JPS59139865A - Self-excited multioutput switching regulator - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To enhance the constant voltage accuracy by connecting an inductance element having an inductance of simple attenuating characteristic to a DC current and a capacitance element between the secondary winding of a transformer and a rectifier. CONSTITUTION:A switching element is connected in series with the primary winding 1a of a transformer 1, and is controlled ON or OFF by a control circuit 3 which receives the output of a control winding 1c. A parallel circuit of inductance elements 11, 11' and capacitance elements 12, 12' are connected between the secondary windings 1b, 1b' of the transformer 1 and rectifiers 9, 9'. The elements 11, 11' has simply attenuating characteristic to the DC current in the inductance of high frequency by the DC magnetomotive force higher than 1.0AT.

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、自励式多出力スイッチング・レギュレータの
定電圧制御方式の特性改良に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to improving the characteristics of a constant voltage control method for a self-excited multi-output switching regulator.

自励式多出力スイッチング・レギュレータには種々の定
電圧方式があるが、その中でも第１図に示すように１つ
の出力電圧ＶＯのみを一定にするために主スィッチング
・トランジスタ２のＯＮ時間のパルス巾を制御（ＰＷＭ
）を行ない、伯の出ツノは直接制御しないいわゆるクロ
スレギユレーションというのが一般的である。There are various constant voltage methods for self-excited multi-output switching regulators, but among them, as shown in Figure 1, in order to keep only one output voltage VO constant, the pulse width of the ON time of the main switching transistor 2 is control (PWM
), and it is common to use so-called cross regulation, which does not directly control the output of the bar.

第１図において、１Ｃは帰還巻線であり、主スイッチン
グｌ−ランジスタのＯＮ−〇ＦＦを行なうと同時に一次
巻線１ａとの結合により正帰還回路を構成し、自励式の
スイッチングを断続的に行なわせている。ＥＯ，は入力
の直流電圧であり、普通は制御されていない。１は主１
−ランスであり、１ａ　、　１１）　、　１ｂ　−ハ（
れぞれ主トランス１）１次ど２つの２次の巻線を表わす
。９，９−は整流平滑回路の全体を示している。この中
で５．６は整流素子、７はヂョークコイル、８はコンデ
ンサーである。３は出力電圧ＶＯの変動に応じて主スィ
ッチのパルス１１を制御する回路であり、４は出力電圧
ＶＯを検出し１次側にフィードバックする際に生ずる１
次、２次の電気的絶縁をはかるための絶縁］・ランスも
しくは光結合素子を含む回路である。この方式は比較的
設計が簡便であるが、スイッチング・レギュレータの保
護機能設泪、安全性設計を加味した場合、１次、２次の
絶縁耐力を余り高くとれず、このことが特に高耐圧の仕
様に適合したスイッチング・レギュレータを実現しよう
どする時には常に問題どなる。また、もう１つの問題と
してＶＯの出力は第２図口に示すようにＰ　Ｗ　Ｍ制御
によりよく定電圧制御が行なわれているが、他の出力電
圧ＶＯ−は第２図イのように、いわゆるクロスレギユレ
ーション誤差と呼ばれる分たり大幅に変動する点があげ
られる。これらの問題を避１−するために第３図に示す
ような磁束制御方式の回路が考えられている。この方式
（よ第１図と同じようにＰ　Ｗ　Ｉｓ、ｌ制御を行なう
の７゛あるが、出力電圧ｖＯではなく、主トランス１の
磁束変化量を一定にするように考えられている。実際に
は、第３図において、制御巻線１ｄに接続された整流回
路１０の出力電圧が一定になるように制御される。ＲＬ
　、ＲＬ　−は負荷抵抗である。In Fig. 1, 1C is a feedback winding, which turns on and off the main switching l-transistor and at the same time forms a positive feedback circuit by coupling with the primary winding 1a, and performs self-excited switching intermittently. I'm letting them do it. EO, is the input DC voltage and is normally uncontrolled. 1 is the main 1
- Lance, 1a, 11), 1b -Ha(
1) primary and two secondary windings of the main transformer, respectively. 9, 9- shows the entire rectifying and smoothing circuit. Among these, 5.6 is a rectifying element, 7 is a jog coil, and 8 is a capacitor. 3 is a circuit that controls the pulse 11 of the main switch according to fluctuations in the output voltage VO, and 4 is a circuit that generates 1 when detecting the output voltage VO and feeding it back to the primary side.
Next, it is a circuit that includes an insulation lance or an optical coupling element for achieving secondary electrical insulation. This method is relatively simple to design, but when the protection function and safety design of the switching regulator are taken into account, the dielectric strength of the primary and secondary components cannot be maintained very high. Problems always arise when trying to implement a switching regulator that meets specifications. Another problem is that the output of VO is well controlled at a constant voltage by PWM control as shown in Figure 2 (a), but other output voltages VO-, as shown in Figure 2 (a), One example is the so-called cross-regulation error, which fluctuates considerably. In order to avoid these problems, a magnetic flux control type circuit as shown in FIG. 3 has been considered. This method (which performs PWIs, l control in the same way as in Fig. 1) is used, but it is designed to keep the amount of change in magnetic flux of the main transformer 1 constant instead of the output voltage vO. In FIG. 3, the output voltage of the rectifier circuit 10 connected to the control winding 1d is controlled to be constant.RL
, RL - is the load resistance.

このようにすると明らかなように２つの二次巻線ｌｂ、
１１１　′は電気的には全く等価どなり定電圧制御の程
度は全く同じとなり第２図口、ローのように極端な誤差
が現われなくなることが予想される。しかし、この方式
の定電圧制御の程度は第４図に示すように余り好ましい
ものではない。図中口は第１図の回路ＶＯの１図中イは
第１図のＶＯ−回路の出力直流電流１ｏ、Ｉｏ−と出力
直流電圧Ｖｏ　、　ＶＯ−どの関係をそれぞれ比較のた
め示している。図中口どローは第３図の回路の０゜ＶＯ
−の出ツノ電流■０に対する変化を見たものである。イ
に比較するとかなり小さくなっているか３− １」とローの場合は直流電流１０が小さくイｒるにつれ
てＪ：だ出力電圧ＶＯが急激に大きくなるという欠点が
ある。この傾向は、主スィッチング・１〜ランジスタを
流れる電流波形ども関連があり、低減することはそうた
やすいことではない。In this way, it is clear that the two secondary windings lb,
111' is electrically equivalent and the degree of constant voltage control is exactly the same, so it is expected that extreme errors such as those shown in Figure 2 will not appear. However, the degree of constant voltage control of this method is not very desirable, as shown in FIG. The opening in the figure shows the relationship between the output DC currents 1o, Io- and the output DC voltages Vo, VO- of the VO- circuit in FIG. 1 for comparison. The low point in the figure is the 0°VO of the circuit in Figure 3.
The change in the output horn current (-) with respect to 0 is observed. In the case of low, the output voltage VO suddenly increases as the DC current 10 becomes smaller. This tendency is related to the waveform of the current flowing through the main switching circuit 1 to the transistor, and it is not easy to reduce it.

また、制御巻線１ｄは帰還巻線１Ｃと共用することがで
き、第３図から１０と１ｄを除いた回路でもある程度の
定電圧制御が可能である。この定電圧制御の程度は第４
図イに近いものであり余り好ましいものではない。Further, the control winding 1d can be used in common with the feedback winding 1C, and a certain degree of constant voltage control is possible even with the circuit in which 10 and 1d are removed from FIG. The degree of this constant voltage control is the fourth
This is close to Figure A and is not very desirable.

しかし、第１図と第３図を比較すると明らかなように、
第３図では主１−ランスの１次と２次がばつぎりと絶縁
されているので、この耐圧さえ考慮すれば全体の絶縁耐
力を著しく向−１−させることができるので、１日も早
く上記欠点の改良が明ばれている。However, as is clear from comparing Figures 1 and 3,
In Figure 3, the primary and secondary parts of the main lance are completely insulated, so if you take this withstand voltage into account, you can significantly improve the overall dielectric strength, so it can last for a day. Improvements to the above drawbacks have already been discovered.

本発明は上記従来技術の欠点を改良し、定電圧精度の著
しく改良された高耐圧の磁束制御方式の自励式多出力ス
イッチング・レギュレータを提供づることを目的として
いる。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to improve the above-mentioned drawbacks of the prior art, and to provide a self-excited multi-output switching regulator of a magnetic flux control type with high withstand voltage and significantly improved constant voltage accuracy.

−４＝ 上記目的を達成するために、本発明の自励式多用ノコス
イッチング・レギュレータはＦ−ランスの一次巻線に直
列に接続されたスイッチング素子、前記トランスに別に
巻かれた帰還巻線により前記スイッチング素子を周期的
に断続させ前記１〜ランスの複数対の二次巻線に電力を
変換し、整流回路を介して複数の直流電力としてとり出
す自励式多用カスイツチング・レギュレータにおいで、
前記二次巻線の少くとも一つの二次巻線の少くとも一つ
の端子と整流回路との間に、　１，０Δ下以上の直流起
磁力で高周波のインダクタンスが直流電流に対して単調
な減衰特性を有するインダクタンス素子を直列に接続す
るとともに、前記インダクタンス素子の両端に並列に容
量素子を接続したことを主たる特徴としている。また、
前記容量素子と直列ないし並列に抵抗素子を接続したこ
とも特徴としている。-4= In order to achieve the above object, the self-excited multi-purpose sawtooth switching regulator of the present invention includes a switching element connected in series to the primary winding of the F-lance, and a feedback winding separately wound around the transformer. In a self-excited multi-purpose customizing regulator, the switching element is periodically switched on and off to convert the power to the plurality of pairs of secondary windings of the first to lances, and output the power as a plurality of DC power via a rectifier circuit,
Between at least one terminal of the at least one secondary winding of the secondary winding and the rectifier circuit, a high frequency inductance with a direct current magnetomotive force of 1,0 Δ or more is attenuated monotonically with respect to the direct current. The main feature is that an inductance element having a characteristic is connected in series, and a capacitance element is connected in parallel to both ends of the inductance element. Also,
Another feature is that a resistive element is connected in series or parallel to the capacitive element.

以下、本発明を実施例に基づぎ詳細に説明する第５図は
本発明の１つの実施例を示す回路図である。一対の二次
巻ｍｌｂの一方の端子と整流回路９の間にインダクタン
ス索子１１が直列に接続されるとともに容量素子１２が
インダクタンス索子１１の両端に並列に接続されている
。同じくもう一対の二次巻線１ｂ−の一方の端子と整流
回路９−どの間にインダクタンス素子１１−が直列に接
続されるとともに、容量素子１２′がインダクタンス索
子１１−の両端に並列に接続されている。Hereinafter, the present invention will be explained in detail based on an embodiment. FIG. 5 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention. An inductance cord 11 is connected in series between one terminal of the pair of secondary winding mlb and the rectifier circuit 9, and a capacitance element 12 is connected in parallel to both ends of the inductance cord 11. Similarly, an inductance element 11- is connected in series between one terminal of another pair of secondary windings 1b- and the rectifier circuit 9-, and a capacitance element 12' is connected in parallel to both ends of the inductance wire 11-. has been done.

本回路は帰還巻線１Ｃど制御巻線１ｄを共用どしたもの
である。これらのインダクタンス索子１１．１１′は第
６図に示すような高周波のインダクタンス１−の直流電
流重畳時１４Ｆを右づ−る。すなわち、直流電流１ｄｃ
が小さい時にはしは非常に大きいが、ｌｄｃが大きくな
るにつれて急激にＬが小ざくなる。一方、極端に直流電
流ｉｄｃが小さい領域では、コアの材ワ１．形状によっ
て第６図ボのように凸状の特性を有するものもあるが、
本発明においてこの差は問題ではない。本発明で用いら
れるインダクタンス素子１１．１１”としては第６図の
Ｊ：うに起磁力１．ＯＡ　Ｔ以上でインダクタンス１−
が単調に減少する特性が重要である。ここでＡＴ（アン
ペア・ターン）というのは直流電流１ｄｃとコアの巻数
Ｎの槓である。Ｎが決まればｌｄｃに比例する量である
。This circuit uses a feedback winding 1C and a control winding 1d in common. These inductance wires 11, 11' shift 14F to the right when a DC current is superimposed on the high frequency inductance 1- as shown in FIG. That is, DC current 1dc
When L is small, L is very large, but as Idc increases, L rapidly becomes smaller. On the other hand, in a region where the DC current idc is extremely small, the core material 1. Depending on the shape, some have convex characteristics as shown in Fig. 6, but
This difference is not a problem in the present invention. The inductance element 11.11'' used in the present invention has an inductance of 1-
The important characteristic is that the value decreases monotonically. Here, AT (ampere turn) is the direct current of 1 dc and the number of turns of the core N. Once N is determined, it is a quantity proportional to ldc.

第６図のホ、への特性を有する２種類のインダクタンス
素子を本発明の第５図ＶＯの回路に適用した。第５図に
おいて容量素子１２．１２′がインダクタンス素子１１
．１１′の両端に接続されている。第６図がこの場合の
出力特性を示す。図中１１口は従来技術の特性、トは第
６図のインダクタンス素子を用いた場合の特性、ハは第
５図ホのインダクタンス素子を用いた場合の特性をぞれ
ぞれ示している。この図から明らかなように、従来技術
１９口に比較してインダクタンス素子１１と容量素子１
２を接続した本発明のト、ハは出ノｊ電流に対する出力
電圧の変動率が著しく改良され′Ｃいる。インダクタン
スＬの大きい小の方がこの電圧変動率を低減する効果が
大きい。定量的に見れば、従来技術にお（プる＋３０％
以上の低電流時の電圧の急激な立上りが本発明の１・、
への場合には→−１５％、＋９％まで抑えることができ
た。Two types of inductance elements having characteristics E and E in FIG. 6 were applied to the circuit shown in FIG. 5 VO of the present invention. In Fig. 5, capacitive elements 12 and 12' are replaced by inductance elements 11
．． 11'. FIG. 6 shows the output characteristics in this case. In the figure, 11 shows the characteristics of the prior art, G shows the characteristics when the inductance element shown in FIG. 6 is used, and C shows the characteristics when the inductance element shown in FIG. 5 E is used. As is clear from this figure, there are 11 inductance elements and 1 capacitance element compared to the conventional technology with 19 ports.
In the present invention, the variation rate of the output voltage with respect to the output current is significantly improved. The larger the inductance L is, the greater the effect of reducing this voltage fluctuation rate is. If you look at it quantitatively, it is (+30%) better than the conventional technology.
The sudden rise in voltage at low current as described above is the first aspect of the present invention.
In the case of , we were able to suppress it to -15% and +9%.

このような効果を実現できたのは、第７図イのような特
性が第６図に示すインダクタンス索子１１だ（プでなく
容量索子１２により一次側のスイッチング電圧波形が第
８図の（ａ　）から（ｂ）のように整形されたためであ
る。丁度、低電流時のＶＯの電圧増加分をインダクタン
ス素子のインダクタンス増加分と容量素子で打消してい
ることになるからで゛ある。容量索子１２．１２”の存
在は主１〜ランスのリーケイジインダクタンスを減少さ
せる効果があり、スイッチング［・ランジスタ２のＯＦ
Ｆ時の電圧のはねかえりを抑えることとして理解される
。This effect was achieved by the inductance cable 11 shown in Fig. 6, which has the characteristics shown in Fig. 7A. This is because the shapes are shaped as shown in (a) to (b).This is because the increase in voltage of VO during low current is canceled out by the increase in inductance of the inductance element and the capacitance element. The presence of the capacitor 12.12" has the effect of reducing the leakage inductance of main 1 to lance, and the OF of switching
This can be understood as suppressing the bounce of the voltage at F.

第９図は本発明の第２の実施例を示す回路図である。こ
れは、インダクタンス素子１１が分割され１１．１１ａ
の２個として二次巻線１ｂの両端に直列に接続されると
同時にインダクタンス素子の両端に容量素子１２．１２
８を並列に接続した場合である。同じようにもう１つの
回路のインダクタンス素子１１−も１１−と１１−ａの
２個に分割されている。本実施例の効果は第５図とぽと
んど同じであった。FIG. 9 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention. This is because the inductance element 11 is divided into 11.11a
The two capacitive elements 12 and 12 are connected in series to both ends of the secondary winding 1b, and at the same time, the capacitive elements 12 and 12 are connected to both ends of the inductance element.
This is the case when 8 are connected in parallel. Similarly, the inductance element 11- of the other circuit is also divided into two parts, 11- and 11-a. The effect of this example was almost the same as that of FIG.

第１０図の上部の方は本発明の第３の実施例を示す回路
図である。これは第５図の回路にさらに抵抗素子１３が
前記容量素子１２ど直列に接続されるとどもに、これら
が全体としてインダクタンス素子１１に並列に接続され
Ｉζ場合である。この容量素子１３の存在により、１・
−２％のわずかではあるが変動率を改重することができ
た。The upper part of FIG. 10 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention. This is the case where the resistive element 13 is further connected in series with the capacitive element 12 in the circuit of FIG. 5, and these are all connected in parallel to the inductance element 11 Iζ. Due to the existence of this capacitive element 13, 1.
Although it was a small amount of -2%, we were able to adjust the volatility rate.

第１０図の下部の方は本発明の第４の実施例を示す回路
図である。これは第５図の回路の容量素子１２およびイ
ンダクタンス素子１１ど並列に抵抗素子１５を接続した
場合である。この抵抗素子１５の存在により０．５・〜
１％の変動率の改善を行なうことができた。The lower part of FIG. 10 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention. This is the case where the resistance element 15 is connected in parallel with the capacitance element 12 and the inductance element 11 of the circuit shown in FIG. Due to the presence of this resistance element 15, 0.5.
We were able to improve the fluctuation rate by 1%.

前記抵抗素子１３．１５は高周波成分のエネルギーを熱
として吸収し、スイッチング波形を整形する効果がある 第５図、第９図、第１０図は主スイツチング・トランジ
スタを−６のみ用いた場合であるが、第１２図のように
自励式プツシコブル等のトランジスタ２ａ、２ｂの２５
の場合でも本発明の方式は実現できる。すなわち、二次
巻線１ｂ、の両端と両波整流回路の間にインダクタンス
素子１１，１１ａの２個がぞれぞれ接続されるとともに
、２個の容量素子１２．１２８が前記２つのインダクタ
ンス素子１１，１１ａにイれぞれ並列に接続されている
。同じようにもう一対の二次巻線ｌｂ′においでも２個
の容量素子１２−．１２−ａが２個のインダクタンス素
子１１′、１１−ａがイれぞれ並列に接続される。これ
らの場合も第５図と同じような効果を実現できた。また
、二次巻線の中点と整流回路どの間に別にインダクタン
ス素子１１”、１１″ａを接続することも可能である。The resistive elements 13 and 15 absorb the energy of high frequency components as heat and have the effect of shaping the switching waveform. Figures 5, 9, and 10 show the case where only -6 main switching transistors are used. However, as shown in FIG.
The method of the present invention can be implemented even in the case of That is, two inductance elements 11 and 11a are respectively connected between both ends of the secondary winding 1b and the double-wave rectifier circuit, and two capacitance elements 12 and 128 are connected between the two inductance elements. 11 and 11a, respectively, are connected in parallel. Similarly, in the other pair of secondary windings lb', two capacitive elements 12-. Two inductance elements 11' and 11-a are connected in parallel to each other. In these cases as well, effects similar to those shown in FIG. 5 could be achieved. It is also possible to separately connect inductance elements 11'', 11''a between the middle point of the secondary winding and the rectifier circuit.

さらに第１１図では一次側はプッシュプルの２石方式で
あったが、その他ハーフブリッジ方式、フルブリッジ方
式等の釜石方式でも状況は同じであり本発明の効果を実
現できる。Further, in FIG. 11, the primary side is a push-pull two-stone system, but the situation is the same with other Kamaishi systems such as a half-bridge system and a full-bridge system, and the effects of the present invention can be achieved.

また、本実施例群おいては２出力のみについて）ホべた
がそれ以上の多出力の自励式スイッチングレギコレータ
においても本発明の効果は明らかである。さらに、本発
明の方式と他の従来技術どの組合わせ、例えばシリーズ
レギュレータやチョッパーもしくは磁気増幅器方式と併
用しても効果は同じである。In addition, the effects of the present invention are obvious even in self-excited switching regulators with more than two outputs (in this embodiment group, only two outputs). Further, the effect is the same even if the system of the present invention is combined with any other conventional technology, such as a series regulator, chopper, or magnetic amplifier system.

以上実施例を用いて詳細に説明したように、本発明の回
路方式を用いれば一次二次間の高耐圧を維持しつつ、よ
り安定な定電圧特性を有する磁束制御方式の自動式多出
力スイッチング・レギュレータを実現できる。As explained in detail using the embodiments above, if the circuit system of the present invention is used, automatic multi-output switching using a magnetic flux control method that has more stable constant voltage characteristics while maintaining a high withstand voltage between the primary and secondary components can be achieved.・Regulator can be realized.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図、第３図は従来技術の回路図、第２図。 第４図は従来技術のスイッチング・レギュレータの特性
図、第５図、第９図、第１０図、第１１図は本発明の実
施例のそれぞれの回路図、第６図は本発明に用いられた
インダクタンス素子の特性図、第７図は本発明の効果を
表わすスイッチング・レギュレータの特性図、第８図は
本発明の効果を表わす主［〜ランジスタの波形図である
。 １：主１−ランス　２：主スイツチング・トランジスタ
　９：整流回路　１１：インダクタンス素子１１− １２：容量素子　１３．１５：抵抗素子１Ｃ：帰還巻線
および制御巻線 −１３−−３６０− １２− ３ ■」 ３６１− １ オフ凶 オ　ワ　囚 Ｚ オ　７０　力 オ　１１　　呂 手続ネ…正書 昭和５８年６　月１６　日 事イ！１の 昭和５８年　特許願　第１２２２４１号ｆｉ　ｎｌ’Ｔ
小名称　自励式多出力 スイッチング・レギコレータ する者 件との関係　　特許出願人 所　東京都千代田区丸ノ内二丁目１番２号称　（５０８
）日立金属株式会社 電話　東京０３−２８４−４６４２ 細書の「発明の詳細な説明」の欄。 内容 細書第１０頁第７行の「容量素子」を 抵抗素子」に訂正する。 以上1 and 3 are circuit diagrams of the prior art, and FIG. 2 is a circuit diagram of the prior art. FIG. 4 is a characteristic diagram of a conventional switching regulator, FIGS. 5, 9, 10, and 11 are circuit diagrams of embodiments of the present invention, and FIG. 6 is a characteristic diagram of a switching regulator used in the present invention. FIG. 7 is a characteristic diagram of a switching regulator showing the effects of the present invention, and FIG. 8 is a waveform diagram of a main transistor showing the effects of the present invention. 1: Main 1-lance 2: Main switching transistor 9: Rectifier circuit 11: Inductance element 11- 12: Capacitance element 13.15: Resistance element 1C: Feedback winding and control winding -13--360- 12-3 ■'' 361- 1 Okuo Owa Prisoner Z O 70 Power O 11 Ro procedure ne...Seisho June 16, 1981 Nikji I! 1 of 1982 Patent Application No. 122241 fi nl'T
Minor name Relationship with the person engaged in the self-excited multi-output switching/regicolator Patent applicant office 2-1-2 Marunouchi, Chiyoda-ku, Tokyo (508)
) Hitachi Metals Co., Ltd. Telephone: Tokyo 03-284-4642 "Detailed Description of the Invention" section of the specification. "Capacitive element" on page 10, line 7 of the contents specification is corrected to "resistive element."that's all

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １、ｉ〜ランスの一次巻線に直列に接続されたスイッチ
ング素子、前記ｉ・ランスに別Ｆに巻かれた帰還巻線に
より前記スイッチング素子を周期的に断続させ前記１〜
ランスの複数対の二次巻線に電力を変換し、整流回路を
介して複数の直流電力として取り出す自励式多出力スイ
ッチング・レギュレータにｄ３いて、前記二次巻線の少
くとも一つの二次巻線の少くとも一つの端子と整流回路
との間に１．０Ａ丁以上の直流起磁力で高周波のインダ
クタンスが直流電流に対して単調な減衰特性を有するイ
ンダクタンス素子を直列に接続するとどもに前記インダ
クタンス素子の両端に並列に容量端子を接続したことを
特徴とする自動式多出力スイッチング・レギュレータ。 ２、特許請求の範囲第１項に記載された自励式多出力ス
イッチング・レギュレータにおいて、前記容量素子と直
列ないし並列に抵抗素子を接続したことを特徴とする自
励式多出力スイッチング・レギュレータ。[Claims] 1. A switching element connected in series to the primary winding of the i-lance, and a feedback winding wound separately F around the i-lance to periodically turn on and off the switching element. ~
d3 is a self-excited multi-output switching regulator that converts power to a plurality of pairs of secondary windings of the lance and extracts it as a plurality of DC power via a rectifier circuit, and at least one of the secondary windings of the secondary winding When an inductance element is connected in series between at least one terminal of the wire and the rectifier circuit and has a direct current magnetomotive force of 1.0 A or more and a high frequency inductance has a monotonous attenuation characteristic with respect to direct current, the inductance An automatic multi-output switching regulator characterized by connecting capacitive terminals in parallel to both ends of the element. 2. The self-excited multi-output switching regulator according to claim 1, characterized in that a resistive element is connected in series or parallel to the capacitive element.