JPS59136074A - Switching regulator - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To improve the constant voltage accuracy by connecting an inductance having simple attenuating characteristic of an inductance to a DC current of high frequency between the secondary winding of a transformer and a rectifier. CONSTITUTION:An inductance element 11 having a simple attenuating characteristic of an inductance to a DC current of high frequency in a DC magnetomotive force of 1.0AT or higher is connected between the secondary winding 1b of a transformer and a rectifier 9 in a self-excited switching regulator having a transistor 2, a transformr 1 and a pulse width controller 3. Accordingly, the voltage increase of the output voltage V0 at the low current time can be cancelled by the increase of the inductance of the element 11 to suppress the abrupt rise of the voltage and to shape the switching waveform, thereby remarkably improving the rate of variation of the output voltage and improving the constant voltage accuracy.

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、スイッチング・レギュレータの定・電圧制御
方式の１つとしての磁束制御方式の特性改良に関ηるも
のである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to improving the characteristics of a magnetic flux control method as one of constant voltage control methods for a switching regulator.

スイッチング・レギュレータには種々の定電圧方式かあ
るが、その中でも第１図に示すように出力電圧ＥＯ２を
一定にするために主スィッチング・トランジスタ２のＯ
Ｎ時間のパルス巾を制御するいわゆるＰ　ＷＭ　（Ｐ　
ｕｌｓａ　　Ｗ　１ｄｔｈ　　Ｍ　ｃｄｕｌａ−ｔｉａ
ｎン制御方式が最も一般的である。第１図において、Ｅ
Ｏ＋は入力の直流電圧であり、普通は制御されていない
。１は主トランスであり、１ａ。There are various constant voltage methods for switching regulators, and among them, as shown in Figure 1, in order to keep the output voltage EO2 constant, the O of the main switching transistor 2 is
The so-called PWM (P
ulsa W 1dth M cdula-tia
The n control method is the most common. In Figure 1, E
O+ is the input DC voltage and is normally uncontrolled. 1 is the main transformer, 1a.

１ｂはぞれぞれ主トランス１の１次、２次の巻線を表わ
す、、９は整流平滑回路の全体を示し、この中で５，６
は整流素子、７はチョークコイル、８はコンデンサーで
ある。３は出力電圧ＥＯ２の変動に応じて主スィッチの
パルス巾を制御する回路であり、４は出力電圧ＥＯ２を
検出し１次側にフィルドパックする際に生ずる１次、２
次の電気的絶縁をはかるための絶縁１−ランスもしくは
光結合素子を含む回路である。この方式は制御回路３が
ＩＣ化されているため、比較的低価格でありかつ設計が
簡便であるが、スイッチング・レギュレータの保護機能
設計、安全性設計を加味した場合、１次、２次の絶縁耐
力を余り高くとれず、このこどか特に高耐圧の仕様に適
合したスイッチング・レギュレータを実現しよ°うとす
る時には常に問題どなる。これらの問題を避けるために
第２図に示づような磁束制御方式の回路か考えられてい
る。1b represents the primary and secondary windings of the main transformer 1, and 9 represents the entire rectifying and smoothing circuit, in which 5 and 6
is a rectifier, 7 is a choke coil, and 8 is a capacitor. 3 is a circuit that controls the pulse width of the main switch according to fluctuations in the output voltage EO2, and 4 is a circuit that controls the primary and secondary pulse widths that occur when detecting the output voltage EO2 and filling it in the primary side.
This circuit includes an insulation lance or an optical coupling element for achieving the following electrical insulation. In this method, the control circuit 3 is integrated into an IC, so it is relatively inexpensive and easy to design. However, when considering the protection function design and safety design of the switching regulator, the primary and secondary Problems always arise when trying to realize a switching regulator that does not have a very high dielectric strength and meets especially high voltage specifications. In order to avoid these problems, a magnetic flux control type circuit as shown in FIG. 2 has been considered.

この方式は第１図と同じようにＰ　Ｗ　Ｍ制御を行なう
のであるが、出力電圧ＥＯ２ではなく、主トランス１の
磁束変化（至）を一定にするように考えられている。実
際には、第２図において、制御巻線１Ｃに接続された整
流回路１０の出力電圧が一定になるように制御される。This method performs PWM control in the same way as in FIG. 1, but it is designed to keep the change in magnetic flux of the main transformer 1 constant instead of the output voltage EO2. Actually, in FIG. 2, the output voltage of the rectifier circuit 10 connected to the control winding 1C is controlled to be constant.

Ｒ１は負荷抵抗である。R1 is a load resistance.

第１図と第２図を比較すると明らかなように、第２図で
は主トランスで１次と２次がはっきりと絶縁されている
ので、この耐圧さえ考慮すれば全体の絶縁耐力を箸しく
向上させることかできる。しかし、この方式の定電圧制
御の程度は第３図に示すように余り好ましいものではな
い。図中二は第１図の回路の１図中イは第２図の回路の
出力直流電流ＩＯと出力直流電圧■０の関係をそれぞれ
示している。前者二の場合は、直流電流１０が零に近い
領域でわずかに定電圧ＥＯよりも上昇するだけであるが
、後壱イの場合は、直流電流ＩＯが小さくなるにつれて
出力電圧ＶＯが急激に大きくなるという欠点がある。こ
の傾向は、主スィッチング・［−ランジスタを流れる電
流波形とも関連があり、低減することはそうたやすいこ
とではない。As is clear from comparing Figures 1 and 2, in Figure 2 the primary and secondary are clearly isolated in the main transformer, so if this withstand voltage is taken into account, the overall dielectric strength will be significantly improved. I can do it. However, the degree of constant voltage control of this method is not very desirable as shown in FIG. 2 in the figure shows the relationship between the output DC current IO and the output DC voltage 0 of the circuit in FIG. 1 and 1 in the circuit shown in FIG. In the former case 2, the DC current 10 only slightly rises above the constant voltage EO in a region close to zero, but in the latter case, the output voltage VO suddenly increases as the DC current IO becomes smaller. It has the disadvantage of becoming. This tendency is also related to the current waveform flowing through the main switching transistor, and it is not easy to reduce it.

本発明は上記従来技術の欠点を改良し、定電圧精度の著
しく改良された高耐圧の磁束制御方式のスイッチング・
レギュレータを提供することを目的としている。The present invention improves the drawbacks of the above-mentioned prior art, and provides a high-voltage magnetic flux control switching system with significantly improved constant voltage accuracy.
The purpose is to provide a regulator.

上記目的を達成するために、本発明のスイッチング・レ
ギュレータは［−ランスの一次巻線に直列に接続され、
周期的に断続するスイッチング素子。In order to achieve the above object, the switching regulator of the present invention is connected in series with the primary winding of the [-lance,
A switching element that periodically switches on and off.

前記［・ランスに別に巻かれた制御巻線、前記制御巻線
の出力電圧を一定にするために前記スイッチング素子の
０Ｎ−ＯＦＦ時間を制御する制御回路。A control winding separately wound around the lance, and a control circuit that controls the ON-OFF time of the switching element in order to keep the output voltage of the control winding constant.

前記１−ランスの二次巻線から整流回路を介して直流電
力をとり出すスイッチング・レギュレータにおいて、前
記二次巻線の少なくとも一方の端子と整流回路との間に
、１．ＱＡ　Ｔ以上の直流起磁力で高周波のインダクタ
ンスが直流電流に対して単調な減衰特性を有するインダ
クタンス素子を直列に接続したことを主たる特徴として
いる。In the switching regulator that extracts DC power from the secondary winding of the 1-lance via the rectifier circuit, 1. The main feature is that an inductance element having a DC magnetomotive force greater than QAT and a high frequency inductance having a monotonous attenuation characteristic with respect to DC current is connected in series.

以下、本発明を実施例に基づき詳細に説明する。Hereinafter, the present invention will be explained in detail based on examples.

第４図は本発明の１つの実施例を示す回路図で−ある。FIG. 4 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention.

二次巻線１ｂの一方の端子と整流素子５の間にインダク
タンス素子１１が直列に接続されている。このインダク
タンス素子１１は第５図に示すようなインダクタンス［
の直流電流重畳特性を有する。すなわち、直流電流１ｄ
ｃが小さい時にはＬは非常に大きいが、ｌｄｃが大きく
なるにつれて急激にＬが小さくなる。一方、極端に直流
電流Ｉｄｃが小さい領域では、コアの材料、形状によっ
て第５図ホのように凸状の特性を有するものもあるが、
本発明においてこの差は問題ではない。本発明で用いら
れるインダクタンス素子１１としては第５図のよう（こ
起磁力１．ＱＡ丁以上でインダクタンスＬが単調に減少
する特性が重要である。ここでＡＴ（アンペア・ターン
）というのは直流電流ｌｄｃとコアの巻数Ｎの槓である
。Ｎが決まればＩｋに比例づ−る量である。An inductance element 11 is connected in series between one terminal of the secondary winding 1b and the rectifying element 5. This inductance element 11 has an inductance [
It has DC current superposition characteristics. That is, DC current 1d
When c is small, L is very large, but as ldc becomes large, L rapidly becomes small. On the other hand, in a region where the DC current Idc is extremely small, depending on the material and shape of the core, some cores have convex characteristics as shown in Fig. 5(e).
This difference is not a problem in the present invention. It is important for the inductance element 11 used in the present invention to have the characteristic that the inductance L decreases monotonically when the magnetic force is 1.QA or more, as shown in FIG. It is a function of the current Idc and the number of turns of the core N. Once N is determined, it is a quantity proportional to Ik.

第５図のホ、への特性を有するインダクタンス素子１１
を本発明の第４図の回路に適用した。絹６図がこの場合
の出力特性を示す。図中イ（ま従来技術の特性９口は第
５図へのインダクタンス素子を用いた場合の特性、ハは
第５図ホのインダクタンス素子を用いた場合の特性をそ
れぞれ示して（する。この図から明らかなように、従来
技術イ（こ比較して本発明のハ２口は出力電流に対する
出ノフ電圧の変動率が著しく改良されている。インダク
タンスＬの大きいホの方がこの電圧変動率を低減する効
果が大きい。定量的に見れば、＋３０％以上の低電流時
の電圧の急激な立上りが本発明の口、］＼の場合には＋
１５％、＋９％まで抑えることがて゛きた。Inductance element 11 having characteristics to E and E in FIG.
was applied to the circuit of FIG. 4 of the present invention. Figure 6 shows the output characteristics in this case. Characteristics of the prior art (9) in the figure show the characteristics when the inductance element shown in Fig. 5 is used, and C shows the characteristics when the inductance element shown in Fig. 5 (E) is used. As is clear from the above, the variation rate of the output voltage with respect to the output current is significantly improved in the conventional technology A (compared to the C2 of the present invention). The reduction effect is large. From a quantitative point of view, the sharp rise in voltage at a low current of +30% or more is the essence of the present invention.
We have been able to suppress it to 15%, +9%.

このような効果を実現できたのは、第６図イのような特
性が第５図に示すインダクタンス素子で補正されたため
である。丁度、低電流時のＶＯの　。This effect was achieved because the characteristics shown in FIG. 6A were corrected by the inductance element shown in FIG. 5. Just like VO at low current.

電圧増加分をインダクタンス素子のインダクタンス増加
分で打消していることになるからである。This is because the increase in voltage is canceled out by the increase in inductance of the inductance element.

第７図は本発明の他の実施例を示す回路図てある。これ
は、インダクタンス素子１１は分割され１１．１１−の
２個として二次巻線１ｂの両端に直列に接続された場合
である。本実施例の効果は第４図と（Ｊどんど同じであ
った。第４図、第７図は）Ａロートコンバータのオン−
オン方式の場合であるが、容易類推できるようにフライ
バック方式（こｄ−３いても効果は全く同じように実現
でさた。FIG. 7 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention. This is a case where the inductance element 11 is divided into two parts 11 and 11-, which are connected in series to both ends of the secondary winding 1b. The effect of this embodiment was the same as that shown in Fig. 4 (Fig. 4 and Fig. 7).
This is the case with the on-type system, but as you can easily infer, the same effect could be achieved even with the flyback system (d-3).

また、これらは主スィッチング・［・ランジスタを−６
のみ用いＩ、；、場合であるが、第８図のようにプッシ
ュプル等のようにトランジスタ２ａ、２ｂの２石の場合
でも本発明の方式は実現できる。すなわち、二次巻線ｌ
ｂ、Ｉｂ−と両波整流回路の間にインダクタンス素子１
１．１１−の２個がそれぞれ接続される。この場合も第
４図と同じような効果を実現できた。また、二次巻線の
中点と整流回路との間にインダクタンス素子１１″を接
続することも可能である。第８図では一次側はプッシュ
プルの２石方式であったが、ぞの使ハーフブリッジ方式
、フルブリッジ方式等の釜石方式でも状況は同じであり
本発明の効果を実現できる。Also, these are the main switching transistors -6
However, the method of the present invention can also be implemented in the case of two transistors, 2a and 2b, such as a push-pull transistor as shown in FIG. That is, the secondary winding l
b, Ib- and the inductance element 1 between the two-wave rectifier circuit.
1.11- are connected respectively. In this case as well, an effect similar to that shown in FIG. 4 could be achieved. It is also possible to connect an inductance element 11'' between the middle point of the secondary winding and the rectifier circuit. In Fig. 8, the primary side is a push-pull two-stone system, but for this purpose The situation is the same in Kamaishi systems such as half-bridge systems and full-bridge systems, and the effects of the present invention can be achieved.

以上実施例を用いて詳細に説明したように、本発明の回
路方式を用いれば一次二次間の高耐圧を維持しつつ、よ
り安定な定電圧特性を有ターる磁束制御方式のスイッチ
ング・レギュレータを実現できる。As explained in detail using the embodiments above, if the circuit system of the present invention is used, a magnetic flux control type switching regulator that maintains a high withstand voltage between the primary and secondary components and has more stable constant voltage characteristics. can be realized.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図、第２図は従来技術の回路図、第３図は従来技術
のスイッチング・レギュレータの特性図、第４図、第７
図、第８図は本発明の実施例のイれぞれの回路図、第５
図は本発明に用いられたインダクタンス素子の特性図、
第６図は本発明の効果を表わすスイッチング・レギュレ
ータの特性図である。 １：主１〜ランス　２：主スィッチング・１〜ランジス
タ　９：整流回路　１１：インダクタンス素子羊　　ｌ
　　図 羊　　２　肥 羊　　４−　匣 羊　ろ　図Figures 1 and 2 are circuit diagrams of the prior art, Figure 3 is a characteristic diagram of a switching regulator of the prior art, and Figures 4 and 7.
8 are respective circuit diagrams of the embodiments of the present invention, and FIG.
The figure is a characteristic diagram of the inductance element used in the present invention.
FIG. 6 is a characteristic diagram of a switching regulator showing the effects of the present invention. 1: Main 1~Lance 2: Main Switching/1~Lance 9: Rectifier circuit 11: Inductance element l
Figure Sheep 2 Fertilizing Sheep 4- Box Sheep Ro Diagram

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １−ランスの一次巻線に直列に接続され、周期的に断続
りるスイッチング素子、前記［−ランスに別に呑かれた
制御巻線、前記制御巻線の出力電圧を一定にづるために
前記スイッチング素子の０Ｎ７０　Ｆ　Ｆ　１１５間を
制御する制御回路、前記［・ランスの二次巻線から整流
回路を介して直流電力をとり出Ｊスイッチング・レギュ
レータにおいて、前記二次巻線の少なくとも一方の端子
を整流回路との間に、１．０Ａ　Ｔ以上の直流起磁力で
高周波のインダクタンスが直流電流に対して単調な減衰
特性を有りるインタフタンス素子を直列に接続したこと
を特徴とりるスイッチング・レギュレータ。1 - a switching element connected in series with the primary winding of the lance and periodically intermittent; - a control winding separately drawn by the lance; A control circuit that controls between 0N70 F F 115 of the element, and a switching regulator that extracts DC power from the secondary winding of the lance via a rectifier circuit, and connects at least one terminal of the secondary winding to the J switching regulator. A switching regulator characterized in that an interface element having a DC magnetomotive force of 1.0A T or more and a high frequency inductance having a monotonous attenuation characteristic with respect to DC current is connected in series between a rectifier circuit.