JPS59139861A - Multioutput switching regulator - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To enhance the constant voltage accuracy by connecting an inductance element having an inductance of simply attenuating characteristic to a DC current between the secondary winding of a transformer and a rectifier. CONSTITUTION:A switching element is connected in series with the primary winding 1a of a transformer 1. The element is controlled ON or OFF by a control circuit 3 which receives the output of a control winding 1c of the transformer 1. Inductance elements 11, 11' are connected between the secondary windings 1b, 1b' of the transformer 1 and rectifiers 9, 9'. The elements 11, 11' has simply attenuating characteristic to the DC current in the inductance of high frequency by the DC magnetomotive force higher than 1.0AT.

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、多出力スイッチング・レギュレータの定電圧
制御方式の一つとしての磁束制御方式の特性改良に関す
るものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to improving the characteristics of a magnetic flux control method as one of constant voltage control methods for a multi-output switching regulator.

多出力スイッチング・レギュレータには欅々の定電圧方
式があるが、ぞの中でも第１図に示すように１つの出力
電圧ｖＯのみを一定にするために主スィッチング・［・
ランジスタ２のＯＮ時間のパルス巾を制御（ＰＷＭ）を
行ない、他の出力は直接制御しないいわゆるクロスレギ
ユレーションというのが一般的である。There are various constant voltage methods for multi-output switching regulators, but as shown in Figure 1, the main switching regulator is used to keep only one output voltage vO constant.
It is common to use so-called cross regulation, in which the pulse width of the ON time of the transistor 2 is controlled (PWM), and other outputs are not directly controlled.

第１図において、Ｅｏ＋は入力の直流電圧であり、普通
は制御されていない。１は主１−ランスであり、１ａ　
、ｌｂ、ｌｂ　′はそれぞれ主［・ランス１の１次と２
つの２次の巻線を表わす。９，９−は整流平滑回路の全
体を示している。この中で５゜６は整流素子、７はチョ
ークコイル、８はコンデンサーである。３は出力電圧Ｖ
Ｏの変動に応じて主スィッチのパルス巾を制御する回路
であり、４は出力電圧ＶＯを検出し１次側にフィードバ
ックする際に生ずる１次、２次の電気的絶縁をはかるた
めの絶縁トランスもしくは光結合素子を含む回路である
。この方式は制御回路がＩＣ化されているため、比較的
低価格でありかつ設計が簡便であるが、スイッチング・
レギュレータの保護（幾能段計、安全性設泪を加味した
場合、１次、２次の絶縁耐力を余り高くとれず、このこ
とが特に高耐圧の仕様に適合したスイッチング・レギュ
レータを実現しようとする時には常に問題となる。また
、もう１つの問題としてＶＯの出力は第２図口に示すよ
うにＰＷＭ制御によりよく定電圧制御が行なわれている
が、他の出力電圧ＶＯ−は第２図のイのように、いわゆ
るクロスレギコレーション誤差と呼ばれる分だけ大幅に
変動する点があげられる。In FIG. 1, Eo+ is the input DC voltage, which is normally uncontrolled. 1 is the main 1-lance, 1a
, lb, lb' are the primary and secondary of the main [・lance 1], respectively.
represents two secondary windings. 9, 9- shows the entire rectifying and smoothing circuit. Among these, 5°6 is a rectifier, 7 is a choke coil, and 8 is a capacitor. 3 is the output voltage V
This is a circuit that controls the pulse width of the main switch according to fluctuations in O, and 4 is an isolation transformer for electrically insulating the primary and secondary voltages that occur when detecting the output voltage VO and feeding it back to the primary side. Or it is a circuit including an optical coupling element. In this method, the control circuit is integrated into an IC, so it is relatively inexpensive and easy to design, but the switching
Protection of the regulator (when factoring in the number of steps and safety considerations, the dielectric strength of the primary and secondary components cannot be very high. This makes it especially difficult to create a switching regulator that meets high voltage specifications. Another problem is that the output of VO is often controlled at a constant voltage by PWM control as shown in Figure 2, but other output voltages VO- As shown in (a), there is a significant fluctuation due to the so-called cross-legicolation error.

これらの問題を避（ブるために第３図に示すＪ：うな磁
束制御方式の回路が考えられている。この方式は第１図
ど同じようにＰＷＭ制御を行なうのであるが、出力電圧
ｖＯではなく、主トランス１の磁束変化量を一定しこす
るように考えられている。実際には、第３図において、
制御巻線１Ｃに接続された整流回路１０の出力電圧が一
定になるように制御される。ＲＬ、ＲＬ−は負荷抵抗で
ある。In order to avoid these problems, a circuit with magnetic flux control method shown in Fig. 3 has been considered.This method performs PWM control in the same way as in Fig. 1, but the output voltage vO Rather, it is designed to keep the amount of change in magnetic flux in the main transformer 1 constant.Actually, in Fig. 3,
The output voltage of the rectifier circuit 10 connected to the control winding 1C is controlled to be constant. RL and RL- are load resistances.

このようにすると明らかなように２つの二次巻線ｌｂ、
１ｂ−は電気的には全く等価となり定電圧制御の程度は
全く同じとなり第２図口、ローのように極端な誤差が現
われなくイすることか予想される。しかし、この方式の
定電圧制御の程度は第４図に示すように余り好ましいも
のではない。図中口は第１図の回路ＶＯの２図中イは第
１図のＶＯ−回路の出力直流電流１ｏ、Ｉｏ−ど出力直
流電圧ｖｏ　、　ｖｏ　”との関係をイれぞれ比較のた
め示している。図中口とローは第３図の回路のＶｏ。In this way, it is clear that the two secondary windings lb,
1b- are completely equivalent electrically, and the degree of constant voltage control is exactly the same, so it is expected that extreme errors as shown in Figure 2 and Low will not appear. However, the degree of constant voltage control of this method is not very desirable, as shown in FIG. The opening in the figure is the circuit VO in Figure 1, and the figure A in Figure 2 is for comparing the relationship between the output DC current 1o and the output DC voltage vo, vo'' of the VO circuit in Figure 1. The opening and row in the figure are Vo of the circuit in Figure 3.

ｖＯ−の出力電流Ｉｏに対する変化を見たものである。The figure shows the change in vO- with respect to the output current Io.

イに比較するとかなり小さくなっているが口とローの場
合は直流電流ＩＯか小さくなるにつれてまだ出力電圧ｖ
Ｏが急激に大きくなるという欠点がある。この傾向は、
主スィッチング・トランジスタを流れる電流波形とも関
連があり、低減することはイうたやすいことでは４Ｔい
。It is quite small compared to A, but in the case of low and low, as the DC current IO becomes smaller, the output voltage V is still
There is a drawback that O increases rapidly. This trend is
It is also related to the current waveform flowing through the main switching transistor, and it is not easy to reduce it by 4T.

しかし、第１図と第３図を比較すると明らかなＪ：うに
、第３図では主１〜ランスの１次と２次がはっきりと絶
縁されているので、この耐圧さえ考慮すれば全体の絶縁
耐力を著しく向上させることができるので、１日も早く
上記欠点の改良が叫ばれ３− でいる。However, when comparing Figures 1 and 3, it is clear that the primary and secondary parts of the main lance and lance are clearly insulated in Figure 3, so if only this breakdown voltage is considered, the overall insulation Since the yield strength can be significantly improved, improvements to the above-mentioned drawbacks are being called for as soon as possible.

本発明は上記従来技術の欠点を改良し、定電圧精度の著
しく改良された高耐圧の磁束制御方式の多出力スイッチ
ング・レギュレータを提供することを目的としている。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to improve the above-mentioned drawbacks of the prior art and provide a high voltage flux control type multi-output switching regulator with significantly improved constant voltage accuracy.

上記目的を達成するために、本発明の多出力スイッチン
グ・レギュレータは［・ランスの一次巻線に直列に接続
され、周期的に断続するスイッチング素子、前記トラン
スに別に巻かれた制御巻線。To achieve the above object, the multi-output switching regulator of the present invention includes: a switching element connected in series to the primary winding of the transformer and periodically switched on and off, and a control winding separately wound around the transformer.

前記制御巻線の出力電圧を一定にするために前記スイッ
チング素子の０Ｎ−ＯＦＦ時間を制御する制御回路、前
記トランスの複数対の二次巻線から整流回路を介して複
数直流電力をどり出す多出力スイッチング・レギュレー
タにおいて、前記二次巻線の少くとも一対の二次巻線の
少くとも一方の端子と整流回路との間に、１．０Ａ　Ｔ
以」−の直流起磁力で高周波のインダクタンスが直流電
流に対して単調な減衰特性を有するインダクタンス素子
を直列に接続したことを主たる特徴としている。A control circuit that controls the ON-OFF time of the switching element in order to keep the output voltage of the control winding constant; In the output switching regulator, a voltage of 1.0A T is connected between at least one terminal of the at least one pair of secondary windings and the rectifier circuit.
The main feature is that an inductance element having a DC magnetomotive force and a high frequency inductance having a monotonous attenuation characteristic with respect to a DC current is connected in series.

以下、本発明を実施例に基づき詳細に説明する。Hereinafter, the present invention will be explained in detail based on examples.

４− 第５図は本発明の１つの実施例を示す回路図である。一
対の二次巻線１ｂの一方の端子と整流素子９の間にイン
ダクタンス索子１１が直列に接続されている。同じくも
う一対の二次巻線１（）′の一方の端子と整流回路９−
どの間にインダクタンス素子１１′が直列に接続されて
いる。4- FIG. 5 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention. An inductance cord 11 is connected in series between one terminal of the pair of secondary windings 1b and the rectifying element 9. Similarly, one terminal of the other pair of secondary windings 1()' and the rectifier circuit 9-
An inductance element 11' is connected in series between the two.

これらのインダクタンス素子１１．１１−は第６図に示
すようなインダクタンス１−の直流電流重畳特性を有す
る。すなわち、直流電流Ｉｄｃが小さい時にはＬは非常
に大きいが、（ｃｌｃが大きくなるにつれて急激にＬが
小さくなる。一方、極端に直流電流１ｄｃが小さい領域
では、コアの材料、形状にＪ：って第６図ホのように凸
状の特性を有するものもあるが、本発明においてこの差
は問題ではない。本発明で用いられるインダクタンス素
子１１゜１１−とじては第６図のように起磁力１．ＯＡ
　Ｔ以上でインダクタンス］−が単調に減少する特性が
重要である。ここでＡＴ（アンペア・ターン）どいつの
は直流電流Ｉｄｃとコアの巻数Ｎの積である。These inductance elements 11, 11- have a direct current superimposition characteristic of inductance 1- as shown in FIG. That is, when the DC current Idc is small, L is very large, but as the DC current (clc) increases, L rapidly decreases.On the other hand, in the region where the DC current 1dc is extremely small, the material and shape of the core Although some elements have convex characteristics as shown in Fig. 6 (e), this difference is not a problem in the present invention. 1.OA
The important characteristic is that the inductance]- decreases monotonically above T. Here, AT (ampere-turn) is the product of the direct current Idc and the number of turns N of the core.

Ｎが決まればｌｄｃに比例する量である。Once N is determined, it is a quantity proportional to ldc.

第６図の小、への特性を有する２秤類のインダクタンス
素子を本発明の第５図Ｖｏの回路に適用した。第７図が
この場合の出力特性を示す。図中１１口は従来技術の特
性、１〜は第６図のインダクタンス素子を用いた場合の
特性、ハは第５図ホのインダクタンス素子を用いた場合
の特性をそれぞれ示している。この図から明らかなよう
に、従来技術４１口に比較して本発明の［・、ハは出力
電流に対する出力電圧の変動率が著しく改良されている
。インダクタンスＬの大きいホの方がこの電圧変動率を
低減する効果が大ぎい。定損的に見れば、従来技術にお
（プる＋３０％以上の低電流時の電圧の急激な立」−り
が本発明のト、への場合には＋１５％。A two-scale inductance element having the characteristics shown in FIG. 6 was applied to the circuit shown in FIG. 5 Vo of the present invention. FIG. 7 shows the output characteristics in this case. In the figure, 11 shows the characteristics of the prior art, 1 to 6 show the characteristics when the inductance element shown in FIG. 6 is used, and C shows the characteristics when the inductance element shown in FIG. 5 E is used. As is clear from this figure, the variation rate of the output voltage with respect to the output current is significantly improved in the present invention compared to the conventional technique 41. E, which has a larger inductance L, has a greater effect of reducing this voltage fluctuation rate. In terms of constant loss, in the case of a sudden rise in voltage at a low current of 30% or more in the prior art, in the case of the present invention, it is +15%.

＋９％まで抑えることができた。We were able to suppress it to +9%.

このような効果を実現できたのは、第７図イのような特
性が第６図に示すインダクタンス素子の特性で補正され
たためである。丁度、低電流時のＶＯの電圧増加分をイ
ンダクタンス素子のインダクタンス増加分で打消してい
ることになるからである。This effect was achieved because the characteristics shown in FIG. 7A were corrected by the characteristics of the inductance element shown in FIG. 6. This is because the increase in the voltage of VO during low current is canceled out by the increase in inductance of the inductance element.

第８図は本発明の第２の実施例を示す回路図である。こ
れは、インダクタンス素子１１が分割され１１，１１８
の２個として二次巻線１ｂの両端に直列に接続された場
合である。同じようにもう１つの回路のインダクタンス
素子１１−も１１′と１１′″ａの２個に分割されてい
る。本実施例の効果は第５図とほとんど同じであった。FIG. 8 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention. This is because the inductance element 11 is divided into 11,118
This is a case where two of them are connected in series to both ends of the secondary winding 1b. Similarly, the inductance element 11- of the other circuit is divided into two parts, 11' and 11''a.The effect of this embodiment is almost the same as that of FIG. 5.

第５図、第８図は〕Ａワードコンバータのオン−オン方
式の場合であるが容易に類推できるにうにフライバック
方式においても効果は仝（同じように実現できた。また
、これらは主スィッチング・トランジスタを−６のみ用
いた場合であるが、第１１図のようにプッシュプル等の
トランジスタ２ａ、２ｂの２石の場合でも本発明の方式
は実現できる。すなわち、二次巻線１ｂの両端と両波整
流回路の間にインダクタンス素子１１．１１８の２個が
それぞれ接続される。同じようにもう一対の二次巻線１
ｂ−においても２個のインダクタンス素子１１′、１１
−ａがそれぞれ接続される。Figures 5 and 8 show the case of the on-on method of the A word converter, but as can be easily inferred, the effect is not the same in the flyback method (the same effect could be achieved).・Although this is a case where only -6 transistors are used, the method of the present invention can be realized even when two transistors such as push-pull transistors 2a and 2b are used as shown in FIG. Two inductance elements 11 and 118 are connected between the two-wave rectifier circuit and the two-wave rectifier circuit.Similarly, another pair of secondary windings 1
Also in b-, two inductance elements 11', 11
-a are connected respectively.

これらの場合も第５図と同じような効果を実現で一／、
− ぎた。また、二次巻線の中点と整流回路どの間に別にイ
ンダクタンス素子１１″、１１″ａを接続することも可
能である。さらに第１１図では一次側はプツシコブルの
２石方式であったが、ぞの他ハーフブリッジ方式、フル
ブリッジ方式等の釜石方式でも状況は同じであり本発明
の効果を実現できる。In these cases, the same effect as in Figure 5 can be achieved.
- Gita. It is also possible to separately connect inductance elements 11'', 11''a between the middle point of the secondary winding and the rectifier circuit. Further, in FIG. 11, the primary side is a two-stone system using a Pushcobble system, but the situation is the same with other Kamaishi systems such as a half-bridge system and a full-bridge system, and the effects of the present invention can be realized.

また、本実施例群おいては２出力のみについて述べたが
それ以上の多出力のスイッチングレギュレータにおいて
も本発明の効果は明らかである。Furthermore, although only two outputs have been described in this embodiment group, the effects of the present invention are obvious even in switching regulators with more than two outputs.

さらに、本発明の方式と他の従来技術との組合わせ、例
えばシリーズレギュレータやチョッパーもしくは磁気増
幅器方式と併用しても効果は同じである。Furthermore, the same effect can be obtained even if the system of the present invention is combined with other conventional techniques, such as a series regulator, chopper, or magnetic amplifier system.

以上実施例を用いて詳細に説明したように、本発明の回
路方式を用いれば一次二次間の高耐圧を維持しつつ、よ
り安定な定電圧特性を有する磁束制御方式の多出力スイ
ッチング・レギュレータを実現できる。As explained in detail using the embodiments above, if the circuit system of the present invention is used, a magnetic flux control type multi-output switching regulator that maintains a high withstand voltage between the primary and secondary components and has more stable constant voltage characteristics. can be realized.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

８− 第１図、第３図は従来技術の回路図、第２図。 第４図は従来技術のスイッチング・レギュレータの特性
図、第５図、第８図、第９図は本発明の実施例のイれぞ
れの回路図、第６図は本発明に用いられたインダクタン
ス素子の特性図、第７図は本発明の効果を表わすスイッ
チング・レギュレータの特性図である。8- FIGS. 1 and 3 are circuit diagrams of the prior art, and FIG. FIG. 4 is a characteristic diagram of a conventional switching regulator, FIGS. 5, 8, and 9 are circuit diagrams of embodiments of the present invention, and FIG. 6 is a characteristic diagram of a switching regulator used in the present invention. FIG. 7 is a characteristic diagram of an inductance element and a characteristic diagram of a switching regulator showing the effects of the present invention.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １、トランスの一次巻線に直列に接続され、周期的に断
続するスイッチング素子、前記トランスに別に巻かれた
制御巻線、前記制御巻線の出力電圧を一定にするために
前記スイッチング素子の０Ｎ−ＯＦＦ時間を制御する制
御回路、前記Ｉ・ランスの複数対の二次巻線から整流回
路を介して複数の直流電力をとり出す多出力スイッチン
グ・レギュレータにおいて、前記二次巻線の少くとも一
対の二次巻線の少くとも一方の端子と整流回路との間に
、１．０Ａ　Ｔ以上の直流起磁力で高周波のインダクタ
ンスが直流電流に対して単調な減衰特性を有するインダ
クタンス素子を直列に接続したことを特徴とする多出力
スイッチング・レギュレータ。1. A switching element connected in series to the primary winding of the transformer and periodically intermittent; a control winding separately wound around the transformer; 0N of the switching element in order to keep the output voltage of the control winding constant; - A control circuit that controls the OFF time, and a multi-output switching regulator that extracts a plurality of DC powers from the plurality of pairs of secondary windings of the I-lance via a rectifier circuit, wherein at least one pair of the secondary windings An inductance element having a direct current magnetomotive force of 1.0 A T or more and a high frequency inductance having a monotonous attenuation characteristic with respect to direct current is connected in series between at least one terminal of the secondary winding of and the rectifier circuit. A multi-output switching regulator featuring the following features.