JPH11262293A - 多重巻線電動機の制御方法 - Google Patents
多重巻線電動機の制御方法Info
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- JPH11262293A JPH11262293A JP10062534A JP6253498A JPH11262293A JP H11262293 A JPH11262293 A JP H11262293A JP 10062534 A JP10062534 A JP 10062534A JP 6253498 A JP6253498 A JP 6253498A JP H11262293 A JPH11262293 A JP H11262293A
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Abstract
る。 【解決手段】 3相N重巻線モータの各巻線を駆動する
各インバータINV1〜INVNの各制御回路l1〜lN
に、非干渉電圧演算部10を設け、励磁指令値IO*,
トルク指令値IT*と、IO*,IT*を巻線の多重数N
で割ったd,q軸電流指令値i1d*,i1q*及び1次
側周波数ωを取り込んで次式でd,q軸電圧設定値V1
d*,V1q*を演算し、ベクトル制御する。 【数1】
Description
動機の制御方法、詳しくは、3相多重巻線電動機のベク
トル制御方法及び2次抵抗変動補償方法に関するもので
ある。
しては、特開昭62−100191号公報,特開昭63
−305792号公報,その他多くの文献が発表されて
いる。これらはN重巻線をN台のインバータで駆動する
ことにより、モータの大容量化を可能とする方式である
(N=2,3,4…)。
タの駆動システムは、N台のインバータを用いて同一位
相の電圧または電流によりN重巻線モータを駆動する方
式となっている。これらの方式は単にモータの大容量化
を目的としたものであり、従来3相モータで行われてい
るような非干渉制御(図20)では実現できない。
示す。
実用面からみた性能比較」寺嶋,他,電学論D,107
巻2号、昭和62年。
機のパラメータ変動補償」山田,他,電学論D,112
巻2号,平成4年。
おうとすると、上記文献1のような非干渉制御による電
流応答の改善や、文献2のようなパラメータ変動補償が
必要となる。
ものであり、その目的とするところは、3相多重巻線モ
ータの非干渉制御が可能となり、2次磁束と2次電流が
非干渉に制御でき、理想的なベクトル制御が可能となる
多重巻線電動機の制御方法を提供することにある。
のベクトル制御 (1)3相2重巻線モータ 図1に3相2重巻線モータの駆動システム構成を示す。
このシステムは、3相誘導モータIMの固定子巻線に2
組の3相巻線を施し、各組の巻線を別々の電源(インバ
ータINV1,INV2)により励磁する方式である。
図1は、6極の誘導モータIMを考え、3個の巻線
U1,V1,W1を1組として、他の3個の巻線U2,
V2,W2を1組として構成した例である。
モデルで考えると、図2となる。ただし、1d,1q:
第1組の固定子巻線(第1巻線)のd軸,q軸成分 2d,2q:第2組の固定子巻線(第2巻線)のd軸,
q軸成分 3d,3q:回転子巻線のd,q軸成分 図2において、電源角周波数ωで回転するd−q軸上で
の電圧方程式を求めると、(1)式となる。(参考文献
「固定子鉄損を考慮した誘導電動機の非干渉制御法」水
野,他,電学論D,109巻11号,平成元年)
抗及び自己インダクタンス R2,L2:第2巻線の1相分の抵抗及び自己インダクタ
ンス R3,L3:回転子巻線の1相分の抵抗及び自己インダク
タンス M12,M13,M23:各巻線間の相互インダクタンス S:すべり, P=d/dt:微分演算子 各巻線は平衝巻線とすると、R1=R2,L1=L2,M=
M 12〜M 13〜M23となる。また、トルクTは(2)式で
表される。(絶対変換にて)
入して次のようになる。
と、(1)式のインピータンス行列Z次のようになる。
L1=L2,M=M 12〜M 13〜M23となる。
る。
3d/M,λ3q/Mの電流表現に直すと、(7)式は次
のようになる。
は、λ3d=一定,λ3q=0,i3d=0となる。
件は次のようになる。
インバータのトルク分電流i1q,i2qの和となる。
波数ωsの条件は次のようになる。(8)式第6行目よ
り、
きの励磁電流と2次磁束の関係を求めると、次のように
なる。
は、各組インバータの励磁分電流,トルク分電流の和を
励磁電流,トルク分電流とすることにより、従来のベク
トル制御と同一となることが分かる。
トルクTは(2)式より次のように求まる。
クトル制御と同一となる。
d,q軸1次電圧の理想電圧を求めると次のようにな
る。
価回路は図3で表される。また、ベクトル図は図4で表
される。
状態でのd,q軸1次電圧の理想電圧は次式となる。
てはd,q軸支にMσの項が追加されていることがわか
る。また、Lσ→l1となっている。
るので、14式より図5の等価回路で表すことができ
る。14式及び図5の等価回路よりベクトル図を描くと
図6となる。
23の平衝巻線とし、INV1,INV2の電流がi1d
=i2d,i1q=i2qに制御されていれば、INV2
の1次電圧V2はINV1の1次電圧V1と同一のベクト
ル図となる。
V1の中でE1はi1d+i2d(励磁電流の和)により決
定され、1次インピーダンス電圧降下分(R1,l1)は
I1(i1d,i1q)により決定され、相互漏れインダ
クタンス電圧降下分MσはI1+I2(i1d,i1q,i
2d,i2q)により決定される。
バータINV1,INV2で駆動するときのベクトル制
御回路構成図を描くと図8となる。また、N重巻線モー
タとなったときは同様にしてN台のインバータINV1
〜INVNで駆動し、構成図は図9となる。
来3相モータのベクトル制御系(図20)と異なる点を
まとめると、次のようになる。
インバータの台数Nにより、1/Nした値が各インバー
タの励磁電流,トルク電流指令となる。
電圧演算における誘起電圧Eの算出においては、全体の
励磁指令IO*=(λ3d/M)*=i1d*+i2d*+
…を用いる。
1,l1/R2,l2/…)は各インバータの1次電流(i
1d,i1q/i2d,i2q/…)で決定される。
Mσは、全インバータの1次電流の総和で決定される。
算部を図10,図11のように変形してもよい。
最大効率制御を行うために磁束を可変とする用途では図
8〜図11における励磁電流指令IO*を(12)式を
用いて求めればよい。そのブロック図を図7に示す。励
磁指令(λ3d/M)*を1次進み補償することによ
り、IO*が求められる。
おいて、1次電流I1,I2が一定に制御される電流制御
状態で2次抵抗R3が温度変化等により変動すると、M'
とR3'/Sとのインピーダンス比が変化して誘起電圧E
が変動する。Eが変動すると、ベクトル制御条件が成立
しなくなり、図8〜図11に示す非干渉電圧演算で行う
理想電圧と実際の電圧とが異なることになる。
軸ACR(電流制御)が動作することになる。つまり、
2次抵抗変動に起因する電圧変化を補正するためにAC
Rアンプが動作する。そこで、ACRアンプ出力△V1
d,△V1qを検出して、その値が零になるようにすべ
り周波数ωsを補正すれば、2次抵抗変動補償が可能と
なる。
クトル制御系における2次抵抗変動補償方法を説明す
る。
dを検出し、△V1d=Oとなるように滑り周波数ωs
を制御することにより、2次抵抗変動補償を行う。
qを検出し、△V1q=Oとなるように滑り周波数ωs
を制御することにより2次抵抗変動補償する。
d,△V1qの2乗和の平方根を求め、|△V1|=Oと
なるように滑り周波数ωsを制御することにより、2次
抵抗変動補償を行う。
動補償法 上記文献2「低速域と高速域のトルク制御精度を改善し
た誘導電動機のパラメー タ変動補償」に基づいて、1
次電流座標軸(γ−δ軸)のδ軸電圧変動分△V1δが
零となるように滑り周波数ωsを制御することにより、
1次抵抗変動の影響を受けない2次抵抗変動補償を行
う。
次式で求まる。
Oとなるように滑り周波数を制御することにより、1次
抵抗変動にロバストな2次抵抗変動補償を行う。このと
きの構成図を図15に示す。
クトル制御系)はINV1側のACR出力△V1d,△
V1q及びi1d,i1qを用いたが、当然INV2側の
ACR出力△V2d,△V2q,i2d,i2qを用いても
同様の効果が得られる。
クトル制御系における2次抵抗変動補償方法を示す。こ
れは上述した3相2重巻線モータの2次抵抗変動補償方
式1)〜4)を同様に適用したものである。
した図10,図11においても上記1)〜4)の方式を
適用すれば、同様の上記抵抗変動補償が可能となる。
トル制御系システム構成を示す。同図において、l1,
l2は3相2重巻線モータIMを駆動するインバータ
(電源)INV1,INV2の制御回路で、同一構成と
なっている。
ータ、3はパスジェネレータ2からパルスを取込んで、
回転子周波数ωrを出力する速度検出回路、4は励磁指
令IO*とトルク指令IT*から滑り周波数ωsを演算す
る滑り周波数演算部、5は周波数ωrとωsを加算して
電源周波数ωを出力する加算器、6は周波数ωから角速
度θを得る積分器、7は励磁指令IO*をインバータ台
数2で割り、INV1,INV2の電流指令i1d*=
i2d*とする演算器、8はトルク指令IT*をインバー
タ台数2で割りINV1,INV2の電流指令i1q*
=i2q*とする演算器。
1d及びV1qを演算する演算回路(11〜14)及び
(21〜26)で構成されている。
にR1を掛ける演算器11と、i1q*にl1(=L1−
M)を掛け、これにωを掛ける演算器12−1,12−
2と、IT*にMσ(=M−M2/L3)を掛け、これに
ωを掛ける演算器13−1,13−2と、演算器11,
12−2,13−2の出力を図示の極性で加算する加算
器14で構成され、d軸電圧設定V1d*を出力する。
にR1を掛ける乗算器21と、i1d*にl1を掛け、こ
れにωを掛ける乗算器22−1,22−2と、IO*に
Mσを掛け、これにωを掛ける乗算器23−1,23−
2と、IO*にM'(=M2/L3)を掛け、これにωを掛
ける乗算器24−1,24−2と、乗算器21,22−
2,23−2,24−2の出力を加算する加算器26で
構成され、q軸電圧設定V1q*を出力する。
流iu1,iw1をd,q軸電流i,d、i1qに変換す
る3相→2相座標変換回路、35はi1d*とi1dの偏
差をPI演算してd軸電圧誤差△V1dを出力するd軸
電流制御部、36はi1q*とi1qとの偏差をPI演算
してq軸電圧誤差△V1qを出力するq軸電流制御部。
圧誤差△V1dを加算してd軸電圧指令V1dとする加算
器、38は、上記q軸電圧設定V1q*にq軸電圧誤差
△V1qを加算してq軸電圧指令V1qとする加算器、3
9はd,q軸電圧指令V1d,V1qに基づいてINV1
を制御するPWM回路である。
算部が上記14式のd,q軸1次電圧の理想電圧を演算
しているので、3相2重巻線モータの2次磁束と2次電
流が非干渉に制御でき、理想的なベクトル制御が可能と
なる。
トル制御系システム構成を示す。実施の形態2は、N重
巻線モータをN台のINV1〜INVNで駆動し、IN
V1〜INVNをN個の制御回路で制御する。各制御回
路l1〜lNに入力する電流指令I1d*,I2d*,…I
Nd*及びI1q*,I2q*…INq*は励磁指令IO*
及びトルク指令IT*の1/Nとなるので、除算器7,
8は指令を1/Nにする割算を行う。なお、各制御回路
l1〜lNの構成は上記図8の制御回路l1と変わりがな
い。
クトル制御系システム構成を示す。実施の形態3は、非
干渉電圧演算部10のV1q演算回路(21〜26)
が、q軸電流指令i1q*にR1を掛ける乗算器21と、
i1d*にl1を掛けこれにωを掛ける乗算器22−1,
22−2と、IO*(=i1d+i2d)にMを掛けこれ
にωを掛ける乗算器25−1,25−2と、乗算器2
1,22−2,25−2の出力を加算する加算器19で
構成されている。その他の構成は図8のものと変わりが
ない。
0が、14式を変形した14'式を演算するものとなっ
ているので、実施の形態1と同様に理想的ベクトルに制
御が可能となる。
クトル制御系システム構成を示す。実施の形態4は、上
記図9のシステムの非干渉電圧演算部10におけるV1
q*演算回路(21〜26)を、上記図10のシステム
の演算回路(21〜26)同様に構成したものである。
において、定出力領域で界磁弱め制御を行うときや、最
大効率制御を行うために磁束を可変とする用途では、上
記12式に基づき図7に示すブロックを設け、IO*
を、励磁指令(λ3d/M)*を1次進み補償すること
により設定する。
抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成を示す。実
施の形態5は、上記図8のシステムに2次抵抗変動補償
回路(44〜47)を施したものである。
は、d軸電圧変動分設定△V1d*=Oとd軸電流制御
部35からの変動分電圧△V1dとの偏差を検出する減
算器44と、この偏差をPI演算するR2補償アンプ4
5と、滑り周波数演算部4からの滑り周波数ωs*とR
2補償アンプ45の出力Kを掛ける乗算器46と、上記
ωs*に乗算器26の出力を加え加算器5に出力する加
算器47で構成されている。
償された滑り周波数ωsは、加算器5で速度検出回路か
らの固定子周波数ωrと加算され、2次抵抗補償された
電源周波ωとなり、非干渉電圧演算部10などの演算に
供されるので、制御は2次抵抗変動補償された制御とな
る。
式に基づくものであり、△V1d=Oとなるように滑り
周波数ωsを制御することにより2次抵抗変動補償をす
る。
次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成を示す。
実施の形態6は、上記図8のシステムに2次抵抗変動補
償回路(44〜47)を施したものである。
は、q軸電圧変動分設定△V1q*=Oとq軸電流制御
部36からの電圧誤差△V1qとの偏差を検出する減算
器44と、この偏差をPI演算する2次抵抗R2補償ア
ンプ45と、滑り周波数演算部4からの滑り周波数ωs
*とR2補償アンプ45の出力Kを掛ける乗算器46
と、上記ωs*に乗算器46の出力を加え加算器5に出
力する加算器47で構成されている。
Oとなるように滑り周波数を制御することにより2次抵
抗変動補償を行う。
次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成を示す。
実施の形態7は、上記図8のシステムに2次抵抗変動補
償回路(43〜47)を施したものである。
は、d軸電流制御部35からのq軸電圧誤差△V1dと
q軸電流制御部36からのq軸電圧誤差△V1qから上
記17式により電圧変動分△V1絶対値を算出する△V1
絶対値算出回路43と、電圧変動分設定V1*=Oと回
路43からの電圧変動分△V1との偏差を検出する減算
器44と、この偏差をPI演算するR2補償アンプ45
と、滑り周波数演算部4からの滑り周波数ωs*とR2
補償アンプ45の出力Kを掛ける乗算器46と、上記ω
s*に乗算器46の出力を加え加算器5に出力する加算
器47で構成されている。
がOとなるように滑り周波数を制御することにより2次
抵抗変動補償を行う。
次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成を示す。
実施の形態8は、上記図8のシステムに2次抵抗変動補
償回路(41〜47)を施したものである。
は、励磁指令i1d*とトルク指令i1q*から上記(1
8)式の位相角φを算出するφ算出回路41と、d,q
軸電圧制御部35,36からの電圧誤差△V1d,△V1
qと上記位相角φから上記19'式の電圧変動分△V1δ
を算出する△V1δ算出回路42と、d軸電圧変動分設
定△V1δ*=Oと上記△V1δとの偏差をPI演算する
R2補償アンプ45と、滑り周波数演算部4からの滑り
周波数ωs*とR2補償アンプ45の出力Kを掛ける乗
算器46と、上記ωs*に乗算器46の出力を加え加算
器5に出力する加算器47で構成されている。
Oとなるように滑り周波数を制御することにより2次抵
抗変動補償を行う。
次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成を示す。
実施の形態9は、上記図9のシステムに上記図12の△
V1dがOとなるように滑り周波数ωsを制御する2次
抵抗変動補償回路(44〜47)を施したものである。
2次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成を示
す。実施の形態10は、上記図9のシステムに上記図1
3の△V1qがOとなるように滑り周波数ωsを制御す
る2次抵抗変動補償回路(44〜47)を施したもので
ある。
2次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成を示
す。実施の形態11は、上記図9のシステムに上記図1
4の△V1がOとなるように滑り周波数ωsを制御する
2次抵抗変動補償回路(43〜47)を施したものであ
る。
2次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成を示
す。実施の形態12は、上記図9のシステムに上記図1
5の△V1δがOとなるように滑り周波数ωsを制御す
る2次抵抗変動補償回路(41〜47)を施したもので
ある。
るので下記の効果を奏する。
となる。
干渉に制御でき、理想的なベクトル制御が可能となる。
が改善され、トルクの応答が改善され、トルクの応答が
良好となる。
が可能となり、トルク制御精度が向上する。
説明図。
クトル制御系システム構成図。
クトル制御系システム構成図。
ベクトル制御系システム構成図。
ベクトル制御系システム構成図。
2次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成図。
2次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成図。
2次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成図。
2次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成図。
2次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成図。
の2次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成図。
の2次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成図。
の2次抵抗変動補償付ベクトル制御系システム構成図。
の構成図。
Claims (8)
- 【請求項1】 3相2重巻線電動機の第1,第2巻線を
それぞれ駆動する第1,第2のインバータと、第1,第
2のインバータをそれぞれ制御する第1,第2の制御回
路とを有し、 各制御回路は、 励磁指令値IO*,トルク指令値IT*と、この励磁指令
値およびトルク指令値をそれぞれ巻線の多重数2で割っ
たd,q軸電流指令値i1d*,i1q*および回転子周
波数に滑り周波数を加えて得た電源周波数ωを取り込ん
でd,q軸電圧設定値V1d*,V1q*を演算する非干
渉電圧演算部と、 d,q軸電流指令値と検出値との偏差それぞれPI演算
するd,q軸電流制御部と、 非干渉電圧演算部からのd,q軸電圧設定値に電流制御
部から出力されるd,q軸電圧誤差をそれぞれ加算した
d,q軸電圧を電圧指令としてインバータのゲートを制
御するPWM回路とを有し、 前記非干渉電圧演算部は、次式 【数1】 を演算することを特徴とする3相多重巻線電動機の制御
方法。 - 【請求項2】 3相N重巻線電動機の第1ないし第N巻
線をそれぞれ駆動する第1ないし第Nのインバータと、
第1ないし第Nのインバータをそれぞれ制御する第1な
いし第Nの制御回路とを有し、 各制御回路は、 励磁指令値IO*,トルク指令値IT*と、この励磁指令
値およびトルク指令値をそれぞれ巻線の多重数Nで割っ
たd,q軸電流指令値i1d*,i1q*および回転子周
波数に滑り周波数を加えて得た電源周波数ωを取り込ん
でd,q軸電圧設定値V1d*,V1q*を演算する非干
渉電圧演算部と、 d,q軸電流指令値と検出値との偏差それぞれPI演算
するd,q軸電流制御部と、 非干渉電圧演算部からのd,q軸電圧設定値に電流制御
部から出力されるd,q軸電圧誤差をそれぞれ加算した
d,q軸電圧を電圧指令としてインバータのゲートを制
御するPWM回路とを有し、 前記非干渉電圧演算部は、次式 【数2】 を演算することを特徴とする3相多重巻線電動機の制御
方法。 - 【請求項3】 3相2重巻線電動機の第1,第2巻線を
それぞれ駆動する第1,第2のインバータと、第1,第
2のインバータをそれぞれ制御する第1,第2の制御回
路とを有し、 各制御回路は、 励磁指令値IO*,トルク指令値IT*と、この励磁指令
値およびトルク指令値をそれぞれ巻線の多重数2で割っ
たd,q軸電流指令値i1d*,i1q*および回転子周
波数に滑り周波数を加えて得た電源周波数ωを取り込ん
でd,q軸電圧設定値V1d*,V1q*を演算する非干
渉電圧演算部と、 d,q軸電流指令値と検出値との偏差それぞれPI演算
するd,q軸電流制御部と、 非干渉電圧演算部からのd,q軸電圧設定値に電流制御
部から出力されるd,q軸電圧誤差をそれぞれ加算した
d,q軸電圧を電圧指令としてインバータのゲートを制
御するPWM回路とを有し、 前記非干渉電圧演算部は、次式 【数3】 を演算することを特徴とする3相多重巻線電動機の制御
方法。 - 【請求項4】 3相N重巻線電動機の第1ないし第N巻
線をそれぞれ駆動する第1ないし第Nのインバータと、
第1ないし第Nのインバータをそれぞれ制御する第1な
いし第Nの制御回路とを有し、 各制御回路は、 励磁指令値IO*,トルク指令値IT*と、この励磁指令
値およびトルク指令値をそれぞれ巻線の多重数Nで割っ
たd,q軸電流指令値i1d*,i1q*および回転子周
波数に滑り周波数を加えて得た電源周波数ωを取り込ん
でd,q軸電圧V1d*,V1q*を演算する非干渉電圧
演算部と、 d,q軸電流指令値と検出値との偏差それぞれPI演算
するd,q軸電流制御部と、 非干渉電圧演算部からのd,q軸電圧設定値に電流制御
部から出力されるd,q軸電圧誤差をそれぞれ加算した
d,q軸電圧を電圧指令としてインバータのゲートを制
御するPWM回路とを有し、 前記非干渉電圧演算部は、次式 【数4】 を演算することを特徴とする3相多重巻線電動機の制御
方法。 - 【請求項5】 請求項1ないし4のいずれか1つにおい
て、 2次抵抗変化によるd軸電圧変動分を0に設定し、これ
と前記d軸電圧誤差との偏差をPI演算し、PI演算さ
れた2次抵抗変化率を滑り周波数に掛け、その値を更に
滑り周波数に加えて前記回転子周波数に加算する滑り周
波数を制御することにより、2次抵抗補償することを特
徴とする多重巻線電動機の制御方法。 - 【請求項6】 請求項1ないし4のいずれか1つにおい
て、 2次抵抗変化によるq軸電圧変動分を0に設定し、これ
と前記q軸電圧誤差との偏差をPI演算し、PI演算さ
れた2次抵抗変化率を滑り周波数に掛け、その値を更に
滑り周波数に加えて前記回転子周波数に加算する滑り周
波数を制御することにより、2次抵抗補償することを特
徴とする多重巻線電動機の制御方法。 - 【請求項7】 請求項1ないし4のいずれか1つにおい
て、 前記d,q軸電圧誤差から電圧誤差の絶対値を算出し、 2次抵抗変化による電圧変動分をOに設定し、これと算
出した電圧誤差の絶対値との偏差をPI演算し、PI演
算された2次抵抗変化率を滑り周波数に掛け、その値を
更に滑り周波数に加えて前記回転子周波数に加算する滑
り周波数を制御することにより、2次抵抗補償すること
を特徴とする多重巻線電動機の制御方法。 - 【請求項8】 請求項1ないし4のいずれか1つにおい
て、 前記d,q軸電流指令値からd,q軸と1次電流座標軸
であるΥ,δ軸との位相角を算出し、 さらにこの位相角と前記d,q軸変動分電圧誤差からδ
軸電圧誤差を算出し、2次抵抗変化による電圧変動分を
0に設定し、これと算出したδ軸電圧誤差との偏差をP
I演算し、PI演算された2次抵抗変化率を滑り周波数
に掛け、その値を更に滑り周波数に加えて前記回転子周
波数に加算する滑り周波数を制御することにより、2次
抵抗補償することを特徴とする多重巻線電動機の制御方
法。
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