JP4544057B2 - 多相電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、多相電動機を流れる電流及び該多相電動機に印加される電圧のいずれかの実際の値を指令値によって定まる所定のヒステリシス幅内に収めるべく、前記ヒステリシスの上限及び下限と実際の値との大小に基づきインバータのスイッチング素子を操作する瞬時値制御手段と、実際の電流と指令電流との間に生じた過去の差に基づき将来生じる差を見越してこれを補償するフィードバック制御をすべく、該制御のための信号波と所定の搬送波との大小に基づき前記スイッチング素子を操作するＰＷＭ制御手段とを備える多相電動機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、３相電動機の各相に流れる実際の電流と指令電流とに基づき上記スイッチング素子を操作する瞬時電流値制御と、実際の電流を指令電流に追従させるべくＰＩ制御によって指令電圧を生成するものが周知である。この場合、瞬時電流値制御中には、ＰＩ制御の積分項が実際の制御に反映されないために、積分項を正確に算出することができない。このため、瞬時電流値制御からＰＩ制御への切り替えを行なう際には、積分項を適切な値に設定したかたちで切り替えを行なうことができないことに起因してスムーズな切り替えをすることが困難となっている。

そこで従来は、例えば特許文献１に見られるように、インバータの操作電圧から電動機の各相に印加される電圧を算出し、ＰＩ制御の積分項にフィードバックすることで、瞬時電流値制御中も積分項を併せ込んでおくことも提案されている。更に、例えば特許文献２にみられるように、ＰＩ制御への切り替え時に、ＰＩ制御の積分項の初期値を逆算して設定することも提案されている。

ただし、こうした手法にあっては、瞬時電流値制御時に電動機の各相に印加される電圧がＰＩ制御時の指令電圧に近似しないときや、瞬時電流値制御時のスイッチング素子の操作態様がＰＩ制御時のスイッチング素子の操作態様に近似しないときには、切り替え時の電流歪みを抑制することが困難である。更に、こうした手法は、いずれもｄｑ軸による電流制御には対処することができない。

なお、上記瞬時値電流制御とＰＩ制御とを行なうものに限らず、上記瞬時値制御手段と上記ＰＷＭ制御手段とを備えるものにあっては、これらの間の切り替えを円滑に行なうことが困難なこうした実情も概ね共通したものとなっている。
特許第２６８２６５７号明細書 特開平１１−３４１８７８号公報

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、上記瞬時値制御手段から上記ＰＷＭ制御手段への切り替えを円滑に行なうことのできる多相電動機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決する手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、前記瞬時値制御手段から前記ＰＷＭ制御手段への切り替え要求が生じるときに、前記瞬時値制御手段から前記ＰＷＭ制御手段への切り替えを、前記多相電動機の相について１つずつ順次行なう切替手段を備えることを特徴とする。

上記構成では、瞬時値制御手段からＰＷＭ制御手段への切り替えが、多相電動機の相についての１つずつ順次行なわれる。このため、切り替えの途中においては、未だ切り替えられていない相は、瞬時値制御手段によって制御される。このため、ＰＷＭ制御手段への切り替えによって電動機を流れる電流や電動機に印加される電圧が変化したとしても、その変化は未だ切り替えられていない相の瞬時値制御手段による制御によって抑制される。このため、上記構成によれば、上記瞬時値制御手段からＰＷＭ制御手段への切り替えを円滑に行なうことが可能となる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記瞬時値制御手段は、前記指令電流によって定まる前記ヒステリシスの上限及び下限と実際の電流との大小に基づき前記スイッチング素子を操作するものであり、前記ＰＷＭ制御手段は、前記多相電動機に前記指令電流を流す際の前記多相のそれぞれに印加される電圧である指令電圧を前記信号波として算出する指令電圧算出部を備えることを特徴とする。

上記構成では、瞬時値制御手段が電圧を制御対象とせず、ＰＷＭ制御手段が電圧を制御対象とするため、瞬時値制御手段による制御時に、上記フィードバック制御のための制御量の算出を正確に行うことが特に困難となり、ひいては上記切り替えを円滑に行なうことが特に困難となる。このため、請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明の作用効果を好適に奏することができるものとなっている。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記多相電動機は、３相電動機であることを特徴とする。

上記構成によれば、多相電動機を簡易に構成することができる。

請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記ＰＷＭ制御手段は、前記３相の電流がｄｑ軸に変換されたものについての指令電流と実際の電流とに基づく積分項を算出する積分項算出部と、ｄ軸とｑ軸との各軸に印加される電圧のうちの該各軸の電流に比例する項以外の項である非干渉項を、前記実際に流れる電流及び前記指令電流の少なくとも一方に基づき算出する非干渉化制御部と、前記積分項算出部の出力と前記非干渉化制御部の出力との少なくとも一方から前記３相のそれぞれの指令電圧を前記信号波として算出する座標変換部とを備え、前記切替手段は、１相目の切り替えがなされる以前において、前記座標変換部により前記非干渉化制御部の出力が変換されたものを前記信号波とすることを特徴とする。

上記構成において、瞬時値制御手段による制御がなされているときには、積分項を正確に算出することができない。ただし、このときであれ、非干渉項によって算出される指令電圧は、所望とする指令電圧に近似したものとなる傾向にある。このため、上記構成では、１相目の切り替えがなされるときまでＰＷＭ制御手段の出力に積分項が関与しないために、積分項が正しく演算されない１相目の切り替えに際し、要求される電圧に近似した波形を有する電圧を１相目に印加することができる。そして、これにより、瞬時値制御手段によって制御される他の２相の電圧も、切り替えのなされた１相目の電圧との電圧差が要求されるものとなるように制御されるようになる。

請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記切替手段は、２相目の切り替えがなされる以前において、前記座標変換部により前記非干渉化制御部の出力が変換されたものを前記信号波とすることを特徴とする。

上記構成において、１相目の切り替えがなされた後であっても、２相目の切り替えがなされる以前には、瞬時値制御手段によって制御される残りの２相の電流によって１相目の電流が決定されるため、積分項を算出したとしてもその制御が電動機に実際に流れる電流量に反映されない。このため、２相目が切り替えられる以前には、積分項を正確に算出することができない。ただし、このときであれ、非干渉項によって算出される指令電圧は、要求される指令電圧に近似したものとなる傾向にある。この点、上記構成では、２相目が切り替えられる以前にはＰＷＭ制御手段の出力に積分項が関与しないために、積分項が正しく演算されない２相目の切り替えに際し、要求される電圧に近似した波形を有する電圧を２相目に印加することができる。

請求項６記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記切替手段は、２相目の切り替えがなされるとき以降であって且つ３相目の切り替えのなされる前までに前記積分項算出部の出力を前記信号波に反映させることを特徴とする。

上記構成において、２相目が切り替えられるとき以降には、これら切り替えられた２相の電流が、ＰＷＭ制御手段による指令電圧に応じて変化し得る。このため、積分制御を開始することで、同積分制御が実際に流れる電流に反映されることとなる。この点、上記構成によれば、２相目の切り替えがなされるとき以降であって且つ３相目の切り替えのなされる前までに積分制御を開始することで、実際に電流制御に供された積分項を用いて３相目の切り替えを行なうことができる。

請求項７記載の発明は、請求項４〜６のいずれかに記載の発明において、前記切替手段は、前記指令電圧に基づき、切り替えの１相目と前記指令電圧が略一致するものを切り替えの２相目とすることを特徴とする。

上記構成において、１相目の切り替えのなされた後には、瞬時値制御手段により制御されている残りの２相についても、１相目の指令電圧との電圧差を所望の電流を流すために要求される値とする制御がなされることとなる。このため、特に１相目の指令電圧と２相目の指令電圧とが等しいときには、２相目について瞬時値制御手段の制御によって生じている電圧と２相目の指令電圧とが略等しくなる傾向にある。この点、上記構成によれば、切り替えの１相目と前記指令電圧が略一致するものを切り替えの２相目とすることで、２相目の切り替えに際して、２相目に印加される電圧の変動を抑制することができ、ひいては切り替えをより円滑に行なうことができる。

請求項８記載の発明は、請求項４〜７のいずれかに記載の発明において、前記切替手段は、切り替えの３相目の前記指令電流及び実際の電流の少なくとも一方が略ゼロとなるときに前記３相目の切り替えを行なうことを特徴とする。

上記構成において、１相目と２相目の電流が決定されれば、キルヒホッフの法則により、３相目の電流は自動的に定まる。ここで、３相目の電流が略ゼロとなるときには、ｄ軸とｑ軸との指令電流は、１相目と２相目との２つの電流によって決まる。このため、このタイミングで切り替えを行なうと、積分項の誤差が略解消されたタイミングとすることができる。

以下、本発明にかかる多相電動機の制御装置を、ハイブリッド車に搭載される３相電動機の制御装置に適用した一実施形態を図面を参照しつつ説明する。

図１に、上記３相電動機及びその制御装置の全体構成を示す。

図示されるように、３相電動機であるモータ２の３つの相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）には、インバータ１０が接続されている。このインバータ１０は、３相インバータであり、３つの相のそれぞれに対応したスイッチング素子１２，１４とスイッチング素子１６，１８とスイッチング素子２０，２２との並列接続体を備えて構成されている。更に、インバータ１０は、各スイッチング素子１２〜２２に並列に接続されたダイオード２４〜３４を備えている。そして、スイッチング素子１２及びスイッチング素子１４を直列接続する接続点がモータ２のＵ相と接続されている。また、スイッチング素子１６及びスイッチング素子１８を直列接続する接続点がモータ２のＶ相と接続されている。更に、スイッチング素子２０及びスイッチング素子２２を直列接続する接続点がモータ２のＷ相と接続されている。ちなみに、これらスイッチング素子１２〜２２は、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）によって構成されている。

インバータ１０の各１組のスイッチング素子１２，１４とスイッチング素子１６，１８とスイッチング素子２０，２２との両端には、平滑コンデンサ４０を介して主電源４２の電圧が印加されている。

一方、マイクロコンピュータ５０は、モータ２の出力軸の回転角度を検出する位置センサ５２や、Ｕ相及びＶ相に流れる電流を検出する電流センサ５４，５６の検出結果を取り込む。そして、マイクロコンピュータ５０は、Ｗ相に流れる電流を、キルヒホッフの法則に基づき、Ｕ相を流れる電流とＶ相を流れる電流とから算出する。そして、マイクロコンピュータ５０は、上記モータ２の出力軸の回転角度や３つの相を流れるそれぞれの電流等に基づき、ゲート駆動回路６０〜７０を介してスイッチング素子１２〜２２を操作する。

図２に、マイクロコンピュータ５０の行なう処理についてのブロック線図を示す。

図２において、変換部８０は、上記電流センサ５４，５６に基づき算出されるＵ相を流れる実電流ｉｕと、Ｖ相を流れる実電流ｉｖと、Ｗ相を流れる実電流ｉｗとを、ｄｑ軸に座標変換して実電流ｉｄ及び実電流ｉｑを生成する部分である。ちなみに、この座標変換に際しては、モータ２の回転角度が用いられるために、変換部８０には、位置センサ５２によって検出される回転角度θが入力されている。一方、指令電流生成部８２は、例えばユーザの加速要求や回転角度θ等に応じて指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃを生成する部分である。この指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃは、ｄｑ軸上での指令値となっている。

これら指令電流ｉｄｃと実電流ｉｄとの差に基づき、ＰＩ制御部８４によって比例項と積分項とが算出される。そして、この算出値は、第１指令電圧ｖｄ１としてＰＩ制御部８４から出力される。また、指令電流ｉｑｃと実電流ｉｑとの差に基づき、ＰＩ制御部８６によって比例項と積分項とが算出される。そして、この算出値は、第１指令電圧ｖｑ１としてＰＩ制御部８６によって出力される。ここで、これら第１指令電圧ｖｄ１，ｖｑ１の振る舞いについて説明する。

上記３つの相のそれぞれに印加される電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ、これら３相のそれぞれに生じる逆起電力ｅｕ，ｅｖ，ｅｗ、モータ２の抵抗Ｒ、自己インダクタンスＬ´、相互インダクタンスＭ、時間微分演算子Ｐとの関係は下式となる。

Ｖｕ＝（Ｒ＋ＰＬ´）×ｉｕ −１／２×ＰＭ×ｉｖ −１／２×ＰＭ×ｉｗ＋ｅｕ
Ｖｖ＝−１／２×ＰＭ×ｉｕ＋（Ｒ＋ＰＬ´）×ｉｖ −１／２×ＰＭ×ｉｗ＋ｅｖ
Ｖｗ＝−１／２×ＰＭ×ｉｕ −１／２×ＰＭ×ｉｖ＋（Ｒ＋ＰＬ´）×ｉｗ＋ｅｗ

ここで、ｄｑ軸変換を行なうと、ｄ軸及びｑ軸の電圧ｖｄ，ｖｑは、回転速度ωと、インダクタンスＬ（＝Ｌ´＋３／２×Ｍ）と、逆起電力ωφとを用いて下式（ｃｄ）及び（ｃｑ）となる。

Ｖｄ＝（Ｒ＋ＰＬ）×ｉｄ −ωＬ×ｉｑ …（ｃｄ）
Ｖｑ＝ ωＬ×ｉｄ＋（Ｒ＋ＰＬ）×ｉｑ ＋ωφ …（ｃｑ）

上式（ｃｄ）、（ｃｑ）に示されるように、モータ２に印加される電圧の各軸成分は、モータ２を流れる電流のうち同一の軸成分に比例する項のみならず、異なる軸成分に比例する項や逆起電力ωφ（以下、これらを非干渉項という）を含む。

そこで、本実施形態では、非干渉化制御部８８により、これら非干渉項を、実電流ｉｄ及び実電流ｉｑに基づき算出して第０指令電圧ｖｄ０，ｖｑ０を算出する。そして、第１指令電圧ｖｄ１と第０指令電圧ｖｄ０との和をｄ軸の指令電圧ｖｄｃとして算出し、第１指令電圧ｖｑ１と第０指令電圧ｖｑ０との和をｑ軸の指令電圧ｖｑｃとして算出する。

ちなみに、上式（ｃｄ），（ｃｑ）には回転速度ωが用いられるために、非干渉化制御部８８には、上記回転角度θが微分値算出部９０によって時間微分されて得られる回転速度ωが入力される。

ｄ軸の指令電圧ｖｄｃとｑ軸の指令電圧ｖｑｃとは、変換部９２に取り込まれる。この変換部９２では、回転角度θに基づき、ｄ軸の指令電圧ｖｄｃとｑ軸の指令電圧ｖｑｃとを、Ｕ相の指令電圧ｖｕｃと、Ｖ相の指令電圧ｖｖｃと、Ｗ相の指令電圧ｖｗｃとに変換する。これら指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃは、モータ２の各相に指令電流を流すときに各相に印加すべき電圧となっている。これら指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃは、正弦波となって且つその電圧の中心がゼロとなっている。なお、モータ２の各相の上記指令電流とは、上記指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃによって定まる３相のそれぞれにおける指令電流を意味する。

これら指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃは、各々比較器９４〜９８によって三角波生成部１００によって生成される三角形状の搬送波とその大小が比較される。そして、これら各比較器９４〜９８の出力信号ｇｕ１、ｇｖ１、ｇｗ１は、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃを各々パルス幅変調（ＰＷＭ）したものとなる。

また、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃは、変換部１０２に取り込まれる。この変換部１０２では、回転角度θに基づき、ｄ軸の指令電流ｉｄｃとｑ軸の指令電流ｉｑｃとを、Ｕ相の指令電流ｉｕｃと、Ｖ相の指令電流ｉｖｃと、Ｗ相の指令電流ｉｗｃとに変換する。

指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃは、それぞれヒステリシスコンパレータ１０４〜１０８に取り込まれる。ヒステリシスコンパレータ１０４〜１０８では、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが、指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃによって定まる所定のヒステリシス幅の上限よりも大きくなるときと小さくなるときとにそれぞれ値の反転する出力信号ｇｕ２，ｇｖ２，ｇｗ２を出力する。

出力信号ｇｕ１及び出力信号ｇｕ２のいずれか、出力信号ｇｖ１及び出力信号ｇｖ２のいずれか、並びに出力信号ｇｗ１及び出力信号ｇｗ２のいずれかが切替部１１０によって選択される。そして、選択された信号及びインバータ１１２〜１１６によるそれらの反転信号が、Ｄｅａｄｔｉｍｅ生成部１１８に取り込まれる。このＤｅａｄｔｉｍｅ生成部１１８では、上記選択された各信号とこれに対応する上記反転信号とを、これらのエッジ部分同士のタイミングの重なりを避けるように波形整形する。そして、波形整形された信号は、Ｕ相のスイッチング素子１２を操作する操作信号ｇｕｐ、Ｕ相のスイッチング素子１４を操作する操作信号ｇｕｎ、Ｖ相のスイッチング素子１６を操作する操作信号ｇｖｐ、Ｖ相のスイッチング素子１８を操作する操作信号ｇｖｎ、Ｗ相のスイッチング素子２０を操作する操作信号ｇｗｐ、Ｗ相のスイッチング素子２２を操作する操作信号ｇｗｎとなる。

一方、切替制御部１２０は、切替部１１０を操作することで、比較器９４〜９８の出力信号ｇｕ１，ｇｖ１，ｇｗ１か、ヒステリシスコンパレータ１０４〜１０８の出力信号ｇｕ２，ｇｖ２，ｇｗ２かを選択する。

こうした構成によれば、モータ２の各相に流れる電流を所望の電流に制御することができる。

すなわち、比較器９４〜９８の出力信号ｇｕ１，ｇｖ１，ｇｗ１が選択されているときには、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃによって定まる３相の電流（指令電流）に追従させるべく、ＰＩ制御によりスイッチング素子１２〜２２の操作がなされる（以下、ＰＷＭ制御）。この際には、３相に印加される電圧は、指令電圧ｖｕｃ、ｖｖｃ、ｖｗｃに追従するため、その振幅中心がゼロとなる正弦波となる。

一方、ヒステリシスコンパレータ１０４〜１０８の出力信号ｇｕ２，ｇｖ２，ｇｗ２が選択されているときには、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃとの大小に基づき（より正確には、上記ヒステリシス幅の上限及び下限との大小に基づき）、スイッチング素子１２〜２２の操作がなされる（以下、瞬時電流値制御）。

これらＰＷＭ制御と瞬時電流値制御とは、図３に示す領域においてそれぞれ行なわれる。図示されるように、モータ２の回転速度が中速度以上である領域において、瞬時電流値制御が行なわれる。詳しくは、モータ２の回転速度が中速度以上である領域において、回転速度が大きければ大きいほど小さなトルク領域で瞬時電流値制御に切り替えるようにしている。ちなみに、上記トルクは、回転速度ωと３相の電流とによって定まる。このため、例えば回転速度ωと、指令電流ｉｄ，ｉｑや実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ等とによってトルクを検出することができ、ひいては、これと回転速度ωとによって瞬時電流値制御からＰＷＭ制御への切替要求を生成することができる。

ところで、瞬時電流値制御時には、ＰＩ制御部８４，８６によって積分項を正確に算出することができない。これは、ＰＷＭ制御時には、振幅中心がゼロとなる正弦波となるように各相に印加される電圧が制御されるのに対し、瞬時電流制御時には、所望の電流を流すように各相間の電圧差が制御されるため、必ずしも各相に印加される電圧がその振幅中心をゼロとする正弦波とはならないことによる。このため、瞬時電流値制御時にＰＩ制御部８４，８６によって積分項を算出させたまま、瞬時電流値制御からＰＷＭ制御へ切り替えると、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃが不適切な値となり、出力電流に歪みが発生する可能性がある。これに対し、ＰＩ制御部８４，８６による積分項の算出を一旦停止させて非干渉化制御部８８の出力のみを用いて切り替えを行なうことも考えられる。しかしこの場合であれ、モータ２の特性が上式（ｃｄ）、（ｃｑ）で表現されるものから離間する場合には、指令電圧に誤差が生じるおそれがある。以下、これについて詳述する。

すなわち、上式（ｃｄ）、（ｃｑ）は、直流の方程式となっているため、定常状態においては、非干渉項以外は略ゼロとなる。すなわち、「（Ｒ＋ＰＬ）×ｉｄ？Ｒ×ｉｄ？０」であり、「（Ｒ＋ＰＬ）×ｉｑ？Ｒ×ｉｑ？０」である。このため、実電流ｉｄを指令電流ｉｄｃに追従させるようにＰＩ制御にてフィードバック制御するなら、定常状態においては積分項には、非干渉項「−ωＬ×ｉｑ」を補償するような値が含まれる。また、実電流ｉｑを指令電流ｉｑｃに追従させるべくＰＩ制御にてフィードバック制御するなら、定常状態においては積分項には、非干渉項「ωＬ×ｉｄ＋ωφ」を補償するような値が含まれる。

しかし、本実施形態では、非干渉化制御部８８の出力があるために、上式（ｃｄ）、（ｃｑ）によって表現される物理特性と実際の物理特性とが一致するなら、定常状態では、ＰＩ制御部８４，８６の出力は略ゼロとなる。しかし、実際には、例えば温度変動に起因したインダクタンスＬの変動等のために、実際の物理特性は、上式（ｃｄ）、（ｃｑ）によって表現される物理特性とは異なることがある。そして、非干渉化制御部８８による制御にはこの物理特性の差を補償する機能がないため、この物理特性の差（定常的な差）は、ＰＩ制御の積分項によって補償される。このように非干渉化制御部８８によっては物理特性の差が補償できないために、非干渉化制御部８８の出力のみを用いて切り替えを行なう場合には、指令電圧に誤差が発生し、ひいては電流の歪みが生じるおそれがある。

そこで本実施形態では、瞬時電流値制御からＰＷＭ制御への切り替えを、モータ２の相について１つずつ順次行なう。これにより、切り替え途中においては、未だ切り替えられていない相は、瞬時電流値制御によって制御される。このため、ＰＷＭ制御の切り替えによってモータ２を流れる電流やモータ２に印加される電圧が変化したとしても、その変化は未だ切り替えられていない相の瞬時電流値制御によって抑制される。

以下、瞬時電流値制御からＰＷＭ制御への切り替えにかかる制御について更に詳述する。

図４〜図７に、上記制御の手順を示す。この処理は、マイクロコンピュータ５０（詳しくは切替制御部１２０）によって行なわれる。

この一連の処理においては、ＰＷＭ制御への切替要求が生じると、まず図４のステップＳ２〜Ｓ６において、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ、ｖｗｃのいずれかが略ゼロとなっているか否かを判断する。ここで、切替要求は、モータ２の制御が略定常となっているときを条件として生じるようにすることが望ましい。この条件は、具体的には、指令電流ｉｄｃ、ｉｑｃや回転速度ωから算出される出力トルクの変動量や回転速度ωの変動量が所定以下であるとして判断してもよい。なお、この処理の開始時には、ＰＩ制御部８４，８６によるＰＩ項の算出を停止する。ちなみに、この停止タイミングは、瞬時電流値制御への切り替え時としてもよい。

このステップＳ２〜Ｓ６に示した判断は、３相のうちのいずれの相を切り替えの１相目とするかを判断するためのものである。このように切り替えの１相目の選択を指令電圧が略ゼロとなるときとするのは、モータ２に所望の電流を流すために要求される電圧波形は「０Ｖ」を中心として対称な正弦波形状であるため、たとえ瞬時電流値制御を行なっているときであっても、指令電圧が略ゼロとなるところでは電圧の誤差が抑制されると考えられることによる。

ちなみに、この時点での指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃを図８（ａ）に破線にて示す。これら指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃは、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃ（によって定まる３相の指令電流）を流すために要求される電圧（図中、一点鎖線にて表記）とは異なっている。これは、上述したように、モータ２の実際の物理特性が上式（ｃｄ）、（ｃｑ）にて表現されるものと異なることに起因している。なお、上記瞬時電流値制御は電流を制御するものであるために、図８（ａ）には、瞬時電流値制御による指令電圧は示されていない。瞬時電流値制御は、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃとすべく、全ての２相間の電位差が正弦波形状となるような制御を行なう。このため、瞬時電流値制御によって各相に印加される電圧は、必ずしも正弦波に近似した波形とはならない。

ここで、仮にＵ相の指令電圧ｖｕｃが略ゼロとなったとする。この場合には、図５に示す処理を行なう。すなわち、まずステップＳ１０においてＵ相をＰＷＭ制御へ切り替える。具体的には、先の図２に示した切替制御部１２０により切替部１１０が操作されることで、ヒステリシスコンパレータ１０４の出力信号ｇｕ２から、比較器９４の出力信号ｇｕ１への切り替えがなされる。

図８（ｂ）に矢印にて示されるタイミングでＵ相がＰＷＭ制御に切り替えられると、Ｕ相に実際に印加される電圧が、非干渉化制御部８８の出力によって定まる指令電圧ｖｕｃとなる（図８（ｂ）において、実線にて表記）。これにより、瞬時電流値制御によって各相に印加される電圧（より正確には、それをフィルタ処理したもの）は、図中２点鎖線にて示すように略正弦波形状となる。ただし、これも、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを流すために要求される電圧波形とは異なる。これは、指令電圧ｖｕｃが、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを流すために要求される電圧波形からずれていることによる。このため、瞬時電流値制御は、Ｖ相及びＷ相のそれぞれに印加される電圧とＵ相の指令電圧ｖｕｃとの相対的な電位差を、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを流すために要求される電位差とするための制御を行うこととなる。

一方、図５のステップＳ１１、Ｓ１２では、１相目の指令電圧ｖｕｃと略一致する指令電圧となる相を検出する。これらの処理は、切り替えの２相目を決定するための処理である。そして、例えば指令電圧ｖｕｃと指令電圧ｖｗｃとが略一致することが検出されると、ステップＳ１３においてＷ相をＰＷＭ制御に切り替える。この時点では、図８（ｃ）に矢印にて示すように、瞬時電流値制御によりＷ相に印加されている電圧と、ＰＷＭ制御による指令電圧ｖｗｃとが略一致するものと考えられる。これは、以下の理由による。

図８（ａ）に示したように、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃは、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを流すために要求される電圧とは異なっている。しかし、これらの間の差は、振幅、位相の差共にさほど大きくないと考えられる（図８（ａ）では、簡易的に位相差がゼロとしている）。ここで、１相目（Ｕ相）が切り替えられることで、図８（ｂ）に２点鎖線にて示すように、残りの２相の電圧も略正弦波形状となる。これら残りの２相の電圧波形は、１相目の電圧との相対的な電位差を要求される値とするものとなるため、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを流すために要求される３相の電圧からずれている（図８（ｂ）に白抜きの矢印で示す）。

ここで、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃと上記要求される電圧波形との位相差が無視できるとすると、１相目（Ｕ相）の指令電圧と２相目（Ｗ相）の指令電圧とが等しくなるタイミングでは、上記要求される電圧についてもこれら１相目と２相目とで互いに等しくなる。そして、１相目についての指令電圧と要求される電圧との差Δを補償すべく、瞬時電流値制御により２相目に印加されている電圧は、２相目に要求される電圧と上記差Δだけ異なったものとなる。このため、このタイミングでは、瞬時電流値制御によりＷ相に印加されている電圧と、ＰＷＭ制御による指令電圧ｖｗｃとが略一致するものと考えられる。したがって、このタイミングで切り替えを行なうことで、２相目（Ｗ相）に印加される電圧の変動を抑制することができる。そして、これにより図８（ｄ）に実線にて示されるように、２相目に印加される電圧もＰＷＭ制御による指令電圧ｖｗｃとなる。

こうして２相が切り替えられるときには、ＰＩ制御部８４，８６によるＰＩ制御を開始する。すなわち、モータ２の電流は２相の電流によって確定するため、３相中２相が瞬時電流値制御とされているときには、ＰＷＭ制御によってモータ２に流れる電流を制御することができない。これに対し、３相中２相がＰＷＭ制御とされるときには、モータ２を流れる電流の制御に、ＰＷＭ制御が反映される。このため、このときには、ＰＩ制御がモータ２を流れる電流に反映されることとなる。

これにより、１相目と２相目（Ｕ相及びＷ相）が、先の図８（ａ）に１点鎖線にて示した要求される電圧となるように制御される。そして、瞬時電流値制御により残りの１相（Ｖ相）も、要求される電圧となるように制御がなされる。ただし、３相目については瞬時電流値制御を行っているため、ＰＩ制御による３相目の電圧と瞬時電流値制御によって３相目に印加される電圧には誤差が生じる可能性がある。このため、本実施形態では、ステップＳ１４，Ｓ１５に示すように、３相目（Ｗ相）の指令電流が略ゼロとなるときに、３相目の切り替えを行なう。３相目の指令電流が略ゼロとなるときには、ｄｑ軸に基づくＰＩ制御は、１相目と２相目とを流れる電流による算出に基づき行なわれることとなるため、このときには指令電圧の誤差を好適に抑制することができる。

なお、Ｕ相の指令電圧ｖｕｃがＷ相の指令電圧ｖｗｃと略一致する以前に、先の図５のステップＳ１１においてＶ相の指令電圧ｖｖｃと略一致すると判断されると、ステップＳ１６においてＶ相をＰＷＭ制御に切り替え、ステップＳ１７において指令電流ｉｗｃが略ゼロであると判断されると、ステップＳ１８においてＷ相をＰＷＭ制御に切り替える。

同様に、Ｕ相の指令電圧ｖｕｃが略ゼロとなる前に、先の図４のステップＳ４においてＶ相の指令電圧が略ゼロとなると判断されると、図６に示す処理を行なう。図６のステップＳ２０〜Ｓ２８に示す処理は、先の図５のステップＳ１０〜Ｓ１８に示した処理に対応する。また、Ｕ相の指令電圧ｖｕｃやＶ相の指令電圧ｖｖｃが略ゼロとなる前に、先の図４のステップＳ６においてＷ相の指令電圧ｖｗｃが略ゼロとなると、図７に示す処理を行なう。図７のステップＳ３０〜Ｓ３８に示す処理は、先の図５のステップＳ１０〜Ｓ１８に示した処理に対応する。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）瞬時電流値制御からＰＷＭ制御への切り替えを、モータ２の相について１つずつ順次行なった。このため、切り替えの途中においては、未だ切り替えられていない相は、瞬時電流値制御によって制御される。このため、ＰＷＭ制御への切り替えによってモータ２を流れる電流やモータ２に印加される電圧が変化したとしても、その変化は未だ切り替えられていない相の瞬時電流値制御による制御によって抑制される。このため、上記瞬時電流値制御からＰＷＭ制御への切り替えを円滑に行なうことが可能となる。

（２）ＰＩ制御部８４，８６の出力と非干渉化制御部８８の出力とから３相のそれぞれの指令電圧を算出する構成とし、２相目の切り替えがなされる以前において、非干渉化制御部８８の出力が変換されたものをＰＷＭ制御に用いた。これにより、２相目の切り替えに際し、２相目に要求される電圧に近似した波形を有する電圧を印加するよう指令することができる。

（３）２相目の切り替えがなされるタイミングで、ＰＩ制御を開始した。これにより、実際に電流制御に供された積分項を用いて３相目の切り替えを行なうことができる。

（４）切り替えの１相目と指令電圧が略一致するものを切り替えの２相目とした。これにより、２相目の切り替えに際して、２相目に印加される電圧の変動を抑制することができ、ひいては切り替えをより円滑に行なうことができる。

（５）切り替えの３相目の指令電流が略ゼロとなるときに３相目の切り替えを行なった。これにより、積分項の誤差が略解消されたタイミングで切り替えを行なうことができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・３相目の切り替えを行なうタイミングは、実電流が略ゼロとなるところであってもよい。これであっても、先の実施形態の上記（５）に準じた効果を得ることができる。また、指令電流や実電流が略ゼロとなるタイミングと３相目を切り替えるタイミングとの間に所定の遅延時間を持たせてもよい。

・３相目の切り替えを、３相目の指令電圧が略ゼロとなるタイミングとしてもよい。２相目をＰＷＭ制御に切り替えた後には、瞬時電流値制御によって制御される３相目に印加される電圧も正弦波形状となっており、これは、ＰＷＭ制御による３相目の指令電圧の波形と振幅、位相ともに略等しい。そして、これらの間の差は、指令電圧が略ゼロとなるところで最も小さく傾向にある。

・３相目の切り替えを、ＰＩ制御の開始から、積分項の算出精度が向上すると想定される所定時間経過後に行なってもよい。

・切り替えの２相目を、１相目の指令電圧と略一致する相としなくても、先の実施形態の上記（１）〜（３）の効果を得ることはできる。

・ＰＷＭ制御手段としては、ＰＩ制御部８４，８６や変換部９２、比較器９４〜９８、三角波生成部１００を備えて構成されるものに限らない。例えば、フィードバック制御としては、ＰＩＤ制御を行うものであってもよい。また、実際の電流と指令電流との間に生じた過去の差に基づき将来生じる差を見越してこれを補償するフィードバック制御としては、積分項を含むものに限らず、例えば、上記過去の差から将来生じる差を適宜の物理モデルに基づき算出するものであってもよい。更に、非干渉化制御部８８では、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃに基づき非干渉項を算出するようにしてもよい。

・ｄｑ変換については、これを行なわなくてもよい。この場合であっても、瞬時電流値制御からＰＷＭ制御へと、３つの相について１つずつ順次切り替えていくことで、これらを同時に切り替える場合と比較して、切り替えに伴う電流の歪み等を抑制することはできる。

・３相電動機にも限らず、Ｎ相（Ｎ＞３）の電動機であっても、瞬時電流値制御からＰＷＭ制御への切り替えを、多相電動機の相について１つずつ順次行なうことで、これらを同時に切り替える場合と比較して、切り替えに伴う電流の歪み等を抑制することはできる。また、この際、各相の切り替えを、指令電流や指令電圧、実電流等に基づき行なう代わりに、予め定められた時間間隔で順次行なってもよい。

・また、瞬時電流値制御を行なうものに限らず、例えば多相電動機の各相に印加される電圧を指令電圧によって定まる所定のヒステリシス幅内に収めるべく、ヒステリシスの上限及び下限と実際の値との大小に基づきインバータのスイッチング素子を操作する瞬時電圧値制御であってもよい。なお、ｄｑ変換を行なわない場合であれ、一般に、積分項の計算は切り替えの途中に開始することが望ましく、特にＮ相電動機である場合には、「Ｎ−１」相の切り替えがなされた以降であって且つＮ相目の切り替えが行なわれる前までに開始することがより望ましい。

・多相電動機の制御装置としては、マイクロコンピュータ５０によって構成されるものに限らない。例えば、先の図２において、瞬時電流値制御を行う部分についてはこれを専用のロジック回路にて構成してもよい。瞬時電流値制御は高い応答性が要求されるためにこうした設定が特に有効である。

・上記実施形態では、多相電動機の制御装置をハイブリッド車に搭載したが、これに限らず、例えば電気自動車に搭載してもよい。

本発明にかかる多相電動機の制御装置の一実施形態の構成を示す図。 同実施形態におけるＰＷＭ制御及び瞬時電流値制御を行うブロック線図。 ＰＷＭ制御と瞬時電流値制御とを行なう領域を示す図。 上記実施形態のＰＷＭ制御への切り替え処理の手順を示すフローチャート。 同実施形態のＰＷＭ制御への切り替え処理の手順を示すフローチャート。 同実施形態のＰＷＭ制御への切り替え処理の手順を示すフローチャート。 同実施形態のＰＷＭ制御への切り替え処理の手順を示すフローチャート。 同実施形態におけるＰＷＭ制御への切り替え態様を例示するタイムチャート。

符号の説明

２…モータ、１０…インバータ、４２…主電源、５０…マイクロコンピュータ、５２…位置センサ、５４，５６…電流センサ。

Claims (8)

1. 多相電動機を流れる電流及び該多相電動機に印加される電圧のいずれかの実際の値を指令値によって定まる所定のヒステリシス幅内に収めるべく、前記ヒステリシスの上限及び下限と実際の値との大小に基づきインバータのスイッチング素子を操作する瞬時値制御手段と、実際の電流と指令電流との間に生じた過去の差に基づき将来生じる差を見越してこれを補償するフィードバック制御をすべく、該制御のための信号波と所定の搬送波との大小に基づき前記スイッチング素子を操作するＰＷＭ制御手段とを備える多相電動機の制御装置において、
   前記瞬時値制御手段から前記ＰＷＭ制御手段への切り替え要求が生じるときに、前記瞬時値制御手段から前記ＰＷＭ制御手段への切り替えを、前記多相電動機の相について１つずつ順次行なう切替手段を備えることを特徴とする多相電動機の制御装置。
2. 前記瞬時値制御手段は、前記指令電流によって定まる前記ヒステリシスの上限及び下限と実際の電流との大小に基づき前記スイッチング素子を操作するものであり、
   前記ＰＷＭ制御手段は、前記多相電動機に前記指令電流を流す際の前記多相のそれぞれに印加される電圧である指令電圧を前記信号波として算出する指令電圧算出部を備えることを特徴とする請求項１記載の多相電動機の制御装置。
3. 前記多相電動機は、３相電動機であることを特徴とする請求項２記載の多相電動機の制御装置。
4. 前記ＰＷＭ制御手段は、前記３相の電流がｄｑ軸に変換されたものについての指令電流と実際の電流とに基づく積分項を算出する積分項算出部と、ｄ軸とｑ軸との各軸に印加される電圧のうちの該各軸の電流に比例する項以外の項である非干渉項を、前記実際に流れる電流及び前記指令電流の少なくとも一方に基づき算出する非干渉化制御部と、前記積分項算出部の出力と前記非干渉化制御部の出力との少なくとも一方から前記３相のそれぞれの指令電圧を前記信号波として算出する座標変換部とを備え、
   前記切替手段は、１相目の切り替えがなされる以前において、前記座標変換部により前記非干渉化制御部の出力が変換されたものを前記信号波とすることを特徴とする請求項３記載の多相電動機の制御装置。
5. 前記切替手段は、２相目の切り替えがなされる以前において、前記座標変換部により前記非干渉化制御部の出力が変換されたものを前記信号波とすることを特徴とする請求項４記載の多相電動機の制御装置。
6. 前記切替手段は、２相目の切り替えがなされるとき以降であって且つ３相目の切り替えのなされる前までに前記積分項算出部の出力を前記信号波に反映させることを特徴とする請求項５記載の多相電動機の制御装置。
7. 前記切替手段は、前記指令電圧に基づき、切り替えの１相目と前記指令電圧が略一致するものを切り替えの２相目とすることを特徴とする請求項４〜６のいずれかに記載の多相電動機の制御装置。
8. 前記切替手段は、切り替えの３相目の前記指令電流及び実際の電流の少なくとも一方が略ゼロとなるときに前記３相目の切り替えを行なうことを特徴とする請求項４〜７のいずれかに記載の多相電動機の制御装置。

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