JP2005304130A - 直接変換器の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】転流による出力電圧の誤差を補償して制御性能を向上させた直接変換器の制御装置を提供する。
【解決手段】交流電圧を任意の周波数及び大きさを有する交流電圧に直接変換する直接変換器の制御装置に関する。前記制御装置は、直接変換器の入力電圧相のうち最大電圧相、最小電圧相の電圧を検出する最大電圧検出手段１１、最小電圧検出手段１３と、負荷電流の極性を検出する極性検出手段２１〜２３と、前記各検出手段１１，１３，２１〜２３により検出した最大電圧、最小電圧、負荷電流の極性、スイッチング周波数及び転流時間を用いて、直接変換器の出力電圧に生じる電圧誤差を補償する補償量を演算する加算手段４０，乗算手段３０〜３３等を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、大容量のエネルギーバッファを持たずに、交流電圧を任意の周波数及び大きさの交流電圧に直接変換して出力する直接変換器の制御装置に関し、特に、転流時に発生する出力電圧の誤差を補償する技術に関するものである。

この種の直接変換器では、電源の短絡及び負荷端の開放を防ぐために、直接変換器を構成する半導体スイッチのオンオフのタイミングを適切に制御することが求められており、入力電圧の状態に応じて適切な転流パターンを決定する方法として、例えば後述する非特許文献１に記載された技術が知られている。

ここで、図７は、入力相を三相とした場合の、マトリクスコンバータ（サイクロコンバータ）等の直接変換器の一相分の等価回路を示している。
図７において、ｖ_ｍａｘは最大電圧相（例えば、ある時点における三相交流電源のＲ相）の入力端子、ｖ_ｍｉｄは中間電圧相（同Ｓ相）の入力端子、ｖ_ｍｉｎは最小電圧相（同Ｔ相）の入力端子、ｖ_ＵはＵ相出力端子（なお、それぞれの電圧値についても同じ符号で表す）、ｉ_ｌｏａｄは負荷電流（Ｕ相電流ｉ_ｕ）、Ｓ_１，Ｓ_２，Ｓ_３は交流スイッチ、Ｓ_１Ａ，Ｓ_１Ｂ，Ｓ_２Ａ／Ｂ，Ｓ_２Ｂ／Ａ，Ｓ_３Ａ，Ｓ_３Ｂは各交流スイッチを構成するＩＧＢＴ等の単方向スイッチである。

交流スイッチＳ_１，Ｓ_２，Ｓ_３の添字“１”，“２”，“３”は最大電圧相、中間電圧相、最小電圧相に接続されることを示すために用いており、例えば交流スイッチＳ_１はＲ相交流スイッチ、同Ｓ_２はＳ相交流スイッチ、同Ｓ_３はＴ相交流スイッチであり得る。ここで、Ｒ相交流スイッチを構成する単方向スイッチをＳ_ｒｕ，Ｓ_ｕｒ、Ｓ相交流スイッチを構成する単方向スイッチをＳ_ｓｕ，Ｓ_ｕｓ、Ｔ相交流スイッチを構成する単方向スイッチをＳ_ｔｕ，Ｓ_ｕｔと表記する場合、例えば図７の交流スイッチＳ_１の単方向スイッチＳ_１Ａ，Ｓ_１Ｂは、Ｒ相交流スイッチの前記単方向スイッチＳ_ｒｕ，Ｓ_ｕｒに相当する（他相については容易に類推できるため、説明を省略する）。

また、図７において、参照符号の添字にＡを付したスイッチはＩＧＢＴモードで動作するスイッチ、添字にＢを付したスイッチは還流ダイオードモードで動作するスイッチを示している。
ＩＧＢＴモードとは、コレクタ−エミッタ間に順電圧が印加されている（コレクタ電圧がエミッタ電圧より高い）状態の動作モードをいい、ゲートオンと同時に電流が流れる動作モードである。また、還流ダイオードモードとは、ＩＧＢＴモードのスイッチのコレクタ−エミッタ間に逆電圧が印加されている（コレクタ電圧がエミッタ電圧より低い）状態の動作モードをいい、この場合には、順電圧が印加されてゲートオンしないと電流が流れず、インバータにおける還流ダイオードとほぼ同様の作用になることから、還流ダイオードモードと称している。

更に、交流スイッチＳ_２の単方向スイッチＳ_２Ａ／Ｂ，Ｓ_２Ｂ／Ａについては、交流スイッチＳ_２が下アームとして動作する場合と上アームとして動作する場合とで、ＩＧＢＴモード、還流ダイオードモードになる単方向スイッチが入れ替わることから、参照符号の添字にＡ／Ｂ，Ｂ／Ａを付してある。
例えば、交流スイッチＳ_１が上アーム、同Ｓ_２が下アームでスイッチングする場合には、スイッチＳ_２Ｂ／ＡがＩＧＢＴモード、同Ｓ_２Ａ／Ｂがダイオードモードにて動作し、交流スイッチＳ_２が上アーム、同Ｓ_３が下アームでスイッチングする場合には、スイッチＳ_２Ａ／ＢがＩＧＢＴモード、同Ｓ_２Ｂ／Ａがダイオードモードにて動作する。

一般に、マトリクスコンバータをはじめとする直接変換器は交流スイッチにより構成されるが、電源の短絡及び負荷端の開放を防止するため、図７に示したように二つの単方向スイッチにより交流スイッチを構成し、各単方向スイッチのオンオフのタイミングを制御している。
すなわち、電源が短絡すると過大な短絡電流が発生してスイッチを破損し、負荷が誘導性負荷の場合には、誘導性負荷に蓄えられたエネルギーの還流経路が負荷端の開放により消失するため、過大なサージ電圧としてスイッチに印加され、スイッチを破壊する。
このため、各単方向スイッチのオンオフのタイミングを適切に制御するための転流動作が重要になる。

以下に、非特許文献１に記載された「電圧検出方式」（電圧転流方法）に従って、図７における最大電圧相（交流スイッチＳ_１）から中間電圧相（同Ｓ_２）へ転流する場合の動作を以下に説明する。
図８は、各交流スイッチＳ_１，Ｓ_２に対するスイッチングパターンの指令値と、それぞれの単方向スイッチＳ_１Ａ，Ｓ_１Ｂ，Ｓ_２Ａ／Ｂ，Ｓ_２Ｂ／Ａに対する指令値と、Ｕ相出力電圧指令値ｖ_ｕ ^＊と、負荷電流ｉ_ｌｏａｄ（以下において、特に断らない限り、Ｕ相負荷電流すなわちｉ_ｕを指す）が正及び負の場合のＵ相出力電圧ｖ_ｕとを示している。
最大電圧相から中間電圧相へ転流する場合の単方向スイッチのオンオフする順番は、図８に示すように、
（１）Ｓ_２Ａ／Ｂオン
（２）Ｓ_１Ａオフ
（３）Ｓ_２Ｂ／Ａオン
（４）Ｓ_１Ｂオフ
となっており、各単方向スイッチのオンオフのタイミングをずらすことで電源の短絡及び負荷端の開放を防止している。

この場合、図８に示すように、負荷電流ｉ_ｌｏａｄの正負によって出力電圧ｖ_ｕが異なることがわかる。すなわち、出力電圧ｖ_ｕは、負荷電流ｉ_ｌｏａｄが正の時は上記（２）のタイミングで最大電圧（最大電圧相の電圧ｖ_ｍａｘ）から中間電圧（中間電圧相の電圧ｖ_ｍｉｄ）に移行するのに対し、負荷電流ｉ_ｌｏａｄが負の時は（３）のタイミングで最大電圧から中間電圧へ移行する。このため、負荷電流ｉ_ｌｏａｄが正の時にはＵ相出力電圧指令値ｖ_Ｕ ^＊に対して電圧誤差が発生しないのに対し、負荷電流ｉ_ｌｏａｄが負の時はパルス幅が転流時間Ｔ_ｃｏｍｍだけ増加して電圧誤差が発生する。つまり、負荷電流ｉ_ｌｏａｄが正の時に比べて負の時には出力電圧が増加することになる。
この点は、中間電圧相（交流スイッチＳ_２）から最小電圧相（同Ｓ_３）へ転流する場合も同様である。

図９は、図７における中間電圧相（交流スイッチＳ_２）から最大電圧相（同Ｓ_１）への転流動作を示すもので、図８と同様に、各交流スイッチＳ_１，Ｓ_２に対するスイッチングパターンの指令値と、それぞれの単方向スイッチＳ_１Ａ，Ｓ_１Ｂ，Ｓ_２Ａ／Ｂ，Ｓ_２Ｂ／Ａに対する指令値と、Ｕ相出力電圧指令値ｖ_ｕ ^＊と、負荷電流ｉ_ｌｏａｄが正及び負の場合のＵ相出力電圧ｖ_ｕとを示している。
中間電圧相から最大電圧相へ転流する場合の単方向スイッチのオンオフする順番は、図９に示すように、
（１）Ｓ_１Ｂオン
（２）Ｓ_２Ｂ／Ａオフ
（３）Ｓ_１Ａオン
（４）Ｓ_２Ａ／Ｂオフ
となる。

このため、最大電圧相から中間電圧相への転流時とは逆に、負荷電流ｉ_ｌｏａｄが正の時にＵ相出力電圧指令値ｖ_Ｕ ^＊に対して電圧誤差が発生し、パルスが転流時間Ｔ_ｃｏｍｍだけ削られることで出力電圧が減少する。一方、負荷電流ｉ_ｌｏａｄが負の時には電圧誤差は発生しない。この点は、最小電圧相（交流スイッチＳ_３）から中間電圧相（同Ｓ_２）への転流時も同様である。

また、最大電圧相から最小電圧相に転流する場合や、最小電圧相から最大電圧相に転流する場合も、電圧誤差は同様に考えることができ、前者では負荷電流ｉ_ｌｏａｄが負の時にＵ相出力電圧指令値ｖ_Ｕ ^＊に対して電圧誤差が発生し、後者では負荷電流ｉ_ｌｏａｄが正の時に電圧誤差が発生する。

一方、先願（未だ出願公開されていない）である特願２００３−１６３４３５号には、中間電圧相に接続されている交流スイッチのオン幅が短い場合でも、転流失敗による電源短絡や負荷端開放を発生させないようにした簡易な電圧転流方法が開示されている。
この先願に記載された転流方法では、図７における単方向スイッチＳ_１Ｂ，Ｓ_３Ｂを常にオンすることで出力端の開放を防ぎ、また、中間電圧相に接続されるスイッチＳ_２Ａ／Ｂ，Ｓ_２Ｂ／Ａを同時にオンオフする方法を採っている。この転流方法では、（１）転流元のＩＧＢＴモードの単方向スイッチをオフする（２）転流先のＩＧＢＴモードの単方向スイッチをオンする、という２段階の動作で転流を行うため、転流時間の短縮や制御回路の簡略化、スイッチング損失の低減等が可能である（先願明細書の段落［００３３］〜［００３６］、図３、図４参照）。

しかしながら、この先願記載の転流方法を用いた場合にも、出力電圧に誤差が発生する。
図１０は、上記先願の転流方法により最大電圧相から中間電圧相へ転流する場合、図１１は、中間電圧相から最大電圧相へ転流する場合の、各交流スイッチＳ_１，Ｓ_２に対するスイッチングパターンの指令値と、単方向スイッチＳ_１Ａ，Ｓ_１Ｂ，Ｓ_２Ａ／Ｂ，Ｓ_２Ｂ／Ａに対する指令値と、Ｕ相出力電圧指令値ｖ_ｕ ^＊と、負荷電流ｉ_ｌｏａｄが正及び負の場合のＵ相出力電圧ｖ_ｕとをそれぞれ示している。

図１０に示すように最大電圧相から中間電圧相へ転流する場合、単方向スイッチのオンオフする順番は以下の通りである。但し、単方向スイッチＳ_１Ｂ，Ｓ_３Ｂは常にオンであり、単方向スイッチＳ_２Ａ／Ｂ，Ｓ_２Ｂ／Ａは同時にオンオフする。
（１）Ｓ_１Ａオフ
（２）Ｓ_２Ａ／Ｂ，Ｓ_２Ｂ／Ａオン
負荷電流ｉ_ｌｏａｄが正の時は、Ｓ_１Ａがオフすると常時オンであるＳ_３Ｂが導通し、Ｓ_２Ａ／Ｂ，Ｓ_２Ｂ／ＡがオンするとＳ_２Ａ／Ｂが導通する。一方、負荷電流が負の時は、Ｓ_２Ａ／Ｂ，Ｓ_２Ｂ／ＡがオンするとＳ_２Ｂ／Ａが導通する。この転流方法の場合、最大電圧相から中間電圧相へ転流する際、負荷電流ｉ_ｌｏａｄの正負によらず、図示する如くＵ相出力電圧指令値ｖ_Ｕ ^＊に対して電圧誤差が発生する。

図１１に示すように、中間電圧相から最大電圧相へ転流する場合は逆に考えればよく、単方向スイッチのオンオフする順番は以下のようになる。
（１）Ｓ_２Ａ／Ｂ，Ｓ_２Ｂ／Ａオフ
（２）Ｓ_１Ａオン
この場合、負荷電流ｉ_ｌｏａｄが正の時はＵ相出力電圧指令値ｖ_Ｕ ^＊に対して電圧誤差が発生するのに対し、負荷電流ｉ_ｌｏａｄが負の時は電圧誤差は発生しない。

なお、他の従来技術として、ＰＷＭサイクロコンバータにおける転流誤差に起因した出力電圧誤差を補正する制御方法が、下記の特許文献１に記載されている。
この従来技術は、ＰＷＭサイクロコンバータにおいて、出力電流方向信号や双方向スイッチ間電圧極性信号（出力電流の方向から決定される）に基づいて双方向スイッチの切替順序を切り替えるべく転流パターン（転流シーケンス）を作成するものであり、転流時に発生する出力電圧誤差を、前記出力電流方向信号や双方向スイッチ間電圧極性信号、入力電源電圧情報信号等に基づいて補償している。

小山 純，樋口 剛，川崎 雅史，山田 英二，古賀 高志，T.A.Lipo、「ＰＷＭサイクロコンバータのSIT点弧シーケンス」、平成元年度電気関係学会九州支部連合会大会論文集Ｎｏ.２４６、ｐ.１１６ 特開２００３−３０９９７５号公報（請求項２〜５，８、［０００４］〜［００１０］等）

上述したように、非特許文献１や先願に記載された転流方法では、転流時の単方向スイッチをオンオフするタイミングのずれに起因して出力電圧に誤差が発生し、その有効な解決策が提示されていない。その結果、上記誤差により出力電圧に歪みが生じ、例えば負荷に電動機が接続された場合には電動機の回転ムラやトルクリプルを生じる。すなわち、出力電圧の制御性能が低下するという問題がある。

また、特許文献１の請求項４，５には、負荷電流の極性やスイッチの両端電圧の極性、電源電圧情報を用いて電圧誤差分を補償すると記載されているが、通常、これらの情報だけで補償量を演算することはできない。
更に、特許文献１の請求項８には、上記補償量を演算するために相間電圧絶対値や転流時間、キャリア周期、電圧極性等を用いた演算式が開示されているが、この従来技術はそもそも、出力電流の方向（正負）に応じて転流パターンを決定する、いわゆる電流転流を基本としており、非特許文献１における「電圧検出方式」や先願発明のように、電源電圧の大小に応じて転流パターンを決定する電圧転流には適用することができない。

そこで本発明は、直接変換器の転流パターンを電圧転流により決定する場合において、出力電圧誤差をなくして出力電圧の制御性能を向上させ、負荷電動機の回転ムラやトルクリプルの低減を可能にした直接変換器の制御装置を提供しようとするものである。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、交流電圧を任意の周波数及び大きさを有する交流電圧に直接変換する直接変換器の制御装置において、
前記制御装置は、
前記直接変換器の入力電圧相のうち最大電圧相の電圧を検出する最大電圧検出手段と、入力電圧相のうち最小電圧相の電圧を検出する最小電圧検出手段と、負荷電流の極性を検出する極性検出手段と、前記各検出手段により検出した最大電圧、最小電圧、負荷電流の極性、及び、スイッチング周波数並びに転流時間を用いて、直接変換器の出力電圧に生じる電圧誤差を補償する補償量を演算する演算手段と、を備えたものである。

請求項２に記載した発明は、交流電圧を任意の周波数及び大きさを有する交流電圧に直接変換する直接変換器の制御装置において、
前記制御装置は、
前記直接変換器の入力電圧の位相を検出する位相検出手段と、この位相検出手段の出力を用いて、入力電圧相のうち最大電圧相の電圧を予測する最大電圧予測手段、及び、最小電圧相の電圧を予測する最小電圧予測手段と、負荷電流の極性を検出する極性検出手段と、前記各予測手段により予測した最大電圧、最小電圧、前記極性検出手段により検出した負荷電流の極性、及び、スイッチング周波数並びに転流時間を用いて、直接変換器の出力電圧に生じる電圧誤差を補償する補償量を演算する演算手段と、を備えたものである。

請求項３に記載した発明は、交流電圧を任意の周波数及び大きさを有する交流電圧に直接変換する直接変換器の制御装置において、
前記制御装置は、
前記直接変換器の入力電圧相のうち最大電圧相の電圧を検出する最大電圧検出手段と、入力電圧相のうち中間電圧相の電圧を検出する中間電圧検出手段と、入力電圧相のうち最小電圧相の電圧を検出する最小電圧検出手段と、負荷電流の極性を検出する極性検出手段と、前記各検出手段により検出した最大電圧、中間電圧、最小電圧、負荷電流の極性、及び、スイッチング周波数並びに転流時間を用いて、直接変換器の出力電圧に生じる電圧誤差を補償する補償量を演算する演算手段と、を備えたものである。

請求項４に記載した発明は、交流電圧を任意の周波数及び大きさを有する交流電圧に直接変換する直接変換器の制御装置において、
前記制御装置は、
前記直接変換器の入力電圧の位相を検出する位相検出手段と、この位相検出手段の出力を用いて、入力電圧相のうち最大電圧相の電圧を予測する最大電圧予測手段、中間電圧相の電圧を予測する中間電圧予測手段、及び、最小電圧相の電圧を予測する最小電圧予測手段と、負荷電流の極性を検出する極性検出手段と、前記各予測手段により予測した最大電圧、中間電圧、最小電圧、前記極性検出手段により検出した負荷電流の極性、及び、スイッチング周波数並びに転流時間を用いて、直接変換器の出力電圧に生じる電圧誤差を補償する補償量を演算する演算手段と、を備えたものである。

請求項５に記載した発明は、請求項１または２において、
前記演算手段は、負荷電流の極性に応じた極性を有し、かつ、負荷電流の極性に関わらず大きさが等しい補償量を演算するものである。

請求項６に記載した発明は、請求項３または４において、
前記演算手段は、負荷電流の極性に応じた極性を有し、かつ、負荷電流の極性に応じて大きさが異なる補償量を演算するものである。

本発明によれば、電圧転流により直接変換器の転流パターンを決定する場合において、各相入力電圧の大きさや負荷電流の極性等に応じて出力電圧指令値の補償量を演算し、この補償量を用いて転流時の電圧誤差を補償することにより、出力電圧をその指令値に一致させて出力電圧の歪みを低減することができる。その結果、負荷に電動機が接続された場合でも、回転ムラやトルクリプルを生じない安定した運転が可能になる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態の構成を示すブロック図であり、請求項１，５の発明に相当する。この実施形態は、例えば、前述した非特許文献１に記載された電圧転流時の出力電圧誤差をなくすためのものである。

図１において、各相の入力電圧ｖ_Ｒ，ｖ_Ｓ，ｖ_Ｔは最大電圧検出手段１１及び最小電圧検出手段１３に入力されており、これらの出力である最大電圧ｖ_ｍａｘ及び最小電圧ｖ_ｍｉｎは加算手段４０に図示の符号で入力されている。
上記加算手段４０の出力は、乗算手段３０に入力されてＴ_{ｃｏｍｍ×}ｆ_Ｓ（Ｔ_ｃｏｍｍ：転流時間、ｆ_Ｓ：スイッチング周波数）が乗算され、その出力は乗算手段３１〜３３に入力されている。
一方、各相の負荷電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗは極性検出手段２１〜２３にそれぞれ入力され、これらの判別手段２１〜２３内の符号関数の出力である極性判別信号が乗算手段３１〜３３に入力されて前述した乗算手段３０の出力信号と乗算される。
乗算手段３１〜３３の出力はそれぞれ電圧指令値補償量として加算手段４１〜４３に入力されており、これらの加算手段４１〜４３により各相出力電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊とそれぞれ加算されて最終的な出力電圧指令値ｖ_ｕ ^＊＊，ｖ_ｖ ^＊＊，ｖ_ｗ ^＊＊が得られるように構成されている。

ここで、図２は、前述した非特許文献１記載の電圧転流方法において、転流の順番が最大電圧相→中間電圧相→最小電圧相→中間電圧相→最大電圧相である時のＵ相出力電圧指令値ｖ_ｕ ^＊及びＵ相出力電圧ｖ_ｕを示しており、その時間軸に沿った一部は前述の図８，図９と共通するものである。
前述のように、負荷電流が正の時は、最小電圧相から中間電圧相や、中間電圧相から最大電圧相への転流時に電圧誤差が発生する。すなわち、出力電圧が削られる結果、出力電圧指令値に対して実際の出力電圧は減少する。
一方、負荷電流が負の時は、最大電圧相から中間電圧相や、中間電圧相から最小電圧相への転流時に電圧誤差が発生する。すなわち、出力電圧が増加する結果、出力電圧指令値に対して実際の出力電圧は増加することとなる。
図２には、これらの電圧誤差をハッチングにて示してある。
いま、出力電圧誤差（誤差電圧）をΔＶとすると、この誤差電圧ΔＶは数式１によって表される。

非特許文献１の転流方法の場合、負荷電流の正負によらず誤差電圧の大きさは同じであり、負荷電流が正の時は誤差電圧分を出力電圧指令値に加算して最終的な出力電圧指令値を作成し、負荷電流が負の時は誤差電圧分を出力電圧指令値から減算して最終的な出力電圧指令値を作成することで、何れの場合も指令値通りの出力電圧を得ることができる。
図２に示した範囲がキャリア１周期であるため、各相出力電圧指令値に対する補償量ｖ_ｕｃ ^＊，ｖ_ｖｃ ^＊，ｖ_ｗｃ ^＊は、誤差電圧ΔＶを示す数式１にスイッチング周波数ｆ_ｓと負荷電流の極性判別信号とを乗じればよく、数式２によって表すことができる。
更に、最終的な補償後の出力電圧指令値ｖ_ｕ ^＊＊，ｖ_ｖ ^＊＊，ｖ_ｗ ^＊＊は、補償前の電圧指令値をｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊とすると、数式３となる。

前述した図１のブロック図は上記数式１〜数式３を実行するためのものであり、最大電圧検出手段１１、最小電圧検出手段１３、加算手段４０、乗算手段３０〜３３及び極性検出手段２１〜２３が数式２の演算に用いられ、加算手段４１〜４３が数式３の演算に用いられる。

なお、キャリア１周期内で、最大電圧相から最小電圧相や最小電圧相から最大電圧相への転流のみが行われる場合でも、上記と同じ数式を用いて電圧指令値を補償することができる。

次に、図３は本発明の第２実施形態の主要部の構成を示すブロック図であり、請求項２，５の発明に相当する。なお、図３における乗算手段３０より後段の構成は、図１と同一であるため、省略してある。

図３の実施形態は、三相の場合には各相の電圧の位相が１２０度ずつずれていることに着目したものである。すなわち、入力電圧位相検出手段５１によって一相（図示例ではＲ相）の入力電圧の位相を検出し、その位相から他の二相の電圧の位相を算出して同時点の最大電圧相、最小電圧相を予測するもので、最大電圧予測手段１１Ａが最大電圧ｖ_ｍａｘを、最小電圧予測手段１３Ａが最小電圧ｖ_ｍｉｎをそれぞれ予測して出力する。その後の動作については第１実施形態と同様であるため、説明を省略する。

次いで、図４は、本発明の第３実施形態の主要部の構成を示すブロック図であり、請求項３，６の発明に相当する。なお、図４は各相出力電圧指令値に対する補償量ｖ_ｕｃ ^＊，ｖ_ｖｃ ^＊，ｖ_ｗｃ ^＊を求めるためのもので、これらの補償量ｖ_ｕｃ ^＊，ｖ_ｖｃ ^＊，ｖ_ｗｃ ^＊を図１のごとく元の電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に加算する（数式３の演算を行う）ことにより、最終的な出力電圧指令値ｖ_ｕ ^＊＊，ｖ_ｖ ^＊＊，ｖ_ｗ ^＊＊が演算される。
この実施形態は、例えば、前述した先願の転流方法による出力電圧誤差をなくすためのものである。

図４において、図１と同一の構成要素には同一の符号を付してある。
１１は最大電圧検出手段、１２は中間電圧検出手段、１３は最小電圧検出手段、３１〜３７は乗算手段、４４〜４７は加算手段であり、加算手段４５の出力は切替手段６１〜６３に共通する「正」側端子（負荷電流の極性が「正」の場合の切替先となる）に接続されていると共に、乗算手段３７の出力は切替手段６１〜６３に共通する「負」側端子（負荷電流の極性が「負」の場合の切替先となる）に接続されている。
ここで、乗算手段３４は入力信号に「２」を、乗算手段３５は入力信号に「３」を、乗算手段３６は入力信号に「３」を、乗算手段３７は入力信号に「−１」を、それぞれ乗じて出力する。
また、切替手段６１〜６３の切替操作は、極性検出手段２１〜２３から出力される極性判別信号によって行われるようになっている。

図５は、前述した先願の転流方法において、転流の順番が最大電圧相→中間電圧相→最小電圧相→中間電圧相→最大電圧相である時のＵ相出力電圧指令値ｖ_ｕ ^＊及びＵ相出力電圧ｖ_ｕを示しており、その時間軸に沿った一部は前述の図１０，図１１と共通している。
図５においては、図２と同様に、負荷電流が正の時は出力電圧が減少するのに対し、負荷電流が負の時は出力電圧が増加する。しかし、電圧誤差の大きさは、負荷電流の正負によって異なっている。

この例において、転流時に発生する出力電圧誤差は、数式４，数式５によって表される。但し、負荷電流が正の時の誤差電圧をΔＶ_ｐ、負の時の誤差電圧をΔＶ_ｎとする。

補償量の演算は第１実施形態と同様に考えることができ、誤差電圧を示す数式４，数式５にスイッチング周波数ｆ_ｓと負荷電流の極性判別信号とを乗じればよく、負荷電流が正の時の補償量ΔＶ_ｐｃと負の時の補償量ΔＶ_ｎｃは、それぞれ数式６，数式７となる。
なお、これらの補償量ΔＶ_ｐｃ，ΔＶ_ｎｃは、各相ごとの補償量ｖ_ｕｃ ^＊，ｖ_ｖｃ ^＊，ｖ_ｗｃ ^＊（図４参照）である。例えば、図４におけるＵ相の補償量ｖ_ｕｃ ^＊は、負荷電流の極性に応じて数式６の補償量ΔＶ_ｐｃまたは数式７の補償量ΔＶ_ｎｃとなる。

前述した図４のブロック図は上記数式６，数式７を実行するためのものであり、特に図４における乗算手段３４，３５及び加算手段４４，４５は数式６の右辺カッコ内の四則演算に用いられ、乗算手段３４，３６及び加算手段４６，４７は数式７の右辺カッコ内の四則演算に用いられる。
なお、この第３実施形態では、負荷電流の極性判別信号を切替手段６１〜６３による正負の切替のみに用いており、第１実施形態の符号関数（数式２）における「ｘ＜０でｙ＝−１，ｘ＞０でｙ＝１」という極性反転作用を果たさないため、負荷電流が負の場合に補償量に−１を乗じるべく図４の乗算手段３７を設けている。
従って、負荷電流が負の場合の極性判別信号を活かす場合には、乗算手段３７を除去すると共に、極性検出手段２１〜２３の出力側に第１実施形態と同様に乗算手段を設け、極性判別信号と加算手段４７の出力との乗算結果を負荷電流が負の場合の補償量として選択するように構成しても良い。

次に、図６は本発明の第４実施形態の主要部の構成を示すブロック図であり、請求項４，６の発明に相当する。この実施形態は、図３の第２実施形態と基本的着想を同じくするものであり、一相の入力電圧の位相情報から他の二相の電圧位相を求め、同時点の最大電圧、中間電圧、最小電圧を予測するものである。

すなわち、図６において、入力電圧位相検出手段５１によって一相（図示例ではＲ相）の入力電圧の位相を検出し、その位相情報に基づき、最大電圧予測手段１１Ａが最大電圧ｖ_ｍａｘを、中間電圧予測手段１２Ａが中間電圧ｖ_ｍｉｄを、最小電圧予測手段１３Ａが最小電圧ｖ_ｍｉｎをそれぞれ予測して出力する。なお、最大電圧ｖ_ｍａｘは図４の加算手段４４に、中間電圧ｖ_ｍｉｄは乗算手段３４に、最小電圧ｖ_ｍｉｎは乗算手段３５にそれぞれ入力されるものであり、以後の構成及び動作については第３実施形態と同様であるため、説明を省略する。

以上のように、本発明によれば、マトリクスコンバータ等の直接変換器において、転流時の電圧誤差を解消して指令値通りの出力電圧を負荷に供給することができる。

本発明の第１実施形態の構成を示すブロック図である。 非特許文献１記載の転流パターンによるＵ相出力電圧指令値ｖ_ｕ ^＊及びＵ相出力電圧ｖ_ｕの説明図である。 本発明の第２実施形態の主要部の構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態の主要部の構成を示すブロック図である。 先願の発明に記載された転流パターンによる出力電圧指令値ｖ_ｕ ^＊及びＵ相出力電圧ｖ_ｕの説明図である。 本発明の第４実施形態の主要部の構成を示すブロック図である。 入力を三相とした直接変換器の一相分の等価回路図である。 非特許文献１に記載された転流パターンの説明図である。 非特許文献１に記載された転流パターンの説明図である。 先願に記載された転流パターンの説明図である。 先願に記載された転流パターンの説明図である。

符号の説明

１１：最大電圧検出手段
１２：中間電圧検出手段
１３：最小電圧検出手段
１１Ａ：最大電圧予測手段
１２Ａ：中間電圧予測手段
１３Ａ：最小電圧予測手段
２１〜２３：極性検出手段
３０〜３７：乗算手段
４０〜４７：加算手段
５１：入力電圧位相検出手段
６１〜６３：切替手段

Claims (6)

1. 交流電圧を任意の周波数及び大きさを有する交流電圧に直接変換する直接変換器の制御装置において、
   前記制御装置は、
   前記直接変換器の入力電圧相のうち最大電圧相の電圧を検出する最大電圧検出手段と、
   前記入力電圧相のうち最小電圧相の電圧を検出する最小電圧検出手段と、
   負荷電流の極性を検出する極性検出手段と、
   前記各検出手段により検出した最大電圧、最小電圧、負荷電流の極性、及び、前記直接変換器のスイッチング周波数並びに転流時間を用いて、前記直接変換器の出力電圧に生じる電圧誤差を補償する補償量を演算する演算手段と、
   を備えたことを特徴とする直接変換器の制御装置。
2. 交流電圧を任意の周波数及び大きさを有する交流電圧に直接変換する直接変換器の制御装置において、
   前記制御装置は、
   前記直接変換器の入力電圧の位相を検出する位相検出手段と、
   この位相検出手段の出力を用いて、入力電圧相のうち最大電圧相の電圧を予測する最大電圧予測手段、及び、最小電圧相の電圧を予測する最小電圧予測手段と、
   負荷電流の極性を検出する極性検出手段と、
   前記各予測手段により予測した最大電圧、最小電圧、前記極性検出手段により検出した負荷電流の極性、及び、前記直接変換器のスイッチング周波数並びに転流時間を用いて、前記直接変換器の出力電圧に生じる電圧誤差を補償する補償量を演算する演算手段と、
   を備えたことを特徴とする直接変換器の制御装置。
3. 交流電圧を任意の周波数及び大きさを有する交流電圧に直接変換する直接変換器の制御装置において、
   前記制御装置は、
   前記直接変換器の入力電圧相のうち最大電圧相の電圧を検出する最大電圧検出手段と、
   前記入力電圧相のうち中間電圧相の電圧を検出する中間電圧検出手段と、
   前記入力電圧相のうち最小電圧相の電圧を検出する最小電圧検出手段と、
   負荷電流の極性を検出する極性検出手段と、
   前記各検出手段により検出した最大電圧、中間電圧、最小電圧、負荷電流の極性、及び、前記直接変換器のスイッチング周波数並びに転流時間を用いて、前記直接変換器の出力電圧に生じる電圧誤差を補償する補償量を演算する演算手段と、
   を備えたことを特徴とする直接変換器の制御装置。
4. 交流電圧を任意の周波数及び大きさを有する交流電圧に直接変換する直接変換器の制御装置において、
   前記制御装置は、
   前記直接変換器の入力電圧の位相を検出する位相検出手段と、
   この位相検出手段の出力を用いて、入力電圧相のうち最大電圧相の電圧を予測する最大電圧予測手段、中間電圧相の電圧を予測する中間電圧予測手段、及び、最小電圧相の電圧を予測する最小電圧予測手段と、
   負荷電流の極性を検出する極性検出手段と、
   前記各予測手段により予測した最大電圧、中間電圧、最小電圧、前記極性検出手段により検出した負荷電流の極性、及び、前記直接変換器のスイッチング周波数並びに転流時間を用いて、前記直接変換器の出力電圧に生じる電圧誤差を補償する補償量を演算する演算手段と、
   を備えたことを特徴とする直接変換器の制御装置。
5. 請求項１または２に記載した直接変換器の制御装置において、
   前記演算手段は、
   負荷電流の極性に応じた極性を有し、かつ、負荷電流の極性に関わらず大きさが等しい補償量を演算することを特徴とする直接変換器の制御装置。
6. 請求項３または４に記載した直接変換器の制御装置において、
   前記演算手段は、
   負荷電流の極性に応じた極性を有し、かつ、負荷電流の極性に応じて大きさが異なる補償量を演算することを特徴とする直接変換器の制御装置。

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