위칭 수단은 2개의 스위칭 소자가 하프브리지 결합 방식에 의해 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제 1항에 있어서,

상기 스위칭 수단은 4개의 스위칭 소자가 풀브리지 결합 방식에 의해 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
직류 입력 전압을 입력하고 스위칭을 행하는 스위칭 소자를 구비하여 형성한 스위칭부와,

상기 스위칭 소자를 스위칭 구동하는 스위칭 구동부와,

상기 스위칭부의 스위칭 동작에 의해 얻어지는 스위칭 출력이 공급되는 1차 코일과, 상기 1차 코일에 의해 교번 전압이 유기되는 복수의 2차 코일이 권장되어 형성되는 절연 컨버터 트랜스와,

적어도, 상기 절연 컨버터 트랜스의 1차 코일의 누설 인덕턴스 성분과, 상기 1차 코일에 직렬 접속된 1차측 직렬 공진 콘덴서의 커패시턴스에 의해 형성되어 제 1의 공진 주파수가 설정되고, 상기 스위칭부의 동작을 전류 공진형으로 하는 1차측 직렬 공진 회로와,

적어도 상기 절연 컨버터 트랜스의 각 2차 코일의 누설 인덕턴스 성분과, 상기 각 2차 코일에 직렬 접속되는 2차측 직렬 공진 콘덴서의 커패시턴스에 의해 각각 형성되어 제 2의 공진 주파수가 설정되는 복수의 2차측 직렬 공진 회로와,

상기 각 2차 코일에 얻어지는 교번 전압에 관해 정류 동작을 행하여, 그 정류 출력을 공통의 2차측 평활 콘덴서에 의해 평활화하여 2차측 직류 출력 전압을 생성하는 2차측 직류 출력 전압 생성부와,

상기 2차측 직류 출력 전압의 레벨에 응하여 상기 스위칭 구동부을 제어하여, 상기 스위칭부의 스위칭 주파수를 가변함으로써, 상기 2차측 직류 출력 전압에 관해 정전압 제어를 행하는 정전압 제어부를 구비하고,

상기 절연 컨버터 트랜스는, 상기 1차측 직렬 공진 회로와 상기 2차측 직렬 공진 회로를 갖고 형성되는 전자 결합형 공진 회로에 관한, 상기 스위칭 주파수를 갖는 주파수 신호의 입력에 대한 출력 특성이 단봉(single-humped) 특성이 되도록 하여 코어의 소정 위치에 형성된 갭 길이가 설정되어 있는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제 10항에 있어서,

상기 1차측 직렬 공진 회로에 흐르는 1차측 직렬 공진 전류에 생기게 되는 개략 M자 모양의 2개의 피크 파형으로서, 각각 균등하게 되는 레벨이 얻어지도록 상기 제 1의 공진 주파수와 상기 제 2의 공진 주파수가 설정되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.