JPH05336786A - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御装置Info
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- JPH05336786A JPH05336786A JP4136400A JP13640092A JPH05336786A JP H05336786 A JPH05336786 A JP H05336786A JP 4136400 A JP4136400 A JP 4136400A JP 13640092 A JP13640092 A JP 13640092A JP H05336786 A JPH05336786 A JP H05336786A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 電流脈動成分を確実に抑制できるようにした
ものである。 【構成】 第1の座標変換部5は目標値i1d*,i1q*
に基づいて、一次電流I1を基準軸としてγ−δ座標に
おけるi1γ*軸とd軸とγ軸との位相差φとを演算す
る。この演算値とi1d*を用いて電圧目標値v1γ*、
v1δ*を求める。この目標値に第2の座標変換部6か
ら得られたi1γ,i1δとi1γ*,i1δ*との偏差分
がPIアンプ7,8に入力される。PIアンプ7,8の
出力に変動分Δv1γ,Δv1δを得る。この変動分と前
記目標値とを加算する。Δv1δとv1δ*の加算値には
更にPIアンプ12の変動分を加算して極座標変換部9
に入力する。
ものである。 【構成】 第1の座標変換部5は目標値i1d*,i1q*
に基づいて、一次電流I1を基準軸としてγ−δ座標に
おけるi1γ*軸とd軸とγ軸との位相差φとを演算す
る。この演算値とi1d*を用いて電圧目標値v1γ*、
v1δ*を求める。この目標値に第2の座標変換部6か
ら得られたi1γ,i1δとi1γ*,i1δ*との偏差分
がPIアンプ7,8に入力される。PIアンプ7,8の
出力に変動分Δv1γ,Δv1δを得る。この変動分と前
記目標値とを加算する。Δv1δとv1δ*の加算値には
更にPIアンプ12の変動分を加算して極座標変換部9
に入力する。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】この発明は誘導電動機のベクトル
制御装置に関するものである。
制御装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】2次磁束とそれに直交する2次電流を非
干渉に制御する誘導電動機のベクトル制御が広く適用さ
れてきている。(特開平3−135388号公報の従来
技術参照)この公報に記載のベクトル制御は、3相誘導
電動機の場合電流や磁束を、電源による回転磁界と同速
度で回転する直交2軸のd−q座標系のベクトルとして
取り扱い、演算結果を3相電源の各相の電流指令値に換
算して制御する方法である。次にその具体的方法につい
て述べると、d−q座標系での電圧方程式は次の(1)
式で表される。
干渉に制御する誘導電動機のベクトル制御が広く適用さ
れてきている。(特開平3−135388号公報の従来
技術参照)この公報に記載のベクトル制御は、3相誘導
電動機の場合電流や磁束を、電源による回転磁界と同速
度で回転する直交2軸のd−q座標系のベクトルとして
取り扱い、演算結果を3相電源の各相の電流指令値に換
算して制御する方法である。次にその具体的方法につい
て述べると、d−q座標系での電圧方程式は次の(1)
式で表される。
【0003】
【数1】
【0004】ただし、ωs=ω−ωr Lσ=(L1L2−
M2)/L2である。
M2)/L2である。
【0005】ここで、v1d,v1qは夫々1次電圧のd,
q軸成分、i1d,i1qは夫々1次電流のd,q軸成分、
λ2d,λ2qは夫々2次磁束のd,q軸成分、R1,R2は
夫々1次,2次抵抗、L1,L2,Mは夫々1次,2次,
励磁インダクタンス、ω,ωr,ωsは夫々1次電源角周
波数,回転子角周波数,すべり角周波数、Pはd/dt
を表すものである。
q軸成分、i1d,i1qは夫々1次電流のd,q軸成分、
λ2d,λ2qは夫々2次磁束のd,q軸成分、R1,R2は
夫々1次,2次抵抗、L1,L2,Mは夫々1次,2次,
励磁インダクタンス、ω,ωr,ωsは夫々1次電源角周
波数,回転子角周波数,すべり角周波数、Pはd/dt
を表すものである。
【0006】d−q座標系においてd軸を二次磁束上に
とればλ2q=0となる。このときλ2d=Φ2=一定、i
2d=0、i2q=i2となり直流機と同様なトルクと磁束
の直交制御が可能となる。
とればλ2q=0となる。このときλ2d=Φ2=一定、i
2d=0、i2q=i2となり直流機と同様なトルクと磁束
の直交制御が可能となる。
【0007】一方二次磁束は次の関係がある。
【0008】
【数2】 ベクトル制御条件よりi2d=0であり、(2)式からλ
2d=Mi1dとなる。
2d=Mi1dとなる。
【0009】また、λ2q=0より i1q=−L2×i2q
/Mとなり、i1qはトルク電流と比例する。
/Mとなり、i1qはトルク電流と比例する。
【0010】次に(1)式4行目より(3)式が得ら
れ、この(3)式からすべり角周波数の条件を求める
と、ωsは(4)式で表される。
れ、この(3)式からすべり角周波数の条件を求める
と、ωsは(4)式で表される。
【0011】
【数3】
【0012】
【数4】
【0013】以上がd軸上に二次磁束が一致するように
制御したときのベクトル制御条件である。従ってベクト
ル制御を行うためにはi1dをΦ2/Mに設定し、ωsを
(4)式が成り立つように制御することが必要である。
制御したときのベクトル制御条件である。従ってベクト
ル制御を行うためにはi1dをΦ2/Mに設定し、ωsを
(4)式が成り立つように制御することが必要である。
【0014】ここですべり角周波数ωsの演算に用いる
2次抵抗R1は周囲温度及び回転子の自己発熱などの温
度変化により抵抗値が変化するため、電動機の出力電圧
に基づいて抵抗値の変化分を推定し、この変化分により
すべり角周波数ωsの目標値を修正して、2次抵抗変化
による発生トルク変動を補償する必要がある。仮に2次
抵抗の変化分を無視したとすると、トルク制御精度やト
ルク応答が悪化する。このような2次抵抗の変化分の推
定を例えばインバータの出力電圧そのままを用いると1
次抵抗の変化分が取り込まれてしまうため、推定に用い
る信号としては、1次抵抗に左右されない信号であるこ
とが望ましい。
2次抵抗R1は周囲温度及び回転子の自己発熱などの温
度変化により抵抗値が変化するため、電動機の出力電圧
に基づいて抵抗値の変化分を推定し、この変化分により
すべり角周波数ωsの目標値を修正して、2次抵抗変化
による発生トルク変動を補償する必要がある。仮に2次
抵抗の変化分を無視したとすると、トルク制御精度やト
ルク応答が悪化する。このような2次抵抗の変化分の推
定を例えばインバータの出力電圧そのままを用いると1
次抵抗の変化分が取り込まれてしまうため、推定に用い
る信号としては、1次抵抗に左右されない信号であるこ
とが望ましい。
【0015】こうしたことから図2に示す制御回路が既
に提案されている。図中1は励磁分電流指令部であり、
角周波数ωrがある値を越えるまで二次磁束指令値Φ2を
i1dの目標値i1d*とし、ωrがある値を越えるとi1d
*を小さくする。以下目標値あるいは理想値に符号*を
付して示すと、速度指令ωr*及びωrの偏差分を速度ア
ンプ2を通じてi1q*とし、i1d*,i1q*に基づいて
d−q軸上の一次電圧の理想値v1d*,v1q*を演算で
求め、一次抵抗と二次抵抗変化による電圧変動分の補正
をi1d*=i1d,i1q*=i1qとなるように制御する
と、i1d*=i1dを制御するPIアンプ31にはΔv1d
が得られ、i1q*=i1qを制御するPIアンプ32には
Δv1qが得られる。Δv1d,Δv1qには一次抵抗と二次
抵抗の変化による電圧変動分を共に含んでいるため、一
次抵抗変化による電圧変動を含まない成分を求めること
により二次抵抗変化の補償を行えば、一次抵抗変化に影
響されない補償が可能となる。そこで一次電流I1のベ
クトル上に基準軸γを置いた回転座標γ−δ軸をとり、
このδ軸の一次電圧変動分Δv1δをすべり補正演算部
33で求めている。このΔv1δは一次抵抗R1を含まな
い式で表され、従って一次抵抗R1の影響を受けない。
に提案されている。図中1は励磁分電流指令部であり、
角周波数ωrがある値を越えるまで二次磁束指令値Φ2を
i1dの目標値i1d*とし、ωrがある値を越えるとi1d
*を小さくする。以下目標値あるいは理想値に符号*を
付して示すと、速度指令ωr*及びωrの偏差分を速度ア
ンプ2を通じてi1q*とし、i1d*,i1q*に基づいて
d−q軸上の一次電圧の理想値v1d*,v1q*を演算で
求め、一次抵抗と二次抵抗変化による電圧変動分の補正
をi1d*=i1d,i1q*=i1qとなるように制御する
と、i1d*=i1dを制御するPIアンプ31にはΔv1d
が得られ、i1q*=i1qを制御するPIアンプ32には
Δv1qが得られる。Δv1d,Δv1qには一次抵抗と二次
抵抗の変化による電圧変動分を共に含んでいるため、一
次抵抗変化による電圧変動を含まない成分を求めること
により二次抵抗変化の補償を行えば、一次抵抗変化に影
響されない補償が可能となる。そこで一次電流I1のベ
クトル上に基準軸γを置いた回転座標γ−δ軸をとり、
このδ軸の一次電圧変動分Δv1δをすべり補正演算部
33で求めている。このΔv1δは一次抵抗R1を含まな
い式で表され、従って一次抵抗R1の影響を受けない。
【0016】図3はd−q軸及びγ−δ軸と電圧、電流
との関係を示すベクトル図、図4は一次電圧変動分を示
すベクトル図であり、図中V1、Eは夫々一次電圧、二
次電圧、Δv1は一次電圧変動分、Δv1γ,Δv1δは
夫々その変動分のγ軸成分、δ軸成分、φはγ軸とd軸
との位相差、I0は励磁分電流、I2はトルク分電流であ
る。Δv1δは次の(5)式により表される。
との関係を示すベクトル図、図4は一次電圧変動分を示
すベクトル図であり、図中V1、Eは夫々一次電圧、二
次電圧、Δv1は一次電圧変動分、Δv1γ,Δv1δは
夫々その変動分のγ軸成分、δ軸成分、φはγ軸とd軸
との位相差、I0は励磁分電流、I2はトルク分電流であ
る。Δv1δは次の(5)式により表される。
【0017】
【数5】 Δv1δ=−Δv1d・sinφ+Δv1qcosφ ‥‥‥(5) ただしcosφ=I0/I1=i1d/i1q、sinφ=I
2/I1=i1q/i1γ そしてすべり補正演算部33ではΔv1δに基づいて2次
抵抗変化分に対応するすべり角周波数の修正分Δωsを
演算で求め、すべり角周波数演算部34で求めたωs*と
Δωsとの加算値をすべり角周波数の目標値とし、これ
に回転子角周波数ωrを加算して一次電圧の角周波数ω
=θ/tの目標値としている。図2中35は極座標変換
部、36は座標変換部、41はPWM回路、42はインバ
ータ、IMは誘導電動機、PPはパルスピックアップ
部、43は速度検出部である。
2/I1=i1q/i1γ そしてすべり補正演算部33ではΔv1δに基づいて2次
抵抗変化分に対応するすべり角周波数の修正分Δωsを
演算で求め、すべり角周波数演算部34で求めたωs*と
Δωsとの加算値をすべり角周波数の目標値とし、これ
に回転子角周波数ωrを加算して一次電圧の角周波数ω
=θ/tの目標値としている。図2中35は極座標変換
部、36は座標変換部、41はPWM回路、42はインバ
ータ、IMは誘導電動機、PPはパルスピックアップ
部、43は速度検出部である。
【0018】
【発明が解決しようとする課題】前述した特開平3−1
35388号公報には従来技術を改良した発明が開示さ
れているが、この発明のものは出力の相電流が電流零付
近で脈動していることが判明した。図5(a),(b)
はu相における電流脈動成分の波形であるが、図5
(b)に示す丸印A,Bの部分が前述した脈動である。
この脈動は図では1相しか示していないが3相共通に発
生している。この脈動は1周期中6回発生することから
(1相当たり2回)トルク脈動の要因となるため、抑制
することが要望されている。
35388号公報には従来技術を改良した発明が開示さ
れているが、この発明のものは出力の相電流が電流零付
近で脈動していることが判明した。図5(a),(b)
はu相における電流脈動成分の波形であるが、図5
(b)に示す丸印A,Bの部分が前述した脈動である。
この脈動は図では1相しか示していないが3相共通に発
生している。この脈動は1周期中6回発生することから
(1相当たり2回)トルク脈動の要因となるため、抑制
することが要望されている。
【0019】この発明は上記の事情に鑑みてなされたも
ので、電流脈動成分を確実に抑制できるようにした誘導
電動機のベクトル制御装置を提供することを目的とす
る。
ので、電流脈動成分を確実に抑制できるようにした誘導
電動機のベクトル制御装置を提供することを目的とす
る。
【0020】
【課題を解決するための手段】この発明は上記の目的を
達成するために、誘導電動機の電源角周波数と同期して
回転する回転座標であって、二次磁束を基準軸とする座
標をd−q座標とすると、誘導電動機の一次電流のd軸
成分及びq軸成分の目標値i1d*,i1q*を算出し、こ
れら目標値と二次時定数の設定値とに基づいてすべり角
周波数を演算するすべり角周波数演算部を備えた誘導電
動機のベクトル制御装置において、d−q軸に対し位相
ψがtan-1(i1d*/i1q*)異なりかつ一次電流I
1を基準軸とする座標をγ−δ座標とすると、i1d*,
i1q*に基づいて一次電流のγ軸成分の目標値i1γ*
(=I1)及び前記位相ψを算出する第1の座標変換部
と、i1γ*,ψに基づいて一次電圧のγ,δ軸成分の
目標値v1γ*,v1δ*を夫々算出する手段と、誘導電
動機の一次電流の検出地をγ−δ座標の各軸成分i
1γ,i1δに変換する第2の座標変換部と、i1γ*及
び一次電流のδ軸成分の目標値i1δ*(=0)と前記
第2の座標変換部よりのi1γ,i1δとに基づいて、現
在の一次電圧のγ軸成分におけるv1γ*からの変動分
Δv1γと、現在の一次電圧のδ軸成分におけるv1γ*
からの変動分Δv1δとを算出する手段と、i1d*,i
1q*,i1γ*及びΔv1δに基づいて二次抵抗の設定値
に対する変化分を演算する二次抵抗変化分演算部とを設
け、一次電流のδ軸成分の目標値i1δ*と第2の座標
変換部よりのi1δとの偏差分から変動分ΔI1δを得、
この変動分の極性により出力に可変ゲイン値を算出する
手段とを設け、v1γ*とΔv1γとの加算値を一次電圧
のγ軸成分の目標値v1γとし、またv1δ*とΔ1δと
の加算値に前記可変ゲイン値を加算してその加算値を一
次電圧のδ軸成分の目標値v1δとし、これら目標値v1
γ,v1δに基づいて電源電圧を制御すると共に、前記
すべり角周波数演算部は二次時定数の設定値と前記二次
抵抗変化分演算部で得られた演算結果とに基づいてその
ときの二次時定数を求め、この二次時定数を用いて演算
を行うことを特徴とするものである。
達成するために、誘導電動機の電源角周波数と同期して
回転する回転座標であって、二次磁束を基準軸とする座
標をd−q座標とすると、誘導電動機の一次電流のd軸
成分及びq軸成分の目標値i1d*,i1q*を算出し、こ
れら目標値と二次時定数の設定値とに基づいてすべり角
周波数を演算するすべり角周波数演算部を備えた誘導電
動機のベクトル制御装置において、d−q軸に対し位相
ψがtan-1(i1d*/i1q*)異なりかつ一次電流I
1を基準軸とする座標をγ−δ座標とすると、i1d*,
i1q*に基づいて一次電流のγ軸成分の目標値i1γ*
(=I1)及び前記位相ψを算出する第1の座標変換部
と、i1γ*,ψに基づいて一次電圧のγ,δ軸成分の
目標値v1γ*,v1δ*を夫々算出する手段と、誘導電
動機の一次電流の検出地をγ−δ座標の各軸成分i
1γ,i1δに変換する第2の座標変換部と、i1γ*及
び一次電流のδ軸成分の目標値i1δ*(=0)と前記
第2の座標変換部よりのi1γ,i1δとに基づいて、現
在の一次電圧のγ軸成分におけるv1γ*からの変動分
Δv1γと、現在の一次電圧のδ軸成分におけるv1γ*
からの変動分Δv1δとを算出する手段と、i1d*,i
1q*,i1γ*及びΔv1δに基づいて二次抵抗の設定値
に対する変化分を演算する二次抵抗変化分演算部とを設
け、一次電流のδ軸成分の目標値i1δ*と第2の座標
変換部よりのi1δとの偏差分から変動分ΔI1δを得、
この変動分の極性により出力に可変ゲイン値を算出する
手段とを設け、v1γ*とΔv1γとの加算値を一次電圧
のγ軸成分の目標値v1γとし、またv1δ*とΔ1δと
の加算値に前記可変ゲイン値を加算してその加算値を一
次電圧のδ軸成分の目標値v1δとし、これら目標値v1
γ,v1δに基づいて電源電圧を制御すると共に、前記
すべり角周波数演算部は二次時定数の設定値と前記二次
抵抗変化分演算部で得られた演算結果とに基づいてその
ときの二次時定数を求め、この二次時定数を用いて演算
を行うことを特徴とするものである。
【0021】
【作用】一次電流のδ軸成分の目標値i1δ*と第2の
座標変換部よりのi1δとの偏差分である変動分Δi1δ
を得る。その後、この変動分Δi1δの極性と出力周波
数の回転方向とにより可変ゲイン値を得る。この可変ゲ
イン値を一次電圧のδ軸成分の目標値v1δを得るため
のv1δ*とΔv1δの加算値に加える。これにより電流
脈動成分を抑制することができる。
座標変換部よりのi1δとの偏差分である変動分Δi1δ
を得る。その後、この変動分Δi1δの極性と出力周波
数の回転方向とにより可変ゲイン値を得る。この可変ゲ
イン値を一次電圧のδ軸成分の目標値v1δを得るため
のv1δ*とΔv1δの加算値に加える。これにより電流
脈動成分を抑制することができる。
【0022】
【実施例】以下この発明の実施例を図面に基づいて説明
するに、図2と同一部分は同一符号を付して示す。図1
において、5は第1の座標変換部で、この第1の座標変
換部5はi1d*,i1q*に基づいて一次電流I1を基準
軸としたγ−δ座標におけるi1γ*とd軸とγ軸との
位相差φとを演算する機能を有し、具体的にはtan-1
(i1q*/I1d*)=φ√(i1d*2+i1q*2)=I1
の演算を実行する。そして第1の座標変換部5より出力
されたsinφ、I1、cosφ及び励磁分電流指令部
1よりのi1d*を用いて次式の(6)式、(7)式の演
算を実行し、v1γ*、v1δ*が求められる。
するに、図2と同一部分は同一符号を付して示す。図1
において、5は第1の座標変換部で、この第1の座標変
換部5はi1d*,i1q*に基づいて一次電流I1を基準
軸としたγ−δ座標におけるi1γ*とd軸とγ軸との
位相差φとを演算する機能を有し、具体的にはtan-1
(i1q*/I1d*)=φ√(i1d*2+i1q*2)=I1
の演算を実行する。そして第1の座標変換部5より出力
されたsinφ、I1、cosφ及び励磁分電流指令部
1よりのi1d*を用いて次式の(6)式、(7)式の演
算を実行し、v1γ*、v1δ*が求められる。
【0023】
【数6】
【0024】6は第2の座標変換部で、この第2の座標
変換部6は一次電流の検出値iu,iwをγ−δ座標の各
軸成分i1γ、i1δに変換する。これらi1γ、i1δは
それぞれ目標値i1γ*、i1δ*(=0)と比較され、
その偏差分がそれぞれ電圧制御アンプであるPIアンプ
7,8に入力される。PIアンプ7,8は入力された偏
差分から出力にそれぞれ一次電圧変動分Δv1γ、Δ1δ
を得る。得られたΔv1γ、Δ1δは目標値v1γ*、v1
δ*とそれぞれ加算される。
変換部6は一次電流の検出値iu,iwをγ−δ座標の各
軸成分i1γ、i1δに変換する。これらi1γ、i1δは
それぞれ目標値i1γ*、i1δ*(=0)と比較され、
その偏差分がそれぞれ電圧制御アンプであるPIアンプ
7,8に入力される。PIアンプ7,8は入力された偏
差分から出力にそれぞれ一次電圧変動分Δv1γ、Δ1δ
を得る。得られたΔv1γ、Δ1δは目標値v1γ*、v1
δ*とそれぞれ加算される。
【0025】Δv1δとΔ1δ*との加算値には次に示す
PIアンプ12の出力が加算される。PIアンプ12は
トルク脈動を抑制させるためのもので、このPIアンプ
12には、i1δとi1δ*との偏差分Δi1δが入力さ
れる。この偏差分は電流空間ベクトルの回転方向に対し
て逆方向に発生するからPIアンプ12はΔi1δの極
性と出力周波数の時計方向(CW)と反時計方向(CC
W)により可変ゲインとする。これを表としたものを次
に示す。
PIアンプ12の出力が加算される。PIアンプ12は
トルク脈動を抑制させるためのもので、このPIアンプ
12には、i1δとi1δ*との偏差分Δi1δが入力さ
れる。この偏差分は電流空間ベクトルの回転方向に対し
て逆方向に発生するからPIアンプ12はΔi1δの極
性と出力周波数の時計方向(CW)と反時計方向(CC
W)により可変ゲインとする。これを表としたものを次
に示す。
【0026】
【表1】
【0027】PIアンプ12はΔi1δを可変ゲインと
して出力にΔv1δを得、このΔv1δを前述したΔv1
δとv1δ*との加算値に加算する。この加算出力v1δ
と、前述したΔv1γとv1γ*との加算出力v1γとが
極座標変換部9に入力される。この極座標変換部9はv
1γとv1δから出力に一次電圧のベクトルV1の大きさ
│V1│と、γ軸との位相角φとを出力する。この位相
角φは後述するθ(=ωot)と加算され、これら加算値
と│V1│とがPWM回路41に入力されてU、V、W相
に対応する一次電圧指令値に変換され、これによりイン
バータ42の電圧が制御される。
して出力にΔv1δを得、このΔv1δを前述したΔv1
δとv1δ*との加算値に加算する。この加算出力v1δ
と、前述したΔv1γとv1γ*との加算出力v1γとが
極座標変換部9に入力される。この極座標変換部9はv
1γとv1δから出力に一次電圧のベクトルV1の大きさ
│V1│と、γ軸との位相角φとを出力する。この位相
角φは後述するθ(=ωot)と加算され、これら加算値
と│V1│とがPWM回路41に入力されてU、V、W相
に対応する一次電圧指令値に変換され、これによりイン
バータ42の電圧が制御される。
【0028】10は二次抵抗変化分演算部で、この演算
部10はi1d*,i1q*,i1γ*及びΔv1γを取り込
んで次の(8)式の演算を実行して二次抵抗変化分Kを
求める。
部10はi1d*,i1q*,i1γ*及びΔv1γを取り込
んで次の(8)式の演算を実行して二次抵抗変化分Kを
求める。
【0029】
【数7】
【0030】また、11はすべり角周波数演算部で、こ
の演算部11はK、i1d*及びi1q*を取り込んで次の
(9)式を実行してωsを求める機能を有している。
の演算部11はK、i1d*及びi1q*を取り込んで次の
(9)式を実行してωsを求める機能を有している。
【0031】
【数8】
【0032】ところでコンピュータにより第1図の回路
の各部の演算を実行する場合には次のようにしてωsを
算出する。即ちKの演算やすべり角周波数演算を含む一
連の演算はクロック信号により瞬時に行われ、すべり角
周波数演算部11における(n−1)回目の演算で求め
た2次抵抗値をn回目の演算における設定値とする。n
回目の演算で求めたK及びR2を夫々Kn,R2nとして表
し、R2nの初期値R20に予め設定した値R2*を割り当
てると、1回目からn回目までの演算は次のようにな
る。
の各部の演算を実行する場合には次のようにしてωsを
算出する。即ちKの演算やすべり角周波数演算を含む一
連の演算はクロック信号により瞬時に行われ、すべり角
周波数演算部11における(n−1)回目の演算で求め
た2次抵抗値をn回目の演算における設定値とする。n
回目の演算で求めたK及びR2を夫々Kn,R2nとして表
し、R2nの初期値R20に予め設定した値R2*を割り当
てると、1回目からn回目までの演算は次のようにな
る。
【0033】 1回目 R21=(1+K1)・R20=(1+K1)・R2* 2回目 R22=(1+K2)・R21=(1+K2)・(1+K1)・R2* : n回目 R2n=(1+Kn)・R2(n-1)=(1+Kn)(1+Kn-1)… (1+K1)・R2* 従ってn回目の演算で求めるωsをωsnとして表すと、
ωsnは次の(10)式となり、 ωsn=(1+Kn)・ωs(n-1) ‥‥‥(10) (n−1)回目の演算で求めたωs(n-1)を記憶しておい
て、(10)式により得られたKnを用いることにより
ωsnが求められる。
ωsnは次の(10)式となり、 ωsn=(1+Kn)・ωs(n-1) ‥‥‥(10) (n−1)回目の演算で求めたωs(n-1)を記憶しておい
て、(10)式により得られたKnを用いることにより
ωsnが求められる。
【0034】この場合初期値ωs1は、 ωs1=(1+K1)・R2*・1/L2*・i1δ*/i1
γ*である。
γ*である。
【0035】こうして得られたωsと電動機IMの回転
子角周波数検出値ωrとを加算し、その加算値ω0を電源
角周波数の目標値とする。
子角周波数検出値ωrとを加算し、その加算値ω0を電源
角周波数の目標値とする。
【0036】
【発明の効果】以上述べたように、この発明によれば、
電流脈動成分を確実に抑制することができ、これにより
トルクリップル等が減少する利点がある。
電流脈動成分を確実に抑制することができ、これにより
トルクリップル等が減少する利点がある。
【図1】この発明の実施例を示すブロック図、
【図2】従来のベクトル制御装置を示すブロック図、
【図3】電流,電圧のベクトル図、
【図4】電流,電圧のベクトル図、
【図5】aは電流指令波形図、bは電流脈動成分波形
図。
図。
5…第1の座標変換部、 6…第2の座標変換部、 7,8,12…PIアンプ 9…極座標変換部
Claims (1)
- 【請求項1】 誘導電動機の電源角周波数と同期して回
転する回転座標であって、二次磁束を基準軸とする座標
をd−q座標とすると、誘導電動機の一次電流のd軸成
分及びq軸成分の目標値i1d*,i1q*を算出し、これ
ら目標値と二次時定数の設定値とに基づいてすべり角周
波数を演算するすべり角周波数演算部を備えた誘導電動
機のベクトル制御装置において、 d−q軸に対し位相φがtan-1(i1d*/i1q*)異な
りかつ一次電流I1を基準軸とする座標をγ−δ座標と
すると、i1d*,i1q*に基づいて一次電流のγ軸成分
の目標値i1γ*(=I1)及び前記位相ψを算出する第
1の座標変換部と、 i1γ*,φに基づいて一次電圧のγ,δ軸成分の目標
値v1γ*,v1δ*を夫々算出する手段と、 誘導電動機の一次電流の検出値をγ−δ座標の各軸成分
i1γ,i1δに変換する第2の座標変換部と、 i1γ*及び一次電流のδ軸成分の目標値i1δ*(=
0)と前記第2の座標変換部よりのi1γ,i1δとに基
づいて、現在の一次電圧のγ軸成分におけるv1γ*か
らの変動分Δv1γと、現在の一次電圧のδ軸成分にお
けるv1γ*からの変動分Δv1δとを算出する手段と、 i1d*,i1q*,i1γ*及びΔ1δに基づいて二次抵抗
の設定値に対する変化分を演算する二次抵抗変化分演算
部とを設け、 一次電流のδ軸成分の目標値i1δ*と第2の座標変換
部よりのi1δとの偏差分から変動分ΔI1δを得、この
変動分の極性により出力に可変ゲイン値を算出する手段
とを設け、 v1γ*とΔv1γとの加算値を一次電圧のγ軸成分の目
標値v1γとし、またv1δ*とΔ1δとの加算値に前記
可変ゲイン値を加算してその加算値を一次電圧のδ軸成
分の目標値v1δとし、これら目標値v1γ,v1δに基
づいて電源電圧を制御すると共に、 前記すべり角周波数演算部は二次時定数の設定値と前記
二次抵抗変化分演算部で得られた演算結果とに基づいて
そのときの二次時定数を求め、この二次時定数を用いて
演算を行うことを特徴とする誘導電動機のベクトル制御
装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4136400A JPH05336786A (ja) | 1992-05-28 | 1992-05-28 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4136400A JPH05336786A (ja) | 1992-05-28 | 1992-05-28 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05336786A true JPH05336786A (ja) | 1993-12-17 |
Family
ID=15174285
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4136400A Pending JPH05336786A (ja) | 1992-05-28 | 1992-05-28 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH05336786A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN102664581A (zh) * | 2012-04-17 | 2012-09-12 | 北京交通大学 | 一种高速列车直流侧二次脉动引起的转矩脉动抑制*** |
-
1992
- 1992-05-28 JP JP4136400A patent/JPH05336786A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN102664581A (zh) * | 2012-04-17 | 2012-09-12 | 北京交通大学 | 一种高速列车直流侧二次脉动引起的转矩脉动抑制*** |
CN102664581B (zh) * | 2012-04-17 | 2015-03-11 | 北京交通大学 | 一种高速列车直流侧二次脉动引起的转矩脉动抑制*** |
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