JP2007082286A - 多相対多相電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】精度の高い出力電圧誤差を演算量を増大させることなく求められる多相対多相電力変換装置を提供する。
【解決手段】多相対多相電力変換装置は、交流電源と負荷との間に接続され、上記交流電源の交流電力を直接所定の交流電力に変換するように選択的に制御される複数のスイッチから構成される主回路および所定の出力電圧指令値と制御周波数のキャリアとに基づくとともに負荷電流の転流の際に負荷端開放または電源短絡が発生しないようにデッドタイム時間を設けて上記スイッチをオンオフするオンオフ信号を生成するゲート制御手段を備える多相対多相電力変換装置において、上記負荷電流の極性に基づいて求められる連続する２つの制御周期に亘る出力電圧誤差により上記出力電圧指令値を補正する出力電圧誤差補正手段を備える。
【選択図】図９

Description

この発明は、負荷電流を転流するときに電源短絡または負荷端開放が起こらないようにしながら交流電源の交流電力を直接所望の交流電力に変換して負荷に供給する多相対多相電力変換装置に関する。

交流電力をマトリックスコンバータを制御して直接所望の交流電力に変換するとき、負荷端の開放または電源の短絡を防止しながら負荷電流を転流するためにデッドタイム時間が設けられている。しかし、負荷電流の転流動作にデッドタイム時間を設けてゲート制御信号を生成すると、転流動作の開始から終了までの間に時間を要することになる。したがって、出力電圧指令値により与えられる負荷電流の転流の時刻と、実際に負荷電流の転流が行われる時刻との間に誤差が生じることになり、その結果、この出力電圧指令値と実際に負荷に供給される出力電圧との間にも誤差が生じて波形歪みが発生する。そこで、出力電圧の誤差を解消するための出力電圧誤差補正が必要となる。

そこで、出力電圧誤差補正として、交流電源の最大線間電圧とデッドタイム時間と制御周波数との積に、負荷電流の極性判別結果によるパラメータを乗算したものを出力電圧誤差として、出力電圧指令値を補正する。
また、１つの制御周期で交流電源の最大電圧と中間電圧との間でスイッチングする回数と、交流電源の中間電圧と最小電圧との間でスイッチングする回数と、交流電源の最大電圧と最小電圧との間でスイッチングする回数とに基づいて求められる値とデッドタイム時間と制御周波数との積に、負荷電流の極性判別結果によるパラメータを乗算したものを出力電圧誤差として、出力電圧指令値を補正する（例えば、特許文献１参照）。

特開２００５−２０７９９号公報

しかし、出力電圧誤差の演算に用いる最大線間電圧が負荷に接続する線間電圧とは必ずしも等しくないことから、このようにして演算された出力電圧誤差が実際の出力電圧誤差を十分には近似しないという問題がある。
また、交流電源の電圧のほかに、その制御周期でのスイッチングパターンからスイッチング回数を条件立てて求める必要があり、出力電圧誤差の演算量が増大するという問題がある。

この発明の目的は、精度の高い出力電圧誤差を演算量を増大させることなく求められる多相対多相電力変換装置を提供することである。

この発明に係る多相対多相電力変換装置は、交流電源と負荷との間に接続され上記交流電源の交流電力を直接所定の交流電力に変換するように選択的に制御される複数のスイッチから構成される主回路、および、所定の出力電圧指令値と制御周波数のキャリアとに基づくとともに負荷電流の転流の際に負荷端開放または電源短絡が発生しないようにデッドタイム時間を設けて上記スイッチをオンオフするオンオフ信号を生成するゲート制御手段を備える多相対多相電力変換装置において、上記負荷電流の極性に基づいて求められる連続する２つの制御周期に亘る出力電圧誤差により上記出力電圧指令値を補正する出力電圧誤差補正手段を備える。

この発明に係わる多相対多相電力変換装置の効果は、負荷電流の状態に応じて負荷電流の転流動作を行う場合に、その制御周期において負荷に選択的に接続される２つの線間電圧の平均値を演算し、その平均値と開放防止時間と制御周波数との積に、負荷電流の極性を示すパラメータを乗算することにより、出力電圧誤差を連続する２つの制御周期での平均誤差として演算するようにしたので、精度の高い出力電圧誤差演算結果を演算量を増大させることなく得ることができる。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係わる多相対多相電力変換装置のブロック図である。
この発明の実施の形態１に係わる多相対多相電力変換装置１は、図１に示すように、交流電源２と負荷３の間に介接され、交流電源２の各相と負荷３の各相を選択的に接続することにより交流電源２の交流電力を直接所望の交流電力に変換して負荷３に供給する主回路４、主回路４が負荷３に供給すべき交流電力を指令する出力電圧指令値を出力する電圧指令手段５、電圧検出器６より得られる交流電源２の電圧および電流検出器７より得られる負荷３の電流に基づいて、出力電圧指令値を補正して出力電圧指令補正値を出力する出力電圧誤差補正手段８、出力電圧指令補正値、交流電源２の電圧および負荷３の電流に基づいて、主回路４を選択的に制御するためのゲート制御信号を主回路４に与えるゲート制御手段９を備える。
なお、以下の説明においては多相対多相電力変換装置１として３相対３相電力変換装置を例に挙げて説明する。そして、交流電源２の３相をＲ相、Ｓ相、Ｔ相、負荷３の３相をＵ相、Ｖ相、Ｗ相と称する。

図２は、実施の形態１に係わる主回路４の構成図である。
主回路４は、図２に示すように、交流電源２の各相と負荷３の各相とをスイッチ１１ＵＲ〜１１ＷＴを介してそれぞれ相互に直接的に接続する。
図３は、実施の形態１に係わるスイッチ１１ＵＲの構成図である。
スイッチ１１ＵＲ〜１１ＷＴは、同様であるのでスイッチ１１ＵＲだけについて説明する。スイッチ１１ＵＲは、図３に示すように、２つの半導体スイッチ素子群１２ＵＲＦ、１２ＵＲＲが逆並列接続されて構成される。この半導体スイッチ素子群１２ＵＲＦ、１２ＵＲＲは、電流を一方向に通電する半導体スイッチ素子、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴと称する）のエミッタとダイオードのアノードを中間接続点１３ａ、１３ｂで接続したものである。
なお、これらの半導体スイッチ素子群１２ＵＲＦ、１２ＵＲＲの構成は、ダイオードのカソードとＩＧＢＴのコレクタを中間接続点で接続したものでもよい。
また、ＩＧＢＴが電流通電方向と逆方向の電圧に対する耐性を持つ場合は、ダイオードを省略してＩＧＢＴのみで構成してもよい。
また、半導体スイッチ素子群１２ＵＲＦ、１２ＵＲＲがそれぞれ中間接続点を有する構成の場合においては、それらの中間接続点を相互に接続したものであってもよい。

スイッチ１１ＵＲ〜１１ＷＴがこのような構成である３相対３相電力変換装置１において、ゲート制御手段９がスイッチ１１ＵＲ〜１１ＷＴを構成する２つの半導体スイッチ素子群のそれぞれのＩＧＢＴに与える２つのゲート制御信号は、通常はそのスイッチ１１ＵＲ〜１１ＷＴのオンオフと同期する同一のゲート制御信号として与える。これらのゲート制御信号をオフからオン、または、オンからオフへと切り替える段階においては、ゲート制御手段９が、一方のゲート制御信号についてその切り替え動作を一定の時間だけ遅延させる、または、両方のゲート制御信号についてその切り替え動作を互いに異なる一定の時間だけ遅延させるようなデッドタイム時間を設けることによって、電源短絡および負荷端開放を発生させることなく負荷３の電流を交流電源２の１つの相から他の１つの相へと転流させる。デッドタイム時間として、電源短絡が発生しないようにするための遅延時間である短絡防止時間ｔｐと、負荷端開放が発生しないようにするための遅延時間である開放防止時間ｔｏとからなる。

図４は、図２の３相対３相電力変換装置１の負荷３のＵ相に接続する部分の図である。
負荷３のＵ相と交流電源２の各相との間はスイッチ１１ＵＲ、１１ＵＳ、１１ＵＴで直接接続され、スイッチ１１ＵＲ、１１ＵＳ、１１ＵＴの一端をそれぞれ交流電源２のＲ、Ｓ、Ｔ相に、他の一端を全て負荷３のＵ相に接続する。スイッチ１１ＵＲ、１１ＵＳ、１１ＵＴを構成する半導体スイッチ素子群のうち、交流電源２から負荷３の方向に電流を通電する半導体スイッチ素子群をそれぞれ１２ＵＲＦ、１２ＵＳＦ、１２ＵＴＦとし、負荷３から交流電源２の方向に電流を通電する半導体スイッチ素子群をそれぞれ１２ＵＲＲ、１２ＵＳＲ、１２ＵＴＲとする。また、交流電源２のＲ、Ｓ、Ｔ相の電圧をそれぞれＶｒ、Ｖｓ、Ｖｔ、Ｒ−Ｓ間、Ｓ−Ｔ間、Ｔ−Ｒ間の線間電圧をそれぞれＶｒｓ、Ｖｓｔ、Ｖｔｒ、負荷３のＵ相の電流をＩｕとする。

負荷電流の転流動作の一例として、スイッチ１１ＵＳから１１ＵＲへの転流動作を行うときの、スイッチ１１ＵＲ、１１ＵＳをそれぞれ構成する半導体スイッチ素子群１２ＵＲＦ、１２ＵＲＲ、１２ＵＳＦ、１２ＵＳＲのＩＧＢＴに与えるゲート制御信号ＴＵＲＦ、ＴＵＲＲ、ＴＵＳＦ、ＴＵＳＲの変化を示すタイミングチャートを図５〜図８に示す。これらのタイミングチャートは、負荷電流の状態に応じた転流動作と交流電源２の状態に応じた転流動作とに分かれ、さらに前者については負荷電流の状態ごとに、後者については交流電源２の状態ごとに、それぞれ分けて図示してある。
以下のタイミングチャートでは開放防止時間ｔｏが短絡防止時間ｔｐよりも長い時間としているが、開放防止時間ｔｏが短絡防止時間ｔｐより短い場合や開放防止時間ｔｏと短絡防止時間ｔｐが等しい場合でも同様である。また、図中の斜線部は、それぞれのゲート制御信号が１でありＩＧＢＴにオン信号を与えることを意味する。

図５は、負荷電流が交流電源２から負荷３に流れているときの負荷電流の状態に応じた転流動作を示したタイミングチャートである。期間（１）ではＴＵＳＲとＴＵＲＦが同時にオンにならないようにすることによって電源短絡を防止し、期間（２）ではＴＵＲＦとＴＵＳＦが同時にオフにならないようにすることによって負荷端開放を防止し、期間（３）ではＴＵＳＦとＴＵＲＲが同時にオンにならないようにすることによって電源短絡を防止する。
図６は、負荷電流が負荷３から交流電源２に流れているときの負荷電流の状態に応じた転流動作を示したタイミングチャートである。期間（１）ではＴＵＳＦとＴＵＲＲが同時にオンにならないようにすることによって電源短絡を防止し、期間（２）ではＴＵＲＲとＴＵＳＲが同時にオフにならないようにすることによって負荷端開放を防止し、期間（３）ではＴＵＳＲとＴＵＲＦが同時にオンにならないようにすることによって電源短絡を防止する。
図７は、図４の交流電源２のＲ相とＳ相間の線間電圧Ｖｒｓが正であるときの交流電源２の状態に応じた転流動作を示したタイミングチャートである。期間（１）ではＴＵＲＲとＴＵＳＲが同時にオフにならないようにすることによって負荷端開放を防止し、期間（２）ではＴＵＳＲとＴＵＲＦが同時にオンにならないようにすることによって電源短絡を防止し、期間（３）ではＴＵＲＦとＴＵＳＦが同時にオフにならないようにすることによって負荷端開放を防止する。
図８は、図４の交流電源２のＲ相とＳ相間の線間電圧Ｖｒｓが負であるときの交流電源２の状態に応じた転流動作を示したタイミングチャートである。期間（１）ではＴＵＲＦとＴＵＳＦが同時にオフにならないようにすることによって負荷端開放を防止し、期間（２）ではＴＵＳＦとＴＵＲＲが同時にオンにならないようにすることによって電源短絡を防止し、期間（３）ではＴＵＲＲとＴＵＳＲが同時にオフにならないようにすることによって負荷端開放を防止する。

図９は、この発明の実施の形態１に係わる出力電圧誤差補正手段８の構成図である。
実施の形態１に係わる出力電圧誤差補正手段８は、図９に示すように、電圧検出器６より得られる交流電源２の線間電圧Ｖｒｓ、Ｖｓｔ、Ｖｔｒより、その制御周期において負荷３に選択的に接続する２つの線間電圧を抽出する線間電圧抽出器２１、線間電圧抽出器２１で抽出された２つの線間電圧の平均値を演算する平均値演算器２２、この平均値と開放防止時間ｔｏと制御周波数ｆｃとの積とを乗算して出力する第１乗算器２３、負荷３の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗについて、それぞれの電流の方向が交流電源２から負荷３の方向であれば１を、負荷３から交流電源２の方向であれば−１を、電流極性パラメータとして出力する電流極性パラメータ演算器２４、第１乗算器２３の演算結果と電流極性パラメータとを乗算した演算結果を出力電圧誤差として出力する第２乗算器２５、第２乗算器２５が出力する出力電圧誤差により、電圧指令手段５が出力する出力電圧指令値Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊を補正する演算を行い、その演算結果を出力電圧指令補正値Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊として出力する電圧補正器２６を備える。

図１０は仮想的な直流電圧をパルス幅変調して負荷３へ電力を供給する変調方式において、負荷電流の転流の際に負荷電流の状態に応じた転流動作を行うときのパルスパターンおよび電圧挙動の一例を示したタイミングチャートであり、３相対３相電力変換装置１の連続する２つの制御周期について示したものである。
この変調方式では、交流電源２の２つの相を負荷３の１つの相に接続する十分短い時間で２つの相の線間電圧を一定の仮想的な直流電圧とみなして、その線間電圧をＰＷＭインバータと同様の方法で制御して負荷３に出力電圧を供給するものである。ＰＷＭ変調方式では一般にキャリアとしての１サイクルが１制御周期になる三角搬送波と電圧指令値Ｖｕ＊とにより各スイッチをオンオフするパルスパターンを発生する。この方式でのパルスパターンの発生方法については特公平８−３２１７７号公報「３相対３相電力変換装置」に記載されているので詳細の説明は省略する。

電圧指令値Ｖｕ＊と制御周期ごとに生成される三角搬送波よりスイッチ１１ＵＲ、１１ＵＳ、１１ＵＴをオンオフするオンオフ信号ＴＵＲ、ＴＵＳ、ＴＵＴを生成し、それらのオンオフ信号よりＵ相に発生する時系列電圧指令ＶｕＴ＊が得られる。
電圧指令値Ｖｕ＊はこの時系列電圧指令ＶｕＴ＊の制御周期における平均値であることから、この連続する２つの制御周期において交流電源２の電圧が一定であると仮定すると、電圧指令値Ｖｕ＊は式（１）により求められる。

Ｖｕ＊＝（Ｖｒ×Ｔｒ＋Ｖｓ×Ｔｓ＋Ｖｔ×Ｔｔ）／（Ｔｒ＋Ｔｓ＋Ｔｔ）
＝（Ｖｒ×Ｔｒ＋Ｖｓ×Ｔｓ＋Ｖｔ×Ｔｔ）×ｆｃ ・・・（１）

ゲート制御信号ＴＵＲＦ〜ＴＵＴＲは、オンオフ信号ＴＵＲ、ＴＵＳ、ＴＵＴに従って時系列電圧指令ＶｕＴ＊がＵ相に現れるようなパルスパターンとして生成されるが、負荷電流の転流の際には図５または図６の負荷電流の状態に応じた転流動作がなされるようにゲート制御信号のオンまたはオフの動作にデッドタイム時間を与えたパルスパターンとなる。その結果、実際にＵ相に現れる時系列電圧ＶｕＴと時系列電圧指令ＶｕＴ＊との間に誤差が発生することとなり、時系列電圧の平均電圧Ｖｕ（図示せず）と電圧指令値Ｖｕ＊との間にも電圧誤差が生じることになる。

図１１（Ａ）では、負荷電流が交流電源２から負荷３に流れているときのゲート制御信号ＴＵＲＦ〜ＴＵＴＲのパルスパターンと時系列電圧ＶｕＴの挙動を示したものである。
第１の制御周期および第２の制御周期において交流電源２の３相をそれぞれ負荷３のＵ相に接続する時間ＴｔＡ１、ＴｓＡ１、ＴｒＡ１、ＴｒＡ２、ＴｓＡ２、ＴｔＡ２は、時系列電圧指令ＶｕＴ＊の電圧挙動において交流電源２の３相をそれぞれ負荷３のＵ相に接続する時間Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔ、短絡防止時間ｔｐおよび開放防止時間ｔｏを用いて式（２）〜式（７）により求められる。

ＴｔＡ１＝Ｔｔ＋ｔｐ＋ｔｏ ・・・（２）
ＴｓＡ１＝Ｔｓ−ｔｏ ・・・（３）
ＴｒＡ１＝Ｔｒ−ｔｐ ・・・（４）
ＴｒＡ２＝Ｔｒ＋ｔｐ＋ｔｏ ・・・（５）
ＴｓＡ２＝Ｔｓ−ｔｏ ・・・（６）
ＴｔＡ２＝Ｔｔ−ｔｐ ・・・（７）

平均電圧Ｖｕが時系列電圧ＶｕＴの平均値であることから、図１１（Ａ）の連続する２つの制御周期における平均電圧Ｖｕは式（８）により求められる。

Ｖｕ＝｛Ｖｒ×（ＴｒＡ１＋ＴｒＡ２）＋Ｖｓ×（ＴｓＡ１＋ＴｓＡ２）＋
Ｖｔ×（ＴｔＡ１＋ＴｔＡ２）｝／（ＴｒＡ１＋ＴｒＡ２＋ＴｓＡ１＋
ＴｓＡ２＋ＴｔＡ１＋ＴｔＡ２）
＝｛Ｖｒ×（２×Ｔｒ＋ｔｏ）＋Ｖｓ×（２×Ｔｓ−２×ｔｏ）＋
Ｖｔ×（２×Ｔｔ＋ｔｏ）｝×ｆｃ／２ ・・・（８）

従って、平均電圧Ｖｕと電圧指令値Ｖｕ＊との間の電圧誤差ΔＶｕは式（９）となる。

ΔＶｕ＝Ｖｕ−Ｖｕ＊
＝｛Ｖｒ×ｔｏ＋Ｖｓ×（−２×ｔｏ）＋Ｖｔ×ｔｏ｝×ｆｃ／２
＝（Ｖｒｓ＋Ｖｔｓ）／２×ｔｏ×ｆｃ ・・・（９）

電圧Ｖｒｓは、１つの制御周期の中で負荷３に接続されている交流電源２の３相の内のＲ相とＳ相との間の線間電圧で仮想的な直流電圧として扱うことができる。また、電圧Ｖｔｓは、制御周期の残りで負荷３に接続されている交流電源２の３相の内のＴ相とＳ相との間の線間電圧である。したがって、負荷３に接続する２つの線間電圧の平均値と、開放防止時間ｔｏと、制御周波数ｆｃとの積が出力電圧誤差ΔＶとなる。
図１１（Ｂ）では負荷電流が負荷３から交流電源２に流れているときのゲート制御信号ＴＵＲＦ〜ＴＵＴＲのパルスパターンと時系列電圧ＶｕＴの挙動を示したものである。
交流電源２の３相をそれぞれ負荷３のＵ相に接続する時間ＴｔＢ１、ＴｓＢ１、ＴｒＢ１、ＴｒＢ２、ＴｓＢ２、ＴｔＢ２は、時系列電圧指令ＶｕＴ＊の電圧挙動において交流電源２の３相をそれぞれ負荷３のＵ相に接続する時間Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔ、短絡防止時間ｔｐおよび開放防止時間ｔｏを用いて式（１０）〜式（１５）により得られる。

ＴｔＢ１＝Ｔｔ＋ｔｐ ・・・（１０）
ＴｓＢ１＝Ｔｓ＋ｔｏ ・・・（１１）
ＴｒＢ１＝Ｔｒ−ｔｐ−ｔｏ ・・・（１２）
ＴｒＢ２＝Ｔｒ＋ｔｐ ・・・（１３）
ＴｓＢ２＝Ｔｓ＋ｔｏ ・・・（１４）
ＴｔＢ２＝Ｔｔ−ｔｐ−ｔｏ ・・・（１５）

平均電圧Ｖｕが時系列電圧ＶｕＴの平均値であることから、図１１（Ｂ）の連続する２つの制御周期における平均電圧Ｖｕは式（１６）により求められる。

Ｖｕ＝｛Ｖｒ×（ＴｒＢ１＋ＴｒＢ２）＋Ｖｓ×（ＴｓＢ１＋ＴｓＢ２）＋
Ｖｔ×（ＴｔＢ１＋ＴｔＢ２）｝／（ＴｒＢ１＋ＴｒＢ２＋ＴｓＢ１＋
ＴｓＢ２＋ＴｔＢ１＋ＴｔＢ２）
＝｛Ｖｒ×（２×Ｔｒ−ｔｏ）＋Ｖｓ×（２×Ｔｓ＋２×ｔｏ）＋
Ｖｔ×（２×Ｔｔ−ｔｏ）｝×ｆｃ／２ ・・・（１６）

従って、平均電圧Ｖｕと電圧指令値Ｖｕ＊との間の電圧誤差ΔＶｕは式（１７）となる。

ΔＶｕ＝Ｖｕ−Ｖｕ＊
＝｛Ｖｒ×（−ｔｏ）＋Ｖｓ×２×ｔｏ＋Ｖｔ×（−ｔｏ）｝×ｆｃ／２
＝−（Ｖｒｓ＋Ｖｔｓ）／２×ｔｏ×ｆｃ ・・・（１７）

このように負荷電流の極性が逆転することによって、出力電圧誤差ΔＶの極性も逆転する。
そして、負荷３の他の相についても出力電圧誤差ΔＶの演算を同様に行うことができる。また、交流電源２の電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔの極性が異なる場合や、その制御周期において負荷３に選択的に接続する交流電源２の線間電圧の組み合わせが異なる場合でも同様に行うことができる。さらに、開放防止時間ｔｏが短絡防止時間ｔｐより短い、もしくは開放防止時間ｔｏが短絡防止時間ｔｐと等しい場合でも、同様に行うことができる。

よって、図１の電圧指令手段が出力する出力電圧指令値Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊を出力電圧誤差ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗで補正して得られる出力電圧指令補正値Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊は式（１８）〜式（２０）により得られる。ただし、ｓｇｎ（Ｉｕ）、ｓｇｎ（Ｉｖ）、ｓｇｎ（Ｉｗ）はそれぞれＵ相の負荷電流Ｉｕ、Ｖ相の負荷電流Ｉｖ、Ｗ相の負荷電流Ｉｗの極性を表す電流極性パラメータであって、Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗがそれぞれ正であれば１、負であれば−１となる。

Ｖｕ２＊＝Ｖｕ１＊−（負荷に接続する２つの線間電圧の平均値）
×ｔｏ×ｆｃ×ｓｇｎ（Ｉｕ） ・・・（１８）
Ｖｖ２＊＝Ｖｖ１＊−（負荷に接続する２つの線間電圧の平均値）
×ｔｏ×ｆｃ×ｓｇｎ（Ｉｖ） ・・・（１９）
Ｖｗ２＊＝Ｖｗ１＊−（負荷に接続する２つの線間電圧の平均値）
×ｔｏ×ｆｃ×ｓｇｎ（Ｉｗ） ・・・（２０）

なお、以上の演算では、出力電圧誤差を連続する２つの制御周期の平均誤差として演算しているが、このような演算は、全ての制御周期ごとに行っても、２つの制御周期ごとに行っても、また、特に演算の間隔を定めずに行っても、差し支えはない。

このような多相対多相電力変換装置１は、負荷電流の状態に応じて負荷電流の転流動作を行う場合に、その制御周期において負荷３に選択的に接続される２つの線間電圧の平均値を演算し、その平均値と開放防止時間と制御周波数との積に、負荷電流の極性を示すパラメータを乗算することにより、出力電圧誤差を連続する２つの制御周期での平均誤差として演算するようにしたので、精度の高い出力電圧誤差演算結果を演算量を増大させることなく得ることができる。

実施の形態２．
図１２は、この発明の実施の形態２に係わる出力電圧誤差補正手段８Ｂの構成図である。
この発明の実施の形態２に係わる多相対多相電力変換装置は、交流電源２の状態に応じて負荷電流の転流動作を行っている。そして、実施の形態２に係わる出力電圧誤差補正手段８Ｂは、図１２に示すように、実施の形態１に係わる出力電圧誤差補正手段８に電流極性パラメータ演算器２４の後段に極性反転器３１が追加され、第１の乗算器２３Ｂが異なっており、それ以外は同様であるので、同様な部分に同じ符号を付記して説明は省略する。
実施の形態２に係わる第１の乗算器２３Ｂは、平均値演算器２２の演算結果に制御周波数ｆｃと短絡防止時間ｔｐとを乗算する。なお、電圧補正器２６に入力する出力電圧誤差ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗの演算結果が図１０の構成での演算結果と同一となるのであれば、極性反転器３１は図中のどの位置に設けてもよい。
なお、実施の形態２における電圧指令値Ｖｕ＊と制御周期ごとに生成される三角搬送波は図１０と同一であり、その結果、オンオフ信号ＴＵＲ、ＴＵＳ、ＴＵＴおよび時系列電圧指令ＶｕＴ＊も図１０と同一となる。
図１３は、オンオフ信号ＴＵＲ、ＴＵＳ、ＴＵＴに対してゲート制御信号のオンまたはオフの動作にデッドタイム時間を与えたパルスパターンを示し、ゲート制御信号ＴＵＲＦ〜ＴＵＴＲは、図７または図８の交流電源の状態に応じた転流動作がなされるように設定されている。
図１３（Ａ）では負荷電流が交流電源から負荷に流れるときのゲート制御信号ＴＵＲＦ〜ＴＵＴＲのパルスパターンと時系列電圧ＶｕＴの挙動を示している。連続する２つの制御周期における交流電源の３相をそれぞれ負荷のＵ相に接続する時間ＴｔＣ１、ＴｓＣ１、ＴｒＣ１、ＴｒＣ２、ＴｓＣ２、ＴｔＣ２は、時系列電圧指令ＶｕＴ＊の電圧挙動における交流電源２の３相をそれぞれ負荷３のＵ相に接続する時間Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔ、短絡防止時間ｔｐおよび開放防止時間ｔｏを用いて式（２１）〜（２６）により求められる。

ＴｔＣ１＝Ｔｔ＋ｔｏ ・・・（２１）
ＴｓＣ１＝Ｔｓ＋ｔｐ ・・・（２２）
ＴｒＣ１＝Ｔｒ−ｔｏ−ｔｐ ・・・（２３）
ＴｒＣ２＝Ｔｒ＋ｔｏ ・・・（２４）
ＴｓＣ２＝Ｔｓ＋ｔｐ ・・・（２５）
ＴｔＣ２＝Ｔｔ−ｔｏ−ｔｐ ・・・（２６）

平均電圧Ｖｕが時系列電圧ＶｕＴの平均値であることから、図１３（Ａ）の連続する２つの制御周期における平均電圧Ｖｕは式（２７）により求められる。

Ｖｕ＝｛Ｖｒ×（ＴｒＣ１＋ＴｒＣ２）＋Ｖｓ×（ＴｓＣ１＋ＴｓＣ２）＋
Ｖｔ×（ＴｔＣ１＋ＴｔＣ２）｝／（ＴｒＣ１＋ＴｒＣ２＋ＴｓＣ１＋
ＴｓＣ２＋ＴｔＣ１＋ＴｔＣ２）
＝｛Ｖｒ×（２×Ｔｒ−ｔｐ）＋Ｖｓ×（２×Ｔｓ＋２×ｔｐ）＋
Ｖｔ×（２×Ｔｔ−ｔｐ）｝×ｆｃ／２ ・・・（２７）

従って、平均電圧Ｖｕと電圧指令値Ｖｕ＊との間の電圧誤差ΔＶｕは式（２８）となる。

ΔＶｕ＝Ｖｕ−Ｖｕ＊
＝｛Ｖｒ×（−ｔｐ）＋Ｖｓ×２×ｔｐ＋Ｖｔ×（−ｔｐ）｝×ｆｃ／２
＝−（Ｖｒｓ＋Ｖｔｓ）／２×ｔｐ×ｆｃ ・・・（２８）

電圧Ｖｒｓは、１つの制御周期の中で負荷３に接続されている交流電源２の３相の内のＲ相とＳ相との間の線間電圧で仮想的な直流電圧として扱うことができる。また、電圧Ｖｔｓは、制御周期の残りで負荷３に接続されている交流電源２の３相の内のＴ相とＳ相との間の線間電圧である。したがって、２つの線間電圧の平均値と、短絡防止時間ｔｐと、制御周波数ｆｃとの積が出力電圧誤差ΔＶｕとなる。但し、この出力電圧誤差の極性は、負荷電流の状態に応じた負荷電流の転流動作を行う場合に発生する出力電圧誤差の極性とは逆になる。

図１３（Ｂ）では負荷電流が負荷３から交流電源２に流れるときのゲート制御信号ＴＵＲＦ〜ＴＵＴＲのパルスパターンと時系列電圧ＶｕＴの挙動とを示している。交流電源２の３相をそれぞれ負荷３のＵ相に接続する時間ＴｔＤ１、ＴｓＤ１、ＴｒＤ１、ＴｒＤ２、ＴｓＤ２、ＴｔＤ２は、時系列電圧指令ＶｕＴ＊の電圧挙動において交流電源２の３相をそれぞれ負荷３のＵ相に接続する時間Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔ、短絡防止時間ｔｐおよび開放防止時間ｔｏを用いて式（２９）〜式（３４）により求められる。

ＴｔＤ１＝Ｔｔ＋ｔｏ＋ｔｐ ・・・（２９）
ＴｓＤ１＝Ｔｓ−ｔｐ ・・・（３０）
ＴｒＤ１＝Ｔｒ−ｔｏ ・・・（３１）
ＴｒＤ２＝Ｔｒ＋ｔｏ＋ｔｐ ・・・（３２）
ＴｓＤ２＝Ｔｓ−ｔｐ ・・・（３３）
ＴｔＤ２＝Ｔｔ−ｔｏ ・・・（３４）

平均電圧Ｖｕが時系列電圧ＶｕＴの平均値であることから、図１３（Ｂ）の連続する２つの制御周期における平均電圧Ｖｕは式（３５）により求められる。

Ｖｕ＝｛Ｖｒ×（ＴｒＤ１＋ＴｒＤ２）＋Ｖｓ×（ＴｓＤ１＋ＴｓＤ２）＋
Ｖｔ×（ＴｔＤ１＋ＴｔＤ２）｝／（ＴｒＤ１＋ＴｒＤ２＋ＴｓＤ１＋
ＴｓＤ２＋ＴｔＤ１＋ＴｔＤ２）
＝｛Ｖｒ×（２×Ｔｒ＋ｔｐ）＋Ｖｓ×（２×Ｔｓ−２×ｔｐ）＋
Ｖｔ×（２×Ｔｔ＋ｔｐ）｝×ｆｃ／２ ・・・（３５）

従って、平均電圧Ｖｕと電圧指令値Ｖｕ＊との間の電圧誤差ΔＶｕは式（３６）となる。

ΔＶｕ＝Ｖｕ−Ｖｕ＊
＝｛Ｖｒ×ｔｐ＋Ｖｓ×（−２×ｔｐ）＋Ｖｔ×ｔｐ｝×ｆｃ／２
＝（Ｖｒｓ＋Ｖｔｓ）／２×ｔｐ×ｆｃ ・・・（３６）

すなわち、負荷電流の極性が逆転することによって、出力電圧誤差の極性も逆転する。また、この出力電圧誤差の極性は、負荷電流の状態に応じた負荷電流の転流動作を行う場合に発生する出力電圧誤差の極性とも逆となる。
以上のような出力電圧誤差の演算は、負荷の他の相についても同様に行うことができる。また、交流電源の電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔの極性が異なる場合や、その制御周期において負荷に選択的に接続する交流電源の線間電圧の組み合わせが異なる場合でも同様に行うことができる。さらに、開放防止時間ｔｏが短絡防止時間ｔｐより短い、もしくは開放防止時間ｔｏが短絡防止時間ｔｐと等しい場合でも、同様に行うことができる。
よって、電圧指令手段５が出力する出力電圧指令値Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊を出力電圧誤差ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗで補正して得られる出力電圧指令補正値Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊は式（３７）〜式（３８）により求められる。

Ｖｕ２＊＝Ｖｕ１＊＋（負荷に接続する２つの線間電圧の平均値）
×ｔｐ×ｆｃ×ｓｇｎ（Ｉｕ） ・・・（３７）
Ｖｖ２＊＝Ｖｖ１＊＋（負荷に接続する２つの線間電圧の平均値）
×ｔｐ×ｆｃ×ｓｇｎ（Ｉｖ） ・・・（３８）
Ｖｗ２＊＝Ｖｗ１＊＋（負荷に接続する２つの線間電圧の平均値）
×ｔｐ×ｆｃ×ｓｇｎ（Ｉｗ） ・・・（３９）

なお、以上の演算では、出力電圧誤差を連続する２つの制御周期の平均誤差として演算しているが、このような演算は、全ての制御周期ごとに行っても、２つの制御周期ごとに行っても、また、特に演算の間隔を定めずに行っても、差し支えはない。

このような多相対多相電力変換装置は、交流電源２の状態に応じた負荷電流の転流動作を行う場合において、その制御周期において負荷３に選択的に接続する２つの線間電圧を抽出してそれらの平均値を演算し、その平均値と短絡防止時間ｔｐと制御周波数ｆｃとの積に、負荷電流の極性を示すパラメータを乗算することにより、出力電圧誤差を制御周期２周期分の平均誤差として演算するようにしたので、精度の高い出力電圧誤差を演算量を増大させることなく求めることができる。

このように負荷電流の状態にまたは交流電源の状態に応じた負荷電流の転流動作を行う場合の両方で、精度の高い出力電圧誤差を演算量を増大させることなく求めることができる。

実施の形態３．
図１４は、この発明の実施の形態３に係わる３相対３相電力変換装置の主回路の構成図である。
実施の形態３に係わる３相対３相電力変換装置の主回路４Ｃでは、交流電源２の３相と直流回路３３の端子３４Ｐ、３４Ｎがスイッチ３５ＰＲ〜３５ＮＴを介してそれぞれ相互に直接的に接続され、直流回路３３の端子３４Ｐ、３４Ｎと負荷３の３相がハーフブリッジ回路３６ＵＢ〜３６ＷＢを介してそれぞれ相互に接続されている。
スイッチ３５ＰＲ〜３５ＮＴは、図３と同様の構成であり、スイッチ３５ＰＲ〜３５ＮＴを構成する２つのＩＧＢＴそれぞれに与えるゲート制御信号はそのスイッチ３５ＰＲ〜３５ＮＴのオンオフと同期する同一のゲート制御信号となる。主回路４Ｃの構成では、これらのゲート制御信号をオフからオン、もしくはオンからオフへと切り替えるとき、ハーフブリッジ回路３６ＵＢ〜３６ＷＢにより負荷３の全ての相を直流回路３３の端子３４Ｐまたは３４Ｎで短絡する環流状態とすることによって、直流回路３３の端子３４Ｐ、３４Ｎを介して交流電源２と負荷３との間に流れる電流を零にできる。そのため、負荷端開放が発生しないようにする開放防止時間を設ける必要はなく、図５〜図８の負荷電流または交流電源２の状態に応じた転流動作を行う必要もなく、電源短絡が発生しないようにする短絡防止時間ｔｐをオフとオンの間に単純に設けるだけでよい。

一方、ハーフブリッジ回路３６ＵＢ〜３６ＷＢでは、直流回路３３の端子３４Ｐと３４Ｎとの間の短絡を防止するため、ハーフブリッジ回路３６ＵＢ〜３６ＷＢを構成する２つのＩＧＢＴ３７ＵＰ、３７ＵＮのそれぞれに与えるゲート制御信号を切り替える際に短絡防止時間を設ける。

図１５は図１４の主回路構成におけるパルスパターンおよび電圧挙動の一例を示したタイミングチャートであり、３相対３相電力変換装置の連続する２つの制御周期について示したものである。
電圧指令値Ｖｕ＊と制御周期ごとに生成される三角搬送波は図１０と同一である。このとき、スイッチ３５ＰＲ、３５ＰＳ、３５ＰＴ、３５ＮＲ、３５ＮＳ、３５ＮＴのそれぞれをオンオフを示すオンオフ信号ＴＰＲ、ＴＰＳ、ＴＰＴ、ＴＮＲ、ＴＮＳ、ＴＮＴ、および、ハーフブリッジ回路３６ＵＢが直流回路３３の端子３４Ｐ、３４Ｎのどちらに接続するかを示す出力制御信号ＴＵが生成され、それらの信号よりＵ相に発生する時系列電圧指令ＶｕＴ＊が得られるが、この時系列電圧指令ＶｕＴ＊は図１０と同一となる。

ハーフブリッジ回路３６ＵＢのＩＧＢＴ３７ＵＰ、３７ＵＮをオンオフするゲート制御信号ＴＵＰ、ＴＵＮは、出力制御信号ＴＵに従って時系列電圧指令ＶｕＴ＊がＵ相に現れるようなパルスパターンとして生成するが、直流回路３３の端子３４Ｐと３４Ｎの切り替えの際には短絡を防止するようにオンの動作にデッドタイム時間ｔｐを与えたパルスパターンとなる。その結果、実際にＵ相に現れる時系列電圧ＶｕＴと時系列電圧指令ＶｕＴ＊との間に誤差が発生することとなり、時系列電圧の平均電圧Ｖｕ（図示せず）と電圧指令値Ｖｕ＊との間に電圧誤差が生じることになる。

図１６（Ａ）は、負荷電流が交流電源２から負荷３に流れるときのゲート制御信号ＴＵＰ、ＴＵＮのパルスパターンと時系列電圧ＶｕＴの挙動を示す。交流電源２の３相がそれぞれ負荷３のＵ相に現れる時間ＴｔＥ１、ＴｓＥ１、ＴｒＥ１、ＴｒＥ２、ＴｓＥ２、ＴｔＥ２は、時系列電圧指令ＶｕＴ＊の電圧挙動において交流電源２の３相をそれぞれ負荷３のＵ相に接続する時間Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔおよび短絡防止時間ｔｐを用いて式（４０）〜式（４５）により求められる。

ＴｔＥ１＝Ｔｔ ・・・（４０）
ＴｓＥ１＝Ｔｓ＋ｔｐ ・・・（４１）
ＴｒＥ１＝Ｔｒ−ｔｐ ・・・（４２）
ＴｒＥ２＝Ｔｒ ・・・（４３）
ＴｓＥ２＝Ｔｓ＋ｔｐ ・・・（４４）
ＴｔＥ２＝Ｔｔ−ｔｐ ・・・（４５）

平均電圧Ｖｕは時系列電圧ＶｕＴの平均値であることから、図１６（Ａ）の連続する２つの制御周期における平均電圧Ｖｕは式（４６）により求められる。

Ｖｕ＝｛Ｖｒ×（ＴｒＥ１＋ＴｒＥ２）＋Ｖｓ×（ＴｓＥ１＋ＴｓＥ２）＋
Ｖｔ×（ＴｔＥ１＋ＴｔＥ２）｝／（ＴｒＥ１＋ＴｒＥ２＋ＴｓＥ１＋
ＴｓＥ２＋ＴｔＥ１＋ＴｔＥ２）
＝｛Ｖｒ×（２×Ｔｒ−ｔｐ）＋Ｖｓ×（２×Ｔｓ＋２×ｔｐ）＋
Ｖｔ×（２×Ｔｔ−ｔｐ）｝×ｆｃ／２ ・・・（４６）

従って、平均電圧Ｖｕと電圧指令値Ｖｕ＊との間の電圧誤差ΔＶｕは式（４７）となる。

ΔＶｕ＝Ｖｕ−Ｖｕ＊
＝｛Ｖｒ×（−ｔｐ）＋Ｖｓ×２×ｔｐ＋Ｖｔ×（−ｔｐ）｝×ｆｃ／２
＝−（Ｖｒｓ＋Ｖｔｓ）／２×ｔｐ×ｆｃ ・・・（４７）

電圧Ｖｒｓは、１つの制御周期の中で負荷３に接続されている交流電源２の３相の内のＲ相とＳ相との間の線間電圧で仮想的な直流電圧として扱うことができる。また、電圧Ｖｔｓは、制御周期の残りで負荷３に接続されている交流電源２の３相の内のＴ相とＳ相との間の線間電圧である。したがって、負荷３に接続する２つの線間電圧の平均値と、短絡防止時間ｔｐと制御周波数ｆｃの積が出力電圧誤差となる。この出力電圧誤差は、実施の形態２で得られる出力電圧誤差と同一である。
図１６（Ｂ）は、負荷電流が負荷３から交流電源２に流れるときのゲート制御信号ＴＵＰ、ＴＵＮのパルスパターンと時系列電圧ＶｕＴの挙動を示したものである。交流電源２の電圧がそれぞれＵ相に現れる時間ＴｔＦ１、ＴｓＦ１、ＴｒＦ１、ＴｒＦ２、ＴｓＦ２、ＴｔＦ２は、時系列電圧指令ＶｕＴ＊の電圧挙動において交流電源２の３相をそれぞれ負荷３のＵ相に接続する時間Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔおよび短絡防止時間ｔｐを用いて式（４８）〜式（５３）により求められる。

ＴｔＦ１＝Ｔｔ＋ｔｐ ・・・（４８）
ＴｓＦ１＝Ｔｓ−ｔｐ ・・・（４９）
ＴｒＦ１＝Ｔｒ ・・・（５０）
ＴｒＦ２＝Ｔｒ＋ｔｐ ・・・（５１）
ＴｓＦ２＝Ｔｓ−ｔｐ ・・・（５２）
ＴｔＦ２＝Ｔｔ ・・・（５３）

平均電圧Ｖｕが時系列電圧ＶｕＴの平均値であることから、図１６（Ｂ）の連続する２つの制御周期における平均電圧Ｖｕは式（５４）により求められる。

Ｖｕ＝｛Ｖｒ×（ＴｒＦ１＋ＴｒＦ２）＋Ｖｓ×（ＴｓＦ１＋ＴｓＦ２）＋
Ｖｔ×（ＴｔＦ１＋ＴｔＦ２）｝／（ＴｒＦ１＋ＴｒＦ２＋ＴｓＦ１＋
ＴｓＦ２＋ＴｔＦ１＋ＴｔＦ２）
＝｛Ｖｒ×（２×Ｔｒ＋ｔｐ）＋Ｖｓ×（２×Ｔｓ−２×ｔｐ）＋
Ｖｔ×（２×Ｔｔ＋ｔｐ）｝×ｆｃ／２ ・・・（５４）

従って、平均電圧Ｖｕと電圧指令値Ｖｕ＊との間の電圧誤差ΔＶｕは式（５５）となる。

ΔＶｕ＝Ｖｕ−Ｖｕ＊
＝｛Ｖｒ×ｔｐ＋Ｖｓ×（−２×ｔｐ）＋Ｖｔ×ｔｐ｝×ｆｃ／２
＝（Ｖｒｓ＋Ｖｔｓ）／２×ｔｐ×ｆｃ ・・・（５５）

すなわち、負荷電流の極性が逆転することによって、出力電圧誤差の極性も逆転する。また、この出力電圧誤差も、実施の形態２で得られる出力電圧誤差と同一である。
このような出力電圧誤差の演算は、負荷３の他の相についても同様に行うことができる。また、交流電源２の電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔの極性が異なる場合や、その制御周期において負荷３に選択的に接続する交流電源２の線間電圧の組み合わせが異なる場合でも同様に行うことができる。
よって、電圧指令手段５が出力する出力電圧指令値Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊を出力電圧誤差ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗで補正して得られる出力電圧指令補正値Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊は式（５６）〜式（５８）により求められ、実施の形態２において得られた出力電圧指令補正値の数式と同一となり、この実施の形態３における出力電圧誤差補正手段８の構成も実施の形態２と同一でよいことになる。

Ｖｕ２＊＝Ｖｕ１＊＋（直流回路に接続する２つの線間電圧の平均値）
×ｔｐ×ｆｃ×ｓｇｎ（Ｉｕ） ・・・（５６）
Ｖｖ２＊＝Ｖｖ１＊＋（直流回路に接続する２つの線間電圧の平均値）
×ｔｐ×ｆｃ×ｓｇｎ（Ｉｖ） ・・・（５７）
Ｖｗ２＊＝Ｖｗ１＊＋（直流回路に接続する２つの線間電圧の平均値）
×ｔｐ×ｆｃ×ｓｇｎ（Ｉｗ） ・・・（５８）

なお、以上の演算では、出力電圧誤差を連続する２つの制御周期の平均誤差として演算しているが、このような演算は、全ての制御周期ごとに行っても、２つの制御周期ごとに行っても、また、特に演算の間隔を定めずに行っても、差し支えはない。

このような多相対多相電力変換装置は、交流電源２の各相と直流回路３３の端子３４Ｐ、３４Ｎがスイッチ３５ＰＲ〜３５ＮＴを介してそれぞれ相互に直接的に接続され、直流回路３３の端子３４Ｐ、３５Ｎと負荷３の各相がハーフブリッジ回路３６ＵＷ〜３６ＷＢを介してそれぞれ相互に接続されるような主回路４Ｃを有していても、２つの線間電圧の平均値と短絡防止時間ｔｐと制御周波数ｆｃとの積を出力電圧誤差として出力電圧指令値を補正することにより、演算量を増大させることなく精度よく出力電圧の誤差を補正することができる。

実施の形態４．
この発明の実施の形態４に係わる多相対多相電力変換装置は、実施の形態１に係わる多相対多相電力変換装置１に採用されている変調方式と異なり、１つの制御周期において交流電源２の１つの線間電圧を負荷３に接続するような変調方式が採用されており、それ以外は同様であるので、同様な部分に同じ符号を付記して説明は省略する。なお、１つの線間電圧としては、交流電源２の線間電圧のうち、最大のものでも、中間のものでも、最小のものでもよい。

図１７は、この発明の実施の形態４に係わる１つの制御周期において交流電源２の１つの線間電圧を負荷３に接続する変調方式におけるパルスパターンおよび電圧挙動の一例を示したタイミングチャートである。
制御周期ごとに生成される三角搬送波は左右均等の三角波であり、この三角搬送波と電圧指令値Ｖｕ＊より図４のスイッチ１１ＵＲ、１１ＵＳ、１１ＵＴのオンオフを示すオンオフ信号ＴＵＲ、ＴＵＳ、ＴＵＴを生成し、それらのオンオフ信号よりＵ相に発生する時系列電圧指令ＶｕＴ＊が得られる。この連続する２つの制御周期において交流電源２の電圧が等しいと仮定すると、電圧指令値Ｖｕ＊は式（５９）により求められる。

Ｖｕ＊＝（Ｖｒ×ＴｒＰ＋Ｖｓ×ＴｓＭ＋Ｖｒ×ＴｒＳ）／
（ＴｒＰ＋ＴｓＭ＋ＴｒＳ）
＝（Ｖｒ×ＴｒＰ＋Ｖｓ×ＴｓＭ＋Ｖｒ×ＴｒＳ）×ｆｃ ・・（５９）

図１８（Ａ）は、負荷電流が交流電源２から負荷３に流れているときのゲート制御信号ＴＵＲＦ〜ＴＵＴＲのパルスパターンと時系列電圧ＶｕＴの挙動を示したものである。ゲート制御信号ＴＵＲＦ〜ＴＵＴＲは、負荷電流の転流の際に図４または図５の負荷電流の状態に応じた転流動作がなされるように、ゲート制御信号ＴＵＲＦ〜ＴＵＴＲのオンまたはオフの動作に遅延時間を与えたパルスパターンである。
交流電源２の電圧をそれぞれ負荷３のＵ相に接続する時間ＴｒＧ１、ＴｓＧ１、ＴｒＧ２、ＴｒＧ３、ＴｓＧ２、ＴｒＧ４は、時系列電圧指令ＶｕＴ＊の電圧挙動において交流電源２の電圧をそれぞれ負荷３のＵ相に接続する時間ＴｒＰ、ＴｓＭ、ＴｒＳ、短絡防止時間ｔｐおよび開放防止時間ｔｏを用いて式（６０）〜式（６５）により求められる。

ＴｒＧ１＝ＴｒＰ＋ｔｐ＋ｔｏ ・・・（６０）
ＴｓＧ１＝ＴｓＭ−ｔｏ ・・・（６１）
ＴｒＧ２＝ＴｒＳ−ｔｐ ・・・（６２）
ＴｒＧ３＝ＴｒＳ＋ｔｐ＋ｔｏ ・・・（６３）
ＴｓＧ２＝ＴｓＭ−ｔｏ ・・・（６４）
ＴｒＧ４＝ＴｒＰ−ｔｐ ・・・（６５）

平均電圧Ｖｕが時系列電圧ＶｕＴの平均値であることから、図１８（Ａ）の連続する２つの制御周期における平均電圧Ｖｕは式（６６）により求められる。

Ｖｕ＝｛Ｖｒ×（ＴｒＧ１＋ＴｒＧ２＋ＴｒＧ３＋ＴｒＧ４）＋
Ｖｓ×（ＴｓＧ１＋ＴｓＧ２）｝／
（ＴｒＧ１＋ＴｓＧ１＋ＴｒＧ２＋ＴｒＧ３＋ＴｓＧ２＋ＴｒＧ４）
＝｛Ｖｒ×（ＴｒＰ＋ｔｏ＋ＴｒＳ）＋Ｖｓ×（ＴｓＭ−ｔｏ）｝×ｆｃ
・・・（６６）

従って、平均電圧Ｖｕと電圧指令値Ｖｕ＊との間の電圧誤差ΔＶｕは式（６７）となる。

ΔＶｕ＝Ｖｕ−Ｖｕ＊
＝｛Ｖｒ×ｔｏ＋Ｖｓ×（−ｔｏ）｝×ｆｃ
＝Ｖｒｓ×ｔｏ×ｆｃ ・・・（６７）

線間電圧Ｖｒｓは仮想的な直流電圧として負荷３に接続する交流電源２の線間電圧であるので、負荷３に接続する線間電圧と開放防止時間ｔｏと制御周波数ｆｃとの積が出力電圧誤差ΔＶｕとなる。
図１８（Ｂ）は負荷電流が負荷３から交流電源２に流れるときのゲート制御信号ＴＵＲＦ〜ＴＵＴＲのパルスパターンと時系列電圧ＶｕＴの挙動を示したものである。交流電源２の電圧をそれぞれ負荷３のＵ相に接続する時間ＴｒＨ１、ＴｓＨ１、ＴｒＨ２、ＴｒＨ３、ＴｓＨ２、ＴｒＨ４は、時系列電圧指令ＶｕＴ＊の電圧挙動において交流電源２の電圧をそれぞれ負荷３のＵ相に接続する時間ＴｒＰ、ＴｓＭ、ＴｒＳ、短絡防止時間ｔｐおよび開放防止時間ｔｏを用いて式（６８）〜式（７３）により求められる。

ＴｒＨ１＝ＴｒＰ＋ｔｐ ・・・（６８）
ＴｓＨ１＝ＴｓＭ＋ｔｏ ・・・（６９）
ＴｒＨ２＝ＴｒＳ−ｔｐ−ｔｏ ・・・（７０）
ＴｒＨ３＝ＴｒＳ＋ｔｐ ・・・（７１）
ＴｓＨ２＝ＴｓＭ＋ｔｏ ・・・（７２）
ＴｒＨ４＝ＴｒＰ−ｔｐ−ｔｏ ・・・（７３）

平均電圧Ｖｕが時系列電圧ＶｕＴの平均値であることから、図１８（Ｂ）の連続する２つの制御周期における平均電圧Ｖｕは式（７４）により求められる。

Ｖｕ＝｛Ｖｒ×（ＴｒＨ１＋ＴｒＨ２＋ＴｒＨ３＋ＴｒＨ４）＋
Ｖｓ×（ＴｓＨ１＋ＴｓＨ２）｝／
（ＴｒＨ１＋ＴｓＨ１＋ＴｒＨ２＋ＴｒＨ３＋ＴｓＨ２＋ＴｒＨ４）
＝｛Ｖｒ×（ＴｒＰ−ｔｏ＋ＴｒＳ）＋Ｖｓ×（ＴｓＭ＋ｔｏ）｝×ｆｃ
・・・（７４）

従って、平均電圧Ｖｕと電圧指令値Ｖｕ＊との間の電圧誤差ΔＶｕは式（７５）となる。

ΔＶｕ＝Ｖｕ−Ｖｕ＊
＝｛Ｖｓ×ｔｏ＋Ｖｒ×（−ｔｏ）｝×ｆｃ
＝−Ｖｒｓ×ｔｏ×ｆｃ ・・・（７５）

すなわち、負荷電流の極性が逆転することによって、出力電圧誤差の極性も逆転する。
このような出力電圧誤差の演算は、負荷３の他の相に関する出力電圧誤差ΔＶｖ、ΔＶｗについても同様に行うことができる。また、交流電源２の電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔの極性が異なる場合や、その制御周期において負荷に接続する交流電源２の線間電圧が異なる場合でも同様に行うことができる。
そして、電圧指令手段５が出力する出力電圧指令値Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊を出力電圧誤差ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗで補正して得られる出力電圧指令補正値Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊は式（７６）〜式（７８）により求められる。

Ｖｕ２＊＝Ｖｕ１＊＋（負荷に接続する線間電圧）×ｔｏ×ｆｃ×ｓｇｎ（Ｉｕ） ・・・（７６）
Ｖｖ２＊＝Ｖｖ１＊＋（負荷に接続する線間電圧）×ｔｏ×ｆｃ×ｓｇｎ（Ｉｖ） ・・・（７７）
Ｖｗ２＊＝Ｖｗ１＊＋（負荷に接続する線間電圧）×ｔｏ×ｆｃ×ｓｇｎ（Ｉｗ） ・・・（７８）

なお、以上の演算では、出力電圧誤差を連続する２つの制御周期の平均誤差として演算しているが、このような演算は、全ての制御周期ごとに行っても、２つの制御周期ごとに行っても、また、特に演算の間隔を定めずに行っても、差し支えはない。
この数式は、実施の形態１について、１つの制御周期において負荷に接続する交流電源の線間電圧を単一とした場合のものであるが、このとき負荷に接続する線間電圧の平均値はその線間電圧そのものであることから、実施の形態１において得られた出力電圧指令補正値の数式と同義となり、出力電圧誤差補正手段８の構成も実施の形態１と同一でよいことになる。また、実施の形態２または実施の形態３について、１つの制御周期において負荷３に接続する交流電源２の線間電圧を単一とした場合でも同様の出力電圧指令補正値が得られ、出力電圧誤差補正手段８の構成もそれぞれの実施の形態と同一でよいことになる。

このような多相対多相電力変換装置は、制御周期内では負荷３に接続する交流電源２の２つの相が固定されるように制御されていても、その２つの相の間の線間電圧と開放防止時間と制御周波数との積を出力電圧誤差として出力電圧指令値を補正することにより出力電圧の誤差を精度よく補正することができる。

この発明の実施の形態１に係わる多相対多相電力変換装置のブロック図である。 実施の形態１に係わる主回路の構成図である。 実施の形態１に係わるスイッチの構成図である。 図２の３相対３相電力変換装置の負荷のＵ相に接続する部分の図である。 負荷電流が交流電源から負荷に流れているときの負荷電流の状態に応じた転流動作を示したタイミングチャートである。 負荷電流が負荷から交流電源に流れているときの負荷電流の状態に応じた転流動作を示したタイミングチャートである。 図４の交流電源のＲ相とＳ相間の線間電圧が正であるときの交流電源の状態に応じた転流動作を示したタイミングチャートである。 図４の交流電源のＲ相とＳ相間の線間電圧が負であるときの交流電源の状態に応じた転流動作を示したタイミングチャートである。 実施の形態１に係わる出力電圧誤差補正手段の構成図である。 仮想的な直流電圧をパルス幅変調して負荷へ電力を供給する変調方式において、負荷電流の転流の際に負荷電流の状態に応じた転流動作を行うときのパルスパターンおよび電圧挙動の一例を示したタイミングチャートである。 負荷電流の状態に応じた転流動作を行うときのゲート制御信号のパルスパターンと時系列電圧の挙動を示したものである。 この発明の実施の形態２に係わる出力電圧誤差補正手段の構成図である。 実施の形態２に関して負荷電流の状態に応じた転流動作を行うときのゲート制御信号のパルスパターンと時系列電圧の挙動を示したものである。 この発明の実施の形態３に係わる主回路の構成図である。 実施の形態３に関して仮想的な直流電圧をパルス幅変調して負荷へ電力を供給する変調方式において、負荷電流の転流の際に負荷電流の状態に応じた転流動作を行うときのパルスパターターンと時系列電圧の挙動を示したものである。 実施の形態３に関して負荷電流の状態に応じた転流動作を行うときのゲート制御信号のパルスパターンと時系列電圧の挙動を示したものである。 この発明の実施の形態４に関して交流電源の状態に応じた転流動作をするときにおいて交流電源のＲ−Ｓ間の線間電圧が負であるときの転流動作を示したタイミングチャートである。 実施の形態４に関して負荷電流の状態に応じた転流動作を行うときのゲート制御信号のパルスパターンと時系列電圧の挙動を示したものである。

符号の説明

１ 多相対多相電力変換装置、２ 交流電源、３ 負荷、４、４Ｃ 主回路、５ 電圧指令手段、６ 電圧検出器、７ 電流検出器、８ 出力電圧誤差補正手段、９ ゲート制御手段、１１ＵＲ〜１１ＷＴ スイッチ、１２ＵＲＦ〜１２ＵＴＲ 半導体スイッチ素子群、１３ａ、１３ｂ 中間接続点、２１ 線間電圧抽出器、２２ 平均値演算器、２３２３Ｂ 乗算器、２４ 電流極性パラメータ演算器、２５ 乗算器、２６ 電圧補正器、３１ 極性反転器、３３ 直流回路、３４Ｐ、３４Ｎ 端子、３５ＰＲ〜３５ＮＴ スイッチ、３６ＵＢ〜３６ＷＢ ハーフブリッジ回路、３７ＵＰ、３７ＵＮ ＩＧＢＴ。

Claims (5)

1. 交流電源と負荷との間に接続され上記交流電源の交流電力を直接所定の交流電力に変換するように選択的に制御される複数のスイッチから構成される主回路、および、所定の出力電圧指令値と制御周波数のキャリアとに基づくとともに負荷電流の転流の際に負荷端開放または電源短絡が発生しないようにデッドタイム時間を設けて上記スイッチをオンオフするオンオフ信号を生成するゲート制御手段を備える多相対多相電力変換装置において、
   上記負荷電流の極性に基づいて求められる連続する２つの制御周期に亘る出力電圧誤差により上記出力電圧指令値を補正する出力電圧誤差補正手段を備えることを特徴とする多相対多相電力変換装置。
2. 上記出力電圧誤差補正手段は、１つの制御周期において上記負荷に上記交流電源の多相のうち１対の２相または２対の２相が接続するとき、上記１対の２相の線間電圧または上記２対の２相の線間電圧の平均値と上記デッドタイム時間と上記制御周波数との積に、上記負荷電流の極性を示すパラメータを乗算することにより上記出力電圧誤差を求めることを特徴とする請求項１に記載する多相対多相電力変換装置。
3. 上記出力電圧誤差補正手段は、上記負荷電流の状態に応じた上記負荷電流の転流動作を行うときに、上記デッドタイム時間を負荷端開放が発生しないように設けられた開放防止時間とすることを特徴とする請求項２に記載する多相対多相電力変換装置。
4. 上記出力電圧誤差補正手段は、上記交流電源の状態に応じた上記負荷電流の転流動作を行うときに、上記デッドタイム時間を電源短絡が発生しないように設けられた短絡防止時間とすることを特徴とする請求項２に記載する多相対多相電力変換装置。
5. 交流電源と直流回路との間に接続され上記交流電源の交流電力を直流電力に変換するように選択的に制御される複数のスイッチ、および、上記直流回路と負荷との間に接続され上記直流電力を所定の交流電力に変換するように制御されるハーフブリッジ回路から構成される主回路と、所定の出力電圧指令値と制御周波数のキャリアとに基づくとともに負荷電流の転流の際に電源短絡が発生しないようにデッドタイム時間を設けて上記ハーフブリッジ回路を制御するオンオフ信号を生成するゲート制御手段と、を備える多相対多相電力変換装置において、
   連続する２つの制御周期において上記直流回路に上記交流電源の多相のうち同じ１対の２相または同じ２対の２相が接続するとき、上記１対の２相の線間電圧または上記２対の２相の線間電圧の平均値と上記デッドタイム時間と上記制御周波数との積に、上記負荷電流の極性を示すパラメータを乗算することにより求められる出力電圧誤差により上記出力電圧指令値を補正する出力電圧誤差補正手段を備えることを特徴とする多相対多相電力変換装置。

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