JPS59169361A - Switching regulator - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To improve the constant voltage characteristic of a switching regulator for controlling the variation in the magnetic flux of a main transformer constantly by providing a parallel circuit of an inductance and a capacitor having specific DC superposing characteristic between the secondary winding and a rectifier. CONSTITUTION:The input DC voltage is interrupped by a switching element connected in series with the primary winding 1a of a main transformer 1 and controlled by a pulse width controller 3 so that the output voltage of a rectifier 10 connected to a control winding 1c becomes constant. An inductance element 11 is connected in series between one end of the secondary winding 1b and a rectifier 9, connected at the DC voltage unit of the output through a series circuit of another rectifier 17 and a resistor 18, and a capacitive element 12 is connected across the element 11. The element 11 which has DC magnetomotive force of 1.0AT or higher, and attenuating characteristic of simple of the inductance of high frequency to the DC current is used.

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、スイッチング・レギュレータの定電圧制御方
式の一つとしての磁束制御方式の特性改良に関するもの
である。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to improving the characteristics of a magnetic flux control method as one of constant voltage control methods for a switching regulator.

スイッチング・レギュレータには種々の定電圧方式があ
るが、その中でも第１図に示すように出ツノ電圧ＥＯ２
を一定にするために主スイッチング・１〜ランジスタ２
のＯＮ時間のパルス巾を制御するいわゆるＰ　Ｗ　Ｍ　
（Ｐ　ｕｌｓｅ”ｖＶ　ｉｄｔｈＭ　０ｄＵｌａｔｉＯ
ｎ　）制御方式が最も一般的である。第１図において、
［Ｅｏ、は入力の直流電圧であり、普通は制御されてい
ない。１は主ｌ−ランスであり、１ａ、１ｂはそれぞれ
主トランス７の１次、２次の巻線を表わす。There are various constant voltage methods for switching regulators, and among them, as shown in Figure 1, the output voltage EO2 is
In order to keep the main switching 1 to transistor 2 constant,
The so-called PWM that controls the pulse width of the ON time of
(Pulse”vV idthM 0dUlatiO
n) control method is the most common. In Figure 1,
[Eo, is the input DC voltage and is normally uncontrolled. 1 is a main lance, and 1a and 1b represent the primary and secondary windings of the main transformer 7, respectively.

９は整流平滑回路の全体を示し、この中で５．６は整流
素子、７はチョークコイル、８はコンデンサーである。9 shows the whole rectifying and smoothing circuit, in which 5.6 is a rectifying element, 7 is a choke coil, and 8 is a capacitor.

３は出力電圧ＥＯ２の変動に応じて主スイツチのパルス
巾を制御する回路であり、４は出力電圧ＥＯ２を検出し
１次側にフィードバックする際に生ずる１次−２次の電
気的絶縁をはかるための絶縁１−ランスもしくは光結合
素子を含む回路である。この方式は制御回路３がＩｃ１
ヒされているため、比較的低価格であり、かつ設削が簡
便であるが、スイッチング・レギュレータの保護機能設
計、安全性設計を加味した、場合、１次２次の絶縁耐力
を余り高くとれず、このことが特に高耐圧の仕様に適合
したスイッチング・レギュレータを実説しようとする時
には常に問題となる。これらの問題を避けるために第２
図に示すような磁束制御方式の回路が考えられている。3 is a circuit that controls the pulse width of the main switch according to fluctuations in the output voltage EO2, and 4 is a circuit that measures primary-secondary electrical isolation that occurs when detecting the output voltage EO2 and feeding it back to the primary side. This is a circuit including an insulating lance or an optical coupling element for In this method, the control circuit 3
However, when considering the protection function design and safety design of the switching regulator, the dielectric strength of the primary and secondary may not be too high. This is always a problem when trying to demonstrate a switching regulator that meets high voltage specifications. To avoid these problems, the second
A magnetic flux control circuit as shown in the figure has been considered.

この方式は、第１図と同じように２〜７Ｍ制御を行なう
のであるが、出力電圧［０２ではなく、主トランス１の
磁束変化量を一定にするように考えられている。実際に
は第２図において、制御巻線１Ｇに接続された整流回路
１０の出力電圧が一定になるように制御される。ＲＬは
負荷抵抗である。第１図と第２図を比較すると明らかな
ように、第２図では主１〜ランスので１次と２次がはっ
きりと絶縁されているので、この耐圧さえ考慮ずれは全
体の絶縁耐力を著しく向上させることができる。しかし
、この方式の定電圧制御の程度は第１３図に示すように
余り好ましいものではない。図中二は第１図の回路の、
図中イは第２図の回路の出力直流電流１０と出力直流電
圧ＶＯの関係をそれぞれ示している。This method performs 2-7M control in the same way as in FIG. 1, but it is designed to keep the amount of change in magnetic flux of the main transformer 1 constant instead of the output voltage [02. Actually, in FIG. 2, the output voltage of the rectifier circuit 10 connected to the control winding 1G is controlled to be constant. RL is a load resistance. As is clear from comparing Figure 1 and Figure 2, in Figure 2, the primary and secondary are clearly insulated from the main 1 to the lance, so any deviation in considering even this withstand voltage will significantly reduce the overall dielectric strength. can be improved. However, the degree of constant voltage control of this method is not very desirable, as shown in FIG. The second figure in the figure shows the circuit in Figure 1.
A in the figure shows the relationship between the output DC current 10 and the output DC voltage VO of the circuit of FIG. 2, respectively.

前者二の場合は、直流電流■０が零に近い領域でわずか
に定電圧ＥＯよりも上界するだけであるが、後者イの場
合は直流電流ＩＯが小さくなるにつれて出力電圧■０が
忌激に大きくなるという欠点がある。この傾向は、主ス
ィッチング・１〜ランジスタを流れる電流波形とも関連
があり、低減することはそうたやすいことではない。In the former case 2, the DC current ■0 only slightly exceeds the constant voltage EO in the region close to zero, but in the latter case, as the DC current IO decreases, the output voltage ■0 becomes extremely low. The disadvantage is that it becomes larger. This tendency is also related to the current waveform flowing through the main switching transistor 1, and it is not easy to reduce it.

本発明は上記従来技術の゛欠点を改良し、定電圧精度の
著しく改良された高耐圧の磁束制御方式のスイッチング
・レギュレータを提供することを目的としている。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to improve the above-mentioned drawbacks of the prior art and provide a high voltage flux control type switching regulator with significantly improved constant voltage accuracy.

上記目的を達成するために、本発明のスイッチング・レ
ギュレータは［・ランスの一次巻線に直列に接続され、
周期的に断続するスイッチング素子、前記［−ランスに
別に巻かれた制御巻線、前記制御巻線の出力電圧を一定
にするために前記スイッチング素子の０Ｎ−ＯＦＦ時間
を制御する制御回路、前記トランスの二次巻線から整流
回路を介して直流電力をとり出すスイッチング・レギュ
レータにおいて、前記二次巻線の少なくとも一方の端子
と整流回路との間に、１．０Ａ　Ｔ以上の直流起磁力で
高周波のインダクタンスが直流電流に対して単調な減衰
特性を有するインダクタンス素子を直列に接続するとと
もに、前記インダクタンス素子と前記整流回路との接続
点と、出力直流電圧部との間を別の整流素子と抵抗素子
を直列（こ介して接続するとともに、前記インダクタン
ス素子の両端に並列に容量素子を接続することを主たる
特徴としている。さらに、前記抵抗素子と並列に別の容
量素子を、また直列に別のインダクタンス素子を接続し
たことも特徴としている。また、前記容量素子と直列な
いし並列に抵抗素子を接続したことも特徴としている。In order to achieve the above object, the switching regulator of the present invention has a switching regulator connected in series to the primary winding of the lance,
A periodically intermittent switching element, a control winding separately wound around the lance, a control circuit that controls ON-OFF times of the switching element in order to keep the output voltage of the control winding constant, and the transformer. In a switching regulator that extracts DC power from a secondary winding of a motor through a rectifier circuit, a high-frequency DC magnetomotive force of 1.0 A T or more is connected between at least one terminal of the secondary winding and the rectifier circuit. An inductance element whose inductance has a monotonous attenuation characteristic with respect to DC current is connected in series, and another rectifier and a resistor are connected between the connection point of the inductance element and the rectifier circuit and the output DC voltage section. The main feature is that the elements are connected in series (through this), and a capacitive element is connected in parallel to both ends of the inductance element.Furthermore, another capacitive element is connected in parallel with the resistive element, and another capacitive element is connected in series with the resistive element. It is also characterized in that an inductance element is connected.It is also characterized in that a resistance element is connected in series or in parallel with the capacitance element.

以下、本発明を実施例に基づき詳細に説明する。Hereinafter, the present invention will be explained in detail based on examples.

第４図は本発明の一つの実施例を示す回路図である。２
次巻線１ｂの一方の端子と整流素子５の間にインダクタ
ンス素子１１が直列に接続されている。FIG. 4 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention. 2
An inductance element 11 is connected in series between one terminal of the next winding 1b and the rectifying element 5.

さらに、このインダクタンス素子と整流素子の接続点と
、出力の直流電圧部との間が別の整流素子１７と抵抗素
子１８の直列回路を介して接続されるとともに、容量素
子１２がインダクタンス素子１１の両端に並列に接続さ
れている。Furthermore, the connection point between this inductance element and the rectifier element and the output DC voltage part are connected through a series circuit of another rectifier element 17 and a resistance element 18, and the capacitance element 12 is connected to the inductance element 11. Connected in parallel on both ends.

このインダクタンス素子１１は第５図に示すような高周
波のインダクタンスＬの直流電流重畳特性を有する。す
なわち、直流電流ｉｄｃが小さい時にはＬは非常に大ぎ
いが、Ｉｄｃが大きくなるにつれて急激にＬが小さくな
る。一方、極端に直流電流Ｉｄｃが小さい領域では、コ
アの材料、形状によって第５図ボのように凸状の特性を
有するものもあるが、本発明においてこの差は問題でな
い。This inductance element 11 has a direct current superimposition characteristic of high frequency inductance L as shown in FIG. That is, when the DC current idc is small, L is very large, but as Idc increases, L rapidly becomes smaller. On the other hand, in a region where the direct current Idc is extremely small, some cores may have convex characteristics as shown in FIG. 5, depending on the material and shape of the core, but this difference is not a problem in the present invention.

本発明で用いられるインダクタンス素子１１としては第
５図のように、起磁力１．ＯＡＴ以上でインダクタンス
Ｌが単調に減少する特性が重要である。ここでＡＴ（ア
ンペアターン）というのは直流電流１ｄｃとコアの巻数
Ｎの積である。Ｎが決まればｌｄｃに比例する吊である
。As shown in FIG. 5, the inductance element 11 used in the present invention has a magnetomotive force of 1. It is important that the inductance L monotonically decreases above OAT. Here, AT (ampere turns) is the product of 1 dc of direct current and the number of turns N of the core. Once N is determined, the suspension is proportional to ldc.

次の第４図の回路の定電圧制御の原理について説明する
。Next, the principle of constant voltage control of the circuit shown in FIG. 4 will be explained.

第５図（ａ　）に示す特性を有するインダクタンス素子
１１は、また第５図＜ｂ＞のようなり−８曲線を有する
。いま、２次巻線１ｂに正のパルスが現われた場合、整
流素子５は導通となり負荷側に大ぎな電流ｉｏが流れ、
これによりインダクタンス素子１１はａ点に到達する。The inductance element 11 having the characteristics shown in FIG. 5(a) also has a −8 curve as shown in FIG. 5<b>. Now, when a positive pulse appears in the secondary winding 1b, the rectifying element 5 becomes conductive and a large current io flows to the load side.
As a result, the inductance element 11 reaches point a.

次に負のパルスが現われた場合には整流索子５は阻止状
態であるが、別に設けられた整流索子１７を通して電流
ｉが流れる。この電流ｉはインダクタンス素子１１を第
５図（ｂｌのＢ−１１曲線上でｂ点を経由して０点まで
動作させる。次の正パルス時は再びａ点に到達するとと
もに、インダクタンス素子１１によってΔＢに相当する
電圧降下が発生する。If a negative pulse then appears, the commutator cable 5 is blocked, but the current i flows through the separately provided commutator cable 17. This current i causes the inductance element 11 to operate through point b on the B-11 curve in FIG. A voltage drop corresponding to ΔB occurs.

電流乙は、第１次近似で ｉｏｃ’ｉ！／ｒｓ＋Ｖｏ　　　　　（１）で表わされ
る。ここで、７１Ｓは２次側のパルス波形の振幅、Ｖｏ
は出力電圧である。従って何らかの原因で出力電圧ＶＯ
が高くなると、ｉは増加する傾向となり、ΔＢは大きく
なり、結果的に電圧降下が大きくなる。抵抗素子１８は
電流制御用の抵抗であり、小さくなりすぎると電圧降下
大となり好ましくないので最適値を選ぶべきである。The current O is ioc'i! in the first approximation. /rs+Vo (1). Here, 71S is the amplitude of the pulse waveform on the secondary side, Vo
is the output voltage. Therefore, for some reason, the output voltage VO
As ΔB increases, i tends to increase, ΔB increases, and as a result, the voltage drop increases. The resistance element 18 is a resistance for current control, and if it becomes too small, the voltage drop will become large, which is undesirable, so the optimum value should be selected.

以上が本発明の原理であるが、従来の磁気増幅方式と異
る点は、定電圧制御のための監視回路を持たず単純に（
１）式に示す電圧差だけで制御しようとするものであり
、精密な制御は当然できない。しかし、回路が極めて簡
便になるとともに信頼性が著しく向上するという大きな
メリットがある。The above is the principle of the present invention, but the difference from the conventional magnetic amplification method is that it does not have a monitoring circuit for constant voltage control;
1) It attempts to control only by the voltage difference shown in the formula, and of course precise control is not possible. However, there are major advantages in that the circuit becomes extremely simple and reliability is significantly improved.

第５図（ａ　）のホ、への特性を右するインダクタンス
素子１１を、本発明の第４図の回路に適用した。第４図
において容量素子１２がインダクタンス素子１１の両端
に接続されている。第６図がこの場合の出力特性を示す
。図中イは従来技術の特性、口は第５図へのインダクタ
ンス素子を用いた場合の特性、ハは第５図ホのインダク
タンス素子を用いた場合の特性をそれぞれ示している。The inductance element 11 having the characteristics shown in FIG. 5(a) was applied to the circuit of FIG. 4 of the present invention. In FIG. 4, capacitive element 12 is connected to both ends of inductance element 11. In FIG. FIG. 6 shows the output characteristics in this case. In the figure, A shows the characteristics of the prior art, C shows the characteristics when the inductance element shown in FIG. 5 is used, and C shows the characteristics when the inductance element shown in FIG. 5 E is used.

この図から明らかなように、従来技術イに比較してイン
ダクタンス素子１１と容量素子１２を接続した本発明の
ハ２口は出力電流に対する出力電圧の変動率が著しく改
良されている。インダクタンスＬの大きいホの方がこの
電圧変動率を低減する効果が大きい。定量的に見れば、
＋３０％以上の低電流時の電圧の急激な立上りが、本発
明の口、ハの場合には＋１５％、＋９％まで抑えること
ができ１．：。As is clear from this figure, compared to the prior art (A), the two ports (C) of the present invention in which the inductance element 11 and the capacitance element 12 are connected have a significantly improved variation rate of the output voltage with respect to the output current. E, which has a larger inductance L, has a greater effect of reducing this voltage fluctuation rate. Looking at it quantitatively,
The sudden rise in voltage at low currents of +30% or more can be suppressed to +15% and +9% in cases of the present invention.1. :.

このような効果を実現できたのは、第６図イのような特
性が、第５図に示すインダクタンス索子１１だけでなく
容量素子１２により１次側のスイッチング電圧波形が第
７図の（ａ　）から（ｂ　）のように整形されたためで
ある。丁度、低電流時のＶｏの電圧増加分をｉの増加に
よるインダクタンス素子の高周波インダクタンス増加分
と容量素子で打消していることになるからである。容量
素子１２の存在は主１−ランスのリーケイジインタクタ
ンスを減少させる効果があり、スイッチング・［・ラン
シスター２の○ＦＦ時の電圧のはねかえりを抑えること
として理解される。The reason why we were able to achieve this effect is because the characteristics shown in Figure 6A are not only due to the inductance cable 11 shown in Figure 5, but also due to the capacitance element 12, so that the primary side switching voltage waveform is This is because they were formatted as shown in a) to (b). This is because the increase in the voltage of Vo during low current is canceled out by the increase in high frequency inductance of the inductance element due to the increase in i and the capacitance element. The presence of the capacitive element 12 has the effect of reducing the leakage inductance of the main lance, and can be understood as suppressing the voltage rebound when the switching transistor 2 is FF.

第８図は本発明の他の実施例を示す回路図である。これ
は、インダクタンス素子１１は分割され１１．１１−の
２個として２次巻線１ｂの両端に直列に接続されると同
時にインダクタンス素子の両端に容量素子１２を並列に
接続した場合である。FIG. 8 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention. This is a case where the inductance element 11 is divided into two parts 11 and 11-, which are connected in series to both ends of the secondary winding 1b, and at the same time, the capacitance element 12 is connected in parallel to both ends of the inductance element.

本実施例の効果は第４図とほとんど同じであった。The effect of this example was almost the same as that shown in FIG.

第９図は本発明の第３の実施例を示す回路図である。こ
れは、整流索子１７と抵抗素子１８の直列回路に直列に
インダクタンス素子２０を、さらに抵抗素子１８ど並列
に容量素子１９をそれぞれ接続した場合である。これら
の付加的部品１９゜２０の役割は電流ｉの波形を整形す
るためであり、本発明のスイッチング・レギュレータの
安定動作に極めて大きな効果があった。これらの部品１
９゜２０は第８図のように同時に接続してもよいが、場
合によっては別々に接続してもよい。FIG. 9 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention. This is a case where an inductance element 20 is connected in series to a series circuit of a rectifying cable 17 and a resistance element 18, and a capacitance element 19 is connected in parallel with the resistance element 18. The role of these additional parts 19 and 20 is to shape the waveform of the current i, and has a very large effect on the stable operation of the switching regulator of the present invention. These parts 1
9.20 may be connected simultaneously as shown in FIG. 8, but may be connected separately depending on the case.

第１０図は本発明の第４の実施例を示す回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention.

これは、第４図の回路にさらに抵抗素子１３が前記容量
素子１２と直列に接続されるとともに、これが全体とし
てインダクタンス素子１１に並列に接続された場合であ
る。この抵抗索子１３の存在により　１・−２％のわず
かではあるが変動率を改善することができた。This is a case where a resistance element 13 is further connected in series with the capacitance element 12 in the circuit of FIG. 4, and this is connected in parallel with the inductance element 11 as a whole. The presence of the resistor 13 made it possible to improve the fluctuation rate, albeit by a small amount of 1.-2%.

第１１図は本発明の第５の実施例を示す回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram showing a fifth embodiment of the present invention.

これは、第４図の回路の容量素子１２およびインダクタ
ンス素子１１と並列に抵抗索子１５を接続した場合であ
る。この抵抗素子１５の存在により０．５〜１％の変動
率を改善することができた。This is the case where the resistance wire 15 is connected in parallel with the capacitance element 12 and the inductance element 11 of the circuit shown in FIG. The presence of this resistance element 15 made it possible to improve the fluctuation rate by 0.5 to 1%.

前記、抵抗素子１３．１５は高周波分のエネルギーを熱
として吸収し、スイッチング波形を整形する効果がある
。The resistive elements 13 and 15 have the effect of absorbing high frequency energy as heat and shaping the switching waveform.

第４図、第８図、第９図、第１０図、第１１図はフォワ
ードコンバータのオン−オン方式の場合であるが、容易
類推できるようにフライバック方式においても効果は全
く同じように実現できた。Figure 4, Figure 8, Figure 9, Figure 10, and Figure 11 are for the forward converter on-on method, but as can be easily inferred, the effect is achieved in exactly the same way with the flyback method. did it.

また、これらは主スィッチング・１〜ランシスターを一
石のみ用いた場合であるが、第１２図のようにプッシュ
プル等の１−ランシスター２ａ、２ｂの２石の場合でも
、本発明の方式は実現できる。Also, these are cases where only one main switching 1-run sister is used, but the method of the present invention can also be applied in the case of two stones, 1-run sisters 2a and 2b, such as push-pull as shown in Fig. 12. realizable.

すなわち、２次巻線ｊｂ、ｌｂ”と両波整流回路の間に
インダクタンス素子１１．１１−の２個がそれぞれ接続
されるとともに、２個の容量素子１２．１２−が前記２
つのインダクタンス素子１１゜１１−にそれぞれ並列に
接続される。この場合も第４図と同じような効果を実現
できた。That is, two inductance elements 11.11- are connected between the secondary windings jb, lb'' and the double-wave rectifier circuit, and two capacitance elements 12.12- are connected to the two wave rectifying circuits.
The two inductance elements 11 and 11- are respectively connected in parallel. In this case as well, an effect similar to that shown in FIG. 4 could be achieved.

また、２次巻線の中点と整流回路との間にインダクタン
ス素子１１″を接続することも可能である。第１２図で
は１次側はプッシュプルの２石方式であったが、その他
ハーフブリッジ方式、フルブリッジ方式等の釜石方式で
も状況は同じであり、本発明の効果を実現できる゛。It is also possible to connect an inductance element 11'' between the middle point of the secondary winding and the rectifier circuit. In Fig. 12, the primary side is a push-pull two-stone system, but other half The situation is the same with Kamaishi methods such as the bridge method and the full bridge method, and the effects of the present invention can be realized.

以上の実施例を用いて詳細に説明したよ・うに、本発明
の回路方式を用いれば、１次２次間の高耐圧を維持しつ
つ、より安定な定電圧特性を有する磁束制御方式のスイ
ッチング・レギュレータを実現できる。As explained in detail using the above embodiments, if the circuit system of the present invention is used, magnetic flux control type switching that has more stable constant voltage characteristics while maintaining high withstand voltage between the primary and secondary・Regulator can be realized.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図、第２図は従来技術の回路図、第３図は従来技術
のスイッチング・レギュレータの特性図、第４図、第８
図、第９図、第１０図、第１１図。 第１２図は本発明の実施例のそれぞ゛れの回路図、第５
図（ａ　）　　（ｂ　）は本発明に用いられたインダク
タンス素子の特性図、第６図は本発明の効果を表わすス
イッチング・レギュレータの特性図、第７図は本発明の
効果を表わすスイッチング・Ｌ・ランシスタの波形図で
ある。 １：主トランス　２：主スィッチング・１〜ランジスタ
　９：整流回路　１１：インダクタンス素子１２：容量
素子　１３．１５：抵抗素子第１２図Figures 1 and 2 are circuit diagrams of the prior art, Figure 3 is a characteristic diagram of the switching regulator of the prior art, and Figures 4 and 8.
Figures 9, 10, and 11. FIG. 12 is a circuit diagram of each embodiment of the present invention.
Figures (a) and (b) are characteristic diagrams of the inductance element used in the present invention, Figure 6 is a characteristic diagram of a switching regulator showing the effects of the present invention, and Figure 7 is a characteristic diagram of the switching regulator showing the effects of the present invention.・It is a waveform diagram of Runcistor. 1: Main transformer 2: Main switching/1 to transistor 9: Rectifier circuit 11: Inductance element 12: Capacitance element 13.15: Resistance element Fig. 12

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １、トランスの一次巻線に直列に接続され、周期的に断
続するスイッチング素子、前記［・ランスに別に巻かれ
た制御巻線、前記制御巻線の出力電圧を一定にするため
に前記スイッチング素子のＯＮ−ＯＦ’　Ｆ時間を制御
する制御回路、前記１〜ランスの二次巻線から整流回路
を介して直流電力をとり出すスイッチング・レギュレー
タにおいて、前記二次巻線の少なくとも一方の端子と整
流回路との間に、１．ＯＡ　丁以上の直流起磁力で高周
波のインダクタンスが直流電流に対して単調な減衰特性
を有するインダクタンス素子を直列に接続し、前記イン
ダクタンス素子と前記整流回路との接続点と、出力直流
電圧部との間を別の整流素子と抵抗素子を直列に介して
接続するとともに、前記インダクタンス素子の両端に並
列に容量素子を接続したことを特徴とするスイッチング
・レギュレータ。 ２、特許請求の範囲第１項に記載されたスイッチ１、ン
グ・レギュレータにおいて、前記抵抗素子と並列に別の
容量素子を接続したことを特徴とするスイッチング・レ
ギュレータ。 ３、特許請求の範囲第１項ないし第２項に記載されたス
イッチング・レギュレータにおいて、前記抵抗素子と直
列に別のインダクタンス素子を接続したことを特徴とす
るスイッチング・レギュレータ。 ４、特許請求の範囲第１項、第２項ないし第３項に記載
されたスイッチング・レギュレータにおいて、前記容量
素子と直列ないし並列に抵抗素子を接続したことを特徴
とするスイッチング・レギュレータ。[Claims] 1. A switching element connected in series to the primary winding of the transformer and periodically intermittent, a control winding separately wound around the lance, and an output voltage of the control winding kept constant. A control circuit that controls the ON-OF' F time of the switching element in order to Between at least one terminal and the rectifier circuit, 1. Inductance elements whose high-frequency inductance has a monotonous attenuation characteristic with respect to the DC current with a DC magnetomotive force of OA 1 or more are connected in series, and the connection point between the inductance element and the rectifier circuit and the output DC voltage section are connected in series. A switching regulator characterized in that a rectifying element and a resistive element are connected in series between the inductance element and a resistive element, and a capacitive element is connected in parallel to both ends of the inductance element. 2. A switching regulator according to claim 1, characterized in that another capacitive element is connected in parallel with the resistive element. 3. A switching regulator according to claims 1 or 2, characterized in that another inductance element is connected in series with the resistance element. 4. A switching regulator according to claims 1, 2 or 3, characterized in that a resistance element is connected in series or parallel to the capacitance element.