JPS59226681A - デイジタル制御方式の電動機駆動用整流装置 - Google Patents
デイジタル制御方式の電動機駆動用整流装置Info
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- JPS59226681A JPS59226681A JP58099676A JP9967683A JPS59226681A JP S59226681 A JPS59226681 A JP S59226681A JP 58099676 A JP58099676 A JP 58099676A JP 9967683 A JP9967683 A JP 9967683A JP S59226681 A JPS59226681 A JP S59226681A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、電動機の回転駆動を制御する際に用いるデ
ィジタル制御方式の電動機駆動用整流装置に関するもの
である。
ィジタル制御方式の電動機駆動用整流装置に関するもの
である。
従来この種の電動機のアナログ制御方式による整流装置
として、第１図忙示すものがあった。図において、１は
電動機駆動用整流装置、２は直流電動機、３はサイリス
タの３相ブリツジより成る正側コンバータ、４は逆側コ
ンバータである。制御系はフィードバック制御系となっ
ており、速度ループと電流及び電圧の２つのマイナルー
プより構成される。５は演算増巾器より成る速度コント
ローラであって、比例積分の関数である。６は速度基準
信号端、７は速度フィードバック信号端でパイロット発
信機８によって速度が常時検出されている。一方、９は
演算増巾器を含む電流コントローラで積分の関数である
。１０は速度コントローラ５の出力信号で電流基準信号
端、１１は電流フィードバック信号端で、さらに交流変
流器（以下ＡＯＣＴと呼ぶ）１２により電流が検出され
ている。さら忙、また１３は演算増巾器を含む電圧コン
トローラであって、−次遅れの関数である。
として、第１図忙示すものがあった。図において、１は
電動機駆動用整流装置、２は直流電動機、３はサイリス
タの３相ブリツジより成る正側コンバータ、４は逆側コ
ンバータである。制御系はフィードバック制御系となっ
ており、速度ループと電流及び電圧の２つのマイナルー
プより構成される。５は演算増巾器より成る速度コント
ローラであって、比例積分の関数である。６は速度基準
信号端、７は速度フィードバック信号端でパイロット発
信機８によって速度が常時検出されている。一方、９は
演算増巾器を含む電流コントローラで積分の関数である
。１０は速度コントローラ５の出力信号で電流基準信号
端、１１は電流フィードバック信号端で、さらに交流変
流器（以下ＡＯＣＴと呼ぶ）１２により電流が検出され
ている。さら忙、また１３は演算増巾器を含む電圧コン
トローラであって、−次遅れの関数である。
続いて、１４は電流コントローラ９の出力信号端で電圧
基準信号端を、又１５は電圧フィードバック信号端で電
圧センサ１６により、直流電動機２への直帷電圧が検出
されている。１７はゲートパルス発生器で帽−１関数回
路を内蔵し、位相基準入力信号に対して出力電圧は線形
化される。又り乍コンバータ３．４のゲート切換を安定
に行なうため、後述のバイアス電圧Ｅｂが加えられる。
基準信号端を、又１５は電圧フィードバック信号端で電
圧センサ１６により、直流電動機２への直帷電圧が検出
されている。１７はゲートパルス発生器で帽−１関数回
路を内蔵し、位相基準入力信号に対して出力電圧は線形
化される。又り乍コンバータ３．４のゲート切換を安定
に行なうため、後述のバイアス電圧Ｅｂが加えられる。
また１８は正逆切換論理回路であって正逆コンバータ３
．４のゲートパルス信号（ａ）又は（ｂ）を切り換える
。
．４のゲートパルス信号（ａ）又は（ｂ）を切り換える
。
また、２８ａ、２８ｂはそれぞれ正逆コンバータ３．４
にパルス供給するためのゲートパルス切換スイッチであ
る。
にパルス供給するためのゲートパルス切換スイッチであ
る。
次に従来の整流装置におけるコンバータの正逆切換動作
について説明する。
について説明する。
第２図は、電動機２が正回転している時の、速度／電流
／電圧各コントローラ５．９．１３のそれぞれの入出力
信号の符号として制御信号極性を表わしている。
／電圧各コントローラ５．９．１３のそれぞれの入出力
信号の符号として制御信号極性を表わしている。
第３図はゲートパルス発生器１７０入力信号即ち電圧コ
ントローラ１３の出力信号１９と直流出力電圧との相関
関係を表わしている動作説明図である。同図中、実線部
分Ａは主回路電流が連続している時の特性を表わし、ま
た斜線部分Ｂは主回路電流が断続している時のものであ
る。また第３図の点線部分Ｃでは主回路電流は完全和琴
になる状態を示している。これは正側／逆側コンバータ
３．４が同時忙導通するのを避けるためのもので、両コ
ンバータの出力特性は、電圧コントローラ１３の出力信
号に対して所定電圧幅±Ｅｂだけバイアスが加えられる
。正回転している電動機２の逆起電力をＥＣとする。速
度コントローラ５に減速指令６を与えると、この速度コ
ントローラ５の出力信号１０は、正から逆に向って減少
し、やがて負に反転する。電流コントローラ９の出力信
号１４は、この電流コントローラ９が積分系の回路で構
成されるため、積分の時定数でも入力偏差信号との積に
比例した速度で負の絶対値が減少し始める。一方、また
電圧コントローラ１３の出力信号１９が第３図の入力信
号Ｖｌまで減少すると、主回路電流は完全に零となるた
め、電流コントローラ９の出力信号１４は、電流基準信
号１０だけで変化することになる。
ントローラ１３の出力信号１９と直流出力電圧との相関
関係を表わしている動作説明図である。同図中、実線部
分Ａは主回路電流が連続している時の特性を表わし、ま
た斜線部分Ｂは主回路電流が断続している時のものであ
る。また第３図の点線部分Ｃでは主回路電流は完全和琴
になる状態を示している。これは正側／逆側コンバータ
３．４が同時忙導通するのを避けるためのもので、両コ
ンバータの出力特性は、電圧コントローラ１３の出力信
号に対して所定電圧幅±Ｅｂだけバイアスが加えられる
。正回転している電動機２の逆起電力をＥＣとする。速
度コントローラ５に減速指令６を与えると、この速度コ
ントローラ５の出力信号１０は、正から逆に向って減少
し、やがて負に反転する。電流コントローラ９の出力信
号１４は、この電流コントローラ９が積分系の回路で構
成されるため、積分の時定数でも入力偏差信号との積に
比例した速度で負の絶対値が減少し始める。一方、また
電圧コントローラ１３の出力信号１９が第３図の入力信
号Ｖｌまで減少すると、主回路電流は完全に零となるた
め、電流コントローラ９の出力信号１４は、電流基準信
号１０だけで変化することになる。
電圧コントローラ１３の出力信号１９が正から負に変わ
ると、切換論理回路１８の出力信号ａ。
ると、切換論理回路１８の出力信号ａ。
ｂによって、ゲートパルス信号は正側コンバータ３から
逆ｌ１１コンバータ４に切り換わる。そこで出力信号１
９が一■、の入力信号まで釦達すると、逆側コンバータ
４に電流が流れ始めて、電動機２は回生運転に入り、速
度は減速し始める。出力信号１９が入力端子ｖｌから一
■、に動くまでの間は、主回路電流が流れておらず、電
動機２は無制御状態となるため、制御系にとって無駄時
間となる。正逆コンバータ３．４の短絡を防ぐため、電
圧コントローラ１３の出力として設けられるこのバイア
スＥｂによって、上述した無駄時間は零に出来ず、しか
も電流プントローラ９や、電圧コントローラ１３のゲイ
ンによって大きく影響される。
逆ｌ１１コンバータ４に切り換わる。そこで出力信号１
９が一■、の入力信号まで釦達すると、逆側コンバータ
４に電流が流れ始めて、電動機２は回生運転に入り、速
度は減速し始める。出力信号１９が入力端子ｖｌから一
■、に動くまでの間は、主回路電流が流れておらず、電
動機２は無制御状態となるため、制御系にとって無駄時
間となる。正逆コンバータ３．４の短絡を防ぐため、電
圧コントローラ１３の出力として設けられるこのバイア
スＥｂによって、上述した無駄時間は零に出来ず、しか
も電流プントローラ９や、電圧コントローラ１３のゲイ
ンによって大きく影響される。
したがって従来のアナログ制御方式の電動機駆動用整流
装置によると、正側及び逆側コンバータの切換動作を安
定に行なわせるためのバイアス電圧Ｅｂによって、切換
時間を短縮することは論理的に不可能であった。しかも
又、電動機２の特性によって、電流コントローラ９のゲ
インを変えるため、場合によっては切換動作に要する無
駄時間が非常に長くなるという欠点があった。
装置によると、正側及び逆側コンバータの切換動作を安
定に行なわせるためのバイアス電圧Ｅｂによって、切換
時間を短縮することは論理的に不可能であった。しかも
又、電動機２の特性によって、電流コントローラ９のゲ
インを変えるため、場合によっては切換動作に要する無
駄時間が非常に長くなるという欠点があった。
この発明は、上記のような従来のものの欠点を除去する
ためになされたもので、ディジタル制御による特長を活
かして、切換時のゲート点弧位相を、簡単な演算によっ
て、しかも理想的な値ヘシフトすることにより、ゲート
切換時の無駄時間を短縮することを可能にした電動機駆
動制御のためのディジタル制御方式の電動機駆動用整流
装置を提供することを目的としている。
ためになされたもので、ディジタル制御による特長を活
かして、切換時のゲート点弧位相を、簡単な演算によっ
て、しかも理想的な値ヘシフトすることにより、ゲート
切換時の無駄時間を短縮することを可能にした電動機駆
動制御のためのディジタル制御方式の電動機駆動用整流
装置を提供することを目的としている。
以下この発明の一実施例を図について説明する。
＠４図は、本実施例によるマイクロプロセッサを用いた
ディジタル制御方式による電動機駆動用整流装置の構成
図である。図中第１図と部品符号が一致するものは、第
１図で説明した従来のものと同じであるので説明を省く
。同図において２０は電動機駆動用整流装置、２１は速
度基準信号端、２３は速度センサで、電動機２の回転軸
に結合されたパルス発生器２２より与えられるパルスを
計測し、電動機２０回転速速度対応したディジタル値を
検出する。２４は第１図の速度コントローラ５に相当し
、２５は第２図の電流コントローラ９に相当する部分で
それぞれ、比例積分制御の演算を行なう。２６はディス
クリートのディジタル回路で構成されるゲートパルス発
生器で、ｃｔｊｓ−’関数を内臓している。従来タイプ
と異なるのは、バイアスＥｂに相当するものが無くなっ
ている点である。さらに、また２７が本実施例中量も重
要な働きをする高速ゲート切換ロジック部である。図中
、２点鎖線で囲まれる部分３０は、マイクロプロセッサ
により演算処理される演算処理装置である。
ディジタル制御方式による電動機駆動用整流装置の構成
図である。図中第１図と部品符号が一致するものは、第
１図で説明した従来のものと同じであるので説明を省く
。同図において２０は電動機駆動用整流装置、２１は速
度基準信号端、２３は速度センサで、電動機２の回転軸
に結合されたパルス発生器２２より与えられるパルスを
計測し、電動機２０回転速速度対応したディジタル値を
検出する。２４は第１図の速度コントローラ５に相当し
、２５は第２図の電流コントローラ９に相当する部分で
それぞれ、比例積分制御の演算を行なう。２６はディス
クリートのディジタル回路で構成されるゲートパルス発
生器で、ｃｔｊｓ−’関数を内臓している。従来タイプ
と異なるのは、バイアスＥｂに相当するものが無くなっ
ている点である。さらに、また２７が本実施例中量も重
要な働きをする高速ゲート切換ロジック部である。図中
、２点鎖線で囲まれる部分３０は、マイクロプロセッサ
により演算処理される演算処理装置である。
そこでまず高速ゲート切換ロジック部２７の動作につい
て第５図及び第６図と共に説明する。
て第５図及び第６図と共に説明する。
第５図は、主回路電流Ｔｄが連続している時の整流装置
の出力電圧Ｅｄと電動機２の逆起電力Ｅｃを表わしてい
る信号波形図である。また第６図は、整流装置の出力電
圧Ｅｄの最大値と電動機２の逆起電力Ｅｃが等しい状態
で、この時、主回路電流Ｉｄは零となる様子を表わして
いる信号波形図である。
の出力電圧Ｅｄと電動機２の逆起電力Ｅｃを表わしてい
る信号波形図である。また第６図は、整流装置の出力電
圧Ｅｄの最大値と電動機２の逆起電力Ｅｃが等しい状態
で、この時、主回路電流Ｉｄは零となる様子を表わして
いる信号波形図である。
この時の点弧位相角αと電動機逆起電力Ｅｃの関係は、
次の（１）式で表わされる。すなわち、Ｅｃ ＝ Ｊう
°Ｅｓ５ＩＮ（α十−）・・・・・−・・・（１）ここ
で、Ｅｓは交流線間入力電圧実効値である。
次の（１）式で表わされる。すなわち、Ｅｃ ＝ Ｊう
°Ｅｓ５ＩＮ（α十−）・・・・・−・・・（１）ここ
で、Ｅｓは交流線間入力電圧実効値である。
さて、高速ゲート切換ロジック部２７は、ゲート切換を
行なわない時は、電流コントローラ２５の電流比例積分
制御の演算処理の出力信号を、そのまま、点弧位相角基
準信号として、ゲートパルス発生回路２６へ出力する。
行なわない時は、電流コントローラ２５の電流比例積分
制御の演算処理の出力信号を、そのまま、点弧位相角基
準信号として、ゲートパルス発生回路２６へ出力する。
ゲート切換な行なう時には、点弧位相角αを１８０°に
シフトして主回路電流■ｄを強制的に零にする。主回路
電流Ｉｄが零圧なるのを検出してから、ゲートパルス切
換スイッチ２８ａ 、２８ｂを切換え、それと同時に点
弧位相角αが（１）式を満足するように点弧位相角基準
信号をシフトする機能を有している。又、電流コントロ
ーラ２５の比例積分制御の演算処理の積分項の値を、上
記で求めた点弧位相角基準信号の値ｆ一致させる。この
時の点弧位相角αは、次の（２）式で表わされる。
シフトして主回路電流■ｄを強制的に零にする。主回路
電流Ｉｄが零圧なるのを検出してから、ゲートパルス切
換スイッチ２８ａ 、２８ｂを切換え、それと同時に点
弧位相角αが（１）式を満足するように点弧位相角基準
信号をシフトする機能を有している。又、電流コントロ
ーラ２５の比例積分制御の演算処理の積分項の値を、上
記で求めた点弧位相角基準信号の値ｆ一致させる。この
時の点弧位相角αは、次の（２）式で表わされる。
ここで、Ｅｃの値は、主回路電流Ｔｄが零となった時に
電圧センサ１６によって容易に検出される電動機２の逆
起電力である。
電圧センサ１６によって容易に検出される電動機２の逆
起電力である。
ゲート切換後の点弧位相角αは、電流がちょうど零とな
る位相にあるので、ここから点弧位相角αが進むにつれ
、電流は既座に流れ出す。
る位相にあるので、ここから点弧位相角αが進むにつれ
、電流は既座に流れ出す。
以上のように発明のディジタル制御方式の電動機駆動用
整流装置によれば、次のような効果が生ずる。すなわち
、 １、正側及び逆側コンバータ制御く於るゲート切換時に
、電流断続と同時に点弧位相角αを１８０゜にシフトす
ることにより強制的に電流を零にする。
整流装置によれば、次のような効果が生ずる。すなわち
、 １、正側及び逆側コンバータ制御く於るゲート切換時に
、電流断続と同時に点弧位相角αを１８０゜にシフトす
ることにより強制的に電流を零にする。
２、ゲート切換後圧は、電流がちょうど零から流れ始め
る様な位相に点弧位相角をシフトする。
る様な位相に点弧位相角をシフトする。
以上の２点により、従来装置に比較して、ゲート切換時
間を大幅に短縮することができるので、無駄時間のない
応答性、及び制御性の優れた整流装置を実現できる効果
がある。
間を大幅に短縮することができるので、無駄時間のない
応答性、及び制御性の優れた整流装置を実現できる効果
がある。
第１図は従来のアナログ制御方式による電動機駆動用整
流装置の構成図、第２図は第１図で示される同整流装置
のゲート切換時における各コントローラの入出力信号の
符号を表わした動作説明図、第３図は従来装置のゲート
パルス発生器入力信号と直流出力電圧との関係を示す動
作説明図、第４図はこの発明の一実施例によるディジタ
ル制御方式の電動機駆動用整流装置の構成図、第５図は
同実施例での電流連続時の整流装置出力電圧と電動機逆
起電力との関係を示す信号波形図、第６図は同実施例で
の電流が零時の整流装置出力電圧と、電動機逆起電力と
の関係を示す信号波形図である。 ２・・・直流電動機、２０・・・電動機駆動用整流装置
。 ２１・・・速度基準信号端、２２・・・パルス発生器、
２４・・・速度コントローラ、２５・・・電流コントロ
ーラ、２６・・・ゲートパルス発生器、２７・・・高速
ゲート切換ロジック部、２８ａ、２８ｂ・−・ゲートパ
ルス切換スイッチ、３０・・・演算処理装置。 なお、図中同一符号は同−又は相当部分を示す。 代理人 大岩増雄 第５図 第６図 手続補正書（自発］ 昭和夕２年３ 凡・２８゛・、日 特許庁長官殿 １、事件の表示 特願昭５８−０９９６７６号２、
発明の名称 ディジタル制御方式の電動機駆動用整
流装置 ３、補正をする者 代表者片山仁へ部 ４、代理人 ５、補正の対象 明細書の発明の詳細な説明の欄 ６、補正の内容 （１）明細書第４頁第１１行目「正から逆に向って」と
あるのを「正から零に向って」と補正する。 （２）明細書第４頁第１４行目「積分の時定数でも」と
あるの乞「積分時定数の逆数と」と補正する。 （３１明細書第９頁第２行目 （４）明細書第９頁第８行目「皿座に」とあるのな「即
座に」と補正する。 以上 ＝４６１＝
流装置の構成図、第２図は第１図で示される同整流装置
のゲート切換時における各コントローラの入出力信号の
符号を表わした動作説明図、第３図は従来装置のゲート
パルス発生器入力信号と直流出力電圧との関係を示す動
作説明図、第４図はこの発明の一実施例によるディジタ
ル制御方式の電動機駆動用整流装置の構成図、第５図は
同実施例での電流連続時の整流装置出力電圧と電動機逆
起電力との関係を示す信号波形図、第６図は同実施例で
の電流が零時の整流装置出力電圧と、電動機逆起電力と
の関係を示す信号波形図である。 ２・・・直流電動機、２０・・・電動機駆動用整流装置
。 ２１・・・速度基準信号端、２２・・・パルス発生器、
２４・・・速度コントローラ、２５・・・電流コントロ
ーラ、２６・・・ゲートパルス発生器、２７・・・高速
ゲート切換ロジック部、２８ａ、２８ｂ・−・ゲートパ
ルス切換スイッチ、３０・・・演算処理装置。 なお、図中同一符号は同−又は相当部分を示す。 代理人 大岩増雄 第５図 第６図 手続補正書（自発］ 昭和夕２年３ 凡・２８゛・、日 特許庁長官殿 １、事件の表示 特願昭５８−０９９６７６号２、
発明の名称 ディジタル制御方式の電動機駆動用整
流装置 ３、補正をする者 代表者片山仁へ部 ４、代理人 ５、補正の対象 明細書の発明の詳細な説明の欄 ６、補正の内容 （１）明細書第４頁第１１行目「正から逆に向って」と
あるのを「正から零に向って」と補正する。 （２）明細書第４頁第１４行目「積分の時定数でも」と
あるの乞「積分時定数の逆数と」と補正する。 （３１明細書第９頁第２行目 （４）明細書第９頁第８行目「皿座に」とあるのな「即
座に」と補正する。 以上 ＝４６１＝
Claims (1)
- 逆並列接続された正逆コンバータによって循還電流を流
さないように直流電動機の駆動を制御する電動機駆動用
整流装置において、上記正逆コンバータへのゲート切換
時に主回路電流の電流断続と同時に点弧位相角を１８０
°にシフトして上記主回路電流を強制的忙零、とじ、さ
らにゲート切換後に上記主回路電流がほぼ零となる位相
にシフトさせることにより、負荷特性にかかわらず上記
正逆コンバータの切換時に生ずる無駄時間を短縮させた
ことを特徴とするディジタル制御方式の電動機駆動用整
流装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58099676A JPS59226681A (ja) | 1983-06-03 | 1983-06-03 | デイジタル制御方式の電動機駆動用整流装置 |
| KR1019840002104A KR890001901B1 (ko) | 1983-06-03 | 1984-04-21 | 디지탈 제어방식의 전동기 구동용 정류장치 |
| EP84106313A EP0127896A3 (en) | 1983-06-03 | 1984-06-01 | Digitally controlled rectifying system for driving a motor |
| US06/687,025 US4567408A (en) | 1983-06-03 | 1984-12-28 | Digitally controlled rectifying system for driving a motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58099676A JPS59226681A (ja) | 1983-06-03 | 1983-06-03 | デイジタル制御方式の電動機駆動用整流装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59226681A true JPS59226681A (ja) | 1984-12-19 |
| JPH0113315B2 JPH0113315B2 (ja) | 1989-03-06 |
Family
ID=14253632
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP58099676A Granted JPS59226681A (ja) | 1983-06-03 | 1983-06-03 | デイジタル制御方式の電動機駆動用整流装置 |
Country Status (4)
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|---|---|
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| EP (1) | EP0127896A3 (ja) |
| JP (1) | JPS59226681A (ja) |
| KR (1) | KR890001901B1 (ja) |
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- 1984-12-28 US US06/687,025 patent/US4567408A/en not_active Expired - Fee Related
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| EP0127896A3 (en) | 1986-04-30 |
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| KR850000838A (ko) | 1985-03-09 |
| JPH0113315B2 (ja) | 1989-03-06 |
| US4567408A (en) | 1986-01-28 |
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