JP3146715B2

JP3146715B2 - データ復調装置

Info

Publication number: JP3146715B2
Application number: JP01913893A
Authority: JP
Inventors: 俊文佐藤; 隆行柴田; 英雄大村
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1992-02-27
Filing date: 1993-02-08
Publication date: 2001-03-19
Anticipated expiration: 2016-03-19
Also published as: JPH05347644A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は差分符号化位相変調（Ｄ
ＰＳＫ）された受信信号からディジタルデータを再生す
るデータ復調装置に関し、特にＭ（Ｍは正整数）チャネ
ル多重時分割多重接続（ＴＤＭＡ）方式のディジタル自
動車電話システム用無線通信に好適な全ディジタル回路
化されたデータ復調装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】フェージングの存在するディジタル自動
車電話システムでは、無線基地局と移動機との通信にお
いて、ＤＰＳＫ信号の一つであるπ／４シフトＱＰＳＫ
（以下、π／４ＱＰＳＫ）信号による送受信を推奨して
いる（例えば「ディジタル自動車電話システム標準規
格」，ＲＣＲＳＴＤ−２７Ａ，Ｊａｎ．１９９２，電
波システム開発センター発行）。ＤＰＳＫ信号用のデー
タ復調器は、適切なシンボル同期をとるとともに受信信
号の周波数ずれ（周波数オフセットともいう）を補正し
て復調データの誤り率を改善する必要がある。また、Ｔ
ＤＭＡ方式用のデータ復調装置においては、バースト信
号の迅速なシンボル同期引き込みおよび周波数ずれ補正
を行うとともに連続受信時には耐雑音性等を考慮した上
記シンボル同期および周波数ずれ補正を行う必要があ
る。

【０００３】上述の課題を考慮したデータ復調装置の一
つが、文献（４１ｓｔＩＥＥＥＶＥＨＩＣＵＬＡＲ
ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹＣＯＮＦＥＲＥＮＣＥ，ｐｐ６
５２〜ｐｐ６５６，Ｍａｙ１９９１および電子情報通
信学会技術研究報告，ＲＣＳ８９−６４，１９９０年３
月）に発表されている。このＡＣＴ（Ａｄａｐｔ−ｉｖ
ｅＣａｒｒｉｅｒＴｒａｃｋｉｎｇ）を使用するデ
ータ復調装置は、小型化および低電力消費が要求される
移動機用に開発されており、受信した中間周波数帯のπ
／４ＱＰＳＫ信号の位相と基準信号の位相とを比較して
π／４ＱＰＳＫ信号の位相を検出し、この検出位相を直
接ディジタル数値で出力する。データ復調装置は、この
ディジタル数値化された検出位相をＬＳＩ化の可能なデ
ィジタル回路で復調処理し、４値の符号判定データを得
ている。

【０００４】上記ＡＣＴ型のデータ復調装置は、ＡＣＴ
回路，ＡＦＣ回路および位相周波数制御回路により上記
基準信号の周波数と位相とを互いに独立に制御して、π
／４ＱＰＳＫ信号のキャリア位相回転を１シンボル毎に
補正している。このデータ復調装置は、基準信号に対す
るπ／４ＱＰＳＫ信号の周波数ずれを位相検出の基準位
相とを互いに独立に制御するので、ＴＤＭＡ信号のよう
なバースト信号にも迅速に応答するが、シンボル同期の
最適化機能を持たない。また、このデータ復調装置は、
上記ＡＣＴ回路，ＡＦＣ回路および位相周波数制御回路
というやや複雑な位相および周波数の制御回路を必要と
する。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】本発明の第１の目的
は、ＬＳＩ化および無調整化の容易な全ディジタル回路
化された差分符号化位相変調信号のデータ復調装置を提
供することにある。

【０００６】本発明の第２の目的は、ＴＤＭＡ信号の受
信に適するデータ復調装置を提供することにある。

【０００７】本発明の第３の目的は、復調データのシン
ボル同期位相を最適に調整する手段を有するデータ復調
装置を提供することにある。

【０００８】本発明の第４の目的は、受信信号の周波数
ずれを補正する手段を有するデータ復調装置を提供する
ことにある。

【０００９】本発明の第５の目的は、上記シンボル同期
手段および周波数ずれ補正手段を簡単な構成で実現する
データ復調装置を提供することにある。

【００１０】本発明の第６の目的は、上記シンボル同期
位相の設定量および上記周波数ずれの補正量を受信信号
の状態に応じて柔軟に変えることのできるデータ復調装
置を提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】この発明のデータ復調装
置は、ＤＰＳＫ変調されたＴＤＭＡ信号を縦続に接続さ
れた位相検出手段と遅延手段と位相差検出手段とで遅延
検波してＮ相のクロック信号に同期した位相差信号を生
じる。この位相差信号が判定手段によって判定データに
再生される。

【００１２】一つの実施の態様において、このデータ復
調装置は、上記判定データをＮ相のサンプリング位相の
うちの最適位相によってサンプリングしてシンボル同期
をとった復調データを得る。このデータ復調装置は上記
最適サンプリング位相の求め方に特徴がある。第１のサ
ンプリング位相計算手段は、上記位相差信号と判定デー
タとの差に基ずく判定誤差信号を上記Ｎ相のクロック信
号の入力ごとに所定の期間加算し、この加算されたＮ個
の判定誤差信号のうちから最小値を示す信号に対応する
クロック信号の位相を上記サンプリング位相とする。第
２のサンプリング位相計算手段はＴＤＭＡ信号の受信状
態に応じて上記判定誤差信号の加算方法に重み付けをす
る。その一つは先行するＴＤＭＡバーストにより得られ
ているサンプリング位相と新しく得たサンプリング位相
とを加重平均して正規のサンプリング位相とする。

【００１３】もう一つの実施の態様において、このデー
タ復調装置は、上記位相差検出手段と上記判定手段との
間に上記位相差信号から補正値を減算して受信信号の周
波数ずれによる上記位相差信号の直流オフセットをなく
する減算手段を配置している。このデータ復調装置は上
記補正値の求め方に特徴がある。第１の補正値計算手段
は、上記位相差信号と判定データとの差に基ずく判定誤
差信号の一定の期間内の平均値を計算し、この平均値を
上記補正値とする。第２の補正値計算手段は、ＴＤＭＡ
信号の受信状態に応じて上記補正値の計算方法に重み付
けをする。その一つは先行するバーストにより得られた
補正値を上記判補正値の計算に際して加味する。

【００１４】

【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。

【００１５】図１は本発明の実施例の一つのブロック図
であり、図２は図１の実施例における位相差信号ｐ３，
判定データｄ１および判定誤差の２乗値ｅａの値を示す
図である。また、図３は図１の実施例の信号タイミング
チャート図である。

【００１６】図１，図２および図３を併せ参照すると、
このデータ復調装置は、ＴＤＭＡ方式用のディジタル自
動車電話システムの基地局装置に含まれる。この基地局
装置は、ＭチャネルのＴＤＭＡ信号を送信する送信装置
（図示せず）と、複数の移動機（図示せず）からＭチャ
ネルのＴＤＭＡ信号のうちの指定チャネルで送信された
８００ＭＨｚ帯のπ／４ＱＰＳＫ信号を受信する受信装
置（図示せず）と、上記送信装置および受信装置を制御
する制御装置（図示せず）とを含む。上記受信装置の高
周波部（図示せず）は、受信したπ／４ＱＰＳＫ信号を
中間周波数（例えば４５５ｋＨｚ）帯の受信信号ｒに変
換する。データ復調装置は、このπ／４ＱＰＳＫ変調さ
れた受信信号ｒを入力端子１００に受ける。

【００１７】データ復調装置は、全てディジタル回路で
構成され、公知の位相検出手段１０１と遅延手段１０２
と位相差検出手段１０３と判定手段１０４と受信信号ｒ
の中心周波数のＫ（Ｋは正整数）倍にほぼ等しい周波数
の基準信号ｆｒを生じる基準信号発生手段１０５とを含
む。位相検出手段１０１は、入力端子１００からの受信
信号ｒを論理レベルに波形整形し、この波形整形された
受信信号ｒのゼロクロス点と基準信号ｆｒをＫ分周した
信号の位相とを比較して受信信号ｒの位相を検出する。
位相検出手段１０１は、さらに、この検出位相をタイミ
ング発生回路１０６ＡからのＮ（Ｎは正整数）相のクロ
ック信号ｃｌｋ，即ちｃ１，…，ｃＮにより受信信号ｒ
の１シンボル（周期Ｔｓ）当りＮ回サンプリングし、こ
のサンプリングされた検出位相を受信信号ｒの位相信号
ｐ１とする。即ち、位相検出手段１０１は、受信信号ｒ
と基準信号ｆｒとクロック信号ｃｌｋとに応答して１シ
ンボル当りＮ個の位相信号ｐ１をパラレル形式の数値デ
ータで出力する。なお、位相検出手段１０１による受信
信号ｒの位相検出精度は２π／Ｋラジアンになる。

【００１８】位相信号ｐ１はシフトレジスタ等を用いる
遅延手段１０２に供給され、遅延手段１０２は位相信号
ｐ１を１シンボル遅延させた遅延位相信号ｐ２を生じ
る。位相差検出手段１０３が、位相信号ｐ１から遅延位
相信号ｐ２を減算して位相差信号ｐ３を生じる（ｐ３＝
ｐ１−ｐ２）。位相差信号ｐ３は、１シンボル前の位相
信号ｐ１（遅延位相信号ｐ２）と新たに受信した位相信
号ｐ１との差であり、即ちπ／４ＱＰＳＫ変調された受
信信号ｒを遅延検波した信号である。判定手段１０４
は、位相差信号ｐ３を予め定めた値と比較して２列４値
信号の判定データｄ１を生じる（図２参照）。即ち、判
定手段１０４は、位相差信号ｐ３が（−π〜−π／
２），（−π／２〜０），（０〜π／２）および（π／
２〜π）の４範囲のいずれに属するかを判定し、その範
囲対応の判定データｄ１，即ち（１，１），（１，
０），（０，０）または（０，１）を生じる。ここで、
判定データｄ１は、受信信号ｒの１シンボル当りＮ個生
じている。

【００１９】以下、本実施例の特徴とする構成要素の説
明を行う。ここで、タイミング発生手段１０６は、上記
基地局装置の制御装置から受信ＴＤＭＡチャネル（フレ
ーム）の切替ごと（時刻ｔ２およびｔ６）にフレーム信
号ｆを受け、このフレーム信号ｆに同期したチャネル番
号指示信号ｃｈ，クロック信号ｃｌｋ，クリア信号ｃｌ
ｒおよびサンプリング信号ｌｏａｄを生じる（図３参
照）。即ち、タイミング発生手段１０６は、ＴＤＭＡチ
ャネルの切替時刻ｔ２およびｔ６を起点としてクロック
信号ｃｌｋを、フレーム信号ｆの受信と同時にチャネル
番号指示信号ｃｈを、特定のＴＤＭＡチャネルの受信タ
イミング（時刻ｔ１およびｔ５）の最後にサンプリング
信号ｌｏａｄを、またサンプリング信号発生直後（時刻
ｔ２およびｔ６）にクリア信号ｃｌｒをそれぞれ生じ
る。

【００２０】まず、受信信号ｒが連続信号の場合につい
て図１の実施例の動作を説明する。この場合には、タイ
ミング発生手段１０６は、チャネル番号指示信号ｃｈを
作成せず、サンプリング信号ｌｏａｄおよびクリア信号
ｃｌｒを所定の周期，ここでは受信信号ｒがＭチャネル
ＴＤＭＡ信号のときと同じフレーム周期Ｔｆで発生す
る。

【００２１】判定誤差２乗手段１１２は、Ｎ相の位相差
信号ｐ３と判定データｄ１とに応答して判定誤差の２乗
値ｅａを生じる（図２参照）。すなわちち、判定データ
ｄ１（１，１），（１，０），（０，０）および（０，
１）にそれぞれ対応する判定位相−３π／４，−π／
４，π／４および３π／４ラジアンと位相信号ｐ３の表
わす位相との差の２乗値ｅａが図２に示す対応関係をも
って手段１１２の出力に得られる。なお、受信信号ｒが
π／２シフトＢＰＳＫ信号の場合には、判定手段１０４
は、位相差信号ｐ３が（−π〜０）および（０〜π）の
２範囲のいずれに属するかを判定し、その範囲対応の判
定データｄ１，即ち（１）または（０）を生じる。従っ
て、π／２シフトＢＰＳＫ信号の判定データｄ１に対応
する判定位相は、それぞれ−π／２およびπ／２ラジア
ンになる。

【００２２】Ｎ個の２乗誤差加算手段１１３−１，…，
１１３−Ｎの各各は、対応する相のクロック信号ｃ１，
…，ｃＮの入力ごとに判定誤差の２乗値ｅａを加算して
判定誤差の和ｅａ１，…，ｅａＮをそれぞれ生じ、クリ
ア信号ｃｌｒの入力により判定誤差の和ｅａ１，…，ｅ
ａＮをそれぞれクリアする。判定誤差の和ｅａ１，…，
ｅａＮの各々は２乗誤差レジスタ１１５−１，…，１１
５−Ｎにそれぞれ格納される。２乗誤差レジスタ１１５
−１，…，１１５−Ｎの各各は、サンプリング信号ｌｏ
ａｄのタイミング（時刻ｔ１）で判定誤差の和ｅａ１，
…，ｅａＮをそれぞれサンプリングし、サンプリングさ
れた判定誤差の和ｅｓ１，…，ｅｓＮを信号処理手段１
０７Ａにそれぞれ供給する。なお、２乗誤差加算手段１
１３−１，…，１１３−Ｎの各各の生じるデータはクロ
ック信号ｃｌｋの各相における判定誤差（ｐ１−ｄ１）
に基づく値であればよい。従って、判定誤差２乗手段１
１２は、判定誤差（ｐ１−ｄ１）の絶対値を生じる判定
誤差検出手段に置換してもよい。

【００２３】信号処理手段１０７Ａは、読み出した判定
誤差の和ｅｓ１，…，ｅｓＮと上記制御装置からの受信
情報ｉｎｆとに応答し、後述のサンプリング位相計算手
法によってサンプリング位相信号ｓ１を計算する。この
サンプリング位相信号ｓ１は、サンプリング手段１１１
においてクロック信号ｃｌｋの選択された相で判定デー
タｄ１をサンプリングさせる指示情報であり、クロック
信号ｃｌｋの相番号を示す信号である。信号処理手段１
０７Ａはサンプリング位相信号ｓ１をサンプリング位相
レジスタ１１４−１に書き込む。サンプリング手段１１
１は、クロック信号ｃｌｋとサンプリング位相レジスタ
１１４−１からのサンプリング位相信号ｓ１に指示され
たタイミング（位相）で判定データｄ１をサンプリング
し、シンボル同期位相を最適化調整したシンボルレート
の復調データｄ２を出力端子２００に生じる。なお、図
３のＴＤＭＡチャネル「１」では、位相レジスタ１１４
−１には「２」が書き込まれているので、復調データｄ
２のシンボル同期タイミングがクロック信号ｃｌｋの第
２相（時刻ｔ３およびｔ４）になっている。

【００２４】図１ないし図３をさらに参照して、受信信
号ｒがチャネル数ＭのＴＤＭＡ信号であるときの実施例
の動作を説明する。

【００２５】チャネル数ＭのＴＤＭＡ信号を復調するデ
ータ復調装置は、チャネル数Ｍに対応するＭ個のサンプ
リング位相レジスタ１１４−１，…，１１４−Ｍを備え
ている。信号処理手段１０７Ａは、受信ＴＤＭＡチャネ
ル（ｊチャネルとする。ｊは１からＭまでの整数）の受
信終了タイミングごとに読み出した判定誤差の和ｅｓ
１，…，ｅｓＮと受信情報ｉｎｆとに応答してサンプリ
ング位相信号ｓｊを計算し、このサンプリング位相信号
ｓｊをｊチャネル用のサンプリング位相レジスタ１１４
−ｊに書き込む。つまり、サンプリング位相レジスタ１
１４−１，…，１１４−Ｍの各各は対応するＴＤＭＡチ
ャネルのサンプリング位相信号ｓ１，…，ｓＭをそれぞ
れ書き込む。サンプリング手段１１１は、チャネル番号
指示信号ｃｈの指示チャネルに対応するサンプリング位
相信号ｓｊとクロック信号ｃｌｋに指示されたサンプリ
ングタイミングで判定データｄ１をサンプリングする。
なお、図３のＴＤＭＡチャネル「１」では、位相レジス
タ１１４−１に「２」が書き込まれている場合の復調デ
ータｄ２のシンボル同期タイミング（時刻ｔ３およびｔ
４）を示しており、チャネル「２」では位相レジスタ１
１４−Ｎに「Ｎ」が書き込まれている場合の復調データ
ｄ２のシンボル同期タイミング（時刻ｔ７）を示してい
る。

【００２６】図４は図１の実施例における信号処理手段
１０７Ａの詳細ブロック図である。

【００２７】図４を参照すると、信号処理手段１０７Ａ
の入出力手段２０２が２乗誤差レジタ１１５−１，…，
１１５−Ｎの各々から各ＴＤＭＡチャネルの終了ごとに
判定誤差の和ｅｓ１，…，ｅｓＮをそれぞれ読み出す。
これら判定誤差の和ｅｓ１，…，ｅｓＮの各各は、デー
タＲＡＭ２０４に備えられたＮ×Ｍ個の判定誤差記憶メ
モリ２０５に別々に記憶される。マイクロプロセッサ
（ＣＰＵ）２０１は、これら判定誤差の和ｅｓ１，…，
ｅｓＮの各各に応答して各ＴＤＭＡチャネルごとの最適
サンプリング位相信号ｓｊを求め、このサンプリング位
相信号ｓｊを入出力手段２０２を介して対応するＴＤＭ
Ａチャネルのサンプリング位相レジスタ１１４−ｊに書
き込む。なお、ＣＰＵ２０３はプログラムＲＯＭ２０３
の格納するプログラムに従って動作する。

【００２８】判定データｄ１の最適サンプリング位相信
号ｓｊを計算する手法の一つは、バースト状の受信信号
ｒ（バースト信号）の受信開始時に素早くシンボル同期
引き込みを達成したい場合に適する。２乗誤差レジスタ
１１５−１，…，１１５−Ｎの各各が判定誤差の和ｅｓ
１，…，ｅｓＮをそれぞれサンプルすると、信号処理手
段１０７Ａは、これら判定誤差の和ｅｓ１，…，ｅｓＮ
を読み出して判定誤差の和の最小値ｅｓｉを求める。こ
の最小値ｅｓｉを与える２乗誤差レジスタ１１５−ｉ用
のクロック信号ｃｌｋのタイミング，つまり第ｉ相のク
ロック信号ｃｉの位相を判定データｄ１の最適サンプリ
ング位相とする。この最適サンプリング位相信号ｓｉの
計算手法は、ＴＤＭＡチャネルが一つでも複数でも同様
に適用できる。

【００２９】最適サンプリング位相ｓｉを計算する手法
の別の一つは、受信信号ｒがＴＤＭＡ信号の場合に適す
る。つまり、同一チャネルＴＤＭＡ信号の相隣るバース
ト信号間では最適なサンプリング位相信号ｓｉのずれが
非常に少ないという事実に基づく。信号処理手段１０７
Ａは、判定誤差の和ｅｓ１，…，ｅｓＮのサンプルごと
に全く新規に最適サンプリング位相信号ｓｉを求めるの
ではなく、過去のサンプリング位相値ｓｉと新たに計算
したサンプリング位相信号ｓｉとの加重平均を取って新
しいサンプリング位相信号ｓｉを求める。即ち、信号処
理手段１０７Ａは、（１）式に従って１からＮ相までの
加重平均判定誤差ｗｅｓｉをそれぞれ計算し、この加重
平均判定誤差ｗｅｓｉの最小値を与える２乗誤差レジス
タ１１５−ｉのクロック信号ｃｉの位相を新たなサンプ
リング位相信号ｓｉとする。

【００３０】ｗｅｓｉ＝｛（判定誤差の和ｅｓｉ）×ｗ
＋（判定誤差記憶メモリ２０５の格納値）×（１−
ｗ）｝ …（１）但し、０≦加重係数ｗ≦１である。

【００３１】このサンプリング位相計算方法では、加重
係数ｗが大きいほどシンボル同期の引き込みが早くな
る。従って、あるチャネルの受信信号ｒの受信開始直後
には加重係数ｗの値を大きくしておき、引き込み完了後
には受信信号ｒに重畳した雑音による揺らぎを抑えるた
めに加重係数ｗを小さな値に変更する。また、受信信号
ｒの受信がないときには２乗誤差メモリ２０５をクリア
して置き、受信信号ｒの受信が始まるときには２乗誤差
レジスタ１１５−ｉの値だけでサンプリング位相信号ｓ
ｉを決定する。この結果、このデータ復調装置は、短い
プリアンブルのバースト信号ｒのシンボル同期位相引き
込みを早くしている。ＣＰＵ２０１は上記制御装置から
受ける上述の受信信号ｒの受信状態を知らせる受信情報
ｉｎｆとプログラムＲＯＭ２０３のソフトウェアプログ
ラムとに応答して加重係数ｗを変化させる。なお、受信
信号ｒの瞬断により２乗誤差メモリ２０５がクリアされ
るのは好ましくないので、信号処理手段１０７Ａには、
受信信号ｒの瞬断時に２乗誤差メモリ２０５のクリアを
防止し、サンプリング位相信号ｓｉの急変を防止する保
護手段が必要である。

【００３２】上述の受信情報ｉｎｆの収集は公知の手段
を利用できる。即ち、上記受信装置が、受信するπ／４
ＱＰＳＫ信号の受信電界強度を検出し、この受信電界強
度が所定のレベルを越えていると上記制御装置を介して
受信情報ｉｎｆを信号処理手段１０７に供給する。ま
た、受信信号ｒが同期信号を含む場合には、公知の同期
信号検出手段が、上記同期信号を検出すると、受信情報
ｉｎｆを送信する。さらに受信信号ｒが誤り検出符号化
されている場合には、上記受信装置の誤り検出手段が、
上記誤り検出符号を検出すると、受信情報ｉｎｆを送信
する。さらに、上記無線装置が通信手順を持つ場合に
は、上記制御装置が、予め期待された信号を検出する
と、受信情報ｉｎｆを送信する。上述のとおり、信号受
信中か否かを判断する手段は多数あるので、上記無線装
置はこのデータ復調装置に適する手段を用いて受信情報
ｉｎｆを信号処理手段１０７Ａに供給することができ
る。

【００３３】図５は、図４の信号処理手段１０７Ａの動
作の一つを示すフローチャートである。

【００３４】図５を参照すると、このフローチャートは
第２のサンプリング位相計算手法を示している。ＣＰＵ
２０１は、あるＴＤＭＡチャネルの受信終了時刻（Ｍチ
ャネルの場合はｔ１）に２乗誤差レジスタ１１５−１，
…，１１５−Ｎから判定誤差ｅｓ１，…，ｅｓＮをそれ
ぞれ読み出す（ステップ１１）。ＣＰＵ２０１は、これ
ら判定誤差ｅｓ１，…，ｅｓＮに対応する判定誤差記憶
メモリ２０５（Ｍチャネルの場合は、Ｍ−１，…，Ｍ−
Ｎ）の内容を読み出し、（１）式に従って加重平均判定
誤差ｗｅｓ１，…，ｗｅｓＮをそれぞれ計算し、これら
加重平均判定誤差ｗｅｓ１，…，ｗｅｓＮを判定誤差記
憶メモリ２０５（Ｍ−１，…，Ｍ−Ｎ）に格納する（ス
テップ１２）。ＣＰＵ２０１は、つぎに加重平均判定誤
差ｗｅｓ１，…，ｗｅｓＮの最小値に対応するサンプリ
ング位相信号ｓｉ（Ｍチャネルの場合はｓＭ）を求める
（ステップ１３）。最後に、ＣＰＵ２０１は、求められ
たサンプリング位相信号ｓｉをサンプリング位相レジス
タ１１４−ｊ（Ｍチャネルの場合は１１４−Ｍ）に格納
する（ステップ１４）。このサンプリング位相計算フロ
ーはＴＤＭＡ信号の各チャネルごとに繰り返される。

【００３５】図６は、図１の実施例におけるサンプリン
グ手段１１１の詳細ブロック図である。

【００３６】図６を参照すると、このサンプリング手段
１１１のセレクタ２５３は、Ｍ個のサンプリング位相信
号ｓ１，…，ｓＭのうちのいずれかをチャネル番号指示
信号ｃｈの指定によって選ぶ。ＴＤＭＡ信号のチャネル
は、１からＭまでの繰り返しであるので、セレクタ２５
３はチャネル番号指示信号ｃｈの入力されるごとにモジ
ュロ（ｍｏｄｕｌｏ）Ｍに従う次のチャネル（ｊチャネ
ルとする）のサンプリング位相信号ｓｊを選択する。こ
のサンプリング信号ｓｊがセレクタ２５２の制御信号に
なる。セレクタ２５２は、Ｎ個のクロック信号ｃｌｋ
（ｃ１，…，ｃＮ）のうちのいずれかを、ここではｃｉ
をサンプリング位相信号ｓｊの指示する相番号ｉによっ
て選択する。サンプリング回路２５１は、最適なサンプ
リング位相として選ばれたクロック信号ｃｉの位相で判
定データｄ１をサンプリングし、シンボルレートの復調
データｄ２を生じる。

【００３７】上述のとおり、図１の実施例のデータ復調
装置は、全ディジタル回路化されているのでＬＳＩ化お
よび無調整化が容易である。また、ＴＤＭＡ信号のチャ
ネルごとにシンボル同期位相ｃｉを最適化するので、各
チャネルごとに最も誤り率の少ない復調データｄ２を得
ることができる。また、このデータ復調装置は、受信信
号ｒの受信内容に応じて判定データｄ１のサンプリング
位相信号ｓｉの設定手法を柔軟に変えるので、バースト
信号の受信開始時には素早いシンボル同期引き込みを達
成するとともに同一ＴＤＭＡチャネルの連続受信に対し
ては受信信号ｒの雑音が大きくても誤りの少ないデータ
再生を実現することができる。

【００３８】図７は、本発明のもう一つの実施例のブロ
ック図である。

【００３９】図７を参照すると、この図にブロック図で
示したこの発明のもう一つの実施例のデータ復調装置
は、図１の実施例と同様に、入力端子１００からπ／４
ＱＰＳＫ変調された受信信号ｒを受ける位相検出手段１
０１と遅延手段１０２と位相差検出手段１０３と判定デ
ータｄ１を出力端子２００に生じる判定手段１０４と基
準信号ｆｒを生じる基準発振器１０５とタイミング発生
手段１０６とを含む。このデータ復調装置は位相差検出
手段１０３と判定手段１０４との間には減算手段１２１
をさらに含み、図１の実施例とほぼ同様の信号処理手段
１０７Ｂを含む。信号処理手段１０７Ｂは、信号処理手
段１０７Ａとは同じ構成要素を有するが、後述するとお
り信号処理内容が異なる。

【００４０】受信信号ｒの中心周波数が基準信号ｆｒの
１／Ｋと異なる（受信信号ｒに「周波数ずれ」がある）
と、位相差信号ｐ３は直流オフセットを持つ信号とな
る。この直流オフセットのある位相差信号ｐ３を判定手
段１０４に直接に供給すると、判定手段１０４は直流オ
フセットに起因する誤りの多い判定データｄ１を生じ
る。そこで、減算手段１２１は、位相差信号ｐ３から周
波数ずれの補正値ｐｒを減算し、周波数ずれに起因する
直流オフセットを除去した位補正位相差信号ｐ４を生じ
る。この補正位相差信号ｐ４が判定手段１０４に供給さ
れ、判定手段１０４は上記周波数ずれに起因するデータ
誤りを低減した判定データｄ１を生じる。

【００４１】図８は、図７の実施例における補正位相差
信号ｐ４，判定データｄ１および判定誤差ｅｂの値を示
す図である。

【００４２】図８を併せ参照すると、判定誤差検出手段
１２２は、補正位相差信号ｐ４と判定データｄ１とに応
答して判定誤差ｅｂを生じる。即ち、判定データｄ１
（１，１），（１，０），（０，０）および（０，１）
にそれぞれ対応する判定位相は、−３π／４，−π／
４，π／４および３π／４ラジアンである。

【００４３】図９は、図７の実施例の信号タイミングチ
ャート図である。

【００４４】図９をさらに併せて参照すると、判定誤差
加算手段１２４は、シンボルレートのＮ倍，つまりＮ相
のクロック信号ｃｌｋの入力ごとに判定誤差ｅｂを加算
して判定誤差の和ｅｂ１を生じ、各ＴＤＭＡチャネルの
受信開始前のタイミング（「１」チャネルは時刻ｔ２，
「２」チャネルは時刻ｔ６）でクリア信号ｃｌｒに応答
して判定誤差の和ｅｂ１をクリアする。判定誤差ｅｂの
加算期間は、１ＴＤＭＡフレーム期間（期間Ｔｆ）であ
る。なお、受信信号ｒに正しくシンボル同期したクロッ
ク信号ｃｌｋが得られる場合には、判定誤差加算手段１
２４は、シンボル周期に等しい周期のクロック信号ｃｌ
ｋ（つまりＮ＝１）で判定誤差ｅｂを加算しても十分な
周波数ずれ推定精度を保つことができる。

【００４５】判定誤差の和ｅｂ１は判定誤差レジスタ１
２６に供給され、判定誤差レジスタ１２６はサンプリン
グ信号ｌｏａｄのタイミング（時刻ｔ１およびｔ２））
で判定誤差の和ｅｂ１をサンプリングし、サンプリング
された判定誤差の和ｅｂ２をそれぞれ信号処理手段１０
７Ｂに供給する。

【００４６】信号処理手段１０７Ｂは、読み出した判定
誤差の和ｅｓ３と受信情報ｉｎｆとに応答し、受信信号
ｒの各ＴＤＭＡチャネルごとに周波数ずれの補正値ｐｒ
１，…，ｐｒＭを後述のとおりそれぞれ計算し、これら
補正値ｐｒ１，…，ｐｒＭを対応する補正レジスタ１２
５−１，…，１２５−Ｍにそれぞれ書き込む。セレクタ
１２３は、チャネル番号指示信号ｃｈの指示するチャネ
ルｊの補正レジスタ１２５−ｊを選択し、補正レジスタ
１２５−ｊに格納されている補正値ｐｒｊを補正値ｐｒ
として減算手段１２１に供給する。即ち、図９を参照す
ると、セレクタ１２３は、「Ｍ」チャネルを受信するタ
イミング（時刻ｔ２まで）では補正値ｐｒ＝ｐｒＭを減
算手段１２１に供給し、「１」チャネルを受信するタイ
ミング（時刻ｔ２ないしｔ５）では補正値ｐｒ＝ｐｒ１
を減算手段１２１に供給している。セレクタ１２３によ
る補正値ｐｒの切替は瞬時に行うことができるので、こ
のデータ復調装置は、ＴＤＭＡチャネルごとに周波数ず
れの異なる受信信号ｒのチャネル切替時においても、周
波数ずれの補正を直ちに行うことができる。このような
補正値ｐｒの迅速な切替は、上記ＲＣＳＳＴＤ−２７
Ａによるディジタル自動車電話システム（ビットレート
４２ｋｂｐｓ，Ｍ＝３）のように、数１０マイクロ秒の
うちに補正値ｐｒを変える必要のあるデータ復調装置に
は特に効果的である。

【００４７】次に、バースト信号ｒの受信開始時等にお
いて、補正値ｐｒ１，…，ｐｒＭの迅速な設定に適する
第１の補正値計算手法を説明する。

【００４８】信号処理手段１０７Ｂは、判定誤差レジス
タ１２６が判定誤差の和ｅｂ２をサンプリングするごと
に、この判定誤差の和ｅｂ２を読み出し、一定期間ごと
に，ここではＴＤＭＡ信号の１フレーム期間Ｔｆごとに
このチャネル（ｊチャネルとする）の判定誤差ｅｂの平
均値ｐｒｊを求める。１フレーム期間ＴｆがＨシンボル
で構成されていると、判定誤差ｅｂの加算回数はＮ×Ｈ
回であり、平均値ｐｒｊは（２）式で表わされる。な
お、信号処理手段１０７ＢはデータＲＡＭ２０４内に判
定誤差の和ｅｂ２を各チャネルごとに格納するＭ個の判
定誤差記憶メモリ２０５を有する。

【００４９】ｐｒｊ＝ｅｂ２／（Ｎ×Ｈ） …（２）このｊチャネルにおける判定誤差ｅｂの平均値であるｐ
ｒｊは、位相差信号ｐ４の直流オフセット量を表わして
おり、例えば、チャネルＭでこの平均値ｐｒｊが得られ
るならば、現在設定されているＭチャネルの補正値ｐｒ
Ｍは平均値ｐｒｊだけ適切な補正値からずれていること
になる。従って、信号処理手段１０７Ｂは、（３）式の
とおり、Ｍチャネル用の補正レジスタ１２５−Ｍの格納
している補正値ｐｒＭにこの平均値ｐｒｊを加算し、こ
の加算値を新たな補正値ｐｒＭとして補正レジスタ１２
５−Ｍに書き込む。

【００５０】ｐｒＭ←ｐｒＭ＋ｅｂ２／（Ｎ×Ｈ） …（３）この新たな補正値ｐｒＭが十分に補正された値であれ
ば、以降のＴＤＭＡチャネルＭでは補正位相差信号ｐ４
は直流オフセットを持たなくなり、Ｍチャネルにおいて
は周波数ずれの影響が除去される。

【００５１】さらに、同一通信相手局から（同一チャネ
ル）のＴＤＭＡ信号に対する周波数ずれ補正に適する第
２の補正値計算手法を説明する。

【００５２】同一ＴＤＭＡチャネルにおいて連続受信中
の受信信号ｒの中心周波数変動は相隣るバースト間で非
常に小さいと考えられる場合が多い。このような場合に
は、バーストごとにまったく新規な周波数ずれ補正値ｐ
ｒを求めるのではなく、制限された修正量で補正値ｐｒ
を変化させると受信信号ｒの雑音が多いときの周波数ず
れの揺れ検出量を低減させることができると考えられ
る。従って、この補正値計算手法では、（４）式のとお
り（Ｍチャネルの場合）、補正値ｐｒを加重係数ｖで重
み付けして計算する。

【００５３】ｐｒＭ←ｐｒＭ＋｛ｅｂ２／（Ｎ×Ｈ）｝×ｖ＝ｐｒＭ＋ｅｂ２×ｖ１ …（４）但し、０≦加重係数ｖ≦１、ｖ１＝ｖ／（Ｎ×Ｈ）であ
る。

【００５４】第２の補正値計算手法によれば、加重係数
ｖの値が大きいほど周波数ずれ補正期間が短かくなる。
従って、バースト信号ｒの受信開始直後には加重係数ｖ
の値を大きくしておき、補正値ｐｒＭが所定の値より小
さくなる周波数ずれ補正完了後には受信機雑音による補
正値ｐｒＭの揺らぎを抑えるために加重係数ｖを小さな
値に変更する。特に、最初のバースト信号ｒの受信時に
は加重係数ｖを１とする（第１の補正値計算手法と同
じ）ことで直ちに周波数ずれを補正できる。受信信号ｒ
の受信中か否かは、図１の実施例で説明した方法と全く
同じ方法で判断してよく、制御装置から信号処理手段１
０７Ｂに供給される受信情報ｉｎｆにより判断する。な
お、受信信号ｒの瞬断により判定誤差メモリ２０５がク
リアされるのは好ましくないので、信号処理手段１０７
Ｂには、受信信号ｒの瞬断時に判定誤差メモリ２０５の
クリアを防止して補正値ｐｒの急変を防止する保護手段
が必要である。

【００５５】図１０は、図７の信号処理手段１０７Ｂの
動作の一つを示すフローチャートである。

【００５６】図１０を併せて参照すると、この図に示し
たフローチャートは第２の補正値計算手法を示してい
る。信号処理手段１０７Ｂは、ＭチャネルＴＤＭＡ信号
の終了時刻ｔ１に判定誤差レジスタ１２６から判定誤差
の和ｅｂ２を読み出す（ステップ２１）。ついで、信号
処理手段１０７Ｂは、判定誤差ｅｂ２に対応するチャネ
ルＭの補正値ＰｒＭを補正レジスタ１２５−Ｍから読み
出し、読み出した補正値ｐｒＭと判定誤差の和ｅｂ２と
受信情報ｉｎｆに応答して作成した時間的に変化する加
重係数ｖ（またはｖ１）とを用い、（４）式に従って新
たな補正値ｐｒＭを計算する（ステップ２２）。最後
に、信号処理手段１０７Ｂは新たな補正値ｐｒＭを補正
レジスタ１２５−Ｍに格納する（ステップ２３）。上述
のフローは、ＴＤＭＡ信号の各チャネル受信ごとに繰り
返される。

【００５７】上述のとおり、図７の実施例のデータ復調
装置も全ディジタル回路化されているのでＬＳＩ化およ
び無調整化が容易である。また、ＴＤＭＡチャネルごと
に瞬時に周波数ずれの補正を行うので、各チャネルごと
に最も誤り率の少ない復調データｄ２を得ることができ
る。また、この周波数ずれ補正の時定数を受信信号ｒの
受信状態に応じて柔軟に変えることができ、バースト信
号ｒの受信開始時には素早くしかも連続受信時には耐雑
音性に優れた周波数ずれ補正を行うことができる。

【００５８】

【発明の効果】以上説明したように本発明のデータ復調
装置は、シンボル同期回路または周波数ずれ補正回路を
含む全回路をディジタル回路で構成しているので、ＬＳ
Ｉ回路化および無調整化が容易である。また、このデー
タ復調装置は、シンボル同期の位相調整パラメータおよ
び周波数ずれ補正の補正パラメータの設定を信号処理手
段により加重係数の時間的変更を含む複数の計算手法に
より受信信号の受信状態に応じて柔軟に変化させるの
で、各ＴＤＭＡチャネルごとに上記シンボル同期および
周波数ずれを迅速に定常受信状態に引き込むだけでな
く、定常受信状態では雑音が多くても誤り率少なく復調
データを再生できるという特徴がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例の一つのブロック図である。

【図２】図１の実施例における位相差信号ｐ３，判定デ
ータｄ１および判定誤差の２乗値ｅａの値を示す図であ
る。

【図３】図１の実施例の信号タイミングチャート図であ
る。

【図４】図１の実施例における信号処理手段１０７Ａの
詳細ブロック図である。

【図５】図４の信号処理手段１０７Ａの動作の一つを示
すフローチャートである。

【図６】図１の実施例におけるサンプリング手段１１１
の詳細ブロック図である。

【図７】本発明のもう一つの実施例のブロック図であ
る。

【図８】図７の実施例における補正位相差信号ｐ４，判
定データｄ１および判定誤差ｅｂの値を示す図である。

【図９】図７の実施例の信号タイミングチャート図であ
る。

【図１０】図７の信号処理手段１０７Ｂの動作の一つを
示すフローチャートである。

【符号の説明】

１００入力端子１０１位相検出手段１０２遅延手段１０３位相差検出手段１０４判定手段１０５基準発振器１０６タイミング発生手段１０７Ａ，１０７Ｂ信号処理手段１１１サンプリング手段１１２判定誤差２乗手段１１３−１〜１１３−Ｎ２乗誤差加算手段１１４−１〜１１４−Ｍサンプリング位相レジスタ１１５−１〜１１５−Ｎ２乗誤差レジスタ１２１減算手段１２２判定誤差検出手段１２３セレクタ１２４判定誤差加算手段１２５−１〜１２５−Ｍ補正レジスタ１２６判定誤差レジスタ２００出力端子２０１マイクロプロセッサ（ＣＰＵ）２０２入出力手段２０３プログラムＲＯＭ２０４データＲＡＭ２０５判定誤差レジスタ２５１サンプリング回路２５２，２５３セレクタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平３−85044（ＪＰ，Ａ) 特開平１−93241（ＪＰ，Ａ) 特開昭63−13416（ＪＰ，Ａ) 特開昭55−25217（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04L 27/22 H04J 3/00

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】差分符号化位相変調された受信信号の位
相と前記受信信号の中心周波数にほぼ等しい基準信号の
位相とを比較して前記受信信号の位相を検出し前記受信
信号のシンボル周期をＮ（Ｎは正整数）相に分割したク
ロック信号の供給ごとに検出された前記受信信号の位相
をサンプリングしてパラレル信号形式の位相信号とする
位相検出手段と、前記位相信号に前記シンボル周期に等
しい長さの遅延を与えて遅延位相信号を生じる遅延手段
と、前記位相信号から前記遅延位相信号を減算して位相
差信号を生じる位相差検出手段と、前記位相差信号に応
答して前記位相差信号の位相判定結果である判定データ
を生じる判定手段とを備えるデータ復調装置において、前記データ復調装置が、前記位相差信号と前記判定デー
タとに応答して前記位相差信号の位相と前記判定データ
の判定位相との差に基づく判定誤差を計算する判定誤差
計算手段と、対応する相の前記クロック信号の供給ごと
に前記判定誤差を加算して判定誤差の和を生じるととも
にクリア信号を受けて前記判定誤差の和をクリアするＮ
個の判定誤差加算手段と、サンプリング信号の供給ごと
に対応する前記判定誤差加算手段からの前記判定誤差の
和をそれぞれ記憶するＮ個の判定誤差レジスタと、サン
プリング位相信号を格納するサンプリング位相レジスタ
と、前記クロック信号および前記サンプリング位相信号
の指示する位相で前記判定データをサンプリングしてシ
ンボルレートの復調データを生じるサンプリング手段
と、前記Ｎ個の判定誤差レジスタの各各から前記判定誤
差の和をそれぞれ読み出す読み出し手段，これら判定誤
差の和の各各に応答して前記サンプリング位相信号を所
定の計算手法により計算するサンプリング位相計算手段
および前記サンプリング位相信号を前記サンプリング位
相レジスタに格納する格納手段を含む信号処理手段とを
さらに備えることを特徴とするデータ復調装置。
【請求項２】前記受信信号が、π／４シフトＱＰＳＫ
変調されていることを特徴とする請求項１記載のデータ
復調装置。
【請求項３】前記判定誤差計算手段が、前記位相差信
号の位相と前記判定データの判定位相との差を２乗して
前記判定誤差を生じる判定誤差２乗手段であることを特
徴とする請求項１記載のデータ復調装置。
【請求項４】前記判定誤差計算手段が、前記位相差信
号の位相と前記判定データの判定位相との差の絶対値を
計算して前記判定誤差を生じる絶対値計算手段であるこ
とを特徴とする請求項１記載のデータ復調装置。
【請求項５】前記クロック信号と前記サンプリング信
号と前記クリア信号とを生じるタイミング信号発生手段
をさらに備えることを特徴とする請求項１記載のデータ
復調装置。
【請求項６】前記信号処理手段が、所定の周期でＮ個
の前記判定誤差レジスタの各各から前記判定誤差の和を
それぞれ読み出すとともに前記サンプリング位相信号を
前記サンプリング位相レジスタに書き込む入出力手段
と、読み出されたＮ個の前記判定誤差の和に応答して前
記クロック信号のいずれかの相を前記サンプリング位相
信号として前記入出力手段に送る計算手段とを備えるこ
とを特徴とする請求項１記載のデータ復調装置。
【請求項７】前記計算手段が、最小値を示す前記判定
誤差の和に対応する前記クロック信号の相を前記サンプ
リング位相信号とすることを特徴とする請求項６記載の
データ復調装置。
【請求項８】前記入出力手段が、前記受信信号の受信
状態を示す受信情報をさらに受け、前記計算手段が、前
記受信情報にさらに応答して前記受信情報に応じた加重
係数で前記判定誤差の和を補正しこの補正判定誤差の和
の最小値を示す前記クロック信号の相を前記サンプリン
グ位相信号とすることを特徴とする請求項７記載のデー
タ復調装置。
【請求項９】前記補正判定誤差の和が、先行する加算
期間の前記判定誤差の和と新しく加算した前記判定誤差
の和との加重平均であることを特徴とする請求項８記載
のデータ復調装置。
【請求項１０】前記サンプリング手段が、前記チャネ
ル番号指示信号に制御されて前記サンプリング位相信号
の一つを選択する第１のセレクタと、前記第１のセレ
クタからの前記サンプリング位相信号に制御されて前記
Ｎ相のクロック信号の一つを選択する第２のセレクタ
と、前記第２のセレクタの選択するクロック信号で前記
判定データをサンプリングしてシンボルレートの前記復
調データを生じるサンプリング回路とを含むことを特徴
とする請求項７記載のデータ復調装置。
【請求項１１】 π／４シフトＱＰＳＫ変調された受信
信号を受け前記受信信号の位相と前記受信信号の中心周
波数にほぼ等しい基準信号の位相とを比較して前記受信
信号の位相を検出し前記受信信号のシンボル周期をＮ
（Ｎは正整数）相に分割したクロック信号の供給ごとに
検出された前記受信信号の位相をサンプリングしてパラ
レル信号形式の位相信号とする位相検出手段と、前記位
相信号に前記シンボル周期に等しい長さの遅延を与えて
遅延位相信号を生じる遅延手段と、前記位相信号から前
記遅延位相信号を減算して位相差信号を生じる位相差検
出手段と、前記位相差信号に応答して前記位相差信号の
位相判定結果である判定データを生じる判定手段とを備
えるデータ復調装置において、前記データ復調装置が、サンプリング信号とクリア信号
と前記クロック信号とを生じるタイミング信号発生手段
と、前記位相差信号の位相と前記判定データの判定位相
との差を２乗して判定誤差の２乗値を生じる判定誤差２
乗手段と、対応する相の前記クロック信号の供給ごとに
前記判定誤差の２乗値を加算して判定誤差の２乗値の和
を生じるとともに前記クリア信号を受けて前記判定誤差
の２乗値の和をクリアするＮ個の判定誤差加算手段と、
サンプリング信号の供給ごとに対応する前記判定誤差加
算手段からの前記判定誤差の和をそれぞれ記憶するＮ個
の判定誤差レジスタと、サンプリング位相信号を格納す
るサンプリング位相レジスタと、前記クロック信号およ
び前記サンプリング位相信号の指示する位相で前記判定
データをサンプリングしてシンボルレートの復調データ
を生じるサンプリング手段と、所定の周期でＮ個の前記
判定誤差レジスタの各各から前記判定誤差の２乗値の和
をそれぞれ読み出すとともに前記サンプリング位相信号
を前記サンプリング位相レジスタに書き込む入出力手段
および読み出されたＮ個の前記判定誤差の２乗値の和の
うちの最小値を示す前記判定誤差の２乗の和に対応する
前記クロック信号の相を前記サンプリング位相信号とし
て前記入出力手段に送る計算手段を含む信号処理手段と
をさらに備えることを特徴とするデータ復調装置。
【請求項１２】 π／４シフトＱＰＳＫ変調された受信
信号を受け前記受信信号の位相と前記受信信号の中心周
波数にほぼ等しい基準信号の位相とを比較して前記受信
信号の位相を検出し前記受信信号のシンボル周期をＮ
（Ｎは正整数）相に分割したクロック信号の供給ごとに
検出された前記受信信号の位相をサンプリングしてパラ
レル信号形式の位相信号とする位相検出手段と、前記位
相信号に前記シンボル周期に等しい遅延を与えて遅延位
相信号を生じる遅延手段と、前記位相信号から前記遅延
位相信号を減算して位相差信号を生じる位相差検出手段
と、前記位相差信号に応答して前記位相差信号の位相判
定結果である判定データを生じる判定手段とを備えるデ
ータ復調装置において、前記データ復調装置が、サンプリング信号とクリア信号
と前記クロック信号とを生じるタイミング信号発生手段
と、前記位相差信号の位相と前記判定データの判定位相
との差を２乗して判定誤差の２乗値を生じる判定誤差２
乗手段と、対応する相の前記クロック信号の供給ごとに
前記判定誤差の２乗値を加算して判定誤差の２乗値の和
を生じるとともに前記クリア信号を受けて前記判定誤差
の２乗値の和をクリアするＮ個の判定誤差加算手段と、
サンプリング信号の供給ごとに対応する前記判定誤差加
算手段からの前記判定誤差の和をそれぞれ記憶するＮ個
の判定誤差レジスタと、サンプリング位相信号を格納す
るサンプリング位相レジスタと、前記クロック信号およ
び前記サンプリング位相信号の指示する位相で前記判定
データをサンプリングしてシンボルレートの復調データ
を生じるサンプリング手段と、所定の周期でＮ個の前記
判定誤差レジスタの各各から前記判定誤差の２乗値の和
をそれぞれ読み出すとともに前記受信信号の受信状態を
示す受信情報を受ける入力手段，前記サンプリング位相
信号を前記サンプリング位相レジスタに書き込む出力手
段，読み出したＮ個の前記判定誤差の２乗の和と先行す
る加算期間のＮ個の前記判定誤差の２乗の和とを加重平
均した加重平均判定誤差をそれぞれ計算する加重平均判
定誤差計算手段およびこの加重平均判定誤差の和の最小
値を示す前記クロック信号の相を前記サンプリング位相
信号として前記出力手段に送る計算手段を含む信号処理
手段とをさらに備えることを特徴とするデータ復調装
置。
【請求項１３】差分符号化位相変調された受信信号の
位相と前記受信信号の中心周波数にほぼ等しい基準信号
の位相とを比較して前記受信信号の位相を検出し前記受
信信号のシンボル周期をＮ（Ｎは正整数）相に分割した
クロック信号の供給ごとに検出された前記受信信号の位
相をサンプリングしてパラレル信号形式の位相信号とす
る位相検出手段と、前記位相信号を１シンボル遅延して
遅延位相信号を生じる遅延手段と、前記位相信号から前
記遅延位相信号を減算して位相差信号を生じる位相差検
出手段と、前記位相差信号に応答して前記位相差信号の
位相判定結果である判定データを生じる判定手段とを備
えるデータ復調装置において、前記受信信号が、Ｍ（Ｍは正整数）チャネルＴＤＭＡ信
号であり、前記データ復調装置が、前記位相差信号と前記判定デー
タとに応答して前記位相差信号の位相と前記判定データ
の判定位相との差に基づく判定誤差を計算する判定誤差
計算手段と、対応する相の前記クロック信号の供給ごと
に前記判定誤差を加算して判定誤差の和を生じるととも
にクリア信号を受けて前記判定誤差の和をクリアするＮ
個の判定誤差加算手段と、サンプリング信号の供給ごと
に対応する前記判定誤差加算手段からの前記判定誤差の
和をそれぞれ記憶するＮ個の判定誤差レジスタと、サン
プリング位相信号を前記チャネルごとに格納するＭ個の
サンプリング位相レジスタと、前記クロック信号，Ｍ個
の前記サンプリング位相信号およびチャネル番号指示信
号の指示する位相で前記判定データをサンプリングして
シンボルレートの復調データを生じるサンプリング手段
と、前記Ｎ個の判定誤差レジスタの各各から前記判定誤
差の和を前記チャネルごとにそれぞれ読み出す読み出し
手段，これら判定誤差の和の各各に応答してチャネルご
との前記サンプリング位相信号を所定の計算手法により
計算するサンプリング位相計算手段および前記サンプリ
ング位相信号の各々を前記Ｍ個のサンプリング位相レジ
スタにそれぞれ格納する格納手段を含む信号処理手段と
をさらに備えることを特徴とするデータ復調装置。
【請求項１４】前記受信信号が、π／４シフトＱＰＳ
Ｋ変調されていることを特徴とする請求項１３記載のデ
ータ復調装置。
【請求項１５】前記判定誤差計算手段が、前記位相差
信号の位相と前記判定データの判定位相との差を２乗し
て前記判定誤差を生じる判定誤差２乗手段であることを
特徴とする請求項１３記載のデータ復調装置。
【請求項１６】前記判定誤差計算手段が、前記位相差
信号の位相と前記判定データの判定位相との差の絶対値
を計算して前記判定誤差を生じる絶対値計算手段である
ことを特徴とする請求項１３記載のデータ復調装置。
【請求項１７】前記受信信号のＴＤＭＡチャネル切替
を知らせるフレーム信号を受けこのフレーム信号に同期
した前記クロック信号と前記サンプリング信号と前記ク
リア信号と前記チャネル番号指示信号とを生じるタイミ
ング信号発生手段をさらに備えることを特徴とする請求
項１３記載のデータ復調装置。
【請求項１８】前記サンプリング信号が、前記受信信
号の各ＴＤＭＡチャネルの受信終了直前に作成され、前記クリア信号が、前記サンプリング信号の作成から前
記フレーム信号の受信までの間に作成され、前記チャネル番号指示信号が、前記フレーム信号の受信
と同時に作成されることを特徴とする請求項１７記載の
データ復調装置。
【請求項１９】前記信号処理手段が、前記サンプリン
グ信号の供給ごとにＮ個の前記判定誤差レジスタの各各
から前記判定誤差の和をそれぞれ読み出すとともに前記
サンプリング位相信号を対応するチャネルの前記サンプ
リング位相レジスタに書き込む入出力手段と、読み出さ
れたＮ個の前記判定誤差の和に応答して前記クロック信
号のいずれかの相を前記サンプリング位相信号として前
記入出力手段に送る計算手段とを備えることを特徴とす
る請求項１８記載のデータ復調装置。
【請求項２０】前記サンプリング位相計算手段が、最
小値を示す前記判定誤差の和に対応する前記クロック信
号の相を前記サンプリング位相信号とすることを特徴と
する請求項１８記載のデータ復調装置。
【請求項２１】前記入出力手段が、前記受信信号の受
信状態を示す受信情報をさらに受け、前記計算手段が、前記受信情報にさらに応答して前記受
信情報に応じた加重係数で前記判定誤差の和を補正しこ
の補正判定誤差の和の最小値を示す前記クロック信号の
相を前記サンプリング位相信号とすることを特徴とする
請求項１８記載のデータ復調装置。
【請求項２２】前記補正判定誤差の和が、先行する加
算期間の前記判定誤差の和と新しく加算した前記判定誤
差の和との加重平均であることを特徴とする請求項１８
記載のデータ復調装置。
【請求項２３】 π／４シフトＱＰＳＫ変調された受信
信号を受け前記受信信号の位相と前記受信信号の中心周
波数にほぼ等しい基準信号の位相とを比較して前記受信
信号の位相を検出し前記受信信号のシンボル周期をＮ
（Ｎは正整数）相に分割したクロック信号の供給ごとに
検出された前記受信信号の位相をサンプリングしてパラ
レル信号形式の位相信号とする位相検出手段と、前記位
相信号に前記シンボル周期に等しい長さの遅延を与えて
遅延位相信号を生じる遅延手段と、前記位相信号から前
記遅延位相信号を減算して位相差信号を生じる位相差検
出手段と、前記位相差信号に応答して前記位相差信号の
位相判定結果である判定データを生じる判定手段とを備
えるデータ復調装置において、前記受信信号が、Ｍ（Ｍは正整数）チャネルＴＤＭＡ信
号であり、前記データ復調装置が、前記受信信号のＴＤＭＡフレー
ム切替を知らせるフレーム信号を受けこのフレーム信号
に同期した前記クロック信号と前記ＴＤＭＡフレームの
受信終了直前に作成するサンプリング信号と前記サンプ
リング信号の作成から前記フレーム信号の受信までの間
に作成するクリア信号と前記フレーム信号の受信と同時
に作成するチャネル番号指示信号とを生じるタイミング
信号発生手段と、前記位相差信号の位相と前記判定デー
タの判定位相との差を２乗して判定誤差の２乗値を生じ
る判定誤差２乗手段と、対応する相の前記クロック信号
の供給ごとに前記判定誤差の２乗値を加算して判定誤差
の２乗値の和を生じるとともに前記クリア信号を受けて
前記判定誤差の２乗値の和をクリアするＮ個の判定誤差
加算手段と、サンプリング信号の供給ごとに対応する前
記判定誤差加算手段からの前記判定誤差の和をそれぞれ
記憶するＮ個の判定誤差レジスタと、サンプリング位相
信号を前記チャネルごとに格納するＭ個のサンプリング
位相レジスタと、前記クロック信号，Ｍ個の前記サンプ
リング位相信号および前記チャネル番号指示信号の指示
する位相で前記判定データをサンプリングしてシンボル
レートの復調データを生じるサンプリング手段と、前記
サプリング信号の発生タイミングでＮ個の前記判定誤差
レジスタの各各から前記判定誤差の２乗値の和をそれぞ
れ読み出すとともに前記サンプリング位相信号を対応す
るチャネルの前記サンプリング位相レジスタに書き込む
入出力手段および読み出されたＮ個の前記判定誤差の２
乗値の和のうちの最小値を示す前記判定誤差の２乗の和
に対応する前記クロック信号の相を前記サンプリング位
相信号として前記入出力手段に送る計算手段を含む信号
処理手段とをさらに備えることを特徴とするデータ復調
装置。
【請求項２４】 π／４シフトＱＰＳＫ変調された受信
信号を受け前記受信信号の位相と前記受信信号の中心周
波数にほぼ等しい基準信号の位相とを比較して前記受信
信号の位相を検出し前記受信信号のシンボル周期をＮ
（Ｎは正整数）相に分割したクロック信号の供給ごとに
検出された前記受信信号の位相をサンプリングしてパラ
レル信号形式の位相信号とする位相検出手段と、前記位
相信号に前記シンボル周期に等しい遅延を与えて遅延位
相信号を生じる遅延手段と、前記位相信号から前記遅延
位相信号を減算して位相差信号を生じる位相差検出手段
と、前記位相差信号に応答して前記位相差信号の位相判
定結果である判定データを生じる判定手段とを備えるデ
ータ復調装置において、前記受信信号が、Ｍ（Ｍは正整数）チャネルＴＤＭＡ信
号であり、前記データ復調装置が、前記受信信号のＴＤＭＡフレー
ム切替を知らせるフレーム信号を受けこのフレーム信号
に同期した前記クロック信号と前記ＴＤＭＡフレームの
受信終了直前に作成するサンプリング信号と前記サンプ
リング信号の作成から前記フレーム信号の受信までの間
に作成するクリア信号と前記フレーム信号の受信と同時
に作成するチャネル番号指示信号とを生じるタイミング
信号発生手段と、前記位相差信号の位相と前記判定デー
タの判定位相との差を２乗して判定誤差の２乗値を生じ
る判定誤差２乗手段と、対応する相の前記クロック信号
の供給ごとに前記判定誤差の２乗値を加算して判定誤差
の２乗値の和を生じるとともに前記クリア信号を受けて
前記判定誤差の２乗値の和をクリアするＮ個の判定誤差
加算手段と、サンプリング信号の供給ごとに対応する前
記判定誤差加算手段からの前記判定誤差の和をそれぞれ
記憶するＮ個の判定誤差レジスタと、サンプリング位相
信号を前記チャネルごとに格納するＭ個のサンプリング
位相レジスタと、前記クロック信号，Ｍ個の前記サンプ
リング位相信号および前記チャネル番号指示信号の指示
する位相で前記判定データをサンプリングしてシンボル
レートの復調データを生じるサンプリング手段と、前記
サンプリング信号の発生タイミングでＮ個の前記判定誤
差レジスタの各各から前記判定誤差の２乗値の和をそれ
ぞれ読み出すとともに前記受信信号の受信状態を示す受
信情報を受ける入力手段，前記サンプリング位相信号を
対応するチャネルの前記サンプリング位相レジスタに書
き込む出力手段，読み出したＮ個の前記判定誤差の２乗
の和と先行する加算期間のＮ個の前記判定誤差の２乗の
和とを前記受信情報に応じた加重係数で加重平均した加
重平均判定誤差をそれぞれ計算する加重平均判定誤差計
算手段，この加重平均判定誤差の和の最小値を示す前記
クロック信号の相を前記サンプリング位相信号として前
記出力手段に送る格納手段とを含む信号処理手段とをさ
らに備えることを特徴とするデータ復調装置。
【請求項２５】差分符号化位相変調されたＭチャネル
ＴＤＭＡ方式の受信信号の位相と前記受信信号の中心周
波数にほぼ等しい基準信号の位相とを比較して前記受信
信号の位相を検出し前記受信信号のシンボル周期をＮ
（Ｎは正整数）相に分割したクロック信号の供給ごとに
検出された前記受信信号の位相をサンプリングしてパラ
レル信号形式の位相信号とする位相検出手段と、前記位
相信号に前記シンボル周期に等しい長さの遅延を与えて
遅延位相信号を生じる遅延手段と、前記位相信号から前
記遅延位相信号を減算して位相差信号を生じる位相差検
出手段と、前記位相差信号に応答して前記位相差信号の
位相判定結果である判定データを生じる判定手段とを備
えるデータ復調装置において、前記データ復調装置が、前記位相差検出手段と前記判定
手段との間に挿入され前記位相差検出手段の生じる位相
差信号からこの位相差信号の直流オフセットを補正する
補正値で減算しこの補正された位相差信号を前記判定手
段に供給する減算手段と、前記減算手段からの位相差信
号と前記判定データとに応答して前記位相差信号の位相
と前記判定データの判定位相との差を検出する判定誤差
検出手段と、チャネル番号指示信号の供給される周期で
前記判定誤差を前記クロック信号の供給ごとに加算して
判定誤差の和を生じるとともにクリア信号を受けて前記
判定誤差の和をクリアする判定誤差加算手段と、供給さ
れるサンプリング信号のタイミングで前記判定誤差の和
をサンプリングして前記判定誤差の和を記憶する判定誤
差レジスタと、前記受信信号のＴＤＭＡチャネルごとに
対応する前記補正値を格納するＭ個の補正レジスタと、
チャネル番号指示信号の指示に従って前記Ｍ個の補正レ
ジスタの一つから前記補正値を選択するセレクタと、前
記判定誤差レジスタから前記判定誤差の和を読み出す読
み出し手段，この読み出された判定誤差の和に応答して
前記ＴＤＭＡチャネルごとに前記補正値を計算する計算
手段およびこれらの補正値を対応するチャネルの前記補
正レジスタに格納する補正値格納手段を含む信号処理手
段とをさらに備えることを特徴とするデータ復調装置。
【請求項２６】前記受信信号が、π／４シフトＰＳＫ
変調されていることを特徴とする請求項記載２５のデー
タ復調装置。
【請求項２７】前記受信信号のＴＤＭＡチャネル切替
を知らせるフレーム信号を受けこのフレーム信号に同期
した前記クロック信号と前記サンプリング信号と前記ク
リア信号と前記チャネル番号指示信号とを生じるタイミ
ング信号発生手段をさらに備えることを特徴とする請求
項２５記載のデータ復調装置。
【請求項２８】前記サンプリング信号が、前記受信信
号の各ＴＤＭＡチャネルの受信終了直前に作成され、前記クリア信号が、前記サンプリング信号の作成から前
記フレーム信号の受信までの間に作成され、前記チャネル番号指示信号が、前記フレーム信号の受信
と同時に作成されることを特徴とする請求項２７記載の
データ復調装置。
【請求項２９】前記信号処理手段が、前記サンプリン
グ信号のタイミングで前記判定誤差レジスタから前記判
定誤差の和を読み出すとともに前記補正値の各各を対応
するチャネルの前記補正レジスタにそれぞれ書き込む入
出力手段および読み出された前記判定誤差の和に応答し
て前記ＴＤＭＡチャネルごとに前記補正値を計算しこれ
らの補正値を前記入出力手段に出力する補正値計算手段
を含むことを特徴とする請求項２８記載のデータ復調装
置。
【請求項３０】前記計算手段が、所定期間ごとおよび
前記ＴＤＭＡチャネルごとに前記判定誤差の和の平均値
を計算し対応するチャネルの前記補正レジスタに格納さ
れている前記補正値に前記平均値を加算して新たな補正
値とすることを特徴とする請求項２７記載のデータ復調
装置。
【請求項３１】前記所定期間が、前記ＴＤＭＡ信号の
１フレーム期間であることを特徴とする請求項３０記載
のデータ復調装置。
【請求項３２】前記入出力手段が、前記受信信号の受
信状態を示す受信情報をさらに受け、前記計算手段が、前記受信情報に応答して前記受信情報
に応じた加重係数で前記平均値を補正しこの補正された
平均値を前記補正値に加算して新たな補正値とすること
を特徴とする請求項３０記載のデータ復調装置。
【請求項３３】前記計算手段が、前記受信信号の最初
のバースト受信を示す前記受信情報を受ける場合には補
正のない前記平均値を計算し、同一ＴＤＭＡチャネルの受信を示す前記受信情報を受け
る場合には前記加重係数で補正された前記平均値を計算
することを特徴とする請求項３２記載のデータ復調装
置。
【請求項３４】 π／４シフトＱＰＳＫ変調されたＭチ
ャネルＴＤＭＡ方式の受信信号の位相と前記受信信号の
中心周波数にほぼ等しい基準信号の位相とを比較して前
記受信信号の位相を検出し前記受信信号のシンボル周期
をＮ（Ｎは正整数）相に分割したクロック信号の供給ご
とに検出された前記受信信号の位相をサンプリングして
パラレル信号形式の位相信号とする位相検出手段と、前
記位相信号に前記シンボル周期に等しい長さの遅延を与
えて遅延位相信号を生じる遅延手段と、前記位相信号か
ら前記遅延位相信号を減算して位相差信号を生じる位相
差検出手段と、前記位相差信号に応答して前記位相差信
号の位相判定結果である判定データを生じる判定手段と
を備えるデータ復調装置において、前記データ復調装置が、前記受信信号のＴＤＭＡチャネ
ル切替を知らせるフレーム信号を受けこのフレーム信号
に同期した前記クロック信号と前記ＴＤＭＡチャネルの
受信終了直前に作成するサンプリング信号と前記サンプ
リング信号の作成から前記フレーム信号の受信までの間
に作成するクリア信号と前記フレーム信号の受信と同時
に作成するチャネル番号指示信号とを生じるタイミング
信号発生手段と、前記位相差検出手段と前記判定手段と
の間に挿入され前記位相差検出手段の生じる位相差信号
からこの位相差信号の直流オフセットを補正する補正値
で減算しこの補正された位相差信号を前記判定手段に供
給する減算手段と、前記減算手段からの位相差信号と前
記判定データとに応答して前記位相差信号の位相と前記
判定データの判定位相との差を検出する判定誤差検出手
段と、前記チャネル番号指示信号の供給される周期で前
記判定誤差を前記クロック信号の供給ごとに加算して判
定誤差の和を生じるとともに前記クリア信号を受けて前
記判定誤差の和をクリアする判定誤差加算手段と、前記
サンプリング信号の供給ごとに前記判定誤差の和をサン
プリングして前記判定誤差の和を記憶する判定誤差レジ
スタと、前記受信信号のＴＤＭＡチャネルごとに対応す
る前記補正値を格納するＭ個の補正レジスタと、前記チ
ャネル番号指示信号の指示に従って前記Ｍ個の補正レジ
スタの一つから前記補正値を選択するセレクタと、前記
判定誤差レジスタから前記判定誤差の和を読み出す読み
出し手段，この読み出された判定誤差の和に応答して前
記ＴＤＭＡ信号の１フレーム期間ごとに前記判定誤差の
和の平均値を計算し対応するＴＤＭＡチャネルの前記補
正レジスタに格納されている前記補正値に前記平均値を
加算して新たな補正値とする計算手段およびこれらの補
正値を対応するチャネルの前記補正レジスタに格納する
補正値格納手段を含む信号処理手段とをさらに備えるこ
とを特徴とするデータ復調装置。
【請求項３５】 π／４シフトＱＰＳＫ変調されたＭチ
ャネルＴＤＭＡ方式の受信信号の位相と前記受信信号の
中心周波数にほぼ等しい基準信号の位相とを比較して前
記受信信号の位相を検出し前記受信信号のシンボル周期
をＮ（Ｎは正整数）相に分割したクロック信号の供給ご
とに検出された前記受信信号の位相をサンプリングして
パラレル信号形式の位相信号とする位相検出手段と、前
記位相信号に前記シンボル周期に等しい長さの遅延を与
えて遅延位相信号を生じる遅延手段と、前記位相信号か
ら前記遅延位相信号を減算して位相差信号を生じる位相
差検出手段と、前記位相差信号に応答して前記位相差
信号の位相判定結果である判定データを生じる判定手段
とを備えるデータ復調装置において、前記データ復調装置が、前記受信信号のＴＤＭＡチャネ
ル切替を知らせるフレーム信号を受けこのフレーム信号
に同期した前記クロック信号と前記ＴＤＭＡチャネルの
受信終了直前に作成するサンプリング信号と前記サンプ
リング信号の作成から前記フレーム信号の受信までの間
に作成するクリア信号と前記フレーム信号の受信と同時
に作成するチャネル番号指示信号とを生じるタイミング
信号発生手段と、前記位相差検出手段と前記判定手段と
の間に挿入され前記位相差検出手段の生じる位相差信号
からこの位相差信号の直流オフセットを補正する補正値
で減算しこの補正された位相差信号を前記判定手段に供
給する減算手段と、前記減算手段からの位相差信号と前
記判定データとに応答して前記位相差信号の位相と前記
判定データの判定位相との差を検出する判定誤差検出手
段と、前記チャネル番号指示信号の供給される周期で前
記判定誤差を前記クロック信号の供給ごとに加算して判
定誤差の和を生じるとともに前記クリア信号を受けて前
記判定誤差の和をクリアする判定誤差加算手段と、前記
サンプリング信号の供給ごとに前記判定誤差の和をサン
プリングして前記判定誤差の和を記憶する判定誤差レジ
スタと、前記受信信号のＴＤＭＡチャネルごとに対応す
る前記補正値を格納するＭ個の補正レジスタと、前記チ
ャネル番号指示信号の指示に従って前記Ｍ個の補正レジ
スタの一つから前記補正値を選択するセレクタと、前記
判定誤差レジスタから前記判定誤差の和を読み出すとと
もに前記受信信号の受信状態を示す受信情報を受ける読
み出し手段，前記ＴＤＭＡ信号の１フレーム期間ごとに
読み出された前記判定誤差の和の平均値を前記受信情報
に応じた加重係数で補正して計算しこの平均値を対応す
るＴＤＭＡチャネルの前記補正レジスタに格納されてい
る前記補正値に加算して新たな補正値とする計算手段お
よびこれらの補正値を対応するチャネルの前記補正レジ
スタに格納する補正値格納手段を含む信号処理手段とを
備えることを特徴とするデータ復調装置。
【請求項３６】前記計算手段が、前記受信信号の最初
のバースト信号受信を示す前記受信情報を受ける場合に
は補正のない前記平均値を計算し、同一ＴＤＭＡチャネルの受信を示す前記受信情報を受け
る場合には前記加重係数で補正された前記平均値を計算
することを特徴とする請求項３５記載のデータ復調装
置。