JPS59139862A - Multioutput switching regulator - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To enhance the constant voltage accuracy by connecting an inductance element having an inductance of simple attenuating characteristic to a DC current and a capacitance element between the secondary winding of a transformer and a rectifier. CONSTITUTION:A switching element is connected in series with the primary winding 1a of a transformer 1, and is controlled ON or OFF by a control circuit 3 which receives the output of a control winding 1c. A parallel circuit of inductance elements 11, 11' and capacitance elements 12, 12' are connected between the secondary windings 1b, 1b' of the transformer 1 and rectifiers 9, 9'. The elements 11, 11' has simple attenuating characteristic to the DC current in the inductance of high frequency by the DC magnetomotive force higher than 1.0AT.

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、多出力スイッチング・レギュレ−タの定電圧
制御方式の一つとしての磁束制御方式の特性改良に関覆
るものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to improving the characteristics of a magnetic flux control method as one of constant voltage control methods for a multi-output switching regulator.

多１１１ノ〕スイッチング・レギュレータには種々の定
電圧方式があるが、その中でも第１図に示すように１つ
の出力電圧ＶＯのみを一定にするために主スイツチング
・トランジスタ２のＯＮ時間のパルス巾を制御（ＰＷＭ
）を行ない、他の出力は直接制御しないいわゆるクロス
レギコレーションというのが一般的である。[Multiple 111] There are various constant voltage systems for switching regulators, but among them, as shown in Figure 1, in order to keep only one output voltage VO constant, the pulse width of the ON time of the main switching transistor 2 is control (PWM
), and other outputs are not directly controlled, which is what is called cross regulation.

第１図において、ＥＯ，は入力の直流電圧であり、酋通
は制御されていない。１は主［・ランスであり、１ａ、
１ｂ、１ｂ−はイれぞれ主トランス１の１次ど２つの２
次の巻線を表わす。９，９−は整流平滑回路の全体を示
している。この中で５゜６は整流素子、７はチョークコ
イル、８はコンデンサーである。３は出力電圧ＶＯの変
動に応じて主スィッチのパルス巾を制御する回路であり
、４は出力電圧ｖＯを検出し１次側にフィードバックす
る際に生ずる１次、２次の電気的絶縁をはかるための絶
縁［・ランスもしくは光結合素子を含む回路である。こ
の方式は制御回路がＩＣ化されているため、比較的低価
格でありかつ設ｈ１が簡便であるが、スイッチング・レ
ギュレータの保護機能設計、安全性設計を加味した場合
、１次、２次の絶縁耐力を余り高くとれず、このことが
特に高耐圧の仕様に適合したスイッチング・レギユレー
タを実現しようとする時には常に問題となる。また、も
う１つの問題としてＶＯの出力は第２間口に示すように
ＰＷＭ制郁によりよく定電圧制御が行なわれでいるが、
他の出力電圧ＶＯ−は第２図のイのように、いわゆるク
ロスレギコレーション誤差と呼ばれる分だけ大幅に変動
する点があげられる。In FIG. 1, EO is the input DC voltage, and the voltage is not controlled. 1 is the Lord [・Lance, 1a,
1b and 1b- are the primary and secondary 2 of the main transformer 1, respectively.
Represents the next winding. 9, 9- shows the entire rectifying and smoothing circuit. Among these, 5°6 is a rectifier, 7 is a choke coil, and 8 is a capacitor. 3 is a circuit that controls the pulse width of the main switch according to fluctuations in the output voltage VO, and 4 is a circuit that electrically isolates the primary and secondary circuits that occur when detecting the output voltage VO and feeding it back to the primary side. It is a circuit that includes an insulating lance or an optical coupling element. In this method, the control circuit is integrated into an IC, so it is relatively low cost and easy to install, but when considering the protection function design and safety design of the switching regulator, the primary and secondary The dielectric strength cannot be obtained very high, which always poses a problem especially when trying to realize a switching regulator that meets high voltage specifications. Another problem is that the output of VO is well controlled at constant voltage by PWM control, as shown in the second window.
The other output voltage VO-, as shown in FIG. 2A, fluctuates significantly by a so-called cross-legicolation error.

これらの問題を避（プるために第３図に示すような磁束
制御方式の回路が考えられている。この方式は第１図と
同じようにＰＷＭ制御を行なうのであるが、出力電圧■
０ではなく、千１−ランス１の磁束変化量を一定にする
ように考えられている。実際には、第３図にａ５いて、
制御巻線１Ｇに接続された整流回路１０の出力電圧か一
定になるＪ、うに制御される。ＲＬ、ＲＬ−は９荷抵抗
である。In order to avoid these problems, a magnetic flux control type circuit as shown in Figure 3 has been considered.This type performs PWM control in the same way as in Figure 1, but the output voltage
The idea is to keep the amount of change in magnetic flux constant, not 0, but 1,000 - lance 1. Actually, it is a5 in Figure 3,
The output voltage of the rectifier circuit 10 connected to the control winding 1G is controlled to be constant. RL and RL- are 9 load resistances.

このようにすると明らかなように２つの二次巻線ｌｂ、
１１）−は電気的には全く等価となり定電圧制御の程度
は全く同じとなり第２図口、ローのように極端な誤差が
現われなくなることが予想される。しかし、この方式の
定電圧制御の程度は第４図に示すように余り好ましいも
のではない。図＋ｌ］二は第１図の回路ＶＯの１図中イ
は第１図のＶＯ′回路の出力直流電流１ｏ、ｆｏ−と出
力直流電圧ＶＯ、ＶＯ−との関係を−てれぞ゛れ比較の
ため示している。図中口とローは第３図の回路のＶＯ。In this way, it is clear that the two secondary windings lb,
11) - will be electrically equivalent and the degree of constant voltage control will be exactly the same, so it is expected that extreme errors such as those shown in Figure 2, Figure 2, will no longer appear. However, the degree of constant voltage control of this method is not very desirable, as shown in FIG. Figure 1] Figure 2 shows the relationship between the output DC currents 1o and fo- of the circuit VO in Figure 1 and the output DC voltages VO and VO- of the VO' circuit in Figure 1. Shown for comparison. The opening and row in the figure are the VO of the circuit in Figure 3.

■０−の出力電流ＩＯに対する変化を見たものである。(2) Changes in the output current IO of 0- are observed.

イに比較するとかなり小ざくなっているが口とローの場
合は直流電流ＩＯが小さくなるにつれてまだ出力電圧ｖ
Ｏが急激に大きくなるという欠点がある。この傾向は、
主スイツチング・］・ランジスタを流れる電流波形とも
関連があり、低減−３＝ することはそうたやすいことではない。Although it is quite small compared to A, in the case of low and low, as the DC current IO becomes smaller, the output voltage V is still
There is a drawback that O increases rapidly. This trend is
It is also related to the current waveform flowing through the main switching transistor, so it is not easy to reduce it by -3.

しかし、第１図と第３図を比較すると明らかなように、
第３図では主トランスの１次と２次がはっきりと絶縁さ
れているので、この耐圧さえ考慮すれば全体の絶縁耐力
を著しく向上させることができるので、１日も早く上記
欠点の改良が叫ばれている。However, as is clear from comparing Figures 1 and 3,
In Figure 3, the primary and secondary of the main transformer are clearly insulated, so if this withstand voltage is taken into account, the overall dielectric strength can be significantly improved, so improvements to the above drawbacks are urgently needed. It's been revealed.

本発明は上記従来技術の欠点を改良し、定電圧精度の著
しく改良された高耐圧の磁束制御方式の多出力スイッチ
ング・レギュレータを提供することを目的としている。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to improve the above-mentioned drawbacks of the prior art and provide a high voltage flux control type multi-output switching regulator with significantly improved constant voltage accuracy.

上記目的を達成するために、本発明の多出力スイッチン
グ・レギュレータは［・ランスの一次巻線に直列に接続
され、周期的に断続するスイッチング素子、前記［・ラ
ンスに別に巻かれた制御巻線。In order to achieve the above object, the multi-output switching regulator of the present invention includes a switching element connected in series to the primary winding of the lance and periodically intermittent, and a control winding separately wound around the lance. .

前記制御巻線の出力電圧を一定にするために前記スイッ
チング素子の０Ｎ−ＯＦＦ時間を制御する制御回路、前
記ｉ−ランスの複数対の二次巻線から整流回路を介して
複数直流電力をとり出す多出力スイッチング・レギュレ
ータにおいて、前記二次４− 巻線の少くとも一対の二次巻線の少くとも一方の端子と
整流回路との間に、１．ＯＡ　Ｔ以−Ｌの直流起磁力で
高周波のインダクタンスが直流電流に対して単調な減衰
特性を有するインダクタンス素子を直列に接続したこと
を特徴ととするとともに、前記インダクタンス素子の両
端に並列に容量素子を接続したことを主たる特徴として
いる。また、前記容量素子と直列ないし並列に抵抗素子
を接続したことを特徴としている。A control circuit that controls the ON-OFF time of the switching element in order to keep the output voltage of the control winding constant; and a control circuit that takes multiple DC powers from the multiple pairs of secondary windings of the i-lance via a rectifier circuit. In the multi-output switching regulator which produces, 1. An inductance element having a DC magnetomotive force of OA T or more and a high frequency inductance having a monotonous attenuation characteristic with respect to DC current is connected in series, and a capacitance element is connected in parallel to both ends of the inductance element. Its main feature is that it connects. Further, the present invention is characterized in that a resistive element is connected in series or in parallel with the capacitive element.

以下、本発明を実施例に基づき詳細に説明する。Hereinafter, the present invention will be explained in detail based on examples.

第５図は本発明の１つの実施例を示す回路図である。一
対の二次巻線１ｂの一方の端子と整流素子９の間にイン
ダクタンス素子１１が直列に接続されるとともに、容量
素子１２がインダクタンス素子１１の両端に並列に接続
されている。同じくもう一対の二次巻線１ｂ−の一方の
端子と整流回路９′との間にインダクタンス素子１１′
が直列に接続されるとともに、容量素子１２がインダク
タンス素子１１′の両端に並列に接続されている。FIG. 5 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention. An inductance element 11 is connected in series between one terminal of the pair of secondary windings 1b and the rectifying element 9, and a capacitance element 12 is connected in parallel to both ends of the inductance element 11. Similarly, an inductance element 11' is connected between one terminal of another pair of secondary windings 1b- and the rectifier circuit 9'.
are connected in series, and the capacitive element 12 is connected in parallel to both ends of the inductance element 11'.

これらのインダクタンス素子１１１１−は第６図に示す
ようなインダクタンス１−の直流電流重畳特性を有する
。すなわち、直流電流１ｄｃが小さい時にはＬは非常に
大ぎいが、ｌｄｃが大ぎくなるにつれて急激にＬが小さ
くなる。一方、極端に直流電流Ｊｄｃが小さい領域では
、コアの拐料、形状によって第６図ホのように凸状の特
性を有するものもあるが、本発明においてこの差は問題
ではない。本発明で用いられるインダクタンス素子１１
゜１１′どしては第６図のように起磁力１．０ＡＴ以上
でインダクタンスＬが単調に減少する特性が重要である
。ここでＡＴ（アンペア・ターン）というのは直流電流
■ｄＣとコアの巻数Ｎの積である。These inductance elements 1111- have a direct current superimposition characteristic of inductance 1- as shown in FIG. That is, when the direct current 1dc is small, L is very large, but as the ldc becomes large, L rapidly becomes small. On the other hand, in a region where the direct current Jdc is extremely small, some cores may have convex characteristics as shown in FIG. 6(e) depending on the material and shape of the core, but this difference is not a problem in the present invention. Inductance element 11 used in the present invention
11', it is important to have the characteristic that the inductance L monotonically decreases when the magnetomotive force exceeds 1.0 AT, as shown in FIG. Here, AT (ampere-turn) is the product of the direct current dC and the number of turns N in the core.

Ｎが決まれば）ｄｃに比例する聞である。Once N is determined, it is proportional to dc.

第６図のホ、への特性を有する２種類のインダクタンス
素子を本発明の第５図ＶＯの回路に適用した。第５図に
おいて容量素子１２．１２−がインダクタンス素子１１
．１１−の両端に接続されている。第６図がこの場合の
出力特性を示す。図中４９口は従来技術の特性、１〜は
第６図のインダクタンス素子を用いた場合の特性、ハは
第５図ホのインダクタンス素子を用いた場合の特性をそ
れぞれ示している。この図から明らかなように、従来技
術４１口に比較してインダクタンス素子１１と容量素子
１２を接続した本発明の１・、ハは出力電流に対する出
力電圧の変動率が著しく改良されている。インダクタン
スＬの大きいボの方がこの電圧変動率を低減する効果が
大ぎい。定量的に見れば、従来技術における＋３０％以
上の低電流時の電圧の急激な立上りが本発明の１〜．へ
の場合には＋１５％、＋９％まで抑えることができた。Two types of inductance elements having characteristics E and E in FIG. 6 were applied to the circuit shown in FIG. 5 VO of the present invention. In Fig. 5, the capacitive element 12, 12- is the inductance element 11
．． It is connected to both ends of 11-. FIG. 6 shows the output characteristics in this case. In the figure, numeral 49 shows the characteristics of the prior art, 1 to 6 show the characteristics when the inductance element shown in FIG. 6 is used, and C shows the characteristics when the inductance element shown in FIG. 5 E is used. As is clear from this figure, compared to the conventional technology 41, the variation rate of the output voltage with respect to the output current is significantly improved in 1. and 2.C of the present invention in which the inductance element 11 and the capacitance element 12 are connected. The larger the inductance L is, the greater the effect of reducing this voltage fluctuation rate is. Quantitatively, the rapid rise in voltage at a low current of +30% or more in the prior art is different from 1 to 1 of the present invention. In the case of , we were able to suppress it to +15% and +9%.

このような効果を実現できたのは、第７図イのような特
性が第６図に示すインダクタンス素子の特性で補正され
ただ（プでなく、容量素子１２により１次側のスイッチ
ング電圧波形が第８図の（ａ　）から（ｂ）のように整
形されたためである。丁度、低電流時のＶＯの電圧増加
分をインダクタンス素子のインダクタンス増加分と容量
素子で打消していることになるからである。容量素子１
２．１２−の存在は主１−ランスのリーケイジインダク
タンスを減少させる効果があり、スイッチング・［・ラ
７− ンジスタ２のＯＦＦ時の電圧のはねかえりを抑えること
としで理解される。This effect was achieved because the characteristics shown in Figure 7A were corrected by the characteristics of the inductance element shown in Figure 6. This is because the shapes are shaped as shown in (a) to (b) in Figure 8. This means that the increase in voltage of VO at low current is canceled out by the increase in inductance of the inductance element and the capacitance element. .Capacitive element 1
The presence of 2.12- has the effect of reducing the leakage inductance of the main lance 1, and can be understood as suppressing the voltage rebound when the switching transistor 2 is turned off.

第９図は本発明の第２の実施例を示す回路図である。こ
れは、インダクタンス素子１１が分割され１１，１１８
の２個として二次巻線１ｈの両端に直列に接続されると
同時にインダクタンス素子の両端に容量素子１２．１２
ａを並列に接続した場合である。同じようにもう１つの
回路のインダクタンス素子１１′も１１−と１１−ａの
２個に分割されている。本実施例の効果は第５図とほと
んど同じであった。FIG. 9 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention. This is because the inductance element 11 is divided into 11,118
are connected in series to both ends of the secondary winding 1h, and at the same time, capacitive elements 12 and 12 are connected to both ends of the inductance element.
This is the case when A is connected in parallel. Similarly, the inductance element 11' of the other circuit is also divided into two parts, 11- and 11-a. The effect of this example was almost the same as that shown in FIG.

第１０図の上部の方は本発明の第３の実施例を示す回路
図である。これは、第５図の回路にさらに抵抗素子１３
が前記容量素子１２ど直列に接続されるとともにこれら
が全体としてインダクタンス素子１１に並列に接続され
た場合である。The upper part of FIG. 10 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention. This adds a resistive element 13 to the circuit of FIG.
This is a case where the capacitive element 12 is connected in series with the capacitive element 12, and these are connected as a whole in parallel with the inductance element 11.

第１０図の下部の方は本発明の第４の実施例を示す回路
図である。これは、第５図の回路の容量素子１２および
インダクタンス素子１１と並列に抵抗素子１５を接続し
た場合である。この抵抗素８− 子１５の存在により０．５〜１％の変動率の改善を行な
うことができた。The lower part of FIG. 10 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention. This is the case where the resistance element 15 is connected in parallel with the capacitance element 12 and the inductance element 11 of the circuit shown in FIG. The presence of this resistor element 8-element 15 made it possible to improve the fluctuation rate by 0.5 to 1%.

前記抵抗素子１３．１５は高周波成分のエネルギーを熱
として吸収し、スイッチング波形を整形する効果がある
。The resistive elements 13 and 15 have the effect of absorbing high frequency component energy as heat and shaping the switching waveform.

第５図、第９図、第１０図はフォワードコンバータのオ
ン−オン方式の場合であるが容易に類推できるようにフ
ライバック方式においても効果は全く同じように実現で
きた。また、これらは主スイツチング・１〜ランジスタ
を−６のみ用いた場合であるが、第１１図のようにプッ
シュプル等のトランジスタ２ａ、２ｂの２石の場合でも
本発明の方式は実現できる。すなわち、二次巻線１ｂの
両端と両波整流回路の間にインダクタンス素子１１゜１
１ａの２個がそれぞれ接続されるとともに２個の容量素
子１２．１２８が前記２つのインダクタンス素子１１．
１１ａがそれぞれ並列に接続される。同じＪ：うにもう
一対の二次巻線１ｂ−においても２個のインダクタンス
素子１１”、１１′ａがそれぞれ並列に接続される。こ
れらの場合も第５図と同じような効果を実現できた。ま
た、二次巻線の中点と整流回路との間に別にインダクタ
ンス素子１１″、１１″ａを接続することも可能である
。さらに第１１図では一次側はプッシュプルの２石方式
であったが、モの仙ハーフブリッジ方式、フルブリッジ
方式等の長石方式でも状況は同じであり本発明の効果を
実現できる。Although FIGS. 5, 9, and 10 show the case of the forward converter on-on system, as can be easily inferred, the same effect could be achieved with the flyback system. Furthermore, although these are cases in which only main switching transistors 1 to -6 are used, the system of the present invention can also be realized in the case of two transistors, such as push-pull transistors 2a and 2b, as shown in FIG. That is, an inductance element 11゜1 is placed between both ends of the secondary winding 1b and the double-wave rectifier circuit.
1a are connected to each other, and two capacitive elements 12.128 are connected to the two inductance elements 11.1a.
11a are connected in parallel. Similarly, in the other pair of secondary windings 1b-, two inductance elements 11" and 11'a are connected in parallel. In these cases, the same effect as in Fig. 5 can be achieved. It is also possible to separately connect inductance elements 11'' and 11''a between the middle point of the secondary winding and the rectifier circuit.Furthermore, in Fig. 11, the primary side is a push-pull two-stone system. However, the situation is the same with feldspar methods such as the Monosen half-bridge method and the full-bridge method, and the effects of the present invention can be achieved.

また、本実施例群おいては２出力のみについて述べたが
それ以上の多出力のスイッチングレギュレータにおいて
も本発明の効果は明らかである。Furthermore, although only two outputs have been described in this embodiment group, the effects of the present invention are obvious even in switching regulators with more than two outputs.

さらに、本発明の方式と他の従来技術との組合わせ、例
えばシリーズレギコレータやヂョッパーもしくは磁気増
幅器方式と併用しても効果は同じである。Furthermore, the same effect can be achieved even when the system of the present invention is combined with other conventional techniques, such as a series regicolator, chopper, or magnetic amplifier system.

以上実施例を用いて詳細に説明したように、本発明の回
路方式を用いれば一次二次間の高耐圧を維持しつつ、よ
り安定な定電圧特性を有する磁束制御方式の多出力スイ
ッチング・レギュレータを実現できる。As explained in detail using the embodiments above, if the circuit system of the present invention is used, a magnetic flux control type multi-output switching regulator that maintains a high withstand voltage between the primary and secondary components and has more stable constant voltage characteristics. can be realized.

【図面の簡単な説明】 第１図、第３図は従来技術の回路図、第２図。 第４図は従来技術のスイッチング・レギュレータの特性
図、第５図、第９図、第１０図、第１１図は本発明の実
施例のそれぞれの回路図、第６図は本発明に用いられた
インダクタンス素子の特性図、第７図は本発明の効果を
表わすスイッチング・レギュレータの特性図、第８図は
本発明の効果を表わす主［・ランジスタの波形である。 １：主１〜ランス　２：主スィッチング・トランジスタ
　９：整流回路　１１：インダクタンス素子１２：容量
素子　１３．１５：抵抗素子の ３３８ 羊　　ｌｌ　　図 １７ 手続補正書 昭和５８年６　月１６日 事件の表示 昭和５８年　特＠Ｊｆ願　第１２２２８号発明の名称　
多出力スイッチング・レギコレータ補正をする者 事件との関係　　特許出願人 住所　東京都千代田区丸ノ内二丁目１番２号名称　（５
０８）日立金属株式会社 明細書の「発明の詳細な説明」の欄。 補正の内容 明細書第７頁第１８行の「第６図」を「第７図」に訂正
する。 以」ニ ー３４（[BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS] FIGS. 1 and 3 are circuit diagrams of the prior art, and FIG. 2 is a circuit diagram of the prior art. FIG. 4 is a characteristic diagram of a conventional switching regulator, FIGS. 5, 9, 10, and 11 are circuit diagrams of embodiments of the present invention, and FIG. 6 is a characteristic diagram of a switching regulator used in the present invention. FIG. 7 is a characteristic diagram of a switching regulator showing the effects of the present invention, and FIG. 8 is a waveform of a main transistor showing the effects of the present invention. 1: Main 1 ~ Lance 2: Main switching transistor 9: Rectifier circuit 11: Inductance element 12: Capacitance element 13.15: Resistance element 1958 Special@Jf Application No. 12228 Title of invention
Relationship with the case of a person who corrects multi-output switching/regicollators Patent applicant address: 2-1-2 Marunouchi, Chiyoda-ku, Tokyo Name (5)
08) "Detailed Description of the Invention" column of Hitachi Metals, Ltd. specification. "Figure 6" on page 7, line 18 of the Specification of Contents of Amendment is corrected to "Figure 7.""Knee 34 (

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １．１〜ランスの一次巻線に直列に接続され、周期的に
断続するスイッヂング素子、前記トランスに別に巻かれ
た制御巻線、前記制御巻線の出力電圧を一定にするため
に前記スイッチング素子の０Ｎ−ＯＦＦ時間を制御する
制御回路、前記トランスの複数対の二次巻線から整流回
路を介して複数の直流電力をどりｄｌす多出力スイッチ
ング・レギュレータにおいて、前記二次巻線の少くとも
一対の二次巻線の少くとも一方の端子と整流回路との間
に、１．０Ａ　Ｔ以上の直流起磁力で高周波のインダク
タンスが直流電流に対して単調な減衰特性を有するイン
ダクタンス素子を直列に接続づるとともに、前記インダ
クタンス素子の両端に並列に容量素子を接続したことを
特徴とする多出力スイッチング・レギュレータ。 ２、特許請求の範囲第１項に記載された多出力スイッチ
ング・レギュレータにおいて、前記容量素子ど直列ない
し並列に抵抗素子を接続したことを特徴とする多出力ス
イッチング・レギュレータ。1.1 ~ A switching element connected in series to the primary winding of the lance and periodically intermittent, a control winding separately wound around the transformer, and the switching element for keeping the output voltage of the control winding constant. a control circuit for controlling the 0N-OFF time of the transformer; An inductance element is connected in series between at least one terminal of a pair of secondary windings and the rectifier circuit, and the inductance element has a DC magnetomotive force of 1.0 A T or more and a high frequency inductance that has monotonous attenuation characteristics with respect to DC current. A multi-output switching regulator characterized in that a capacitive element is connected in parallel to both ends of the inductance element. 2. The multi-output switching regulator according to claim 1, characterized in that a resistive element is connected in series or in parallel with the capacitive element.