JP2953044B2 - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 A.産業上の利用分野 本発明は誘導電動機のベクトル制御装置に関するもの
である。

B.発明の概要 本発明は、誘導電動機における直交２軸座標系の１次
電流の各軸の成分と２次時定数とにもとづいてすべり角
周波数を演算するすべり角周波数演算部を備えたベクト
ル制御装置において、 一次電流を基準軸とする回転座標γ−δ軸における一
次電圧のδ軸成分が一次抵抗の大きさに左右されないこ
とに着目し、その変動成分に基づいてすべり角周波数の
目標値を修正するとともに、速度変化時に補償演算を一
時停止させることによって、 一次抵抗変化に影響されない理想的な二次抵抗変化の
補償をすることができ、これによりトルク制御精度を向
上させるとともに、速度変化時の加減速特性を良好に保
持したものである。

更に無負荷運転時にはトルク電流が零となって、一次
電圧変動には二次抵抗変化の影響が現れないことに着目
し、無負荷運転時の一次電圧変動分に基づいて一次抵抗
と励磁インダクタンスとを算出することによって、これ
らの補償も可能にしたものである。

C.従来の技術 ２次磁束とそれに直交する２次電流を非干渉に制御す
る誘導電動機のベクトル制御が広く適用されてきてい
る。

このベクトル制御は、３相誘導電動機の場合電流や磁
束を、電源による回転磁界と同速度で回転する直交２軸
のｄ−ｑ座標系のベクトルとして取り扱い、演算結果を
３相電源の各相の電流指令値に換算して制御する方法で
ある。

その具体的方法について述べると、ｄ−ｑ座標系での
電圧方程式は次の（１）式で表される。

ただしω_ｓ＝ω−ω_ｒ Ｌ_σ＝（L₁L₂−M²）/L₂であ
る。

ここでv_1d,v_1qは夫々１次電圧のd,q軸成分、 i_1d,i_1qは夫々１次電流のd,q軸成分、 λ_2d,λ_2qは夫々２次磁束のd,q軸成分、 R₁,R₂は夫々１次,2次抵抗、 L₁,L₂,Mは々１次,2次，励磁インダクタンス、 ω，ω_r,ω_ｓは夫々１次電源角周波数，回転子角周波
数，すべり角周波数、 Ｐはd/dt を表すものである。

ｄ−ｑ座標系においてｄ軸を二次磁束上にとればλ_2q
＝０となる。このときλ_2d＝Φ_２＝一定、i_2d＝０、i_2d
＝i₂となり直流機と同様なトルクと磁束の直交制御が可
能となる。

一方二次磁束は次の関係がある。

ベクトル制御条件よりi_2d＝０であり、（２）式から
λ_2d＝Mi_1dとなる。

また、λ_2q＝０より となり、i_1qはトルク電流と比例する。

次に（１）式４行目より（３）式が得られ、この
（３）式からすべり角周波数の条件を求めると、ω_ｓは
（４）式で表される。

以上がｄ軸上に二次磁束が一致するように制御したと
きのベクトル制御条件である。従ってベクトル制御を行
うためにはi_1dをλ_2d/Mに設定し、ω_ｓを（４）式が成
り立つように制御することが必要である。

ここですべり角周波数ω_ｓの演算に用いる２次抵抗R₂
は周囲温度及び回転子の自己発熱などの温度変化により
抵抗値が変化するため、電動機の出力電圧に基づいて抵
抗値の変化分を推定し、この変化分によりすべり角周波
数ω_ｓの目標値を修正して、２次抵抗変化による発生ト
ルク変動を補償する必要がある。仮に２次抵抗の変化分
を無視したとすると、トルク制御精度やトルク応答が悪
化する。このように２次抵抗の変化分の推定を例えばイ
ンバータの出力電圧そのままを用いると１次抵抗の変化
分が取り込まれてしまうため、推定に用いる信号として
は、１次抵抗に左右されない信号であることが望まし
い。

こうしたことから第８図に示す制御回路が既に提案さ
れている。図中１は励磁分電流指令部であり、角周波数
ω_ｒがある値を越えるまでλ_2d＊/M＊をi_1dの目標値i_1d
＊とし、ω_ｒがある値を越えるとi_1d＊を小さくする。
以下目標値あるいは理想値を＊を付して示すと、速度指
令ω_ｒ＊及びω_ｒの偏差分を速度アンプ２を通じてi_1q
＊とし、i_1d＊,i_1q＊に基づいてｄ−ｑ軸上の一次電圧
の理想値v_1d＊,v_1q＊を演算で求め、一次抵抗と二次抵
抗変化による電圧変動分の補正をi_1d＊＝i_1d、i_1q＊＝1
_1qとなるように制御すると、i_1d＊＝1_1dを制御するPIア
ンプ3₁にはΔ_1dが得られ、i_1q＊＝i_1qを制御するPIアン
プ3₂にはΔv_1qが得られる。Δv_1d,Δv_1qには一次抵抗と
二次抵抗の変化による電圧変動分を共に含んでいるた
め、一次抵抗変化による電圧変動を含まない成分を求め
ることにより二次抵抗変化の補償を行えば、一次抵抗変
化に影響されない補償が可能となる。そこで一次電流I₁
のベクトル上に基準軸γを置いた回転座標γ−δ軸をと
り、このδ軸の一次電圧変動分ΔＶ_１δをすべり補正演
算部3₃で求めている。このΔＶ_１δは一次抵抗R₁を含ま
ない式で表され、従って一次抵抗R₁の影響を受けない。
Δｖ_１δについては本発明でも用いるので、本発明の内
容説明の項にて詳述する。

第６図はｄ−ｑ軸及びγ−δ軸と電圧、電流との関係
を示すベクトル図、第７図は一次電圧変動分を示すベク
トル図であり、図中V₁、Ｅは夫々一次電圧、二次電圧、
Δv₁は一次電圧変動分、Δｖ_１γ，Δｖ_１δは夫々その
変動分のγ軸成分、δ軸成分、ψはｄ−ｑ軸に対し位相
ψがtan^-1（i_1q＊/i_1d＊）異なる位相、I₀は励磁分電
流、I₂はトルク分電流である。Δｖ_１δは次の（５）式
により表される。

Δｖ_１δ＝−Δv_1d・sinψ＋Δv_1qcosψ ……（５） ただしcosψ＝I₀/I₁＝i_1d/i_１γ、sinψ＝I₂/I₁＝i_1q
/i_１γ そしてすべり補正演算部3₃ではΔｖ_１δに基づいて２
次抵抗変化分に対応するすべり角周波数の修正分Δω_ｓ
を演算で求め、すべり角周波数演算部3₄で求めたω_ｓ＊
とΔω_ｓとの加算値をすべり角周波数の目標値とし、こ
れに回転子角周波数ω_ｒを加算して一次電圧の角周波数
ω＝ｄθ/dtの目標値としている。第８図中3₅は極座標
変換部、3₆は座標変換部、4₁はPWM回路、4₂はインバー
タ、IMは誘導電動機、PPはパルスピックアップ部、4₃は
速度検出部である。

D.発明が解決しようとする課題 一次電圧変動分Δv_1d,Δv_1qは一次抵抗の変動分及
び二次抵抗の変動分を共に含んでいるため、第８図の回
路では、すべり補正演算部3₃にてΔv_1d,Δv_1qから更に
一次抵抗変化の影響を受けないΔ_１δを算出し、更にこ
のΔｖ_１δからΔω_ｒを算出している。

界磁制御を行う場合にはλ_2dとi_1dとは（１）式３
行目より次の（６）式の関係にある。

λ_2q＝０であるから（７）式が成り立つ。

（７）式より界磁制御時にはi_1dはλ_2dの変化に対し
て一次進み制御されることがわかる。つまり界磁指令λ
_2d＊が変化しているときはλ_2d＝Mi_1dは成り立たない。

しかしながら従来の回路では、界磁制御に対しては考
慮していないため、励磁電流i_1dを一定として、つま
り、i_1d＝λ_2d/Mとして理論的展開を行い、すべり補正
演算を実行していた。このため界磁制御領域では、すべ
り角周波数の設定値を正確に演算することができず、有
効な方法ではなかった。

本発明の目的は、すべり角周波数の演算式中の二次抵
抗の変化を補償するにあたって、一次抵抗変化に影響さ
れない理想的な補償を行うことができるとともに、電動
機の速度が変化しても、前記補償による悪影響が生じる
ことなく加減速特性を良好に保つことができ、更にすべ
り角周波数の目標値の演算が既に提案されている方式よ
りも簡単になり、その上界磁制御を行う場合にも有効な
ベクトル制御装置を提案することにある。

本発明の他の目的は、一次抵抗及び励磁インダクタン
スの変化分を補償することが可能なベクトル制御装置を
提供することにある。

E.課題を解決するための手段及び作用 既述したように二次抵抗のみならず一次抵抗も温度に
より変化するため一次抵抗変化の影響を受けずに二次抵
抗補償を行うことが理想的である。ここに本発明では第
８図の回路と同様に一次電圧のδ軸成分の変動量Δｖ
_１δを用いると共に、更に一歩進めた制御方式を採用し
た。

即ち第８図に示すベクトル制御では回転座標ｄ−ｑ軸
のｄ軸を二次磁束と同一軸とすることにより、励磁電流
i_1d、トルク電流i_1qの直交性を保つように制御してい
た。

今回、この回転座標をγ−δ軸としてγ軸を一次電流
I₁上に設定して制御する方法を検討した。ただし、ベク
トル制御を行うためには当然ｄ−ｑ軸上での制御が必要
であるため、電源角周波数ω_０と同一速度で回転し、位
相の異なるｄ−ｑ軸とγ−δ軸を併用する新制御方式と
した。

一次電流I₁を基準としたγ−δ軸上で考えた場合、二
次抵抗変化による一次電圧変動をδ軸の変動分Δｖ_１δ
で検出すると、一次抵抗による電圧変動分を含まない電
圧成分となるためロバスト性のある二次抵抗補償が可能
となる。

そのため、γ−δ軸上での理想一次電圧ｖ_１γ＊,v
_１δ＊を演算で求め、一次抵抗と二次抵抗変化による電
圧変動分の補正をｉ_１γ＝I₁、ｉ_１δ＝０となるように
制御することにより実行する。このように制御すること
により、ｉ_１γ＝I₁を制御するPIアンプ出力にはΔｖ
_１γが得られ、ｉ_１δ＝０を制御するPIアンプ出力には
Δｖ_１δが得られる。Δｖ_１δには一次抵抗変化による
電圧成分が含まれていないので、二次抵抗変化の補償に
使用することが可能である。つまり、Δｖ_１δを用いて
二次抵抗変化の補償を行えば、一次抵抗変化に左右され
ない理想的な補償を行うことができる。

このように、一次電流I₁を基準値としたγ−δ軸を用
いれば、二次抵抗変化の補償に用いる一次電圧変動デー
タがδ軸に直接得られるという利点を有する。

また本発明では、先の（７）式から界磁指令λ_2d＊が
変化しているときにはλ_2d＝Mi_1dは成り立たないので、
λ_2d/Mとi_1dとは区別して使用している。

さらに電動機の速度変化を検出し、速度変化有りの時
には前記二次抵抗変化の補償を一旦停止するとともに、
それまでの補償量を保持させておき、速度変化が無くな
ると再び前記補償を行う。これによって速度変化時であ
っても正確なすべり周波数を与えることができ良好な加
減速特性を保つことができる。

以下に本発明を具体的に詳述する。

γ−δ軸を用いた場合のベクトル制御条件第３図は
誘導電動機の非対称Ｔ−Ｉ形等価回路、第４図はこの等
価回路に対応するベクトル図である。

今γ軸を一次電流I₁上にとればｉ_１γ＝I₁、ｉ_１δ＝
０となる。γ−δ軸においても「従来技術」の項で示し
た（１）式と同様の式が成り立つので（１）式のd,qを
夫々γ，δに変更すると、（１）式の3,4行目から
（８），（９）式が成り立つ。

Ｐを含んだ項を除去すれば常に成立するω_ｓの条件が
求められる。（９）式より次式が求められる。

（10）式を（８）式に代入すると次式が得られ、従っ
て（11）式が成り立つ。

ここで、λ_2dとλ_２γ，λ_２δの関係は次のようにな
る。

λ_２γ２＋λ_２δ ^２＝λ_2d ² ……（13） （12），（13）式を（11）式に代入すると次式が得ら
れる。

以上のようにγ軸を一次電流I₁上にとってｉ_１γ＝
I₁、ｉ_１δ＝０となるように制御し、かつｄ−ｑ軸上で
のベクトル制御条件を満足するようにすればω_ｓは「従
来技術」の項の（４）式と同一の式で表され、同一の条
件が得られることが分かった。ただし界磁制御領域を考
慮してλ_2d≠Mi_1dとして取り扱えば、（14）式の１段目
よりωｓは（15）式のように表される。

γ−δ軸における理想電圧 γ−δ軸ではｉ_１γ＊＝I₁、ｉ_１δ＊＝０と制御され
るので、これを考慮して（１）式を変形すると次の（1
6）式が得られる。

Ｐの付いている項を省略すると（17）式のようにな
る。

ここでベクトル制御条件成立時は次式が成立する。

よって（19）式が得られる。

トルク電流指令i_1q＊が急変したときや界磁制御に入
って励磁電流指令i_1d＊が変化するときには，（16）式
のＬσにかかっているPi_１γの項を無視することができ
ない。このＰ項を考慮したときの理想電圧は次のように
なる。

二次抵抗変化時の二次磁束変動 二次抵抗が変化したときの二次磁束変動について検討
する。

（１）式の3,4行目より次式が得られる。

（21），（22）式にL₂/R₂をかけると次のようにな
る。

（23），（24）式よりλ_２γを求める。まず は次式となる。

は次式となる。

（25）＋（26）よりλ_２γは次のようになる。

次に、（23），（24）式よりλ_２δを求める。まず は次式となる。

は次式となる。

（29）−（28）よりλ_２δを求めると次のようにな
る。

ここで次の仮定をおく。

（イ）電流は指令値通り流れるように制御されていると
して、ｉ_１γ＊＝ｉ_１γ、ｉ_１δ＊＝ｉ_１δ＝０とす
る。またｄ−ｑ軸上での電流はi_1d＊＝i_1d、i_1q＊＝i_1q
とする。

（ロ）二次抵抗変化分をＫとするとR₂＝（１＋Ｋ）R₂＊
となるから（27），（30）式にある は次のように表すことができる。

（ハ）励磁電流は（７）式で示されるように制御されて
いるとし、従って（32）式が成り立つ。

（ニ）二次抵抗補償を行うものとして、 の過渡項の特定数L₂/R₂＝L₂＊/R₂と仮定する。（短時間
にR₂は変化しないとする。）そのため、次式が成立す
る。

以上の関係式を（27），（30）式に代入して変形する
と次のようになる。

ここでγ−δ軸での二次磁束の理想値は次式で表され
る。

（34）式の分母、分子にｉ_１γ＊を掛け、（36）式を
用いると、γ軸の二次磁束変動分Δλ_２γは（39）式の
ように表される。

また（35）式の分母、分子にｉ_１γ＊を掛け、（37）
式を用いると、δ軸の二次磁束変動分Δλ_２δは（40）
式のように表される。

二次磁束変動時の一次電圧変動 二次磁束が変動したときの一次電圧は（16）式より次
のように表すことができる。

一次電圧の理想値は（19）式で表されるので、（18）
式を考慮した（19）式と（41）式とから、電圧変動分Δ
ｖ_１γ，Δｖ_１δは次のようになる。ただしΔλ_２δ，
Δλ_２γの展開は夫々（40），（39）式を利用してい
る。

ここでｖ_１γにはR₁i_１γ＊の成分を含んでいるた
め、一次抵抗R₁の変化による電圧変動もｖ_１γは含むこ
とになる。そのため、一次抵抗R₁の変化も考慮すると
（42）式は次のようになる。ただしK₁は一次抵抗変化分
である。

以上より、Δｖ_１γには一次抵抗R₁の変動分を含むた
め、二次抵抗R₂変化の補償に使用するには不適当であ
る。一方Δｖ_１δにはR₁の成分を含んでいないため、二
次抵抗変化による電圧変動式分と考えられる。従って、
δ軸の一次電圧ｖ_１δの変動分Δｖ_１δを検出して二次
抵抗補償を行えば、一次抵抗R₁の影響を含んでいないの
で次のような利点がある。

（ｉ）位置抵抗R₁の温度変化の影響を受けることなく二
次抵抗補償を行うことができる。

（ii）低速域ではR₁の電圧降下分の影響が大きくなる
が、δ軸の一次電圧ｖ_１δにはR₁の電圧降下分を含んで
いないので、低速域でも二次抵抗補償を正確に行うこと
が可能となる。

（iii）Δｖ_１δより二次抵抗補償を行えば、Δｖ_１γ
にはR₁変化分による電圧成分のみが発生する。これによ
り、R₁の推定が可能となる。R₁は一次抵抗ケーブルの抵
抗分デッドタイムの電圧降下分主回路素子のV_CE分など
を含んだものと考えられる。

二次抵抗変化分Ｋの算出 （43）式を変形すると次の（45）式が得られる。

従ってδ軸の一次電圧変動分Δｖ_１δが検出できれば
（45）式より二次抵抗変化分Ｋを求めることができる。

無負荷運転時の一次抵抗と励磁インダクタンスの同
定法 本発明では二次抵抗変化の補償に加えて下記のように
一次抵抗と励磁インダクタンスとの同定を行うこともで
きる。

励磁インダクタンスが変化すると励磁電流とトルク電
流の分流比が変化して一次電圧も変化する。一次電圧は
二次抵抗が変化しても同様に変化するため、励磁インダ
クタンスＭと二次抵抗R₂の変化を区別することができな
い。しかし無負荷運転時はトルク電流i_1q＝０となるの
で一次電圧変動には二次抵抗変化の影響が現れない。そ
こで無負荷運転時の一次電圧変動を用いて励磁インダク
タンスの補償を行うことができる。

無負荷運転時のベクトル図はＴ−Ｉ形等価回路より第
５図のように表すことができる。無負荷運転時はトルク
電流i_1q＝０のため、ｄ−ｑ軸とγ−δ軸は一致する。
そこでｄ−ｑ軸で考える。無負荷運転時の一次電圧は
（16）式より次のように表すことができる。ただしi_1q
＝０とし、Ｐ項は無視する。

ここで次の仮定をおく。

（イ）電流は指令値通り流れるように制御されていると
して、i_1d＊＝i_1dとする。

（ロ）励磁インダクタンスの変化分をA_Mとおく。

（ハ）一次抵抗の変化分をA₁とおく。

（ニ）モータ定数の設定値に＊を付ける。

（ホ）漏れインダクタンスＬ_σは小さいとして変化は無
視する。

いま無負荷運転時の理想電圧は（46）式より次のよう
に表すことができる。

一次抵抗変化分A₁、励磁インダクタンス変化分A_Mを用
いて一次電圧を表すと次のようになる。

（47），（48）式より無負荷運転時の一次電圧変動分
Δv_1d,Δv_1qは次のようになる。

（49）式より一次抵抗変化分A₁と励磁インダクタンス
変化分A_Mは次のようになる。

励磁指令が変化しない定常状態ではλ_2d＊＝Ｍ＊i_1d
＊となるのでA_Mは次のようになる。

以上より、無負荷運転時の一次電圧変動分を検出する
ことにより一次抵抗と励磁インダクタンスの同定が可能
であることが分かった。まとめると次のようになる。

（イ）ｄ軸の一次電圧変動分Δv_1dより一次抵抗変化分A
₁がわかる。

（ロ）ｑ軸の一次電圧変動分Δv_1qより励磁インダクタ
ンス変化分A_Mがわかる。

本発明の手段 二次抵抗の目標値R₂＊と実際の二次抵抗とが一致して
いれば（15）式に基づいてω_ｓを求め、これをω_ｓ＊と
すればよいが、二次抵抗は温度により変化する。そこで
本発明ではΔｖ_１δを用いてＫを演算し、このＫにより
R₂＊を修正してω_ｓ＊を求める。ω_ｓ＊を求めるために
は、（15）式より得られる次の（52）式を用いる。

一方一次抵抗も温度により変化するが、Δｖ_１δは
（43）式からわかるように一次抵抗の値を含んでいない
ので二次抵抗を補償するにあたって一次抵抗変化に左右
されない。この点においては第８図に示した回路と共通
しているが、第８図の回路ではｄ−ｑ座標系における電
流制御を行っているのに対し、本発明ではγ−δ座標系
における電流制御を基本として一次電圧を制御し、これ
により電流制御アンプ出力にΔｖ_１γ，ΔＶ_１δを得、
このΔｖ_１δを用いて二次抵抗を補償するようにしてい
る。

ここで電動機の速度が急変したとき、速度検出の遅れ
によりすべり周波数、一次周波数などに誤差が発生し、
理想的なベクトル制御条件からずれることになる。それ
を補正するためにΔｖ_１δも変化することになり、二次
抵抗変動補償に用いることが不可能となる。そのため電
動機速度変化時に二次抵抗変動補償を実行していると不
正確なすべり周波数を与えることになり、加減速時の特
性が悪化する。そこで電動機の速度検出信号に基づい
て、速度変化の有無を検出する速度変化検出部を設け、
前記速度変化検出部が速度変化有りを検出したときは、
速度変化発生前の二次抵抗変化分Ｋの値を保持するとと
もに該Ｋの演算を停止せしめ、前記速度変化検出部が速
度変化無しを検出したときは、前記Ｋの演算を再開せし
める。

具体的にはi_1d＊,i_1q＊に基づいて一次電流のγ軸成
分の目標値ｉ_１γ＊（＝I₁）及び前記位相ψを算出する
第１の座標変換部と、λ_2d＊と励磁インダクタンスＭと
の比λ_2d/M、第１の座標変換部の演算結果及び電源角周
波数の指令値ω_０に基づいて一次電圧のγ，δ軸成分の
目標値ｖ_１γ＊、ｖ_１δ＊を夫々算出する手段と、 誘導電動機の一次電流の検出値をγ−δ座標の各軸成
分ｉ_１γ,i_１δに変換する第２の座標変換部と、 ｉ_１γ＊及び一次電流のδ軸成分の目標値ｉ_１δ＊と
前記第２の座標変換部よりのｉ_１γ,i_１δとに基づい
て、現在の一次電圧γ軸成分におけるｖ_１γ＊からの変
動分Δｖ_１γと、現在の一次電圧のδ軸成分におけるｖ
_１δ＊からの変動分Δｖ_１δとを算出する手段と、 i_1d＊,i_1q＊,i_１γ＊，λ_2d＊、一次電源角周波数ω
_０、励磁インダクタンスの設定値Ｍ＊及びΔｖ_１δに基
づいて二次抵抗の設定値に対する変化分を演算する二次
抵抗変化分演算部と、 電動機の速度検出信号に基づいて、速度変化の有無を
検出する速度変化検出部とを設け、 ｖ_１γ＊とΔｖ_１γとの加算値を一次電圧のγ軸成分の
目標値ｖ_１γとし、またｖ_１δ＊とΔｖ_１δとの加算値
を一次電圧のδ軸成分の目標値ｖ_１δとし、これら目標
値ｖ_１γ,v_１δに基づいて電源電圧を制御すると共に、 前記すべり角周波数演算部により二次時定数の設定値
と前記二次抵抗変化分演算部で得られた演算結果とに基
づいてそのときの二次時定数を求め、この二次時定数、
i_1q＊及びλ_2d＊/M＊を用いて演算を行い、 前記速度変化検出部が速度変化有りを検出したとき
は、速度変化発生前の二次抵抗変化分演算部の演算結果
を保持するとともに該演算部の演算を停止せしめ、前記
速度変化検出部が速度変化無しを検出したときは、前記
演算部の演算を再開せしめるようにしている。

また本発明では二次抵抗変化分演算部を用いる代わり
に、現在の一次電圧のδ軸成分におけるｖ_１δ＊からの
変動分Δｖ_１δとこのΔｖ_１δの目標値零との偏差を入
力すると共に、すべり角周波数の目標値ω_ｓ＊からの変
動分Δω_ｓを出力するすべり角周波数制御アンプ（電圧
変動分制御アンプ）を設け、 このすべり角周波数制御アンプ（電圧変動分制御アン
プ）よりのΔω_ｓとすべり角周波数演算部で求めたω_ｓ
＊との加算値をすべり角周波数の目標値としても同様の
作用、効果が得られる。

この場合前記速度変化検出部が速度変化有りを検出し
たときは、速度変化発生前の電圧変動分制御アンプの出
力Δω_ｓを保持するとともに該電圧変動制御アンプの演
算を停止せしめ、前記速度変化検出部が速度変化無しを
検出したときは、前記電圧変動制御アンプの演算を再開
させる。または、前記速度変化検出部が速度変化有りを
検出したときは、速度変化発生前の電圧変動分制御アン
プの出力Δω_ｓとすべり角周波数ω_ｓに基づいて二次抵
抗変化分Ｋを算出し、該二次抵抗変化分Ｋを用いてすべ
り角周波数演算部の二次抵抗目標値R₂＊を設定変更した
後電圧変動制御アンプの演算を停止せしめ、前記速度変
化検出部が速度変化無しを検出したときは、前記電圧変
動制御アンプの演算を再開させる。

更に本発明では、無負荷運転時にΔｖ_１γ、一次抵抗
の設定値R₁＊およびi_1d＊に基づいて一次抵抗の設定値
に対する変化分を算出すると共に、Δｖ_１δ、Ｍ＊、二
次自己インダクタンスL₂＊、ω_０及びλ_2d＊に基づいて
励磁インダクタンスの設定値に対する変化分を算出する
同定回路部を設けることもできる。

F.実施例 第１図（Ａ）は本発明の実施例を示す回路図であり、
第８図と同符号のものは同一部分を示している。1₁は速
度検出部4₃よりの角周波数ωｒに応じてλ_2d＊/M＊を出
力する二次磁束指令アンプであり、ωｒがある値を越え
るまではλ_2do＊/M＊を出力し、ωｒがある値を越えて
界磁制御領域に入るとωｒに応じてλ_2d＊/M＊は小さく
なる。1₂は（７）式、即ちλ_2d＊/M＊（１＋L₂＊/R₂＊
・Ｓ）の演算を実行する演算部である。

5₁は第１の座標変換部であって、i_1d＊、i_1q＊に基づ
いて一次電流I₁を基準軸としたγ−δ座標におけるｉ
_１γ＊とｄ軸とγ軸との位相差ψとを演算する機能を有
し、具体的には の演算を実行する。5₂は一次電圧の目標値を演算するた
めの理想電圧演算部であり、第１の座標変換部5₁より出
力されたsinψ、I₁、cosψ及び二次磁束指令アンプ1₁よ
りのλ_2d＊/M＊並びに電源角周波数ω_０を用いて（19）
式の演算を実行し、ｖ_１γ＊,v_１δ＊を演算する。

６は第２の座標変換部であり、一次電流の検出値i_u,i
_wをγ−δ座標の各軸成分ｉ_１γ,i_１δに変換する。こ
れらｉ_１γ,i_１δは夫々目標値ｉ_１γ＊、ｉ_１δ＊（＝
０）と比較され、その偏差分が夫々電流制御アンプであ
るPIアンプ7,8に入力される。PIアンプ7,8からは夫々Δ
ｖ_１γ，ΔＶ_１δが出力され、既述したようにΔｖ_１γ
はｖ_１γ＊と、またΔｖ_１δはｖ_１δ＊と夫々加算され
る。９は極座標変換部であり、一次電圧のベクトルV₁の
大きさ|V₁|とγ軸との位相角φとを出力する（第３図参
照）。この位相角φは、ψと後述するθ（＝ω₀t）と加
算され、これら加算値と|V₁|とがPWM回路4₁に入力され
て、Ｕ、Ｖ、Ｗ相に対応する一次電圧指令値に変換さ
れ、これによりインバータ4₂の電圧が制御される。

10は二次抵抗変化分演算部であり、λ_2d＊/M＊,i
_1d＊,i_1q＊，ω₀,i_１γ＊及びΔｖ_１δを取り込んで（4
5）式の演算を実行して二次抵抗変化分Ｋを求める部分
である。また11はすべり角周波数演算部であり、K,λ_2d
＊/M＊及びi_1q＊を取り込み（52）式を実行してω_ｓを
求める機能を有する。ところでコンピュータにより第１
図（Ａ）の回路の各部の演算を実行する場合には次のよ
うにしてω_ｓを算出する。即ちＫの演算やすべり角周波
数演算を含む一連の演算はクロック信号により瞬時に行
われ、すべり角周波数演算部11における（ｎ−１）回目
の演算で求めた２次抵抗値をｎ回目の演算における設定
値とする。ｎ回目の演算で求めたＫ及びR₂を夫々K_n,R_2n
として表し、R_2nの初期値R₂₀に予め設定した値R₂＊を割
り当てると、１回目からｎ回目までの演算は次のように
なる。

従ってｎ回目の演算で求めるω_ｓをω_snとして表す
と、ω_snは次の（53）式となり、 ω_sn＝（１＋K_n）・ω_s(n-e) ……（53） （ｎ−１）回目の演算で求めたω_s(n-1)を記憶しておい
て、（53）式により得られたK_nを用いることによりω_sn
が求められる。

この場合初期値ω_s1は ω_s1＝（１＋K₁）・R₂＊・1/L₂＊・i_1q＊／（λ_2d＊/
M＊）である。

こうして得られたω_ｓと電動機IMの回転子角周波数検
出値ω_ｒとを加算し、その加算値ω_０を電源角周波数の
目標値とする。

12は同定回路部であり、無負荷運転時にΔｖ_１γ、及
びi_1d＊を取り込んで（50）式の上段の式を実行して一
次抵抗の変化分A₁を算出し、これにより一次抵抗を同定
すると共に、Δｖ_１δ，ω_０及びλ_2d＊/M＊を取り込ん
で（50）式の下段の式を実行して励磁インダクタンスの
変化分A_Mを算出し、これにより励磁インダクタンスM²/L
₂を同定する機能を有する。すなわち、前記変化分A₁,A_M
に基づいて、例えば第１図（Ａ）の理想電圧演算部5₂の
R₁＊、Ｍ＊を変更する。ここで無負荷運転であるか否か
の判定及び同定回路部12の駆動のタイミングはコンパレ
ータ13により行われる。コンパレータ13は、定格トルク
電流を100％とした場合例えばその５％の値を設定値と
し、i_1q＊の値と比較して、i_1q＊が設定値より低けれ
ば、無負荷運転と判定して同定回路12を駆動すると共
に、この場合には二次抵抗変化の影響が現れないのでそ
の出力信号により二次抵抗変化分演算部10を停止させ
る。

21は速度検出部4₃の検出信号に基づいて電動機の速度
変化の有無を検出する速度変化検出部である。この速度
変化検出部21は、速度変化有りを検出したときは、速度
変化発生前の二次抵抗変化分演算部10の演算結果を保持
させるとともに該演算部10の演算を停止せしめ、速度変
化無しを検出したときは、前記演算部10の演算を再開さ
せる。これによって電動機速度変化時の加減速特性を良
好に保つことができる。

以上において、演算部5₂でｖ_１γ＊を演算するにあた
ってＰ項を考慮した（20）式の演算を行うために、ｉ
_１γ＊にかかる項をR₁＊からR₁＊（１＋Ｌσ/R₁＊Ｐ）
の一次進みに置き換えるようにすれば、より正確な理想
電圧を与えることができ、電流応答を改善できる。

次に第１図（Ａ）の実施例を改良した実施例について
述べる。

（16）式より二次磁束の変化を無視すると次の（16
a）式が得られる。ただしλ_２γ，λ_２δは（18）式を
用いてλ_2dを表している。

この式からわかるように一次電流が急変した場合にそ
の時間的変化率に応じた値だけｖ_１γ,v_１δが変化して
しまう。即ちｖ_１δの変化分の中には二次抵抗変化分に
加えて一次電流の時間的変化率が含まれることになり、
ｖ_１γの変化分の中には一次抵抗、励磁インダクタスの
変化分に加えて同様に一次電流の時間的変化率が含まれ
ることになる。このため第１図（Ａ）の実施例では、一
次電流の急変時にはその変化分が二次抵抗変化分として
捉えられ、また一次抵抗変化分、励磁インダクタンス変
化分として捉えられて、補償の正確性が低くなる。

そこで第１図（Ｂ）の実施例では、Ｌ_σPi_１γ,L_σPi
_１δの項を含んだ一次電圧変動分（これをΔｖ_１γ，Δ
ｖ_１δとする）と、含まない一次電圧変動分（これをΔ
ｖ_１γＩ，Δｖ_１δＩとする）との双方を演算し、前者
の値Δｖ_１γ，Δｖ_１δを用いて一次電圧を制御すると
共に、後者の値Δｖ_１γＩ，Δｖ_１δＩを用いて二次抵
抗変化の補償及び一次抵抗等の同定を行うこととしてい
る。

具体的には、第１図（Ｂ）に示すようにPIアンプ７に
ついては、Ｌ_σPi_１γに相当する（ｉ_１γ＊−ｉ_１γ）
×Ｌ_σ/T_sを演算する比例要素7₁と（Ｉ_１γ＊−
ｉ_１γ）を積分する積分要素7₂とを含み、比例要素7₁よ
りの比例項出力と積分要素7₂よりの積分項出力との和を
Δｖ_１γとして出力すると共に、積分項出力をΔｖ
_１γＩとして出力するように構成している。またPIアン
プ８については、Ｌ_σPi_１δに相当する（ｉ_１δ＊−ｉ
_１δ）×Ｌ_σ/T_sを演算する比例要素8₁と（ｉ_１γ＊−
ｉ_１γ）を積分する積分要素8₂とを含み、比例要素8₁よ
りの比例項出力と積分要素8₂よりの積分項出力との和を
Δｖ_１δとして出力すると共に、積分要素8₂よりの積分
項出力をΔｖ_１δＩとして出力するように構成してい
る。ただしT_sは演算周期を示し、（ｉ_１γ＊−ｉ_１γ）
/T_sと（ｉ_１δ＊−ｉ_１δ）/T_sとは微分要素により演算
される。

このような構成によれば一次電流が急変したときでも
Δｖ_１γＩ，Δｖ_１δＩにはその影響が現れないため、
正確な二次抵抗補償、及び一次電圧の同定等を行うこと
ができる。

第２図は本発明の他の実施例を示す回路図であり、二
次抵抗変化分演算部10を用いる代りに電圧変動分制御ア
ンプであるPIアンプ14を用い、このPIアンプ14にΔｖ
_１δとΔｖ_１δの目標値零との偏差を入力して現在のす
べり角周波数における目標値ω_ｓ＊からの変動分Δω_ｓ
を出力信号として得ている。そしてすべり角周波数演算
部15ではR₂が理想値から変動しないと仮定した式 に基づいてω_ｓ＊を演算し、このω_ｓ＊とΔω_ｓとの加
算値をすべり角周波数の目標値としている。このような
実施例によればすべり角周波数の目標値は二次抵抗変化
に応じて自動的に修正される。なお16はコンパレータ13
または速度変化検出部21の出力信号によってPIアンプ14
の出力を無効にするためのスイッチ部である。

第２図の構成において、電動機の速度が変化し速度変
化検出部21が速度変化有りを検出すると、まずPIアンプ
14の演算を一時停止し、それまでの値を保持させてお
く。そして電動機の速度変化が無くなると、前記PIアン
プ14の演算停止を解除して再度各々の演算を実行させ
る。

または、電動機速度変化発生前のすべり周波数ω_ｓと
すべり補償量Δωｓに基づいて二次抵抗変化分を次の
（54）式より算出し、すべり角周波数演算部15の二次抵
抗設定値R₂＊を変更する。

１＋Kn＝ω_s/ω_ｓ＊ ……（54） ただし、 であり、ω_ｓ＝ω_ｓ＊＋Δω_ｓであり、K_nは二次抵抗変
化分である。ここで前記（54）式からω_ｓはω_ｓ＝（１
＋Kn）×ω_ｓ＊であり、この式に前記ω_ｓ＊を代入する
と、 ω_ｓ＝（１＋Kn）×ω_ｓ＊＝ （１＋Kn）×（R_2n-1＊/L₂＊）・｛i_1q＊／（λ_2d＊/M
＊）｝＝ （１＋Kn）×〔｛（１＋K₁）（１＋K₂）…（１＋K_n-1） ・R₂＊｝/L₂＊〕・｛i_1q＊／（λ_2d＊/M＊）｝ となる。

二次抵抗設定値R₂＊は次のようにして変化させる。

R_2n＊＝（１＋K_n）・R_2n-1＊ ……（55） ただし、R_2n-1＊＝（１＋K₁）（１＋K₂）……（１＋K
_n-1）・R₂＊であり、K₁〜K_nは各回での二次抵抗変化分
であり、R₂＊は初期の二次抵抗設定値である。

また第２図に示す実施例において、PIアンプ7,8とし
て夫々第１図（Ｂ）に示すPIアンプ7,8を用い、Δｖ
_１γＩを同定回路部12に入力すると共に、Δｖ_１δ＊と
Δｖ_１δＩとの偏差をPIアンプ14に入力すれば、先述し
たように二次抵抗変化分の補償等を正確に行うことがで
きる。

G.発明の効果 本発明によれば一次電流I₁を基準軸とする回路座標γ
−δ軸上での一次電圧のδ軸成分ｖ_１δは一次抵抗R₁の
電圧降下分を含まず、そのため二次抵抗変化による一次
電圧変動に関しても、その変動成分Δｖ_１δには一次抵
抗の影響が現れないことに着目し、例えば電流制御アン
プによりΔｖ_１δを求め、これを用いてすべり角周波数
の目標値を求めるときの二次抵抗変化を補償しているた
め、一次抵抗変化に影響されない理想的な補償を行うこ
とができる。しかも一次電圧理想値ｖ_１γ＊、ｖ_１δ＊
を、励磁指令λ_2d＊/M＊と励磁電流i_1d＊とを等しいと
して取り扱わずに区別して演算しているため、界磁制御
を行う用途に対しても有効なベクトル制御となった。更
にΔｖ_１γ，Δｖ_１δを求めて電圧制御を行っているの
で一次抵抗、二次抵抗変化に対する電圧補正を行うこと
ができ、この効果高いトルク制御精度を得ることができ
ると共にトルク応答が良好になる。

そして第８図の回路と比較した場合、第８図の回路で
はｄ−ｑ座標上のみで電圧制御を行っており、Δv_1d,Δ
v_1qには一次抵抗、二次抵抗の双方の変化に対する変動
分を含んでいることから、Δv_1d,Δv_1qより二次抵抗変
化のみの影響を受けるデータと双方の変化の影響を受け
るデータとに分離する必要があるが、本発明ではそのよ
うな分離を行うことなくΔｖ_１γ，Δｖ_１δにより直接
制御することができる。

またΔｖ_１δにより二次抵抗補償を行えばΔｖ_１γに
は一次抵抗変化による影響のみが残るため、このΔｖ
_１γに基づいて一次抵抗R₁の推定を行うこともできる。

更に本発明では、無負荷運転時の一次電圧を解析し、
その解析結果に着目してΔｖ_１γ（＝Δv_1d）に基づい
て一次抵抗の設定値に対する変化分を算出し、Δｖ_１δ
に基づいて励磁インダクタンスM²/L₂の変化分を算出し
ているため、一次抵抗及び励磁インダクタスの補償が可
能になった。

また、電流制御アンプの構成をＬ_σPi_１γ,L_σPi_１δ
に相当する電圧偏差を比例項出力として得るようにし、
二次抵抗変化により発生する電圧変動分を積分項出力と
して得るようにすれば、一次電流変化時のＬ_σPi_１γ,L
_σPi_１δの項は積分項出力に現れなくなる。これによ
り、電流応答が改善されるとともに、積分項出力Δｖ
_１γＩ，Δｖ_１δＩを用いて一次抵抗，二次抵抗，励磁
インダクタンスの補償を正確に行うことが可能となっ
た。

また、電動機速度が変化しているときは二次抵抗変動
補償演算を停止し、それまでの二次抵抗変化分データを
保持させることにより加減速特性を良好に保つことがで
きる。

電動機速度の変化が無くなると二次抵抗変動補償の演
算を再開させることにより安定した二次抵抗補償が可能
となる。

【図面の簡単な説明】

第１図（Ａ）は本発明の実施例を示すブロック回路図、
第１図（Ｂ）は本発明の他の実施例を示すブロック回路
図、第２図は本発明の更に他の実施例を示すブロック
図、第３図は誘導電動機の等価回路図、第４図〜第７図
は各々電流、電圧等のベクトル図、第８図はベクトル制
御装置の比較例を示すブロック回路図である。 1₁……二次磁束指令アンプ、1₂……演算部、２……速度
アンプ、5₁……第１の座標変換部、5₂……理想電圧演算
部、６……第２の座標変換部、7,8……電流制御アンプ
であるPIアンプ、10……二次抵抗変化分演算部、11,15
……すべり角周波数演算部、12……同定回路部、14……
電圧変動分制御アンプ、21……速度変化検出部。

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】誘導電動機の電源角周波数と同期して回転
   する回転座標であって、二次磁束を基準軸とする座標を
   ｄ−ｑ座標とすると、誘導電動機の一次電流のｄ軸成分
   及びｑ軸成分の目標値i_1d＊,i_1q＊を夫々算出する手段
   と、二次時定数の設定値を含む演算式に基づいてすべり
   角周波数を演算するすべり角周波数演算部を備えた誘導
   電動機のベクトル制御装置において、 i_1d＊を算出する手段は、誘導電動機の回転子角周波数
   に応じて二次磁束のｄ軸成分の目標値λ_2d＊を出力する
   手段と、このλ_2d＊と微分項とに基づいてi_1d＊を算出
   する手段とを有し、 ｄ−ｑ軸に対し位相ψがtan^-1（i_1q＊/i_1d＊）異なりか
   つ一次電流I₁を基準軸とする座標をγ−δ座標とする
   と、i_1d＊,i_1q＊に基づいて一次電流のγ軸成分の目標
   値ｉ_１γ＊（＝I₁）及び前記位相ψを算出する第１の座
   標変換部と、 λ_2d＊と励磁インダクタンスＭとの比λ_2d＊/M、第１の
   座標変換部の演算結果及び電源角周波数の指令値ω_０、
   ２次インダクタンスL₂、一次抵抗R₁、漏れインダクタン
   スＬ_σに基づいて、R₁i_１γ＊＋（M²/L²）・ω_０・（λ
   _2d＊/M）sinψなる演算を行って一次電圧のγ軸成分の
   目標値ｖ_１γ＊を算出するとともに、Ｌ_σω₀i_１γ＊＋
   （M²/L₂）・ω_０・（λ_2d＊/M）cosψなる演算を行って
   一次電圧のδ軸成分の目標値ｖ_１δ＊を算出する手段
   と、 誘導電動機の一次電流の検出値をγ−δ座標の各軸成分
   ｉ_１γ,i_１δに変換する第２の座標変換部と、 ｉ_１γ＊及び一次電流のδ軸成分の目標値ｉ_１δと前記
   第２の座標変換部よりのｉ_１γ,i_１δとに基づいて、現
   在の一次電圧のγ軸成分におけるｖ_１γ＊からの変動分
   Δｖ_１γと、現在の一次電圧のδ軸成分におけるｖ_１δ
   ＊からの変動分Δｖ_１δとを算出する手段と、 i_1d＊,i_1q＊,i_１γ＊，λ_2d＊、一次電源角周波数
   ω_０、励磁インダクタンスの設定値Ｍ＊及びΔｖ_１δに
   基づいて二次抵抗の設定値に対する変化分を演算する二
   次抵抗変化分演算部と、 電動機の速度検出信号に基づいて、速度変化の有無を検
   出する速度変化検出部とを設け、 ｖ_１γ＊とΔ_１γとの加算値を一次電圧のγ軸成分の目
   標値ｖ_１γとし、またｖ_１δ＊とΔ_１δとの加算値を一
   次電圧のδ軸成分の目標値ｖ_１δとし、これら目標値ｖ
   _１γ,v_１δに基づいて電源電圧を制御すると共に、 前記すべり角周波数演算部は二次時定数の設定値と前記
   二次抵抗変化分演算部で得られた演算結果とに基づいて
   そのときの二次時定数を求め、この二次時定数、i_1q＊
   及びλ_2d＊/M＊を用いて演算を行い、 前記速度変化検出部が速度変化有りを検出したときは、
   速度変化発生前の二次抵抗変化分演算部の演算結果を保
   持するとともに該演算部の演算を停止せしめ、前記速度
   変化検出部が速度変化無しを検出したときは、前記演算
   部の演算を再開せしめることを特徴とする誘導電動機の
   ベクトル制御装置。
2. 【請求項２】誘導電動機の電源角周波数と同期して回転
   する回転座標であって、二次磁束を基準軸とする座標を
   ｄ−ｑ座標とすると、誘導電動機の一次電流のｄ軸成分
   及びｑ軸成分の目標値i_1d＊,i_1q＊を夫々算出する手段
   と、二次時定数の設定値を含む演算式に基づいてすべり
   角周波数を演算するすべり角周波数演算部を備えた誘導
   電動機のベクトル制御装置において、 i_1d＊を算出する手段は、誘導電動機の回転子角周波数
   に応じて二次磁束のｄ軸成分の目標値λ_2d＊を出力する
   手段と、このλ_2d＊と微分項とに基づいてi_1d＊を算出
   する手段とを有し、 ｄ−ｑ軸に対し位相ψがtan^-1（i_1q＊/i_1d＊）異なりか
   つ一次電流I₁を基準軸とする座標をγ−δ座標とする
   と、i_1d＊,i_1q＊に基づいて一次電流のγ軸成分の目標
   値ｉ_１γ＊（＝I₁）及び前記位相ψを算出する第１の座
   標変換部と、 λ_2d＊と励磁インダクタンスＭとの比λ_2d＊/M、第１の
   座標変換部の演算結果及び電源角周波数の指令値ω_０、
   ２次インダクタンスL₂、一次抵抗R₁、漏れインダクタン
   スＬ_σに基づいて、R₁i_１γ＊＋（M²/L₂）・ω_０・（λ
   _2d＊/M）sinψなる演算を行って一次電圧のγ軸成分の
   目標値ｖ_１γ＊を算出するとともに、Ｌ_σω₀i_１γ＊＋
   （M²/L₂）・ω_０・（λ_2d＊/M）cosψなる演算を行って
   一次電圧のδ軸成分の目標値ｖ_１δ＊を算出する手段
   と、 誘導電動機の一次電流の検出値をγ−δ座標の各軸成分
   ｉ_１γ,i_１δに変換する第２の座標変換部と、 ｉ_１γ＊及び一次電流のδ軸成分の目標値ｉ_１δ＊と前
   記第２の座標変換部よりのｉ_１γ,i_１δとに基づいて、
   現在の一次電圧のγ軸成分におけるｖ_１γ＊からの変動
   分Δｖ_１γと、現在の一次電圧のδ軸成分におけるｖ
   _１δ＊からの変動分Δｖ_１δとを算出する手段と、 現在の一次電圧のδ軸成分におけるｖ_１δ＊からの変動
   分Δｖ_１δとこのΔｖ_１δの目標値零との偏差を入力す
   ると共に、すべり角周波数の目標値ω_ｓ＊からの変動分
   Δω_ｓを出力する電圧変動分制御アンプと、 電動機の速度検出信号に基づいて、速度変化の有無を検
   出する速度変化検出部とを設け、 前記電圧変動分制御アンプよりのΔω_ｓとすべり角周波
   数演算部で求めたω_ｓ＊との加算値をすべり角周波数の
   目標値とし、 ｖ_１γ＊とΔｖ_１γとの加算値を一次電圧のγ軸成分の
   目標値ｖ_１γとし、またｖ_１δ＊とΔ_１δとの加算値を
   一次電圧のδ軸成分の目標値ｖ_１δとし、これら目標値
   ｖ_１γ,v_１δに基づいて電源電圧を制御すると共に、 前記速度変化検出部が速度変化有りを検出したときは、
   速度変化発生前の電圧変動分制御アンプの出力Δω_ｓを
   保持するとともに該電圧変動制御アンプの演算を停止せ
   しめ、前記速度変化検出部が速度変化無しを検出したと
   きは、前記電圧変動制御アンプの演算を再開せしめるこ
   とを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。
3. 【請求項３】誘導電動機の電源角周波数と同期して回転
   する回転座標であって、二次磁束を基準軸とする座標を
   ｄ−ｑ座標とすると、誘導電動機の一次電流のｄ軸成分
   及びｑ軸成分の目標値i_1d＊,i_1q＊を夫々算出する手段
   と、二次時定数の設定値を含む演算式に基づいてすべり
   角周波数を演算するすべり角周波数演算部を備えた誘導
   電動機のベクトル制御装置において、 i_1d＊を算出する手段は、誘導電動機の回転子角周波数
   に応じて二次磁束のｄ軸成分の目標値λ_2d＊を出力する
   手段と、このλ_2d＊と微分項とに基づいてi_1d＊を算出
   する手段とを有し、 ｄ−ｑ軸に対し位相ψがtan^-1（i_1q＊/i_1d＊）異なりか
   つ一次電流I₁を基準軸とする座標をγ−δ座標とする
   と、i_1d＊,i_1q＊に基づいて一次電流のγ軸成分の目標
   値ｉ_１γ＊（＝I₁）及び前記位相ψを算出する第１の座
   標変換部と、 λ_2d＊と励磁インダクタンスＭとの比λ_2d＊/M、第１の
   座標変換部の演算結果及び電源角周波数の指令値ω_０、
   ２次インダクタスL₂、一次抵抗R₁、漏れインダクタンス
   Ｌ_σに基づいて、R₁i_１γ＊＋（M²/L₂）・ω_０・（λ_2d
   ＊/M）sinψなる演算を行って一次電圧のγ軸成分の目
   標値ｖ_１γ＊を算出するとともに、Ｌ_σω₀i_１γ＊＋
   （M²/L₂）・ω_０・（λ_2d＊/M）cosψなる演算を行って
   一次電圧のδ軸成分の目標値ｖ_１δ＊を算出する手段
   と、 誘導電動機の一次電流の検出値をγ−δ座標の各軸成分
   ｉ_１γ,i_１δに変換する第２の座標変換部と、 ｉ_１γ＊及び一次電流のδ軸成分の目標値ｉ_１δ＊と前
   記第２の座標変換部よりのｉ_１γ,i_１δとに基づいて、
   現在の一次電圧のγ軸成分におけるｖ_１γ＊からの変動
   分Δｖ_１γと、現在の一次電圧のδ軸成分におけるｖ
   _１δ＊からの変動分Δｖ_１δとを算出する手段と、 現在の一次電圧のδ軸成分におけるｖ_１δ＊からの変動
   分Δｖ_１δとこのΔｖ_１δの目標値零との偏差を入力す
   ると共に、すべり角周波数の目標値ω_ｓ＊からの変動分
   Δω_ｓを出力する電圧変動分制御アンプと、 電動機の速度検出信号に基づいて、速度変化の有無を検
   出する速度変化検出部とを設け、 前記電圧変動分制御アンプよりのΔω_ｓとすべり角周波
   数演算部で求めたω_ｓ＊との加算値をすべり角周波数の
   目標値とし、 ｖ_１γ＊とΔｖ_１γとの加算値を一次電圧のγ軸成分の
   目標値ｖ_１γとし、またｖ_１δ＊とΔ_１δとの加算値を
   一次電圧のδ軸成分の目標値ｖ_１δとし、これら目標値
   ｖ_１γ,v_１δに基づいて電源電圧を制御すると共に、 前記速度変化検出部が速度変化有りを検出したときは、
   速度変化発生前の電圧変動分制御アンプの出力Δω_ｓと
   すべり角周波数ω_ｓに基づいて、１＋Kn＝ω_s/ω_ｓ＊
   （ただしKnは任意の時点の二次抵抗変化分）なる演算を
   行って二次抵抗変化分Ｋを算出し、該二次抵抗変化分Ｋ
   を用いて、R_2n＊＝（１＋Kn）・R_2n-1＊（ただしR_2n＊
   は任意の時点の二次抵抗目標値）なる演算を行ってすべ
   り角周波数演算部の二次抵抗目標値R₂＊を設定変更した
   後電圧変動制御アンプの演算を停止せしめ、前記速度変
   化検出部が速度変化無しを検出したときは、前記電圧変
   動制御アンプの演算を再開せしめることを特徴とする誘
   導電動機のベクトル制御装置。
4. 【請求項４】無負荷運転時にΔｖ_１γ、一次抵抗の設定
   値R₁＊及びi_1d＊に基づいて一次抵抗の設定値に対する
   変化分を算出すると共に、Δｖ_１δ、Ｍ＊、二次自己イ
   ンダクタンスL₂＊、ω_０及びλ_2d＊に基づいて励磁イン
   ダクタンスの設定値に対する変化分を算出し、該算出さ
   れた値を、前記一次電圧のγ、δ軸成分の目標値ｖ_１γ
   ＊、ｖ_１δ＊を算出する手段が行う演算に用いる同定回
   路部を設けたことを特徴とする請求項（１）または請求
   項（２）または請求項（３）記載の誘導電動機のベクト
   ル制御装置。
5. 【請求項５】誘導電動機の電源角周波数と同期して回転
   する回転座標であって、二次磁束を基準軸とする座標を
   ｄ−ｑ座標とすると、誘導電動機の一次電流のｄ軸成分
   及びｑ軸成分の目標値i_1d＊,i_1q＊を夫々算出する手段
   と、二次時定数の設定値を含む演算式にもとづいてすべ
   り角周波数を演算するすべり角周波数演算部を備えた誘
   導電動機のベクトル制御装置において、 i_1d＊を算出する手段は、誘導電動機の回転子角周波数
   に応じて二次磁束のｄ軸成分の目標値λ_2d＊を出力する
   手段と、このλ_2d＊と微分項とに基づいてi_1d＊を算出
   する手段とを有し、 ｄ−ｑ軸に対し位相ψがtan^-1（i_1q＊/i_1d＊）異なりか
   つ一次電流I₁を基準軸とする座標をγ−δ座標とする
   と、i_1d＊,i_1q＊に基づいて一次電流のγ軸成分の目標
   値ｉ_１γ＊（＝I₁）及び前記位相ψを算出する第１の座
   標変換部と、 λ_2d＊と励磁インダクタンスＭとの比λ_2d＊/M、第１の
   座標変換部の演算結果及び電源角周波数の指令値ω_０、
   ２次インダクタンスL₂、一次抵抗R₁、漏れインダクタン
   スＬ_σに基づいて、R₁i_１γ＊＋（M²/L₂）・ω_０・（λ
   _2d＊/M）sinψなる演算を行って一次電圧のγ軸成分の
   目標値ｖ_１γ＊を算出するとともに、Ｌ_σω₀i_１γ＊＋
   （M²/L₂）・ω_０・（λ_2d＊/M）cosψなる演算を行って
   一次電圧のδ軸成分の目標値ｖ_１δ＊を算出する手段
   と、 誘導電動機の一次電流の検出値をγ−δ座標の各軸成分
   ｉ_１γ,i_１δに変換する第２の座標変換部と、 一次電流のδ軸成分の目標値ｉ_１δ＊と前記第２の座標
   変換部よりのｉ_１δとの電流偏差の時間的変化率を求め
   てこれと漏れインダクタンスＬ_σとの積を比例項出力と
   する比例要素と、前記電流偏差を積分した値を積分項出
   力とする積分要素とを含み、前記比例項出力と積分項出
   力との和を、現在の一次電圧のδ軸成分におけるｖ_１δ
   ＊からの電圧変動分Δｖ_１δとして出力すると共に、前
   記積分項出力をΔｖ_１δＩとして出力する電流制御アン
   プと、 ｉ_１γ＊と前記第２の座標変換部よりのｉ_１γに基づい
   て、現在の一次電圧のγ軸成分におけるｖ_１γ＊からの
   変動分Δ_１γを算出する手段と、 i_1d＊,i_1q＊,i_１γ＊，λ_2d＊、一次電源角周波数
   ω_０、励磁インダクタンスの設定値Ｍ＊及びΔｖ_１δＩ
   に基づいて二次抵抗の設定値に対する変化分を演算する
   二次抵抗変化分演算部と、 電動機の速度検出信号に基づいて、速度変化の有無を検
   出する速度変化検出部とを設け、 ｖ_１γ＊とΔｖ_１γとの加算値を一次電圧のγ軸成分の
   目標値ｖ_１γとし、またｖ_１δ＊とΔ_１δとの加算値を
   一次電圧のδ軸成分の目標値ｖ_１δとし、これら目標値
   ｖ_１γ,v_１δに基づいて電源電圧を制御すると共に、 前記すべり角周波数演算部は二次時定数の設定値と前記
   二次抵抗変化分演算部で得られた演算結果とに基づいて
   そのときの二次時定数を求め、この二次時定数、i_1q＊
   及びλ_2d＊/M＊を用いて演算を行い、 前記速度変化検出部が速度変化有りを検出したときは、
   速度変化発生前の二次抵抗変化分演算部の演算結果を保
   持するとともに該演算部の演算を停止せしめ、前記速度
   変化検出部が速度変化無しを検出したときは、前記演算
   部の演算を再開せしめることを特徴とする誘導電動機の
   ベクトル制御装置。
6. 【請求項６】誘導電動機の電源角周波数と同期して回転
   する回転座標であって、二次磁束を基準軸とする座標を
   ｄ−ｑ座標とすると、誘導電動機の一次電流のｄ軸成分
   及びｑ軸成分の目標値i_1d＊,i_1q＊を夫々算出する手段
   と、二次時定数の設定値を含む演算式に基づいてすべり
   角周波数を演算するすべり角周波数演算部を備えた誘導
   電動機のベクトル制御装置において、 i_1d＊を算出する手段は、誘導電動機の回転子角周波数
   に応じて二次磁束のｄ軸成分の目標値λ_2d＊を出力する
   手段と、このλ_2d＊と微分項とに基づいてi_1d＊を算出
   する手段とを有し、 ｄ−ｑ軸に対し位相ψがtan^-1（i_1q＊/i_1d＊）異なりか
   つ一次電流I₁を基準軸とする座標をγ−δ座標とする
   と、i_1d＊,i_1q＊に基づいて一次電流のγ軸成分の目標
   値ｉ_１γ＊（＝I₁）及び前記位相ψを算出する第１の座
   標変換部と、 λ_2d＊と励磁インダクタンスＭとの比λ_2d＊/M、第１の
   座標変換部の演算結果及び電源角周波数の指令値ω_０、
   ２次インダクタンスL₂、一次抵抗R₁、漏れインダクタン
   スＬ_σに基づいて、R₁i_１γ＊＋（M²/L₂）・ω_０・（λ
   _2d＊/M）sinψなる演算を行って一次電圧のγ軸成分の
   目標値ｖ_１γ＊を算出するとともに、Ｌ_σω₀i_１γ＊＋
   （M²/L₂）・ω_０・（λ_2d＊/M）cosψなる演算を行って
   一次電圧のδ軸成分の目標値ｖ_１δ＊を算出する手段
   と、 誘導電動機の一次電流の検出値をγ−δ座標の各軸成分
   ｉ_１γ,i_１δに変換する第２の座標変換部と、 一次電流のδ軸成分の目標値ｉ_１δ＊と前記第２の座標
   変換部よりのｉ_１δとの電流偏差の時間的変化率を求め
   てこれと漏れインダクタンスＬ_σとの積を比例項出力と
   する比例要素と、前記電流偏差を積分した値を積分項出
   力とする積分要素とを含み、前記比例項出力と積分項出
   力との和を、現在の一次電圧のδ軸成分におけるｖ_１δ
   ＊からの電圧変動分Δｖ_１δとして出力すると共に、前
   記積分項出力をΔｖ_１δＩとして出力する電流制御アン
   プと、 ｉ_１γ＊と前記第２の座標変換部よりのｉ_１γに基づい
   て、現在の一次電圧のγ軸成分におけるｖ_１γ＊からの
   変動分Δｖ_１γを算出する手段と、 電流制御アンプの積分項出力Δ_１δＩとこのΔ_１δＩの
   目標値零との偏差を入力すると共に、すべり角周波数の
   標準値ω_ｓ＊からの変動分Δω_ｓを出力する電圧変動分
   制御アンプと、 電動機の速度検出信号に基づいて、速度変化の有無を検
   出する速度変化検出部とを設け、 前記電圧変動分制御アンプよりのΔω_ｓとすべり角周波
   数演算部で求めたω_ｓ＊との加算値をすべり角周波数の
   目標値とし、 ｖ_１γ＊とΔｖ_１γとの加算値を一次電圧のγ軸成分の
   目標値ｖ_１γとし、またｖ_１δ＊とΔ_１δとの加算値を
   一次電圧のδ軸成分の目標値ｖ_１δとし、これら目標値
   ｖ_１γ,v_１δに基づいて電源電圧を制御すると共に、 前記速度変化検出部が速度変化有りを検出したときは、
   速度変化発生前の電圧変動分制御アンプの出力Δω_ｓを
   保持するとともに該電圧変動制御アンプの演算を停止せ
   しめ、前記速度変化検出部が速度変化無しを検出したと
   きは、前記電圧変動制御アンプの演算を再開せしめるこ
   とを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。
7. 【請求項７】誘導電動機の電源角周波数と同期して回転
   する回転座標であって、二次磁束を基準軸とする座標を
   ｄ−ｑ座標とすると、誘導電動機の一次電流のｄ軸成分
   及びｑ軸成分の目標値i_1d＊,i_1q＊を夫々算出する手段
   と、二次時定数の設定値を含む演算式に基づいてすべり
   角周波数を演算するすべり角周波数演算部を備えた誘導
   電動機のベクトル制御装置において、 i_1d＊を算出する手段は、誘導電動機の回転子角周波数
   に応じて二次磁束のｄ軸成分の目標値λ_2d＊を出力する
   手段と、このλ_2d＊と微分項とに基づいてi_1d＊を算出
   する手段とを有し、 ｄ−ｑ軸に対し位相ψがtan^-1（i_1q＊/i_1d＊）異なりか
   つ一次電流I₁を基準軸とする座標をγ−δ座標とする
   と、i_1d＊,i_1q＊に基づいて一次電流のγ軸成分の目標
   値ｉ_１γ＊（＝I₁）及び前記位相ψを算出する第１の座
   標変換部と、 λ_2d＊と励磁インダクタンスＭとの比λ_2d＊/M、第１の
   座標変換部の演算結果及び電源角周波数の指令値ω_０、
   ２次インダクタンスL₂、一次抵抗R₁、漏れインダクタン
   スＬ_σに基づいて、R₁i_１γ＊＋（M²/L₂）・ω_０・（λ
   _2d＊/M）sinψなる演算を行って一次電圧のγ軸成分の
   目標値ｖ_１γ＊を算出するとともに、Ｌ_σω₀i_１γ＊＋
   （M²/L₂）・ω_０・（λ_2d＊/M）cosψなる演算を行って
   一次電圧のδ軸成分の目標値ｖ_１δ＊を算出する手段
   と、 誘導電動機の一次電流の検出値をγ−δ座標の各軸成分
   ｉ_１γ,i_１δに変換する第２の座標変換部と、 一次電流のδ軸成分の目標値ｉ_１δ＊と前記第２の座標
   変換部よりのｉ_１δとの電流偏差の時間的変化率を求め
   てこれと漏れインダクタンスＬ_σとの積を比例項出力と
   する比例要素と、前記電流偏差を積分した値を積分項出
   力とする積分要素とを含み、前記比例項出力と積分項出
   力との和を、現在の一次電圧のδ軸成分におけるｖ_１δ
   ＊からの電圧変動分Δｖ_１δとして出力すると共に、前
   記積分項出力をΔｖ_１δＩとして出力する電流制御アン
   プと、 ｉ_１γ＊と前記第２の座標変換部よりのｉ_１γに基づい
   て、現在の一次電圧のγ軸成分におけるｖ_１γ＊からの
   変動分Δｖ_１γを算出する手段と、 電流制御アンプの積分項出力Δｖ_１δＩとこのΔＶ
   _１δＩの目標値零との偏差を入力すると共に、すべり角
   周波数の目標値ω_ｓ＊からの変動運Δω_ｓを出力する電
   圧変動分制御アンプと、 電動機の速度検出信号に基づいて、速度変化の有無を検
   出する速度変化検出部とを設け、 前記電圧変動分制御アンプよりのΔω_ｓとすべり角周波
   数演算部で求めたω_ｓ＊との加算値をすべり角周波数の
   目標値とし、 ｖ_１γ＊とΔｖ_１γとの加算値を一次電圧のγ軸成分の
   目標値ｖ_１γとし、またｖ_１δ＊とΔ_１δとの加算値を
   一次電圧のδ軸成分の目標値ｖ_１δとし、これら目標値
   ｖ_１γ,v_１δに基づいて電源電圧を制御すると共に、 前記速度変化検出部が速度変化有りを検出したときは、
   速度変化発生前の電圧変動分制御アンプの出力Δω_ｓと
   すべり角周波数ω_ｓに基づいて、１＋Kn＝ω_s/ω_ｓ＊
   （ただしKnは任意の時点の二次抵抗変化分）なる演算を
   行って二次抵抗変化分Ｋを算出し、該二次抵抗変化分Ｋ
   を用いて、R_2n＊＝（１＋Kn）・R_2n-1＊（ただしR_2n＊
   は任意の時点の二次抵抗目標値）なる演算を行ってすべ
   り角周波数演算部の二次抵抗目標値R₂＊を設定変更した
   後電圧変動制御アンプの演算を停止せしめ、前記速度変
   化検出部が速度変化無しを検出したときは、前記電圧変
   動制御アンプの演算を再開せしめることを特徴とする誘
   導電動機のベクトル制御装置。
8. 【請求項８】Δｖ_１γを算出する手段は、ｉ_１γ＊と前
   記第２の座標変換部よりのｉ_１γとの電流偏差の時間的
   変化率を求めて、これと漏れインダクタンスＬ_σとの積
   を比例項出力とする比例要素と、当該電流偏差を積分し
   た値を積分項出力とする積分要素とを含み、当該比例項
   出力と当該積分項出力との和を、現在の一次電圧のγ軸
   成分におけるｖ_１γ＊からの電圧変動分Δｖ_１γとして
   出力すると共に、当該積分項出力をΔｖ_１γＩとして出
   力する電流制御アンプにより構成し、 無負荷運転時にΔｖ_１γＩ、一次抵抗の設定値R₁＊及び
   i_1d＊に基づいて一次抵抗の設定値に対する変化分を算
   出すると共に、Δｖ_１δＩ、Ｍ＊、二次自己インダクタ
   ンスL₂＊、ω_０及びλ_2d＊に基づいて励磁インダクタン
   スの設定値に対する変化分を算出し、該算出された値
   を、前記一次電圧のγ、δ軸成分の目標値ｖ_１γ＊、ｖ
   _１δ＊を算出する手段が行う演算に用いる同定回路部を
   設けたことを特徴とする請求項（５）または請求項
   （６）または請求項（７）記載の誘導電動機のベクトル
   制御装置。