JPH1198899A - Ａｃモータ駆動装置 - Google Patents
Ａｃモータ駆動装置Info
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- JPH1198899A JPH1198899A JP9255361A JP25536197A JPH1198899A JP H1198899 A JPH1198899 A JP H1198899A JP 9255361 A JP9255361 A JP 9255361A JP 25536197 A JP25536197 A JP 25536197A JP H1198899 A JPH1198899 A JP H1198899A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 広範囲の電流周波数に対して、特に電流ゼロ
付近でスイッチングノイズに影響されずに正確な電流極
性判断ができるモータの駆動装置を得る。 【解決手段】 モータの駆動装置に備わっている本発明
によるデッドタイム補正手段は、あらかじめ設定された
一定幅のヒステリシスバンド幅Ｈｂａｎｄを持つハイブ
リッド判断器に検出電流Ｉafb 、Ｉbfb 、Ｉcfb を通し
て、該検出電流が一定幅のヒステリシスバンド幅の中に
入った時は指令電流Ｉa*、Ｉb*、Ｉc* を用い、それ以
外の時は検出電流Ｉafb 、Ｉbfb 、Ｉcfb を用いてその
電流の極性を判断するようにし、その判断結果の電流極
性を付したデッドタイムの補正電圧値を指令電圧Ｖa*、
Ｖb*、Ｖc*に加えるようにしている。
付近でスイッチングノイズに影響されずに正確な電流極
性判断ができるモータの駆動装置を得る。 【解決手段】 モータの駆動装置に備わっている本発明
によるデッドタイム補正手段は、あらかじめ設定された
一定幅のヒステリシスバンド幅Ｈｂａｎｄを持つハイブ
リッド判断器に検出電流Ｉafb 、Ｉbfb 、Ｉcfb を通し
て、該検出電流が一定幅のヒステリシスバンド幅の中に
入った時は指令電流Ｉa*、Ｉb*、Ｉc* を用い、それ以
外の時は検出電流Ｉafb 、Ｉbfb 、Ｉcfb を用いてその
電流の極性を判断するようにし、その判断結果の電流極
性を付したデッドタイムの補正電圧値を指令電圧Ｖa*、
Ｖb*、Ｖc*に加えるようにしている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＡＣモータ駆動装
置に関し、特にＰＷＭインバータのデッドタイム補正に
関するものである。
置に関し、特にＰＷＭインバータのデッドタイム補正に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の電圧型インバータでは、上下スイ
ッチング素子の同時導通による電流短絡事故を防止する
ためにデッドタイムを設けている。ＰＷＭインバータは
スイッチング回数に伴って電流制御性能が高い反面、デ
ッドタイムの影響も多く受けやすい。特に、低速と軽負
荷の運転時ににおける電流制御への影響は大きく、電流
歪み、トルク脈動の一因ともなる。
ッチング素子の同時導通による電流短絡事故を防止する
ためにデッドタイムを設けている。ＰＷＭインバータは
スイッチング回数に伴って電流制御性能が高い反面、デ
ッドタイムの影響も多く受けやすい。特に、低速と軽負
荷の運転時ににおける電流制御への影響は大きく、電流
歪み、トルク脈動の一因ともなる。
【０００３】こうしたインバータ装置のデッドタイム設
定による電圧損失を補正するには、先ず、デッドタイム
設定による電圧損失量Ｖloss、およびデッドタイムの補
正電圧値Ｖcompは次式（１）のように成る。 Ｖloss＝Ｖcomp＝ｔd ×ｆc ×Ｖｄｃ ＝( ｔd ／ｔc ) ×Ｖｄｃ ・・・（１） ここで、ｔd はデッドタイム時間、ｆc はスイッチング
キャリアー周波数（＝１／ｔc ）、Ｖｄｃは直流電源、
である。このように、（１）式で求めた電圧損失量Ｖlo
ssをデッドタイムの補正電圧値Ｖcompとして扱ってデッ
ドタイム補正を掛ける。
定による電圧損失を補正するには、先ず、デッドタイム
設定による電圧損失量Ｖloss、およびデッドタイムの補
正電圧値Ｖcompは次式（１）のように成る。 Ｖloss＝Ｖcomp＝ｔd ×ｆc ×Ｖｄｃ ＝( ｔd ／ｔc ) ×Ｖｄｃ ・・・（１） ここで、ｔd はデッドタイム時間、ｆc はスイッチング
キャリアー周波数（＝１／ｔc ）、Ｖｄｃは直流電源、
である。このように、（１）式で求めた電圧損失量Ｖlo
ssをデッドタイムの補正電圧値Ｖcompとして扱ってデッ
ドタイム補正を掛ける。
【０００４】デッドタイム補正法は一般的に、単純に電
流の極性とデッドタイムの補正電圧値Ｖcompとの情報か
ら補正を掛けることができるが、二つの情報の中で電流
極性の判断はデッドタイム補正法のアルゴリズムにおい
てもっとも重要な処理であり、又、正確な極性判断が必
要である。従来の電流極性判断の方式においては、検
出電流か、指令電流、のいずれか一方のみが用いられ
ている。
流の極性とデッドタイムの補正電圧値Ｖcompとの情報か
ら補正を掛けることができるが、二つの情報の中で電流
極性の判断はデッドタイム補正法のアルゴリズムにおい
てもっとも重要な処理であり、又、正確な極性判断が必
要である。従来の電流極性判断の方式においては、検
出電流か、指令電流、のいずれか一方のみが用いられ
ている。
【０００５】図８は従来のデッドタイム補正方法の制御
ブロック図である。先ず、の検出電流による場合は、
検出電流Ｉafb 、Ｉbfb 、Ｉcfb を極性判断発生器によ
り極性判断して、正の場合は＋１、負の場合は−１を出
力し、デッドタイム補正電圧値を掛けた補正電圧出力
を、ＰＷＭインバータに印加する電圧指令Ｖa*、Ｖb*、
Ｖc * に加算して、デッドタイム補正を行っている。
ブロック図である。先ず、の検出電流による場合は、
検出電流Ｉafb 、Ｉbfb 、Ｉcfb を極性判断発生器によ
り極性判断して、正の場合は＋１、負の場合は−１を出
力し、デッドタイム補正電圧値を掛けた補正電圧出力
を、ＰＷＭインバータに印加する電圧指令Ｖa*、Ｖb*、
Ｖc * に加算して、デッドタイム補正を行っている。
【０００６】また、の指令電流による場合も同様に、
指令電流Ｉa*、Ｉb*、Ｉc*を極性判断発生器で判断し
て、以降同様な処理により正の場合は＋１、負の場合は
−１を出力し、デッドタイム補正電圧値を掛けた補正電
圧出力を先のＰＷＭインバータに印加する電圧指令Ｖa
*、Ｖb*、Ｖc * に加算して、デッドタイム補正を行っ
ている。
指令電流Ｉa*、Ｉb*、Ｉc*を極性判断発生器で判断し
て、以降同様な処理により正の場合は＋１、負の場合は
−１を出力し、デッドタイム補正電圧値を掛けた補正電
圧出力を先のＰＷＭインバータに印加する電圧指令Ｖa
*、Ｖb*、Ｖc * に加算して、デッドタイム補正を行っ
ている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来方式において、の検出電流による場合は、理想的な
電流極性の判断が実際の検出電流を用いて行えるはずで
あるが、検出電流にはスイッチングノイズを含んでいる
ので、電流ゼロ付近で極性判断ミスが起きやすく、間違
った補正電圧を掛けてしまって、電流リップルの現象を
起こしてしまうという問題がある。
来方式において、の検出電流による場合は、理想的な
電流極性の判断が実際の検出電流を用いて行えるはずで
あるが、検出電流にはスイッチングノイズを含んでいる
ので、電流ゼロ付近で極性判断ミスが起きやすく、間違
った補正電圧を掛けてしまって、電流リップルの現象を
起こしてしまうという問題がある。
【０００８】このような電流ゼロ付近での極性判断ミス
を防止するため、検出電流の代わりにの指令電流を用
いる方法は、検出電流と指令電流の位相差が周波数が高
くなるほど大きくなり、ほぼカットオフ周波数以上では
９０°以上の位相差が生じてしまうので電流の歪み現象
が起きて、位相差を生じない低い電流周波数範囲しか使
用できない。特に、ＡＣサーボモータ駆動装置は高速高
応答の要求が高まる状況の中で、必然的に電流の周波数
が高くなるために、これは性能面で致命的であるという
問題があった。
を防止するため、検出電流の代わりにの指令電流を用
いる方法は、検出電流と指令電流の位相差が周波数が高
くなるほど大きくなり、ほぼカットオフ周波数以上では
９０°以上の位相差が生じてしまうので電流の歪み現象
が起きて、位相差を生じない低い電流周波数範囲しか使
用できない。特に、ＡＣサーボモータ駆動装置は高速高
応答の要求が高まる状況の中で、必然的に電流の周波数
が高くなるために、これは性能面で致命的であるという
問題があった。
【０００９】そこで、本発明は、広範囲の電流周波数に
対して正しく判断された電流極性情報を与えて、特に電
流のゼロ付近でスイッチングノイズの影響にも強いデッ
ドタイム補正を可能にするＡＣモータ駆動装置を提供す
ることを目的としている。
対して正しく判断された電流極性情報を与えて、特に電
流のゼロ付近でスイッチングノイズの影響にも強いデッ
ドタイム補正を可能にするＡＣモータ駆動装置を提供す
ることを目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１に記載の発明は、３相指令電圧を入力して
ＡＣモータを駆動するＰＷＭ電力変換手段と、前記ＡＣ
モータの３相電流を検出する３相電流検出手段と、前記
ＡＣモータの電気角を検出する電気角検出手段と、前記
電気角を用いて前記３相検出電流から２相検出電流への
３→２相座標変換計算を行う３→２相座標変換計算手段
と、２相指令電流から前記２相検出電流を引いて電流誤
差を演算する電流誤差演算手段と、前記電流誤差から２
相指令電圧を比例積分構成部により計算する２相指令電
圧計算手段と、前記電気角を用いて前記２相指令電圧か
ら３相指令電圧への２→３相座標変換計算を行う２→３
相座標変換計算手段と、デッドタイムによる補正電圧を
計算するデッドタイム補正手段と、を備えたＡＣモータ
駆動装置において、前記デッドタイム補正手段は、あら
かじめ設定された一定幅のヒステリシスバンド幅を持つ
ハイブリッド判断器に前記検出電流を通して前記ヒステ
リシスバンド幅の中に入った時はゼロ、それ以外は１を
出力するハイブリッド判断手段と、前記ハイブリッド判
断手段の出力がゼロの場合には前記指令電流を、１の場
合は前記検出電流を選択するスイッチと、前記スイッチ
を通る電流の極性を判断する極性判断発生手段と、前記
極性判断発生手段からの極性を付したデッドタイムの補
正電圧値を前記指令電圧に加える加算手段と、から成る
ことを特徴としている。
め、請求項１に記載の発明は、３相指令電圧を入力して
ＡＣモータを駆動するＰＷＭ電力変換手段と、前記ＡＣ
モータの３相電流を検出する３相電流検出手段と、前記
ＡＣモータの電気角を検出する電気角検出手段と、前記
電気角を用いて前記３相検出電流から２相検出電流への
３→２相座標変換計算を行う３→２相座標変換計算手段
と、２相指令電流から前記２相検出電流を引いて電流誤
差を演算する電流誤差演算手段と、前記電流誤差から２
相指令電圧を比例積分構成部により計算する２相指令電
圧計算手段と、前記電気角を用いて前記２相指令電圧か
ら３相指令電圧への２→３相座標変換計算を行う２→３
相座標変換計算手段と、デッドタイムによる補正電圧を
計算するデッドタイム補正手段と、を備えたＡＣモータ
駆動装置において、前記デッドタイム補正手段は、あら
かじめ設定された一定幅のヒステリシスバンド幅を持つ
ハイブリッド判断器に前記検出電流を通して前記ヒステ
リシスバンド幅の中に入った時はゼロ、それ以外は１を
出力するハイブリッド判断手段と、前記ハイブリッド判
断手段の出力がゼロの場合には前記指令電流を、１の場
合は前記検出電流を選択するスイッチと、前記スイッチ
を通る電流の極性を判断する極性判断発生手段と、前記
極性判断発生手段からの極性を付したデッドタイムの補
正電圧値を前記指令電圧に加える加算手段と、から成る
ことを特徴としている。
【００１１】また、請求項２に記載の発明は、前記ＡＣ
モータ駆動装置において、前記デッドタイム補正手段
が、前記検出電流として１サンプル遅れ検出電流を用い
ることを特徴としている。また、請求項３に記載の発明
は、３相指令電圧を入力してＡＣモータを駆動するＰＷ
Ｍ電力変換手段と、前記ＡＣモータの３相電流を検出す
る３相電流検出手段と、前記ＡＣモータの電気角を検出
する電気角検出手段と、前記電気角を用いて指令トルク
電流より３相指令電流を生成する３相指令電流生成手段
と、前記３相指令電流から前記３相検出電流を引いて電
流誤差を演算する電流誤差演算手段と、前記電流誤差か
ら３相指令電圧を比例積分構成部により計算する３相指
令電圧計算手段と、デッドタイムによる補正電圧を計算
するデッドタイム補正手段と、を備えたＡＣモータ駆動
装置において、前記デッドタイム補正手段は、あらかじ
め設定された一定幅のヒステリシスバンド幅を持つハイ
ブリッド判断器に前記検出電流を通して前記ヒステリシ
スバンド幅の中に入った時はゼロ、それ以外は１を出力
するハイブリッド判断手段と、前記ハイブリッド判断手
段の出力がゼロの場合には前記指令電流を、１の場合は
前記検出電流を選択するスイッチと、前記スイッチを通
る電流の極性を判断する極性判断発生手段と、前記極性
判断発生手段からの極性を付したデッドタイムの補正電
圧値を前記指令電圧に加える加算手段と、から成ること
を特徴としている。
モータ駆動装置において、前記デッドタイム補正手段
が、前記検出電流として１サンプル遅れ検出電流を用い
ることを特徴としている。また、請求項３に記載の発明
は、３相指令電圧を入力してＡＣモータを駆動するＰＷ
Ｍ電力変換手段と、前記ＡＣモータの３相電流を検出す
る３相電流検出手段と、前記ＡＣモータの電気角を検出
する電気角検出手段と、前記電気角を用いて指令トルク
電流より３相指令電流を生成する３相指令電流生成手段
と、前記３相指令電流から前記３相検出電流を引いて電
流誤差を演算する電流誤差演算手段と、前記電流誤差か
ら３相指令電圧を比例積分構成部により計算する３相指
令電圧計算手段と、デッドタイムによる補正電圧を計算
するデッドタイム補正手段と、を備えたＡＣモータ駆動
装置において、前記デッドタイム補正手段は、あらかじ
め設定された一定幅のヒステリシスバンド幅を持つハイ
ブリッド判断器に前記検出電流を通して前記ヒステリシ
スバンド幅の中に入った時はゼロ、それ以外は１を出力
するハイブリッド判断手段と、前記ハイブリッド判断手
段の出力がゼロの場合には前記指令電流を、１の場合は
前記検出電流を選択するスイッチと、前記スイッチを通
る電流の極性を判断する極性判断発生手段と、前記極性
判断発生手段からの極性を付したデッドタイムの補正電
圧値を前記指令電圧に加える加算手段と、から成ること
を特徴としている。
【００１２】また、請求項４に記載の発明は、前記ＡＣ
モータ駆動装置において、前記デッドタイム補正手段
が、前記検出電流として１サンプル遅れ検出電流を用い
ることを特徴としている。上記構成によれば、出力電流
ゼロ近傍に設定した一定幅のヒステリシスバンド幅を持
つ判断器を用いて、電流がゼロ近傍でスイッチングノイ
ズの影響を受け易い場合は検出電流の代わりに指令電流
を用いて電流極性判断を行い、指令電流と検出電流を切
替えるハイブリッド電流方式の電流極性判断を行うよう
にしたので、電流ゼロ付近でのスイッチングノイズの影
響を無くして、広い周波数範囲にわたって正確な電流極
性情報が得られる。
モータ駆動装置において、前記デッドタイム補正手段
が、前記検出電流として１サンプル遅れ検出電流を用い
ることを特徴としている。上記構成によれば、出力電流
ゼロ近傍に設定した一定幅のヒステリシスバンド幅を持
つ判断器を用いて、電流がゼロ近傍でスイッチングノイ
ズの影響を受け易い場合は検出電流の代わりに指令電流
を用いて電流極性判断を行い、指令電流と検出電流を切
替えるハイブリッド電流方式の電流極性判断を行うよう
にしたので、電流ゼロ付近でのスイッチングノイズの影
響を無くして、広い周波数範囲にわたって正確な電流極
性情報が得られる。
【００１３】あるいは、出力電流ゼロ近傍に設定した一
定幅のヒステリシスバンド幅を持つ判断器を用いて、電
流がゼロ近傍でスイッチングノイズの影響を受け易い場
合は指令電流による極性判断を行い、それ以外は１サン
プル遅れ検出電流による極性判断を行うようにタイミン
グ改善も考慮されたハイブリッド電流方式の電流極性判
断によって、電流のゼロ付近でのスイッチングノイズの
影響を無くすと共に、広い周波数範囲にわたって、より
正確な信頼度の高い電流極性情報が得られる。
定幅のヒステリシスバンド幅を持つ判断器を用いて、電
流がゼロ近傍でスイッチングノイズの影響を受け易い場
合は指令電流による極性判断を行い、それ以外は１サン
プル遅れ検出電流による極性判断を行うようにタイミン
グ改善も考慮されたハイブリッド電流方式の電流極性判
断によって、電流のゼロ付近でのスイッチングノイズの
影響を無くすと共に、広い周波数範囲にわたって、より
正確な信頼度の高い電流極性情報が得られる。
【００１４】
（第１の実施の形態）以下、本発明の第１の実施の形態
について図を参照して説明する。図１〜図４は第１の実
施の形態に係る図である。図１は本発明の第１の実施の
形態に係るベクトル制御によるＡＣモータのトルク制御
ブロック図である。
について図を参照して説明する。図１〜図４は第１の実
施の形態に係る図である。図１は本発明の第１の実施の
形態に係るベクトル制御によるＡＣモータのトルク制御
ブロック図である。
【００１５】図２は図１に示す２相指令電流を３相指令
電流に変換するブロック図である。図３は本発明の第１
の実施の形態に係るデッドタイム補正法に関する制御ブ
ロック図である。図４は図３に示すデッドタイム補正法
のタイムチャートである。本発明の第１の実施の形態
は、図１に示すベクトル制御のＡＣモータ駆動装置上
で、図３に示すデッドタイム補正法による補正を行うも
のである。
電流に変換するブロック図である。図３は本発明の第１
の実施の形態に係るデッドタイム補正法に関する制御ブ
ロック図である。図４は図３に示すデッドタイム補正法
のタイムチャートである。本発明の第１の実施の形態
は、図１に示すベクトル制御のＡＣモータ駆動装置上
で、図３に示すデッドタイム補正法による補正を行うも
のである。
【００１６】図１に示すＡＣモータ駆動装置は、図１中
のＡＣモータ１１を除く構成のものである。すなわち、
このＡＣモータ駆動装置はベクトル制御用のもので、３
相指令電圧Ｖa*、Ｖb*、Ｖc*を入力して、直流電源Ｖdc
１５と搬送波電圧Ｖt １６とを用いＡＣモータ１１を駆
動するＰＷＭ電力変換器ＰＷＭインバータ１４と、ＡＣ
モータ１１の３相検出電流Ｉafb 、Ｉbfb 、Ｉcfb （あ
るいは１サンプリング遅れ検出電流Ｉfafb、Ｉfbfb、Ｉ
fcfb）を検出する電流検出器１３と、ＡＣモータ１１の
電気角θe を検出するエンコーダ１２と、検出電気角θ
e を用いて３相検出電流Ｉafb 、Ｉbfb 、Ｉcfb を２相
検出電流Ｉqfb 、Ｉdfb に座標変換する３→２相（ａ−
ｂ−ｃ／ｄ−ｑ）座標変換計算手段１８と、２相指令電
流Ｉq*、Ｉd*から２相検出電流Ｉqfb 、Ｉdfb をそれぞ
れ引いて電流誤差ΔＩd 、ΔＩqを演算する電流誤差演
算手段３０と、前記電流誤差ΔＩd 、ΔＩq から２相指
令電圧Ｖq*、Ｖd*を比例積分ＰＩ構成部により計算する
２相指令電圧計算手段２０ａと、前記電気角θe を用い
て前記２相指令電圧Ｖq*、Ｖd*から３相指令電圧Ｖa*、
Ｖb*、Ｖc*への２→３相（ｄ−ｑ／ａ−ｂ−ｃ）座標変
換計算を行う２→３相座標変換計算手段１７と、デッド
タイムによる補正電圧を計算するデッドタイム補正手段
０１と、を備えている。
のＡＣモータ１１を除く構成のものである。すなわち、
このＡＣモータ駆動装置はベクトル制御用のもので、３
相指令電圧Ｖa*、Ｖb*、Ｖc*を入力して、直流電源Ｖdc
１５と搬送波電圧Ｖt １６とを用いＡＣモータ１１を駆
動するＰＷＭ電力変換器ＰＷＭインバータ１４と、ＡＣ
モータ１１の３相検出電流Ｉafb 、Ｉbfb 、Ｉcfb （あ
るいは１サンプリング遅れ検出電流Ｉfafb、Ｉfbfb、Ｉ
fcfb）を検出する電流検出器１３と、ＡＣモータ１１の
電気角θe を検出するエンコーダ１２と、検出電気角θ
e を用いて３相検出電流Ｉafb 、Ｉbfb 、Ｉcfb を２相
検出電流Ｉqfb 、Ｉdfb に座標変換する３→２相（ａ−
ｂ−ｃ／ｄ−ｑ）座標変換計算手段１８と、２相指令電
流Ｉq*、Ｉd*から２相検出電流Ｉqfb 、Ｉdfb をそれぞ
れ引いて電流誤差ΔＩd 、ΔＩqを演算する電流誤差演
算手段３０と、前記電流誤差ΔＩd 、ΔＩq から２相指
令電圧Ｖq*、Ｖd*を比例積分ＰＩ構成部により計算する
２相指令電圧計算手段２０ａと、前記電気角θe を用い
て前記２相指令電圧Ｖq*、Ｖd*から３相指令電圧Ｖa*、
Ｖb*、Ｖc*への２→３相（ｄ−ｑ／ａ−ｂ−ｃ）座標変
換計算を行う２→３相座標変換計算手段１７と、デッド
タイムによる補正電圧を計算するデッドタイム補正手段
０１と、を備えている。
【００１７】図２は後述の図３のデッドタイム補正手段
３１の入力用に、図１の２相指令電流Ｉq*、Ｉd*から、
３相指令電流Ｉa*、Ｉb*、Ｉc*を変換により求める、ｄ
−ｑ／ａ−ｂ−ｃ変換部１７と同様な回路である。次
に、図３に示すブロック図は、本発明のデッドタイム補
正手段３１を示す回路図であり、指令電流と検出電流
（フィードバック電流）を組合わせた、ハイブリッド電
流第１方式で電流極性の判断を行うデッドタイム補正の
アルゴリズムを示している。図３において、先ず、電流
ゼロ付近でスイッチングノイズの影響を受けないよう
に、一定幅で予め設定されるヒステリシスバンド幅Ｈｂ
ａｎｄを持ち、検出電流がヒステリシスバンド幅の中に
入っていればゼロ、それ以外は１を出力する３個のハイ
ブリッド判断器と、ハイブリッド判断器の出力に応じ
て、検出電流Ｉafb 、Ｉbfb 、Ｉcfb と、指令電流Ｉa
*、Ｉb*、Ｉc* との自動切替えを行うための３個のス
イッチ回路ｓｗを配置している。それ以外の極性判断発
生部、デットタイム補正電圧値発生部、補正電圧加算部
４０、ＰＷＭインバータ等は、図８に示した従来方式の
制御ブロック図と同一構成である。
３１の入力用に、図１の２相指令電流Ｉq*、Ｉd*から、
３相指令電流Ｉa*、Ｉb*、Ｉc*を変換により求める、ｄ
−ｑ／ａ−ｂ−ｃ変換部１７と同様な回路である。次
に、図３に示すブロック図は、本発明のデッドタイム補
正手段３１を示す回路図であり、指令電流と検出電流
（フィードバック電流）を組合わせた、ハイブリッド電
流第１方式で電流極性の判断を行うデッドタイム補正の
アルゴリズムを示している。図３において、先ず、電流
ゼロ付近でスイッチングノイズの影響を受けないよう
に、一定幅で予め設定されるヒステリシスバンド幅Ｈｂ
ａｎｄを持ち、検出電流がヒステリシスバンド幅の中に
入っていればゼロ、それ以外は１を出力する３個のハイ
ブリッド判断器と、ハイブリッド判断器の出力に応じ
て、検出電流Ｉafb 、Ｉbfb 、Ｉcfb と、指令電流Ｉa
*、Ｉb*、Ｉc* との自動切替えを行うための３個のス
イッチ回路ｓｗを配置している。それ以外の極性判断発
生部、デットタイム補正電圧値発生部、補正電圧加算部
４０、ＰＷＭインバータ等は、図８に示した従来方式の
制御ブロック図と同一構成である。
【００１８】つぎに動作について説明する。検出した検
出電流Ｉafb 、Ｉbfb 、Ｉcfb をハイブリッド判断器で
判断して、一定幅のヒステリシスバンド幅Ｈｂａｎｄに
入っているかどうか調べて、ヒステリシスバンド幅に入
った時は、スイッチングノイズの影響を避けるためにス
イッチングノイズを含まない指令電流Ｉa*、Ｉb*、Ｉc*
で電流極性の判断を行い、それ以外の範囲では検出電流
による極性判断を行う。
出電流Ｉafb 、Ｉbfb 、Ｉcfb をハイブリッド判断器で
判断して、一定幅のヒステリシスバンド幅Ｈｂａｎｄに
入っているかどうか調べて、ヒステリシスバンド幅に入
った時は、スイッチングノイズの影響を避けるためにス
イッチングノイズを含まない指令電流Ｉa*、Ｉb*、Ｉc*
で電流極性の判断を行い、それ以外の範囲では検出電流
による極性判断を行う。
【００１９】例えば、３相中のＡ相を取り上げると、３
相電流の任意検出電流（Ａ相電流）がヒステリシスバン
ド幅に入っているかどうかを、ハイブリッド判断器で判
断して、ヒステリシスバンド幅に入っている時はゼロ、
それ以外は１を出力する。その判断値でスイッチ回路ｓ
ｗを動作させる。判断器の判断値が１の場合は、検出電
流Ｉa b f の方を極性判断発生器へ通し、極性判断値を
出力する。
相電流の任意検出電流（Ａ相電流）がヒステリシスバン
ド幅に入っているかどうかを、ハイブリッド判断器で判
断して、ヒステリシスバンド幅に入っている時はゼロ、
それ以外は１を出力する。その判断値でスイッチ回路ｓ
ｗを動作させる。判断器の判断値が１の場合は、検出電
流Ｉa b f の方を極性判断発生器へ通し、極性判断値を
出力する。
【００２０】一方、ハイブリッド判断器の判断値が０の
場合は、指令電流Ｉa*の方を極性判断発生器へ通し、極
性判断値を出力する。極性判断発生器では、電流が正の
場合＋１、負の場合−１の極性判断値が出力される。こ
の極性判断値を次段でデッドタイムの補正電圧値に掛け
て、最後にＡ相の電圧指令値Ｖa*に加えてＰＷＭインバ
ータＩＮＶへ入力する。
場合は、指令電流Ｉa*の方を極性判断発生器へ通し、極
性判断値を出力する。極性判断発生器では、電流が正の
場合＋１、負の場合−１の極性判断値が出力される。こ
の極性判断値を次段でデッドタイムの補正電圧値に掛け
て、最後にＡ相の電圧指令値Ｖa*に加えてＰＷＭインバ
ータＩＮＶへ入力する。
【００２１】なお、Ａ相を例に説明してきたが、ここま
での動作は、Ａ、Ｂ、Ｃ各相とも同一の処理となる。こ
のように、本実施の形態によれば、一定幅のヒステリシ
スバンド幅の中では指令電流、それ以外では検出電流に
自動的に切替えるハイブリッド電流第１方式の電流極性
判断によって、問題点であった検出電流による場合の電
流ゼロ付近でのスイツチングノイズの影響による極性判
断の誤り、および指令電流による場合の位相差ズレによ
る実際電流の歪みの問題を解決している。
での動作は、Ａ、Ｂ、Ｃ各相とも同一の処理となる。こ
のように、本実施の形態によれば、一定幅のヒステリシ
スバンド幅の中では指令電流、それ以外では検出電流に
自動的に切替えるハイブリッド電流第１方式の電流極性
判断によって、問題点であった検出電流による場合の電
流ゼロ付近でのスイツチングノイズの影響による極性判
断の誤り、および指令電流による場合の位相差ズレによ
る実際電流の歪みの問題を解決している。
【００２２】以降、本実施の形態による改善効果につい
て幾つかの事例を挙げて説明する。図４は指令電流と検
出電流を用いて、単独で極性を判断した極性波形（Ａ、
Ｂの極性判断波形−従来方式の場合）と、指令電流と検
出電流を組合わせてヒステリシスバンド幅Ｈを設定した
ハイブリッド電流第１方式の極性判断波形（Ｄの極性判
断判断波形−本発明）を、サンプリング周期Ｔで示した
ものである。図４において、理想的な電流極性判断方法
は検出電流によるものである（Ｂの判断波形）が、これ
はスイッチングノイズの影響のために現実的に使用でき
ない。
て幾つかの事例を挙げて説明する。図４は指令電流と検
出電流を用いて、単独で極性を判断した極性波形（Ａ、
Ｂの極性判断波形−従来方式の場合）と、指令電流と検
出電流を組合わせてヒステリシスバンド幅Ｈを設定した
ハイブリッド電流第１方式の極性判断波形（Ｄの極性判
断判断波形−本発明）を、サンプリング周期Ｔで示した
ものである。図４において、理想的な電流極性判断方法
は検出電流によるものである（Ｂの判断波形）が、これ
はスイッチングノイズの影響のために現実的に使用でき
ない。
【００２３】従って、理想的な電流極性判断に近い現実
的な方法は、本発明の提案によるヒステリシスバンド幅
を設定して、オンラインで指令電流と検出電流との自動
切替えを行うハイブリッド電流第１方式によって、極性
判断できるように操作することである。図４のＢ極性判
断波形は、本発明のハイブリッド電流第１方式を用いた
Ｄの極性判断波形と似ている模様をみせている。ハイブ
リッド電流第１方式によるＤの極性判断波形は、理想的
なＢの極性判断波形より指令電流を用いている分１サン
プリング進んだ模様であるが、シミュレーション結果に
よれば電流の歪みとリプルの影響は現れていない。
的な方法は、本発明の提案によるヒステリシスバンド幅
を設定して、オンラインで指令電流と検出電流との自動
切替えを行うハイブリッド電流第１方式によって、極性
判断できるように操作することである。図４のＢ極性判
断波形は、本発明のハイブリッド電流第１方式を用いた
Ｄの極性判断波形と似ている模様をみせている。ハイブ
リッド電流第１方式によるＤの極性判断波形は、理想的
なＢの極性判断波形より指令電流を用いている分１サン
プリング進んだ模様であるが、シミュレーション結果に
よれば電流の歪みとリプルの影響は現れていない。
【００２４】シミュレーションについては、次の４つの
運転条件 １、可変速度制御条件：速度指令ωr*の波形［10×sin
(2 π×500 ×t)］に対する応答。 ２、可変トルク制御条件：トルク電流指令Ｉq*［0.5 ×
sin(2 π×1000×t)］に対する応答。 ３、一定速度条件：ステップ状の速度指令［０［rpm ］
→10［rpm ］］に対する応答。 ４、一定トルク制御条件：ステップ状のトルク電流指令
［０［Ａ］→５［Ａ］］に対する応答。
運転条件 １、可変速度制御条件：速度指令ωr*の波形［10×sin
(2 π×500 ×t)］に対する応答。 ２、可変トルク制御条件：トルク電流指令Ｉq*［0.5 ×
sin(2 π×1000×t)］に対する応答。 ３、一定速度条件：ステップ状の速度指令［０［rpm ］
→10［rpm ］］に対する応答。 ４、一定トルク制御条件：ステップ状のトルク電流指令
［０［Ａ］→５［Ａ］］に対する応答。
【００２５】に分けて行った結果、それぞれ良好な結果
が得られている。ここでは条件１の可変速度制御条件に
よる正弦波状の速度指令のシミュレーション結果を、図
９と図１０に、そして条件３の一定速度制御によるステ
ップ状の速度指令の場合のシミュレーション結果を図１
１と図１２に、それぞれ示すことにする。すなわち、 Ｉ） 条件１の可変速度制御条件による正弦波状の速度
指令のシミュレーション結果を示す図９および図１０に
おいて、 Ｉ−１） 図９（ａ）〜（ｃ）は、従来のの検出電流
の極性判断によるデッドタイム補正の場合で、上から順
に、 ・ロータの検出速度ωr と指令速度ωr*の波形（ａ）、 ・トルク電流の指令電流Ｉq*と実際電流Ｉq および無効
電流Ｉd の波形（ｂ）、 ・Ａ相指令電圧Ｖa*と補正指令電圧Ｖa*´の波形（ｃ）
を示す。
が得られている。ここでは条件１の可変速度制御条件に
よる正弦波状の速度指令のシミュレーション結果を、図
９と図１０に、そして条件３の一定速度制御によるステ
ップ状の速度指令の場合のシミュレーション結果を図１
１と図１２に、それぞれ示すことにする。すなわち、 Ｉ） 条件１の可変速度制御条件による正弦波状の速度
指令のシミュレーション結果を示す図９および図１０に
おいて、 Ｉ−１） 図９（ａ）〜（ｃ）は、従来のの検出電流
の極性判断によるデッドタイム補正の場合で、上から順
に、 ・ロータの検出速度ωr と指令速度ωr*の波形（ａ）、 ・トルク電流の指令電流Ｉq*と実際電流Ｉq および無効
電流Ｉd の波形（ｂ）、 ・Ａ相指令電圧Ｖa*と補正指令電圧Ｖa*´の波形（ｃ）
を示す。
【００２６】Ｉ−２） 図９（ｄ）〜（ｆ）は、従来の
の指令電流の極性判断によるデッドタイム補正の場合
で、上から順に、 ・ロータの検出速度ωr と指令速度ωr*の波形（ｄ）、 ・トルク電流の指令電流Ｉq*と実際電流Ｉq および無効
電流Ｉd の波形（ｅ）、 ・Ａ相指令電圧Ｖa*と補正指令電圧Ｖa*´の波形（ｆ）
を示す。
の指令電流の極性判断によるデッドタイム補正の場合
で、上から順に、 ・ロータの検出速度ωr と指令速度ωr*の波形（ｄ）、 ・トルク電流の指令電流Ｉq*と実際電流Ｉq および無効
電流Ｉd の波形（ｅ）、 ・Ａ相指令電圧Ｖa*と補正指令電圧Ｖa*´の波形（ｆ）
を示す。
【００２７】Ｉ−３） 図１０（ｇ）〜（ｉ）は、従来
のデッドタイム補正を行わないの場合で、上から順に、 ・ロータの検出速度ωr と指令速度ωr*の波形（ｇ）、 ・トルク電流の指令電流Ｉq*と実際電流Ｉq および無効
電流Ｉd の波形（ｈ）、 ・Ａ相指令電圧Ｖa*と補正指令電圧Ｖa*´の波形（ｉ）
を示す。
のデッドタイム補正を行わないの場合で、上から順に、 ・ロータの検出速度ωr と指令速度ωr*の波形（ｇ）、 ・トルク電流の指令電流Ｉq*と実際電流Ｉq および無効
電流Ｉd の波形（ｈ）、 ・Ａ相指令電圧Ｖa*と補正指令電圧Ｖa*´の波形（ｉ）
を示す。
【００２８】Ｉ−４） そして、図１０（ｊ）〜（ｌ）
は、本発明の図４に示すハイブリッド電流第１方式の極
性判断によるデッドタイム補正の場合で、上から順に、 ・ロータの検出速度ωr と指令速度ωr*の波形（ｊ）、 ・トルク電流の指令電流Ｉq*と実際電流Ｉq および無効
電流Ｉd の波形（ｋ）、 ・Ａ相指令電圧Ｖa*と補正指令電圧Ｖa*´の波形（ｌ）
を示す。 また、図９と図１０は共に運転条件が、可変速度制御条
件：速度指令ω* ［10×sin(２π×500 ×T)］の正弦波
状の速度指令に対する応答の場合である。
は、本発明の図４に示すハイブリッド電流第１方式の極
性判断によるデッドタイム補正の場合で、上から順に、 ・ロータの検出速度ωr と指令速度ωr*の波形（ｊ）、 ・トルク電流の指令電流Ｉq*と実際電流Ｉq および無効
電流Ｉd の波形（ｋ）、 ・Ａ相指令電圧Ｖa*と補正指令電圧Ｖa*´の波形（ｌ）
を示す。 また、図９と図１０は共に運転条件が、可変速度制御条
件：速度指令ω* ［10×sin(２π×500 ×T)］の正弦波
状の速度指令に対する応答の場合である。
【００２９】これらシミュレーションの結果から明らか
なように、理想的なデッドタイム補正法は検出電流（図
４のＢの電流極性判断波形）で行われるはずであるが、
検出電流によるデッドタイム補正は図９（ｂ）の電流波
形で丸印した部分のように歪み電流が生じ、デッドタイ
ム電圧補正が間違って補正電圧の誤動作が発生する恐れ
がある。
なように、理想的なデッドタイム補正法は検出電流（図
４のＢの電流極性判断波形）で行われるはずであるが、
検出電流によるデッドタイム補正は図９（ｂ）の電流波
形で丸印した部分のように歪み電流が生じ、デッドタイ
ム電圧補正が間違って補正電圧の誤動作が発生する恐れ
がある。
【００３０】また、指令電流によるデッドタイム補正法
では、図９（ｄ）のωr 速度波形図と図９（ｅ）の電流
波形図に丸印で示したように、指令電流と検出電流に位
相差が生じて、間違ったデッドタイム補正が行われ、制
御される電流に歪みが発生すると共に実際速度にも影響
を与える。さらに、デッドタイム補正なしの図１０
（ｇ）〜（ｉ）は、図１０（ｈ）に丸印したように実際
電流は歪み現象を見せている。歪んだ電流の影響で、
（ｂ）の丸印したように実際速度は指令速度に対して波
形が歪んでまた振幅も低くなる。
では、図９（ｄ）のωr 速度波形図と図９（ｅ）の電流
波形図に丸印で示したように、指令電流と検出電流に位
相差が生じて、間違ったデッドタイム補正が行われ、制
御される電流に歪みが発生すると共に実際速度にも影響
を与える。さらに、デッドタイム補正なしの図１０
（ｇ）〜（ｉ）は、図１０（ｈ）に丸印したように実際
電流は歪み現象を見せている。歪んだ電流の影響で、
（ｂ）の丸印したように実際速度は指令速度に対して波
形が歪んでまた振幅も低くなる。
【００３１】これに対して図１０に示すハイブリッド電
流第１方式では、図１０（ｊ）のωr 速度波形図、図１
０（ｋ）の電流波形図に明らかなように、オンラインで
ヒステリシスバンド幅により検出電流と指令電流を自動
的に切替える補正方法によって、電流歪みが改善されて
望ましい実際速度を得たことが分かる。II） 図９と図
１０が条件１の可変速度制御条件による正弦波状の速度
指令のシミュレーション結果を示しているのに対して、
図１１と図１２は、条件３の一定速度制御によるステッ
プ状の速度指令の場合のシミュレーション結果をそれぞ
れ示している。
流第１方式では、図１０（ｊ）のωr 速度波形図、図１
０（ｋ）の電流波形図に明らかなように、オンラインで
ヒステリシスバンド幅により検出電流と指令電流を自動
的に切替える補正方法によって、電流歪みが改善されて
望ましい実際速度を得たことが分かる。II） 図９と図
１０が条件１の可変速度制御条件による正弦波状の速度
指令のシミュレーション結果を示しているのに対して、
図１１と図１２は、条件３の一定速度制御によるステッ
プ状の速度指令の場合のシミュレーション結果をそれぞ
れ示している。
【００３２】II−１） 図１１の（ｍ）〜（０）は、従
来のの検出電流の極性判断によるデッドタイム補正の
場合で、上から順に、 ・ロータの検出速度ωr と指令速度ωr*の波形（ｍ）、 ・トルク電流の指令電流Ｉq*と実際電流Ｉq および無効
電流Ｉd の波形（ｎ）、 ・Ａ相指令電圧Ｖa*と補正指令電圧Ｖa*´の波形（０）
を示す。
来のの検出電流の極性判断によるデッドタイム補正の
場合で、上から順に、 ・ロータの検出速度ωr と指令速度ωr*の波形（ｍ）、 ・トルク電流の指令電流Ｉq*と実際電流Ｉq および無効
電流Ｉd の波形（ｎ）、 ・Ａ相指令電圧Ｖa*と補正指令電圧Ｖa*´の波形（０）
を示す。
【００３３】II−２） 図１１の（ｐ）〜（ｔ）は、従
来のの指令電流の極性判断によるデッドタイム補正の
場合で、上から順に、 ・ロータの検出速度ωr と指令速度ωr*の波形（ｐ）、 ・トルク電流の指令電流Ｉq*と実際電流Ｉq および無効
電流Ｉd の波形（ｓ）、 ・Ａ相指令電圧Ｖa*と補正指令電圧Ｖa*´の波形（ｔ）
を示す。
来のの指令電流の極性判断によるデッドタイム補正の
場合で、上から順に、 ・ロータの検出速度ωr と指令速度ωr*の波形（ｐ）、 ・トルク電流の指令電流Ｉq*と実際電流Ｉq および無効
電流Ｉd の波形（ｓ）、 ・Ａ相指令電圧Ｖa*と補正指令電圧Ｖa*´の波形（ｔ）
を示す。
【００３４】II−３） 図１２の（ｕ）〜（ｗ）は、従
来のデッドタイム補正を行わないの場合で、上から順
に、 ・ロータの検出速度ωr と指令速度ωr*の波形（ｕ）、 ・トルク電流の指令電流Ｉq*と実際電流Ｉq および無効
電流Ｉd の波形（ｖ）、 ・Ａ相指令電圧Ｖa*と補正指令電圧Ｖa*´の波形（ｗ）
を示す。
来のデッドタイム補正を行わないの場合で、上から順
に、 ・ロータの検出速度ωr と指令速度ωr*の波形（ｕ）、 ・トルク電流の指令電流Ｉq*と実際電流Ｉq および無効
電流Ｉd の波形（ｖ）、 ・Ａ相指令電圧Ｖa*と補正指令電圧Ｖa*´の波形（ｗ）
を示す。
【００３５】II−４） そして、図１２の（ｘ）〜
（ｚ）は、本発明の図４に示すハイブリッド電流第１方
式の極性判断によるデッドタイム補正の場合で、上から
順に、 ・ロータの検出速度ωr と指令速度ωr*の波形（ｘ）、 ・トルク電流の指令電流Ｉq*と実際電流Ｉq および無効
電流Ｉd の波形（ｙ）、 ・Ａ相指令電圧Ｖa*と補正指令電圧Ｖa*´の波形（ｚ）
を示している。
（ｚ）は、本発明の図４に示すハイブリッド電流第１方
式の極性判断によるデッドタイム補正の場合で、上から
順に、 ・ロータの検出速度ωr と指令速度ωr*の波形（ｘ）、 ・トルク電流の指令電流Ｉq*と実際電流Ｉq および無効
電流Ｉd の波形（ｙ）、 ・Ａ相指令電圧Ｖa*と補正指令電圧Ｖa*´の波形（ｚ）
を示している。
【００３６】図１１および図１２のステップ状の指令に
対する応答で顕著な点は、検出電流を用いる場合に、図
１１（ｎ）の電流波形図に丸印で示したようにスイッチ
ングノイズの影響による電流極性判断の誤りでデッドタ
イム補正が間違ってしまい、実際電流が歪んで図１１
（ｍ）のように望ましい実際速度を得ることが出来な
い。その他では図９、図１０に示す正弦波状の指令に対
する応答の場合よりも、リップル、電流歪み共に少なく
なっている。
対する応答で顕著な点は、検出電流を用いる場合に、図
１１（ｎ）の電流波形図に丸印で示したようにスイッチ
ングノイズの影響による電流極性判断の誤りでデッドタ
イム補正が間違ってしまい、実際電流が歪んで図１１
（ｍ）のように望ましい実際速度を得ることが出来な
い。その他では図９、図１０に示す正弦波状の指令に対
する応答の場合よりも、リップル、電流歪み共に少なく
なっている。
【００３７】以上の運転条件として、検出電流による
場合、指令電流による場合、ハイブリッド電流第１
方式、のそれぞれの差をわかり易く表形式にして示す
と、次表１のようになる。
場合、指令電流による場合、ハイブリッド電流第１
方式、のそれぞれの差をわかり易く表形式にして示す
と、次表１のようになる。
【００３８】
【表１】
【００３９】以上のように、ハイブリッド電流第１方式
では正弦波状の指令に対する応答、ステップ状の指令に
対する応答の場合共にリップル、電流歪みの改善が見ら
れる。また、検出電流又は指令電流による単独方式で
は、正弦波状の指令に対する応答より、ステップ状の指
令に対する応答の方が、むしろリップル、電流歪みが少
なくなる傾向がある。
では正弦波状の指令に対する応答、ステップ状の指令に
対する応答の場合共にリップル、電流歪みの改善が見ら
れる。また、検出電流又は指令電流による単独方式で
は、正弦波状の指令に対する応答より、ステップ状の指
令に対する応答の方が、むしろリップル、電流歪みが少
なくなる傾向がある。
【００４０】（第２の実施の形態）次に本発明の第２の
実施の形態について図を参照して説明する。図５は本発
明の第２の実施の形態に係るデッドタイム補正法に関す
る制御ブロック図である。図６は図５に示すデッドタイ
ム補正法のタイムチャートである。
実施の形態について図を参照して説明する。図５は本発
明の第２の実施の形態に係るデッドタイム補正法に関す
る制御ブロック図である。図６は図５に示すデッドタイ
ム補正法のタイムチャートである。
【００４１】図５に示した第２の実施の形態は前の実施
の形態と同様に、図１に示したベクトル制御のＡＣモー
タとの組合わせとなるものである。図３に示した第１の
実施の形態では、検出電流Ｉafb 、Ｉbfb 、Ｉcfb と指
令電流Ｉa*、Ｉb*、Ｉc*を組合わせたハイブリッド電流
第１方式の極性判断を行ったが、図５に示す第２の実施
の形態では検出電流として、１サンプリング遅れ検出電
流Ｉfafb、Ｉfbfb、Ｉfcfbと指令電流とを組合わせたハ
イブリッド電流第２方式によるデッタイム補正を行う。
の形態と同様に、図１に示したベクトル制御のＡＣモー
タとの組合わせとなるものである。図３に示した第１の
実施の形態では、検出電流Ｉafb 、Ｉbfb 、Ｉcfb と指
令電流Ｉa*、Ｉb*、Ｉc*を組合わせたハイブリッド電流
第１方式の極性判断を行ったが、図５に示す第２の実施
の形態では検出電流として、１サンプリング遅れ検出電
流Ｉfafb、Ｉfbfb、Ｉfcfbと指令電流とを組合わせたハ
イブリッド電流第２方式によるデッタイム補正を行う。
【００４２】図５に示す制御ブロック図の構成について
は、図３に示した第１の実施の形態とは、検出電流が１
サンプリン遅れ検出電流に代わるだけで他の構成は全く
同一なので重複する説明は省略する。つぎに図６の波形
図を参照して動作について説明する。図１のＡＣモータ
駆動装置に接続する図５の制御ブロツクの動作は、入力
電流が１サンプル遅れ検出電流となる以外はハイブリッ
ド判断器による、１サンプル遅れ検出電流と指令電流と
のｓｗによる切替え、極性判断発生器からの±１の判断
値出力、デッドタイム補正電圧を掛けた補正電圧出力の
加算等は、前実施の形態と同一の動作である。
は、図３に示した第１の実施の形態とは、検出電流が１
サンプリン遅れ検出電流に代わるだけで他の構成は全く
同一なので重複する説明は省略する。つぎに図６の波形
図を参照して動作について説明する。図１のＡＣモータ
駆動装置に接続する図５の制御ブロツクの動作は、入力
電流が１サンプル遅れ検出電流となる以外はハイブリッ
ド判断器による、１サンプル遅れ検出電流と指令電流と
のｓｗによる切替え、極性判断発生器からの±１の判断
値出力、デッドタイム補正電圧を掛けた補正電圧出力の
加算等は、前実施の形態と同一の動作である。
【００４３】図６の波形図で、検出電流Ｉafb に対する
１サンプル遅れ検出電流Ｉfafbを用いた極性判断波形
は、Ｃの極性判断波形となり、その波形がＢの理想的な
極性判断波形より１サンプリング遅れた模様で表してい
るが、ヒステリシスバンド幅による処理による、ハイブ
リッド電流第２方式による極性判断によって、ピッタリ
とＢの理想的な極性判断波形と同じ極性判断波形Ｅを得
ることができる。
１サンプル遅れ検出電流Ｉfafbを用いた極性判断波形
は、Ｃの極性判断波形となり、その波形がＢの理想的な
極性判断波形より１サンプリング遅れた模様で表してい
るが、ヒステリシスバンド幅による処理による、ハイブ
リッド電流第２方式による極性判断によって、ピッタリ
とＢの理想的な極性判断波形と同じ極性判断波形Ｅを得
ることができる。
【００４４】なお、Ｄは図４に示したハイブリッド電流
第１方式の波形である。このように、第２の実施の形態
によれば、第１実施の形態よりも、更にタイミング調整
も完全に行われて１サンプリング遅れ無しの検出電流を
用いた場合よりも、良好な電流特性が得られる。
第１方式の波形である。このように、第２の実施の形態
によれば、第１実施の形態よりも、更にタイミング調整
も完全に行われて１サンプリング遅れ無しの検出電流を
用いた場合よりも、良好な電流特性が得られる。
【００４５】（第３の実施の形態）次に本発明の第３の
実施の形態について図を参照して説明する。図７は本発
明の第３の実施の形態に係る３相電流制御によるＡＣモ
ータのトルク制御ブロック図である。第１、第２の実施
の形態が図１に示すベクトル制御によるＡＣモータと、
図３および図５に示すデツドタイム補正法の組合わせだ
ったのに対して、第３の実施の形態は、図７に示す３相
電流制御によるＡＣモータと、図３、図５に示したデッ
ドタイム補正法の組合わせとなる。
実施の形態について図を参照して説明する。図７は本発
明の第３の実施の形態に係る３相電流制御によるＡＣモ
ータのトルク制御ブロック図である。第１、第２の実施
の形態が図１に示すベクトル制御によるＡＣモータと、
図３および図５に示すデツドタイム補正法の組合わせだ
ったのに対して、第３の実施の形態は、図７に示す３相
電流制御によるＡＣモータと、図３、図５に示したデッ
ドタイム補正法の組合わせとなる。
【００４６】図７に示すＡＣモータ駆動装置では、エン
コーダ１２により検出した電気角θe を用いて３相指令
電流生成手段１９において指令トルク電流Ｉ* より３相
指令電流Ｉa*、Ｉb*、Ｉc*を作成し、電流検出器で検出
した検出電流Ｉafb 、Ｉbfb、Ｉcfb （あるいは１サン
プリング遅れ検出電流Ｉfafb、Ｉfbfb、Ｉfcfb）との電
流誤差ΔＩa 、ΔＩb 、ΔＩc を算出し、この電流誤差
ΔＩa 、ΔＩb 、ΔＩc から３相指令電圧計算手段２０
ｂにおいて比例積分して３相指令電圧Ｖa*、Ｖb*、Ｖc*
を出力し、デッドタイム補正手段０１からのデッドタイ
ム補正電圧値と加算されてＰＷＭインバータ１４の入力
とするものである。
コーダ１２により検出した電気角θe を用いて３相指令
電流生成手段１９において指令トルク電流Ｉ* より３相
指令電流Ｉa*、Ｉb*、Ｉc*を作成し、電流検出器で検出
した検出電流Ｉafb 、Ｉbfb、Ｉcfb （あるいは１サン
プリング遅れ検出電流Ｉfafb、Ｉfbfb、Ｉfcfb）との電
流誤差ΔＩa 、ΔＩb 、ΔＩc を算出し、この電流誤差
ΔＩa 、ΔＩb 、ΔＩc から３相指令電圧計算手段２０
ｂにおいて比例積分して３相指令電圧Ｖa*、Ｖb*、Ｖc*
を出力し、デッドタイム補正手段０１からのデッドタイ
ム補正電圧値と加算されてＰＷＭインバータ１４の入力
とするものである。
【００４７】そして、デッドタイム補正手段０１は、本
発明では具体的に図３に示すハイブリッド電流第１方式
の構成となっている。すなわち、図７の回路からの検出
電流Ｉafb 、Ｉbfb 、Ｉcfb を入力として、図３に示す
デッドタイム補正回路３１で、ハイブリッド電流第１方
式のデッドタイム補正を行い、補正電圧をＰＷＭインバ
ータの入力となる電圧指令Ｖa*、Ｖb*、Ｖc*に加算する
ものである。
発明では具体的に図３に示すハイブリッド電流第１方式
の構成となっている。すなわち、図７の回路からの検出
電流Ｉafb 、Ｉbfb 、Ｉcfb を入力として、図３に示す
デッドタイム補正回路３１で、ハイブリッド電流第１方
式のデッドタイム補正を行い、補正電圧をＰＷＭインバ
ータの入力となる電圧指令Ｖa*、Ｖb*、Ｖc*に加算する
ものである。
【００４８】あるいは、本発明の別の実施態様として、
図７の回路からの１サンプリング遅れ検出電流Ｉfafb、
Ｉfbfb、Ｉfcfbを入力として、図５に示すデッドタイム
補正回路５１でハイブリッド電流第２方式のデッドタイ
ム補正を行っている。このように、３相電流制御による
ＡＣモータ制御回路においても、ハイブリッド電流第１
方式、あるいはハイブリッド電流第２方式の適用によっ
て、効果的なデッドタイム補正を実施することができ
る。
図７の回路からの１サンプリング遅れ検出電流Ｉfafb、
Ｉfbfb、Ｉfcfbを入力として、図５に示すデッドタイム
補正回路５１でハイブリッド電流第２方式のデッドタイ
ム補正を行っている。このように、３相電流制御による
ＡＣモータ制御回路においても、ハイブリッド電流第１
方式、あるいはハイブリッド電流第２方式の適用によっ
て、効果的なデッドタイム補正を実施することができ
る。
【００４９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ハイブリッド電流による極性判断を用いることによっ
て、電流ゼロ付近でスイッチングノイズによる誤り極性
判断を防止するすることが可能になり、高い電流周波数
において指令電流の代わりに検出電流（あるいは１サン
プリング遅れ検出電流）を用いて大きい位相差による電
流歪みを防ぐことが可能になって、広範囲の電流周波数
に対して正しく判断された電流極性情報が得られるよう
になり、無負荷と低速度の運転時にも安定したデッドタ
イム補正電圧が得られ、トルクリップルおよび電流歪み
を防止できるという効果がある。
ハイブリッド電流による極性判断を用いることによっ
て、電流ゼロ付近でスイッチングノイズによる誤り極性
判断を防止するすることが可能になり、高い電流周波数
において指令電流の代わりに検出電流（あるいは１サン
プリング遅れ検出電流）を用いて大きい位相差による電
流歪みを防ぐことが可能になって、広範囲の電流周波数
に対して正しく判断された電流極性情報が得られるよう
になり、無負荷と低速度の運転時にも安定したデッドタ
イム補正電圧が得られ、トルクリップルおよび電流歪み
を防止できるという効果がある。
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るベクトル制御
によるＡＣモータのトルク制御ブロック図である。
によるＡＣモータのトルク制御ブロック図である。
【図２】図１に示す２相指令電流を３相指令電流に変換
するブロック図である。
するブロック図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態に係るデッドタイム
補正法に関する制御ブロック図である。
補正法に関する制御ブロック図である。
【図４】図３に示すデッドタイム補正法のタイムチャー
トである。
トである。
【図５】本発明の第２の実施の形態に係るデッドタイム
補正法に関する制御ブロック図である。
補正法に関する制御ブロック図である。
【図６】図５に示すデッドタイム補正法のタイムチャー
トである。
トである。
【図７】本発明の第３の実施の形態に係る３相電流制御
によるＡＣモータのトルク制御ブロック図である。
によるＡＣモータのトルク制御ブロック図である。
【図８】従来のデッドタイム補正法に関する制御ブロッ
ク図である。
ク図である。
【図９】図４に示す検出電流、指令電流極性判断による
デッドタイム補正の場合の正弦波状の速度指令に対する
応答のシミュレーション結果を示す図である。
デッドタイム補正の場合の正弦波状の速度指令に対する
応答のシミュレーション結果を示す図である。
【図１０】デッドタイム補正なしの場合と図４に示すハ
イブリッド電流極性判断によるデッドタイム補正の場合
の正弦波状の速度指令に対する応答のシミュレーション
結果を示す図である。
イブリッド電流極性判断によるデッドタイム補正の場合
の正弦波状の速度指令に対する応答のシミュレーション
結果を示す図である。
【図１１】図９に示すデッドタイム補正の際のステップ
状の速度指令に対する応答のシミュレーション結果を示
す図である。
状の速度指令に対する応答のシミュレーション結果を示
す図である。
【図１２】図１０に示すデッドタイム補正の際のステッ
プ状の速度指令に対する応答のシミュレーション結果を
示す図である。
プ状の速度指令に対する応答のシミュレーション結果を
示す図である。
＊ 指令を表す添字 ｄ−ｑ ２相座標系 ａ−ｂ−ｃ ３相座標系 Ｉ* 指令トルク電流 Ｖf ３角搬送波電圧 Ｖｄｃ インバータの直流電圧 Ｖq*、Ｖd* ２相座標においてｄ軸とｑ軸の指令電圧 Ｖa*、Ｖb*、Ｖc* ３相座標においてａ軸、ｂ軸、ｃ
軸の指令電圧 Ｖa*´、Ｖb*´、Ｖc*´ ３相座標においてａ軸、ｂ
軸、ｃ軸の補正指令電圧 Ｖa 、Ｖb 、Ｖc ３相座標においてａ軸、ｂ軸、ｃ軸
の実際電圧 Ｉq*、Ｉd* ２相座標においてｄ軸とｑ軸の指令電流 Ｉa*、Ｉb*、Ｉc* ３相座標においてａ軸、ｂ軸、ｃ
軸の指令電流 Ｉq 、Ｉd ２相座標においてｄ軸とｑ軸の実際電流 Ｉa 、Ｉb 、Ｉc ３相座標においてａ軸、ｂ軸、ｃ軸
の実際電流 Ｉafb 、Ｉbfb 、Ｉcfb ３相座標においてａ軸、ｂ
軸、ｃ軸フィードバック（検出）電流 Ｉfafb、Ｉfbfb、Ｉfcfb ３相座標においてａ軸、ｂ
軸、ｃ軸の１サンプリング遅れ検出電流 ΔＩq 、ΔＩd ２相座標においてｑ軸とｄ軸の電流誤
差 ｓｗ スイッチ θe 、ωr 、ωr*の波形 検出電気角と検出速度と指
令速度 Ｅｎｃｏｄｅｒ エンコーダ ＰＩ−ＣＯＮＴＲＯＬ 比例積分制御器 ０１ デッドタイム補正手段 ３１、５１ 本発明に係るデッドタイム補正手段 ８１ 従来のデッドタイム補正手段
軸の指令電圧 Ｖa*´、Ｖb*´、Ｖc*´ ３相座標においてａ軸、ｂ
軸、ｃ軸の補正指令電圧 Ｖa 、Ｖb 、Ｖc ３相座標においてａ軸、ｂ軸、ｃ軸
の実際電圧 Ｉq*、Ｉd* ２相座標においてｄ軸とｑ軸の指令電流 Ｉa*、Ｉb*、Ｉc* ３相座標においてａ軸、ｂ軸、ｃ
軸の指令電流 Ｉq 、Ｉd ２相座標においてｄ軸とｑ軸の実際電流 Ｉa 、Ｉb 、Ｉc ３相座標においてａ軸、ｂ軸、ｃ軸
の実際電流 Ｉafb 、Ｉbfb 、Ｉcfb ３相座標においてａ軸、ｂ
軸、ｃ軸フィードバック（検出）電流 Ｉfafb、Ｉfbfb、Ｉfcfb ３相座標においてａ軸、ｂ
軸、ｃ軸の１サンプリング遅れ検出電流 ΔＩq 、ΔＩd ２相座標においてｑ軸とｄ軸の電流誤
差 ｓｗ スイッチ θe 、ωr 、ωr*の波形 検出電気角と検出速度と指
令速度 Ｅｎｃｏｄｅｒ エンコーダ ＰＩ−ＣＯＮＴＲＯＬ 比例積分制御器 ０１ デッドタイム補正手段 ３１、５１ 本発明に係るデッドタイム補正手段 ８１ 従来のデッドタイム補正手段
Claims (4)
- 【請求項１】 ３相指令電圧を入力してＡＣモータを駆
動するＰＷＭ電力変換手段と、前記ＡＣモータの３相電
流を検出する３相電流検出手段と、前記ＡＣモータの電
気角を検出する電気角検出手段と、前記電気角を用いて
前記３相検出電流から２相検出電流への３→２相座標変
換計算を行う３→２相座標変換計算手段と、２相指令電
流から前記２相検出電流を引いて電流誤差を演算する電
流誤差演算手段と、前記電流誤差から２相指令電圧を比
例積分構成部により計算する２相指令電圧計算手段と、
前記電気角を用いて前記２相指令電圧から３相指令電圧
への２→３相座標変換計算を行う２→３相座標変換計算
手段と、デッドタイムによる補正電圧を計算するデッド
タイム補正手段と、を備えたＡＣモータ駆動装置におい
て、 前記デッドタイム補正手段は、あらかじめ設定された一
定幅のヒステリシスバンド幅を持つハイブリッド判断器
に前記検出電流を通して前記ヒステリシスバンド幅の中
に入った時はゼロ、それ以外は１を出力するハイブリッ
ド判断手段と、前記ハイブリッド判断手段の出力がゼロ
の場合には前記指令電流を、１の場合は前記検出電流を
選択するスイッチと、前記スイッチを通る電流の極性を
判断する極性判断発生手段と、前記極性判断発生手段か
らの極性を付したデッドタイムの補正電圧値を前記指令
電圧に加える加算手段と、から成ることを特徴とするＡ
Ｃモータ駆動装置。 - 【請求項２】 前記ＡＣモータ駆動装置において、 前記デッドタイム補正手段が、前記検出電流として１サ
ンプル遅れ検出電流を用いることを特徴とする請求項１
記載のＡＣモータ駆動装置。 - 【請求項３】 ３相指令電圧を入力してＡＣモータを駆
動するＰＷＭ電力変換手段と、前記ＡＣモータの３相電
流を検出する３相電流検出手段と、前記ＡＣモータの電
気角を検出する電気角検出手段と、前記電気角を用いて
指令トルク電流より３相指令電流を生成する３相指令電
流生成手段と、前記３相指令電流から前記３相検出電流
を引いて電流誤差を演算する電流誤差演算手段と、前記
電流誤差から３相指令電圧を比例積分構成部により計算
する３相指令電圧計算手段と、デッドタイムによる補正
電圧を計算するデッドタイム補正手段と、を備えたＡＣ
モータ駆動装置において、 前記デッドタイム補正手段は、あらかじめ設定された一
定幅のヒステリシスバンド幅を持つハイブリッド判断器
に前記検出電流を通して前記ヒステリシスバンド幅の中
に入った時はゼロ、それ以外は１を出力するハイブリッ
ド判断手段と、前記ハイブリッド判断手段の出力がゼロ
の場合には前記指令電流を、１の場合は前記検出電流を
選択するスイッチと、前記スイッチを通る電流の極性を
判断する極性判断発生手段と、前記極性判断発生手段か
らの極性を付したデッドタイムの補正電圧値を前記指令
電圧に加える加算手段と、から成ることを特徴とするＡ
Ｃモータ駆動装置。 - 【請求項４】 前記ＡＣモータ駆動装置において、 前記デッドタイム補正手段が、前記検出電流として１サ
ンプル遅れ検出電流を用いることを特徴とする請求項３
記載のＡＣモータ駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9255361A JPH1198899A (ja) | 1997-09-19 | 1997-09-19 | Ａｃモータ駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9255361A JPH1198899A (ja) | 1997-09-19 | 1997-09-19 | Ａｃモータ駆動装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1198899A true JPH1198899A (ja) | 1999-04-09 |
Family
ID=17277718
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9255361A Pending JPH1198899A (ja) | 1997-09-19 | 1997-09-19 | Ａｃモータ駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1198899A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002262578A (ja) * | 2001-02-28 | 2002-09-13 | Yaskawa Electric Corp | 電力変換装置およびその制御方法 |
| JP2005304130A (ja) * | 2004-04-08 | 2005-10-27 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | 直接変換器の制御装置 |
| JP2007082286A (ja) * | 2005-09-12 | 2007-03-29 | Mitsubishi Electric Corp | 多相対多相電力変換装置 |
| JP2009201248A (ja) * | 2008-02-21 | 2009-09-03 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | クランプ式電力変換装置 |
| CN107112920A (zh) * | 2014-09-22 | 2017-08-29 | 乌本产权有限公司 | 用于产生交变电流的方法 |
| CN108832850A (zh) * | 2018-08-06 | 2018-11-16 | 北京理工大学 | 一种四电机伺服***的最优分散鲁棒控制方法 |
| US11381157B1 (en) | 2020-12-10 | 2022-07-05 | Industrial Technology Research Institute | Motor drive and method for reducing dead band of motor drive |
-
1997
- 1997-09-19 JP JP9255361A patent/JPH1198899A/ja active Pending
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002262578A (ja) * | 2001-02-28 | 2002-09-13 | Yaskawa Electric Corp | 電力変換装置およびその制御方法 |
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| JP2007082286A (ja) * | 2005-09-12 | 2007-03-29 | Mitsubishi Electric Corp | 多相対多相電力変換装置 |
| JP2009201248A (ja) * | 2008-02-21 | 2009-09-03 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | クランプ式電力変換装置 |
| CN107112920A (zh) * | 2014-09-22 | 2017-08-29 | 乌本产权有限公司 | 用于产生交变电流的方法 |
| CN107112920B (zh) * | 2014-09-22 | 2019-06-14 | 乌本产权有限公司 | 用于产生交变电流的方法 |
| CN108832850A (zh) * | 2018-08-06 | 2018-11-16 | 北京理工大学 | 一种四电机伺服***的最优分散鲁棒控制方法 |
| US11381157B1 (en) | 2020-12-10 | 2022-07-05 | Industrial Technology Research Institute | Motor drive and method for reducing dead band of motor drive |
| TWI784385B (zh) * | 2020-12-10 | 2022-11-21 | 財團法人工業技術研究院 | 馬達驅動器及降低馬達驅動器之空滯時間之方法 |
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