JPS59169363A - Self-excited switching regulator - Google Patents
Self-excited switching regulatorInfo
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- JPS59169363A JPS59169363A JP4343983A JP4343983A JPS59169363A JP S59169363 A JPS59169363 A JP S59169363A JP 4343983 A JP4343983 A JP 4343983A JP 4343983 A JP4343983 A JP 4343983A JP S59169363 A JPS59169363 A JP S59169363A
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- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
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- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33538—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は自励式スイッチング・レギュレータの定電圧制
御方式の特性改良に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to improving the characteristics of a constant voltage control method for a self-excited switching regulator.
自励式スイッチング・レギュレータには種々の定電圧方
式があるが、その中でも第１図に示すように出力電圧Ｅ
Ｏ２を一定にづ−るために主スィッチング・トランジス
タ２のＯＮ時間のパルス巾を制御するいわゆるＰＷＭ（
Ｐｕｌｓｅ ＷｉｄｔｈＭｃ＋ｄｕｌａｔｉａｎ ）
制御方式が一般的である。There are various constant voltage methods for self-excited switching regulators, and among them, as shown in Figure 1, the output voltage E
In order to keep O2 constant, the so-called PWM (
Pulse WidthMc+dulatian)
Control method is common.
第１図において１０は帰還巻線であり、主スィッチング
・１〜ランジスタの０Ｎ−ＯＦＦを行なうと同時に１次
巻線１ａとの結合により正帰還回路を構成し、自励式の
スイッチングを断続的に行なわせている。In Fig. 1, 10 is a feedback winding, which performs the main switching and ON-OFF of transistors 1 to 1, and at the same time constitutes a positive feedback circuit by coupling with the primary winding 1a, and performs self-excited switching intermittently. I'm letting them do it.
ＥＯ＋は入力の直流電圧であり、普通は制御されていな
い。１は主トランスであり、１ａ、１ｂはそれぞれ主ト
ランス１の１次、２次の巻線を表わす。９は整流平滑回
路の全体を示し、この中で５．６は整流素子、７はチョ
ークコイル、８はコンデンサーである。３は出力電圧Ｅ
Ｏ２の変動に応じて主スィッチのパルス巾を制御する回
路であり、４は出力電圧ＥＯ２を検出し１次側にフィー
ドバックする際に生ずる１次−２次の電気的絶縁をはか
るための絶縁［・ランスもしくは、光結合素子を含む回
路である。EO+ is the input DC voltage and is normally uncontrolled. 1 is a main transformer, and 1a and 1b represent the primary and secondary windings of the main transformer 1, respectively. 9 shows the whole rectifying and smoothing circuit, in which 5.6 is a rectifying element, 7 is a choke coil, and 8 is a capacitor. 3 is the output voltage E
This is a circuit that controls the pulse width of the main switch according to fluctuations in O2, and 4 is an insulation circuit for electrically insulating the primary and secondary voltages that occur when detecting the output voltage EO2 and feeding it back to the primary side.・It is a circuit that includes a lance or an optical coupling element.
この方式は比較的設計が簡便であるが、スイッチング・
レギュレータ保護機能設計、安全性設計を加味した場合
、１次２次の絶縁耐力を余り高くとれず、このことが特
に高耐圧の仕様に適合したスイッチング・レギュレータ
を実現しようとする時には常に問題となる。これらの問
題を避けるために第２図に示すような磁束制御方式の回
路が考えられている。この方式は、第１図と同じＪ：う
にＰ Ｗ Ｍ制御を行なうのであるが、出力電圧ＥＯ２
ではなく、主ｌ〜ランス１の磁束変化量を一定にするよ
うに考えられている。実際には、第２図において、制御
巻線１ｄに接続、された整流回路１０の出力電圧が一定
になるように制御される。Ｒしは負荷抵抗である。第１
図と第２図を比較すると明らかなように、第２図では主
［・ランスので１次と２次かはつぎりと絶縁されている
ので、この耐圧さえ考慮すれば全体の絶縁耐力を著しく
向上させることができる。This method is relatively simple in design, but the switching
When considering the regulator protection function design and safety design, the dielectric strength of the primary and secondary cannot be very high, which is always a problem when trying to realize a switching regulator that meets high voltage specifications. . In order to avoid these problems, a magnetic flux control type circuit as shown in FIG. 2 has been considered. This method performs the same PWM control as in Fig. 1, but the output voltage EO2
Rather, it is designed to keep the amount of change in magnetic flux from the main lance to the lance 1 constant. Actually, in FIG. 2, the output voltage of the rectifier circuit 10 connected to the control winding 1d is controlled to be constant. R is the load resistance. 1st
As is clear from comparing Figure 2 with Figure 2, in Figure 2 the main lance is insulated from the primary and secondary, so if this withstand voltage is taken into account, the overall dielectric strength can be significantly improved. can be done.
また、制御巻線１ｄは帰還巻線１Ｃと共用することがで
き、第３図のような回路においても自励式スイッチング
・レギュレータの定電圧制御が可能である。しかし、こ
れら第２図、第３図の定電圧制御の程度は第４図イに示
すように余り好ましいものではない。Further, the control winding 1d can be used in common with the feedback winding 1C, and even in the circuit shown in FIG. 3, constant voltage control of the self-excited switching regulator is possible. However, the degree of constant voltage control shown in FIGS. 2 and 3 is not very desirable, as shown in FIG. 4A.
図中二は第１図の回路の、図中イは第２図および第３図
の回路の出力直流電流■０と出力直流電力ＶＯの関係を
それぞれ示している。前者二の場合は、直流電流ＩＯが
零に近い領域で、わずかに定電圧ＥＯよりも上昇するだ
けであるが、後者イの場合は直流電流■０が小さくなる
につれて出力電圧Ｖｏ７り’急激に大ぎくなるという欠
点がある。この傾向は、主スィッチング・トランジスタ
を流れる電流波形ども関連があり、低減することはそう
たやすいことではない。2 in the figure shows the relationship between the output DC current 0 and the output DC power VO of the circuit of FIG. 1, and A in the figure of the circuit of FIGS. 2 and 3, respectively. In the former case 2, the DC current IO only slightly rises above the constant voltage EO in a region close to zero, but in the latter case the output voltage Vo7 rises rapidly as the DC current 0 becomes smaller. It has the disadvantage of being too large. This tendency is related to the current waveform flowing through the main switching transistor, and is not easy to reduce.
本発明は上記従来技術の欠点を改良し、定電圧精度の著
しく改良された高耐圧の磁束制御方式の自励式のスイッ
チング・レギュレータを提供り′ることを目的としてい
る。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to improve the above-mentioned drawbacks of the prior art, and to provide a self-excited switching regulator using a magnetic flux control method with high withstand voltage and significantly improved constant voltage accuracy.
上記目的を３９．成するために、本発明のスイッチング
・レギュレータはトランスの一次巻線に直列に接続され
たスイッチング素子、前記１〜ランスに別に巻かれた帰
還巻線により前記スイッチング素子を周期的に断続させ
前記トランスの二次巻線に電力を変換し、整流回路を介
して直流質ノコとしてとり出す自励式スイッチング・レ
ギュレータにおいて、前記二次巻線の少なくとも一方の
端子と整流回路との間に１．０Ａ Ｔ以上の起磁力で高
周波のインダクタンスが直流電流に対して単調な減衰特
性を有するインダクタンス素子を直列に接続し、前記イ
ンダクタンス素子と前記整流回路との接続点と、出力電
流電圧部との間を整流素子を直列に介して接続するとと
もに、前記インダクタンス素子の両端に並列に容量素子
を接続したことを主たる特徴としている。The above purpose is 39. In order to achieve this, the switching regulator of the present invention has a switching element connected in series to the primary winding of the transformer, and a feedback winding separately wound around the transformer to periodically connect and disconnect the switching element. In a self-excited switching regulator that converts power to a secondary winding of the motor and extracts it as a direct current through a rectifier circuit, a voltage of 1.0 A T is connected between at least one terminal of the secondary winding and the rectifier circuit. Connect in series inductance elements whose high-frequency inductance has monotonous attenuation characteristics with respect to DC current with the magnetomotive force above, and rectify between the connection point of the inductance element and the rectifier circuit and the output current voltage section. The main feature is that the elements are connected in series, and a capacitive element is connected in parallel to both ends of the inductance element.
さらに、本発明のスイッチング・レギュレータは前記抵
抗素子と並列に容量素子を接続することや、前記抵抗素
子と直列に別のインダクタンス素子を接続したことら特
徴どじでいる。また、前記容量素子と直列ないし並列に
抵抗素子を接続、したことも特徴としている。Further, the switching regulator of the present invention is characterized in that a capacitive element is connected in parallel with the resistive element, and another inductance element is connected in series with the resistive element. Another feature is that a resistive element is connected in series or parallel to the capacitive element.
以下、本発明を実施例に基づき詳細に説明する。Hereinafter, the present invention will be explained in detail based on examples.
第５図は本発明の一つの実施例を示づ゛回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention.
２次巻線１ｂの一方の端子と整流素子５の間にインダク
タンス素子１１が直列に接続されている。An inductance element 11 is connected in series between one terminal of the secondary winding 1b and the rectifying element 5.
本回路は帰還巻線１Ｃと制御巻線１ｄを共用したもので
ある。さらに、このインダクタンス素子１１と整流素子
５の接続点と、出力の直流電圧部との間が、別の整流索
子１７ど抵抗素子１８の直列回路を介して接続されると
ともに、容量索子１２がインダクタンス素子１１の両端
に並列に接続されている。。This circuit shares the feedback winding 1C and the control winding 1d. Further, the connection point between the inductance element 11 and the rectifying element 5 and the output DC voltage part are connected via a series circuit of another rectifying element 17 and a resistive element 18, and the capacitive element 12 are connected in parallel to both ends of the inductance element 11. .
このインダクタンス素子１１は第６図＜ａ ＞に示すよ
うな高周波のインダクタンスＬの直流電流重畳特性を有
する。すなわち、直流電流ｉｄｃが小さい時にはＬは非
常に人さいが、ｉｄｃが大きくなるにつれて急激にＬが
小さくなる。一方、極端に直流電流１ｄｃが小さい領域
では、コアの材料、形状によって第６図（ａ ）ホのよ
うに凸状の特性を有するものもあるが、本発明において
この差は問題ではない。本発明で用いられるインダクタ
ンス索子１１としては、第６図（ａ）のように起磁力１
．０Ａ Ｔ以上でインダクタンスＬが単調に減少する特
性が重要である。ここでＡＴ（アンペア・ターン）とい
うのは直流電流［Ｃとコアの巻数Ｎの積である。Ｎが決
まればＩｄｃに比例する母である。This inductance element 11 has a direct current superimposition characteristic of high frequency inductance L as shown in FIG. 6<a>. That is, when the DC current idc is small, L is very small, but as idc becomes large, L rapidly becomes small. On the other hand, in a region where the DC current 1 dc is extremely small, some cores may have convex characteristics as shown in FIG. 6(a) (e) depending on the material and shape of the core, but this difference is not a problem in the present invention. The inductance cord 11 used in the present invention has a magnetomotive force of 1 as shown in FIG. 6(a).
．． The important characteristic is that the inductance L monotonically decreases above 0 AT. Here, AT (ampere-turn) is the product of DC current [C and the number of turns N in the core. Once N is determined, it is a mother proportional to Idc.
次の第４図の回路の定電圧制御の原理について説明する
。Next, the principle of constant voltage control of the circuit shown in FIG. 4 will be explained.
第６図（ａ）に示す特性を有するインダクタンス素子１
１は、また第６図（ｂ）のようなり−８曲線を有する。Inductance element 1 having the characteristics shown in FIG. 6(a)
1 also has a −8 curve as shown in FIG. 6(b).
いま、２次巻線１ｂに正のパルスが睨ねれた場合、整流
素子５は導通どなり負荷側に大きな電流■０か流れ、こ
れによりインダクタンス素子１１はａ点に到達する。次
に負のパルスが現われた場合には整流索子５は阻止状態
であるが、別に設りられた整流素子１７を通して電流乙
か流れる。こ、の電流ｉはインダクタンス索子１１を第
５図（ｂ）のＢ−Ｈ曲線上でｂ点を経由して０点まで動
作させる。次の正パルス時は再びａ点に到達するととも
に、インダクタンス素子１１によってΔＢに４０当する
電圧降下が発生する。Now, when a positive pulse is applied to the secondary winding 1b, the rectifying element 5 becomes conductive and a large current 0 flows to the load side, causing the inductance element 11 to reach point a. If a negative pulse then appears, the rectifying cable 5 is in a blocked state, but the current A flows through the separately provided rectifying element 17. This current i causes the inductance cable 11 to operate on the B-H curve of FIG. 5(b) via point b to point 0. At the time of the next positive pulse, point a is reached again, and a voltage drop corresponding to 40 ΔB occurs due to the inductance element 11.
電流ｉは第１次近似で
ｉＯｃ ’ｉｓ＋ＶＯ（１）
で表わされる。ここでνＳは２次側のパルス波形の振幅
、Ｖｏは出力電圧である。従って伺らかの原因で出力電
圧ＶＯが高くなるとｉは増加する傾向となり、ΔＢは大
きくなり、結果的に電圧降下が大ぎくなる。抵抗素子１
８は電流制御用の抵抗であり、小さくなりすぎると電圧
降下大となり好ましくないのでＲ適値を選ぶべきである
。The current i is expressed as iOc'is+VO(1) in the first approximation. Here, νS is the amplitude of the pulse waveform on the secondary side, and Vo is the output voltage. Therefore, when the output voltage VO increases due to some reason, i tends to increase, ΔB increases, and as a result, the voltage drop becomes large. Resistance element 1
8 is a resistor for current control, and if it becomes too small, the voltage drop will become large, which is not preferable, so an appropriate value for R should be selected.
以上が本発明の原理であるが、従来の磁気増幅方式と異
なる点は、定電圧制御のための監視回路を持たず単純（
こ（１）式に示す電圧差だけで制御しようとするもので
あり、精密な制御は当然できない。しかし、回路が極め
て簡便になるとともに、信頼性が著しく向上するという
人ぎ浄メリツ１〜がある。The above is the principle of the present invention, but the difference from the conventional magnetic amplification method is that it does not have a monitoring circuit for constant voltage control and is simple (
This is intended to be controlled only by the voltage difference shown in equation (1), and of course precise control is not possible. However, it has the following advantages: the circuit becomes extremely simple and the reliability is significantly improved.
第６図（ａ ＞のホ、への特性を有するインダクタンス
索子１１を本発明の第４図の回路に適用した。第７図が
この場合の出力特性を示づ。図中イは従来技術の特性９
口は第６図（ａ）へのインダクタンス索子を用いた場合
の特性、ハは第６図＜ａ ＞ボのインダクタンス索子を
用いた場合の特性をそれぞれ示している。この図から明
らかなように、従来技術イに比較してインダクタンス素
子１１と容量索子１２を並列接続した本発明のハ。The inductance cable 11 having the characteristics of FIG. 6 (a > E and E) is applied to the circuit of FIG. Characteristic 9
6A shows the characteristics when the inductance rope shown in FIG. 6A is used, and C shows the characteristics when the inductance rope shown in FIG. 6A is used. As is clear from this figure, compared to the prior art (A), the present invention (C) has an inductance element 11 and a capacitance element 12 connected in parallel.
口は出力電流に対する出力電圧の変動率が著しく改良さ
れている。インダクタンスＬの大きいホの方がこの電圧
変動率を低減する効果が大きい。定量的に見れば、＋３
０％以上の低電流時の電圧の急激な立上りが、本発明の
口、ハの場合には＋１５％。The variation rate of output voltage with respect to output current has been significantly improved. E, which has a larger inductance L, has a greater effect of reducing this voltage fluctuation rate. Quantitatively, +3
The sudden rise in voltage at a low current of 0% or more is +15% in the case of (1) and (3) of the present invention.
＋９％まで抑えることができた。このような効果を実現
でさたのは、第７図イのような特性が、第６図に示すイ
ンダクタンス素子１１だけでなく容量索子１２により１
次側のスイッチング電圧波形が第８図の（ａ ）から（
ｄ ）のように整形されたためである。丁度、低電流時
のＶｏの電圧増加分を２の増加によるインダクンス素子
の高周波のインダクタンス増加分とＩＪｍ素子で打消し
ていることになるからである。容量素子１２の存在は主
トランスのリーケイジインダクタンスを減少させる効果
があり。スイッチング・１〜ランシスター２のＯＦＦ時
の電圧のはねかえりを抑えることとじて理解される。We were able to suppress it to +9%. The reason why such an effect was achieved is that the characteristics shown in FIG.
The switching voltage waveform on the next side changes from (a) to (
This is because it was formatted as shown in d). This is because the increase in the voltage of Vo during low current is canceled out by the increase in high frequency inductance of the inductance element due to the increase of 2 and the IJm element. The presence of the capacitive element 12 has the effect of reducing the leakage inductance of the main transformer. This can be understood as suppressing voltage bounce when Switching 1 to Run Sister 2 are OFF.
第９図は本発明の他の実施例を示す回路図である。これ
は、インダクタンス索子１１は分割され１１．１１′の
２個として２次巻線１ｂの両端に直列に接続されると同
時にインダクタンスの両端に容量素子１２を並列に接続
した場合である。本実施例の効果は第５図とほとんど同
じであった。FIG. 9 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention. This is a case where the inductance cord 11 is divided into two parts 11 and 11' and connected in series to both ends of the secondary winding 1b, and at the same time, the capacitive element 12 is connected in parallel to both ends of the inductance. The effect of this example was almost the same as that shown in FIG.
第１０図は本発明の第３の実施例を示す回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention.
これは、整流素子１７と抵抗素子１８の直列回路に直列
にインダクタンス素子２０をさらに抵抗素子１８と並列
に容量素子１９をイれぞれ接続した場合である。これら
の付加的部品１９゜２０の役割は電流乙の波形を整形す
るためであり、本発明のスイッチング・レギュレータの
安定動作に極めて大きな効果があった。これらの部品１
つ。This is a case where an inductance element 20 is connected in series to a series circuit of a rectifying element 17 and a resistive element 18, and a capacitive element 19 is connected in parallel with the resistive element 18. The role of these additional parts 19 and 20 was to shape the waveform of the current A, and had a very large effect on the stable operation of the switching regulator of the present invention. These parts 1
One.
２０は第１・０図のように同時に接続してもよいが、場
合によっては別々に接続してもよい。20 may be connected simultaneously as shown in FIG. 1.0, but may be connected separately depending on the case.
第１１図は本発明の第４の実施例を示す回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
これは、第２図の回路にさらに抵抗素子１３が前記容量
素子１２と直列に接続されるとともに、これらが全体と
してインダクタンス素子１１に並列に接続された場合で
ある。この抵抗素子１３の存在により１〜２％のわずか
ではあるが変動率を改善することができた。This is the case where a resistance element 13 is further connected in series with the capacitance element 12 in the circuit of FIG. 2, and these are connected in parallel to the inductance element 11 as a whole. The presence of this resistance element 13 made it possible to improve the fluctuation rate, albeit by a small amount of 1 to 2%.
第１２図は本発明の第５の実施例を示す回路図である。FIG. 12 is a circuit diagram showing a fifth embodiment of the present invention.
これは、第１２図の回路の容量素子１２およびインダク
タンス素子１５の存在により ０．５−１％の変動率の
改善を行なうことができた。This is due to the presence of the capacitive element 12 and the inductance element 15 in the circuit shown in FIG. 12, making it possible to improve the fluctuation rate by 0.5-1%.
前記抵抗素子１３．１５には、高周波分のエネルギーを
熱として吸収しスイッチング波形を整形する効果があ゛
る。The resistive elements 13 and 15 have the effect of absorbing high frequency energy as heat and shaping the switching waveform.
第５図、第８図、第９図、第１０図、第１１図は主スィ
ッチング・トランジスターを一石のみ用いた場合である
が、第１０図のように自励式のプッシュプル等のトンシ
スター２ａ、２ｂの二石の場合でも、本発明の方式は実
現できる。すなわち、２次巻線ｌｂ、’１ｂ＝と両波整
流回路の間にインダクタンス素子１１．１１−の２個が
それぞれ接続されるとともに、２個の容量素子１２．１
２−が前記２つのインダクタンス素子１１．１１−にそ
れぞれ並列に接続される。この場合も第５図と、はぼ同
じような効果を実現できた。また２次巻線の中点と整流
回路との間に別のインダクタンス素子１１″を接続する
ことも可能である。第１２図では１次側はプッシュプル
の２石方式であっ・たが、その他ハーフブリッジ方式、
フルブリッジ方式等の釜石方式でも状況は同じであり本
発明の効果を実現できる。Figures 5, 8, 9, 10, and 11 show cases where only one main switching transistor is used, but as shown in Figure 10, a self-excited push-pull or other ton sister 2a is used. , 2b, the method of the present invention can be realized. That is, two inductance elements 11.11- are connected between the secondary windings lb, '1b= and the double-wave rectifier circuit, and two capacitance elements 12.1
2- are connected in parallel to the two inductance elements 11 and 11-, respectively. In this case as well, an effect similar to that shown in FIG. 5 was achieved. It is also possible to connect another inductance element 11'' between the middle point of the secondary winding and the rectifier circuit. In Fig. 12, the primary side is a push-pull two-stone system. Other half bridge systems,
The situation is the same with the Kamaishi method such as the full bridge method, and the effects of the present invention can be achieved.
以上実施例を用いて詳細に説明したように、本発明の回
路方式を用いれば、１次２次間の高耐圧を維持しつつ、
より安定な定電圧特性を有する磁束制御方式の自励式ス
イッチング・レギュレータを実現できる。As explained in detail using the embodiments above, by using the circuit system of the present invention, while maintaining a high breakdown voltage between the primary and secondary,
A magnetic flux control self-excited switching regulator with more stable constant voltage characteristics can be realized.
第１図、第２図、第３図は従来技術の回路図、第４図は
従来技術のスイッチング・レギュレータの特性図、第５
図、第８図、第９図、第１０図。
第１１図、第１２図は本発明の実施例の（れぞれの回路
図、第６図は本発明に用いられたインダクタンス素子の
特性図、第７図は本発明の効果を表わすスイッチング・
レギュレータの特性図、第８図は本発明の効果を表わづ
主１−ランジスタの波形図である。＄＋３ｒｘ＋ｍｓ明
ｆ）虹施布・」つ田話田、・ある。
１：主トランス ２：主スィッチング・トランジスタ
９：整流回路 １１：インダクタンス素子１Ｃ：帰還巻
線および制御巻線
１゜
第４ 図
第６図（δ）ＡＴ 第６図（ｂ）１゜
ｍ ７ 図
第８図
第７図Figures 1, 2, and 3 are circuit diagrams of conventional technology, Figure 4 is a characteristic diagram of a conventional switching regulator, and Figure 5 is a diagram of conventional switching regulator characteristics.
Figures 8, 9, and 10. 11 and 12 are circuit diagrams of the embodiments of the present invention, FIG. 6 is a characteristic diagram of the inductance element used in the present invention, and FIG. 7 is a switching diagram showing the effects of the present invention.
The characteristic diagram of the regulator, FIG. 8, is a waveform diagram of the main transistor 1 showing the effects of the present invention. $ + 3rx + ms light f) Nijisefu・”Tsuda story field・・There is. 1: Main transformer 2: Main switching transistor
9: Rectifier circuit 11: Inductance element 1C: Feedback winding and control winding 1゜ Fig. 4 Fig. 6 (δ) AT Fig. 6 (b) 1゜m 7 Fig. 8 Fig. 7
Claims (1)
グ素子、前記トランスに別に巻かれた帰還巻線により前
記スイッチング素子を周期的に断続させ前記トランスの
二次巻線にミノｊを変換し、整流回路を介して直流電力
どしてとり出す自励式スイッチング・レギュレータにお
いて、前記二次巻線の少なくとも一方の端子と整流回路
どの間に、１、ＯＡ丁以上の起磁力で高周波のインダク
タンスが直流電流に対して単調な減衰特性を右づるイン
ダクタンス素子を直列に接続するとともに、前記インダ
クタンス素子と前記整流回路どの接続点と、出ノ〕直流
電力部との間を別の整流素子を直列に介して接続すると
ともに、゛前記インダクタンス素子の両端に並列に容量
素子を接続したことを特徴とする自励式スイッチング・
レギュレータ。 ２、特許請求の範囲第１項に記載された自励式スイッチ
ング・レギュレータにおいて、前記抵抗素子と並列に別
の容量素子を接続したことを特徴とする自励式スイッチ
ング・レギュレータ。 ３、特許請求の範囲第１項ないし第２項に記載された自
励式スイッチング・レギュレータにおいて、前記抵抗素
子と直列に別のインダクタンス素子を接続したことを特
徴とする自励式スイッチング・レギュレータ。 ４、特許請求の範囲第１項、第２項ないし第３項に記載
された自励式スイッチング・レギュレータにおいて、前
記容量素子と直列ないし並列に抵抗素子を接続したこと
を特徴とするスイッチング・レギュレータ。[Claims] 1. A switching element connected in series to the primary winding of the transformer, and a feedback winding separately wound around the transformer to periodically connect and disconnect the switching element to the secondary winding of the transformer. In a self-excited switching regulator that converts the DC power and extracts DC power through a rectifier circuit, a magnetomotive force of 1.OA or more is applied between at least one terminal of the secondary winding and the rectifier circuit. An inductance element whose high-frequency inductance exhibits a monotonous attenuation characteristic with respect to DC current is connected in series, and a separate A self-excited switching device characterized in that a rectifying element is connected in series, and a capacitive element is connected in parallel to both ends of the inductance element.
regulator. 2. A self-excited switching regulator according to claim 1, characterized in that another capacitive element is connected in parallel with the resistive element. 3. A self-excited switching regulator according to claims 1 or 2, characterized in that another inductance element is connected in series with the resistance element. 4. A self-excited switching regulator according to claims 1, 2 or 3, characterized in that a resistance element is connected in series or parallel to the capacitance element.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4343983A JPS59169363A (en) | 1983-03-16 | 1983-03-16 | Self-excited switching regulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4343983A JPS59169363A (en) | 1983-03-16 | 1983-03-16 | Self-excited switching regulator |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59169363A true JPS59169363A (en) | 1984-09-25 |
Family
ID=12663726
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4343983A Pending JPS59169363A (en) | 1983-03-16 | 1983-03-16 | Self-excited switching regulator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59169363A (en) |
-
1983
- 1983-03-16 JP JP4343983A patent/JPS59169363A/en active Pending
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