JPH05347644A - データ復調装置 - Google Patents
データ復調装置Info
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- JPH05347644A JPH05347644A JP5019138A JP1913893A JPH05347644A JP H05347644 A JPH05347644 A JP H05347644A JP 5019138 A JP5019138 A JP 5019138A JP 1913893 A JP1913893 A JP 1913893A JP H05347644 A JPH05347644 A JP H05347644A
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Abstract
ずれ補正を行うDPSK信号のデータ復調装置を提供す
る。 【構成】データ復調装置は、位相検出手段101と遅延
手段102と位相差検出手段103とでπ/4QPSK
信号rをN相のクロック信号clkに同期して遅延検波
した位相差信号p3を生じ、この位相差信号p3を判定
手段104によって判定データd1に再生する。判定誤
差2乗手段112は、位相差信号p3と判定データd1
から判定誤差eaを求める。信号処理手段107A等
が、この判定誤差eaに基づいて、判定データd1の適
切なサンプリング位相s1を計算する。サンプリング手
段111は、サンプリング位相s1のタイミングで判定
データd1をサンプリングし、シンボル同期のとれた復
調データd2を得る。
Description
PSK)された受信信号からディジタルデータを再生す
るデータ復調装置に関し、特にM(Mは正整数)チャネ
ル多重時分割多重接続(TDMA)方式のディジタル自
動車電話システム用無線通信に好適な全ディジタル回路
化されたデータ復調装置に関する。
車電話システムでは、無線基地局と移動機との通信にお
いて、DPSK信号の一つであるπ/4シフトQPSK
(以下、π/4QPSK)信号による送受信を推奨して
いる(例えば「ディジタル自動車電話システム標準規
格」,RCR STD−27A,Jan.1992,電
波システム開発センター発行)。DPSK信号用のデー
タ復調器は、適切なシンボル同期をとるとともに受信信
号の周波数ずれ(周波数オフセットともいう)を補正し
て復調データの誤り率を改善する必要がある。また、T
DMA方式用のデータ復調装置においては、バースト信
号の迅速なシンボル同期引き込みおよび周波数ずれ補正
を行うとともに連続受信時には耐雑音性等を考慮した上
記シンボル同期および周波数ずれ補正を行う必要があ
る。
つが、文献(41st IEEEVEHICULAR
TECHNOLOGY CONFERENCE,pp6
52〜pp656,May 1991および電子情報通
信学会技術研究報告,RCS89−64,1990年3
月)に発表されている。このACT(Adapt−iv
e Carrier Tracking)を使用するデ
ータ復調装置は、小型化および低電力消費が要求される
移動機用に開発されており、受信した中間周波数帯のπ
/4QPSK信号の位相と基準信号の位相とを比較して
π/4QPSK信号の位相を検出し、この検出位相を直
接ディジタル数値で出力する。データ復調装置は、この
ディジタル数値化された検出位相をLSI化の可能なデ
ィジタル回路で復調処理し、4値の符号判定データを得
ている。
回路,AFC回路および位相周波数制御回路により上記
基準信号の周波数と位相とを互いに独立に制御して、π
/4QPSK信号のキャリア位相回転を1シンボル毎に
補正している。このデータ復調装置は、基準信号に対す
るπ/4QPSK信号の周波数ずれを位相検出の基準位
相とを互いに独立に制御するので、TDMA信号のよう
なバースト信号にも迅速に応答するが、シンボル同期の
最適化機能を持たない。また、このデータ復調装置は、
上記ACT回路,AFC回路および位相周波数制御回路
というやや複雑な位相および周波数の制御回路を必要と
する。
は、LSI化および無調整化の容易な全ディジタル回路
化された差分符号化位相変調信号のデータ復調装置を提
供することにある。
信に適するデータ復調装置を提供することにある。
ボル同期位相を最適に調整する手段を有するデータ復調
装置を提供することにある。
ずれを補正する手段を有するデータ復調装置を提供する
ことにある。
手段および周波数ずれ補正手段を簡単な構成で実現する
データ復調装置を提供することにある。
位相の設定量および上記周波数ずれの補正量を受信信号
の状態に応じて柔軟に変えることのできるデータ復調装
置を提供することにある。
置は、DPSK変調されたTDMA信号を縦続に接続さ
れた位相検出手段と遅延手段と位相差検出手段とで遅延
検波してN相のクロック信号に同期した位相差信号を生
じる。この位相差信号が判定手段によって判定データに
再生される。
調装置は、上記判定データをN相のサンプリング位相の
うちの最適位相によってサンプリングしてシンボル同期
をとった復調データを得る。このデータ復調装置は上記
最適サンプリング位相の求め方に特徴がある。第1のサ
ンプリング位相計算手段は、上記位相差信号と判定デー
タとの差に基ずく判定誤差信号を上記N相のクロック信
号の入力ごとに所定の期間加算し、この加算されたN個
の判定誤差信号のうちから最小値を示す信号に対応する
クロック信号の位相を上記サンプリング位相とする。第
2のサンプリング位相計算手段はTDMA信号の受信状
態に応じて上記判定誤差信号の加算方法に重み付けをす
る。その一つは先行するTDMAバーストにより得られ
ているサンプリング位相と新しく得たサンプリング位相
とを加重平均して正規のサンプリング位相とする。
タ復調装置は、上記位相差検出手段と上記判定手段との
間に上記位相差信号から補正値を減算して受信信号の周
波数ずれによる上記位相差信号の直流オフセットをなく
する減算手段を配置している。このデータ復調装置は上
記補正値の求め方に特徴がある。第1の補正値計算手段
は、上記位相差信号と判定データとの差に基ずく判定誤
差信号の一定の期間内の平均値を計算し、この平均値を
上記補正値とする。第2の補正値計算手段は、TDMA
信号の受信状態に応じて上記補正値の計算方法に重み付
けをする。その一つは先行するバーストにより得られた
補正値を上記判補正値の計算に際して加味する。
る。
であり、図2は図1の実施例における位相差信号p3,
判定データd1および判定誤差の2乗値eaの値を示す
図である。また、図3は図1の実施例の信号タイミング
チャート図である。
このデータ復調装置は、TDMA方式用のディジタル自
動車電話システムの基地局装置に含まれる。この基地局
装置は、MチャネルのTDMA信号を送信する送信装置
(図示せず)と、複数の移動機(図示せず)からMチャ
ネルのTDMA信号のうちの指定チャネルで送信された
800MHz帯のπ/4QPSK信号を受信する受信装
置(図示せず)と、上記送信装置および受信装置を制御
する制御装置(図示せず)とを含む。上記受信装置の高
周波部(図示せず)は、受信したπ/4QPSK信号を
中間周波数(例えば455kHz)帯の受信信号rに変
換する。データ復調装置は、このπ/4QPSK変調さ
れた受信信号rを入力端子100に受ける。
構成され、公知の位相検出手段101と遅延手段102
と位相差検出手段103と判定手段104と受信信号r
の中心周波数のK(Kは正整数)倍にほぼ等しい周波数
の基準信号frを生じる基準信号発生手段105とを含
む。位相検出手段101は、入力端子100からの受信
信号rを論理レベルに波形整形し、この波形整形された
受信信号rのゼロクロス点と基準信号frをK分周した
信号の位相とを比較して受信信号rの位相を検出する。
位相検出手段101は、さらに、この検出位相をタイミ
ング発生回路106AからのN(Nは正整数)相のクロ
ック信号clk,即ちc1,…,cNにより受信信号r
の1シンボル(周期Ts)当りN回サンプリングし、こ
のサンプリングされた検出位相を受信信号rの位相信号
p1とする。即ち、位相検出手段101は、受信信号r
と基準信号frとクロック信号clkとに応答して1シ
ンボル当りN個の位相信号p1をパラレル形式の数値デ
ータで出力する。なお、位相検出手段101による受信
信号rの位相検出精度は2π/Kラジアンになる。
遅延手段102に供給され、遅延手段102は位相信号
p1を1シンボル遅延させた遅延位相信号p2を生じ
る。位相差検出手段103が、位相信号p1から遅延位
相信号p2を減算して位相差信号p3を生じる(p3=
p1−p2)。位相差信号p3は、1シンボル前の位相
信号p1(遅延位相信号p2)と新たに受信した位相信
号p1との差であり、即ちπ/4QPSK変調された受
信信号rを遅延検波した信号である。判定手段104
は、位相差信号p3を予め定めた値と比較して2列4値
信号の判定データd1を生じる(図2参照)。即ち、判
定手段104は、位相差信号p3が(−π〜−π/
2),(−π/2〜0),(0〜π/2)および(π/
2〜π)の4範囲のいずれに属するかを判定し、その範
囲対応の判定データd1,即ち(1,1),(1,
0),(0,0)または(0,1)を生じる。ここで、
判定データd1は、受信信号rの1シンボル当りN個生
じている。
明を行う。ここで、タイミング発生手段106は、上記
基地局装置の制御装置から受信TDMAチャネル(フレ
ーム)の切替ごと(時刻t2およびt6)にフレーム信
号fを受け、このフレーム信号fに同期したチャネル番
号指示信号ch,クロック信号clk,クリア信号cl
rおよびサンプリング信号loadを生じる(図3参
照)。即ち、タイミング発生手段106は、TDMAチ
ャネルの切替時刻t2およびt6を起点としてクロック
信号clkを、フレーム信号fの受信と同時にチャネル
番号指示信号chを、特定のTDMAチャネルの受信タ
イミング(時刻t1およびt5)の最後にサンプリング
信号loadを、またサンプリング信号発生直後(時刻
t2およびt6)にクリア信号clrをそれぞれ生じ
る。
て図1の実施例の動作を説明する。この場合には、タイ
ミング発生手段106は、チャネル番号指示信号chを
作成せず、サンプリング信号loadおよびクリア信号
clrを所定の周期,ここでは受信信号rがMチャネル
TDMA信号のときと同じフレーム周期Tfで発生す
る。
信号p3と判定データd1とに応答して判定誤差の2乗
値eaを生じる(図2参照)。すなわちち、判定データ
d1(1,1),(1,0),(0,0)および(0,
1)にそれぞれ対応する判定位相−3π/4,−π/
4,π/4および3π/4ラジアンと位相信号p3の表
わす位相との差の2乗値eaが図2に示す対応関係をも
って手段112の出力に得られる。なお、受信信号rが
π/2シフトBPSK信号の場合には、判定手段104
は、位相差信号p3が(−π〜0)および(0〜π)の
2範囲のいずれに属するかを判定し、その範囲対応の判
定データd1,即ち(1)または(0)を生じる。従っ
て、π/2シフトBPSK信号の判定データd1に対応
する判定位相は、それぞれ−π/2およびπ/2ラジア
ンになる。
113−Nの各各は、対応する相のクロック信号c1,
…,cNの入力ごとに判定誤差の2乗値eaを加算して
判定誤差の和ea1,…,eaNをそれぞれ生じ、クリ
ア信号clrの入力により判定誤差の和ea1,…,e
aNをそれぞれクリアする。判定誤差の和ea1,…,
eaNの各々は2乗誤差レジスタ115−1,…,11
5−Nにそれぞれ格納される。2乗誤差レジスタ115
−1,…,115−Nの各各は、サンプリング信号lo
adのタイミング(時刻t1)で判定誤差の和ea1,
…,eaNをそれぞれサンプリングし、サンプリングさ
れた判定誤差の和es1,…,esNを信号処理手段1
07Aにそれぞれ供給する。なお、2乗誤差加算手段1
13−1,…,113−Nの各各の生じるデータはクロ
ック信号clkの各相における判定誤差(p1−d1)
に基づく値であればよい。従って、判定誤差2乗手段1
12は、判定誤差(p1−d1)の絶対値を生じる判定
誤差検出手段に置換してもよい。
誤差の和es1,…,esNと上記制御装置からの受信
情報infとに応答し、後述のサンプリング位相計算手
法によってサンプリング位相信号s1を計算する。この
サンプリング位相信号s1は、サンプリング手段111
においてクロック信号clkの選択された相で判定デー
タd1をサンプリングさせる指示情報であり、クロック
信号clkの相番号を示す信号である。信号処理手段1
07Aはサンプリング位相信号s1をサンプリング位相
レジスタ114−1に書き込む。サンプリング手段11
1は、クロック信号clkとサンプリング位相レジスタ
114−1からのサンプリング位相信号s1に指示され
たタイミング(位相)で判定データd1をサンプリング
し、シンボル同期位相を最適化調整したシンボルレート
の復調データd2を出力端子200に生じる。なお、図
3のTDMAチャネル「1」では、位相レジスタ114
−1には「2」が書き込まれているので、復調データd
2のシンボル同期タイミングがクロック信号clkの第
2相(時刻t3およびt4)になっている。
号rがチャネル数MのTDMA信号であるときの実施例
の動作を説明する。
ータ復調装置は、チャネル数Mに対応するM個のサンプ
リング位相レジスタ114−1,…,114−Mを備え
ている。信号処理手段107Aは、受信TDMAチャネ
ル(jチャネルとする。jは1からMまでの整数)の受
信終了タイミングごとに読み出した判定誤差の和es
1,…,esNと受信情報infとに応答してサンプリ
ング位相信号sjを計算し、このサンプリング位相信号
sjをjチャネル用のサンプリング位相レジスタ114
−jに書き込む。つまり、サンプリング位相レジスタ1
14−1,…,114−Mの各各は対応するTDMAチ
ャネルのサンプリング位相信号s1,…,sMをそれぞ
れ書き込む。サンプリング手段111は、チャネル番号
指示信号chの指示チャネルに対応するサンプリング位
相信号sjとクロック信号clkに指示されたサンプリ
ングタイミングで判定データd1をサンプリングする。
なお、図3のTDMAチャネル「1」では、位相レジス
タ114−1に「2」が書き込まれている場合の復調デ
ータd2のシンボル同期タイミング(時刻t3およびt
4)を示しており、チャネル「2」では位相レジスタ1
14−Nに「N」が書き込まれている場合の復調データ
d2のシンボル同期タイミング(時刻t7)を示してい
る。
107Aの詳細ブロック図である。
の入出力手段202が2乗誤差レジタ115−1,…,
115−Nの各々から各TDMAチャネルの終了ごとに
判定誤差の和es1,…,esNをそれぞれ読み出す。
これら判定誤差の和es1,…,esNの各各は、デー
タRAM204に備えられたN×M個の判定誤差記憶メ
モリ205に別々に記憶される。マイクロプロセッサ
(CPU)201は、これら判定誤差の和es1,…,
esNの各各に応答して各TDMAチャネルごとの最適
サンプリング位相信号sjを求め、このサンプリング位
相信号sjを入出力手段202を介して対応するTDM
Aチャネルのサンプリング位相レジスタ114−jに書
き込む。なお、CPU203はプログラムROM203
の格納するプログラムに従って動作する。
号sjを計算する手法の一つは、バースト状の受信信号
r(バースト信号)の受信開始時に素早くシンボル同期
引き込みを達成したい場合に適する。2乗誤差レジスタ
115−1,…,115−Nの各各が判定誤差の和es
1,…,esNをそれぞれサンプルすると、信号処理手
段107Aは、これら判定誤差の和es1,…,esN
を読み出して判定誤差の和の最小値esiを求める。こ
の最小値esiを与える2乗誤差レジスタ115−i用
のクロック信号clkのタイミング,つまり第i相のク
ロック信号ciの位相を判定データd1の最適サンプリ
ング位相とする。この最適サンプリング位相信号siの
計算手法は、TDMAチャネルが一つでも複数でも同様
に適用できる。
の別の一つは、受信信号rがTDMA信号の場合に適す
る。つまり、同一チャネルTDMA信号の相隣るバース
ト信号間では最適なサンプリング位相信号siのずれが
非常に少ないという事実に基づく。信号処理手段107
Aは、判定誤差の和es1,…,esNのサンプルごと
に全く新規に最適サンプリング位相信号siを求めるの
ではなく、過去のサンプリング位相値siと新たに計算
したサンプリング位相信号siとの加重平均を取って新
しいサンプリング位相信号siを求める。即ち、信号処
理手段107Aは、(1)式に従って1からN相までの
加重平均判定誤差wesiをそれぞれ計算し、この加重
平均判定誤差wesiの最小値を与える2乗誤差レジス
タ115−iのクロック信号ciの位相を新たなサンプ
リング位相信号siとする。
+(判定誤差記憶メモリ205の格納値)×(1−
w)} …(1) 但し、0≦加重係数w≦1である。
係数wが大きいほどシンボル同期の引き込みが早くな
る。従って、あるチャネルの受信信号rの受信開始直後
には加重係数wの値を大きくしておき、引き込み完了後
には受信信号rに重畳した雑音による揺らぎを抑えるた
めに加重係数wを小さな値に変更する。また、受信信号
rの受信がないときには2乗誤差メモリ205をクリア
して置き、受信信号rの受信が始まるときには2乗誤差
レジスタ115−iの値だけでサンプリング位相信号s
iを決定する。この結果、このデータ復調装置は、短い
プリアンブルのバースト信号rのシンボル同期位相引き
込みを早くしている。CPU201は上記制御装置から
受ける上述の受信信号rの受信状態を知らせる受信情報
infとプログラムROM203のソフトウェアプログ
ラムとに応答して加重係数wを変化させる。なお、受信
信号rの瞬断により2乗誤差メモリ205がクリアされ
るのは好ましくないので、信号処理手段107Aには、
受信信号rの瞬断時に2乗誤差メモリ205のクリアを
防止し、サンプリング位相信号siの急変を防止する保
護手段が必要である。
を利用できる。即ち、上記受信装置が、受信するπ/4
QPSK信号の受信電界強度を検出し、この受信電界強
度が所定のレベルを越えていると上記制御装置を介して
受信情報infを信号処理手段107に供給する。ま
た、受信信号rが同期信号を含む場合には、公知の同期
信号検出手段が、上記同期信号を検出すると、受信情報
infを送信する。さらに受信信号rが誤り検出符号化
されている場合には、上記受信装置の誤り検出手段が、
上記誤り検出符号を検出すると、受信情報infを送信
する。さらに、上記無線装置が通信手順を持つ場合に
は、上記制御装置が、予め期待された信号を検出する
と、受信情報infを送信する。上述のとおり、信号受
信中か否かを判断する手段は多数あるので、上記無線装
置はこのデータ復調装置に適する手段を用いて受信情報
infを信号処理手段107Aに供給することができ
る。
作の一つを示すフローチャートである。
第2のサンプリング位相計算手法を示している。CPU
201は、あるTDMAチャネルの受信終了時刻(Mチ
ャネルの場合はt1)に2乗誤差レジスタ115−1,
…,115−Nから判定誤差es1,…,esNをそれ
ぞれ読み出す(ステップ11)。CPU201は、これ
ら判定誤差es1,…,esNに対応する判定誤差記憶
メモリ205(Mチャネルの場合は、M−1,…,M−
N)の内容を読み出し、(1)式に従って加重平均判定
誤差wes1,…,wesNをそれぞれ計算し、これら
加重平均判定誤差wes1,…,wesNを判定誤差記
憶メモリ205(M−1,…,M−N)に格納する(ス
テップ12)。CPU201は、つぎに加重平均判定誤
差wes1,…,wesNの最小値に対応するサンプリ
ング位相信号si(Mチャネルの場合はsM)を求める
(ステップ13)。最後に、CPU201は、求められ
たサンプリング位相信号siをサンプリング位相レジス
タ114−j(Mチャネルの場合は114−M)に格納
する(ステップ14)。このサンプリング位相計算フロ
ーはTDMA信号の各チャネルごとに繰り返される。
グ手段111の詳細ブロック図である。
111のセレクタ253は、M個のサンプリング位相信
号s1,…,sMのうちのいずれかをチャネル番号指示
信号chの指定によって選ぶ。TDMA信号のチャネル
は、1からMまでの繰り返しであるので、セレクタ25
3はチャネル番号指示信号chの入力されるごとにモジ
ュロ(modulo)Mに従う次のチャネル(jチャネ
ルとする)のサンプリング位相信号sjを選択する。こ
のサンプリング信号sjがセレクタ252の制御信号に
なる。セレクタ252は、N個のクロック信号clk
(c1,…,cN)のうちのいずれかを、ここではci
をサンプリング位相信号sjの指示する相番号iによっ
て選択する。サンプリング回路251は、最適なサンプ
リング位相として選ばれたクロック信号ciの位相で判
定データd1をサンプリングし、シンボルレートの復調
データd2を生じる。
装置は、全ディジタル回路化されているのでLSI化お
よび無調整化が容易である。また、TDMA信号のチャ
ネルごとにシンボル同期位相ciを最適化するので、各
チャネルごとに最も誤り率の少ない復調データd2を得
ることができる。また、このデータ復調装置は、受信信
号rの受信内容に応じて判定データd1のサンプリング
位相信号siの設定手法を柔軟に変えるので、バースト
信号の受信開始時には素早いシンボル同期引き込みを達
成するとともに同一TDMAチャネルの連続受信に対し
ては受信信号rの雑音が大きくても誤りの少ないデータ
再生を実現することができる。
ック図である。
示したこの発明のもう一つの実施例のデータ復調装置
は、図1の実施例と同様に、入力端子100からπ/4
QPSK変調された受信信号rを受ける位相検出手段1
01と遅延手段102と位相差検出手段103と判定デ
ータd1を出力端子200に生じる判定手段104と基
準信号frを生じる基準発振器105とタイミング発生
手段106とを含む。このデータ復調装置は位相差検出
手段103と判定手段104との間には減算手段121
をさらに含み、図1の実施例とほぼ同様の信号処理手段
107Bを含む。信号処理手段107Bは、信号処理手
段107Aとは同じ構成要素を有するが、後述するとお
り信号処理内容が異なる。
1/Kと異なる(受信信号rに「周波数ずれ」がある)
と、位相差信号p3は直流オフセットを持つ信号とな
る。この直流オフセットのある位相差信号p3を判定手
段104に直接に供給すると、判定手段104は直流オ
フセットに起因する誤りの多い判定データd1を生じ
る。そこで、減算手段121は、位相差信号p3から周
波数ずれの補正値prを減算し、周波数ずれに起因する
直流オフセットを除去した位補正位相差信号p4を生じ
る。この補正位相差信号p4が判定手段104に供給さ
れ、判定手段104は上記周波数ずれに起因するデータ
誤りを低減した判定データd1を生じる。
信号p4,判定データd1および判定誤差ebの値を示
す図である。
122は、補正位相差信号p4と判定データd1とに応
答して判定誤差ebを生じる。即ち、判定データd1
(1,1),(1,0),(0,0)および(0,1)
にそれぞれ対応する判定位相は、−3π/4,−π/
4,π/4および3π/4ラジアンである。
ャート図である。
加算手段124は、シンボルレートのN倍,つまりN相
のクロック信号clkの入力ごとに判定誤差ebを加算
して判定誤差の和eb1を生じ、各TDMAチャネルの
受信開始前のタイミング(「1」チャネルは時刻t2,
「2」チャネルは時刻t6)でクリア信号clrに応答
して判定誤差の和eb1をクリアする。判定誤差ebの
加算期間は、1TDMAフレーム期間(期間Tf)であ
る。なお、受信信号rに正しくシンボル同期したクロッ
ク信号clkが得られる場合には、判定誤差加算手段1
24は、シンボル周期に等しい周期のクロック信号cl
k(つまりN=1)で判定誤差ebを加算しても十分な
周波数ずれ推定精度を保つことができる。
26に供給され、判定誤差レジスタ126はサンプリン
グ信号loadのタイミング(時刻t1およびt2))
で判定誤差の和eb1をサンプリングし、サンプリング
された判定誤差の和eb2をそれぞれ信号処理手段10
7Bに供給する。
誤差の和es3と受信情報infとに応答し、受信信号
rの各TDMAチャネルごとに周波数ずれの補正値pr
1,…,prMを後述のとおりそれぞれ計算し、これら
補正値pr1,…,prMを対応する補正レジスタ12
5−1,…,125−Mにそれぞれ書き込む。セレクタ
123は、チャネル番号指示信号chの指示するチャネ
ルjの補正レジスタ125−jを選択し、補正レジスタ
125−jに格納されている補正値prjを補正値pr
として減算手段121に供給する。即ち、図9を参照す
ると、セレクタ123は、「M」チャネルを受信するタ
イミング(時刻t2まで)では補正値pr=prMを減
算手段121に供給し、「1」チャネルを受信するタイ
ミング(時刻t2ないしt5)では補正値pr=pr1
を減算手段121に供給している。セレクタ123によ
る補正値prの切替は瞬時に行うことができるので、こ
のデータ復調装置は、TDMAチャネルごとに周波数ず
れの異なる受信信号rのチャネル切替時においても、周
波数ずれの補正を直ちに行うことができる。このような
補正値prの迅速な切替は、上記RCS STD−27
Aによるディジタル自動車電話システム(ビットレート
42kbps,M=3)のように、数10マイクロ秒の
うちに補正値prを変える必要のあるデータ復調装置に
は特に効果的である。
いて、補正値pr1,…,prMの迅速な設定に適する
第1の補正値計算手法を説明する。
タ126が判定誤差の和eb2をサンプリングするごと
に、この判定誤差の和eb2を読み出し、一定期間ごと
に,ここではTDMA信号の1フレーム期間Tfごとに
このチャネル(jチャネルとする)の判定誤差ebの平
均値prjを求める。1フレーム期間TfがHシンボル
で構成されていると、判定誤差ebの加算回数はN×H
回であり、平均値prjは(2)式で表わされる。な
お、信号処理手段107BはデータRAM204内に判
定誤差の和eb2を各チャネルごとに格納するM個の判
定誤差記憶メモリ205を有する。
rjは、位相差信号p4の直流オフセット量を表わして
おり、例えば、チャネルMでこの平均値prjが得られ
るならば、現在設定されているMチャネルの補正値pr
Mは平均値prjだけ適切な補正値からずれていること
になる。従って、信号処理手段107Bは、(3)式の
とおり、Mチャネル用の補正レジスタ125−Mの格納
している補正値prMにこの平均値prjを加算し、こ
の加算値を新たな補正値prMとして補正レジスタ12
5−Mに書き込む。
ば、以降のTDMAチャネルMでは補正位相差信号p4
は直流オフセットを持たなくなり、Mチャネルにおいて
は周波数ずれの影響が除去される。
ル)のTDMA信号に対する周波数ずれ補正に適する第
2の補正値計算手法を説明する。
の受信信号rの中心周波数変動は相隣るバースト間で非
常に小さいと考えられる場合が多い。このような場合に
は、バーストごとにまったく新規な周波数ずれ補正値p
rを求めるのではなく、制限された修正量で補正値pr
を変化させると受信信号rの雑音が多いときの周波数ず
れの揺れ検出量を低減させることができると考えられ
る。従って、この補正値計算手法では、(4)式のとお
り(Mチャネルの場合)、補正値prを加重係数vで重
み付けして計算する。
る。
vの値が大きいほど周波数ずれ補正期間が短かくなる。
従って、バースト信号rの受信開始直後には加重係数v
の値を大きくしておき、補正値prMが所定の値より小
さくなる周波数ずれ補正完了後には受信機雑音による補
正値prMの揺らぎを抑えるために加重係数vを小さな
値に変更する。特に、最初のバースト信号rの受信時に
は加重係数vを1とする(第1の補正値計算手法と同
じ)ことで直ちに周波数ずれを補正できる。受信信号r
の受信中か否かは、図1の実施例で説明した方法と全く
同じ方法で判断してよく、制御装置から信号処理手段1
07Bに供給される受信情報infにより判断する。な
お、受信信号rの瞬断により判定誤差メモリ205がク
リアされるのは好ましくないので、信号処理手段107
Bには、受信信号rの瞬断時に判定誤差メモリ205の
クリアを防止して補正値prの急変を防止する保護手段
が必要である。
動作の一つを示すフローチャートである。
たフローチャートは第2の補正値計算手法を示してい
る。信号処理手段107Bは、MチャネルTDMA信号
の終了時刻t1に判定誤差レジスタ126から判定誤差
の和eb2を読み出す(ステップ21)。ついで、信号
処理手段107Bは、判定誤差eb2に対応するチャネ
ルMの補正値PrMを補正レジスタ125−Mから読み
出し、読み出した補正値prMと判定誤差の和eb2と
受信情報infに応答して作成した時間的に変化する加
重係数v(またはv1)とを用い、(4)式に従って新
たな補正値prMを計算する(ステップ22)。最後
に、信号処理手段107Bは新たな補正値prMを補正
レジスタ125−Mに格納する(ステップ23)。上述
のフローは、TDMA信号の各チャネル受信ごとに繰り
返される。
装置も全ディジタル回路化されているのでLSI化およ
び無調整化が容易である。また、TDMAチャネルごと
に瞬時に周波数ずれの補正を行うので、各チャネルごと
に最も誤り率の少ない復調データd2を得ることができ
る。また、この周波数ずれ補正の時定数を受信信号rの
受信状態に応じて柔軟に変えることができ、バースト信
号rの受信開始時には素早くしかも連続受信時には耐雑
音性に優れた周波数ずれ補正を行うことができる。
装置は、シンボル同期回路または周波数ずれ補正回路を
含む全回路をディジタル回路で構成しているので、LS
I回路化および無調整化が容易である。また、このデー
タ復調装置は、シンボル同期の位相調整パラメータおよ
び周波数ずれ補正の補正パラメータの設定を信号処理手
段により加重係数の時間的変更を含む複数の計算手法に
より受信信号の受信状態に応じて柔軟に変化させるの
で、各TDMAチャネルごとに上記シンボル同期および
周波数ずれを迅速に定常受信状態に引き込むだけでな
く、定常受信状態では雑音が多くても誤り率少なく復調
データを再生できるという特徴がある。
ータd1および判定誤差の2乗値eaの値を示す図であ
る。
る。
詳細ブロック図である。
すフローチャートである。
の詳細ブロック図である。
る。
定データd1および判定誤差ebの値を示す図である。
る。
示すフローチャートである。
Claims (36)
- 【請求項1】 差分符号化位相変調された受信信号の位
相と前記受信信号の中心周波数にほぼ等しい基準信号の
位相とを比較して前記受信信号の位相を検出し前記受信
信号のシンボル周期をN(Nは正整数)相に分割したク
ロック信号の供給ごとに検出された前記受信信号の位相
をサンプリングしてパラレル信号形式の位相信号とする
位相検出手段と、前記位相信号に前記シンボル周期に等
しい長さの遅延を与えて遅延位相信号を生じる遅延手段
と、前記位相信号から前記遅延位相信号を減算して位相
差信号を生じる位相差検出手段と、前記位相差信号に応
答して前記位相差信号の位相判定結果である判定データ
を生じる判定手段とを備えるデータ復調装置において、 前記データ復調装置が、前記位相差信号と前記判定デー
タとに応答して前記位相差信号の位相と前記判定データ
の判定位相との差に基づく判定誤差を計算する判定誤差
計算手段と、対応する相の前記クロック信号の供給ごと
に前記判定誤差を加算して判定誤差の和を生じるととも
にクリア信号を受けて前記判定誤差の和をクリアするN
個の判定誤差加算手段と、サンプリング信号の供給ごと
に対応する前記判定誤差加算手段からの前記判定誤差の
和をそれぞれ記憶するN個の判定誤差レジスタと、サン
プリング位相信号を格納するサンプリング位相レジスタ
と、前記クロック信号および前記サンプリング位相信号
の指示する位相で前記判定データをサンプリングしてシ
ンボルレートの復調データを生じるサンプリング手段
と、前記N個の判定誤差レジスタの各各から前記判定誤
差の和をそれぞれ読み出す読み出し手段,これら判定誤
差の和の各各に応答して前記サンプリング位相信号を所
定の計算手法により計算するサンプリング位相計算手段
および前記サンプリング位相信号を前記サンプリング位
相レジスタに格納する格納手段を含む信号処理手段とを
さらに備えることを特徴とするデータ復調装置。 - 【請求項2】 前記受信信号が、π/4シフトQPSK
変調されていることを特徴とする請求項1記載のデータ
復調装置。 - 【請求項3】 前記判定誤差計算手段が、前記位相差信
号の位相と前記判定データの判定位相との差を2乗して
前記判定誤差を生じる判定誤差2乗手段であることを特
徴とする請求項1記載のデータ復調装置。 - 【請求項4】 前記判定誤差計算手段が、前記位相差信
号の位相と前記判定データの判定位相との差の絶対値を
計算して前記判定誤差を生じる絶対値計算手段であるこ
とを特徴とする請求項1記載のデータ復調装置。 - 【請求項5】 前記クロック信号と前記サンプリング信
号と前記クリア信号とを生じるタイミング信号発生手段
をさらに備えることを特徴とする請求項1記載のデータ
復調装置。 - 【請求項6】 前記信号処理手段が、所定の周期でN個
の前記判定誤差レジスタの各各から前記判定誤差の和を
それぞれ読み出すとともに前記サンプリング位相信号を
前記サンプリング位相レジスタに書き込む入出力手段
と、読み出されたN個の前記判定誤差の和に応答して前
記クロック信号のいずれかの相を前記サンプリング位相
信号として前記入出力手段に送る計算手段とを備えるこ
とを特徴とする請求項1記載のデータ復調装置。 - 【請求項7】 前記計算手段が、最小値を示す前記判定
誤差の和に対応する前記クロック信号の相を前記サンプ
リング位相信号とすることを特徴とする請求項6記載の
データ復調装置。 - 【請求項8】 前記入出力手段が、前記受信信号の受信
状態を示す受信情報をさらに受け、前記計算手段が、前
記受信情報にさらに応答して前記受信情報に応じた加重
係数で前記判定誤差の和を補正しこの補正判定誤差の和
の最小値を示す前記クロック信号の相を前記サンプリン
グ位相信号とすることを特徴とする請求項7記載のデー
タ復調装置。 - 【請求項9】 前記補正判定誤差の和が、先行する加算
期間の前記判定誤差の和と新しく加算した前記判定誤差
の和との加重平均であることを特徴とする請求項8記載
のデータ復調装置。 - 【請求項10】 前記サンプリング手段が、前記チャネ
ル番号指示信号に制御されて前記サンプリング位相信号
の一つを選択する第1のセレクタと、 前記第1のセレ
クタからの前記サンプリング位相信号に制御されて前記
N相のクロック信号の一つを選択する第2のセレクタ
と、前記第2のセレクタの選択するクロック信号で前記
判定データをサンプリングしてシンボルレートの前記復
調データを生じるサンプリング回路とを含むことを特徴
とする請求項7記載のデータ復調装置。 - 【請求項11】 π/4シフトQPSK変調された受信
信号を受け前記受信信号の位相と前記受信信号の中心周
波数にほぼ等しい基準信号の位相とを比較して前記受信
信号の位相を検出し前記受信信号のシンボル周期をN
(Nは正整数)相に分割したクロック信号の供給ごとに
検出された前記受信信号の位相をサンプリングしてパラ
レル信号形式の位相信号とする位相検出手段と、前記位
相信号に前記シンボル周期に等しい長さの遅延を与えて
遅延位相信号を生じる遅延手段と、前記位相信号から前
記遅延位相信号を減算して位相差信号を生じる位相差検
出手段と、前記位相差信号に応答して前記位相差信号の
位相判定結果である判定データを生じる判定手段とを備
えるデータ復調装置において、 前記データ復調装置が、サンプリング信号とクリア信号
と前記クロック信号とを生じるタイミング信号発生手段
と、前記位相差信号の位相と前記判定データの判定位相
との差を2乗して判定誤差の2乗値を生じる判定誤差2
乗手段と、対応する相の前記クロック信号の供給ごとに
前記判定誤差の2乗値を加算して判定誤差の2乗値の和
を生じるとともに前記クリア信号を受けて前記判定誤差
の2乗値の和をクリアするN個の判定誤差加算手段と、
サンプリング信号の供給ごとに対応する前記判定誤差加
算手段からの前記判定誤差の和をそれぞれ記憶するN個
の判定誤差レジスタと、サンプリング位相信号を格納す
るサンプリング位相レジスタと、前記クロック信号およ
び前記サンプリング位相信号の指示する位相で前記判定
データをサンプリングしてシンボルレートの復調データ
を生じるサンプリング手段と、所定の周期でN個の前記
判定誤差レジスタの各各から前記判定誤差の2乗値の和
をそれぞれ読み出すとともに前記サンプリング位相信号
を前記サンプリング位相レジスタに書き込む入出力手段
および読み出されたN個の前記判定誤差の2乗値の和の
うちの最小値を示す前記判定誤差の2乗の和に対応する
前記クロック信号の相を前記サンプリング位相信号とし
て前記入出力手段に送る計算手段を含む信号処理手段と
をさらに備えることを特徴とするデータ復調装置。 - 【請求項12】 π/4シフトQPSK変調された受信
信号を受け前記受信信号の位相と前記受信信号の中心周
波数にほぼ等しい基準信号の位相とを比較して前記受信
信号の位相を検出し前記受信信号のシンボル周期をN
(Nは正整数)相に分割したクロック信号の供給ごとに
検出された前記受信信号の位相をサンプリングしてパラ
レル信号形式の位相信号とする位相検出手段と、前記位
相信号に前記シンボル周期に等しい遅延を与えて遅延位
相信号を生じる遅延手段と、前記位相信号から前記遅延
位相信号を減算して位相差信号を生じる位相差検出手段
と、前記位相差信号に応答して前記位相差信号の位相判
定結果である判定データを生じる判定手段とを備えるデ
ータ復調装置において、 前記データ復調装置が、サンプリング信号とクリア信号
と前記クロック信号とを生じるタイミング信号発生手段
と、前記位相差信号の位相と前記判定データの判定位相
との差を2乗して判定誤差の2乗値を生じる判定誤差2
乗手段と、対応する相の前記クロック信号の供給ごとに
前記判定誤差の2乗値を加算して判定誤差の2乗値の和
を生じるとともに前記クリア信号を受けて前記判定誤差
の2乗値の和をクリアするN個の判定誤差加算手段と、
サンプリング信号の供給ごとに対応する前記判定誤差加
算手段からの前記判定誤差の和をそれぞれ記憶するN個
の判定誤差レジスタと、サンプリング位相信号を格納す
るサンプリング位相レジスタと、前記クロック信号およ
び前記サンプリング位相信号の指示する位相で前記判定
データをサンプリングしてシンボルレートの復調データ
を生じるサンプリング手段と、所定の周期でN個の前記
判定誤差レジスタの各各から前記判定誤差の2乗値の和
をそれぞれ読み出すとともに前記受信信号の受信状態を
示す受信情報を受ける入力手段,前記サンプリング位相
信号を前記サンプリング位相レジスタに書き込む出力手
段,読み出したN個の前記判定誤差の2乗の和と先行す
る加算期間のN個の前記判定誤差の2乗の和とを加重平
均した加重平均判定誤差をそれぞれ計算する加重平均判
定誤差計算手段およびこの加重平均判定誤差の和の最小
値を示す前記クロック信号の相を前記サンプリング位相
信号として前記出力手段に送る計算手段を含む信号処理
手段とをさらに備えることを特徴とするデータ復調装
置。 - 【請求項13】 差分符号化位相変調された受信信号の
位相と前記受信信号の中心周波数にほぼ等しい基準信号
の位相とを比較して前記受信信号の位相を検出し前記受
信信号のシンボル周期をN(Nは正整数)相に分割した
クロック信号の供給ごとに検出された前記受信信号の位
相をサンプリングしてパラレル信号形式の位相信号とす
る位相検出手段と、前記位相信号を1シンボル遅延して
遅延位相信号を生じる遅延手段と、前記位相信号から前
記遅延位相信号を減算して位相差信号を生じる位相差検
出手段と、前記位相差信号に応答して前記位相差信号の
位相判定結果である判定データを生じる判定手段とを備
えるデータ復調装置において、 前記受信信号が、M(Mは正整数)チャネルTDMA信
号であり、 前記データ復調装置が、前記位相差信号と前記判定デー
タとに応答して前記位相差信号の位相と前記判定データ
の判定位相との差に基づく判定誤差を計算する判定誤差
計算手段と、対応する相の前記クロック信号の供給ごと
に前記判定誤差を加算して判定誤差の和を生じるととも
にクリア信号を受けて前記判定誤差の和をクリアするN
個の判定誤差加算手段と、サンプリング信号の供給ごと
に対応する前記判定誤差加算手段からの前記判定誤差の
和をそれぞれ記憶するN個の判定誤差レジスタと、サン
プリング位相信号を前記チャネルごとに格納するM個の
サンプリング位相レジスタと、前記クロック信号,M個
の前記サンプリング位相信号およびチャネル番号指示信
号の指示する位相で前記判定データをサンプリングして
シンボルレートの復調データを生じるサンプリング手段
と、前記N個の判定誤差レジスタの各各から前記判定誤
差の和を前記チャネルごとにそれぞれ読み出す読み出し
手段,これら判定誤差の和の各各に応答してチャネルご
との前記サンプリング位相信号を所定の計算手法により
計算するサンプリング位相計算手段および前記サンプリ
ング位相信号の各々を前記M個のサンプリング位相レジ
スタにそれぞれ格納する格納手段を含む信号処理手段と
をさらに備えることを特徴とするデータ復調装置。 - 【請求項14】 前記受信信号が、π/4シフトQPS
K変調されていることを特徴とする請求項13記載のデ
ータ復調装置。 - 【請求項15】 前記判定誤差計算手段が、前記位相差
信号の位相と前記判定データの判定位相との差を2乗し
て前記判定誤差を生じる判定誤差2乗手段であることを
特徴とする請求項13記載のデータ復調装置。 - 【請求項16】 前記判定誤差計算手段が、前記位相差
信号の位相と前記判定データの判定位相との差の絶対値
を計算して前記判定誤差を生じる絶対値計算手段である
ことを特徴とする請求項13記載のデータ復調装置。 - 【請求項17】 前記受信信号のTDMAチャネル切替
を知らせるフレーム信号を受けこのフレーム信号に同期
した前記クロック信号と前記サンプリング信号と前記ク
リア信号と前記チャネル番号指示信号とを生じるタイミ
ング信号発生手段をさらに備えることを特徴とする請求
項13記載のデータ復調装置。 - 【請求項18】 前記サンプリング信号が、前記受信信
号の各TDMAチャネルの受信終了直前に作成され、 前記クリア信号が、前記サンプリング信号の作成から前
記フレーム信号の受信までの間に作成され、 前記チャネル番号指示信号が、前記フレーム信号の受信
と同時に作成されることを特徴とする請求項17記載の
データ復調装置。 - 【請求項19】 前記信号処理手段が、前記サンプリン
グ信号の供給ごとにN個の前記判定誤差レジスタの各各
から前記判定誤差の和をそれぞれ読み出すとともに前記
サンプリング位相信号を対応するチャネルの前記サンプ
リング位相レジスタに書き込む入出力手段と、読み出さ
れたN個の前記判定誤差の和に応答して前記クロック信
号のいずれかの相を前記サンプリング位相信号として前
記入出力手段に送る計算手段とを備えることを特徴とす
る請求項18記載のデータ復調装置。 - 【請求項20】 前記サンプリング位相計算手段が、最
小値を示す前記判定誤差の和に対応する前記クロック信
号の相を前記サンプリング位相信号とすることを特徴と
する請求項18記載のデータ復調装置。 - 【請求項21】 前記入出力手段が、前記受信信号の受
信状態を示す受信情報をさらに受け、 前記計算手段が、前記受信情報にさらに応答して前記受
信情報に応じた加重係数で前記判定誤差の和を補正しこ
の補正判定誤差の和の最小値を示す前記クロック信号の
相を前記サンプリング位相信号とすることを特徴とする
請求項18記載のデータ復調装置。 - 【請求項22】 前記補正判定誤差の和が、先行する加
算期間の前記判定誤差の和と新しく加算した前記判定誤
差の和との加重平均であることを特徴とする請求項18
記載のデータ復調装置。 - 【請求項23】 π/4シフトQPSK変調された受信
信号を受け前記受信信号の位相と前記受信信号の中心周
波数にほぼ等しい基準信号の位相とを比較して前記受信
信号の位相を検出し前記受信信号のシンボル周期をN
(Nは正整数)相に分割したクロック信号の供給ごとに
検出された前記受信信号の位相をサンプリングしてパラ
レル信号形式の位相信号とする位相検出手段と、前記位
相信号に前記シンボル周期に等しい長さの遅延を与えて
遅延位相信号を生じる遅延手段と、前記位相信号から前
記遅延位相信号を減算して位相差信号を生じる位相差検
出手段と、前記位相差信号に応答して前記位相差信号の
位相判定結果である判定データを生じる判定手段とを備
えるデータ復調装置において、 前記受信信号が、M(Mは正整数)チャネルTDMA信
号であり、 前記データ復調装置が、前記受信信号のTDMAフレー
ム切替を知らせるフレーム信号を受けこのフレーム信号
に同期した前記クロック信号と前記TDMAフレームの
受信終了直前に作成するサンプリング信号と前記サンプ
リング信号の作成から前記フレーム信号の受信までの間
に作成するクリア信号と前記フレーム信号の受信と同時
に作成するチャネル番号指示信号とを生じるタイミング
信号発生手段と、前記位相差信号の位相と前記判定デー
タの判定位相との差を2乗して判定誤差の2乗値を生じ
る判定誤差2乗手段と、対応する相の前記クロック信号
の供給ごとに前記判定誤差の2乗値を加算して判定誤差
の2乗値の和を生じるとともに前記クリア信号を受けて
前記判定誤差の2乗値の和をクリアするN個の判定誤差
加算手段と、サンプリング信号の供給ごとに対応する前
記判定誤差加算手段からの前記判定誤差の和をそれぞれ
記憶するN個の判定誤差レジスタと、サンプリング位相
信号を前記チャネルごとに格納するM個のサンプリング
位相レジスタと、前記クロック信号,M個の前記サンプ
リング位相信号および前記チャネル番号指示信号の指示
する位相で前記判定データをサンプリングしてシンボル
レートの復調データを生じるサンプリング手段と、前記
サプリング信号の発生タイミングでN個の前記判定誤差
レジスタの各各から前記判定誤差の2乗値の和をそれぞ
れ読み出すとともに前記サンプリング位相信号を対応す
るチャネルの前記サンプリング位相レジスタに書き込む
入出力手段および読み出されたN個の前記判定誤差の2
乗値の和のうちの最小値を示す前記判定誤差の2乗の和
に対応する前記クロック信号の相を前記サンプリング位
相信号として前記入出力手段に送る計算手段を含む信号
処理手段とをさらに備えることを特徴とするデータ復調
装置。 - 【請求項24】 π/4シフトQPSK変調された受信
信号を受け前記受信信号の位相と前記受信信号の中心周
波数にほぼ等しい基準信号の位相とを比較して前記受信
信号の位相を検出し前記受信信号のシンボル周期をN
(Nは正整数)相に分割したクロック信号の供給ごとに
検出された前記受信信号の位相をサンプリングしてパラ
レル信号形式の位相信号とする位相検出手段と、前記位
相信号に前記シンボル周期に等しい遅延を与えて遅延位
相信号を生じる遅延手段と、前記位相信号から前記遅延
位相信号を減算して位相差信号を生じる位相差検出手段
と、前記位相差信号に応答して前記位相差信号の位相判
定結果である判定データを生じる判定手段とを備えるデ
ータ復調装置において、 前記受信信号が、M(Mは正整数)チャネルTDMA信
号であり、 前記データ復調装置が、前記受信信号のTDMAフレー
ム切替を知らせるフレーム信号を受けこのフレーム信号
に同期した前記クロック信号と前記TDMAフレームの
受信終了直前に作成するサンプリング信号と前記サンプ
リング信号の作成から前記フレーム信号の受信までの間
に作成するクリア信号と前記フレーム信号の受信と同時
に作成するチャネル番号指示信号とを生じるタイミング
信号発生手段と、前記位相差信号の位相と前記判定デー
タの判定位相との差を2乗して判定誤差の2乗値を生じ
る判定誤差2乗手段と、対応する相の前記クロック信号
の供給ごとに前記判定誤差の2乗値を加算して判定誤差
の2乗値の和を生じるとともに前記クリア信号を受けて
前記判定誤差の2乗値の和をクリアするN個の判定誤差
加算手段と、サンプリング信号の供給ごとに対応する前
記判定誤差加算手段からの前記判定誤差の和をそれぞれ
記憶するN個の判定誤差レジスタと、サンプリング位相
信号を前記チャネルごとに格納するM個のサンプリング
位相レジスタと、前記クロック信号,M個の前記サンプ
リング位相信号および前記チャネル番号指示信号の指示
する位相で前記判定データをサンプリングしてシンボル
レートの復調データを生じるサンプリング手段と、前記
サンプリング信号の発生タイミングでN個の前記判定誤
差レジスタの各各から前記判定誤差の2乗値の和をそれ
ぞれ読み出すとともに前記受信信号の受信状態を示す受
信情報を受ける入力手段,前記サンプリング位相信号を
対応するチャネルの前記サンプリング位相レジスタに書
き込む出力手段,読み出したN個の前記判定誤差の2乗
の和と先行する加算期間のN個の前記判定誤差の2乗の
和とを前記受信情報に応じた加重係数で加重平均した加
重平均判定誤差をそれぞれ計算する加重平均判定誤差計
算手段,この加重平均判定誤差の和の最小値を示す前記
クロック信号の相を前記サンプリング位相信号として前
記出力手段に送る格納手段とを含む信号処理手段とをさ
らに備えることを特徴とするデータ復調装置。 - 【請求項25】 差分符号化位相変調されたMチャネル
TDMA方式の受信信号の位相と前記受信信号の中心周
波数にほぼ等しい基準信号の位相とを比較して前記受信
信号の位相を検出し前記受信信号のシンボル周期をN
(Nは正整数)相に分割したクロック信号の供給ごとに
検出された前記受信信号の位相をサンプリングしてパラ
レル信号形式の位相信号とする位相検出手段と、前記位
相信号に前記シンボル周期に等しい長さの遅延を与えて
遅延位相信号を生じる遅延手段と、前記位相信号から前
記遅延位相信号を減算して位相差信号を生じる位相差検
出手段と、前記位相差信号に応答して前記位相差信号の
位相判定結果である判定データを生じる判定手段とを備
えるデータ復調装置において、 前記データ復調装置が、前記位相差検出手段と前記判定
手段との間に挿入され前記位相差検出手段の生じる位相
差信号からこの位相差信号の直流オフセットを補正する
補正値で減算しこの補正された位相差信号を前記判定手
段に供給する減算手段と、前記減算手段からの位相差信
号と前記判定データとに応答して前記位相差信号の位相
と前記判定データの判定位相との差を検出する判定誤差
検出手段と、チャネル番号指示信号の供給される周期で
前記判定誤差を前記クロック信号の供給ごとに加算して
判定誤差の和を生じるとともにクリア信号を受けて前記
判定誤差の和をクリアする判定誤差加算手段と、供給さ
れるサンプリング信号のタイミングで前記判定誤差の和
をサンプリングして前記判定誤差の和を記憶する判定誤
差レジスタと、前記受信信号のTDMAチャネルごとに
対応する前記補正値を格納するM個の補正レジスタと、
チャネル番号指示信号の指示に従って前記M個の補正レ
ジスタの一つから前記補正値を選択するセレクタと、前
記判定誤差レジスタから前記判定誤差の和を読み出す読
み出し手段,この読み出された判定誤差の和に応答して
前記TDMAチャネルごとに前記補正値を計算する計算
手段およびこれらの補正値を対応するチャネルの前記補
正レジスタに格納する補正値格納手段を含む信号処理手
段とをさらに備えることを特徴とするデータ復調装置。 - 【請求項26】 前記受信信号が、π/4シフトPSK
変調されていることを特徴とする請求項記載25のデー
タ復調装置。 - 【請求項27】 前記受信信号のTDMAチャネル切替
を知らせるフレーム信号を受けこのフレーム信号に同期
した前記クロック信号と前記サンプリング信号と前記ク
リア信号と前記チャネル番号指示信号とを生じるタイミ
ング信号発生手段をさらに備えることを特徴とする請求
項25記載のデータ復調装置。 - 【請求項28】 前記サンプリング信号が、前記受信信
号の各TDMAチャネルの受信終了直前に作成され、 前記クリア信号が、前記サンプリング信号の作成から前
記フレーム信号の受信までの間に作成され、 前記チャネル番号指示信号が、前記フレーム信号の受信
と同時に作成されることを特徴とする請求項27記載の
データ復調装置。 - 【請求項29】 前記信号処理手段が、前記サンプリン
グ信号のタイミングで前記判定誤差レジスタから前記判
定誤差の和を読み出すとともに前記補正値の各各を対応
するチャネルの前記補正レジスタにそれぞれ書き込む入
出力手段および読み出された前記判定誤差の和に応答し
て前記TDMAチャネルごとに前記補正値を計算しこれ
らの補正値を前記入出力手段に出力する補正値計算手段
を含むことを特徴とする請求項28記載のデータ復調装
置。 - 【請求項30】 前記計算手段が、所定期間ごとおよび
前記TDMAチャネルごとに前記判定誤差の和の平均値
を計算し対応するチャネルの前記補正レジスタに格納さ
れている前記補正値に前記平均値を加算して新たな補正
値とすることを特徴とする請求項27記載のデータ復調
装置。 - 【請求項31】 前記所定期間が、前記TDMA信号の
1フレーム期間であることを特徴とする請求項30記載
のデータ復調装置。 - 【請求項32】 前記入出力手段が、前記受信信号の受
信状態を示す受信情報をさらに受け、 前記計算手段が、前記受信情報に応答して前記受信情報
に応じた加重係数で前記平均値を補正しこの補正された
平均値を前記補正値に加算して新たな補正値とすること
を特徴とする請求項30記載のデータ復調装置。 - 【請求項33】 前記計算手段が、前記受信信号の最初
のバースト受信を示す前記受信情報を受ける場合には補
正のない前記平均値を計算し、 同一TDMAチャネルの受信を示す前記受信情報を受け
る場合には前記加重係数で補正された前記平均値を計算
することを特徴とする請求項32記載のデータ復調装
置。 - 【請求項34】 π/4シフトQPSK変調されたMチ
ャネルTDMA方式の受信信号の位相と前記受信信号の
中心周波数にほぼ等しい基準信号の位相とを比較して前
記受信信号の位相を検出し前記受信信号のシンボル周期
をN(Nは正整数)相に分割したクロック信号の供給ご
とに検出された前記受信信号の位相をサンプリングして
パラレル信号形式の位相信号とする位相検出手段と、前
記位相信号に前記シンボル周期に等しい長さの遅延を与
えて遅延位相信号を生じる遅延手段と、前記位相信号か
ら前記遅延位相信号を減算して位相差信号を生じる位相
差検出手段と、前記位相差信号に応答して前記位相差信
号の位相判定結果である判定データを生じる判定手段と
を備えるデータ復調装置において、 前記データ復調装置が、前記受信信号のTDMAチャネ
ル切替を知らせるフレーム信号を受けこのフレーム信号
に同期した前記クロック信号と前記TDMAチャネルの
受信終了直前に作成するサンプリング信号と前記サンプ
リング信号の作成から前記フレーム信号の受信までの間
に作成するクリア信号と前記フレーム信号の受信と同時
に作成するチャネル番号指示信号とを生じるタイミング
信号発生手段と、前記位相差検出手段と前記判定手段と
の間に挿入され前記位相差検出手段の生じる位相差信号
からこの位相差信号の直流オフセットを補正する補正値
で減算しこの補正された位相差信号を前記判定手段に供
給する減算手段と、前記減算手段からの位相差信号と前
記判定データとに応答して前記位相差信号の位相と前記
判定データの判定位相との差を検出する判定誤差検出手
段と、前記チャネル番号指示信号の供給される周期で前
記判定誤差を前記クロック信号の供給ごとに加算して判
定誤差の和を生じるとともに前記クリア信号を受けて前
記判定誤差の和をクリアする判定誤差加算手段と、前記
サンプリング信号の供給ごとに前記判定誤差の和をサン
プリングして前記判定誤差の和を記憶する判定誤差レジ
スタと、前記受信信号のTDMAチャネルごとに対応す
る前記補正値を格納するM個の補正レジスタと、前記チ
ャネル番号指示信号の指示に従って前記M個の補正レジ
スタの一つから前記補正値を選択するセレクタと、前記
判定誤差レジスタから前記判定誤差の和を読み出す読み
出し手段,この読み出された判定誤差の和に応答して前
記TDMA信号の1フレーム期間ごとに前記判定誤差の
和の平均値を計算し対応するTDMAチャネルの前記補
正レジスタに格納されている前記補正値に前記平均値を
加算して新たな補正値とする計算手段およびこれらの補
正値を対応するチャネルの前記補正レジスタに格納する
補正値格納手段を含む信号処理手段とをさらに備えるこ
とを特徴とするデータ復調装置。 - 【請求項35】 π/4シフトQPSK変調されたMチ
ャネルTDMA方式の受信信号の位相と前記受信信号の
中心周波数にほぼ等しい基準信号の位相とを比較して前
記受信信号の位相を検出し前記受信信号のシンボル周期
をN(Nは正整数)相に分割したクロック信号の供給ご
とに検出された前記受信信号の位相をサンプリングして
パラレル信号形式の位相信号とする位相検出手段と、前
記位相信号に前記シンボル周期に等しい長さの遅延を与
えて遅延位相信号を生じる遅延手段と、前記位相信号か
ら前記遅延位相信号を減算して位相差信号を生じる位相
差検出手段と、 前記位相差信号に応答して前記位相差
信号の位相判定結果である判定データを生じる判定手段
とを備えるデータ復調装置において、 前記データ復調装置が、前記受信信号のTDMAチャネ
ル切替を知らせるフレーム信号を受けこのフレーム信号
に同期した前記クロック信号と前記TDMAチャネルの
受信終了直前に作成するサンプリング信号と前記サンプ
リング信号の作成から前記フレーム信号の受信までの間
に作成するクリア信号と前記フレーム信号の受信と同時
に作成するチャネル番号指示信号とを生じるタイミング
信号発生手段と、前記位相差検出手段と前記判定手段と
の間に挿入され前記位相差検出手段の生じる位相差信号
からこの位相差信号の直流オフセットを補正する補正値
で減算しこの補正された位相差信号を前記判定手段に供
給する減算手段と、前記減算手段からの位相差信号と前
記判定データとに応答して前記位相差信号の位相と前記
判定データの判定位相との差を検出する判定誤差検出手
段と、前記チャネル番号指示信号の供給される周期で前
記判定誤差を前記クロック信号の供給ごとに加算して判
定誤差の和を生じるとともに前記クリア信号を受けて前
記判定誤差の和をクリアする判定誤差加算手段と、前記
サンプリング信号の供給ごとに前記判定誤差の和をサン
プリングして前記判定誤差の和を記憶する判定誤差レジ
スタと、前記受信信号のTDMAチャネルごとに対応す
る前記補正値を格納するM個の補正レジスタと、前記チ
ャネル番号指示信号の指示に従って前記M個の補正レジ
スタの一つから前記補正値を選択するセレクタと、前記
判定誤差レジスタから前記判定誤差の和を読み出すとと
もに前記受信信号の受信状態を示す受信情報を受ける読
み出し手段,前記TDMA信号の1フレーム期間ごとに
読み出された前記判定誤差の和の平均値を前記受信情報
に応じた加重係数で補正して計算しこの平均値を対応す
るTDMAチャネルの前記補正レジスタに格納されてい
る前記補正値に加算して新たな補正値とする計算手段お
よびこれらの補正値を対応するチャネルの前記補正レジ
スタに格納する補正値格納手段を含む信号処理手段とを
備えることを特徴とするデータ復調装置。 - 【請求項36】 前記計算手段が、前記受信信号の最初
のバースト信号受信を示す前記受信情報を受ける場合に
は補正のない前記平均値を計算し、 同一TDMAチャネルの受信を示す前記受信情報を受け
る場合には前記加重係数で補正された前記平均値を計算
することを特徴とする請求項35記載のデータ復調装
置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4-41683 | 1992-02-27 | ||
JP4168392 | 1992-02-27 | ||
JP4169892 | 1992-02-27 | ||
JP4-41698 | 1992-02-27 | ||
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Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JPH05347644A true JPH05347644A (ja) | 1993-12-27 |
JP3146715B2 JP3146715B2 (ja) | 2001-03-19 |
Family
ID=27282512
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3146715B2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100431716B1 (ko) * | 2001-09-29 | 2004-05-17 | 주식회사 버카나와이어리스코리아 | 지연 동기 루프를 이용한 디지털 주파수 편이 복조기 및복조 방법 |
KR100826248B1 (ko) * | 2006-11-22 | 2008-04-29 | 삼성전자주식회사 | 위상 검출을 이용한 복조 방법 및 그 장치 |
US8228970B2 (en) | 2007-06-26 | 2012-07-24 | Nihon Dempa Kogyo Co., Ltd | Signal processing device and wireless apparatus |
-
1993
- 1993-02-08 JP JP01913893A patent/JP3146715B2/ja not_active Expired - Fee Related
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KR100826248B1 (ko) * | 2006-11-22 | 2008-04-29 | 삼성전자주식회사 | 위상 검출을 이용한 복조 방법 및 그 장치 |
US8228970B2 (en) | 2007-06-26 | 2012-07-24 | Nihon Dempa Kogyo Co., Ltd | Signal processing device and wireless apparatus |
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---|---|
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