JPS59162770A - Switching regulator - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To enhance the constant voltage accuracy of a switching regulator by connecting an inductance element having a simple attenuating characteristic to a DC current to between the secondary winding and a rectifier and connecting a series circuit of a rectifier and a resistor between one end of an inductance element and the output terminal. CONSTITUTION:A switching element connected in series with the primary winding 1a of a transformer 1 is turned ON and OFF by a controller 3. An nductance element 11 having a simple attenuating characteristic of a high frequency inductance to a DC current with a DC magnetomotive force of 1.0AT or higher is connected in series with between one end of the secondary winding 1b of the transformer 1 and a rectifier 9. A series circuit of a rectifier 17 and a resistance element 18 is connected between the connecting point of the element 11 and the rectifier 9 and an output DC voltage unit.

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、スイッチング・レギュレータの定電圧制御方
式の１つとしての磁束制御方式の特性改良に関するもの
である。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to improving the characteristics of a magnetic flux control method as one of constant voltage control methods for a switching regulator.

スイッチング・レギュレータには種々の定電圧方式があ
るが、イの中でも第１図に示すように出力電圧Ｅ０２を
一定にするために主スィッチング・１〜ランジスタ２の
ＯＮ時聞のパルス巾を制御するいわゆるＰ、Ｗ’Ｍ　（
Ｐｕｌｓｅ　　Ｗｉｄｔｈ　　Ｍｏｄｕｌａ−ｔｉｏｎ
）制御方式が最も一般的である。第１図において、ＥＯ
＋は入力の直流電圧であり、普通は制御されていない。There are various constant voltage methods for switching regulators, but among them, as shown in Figure 1, the pulse width during the ON time of main switching 1 to transistor 2 is controlled in order to keep the output voltage E02 constant. The so-called P, W'M (
Pulse Width Modula-tion
) control method is the most common. In Figure 1, EO
+ is the input DC voltage, which is usually uncontrolled.

１は主トランスであり、１ａ。1 is the main transformer, 1a.

１ｂはそれぞれ主［・ランス１の１次、２次の巻線を表
わす。９は整流平滑回路の全体を示し、この中で５．６
は整流素子、７はヂョークコイル、８はコンデン）ナー
である。３は出力電圧ＥＯ２の変動に応じて主スィッチ
のパルス巾を制御する回路であり、４は出力電圧ＥＯ２
を検出し１次側にフィードバックする際に生ずる１次、
２次の電気的絶縁をはかるための絶縁１〜ランスもしく
は光結合素子を含む回路である。この方式は制御回路３
がＩＣ化されているため、比較的低価格でありかつ設計
が簡便であるが、スイッチング・レギュレータの保護機
能設計、安全性設計を加味した場合、１次、２次の絶縁
耐力を余り高くとれず、このことが特に高耐圧の仕様に
適合したスイッチング・レギュレータを実現しようとす
る時には常に問題となる。これらの問題を避けるために
第２図に示すような磁束制御方式の回路が考えられてい
る。1b represents the primary and secondary windings of the main lance 1, respectively. 9 shows the entire rectifying and smoothing circuit, in which 5.6
is a rectifying element, 7 is a choke coil, and 8 is a condenser. 3 is a circuit that controls the pulse width of the main switch according to fluctuations in the output voltage EO2, and 4 is a circuit that controls the pulse width of the main switch according to fluctuations in the output voltage EO2.
The primary that occurs when detecting and feeding back to the primary side,
This is a circuit including an insulator 1 to a lance or an optical coupling element for achieving secondary electrical insulation. This method uses the control circuit 3
Since it is integrated into an IC, it is relatively low cost and easy to design. However, when considering the protection function design and safety design of the switching regulator, the dielectric strength of the primary and secondary is too high. This is always a problem especially when trying to realize a switching regulator that meets high voltage specifications. In order to avoid these problems, a magnetic flux control type circuit as shown in FIG. 2 has been considered.

この方式は第１図と同じようにＰ　Ｗ　Ｍ制御を行なう
のであるが、出力電圧ＥＯ２ではなく、主トランス１の
磁束変化用を一定にするように考えられている。実際に
は、第２図において、制御巻線１Ｃに接続された整流回
路１０の出力電圧が一定になるように制御される。Ｒ１
は負荷抵抗である。This method performs PWM control in the same manner as in FIG. 1, but it is designed to keep the magnetic flux change of the main transformer 1 constant instead of the output voltage EO2. Actually, in FIG. 2, the output voltage of the rectifier circuit 10 connected to the control winding 1C is controlled to be constant. R1
is the load resistance.

第１図と第２図を比較すると明らかなように、第２図で
は主［・ランスで１次と２次がはっきりと絶縁されてい
るので、この耐圧さえ考慮すれば全体の絶縁耐力を著し
く向上させることができる。しかし、この方式の定電圧
制御の程度は第３図に示づように余り好ましいものでは
ない。図中口は第１図の回路の１図中イは第２図の回路
の出力直流電流ＩＯと出）ｊ直流電圧ＶＯの関係をでれ
でれ示している。前者二の場合は、直流電流ｉｏが零に
近い領域でわずかに定電圧ＥＯよりも上昇するだ【ノで
あるが、後者イの場合は、直流電流１ｏが小さくなるに
つれて出力電圧■０が急激に大きくなるという欠点があ
る。この傾向は、主スイツチング・ｌ−ランジスタを流
れる電流波形とも関連があり、低減することはでうたウ
ラいことではない。As is clear from comparing Figure 1 and Figure 2, in Figure 2, the primary and secondary are clearly insulated by the main lance, so if you take this withstand voltage into account, the overall dielectric strength will significantly increase. can be improved. However, the degree of constant voltage control of this method is not very desirable as shown in FIG. The opening in the figure shows the relationship between the output DC current IO and the output (j) DC voltage VO of the circuit shown in FIG. In the former case 2, the DC current io rises slightly above the constant voltage EO in the region close to zero, but in the latter case, as the DC current 1o decreases, the output voltage 0 suddenly increases. The disadvantage is that it becomes larger. This tendency is also related to the current waveform flowing through the main switching L-transistor, and it is not difficult to reduce it.

本発明は上記従来技術の欠点を改良し、定電圧精度の著
しく改良された高耐圧の磁束制御方式のスイッチング・
レギュレータを提供することを目的としている。The present invention improves the drawbacks of the above-mentioned prior art, and provides a high-voltage magnetic flux control switching system with significantly improved constant voltage accuracy.
The purpose is to provide a regulator.

上記目的を達成するために、本発明のスイッチング・レ
ギュレータは１−ランスの一次巻線に直列に接続され、
周期的に断続するスイッチング素子。To achieve the above object, the switching regulator of the present invention is connected in series with the primary winding of one lance,
A switching element that periodically switches on and off.

前記Ｉ・ランスに別に巻かれた制御巻線、前記制御巻線
の出力電圧を一定にするために前記スイッチング素子の
０Ｎ−ＯＦＦ時間を制御する制御回路。A control winding separately wound around the I-lance, and a control circuit that controls the ON-OFF time of the switching element in order to keep the output voltage of the control winding constant.

前記１−ランスの二次巻線から整流回路を介して直流電
力をとり出すスイッチング・レギュレータにおいて、前
記二次巻線の少なくとも一方の端子と整流回路との間に
、１．０Ａ　Ｔ以上の直流起磁力で高周波のインダクタ
ンスが直流電流に対して単調な減衰特性を有するインダ
クタンス素子を直列に接続するとともに、前記インダク
タンス素子と前記整流回路との接続点と、出力直流電圧
部との間を別の整流素子と抵抗素子を直列に介して接続
したことを主たる特徴としている。さらに、本発明のス
イッチング・レギュレータは前記抵抗素子と並列に容量
素子を接続することや、前記抵抗素子と直列に別のイン
ダクタンス素子を接続しｌζことも特徴としている。In the switching regulator that extracts DC power from the secondary winding of the 1-lance via the rectifier circuit, a DC power of 1.0 A T or more is connected between at least one terminal of the secondary winding and the rectifier circuit. Inductance elements whose high-frequency inductance due to magnetomotive force has monotonous attenuation characteristics with respect to DC current are connected in series, and a separate connection point between the inductance element and the rectifier circuit and the output DC voltage section is connected in series. The main feature is that a rectifying element and a resistive element are connected in series. Further, the switching regulator of the present invention is characterized in that a capacitive element is connected in parallel with the resistive element, and another inductance element is connected in series with the resistive element.

以下、本発明を実施例に基づき詳細に説明する。Hereinafter, the present invention will be explained in detail based on examples.

第４図は本発明の１つの実施例を示す回路図である。二
次巻線１ｂの一方の端子と整流素子５の間にインダクタ
ンス素子１１が直列に接続されている。さらに、このイ
ンダクタンス素子と整流素子の接続点と、出力の直流電
圧部との間が別の整流素子１７と抵抗素子１８の直列回
路を介して接続されている。このインダクタンス素子１
１は第５図に示すような高周波のインダクタンスＬの直
流電流重畳特性を有する。すなわち、直流電流■ｄａが
小さい時にはＬは非常に大きいが、Ｉｄｃが大きくなる
につれて急激にＬが小さくなる。一方、極端に直流電流
Ｔｄｃが小さい領域では、コアの材料、形状によって第
５図ホのように凸状の特性を有するものもあるが、本発
明においてこの差は問題ではない。本発明で用いられる
インダクタンス素子１１としては第５図のように起磁力
１．０ΔＴ以上でインダクタンスＬが単調に減少する特
性が重要である。ここでＡＴ（アンペア・ターン）とい
うのは直流電流Ｔｄｃど＝１アの巻数Ｎの積である。FIG. 4 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention. An inductance element 11 is connected in series between one terminal of the secondary winding 1b and the rectifying element 5. Further, the connection point between the inductance element and the rectifying element and the output DC voltage section are connected via another series circuit of a rectifying element 17 and a resistive element 18. This inductance element 1
1 has a direct current superimposition characteristic of high frequency inductance L as shown in FIG. That is, when the DC current ■da is small, L is very large, but as Idc becomes large, L rapidly becomes small. On the other hand, in a region where the DC current Tdc is extremely small, some cores have convex characteristics as shown in FIG. 5E depending on the material and shape of the core, but this difference is not a problem in the present invention. It is important for the inductance element 11 used in the present invention to have the characteristic that the inductance L monotonically decreases when the magnetomotive force exceeds 1.0ΔT, as shown in FIG. Here, AT (ampere-turn) is the product of the number of turns N of direct current Tdc = 1A.

Ｎが決まればＩｄｃに比例するＭ′ｃある。Once N is determined, there is M'c which is proportional to Idc.

次の第１図の回路の定電圧制御の原理について説明する
。Next, the principle of constant voltage control of the circuit shown in FIG. 1 will be explained.

第５図（ａ　）に示す特性を有するインダクタンス素子
１１は又第５図（ｂ　）のような１３−８曲線を有する
。いま、二次巻線１ｂに正のパルスが現われた場合、整
流素子５は導通となり負荷側に大きな電流ＩＯが流れ、
これによりインダクタンス素子１１はａ点に到達する。The inductance element 11 having the characteristics shown in FIG. 5(a) also has a 13-8 curve as shown in FIG. 5(b). Now, when a positive pulse appears in the secondary winding 1b, the rectifying element 5 becomes conductive and a large current IO flows to the load side.
As a result, the inductance element 11 reaches point a.

次に負のパルスが現われた場合には整流素子５は阻止状
態であるが、別に設けられた整流素子１７を通して電流
１が流れる。この電流１はインダクタンス素子１１を第
５図（１１）のＢ　−１−１曲線上でｂ点を経由しＵＣ
点まで動作させる。次の正パルス時は再びａ点に到達す
るとともに、インダクタンス素子１１によってΔＢに相
当する電圧降下が発生づ−る。電流ｉは第１次近似で １　仄′ｖｓ＋Ｖｏ・・・・・・・・・（１）で表わさ
れる。ここでＦＳは２次側のパルス波形の振幅、ＶＯは
出力電圧である。従って何らかの原因で出力電圧ｖＯが
高くなると、１は増加する傾向となり、△Ｂは大きくな
り結果的に電圧降下が大きくなる。抵抗素子１８は電流
制御用の抵抗であり、小さくなりすぎると電圧降下大ど
なり好ましくないので最適値を選ぶべきである。When a negative pulse appears next, the rectifying element 5 is in the blocking state, but the current 1 flows through the separately provided rectifying element 17. This current 1 passes through the inductance element 11 through point b on the B-1-1 curve in FIG.
Operate up to the point. At the time of the next positive pulse, point a is reached again and a voltage drop corresponding to ΔB is generated by the inductance element 11. The current i is expressed by the first approximation as 1.vs+Vo (1). Here, FS is the amplitude of the pulse waveform on the secondary side, and VO is the output voltage. Therefore, when the output voltage vO increases for some reason, 1 tends to increase, ΔB increases, and as a result, the voltage drop increases. The resistance element 18 is a resistance for current control, and if it becomes too small, the voltage drop will be large, which is not preferable, so the optimum value should be selected.

以上が本発明の原理であるが、従来の磁気増幅方式と異
なる点は、定電圧制御のための監視回路を持たず単純に
（１）式に示す電圧差だけで制御しようとするものであ
り、精密な制御は当然できない。しかし、回路が極めて
簡便になるとともに信頼性が著しく向上するという大き
なメリッ［・がある。The above is the principle of the present invention, but the difference from the conventional magnetic amplification method is that it does not have a monitoring circuit for constant voltage control and is simply controlled using the voltage difference shown in equation (1). Of course, precise control is not possible. However, there are major advantages in that the circuit becomes extremely simple and reliability is significantly improved.

第５図（ａ　）のホ、への特性を有するインダク・タン
ス素子１１を本発明の第４図の回路に適用した。第６図
がこの場合の出力特性を示で。図中イは従来技術の特性
９口は第５図へのインダクタンス素子を用いた場合の特
性、ハは第５図ホのインダクタンス素子を用いた場合の
１１１性をぞれぞれ示している。この図から明らかなよ
うに、従来技術イに比較して本発明のハ１口は出力電流
に対する出力電圧の変動率が著しく改良されている。イ
ンダクタンスＬの大きいホの方がこの電圧変動率を低減
する効果が大きい。定量的に見れば、＋３０％以」−の
低電流時の電圧の急激な立上りが本発明の口、ハの場合
には＋１５％、＋９％まで抑えることができた。The inductance element 11 having the characteristics shown in FIG. 5(a) was applied to the circuit of FIG. 4 of the present invention. Figure 6 shows the output characteristics in this case. In the figure, A shows the characteristic of the prior art when the inductance element shown in FIG. 5 is used, and C shows the characteristic when the inductance element shown in FIG. 5 is used. As is clear from this figure, compared to the prior art (A), the variation rate of the output voltage with respect to the output current is significantly improved in the case (C) of the present invention. E, which has a larger inductance L, has a greater effect of reducing this voltage fluctuation rate. Quantitatively, the rapid rise in voltage at low currents of +30% or more could be suppressed to +15% and +9% in the cases of the present invention.

このような効果を実現でさたのは、第６図イのような特
性が第５図に示すインダクタンス素子で補正されたため
である。丁度、低電流時のＶの電圧増加分を１の増加に
よるインダクタンス素子の高周波インダクタンス増加分
で０消していることになるからである。This effect was achieved because the characteristics shown in FIG. 6A were corrected by the inductance element shown in FIG. 5. This is because the increase in the voltage of V at low current is exactly zeroed out by the increase in high frequency inductance of the inductance element due to the increase of 1.

第７図は本発明の他の実施例を示す回路図である。これ
は、インダクタンス素子１１は分割され１１．１１′の
２個どして二次巻線ＩＩ）の両端に直列に接続された場
合である。本実施例の効果（Ｊ。FIG. 7 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention. This is the case when the inductance element 11 is divided into two parts 11 and 11' and connected in series to both ends of the secondary winding II). Effects of this Example (J.

第４図とほとんど同じであ・〕だ。It is almost the same as Figure 4.

第４図、第７図はフォロード］ンバータのオン−オン方
式の場合であるが、容易類推できるようにフライバック
方式においても効果は全く同じように実現できた。また
、これらは主スィッチング・トランジスタを−６のみ用
いた場合であるが、第８ノのようにプッシュプル等のト
ランジスタ２ａ、２ｂの２石の場合でも本発明の方式は
実現できる。すなわち、二次巻線ｌｂ、ｌｂ　′と両波
整流回路の間にインダクタンス素子１１．１１−の２個
がそれぞれ接続される。この場合も第４図と同じような
効果を実現できた。また、二次巻線の中点と整流回路と
の間にインダクタンス素子１１″を接続することも可能
である。第８図では一次側はプッシュプルの２石方式で
あったが、その他バーノブリッジ方式、フルブリッジ方
式等の多石方式でも状況は同じであり本発明の効果を実
現できる。4 and 7 show the case of the on-on type of followed inverter, but as can be easily inferred, the effect can be achieved in exactly the same way with the flyback type. Furthermore, these are cases in which only -6 main switching transistors are used, but the system of the present invention can also be realized in the case of two transistors such as push-pull transistors 2a and 2b as shown in No. 8. That is, two inductance elements 11 and 11- are respectively connected between the secondary windings lb and lb' and the double-wave rectifier circuit. In this case as well, an effect similar to that shown in FIG. 4 could be achieved. It is also possible to connect an inductance element 11'' between the middle point of the secondary winding and the rectifier circuit. In Fig. 8, the primary side is a push-pull two-stone system, but other burner The same situation applies to multi-stone systems such as a bridge system and a full bridge system, and the effects of the present invention can be achieved.

以上実施例を用いて詳細に説明したように、本発明の回
路方式を用いれば一次二次間の高耐圧を紐持しつつ、よ
り安定な定電圧特性を有する磁束制御方式のスイッチン
グ・レギュレータを実現できる。As explained in detail using the embodiments above, by using the circuit system of the present invention, it is possible to create a magnetic flux control type switching regulator that maintains a high withstand voltage between the primary and secondary circuits and has more stable constant voltage characteristics. realizable.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図、第２図は従来技術の回路図、第３図は従来技術
のスイッチング・レギュレータの特性図、第４図、第７
図、第８図、第９図は本発明の実施例の：ξれぞれの回
路図、第５図（ａ　）　　（ｂ　）は本発明に用いられ
たインダクタンス素子の特性図、第６図は本発明の効果
を表わすスイッチング・レギュレータの特性図である。 １：主］・ランス　２：主スィッチング・［・ランジス
タ　９：整流回路　１１：インダクタンス素子Ｉ。 第３図 ＪＴ 第５図（ａ）　　　　　　第５図（ｂ）０ ・　第６図 第７図Figures 1 and 2 are circuit diagrams of the prior art, Figure 3 is a characteristic diagram of a switching regulator of the prior art, and Figures 4 and 7.
Figures 8 and 9 are circuit diagrams of the embodiments of the present invention, Figures 5(a) and 9(b) are characteristic diagrams of the inductance element used in the present invention, and Figure 6 is the circuit diagram of each embodiment of the present invention. 1 is a characteristic diagram of a switching regulator showing the effects of the present invention. 1: Main]・Lance 2: Main switching・[・Lance 9: Rectifier circuit 11: Inductance element I. Figure 3 JT Figure 5 (a) Figure 5 (b) 0 ・ Figure 6 Figure 7

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １〜ランスの一次巻線に直列に接続され、周期的に断続
するスイッチング素子、前記［・ランスに別に巻かれた
制御巻線、前記制御巻線の出力電圧を一定にするために
前記スイッチング素子の０Ｎ−ＯＦＦ時間を制御する制
御回路、前記ｌ・ランスの二次巻線から整流回路を介し
て直流電力をとり出すスイッチング・レギュレータにお
いて、前記二次巻線の少なくとも一方の端子を整流回路
との間に、１．０Ａ　Ｔ以上の直流起磁力で高周波のイ
ンダクタンスが直流電流に対して単調な減衰特性を右す
るインダクタンス素子を直列に接続するとともに、前記
インダクタンス素子と前記整流回路との接続点ど、出力
直流電圧部との間を別の整流素子と抵抗素子を直列に介
して接続したことを特徴とするスイッチング・レギュレ
ータ。 ２、特許請求の範囲第１項に記載されたスイッチング・
レギュレータにおいて、前記抵抗素子と並列に容量素子
を接続したことを特徴とするスイッチング・レギュレー
タ。 ３、特許請求の範囲第１項ないし第２項に記載されたス
イッチング・レギュレータにおいて、前記抵抗素子と直
列に別のインダクタンス素子を接続したことを特徴とす
るスイッチング・レギュレータ。[Scope of Claims] 1 - A switching element connected in series to the primary winding of the lance and periodically intermittent; a control winding separately wound around the lance; a control circuit that controls the ON-OFF time of the switching element in order to An inductance element having a DC magnetomotive force of 1.0A T or more and a high frequency inductance exhibiting a monotonous attenuation characteristic with respect to DC current is connected in series between the terminal of the inductance element and the rectifier circuit, and the inductance element and the A switching regulator characterized in that, at a connection point with a rectifier circuit, an output DC voltage section is connected via another rectifier element and a resistor element in series. 2. The switching system described in claim 1
A switching regulator characterized in that a capacitive element is connected in parallel with the resistive element. 3. A switching regulator according to claims 1 or 2, characterized in that another inductance element is connected in series with the resistance element.