JP2953044B2 - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 A.産業上の利用分野 本発明は誘導電動機のベクトル制御装置に関するもの
である。
である。
B.発明の概要 本発明は、誘導電動機における直交2軸座標系の1次
電流の各軸の成分と2次時定数とにもとづいてすべり角
周波数を演算するすべり角周波数演算部を備えたベクト
ル制御装置において、 一次電流を基準軸とする回転座標γ−δ軸における一
次電圧のδ軸成分が一次抵抗の大きさに左右されないこ
とに着目し、その変動成分に基づいてすべり角周波数の
目標値を修正するとともに、速度変化時に補償演算を一
時停止させることによって、 一次抵抗変化に影響されない理想的な二次抵抗変化の
補償をすることができ、これによりトルク制御精度を向
上させるとともに、速度変化時の加減速特性を良好に保
持したものである。
電流の各軸の成分と2次時定数とにもとづいてすべり角
周波数を演算するすべり角周波数演算部を備えたベクト
ル制御装置において、 一次電流を基準軸とする回転座標γ−δ軸における一
次電圧のδ軸成分が一次抵抗の大きさに左右されないこ
とに着目し、その変動成分に基づいてすべり角周波数の
目標値を修正するとともに、速度変化時に補償演算を一
時停止させることによって、 一次抵抗変化に影響されない理想的な二次抵抗変化の
補償をすることができ、これによりトルク制御精度を向
上させるとともに、速度変化時の加減速特性を良好に保
持したものである。
更に無負荷運転時にはトルク電流が零となって、一次
電圧変動には二次抵抗変化の影響が現れないことに着目
し、無負荷運転時の一次電圧変動分に基づいて一次抵抗
と励磁インダクタンスとを算出することによって、これ
らの補償も可能にしたものである。
電圧変動には二次抵抗変化の影響が現れないことに着目
し、無負荷運転時の一次電圧変動分に基づいて一次抵抗
と励磁インダクタンスとを算出することによって、これ
らの補償も可能にしたものである。
C.従来の技術 2次磁束とそれに直交する2次電流を非干渉に制御す
る誘導電動機のベクトル制御が広く適用されてきてい
る。
る誘導電動機のベクトル制御が広く適用されてきてい
る。
このベクトル制御は、3相誘導電動機の場合電流や磁
束を、電源による回転磁界と同速度で回転する直交2軸
のd−q座標系のベクトルとして取り扱い、演算結果を
3相電源の各相の電流指令値に換算して制御する方法で
ある。
束を、電源による回転磁界と同速度で回転する直交2軸
のd−q座標系のベクトルとして取り扱い、演算結果を
3相電源の各相の電流指令値に換算して制御する方法で
ある。
その具体的方法について述べると、d−q座標系での
電圧方程式は次の(1)式で表される。
電圧方程式は次の(1)式で表される。
ただしωs=ω−ωr Lσ=(L1L2−M2)/L2であ
る。
る。
ここでv1d,v1qは夫々1次電圧のd,q軸成分、 i1d,i1qは夫々1次電流のd,q軸成分、 λ2d,λ2qは夫々2次磁束のd,q軸成分、 R1,R2は夫々1次,2次抵抗、 L1,L2,Mは々1次,2次,励磁インダクタンス、 ω,ωr,ωsは夫々1次電源角周波数,回転子角周波
数,すべり角周波数、 Pはd/dt を表すものである。
数,すべり角周波数、 Pはd/dt を表すものである。
d−q座標系においてd軸を二次磁束上にとればλ2q
=0となる。このときλ2d=Φ2=一定、i2d=0、i2d
=i2となり直流機と同様なトルクと磁束の直交制御が可
能となる。
=0となる。このときλ2d=Φ2=一定、i2d=0、i2d
=i2となり直流機と同様なトルクと磁束の直交制御が可
能となる。
一方二次磁束は次の関係がある。
ベクトル制御条件よりi2d=0であり、(2)式から
λ2d=Mi1dとなる。
λ2d=Mi1dとなる。
また、λ2q=0より となり、i1qはトルク電流と比例する。
次に(1)式4行目より(3)式が得られ、この
(3)式からすべり角周波数の条件を求めると、ωsは
(4)式で表される。
(3)式からすべり角周波数の条件を求めると、ωsは
(4)式で表される。
以上がd軸上に二次磁束が一致するように制御したと
きのベクトル制御条件である。従ってベクトル制御を行
うためにはi1dをλ2d/Mに設定し、ωsを(4)式が成
り立つように制御することが必要である。
きのベクトル制御条件である。従ってベクトル制御を行
うためにはi1dをλ2d/Mに設定し、ωsを(4)式が成
り立つように制御することが必要である。
ここですべり角周波数ωsの演算に用いる2次抵抗R2
は周囲温度及び回転子の自己発熱などの温度変化により
抵抗値が変化するため、電動機の出力電圧に基づいて抵
抗値の変化分を推定し、この変化分によりすべり角周波
数ωsの目標値を修正して、2次抵抗変化による発生ト
ルク変動を補償する必要がある。仮に2次抵抗の変化分
を無視したとすると、トルク制御精度やトルク応答が悪
化する。このように2次抵抗の変化分の推定を例えばイ
ンバータの出力電圧そのままを用いると1次抵抗の変化
分が取り込まれてしまうため、推定に用いる信号として
は、1次抵抗に左右されない信号であることが望まし
い。
は周囲温度及び回転子の自己発熱などの温度変化により
抵抗値が変化するため、電動機の出力電圧に基づいて抵
抗値の変化分を推定し、この変化分によりすべり角周波
数ωsの目標値を修正して、2次抵抗変化による発生ト
ルク変動を補償する必要がある。仮に2次抵抗の変化分
を無視したとすると、トルク制御精度やトルク応答が悪
化する。このように2次抵抗の変化分の推定を例えばイ
ンバータの出力電圧そのままを用いると1次抵抗の変化
分が取り込まれてしまうため、推定に用いる信号として
は、1次抵抗に左右されない信号であることが望まし
い。
こうしたことから第8図に示す制御回路が既に提案さ
れている。図中1は励磁分電流指令部であり、角周波数
ωrがある値を越えるまでλ2d*/M*をi1dの目標値i1d
*とし、ωrがある値を越えるとi1d*を小さくする。
以下目標値あるいは理想値を*を付して示すと、速度指
令ωr*及びωrの偏差分を速度アンプ2を通じてi1q
*とし、i1d*,i1q*に基づいてd−q軸上の一次電圧
の理想値v1d*,v1q*を演算で求め、一次抵抗と二次抵
抗変化による電圧変動分の補正をi1d*=i1d、i1q*=1
1qとなるように制御すると、i1d*=11dを制御するPIア
ンプ31にはΔ1dが得られ、i1q*=i1qを制御するPIアン
プ32にはΔv1qが得られる。Δv1d,Δv1qには一次抵抗と
二次抵抗の変化による電圧変動分を共に含んでいるた
め、一次抵抗変化による電圧変動を含まない成分を求め
ることにより二次抵抗変化の補償を行えば、一次抵抗変
化に影響されない補償が可能となる。そこで一次電流I1
のベクトル上に基準軸γを置いた回転座標γ−δ軸をと
り、このδ軸の一次電圧変動分ΔV1δをすべり補正演
算部33で求めている。このΔV1δは一次抵抗R1を含ま
ない式で表され、従って一次抵抗R1の影響を受けない。
Δv1δについては本発明でも用いるので、本発明の内
容説明の項にて詳述する。
れている。図中1は励磁分電流指令部であり、角周波数
ωrがある値を越えるまでλ2d*/M*をi1dの目標値i1d
*とし、ωrがある値を越えるとi1d*を小さくする。
以下目標値あるいは理想値を*を付して示すと、速度指
令ωr*及びωrの偏差分を速度アンプ2を通じてi1q
*とし、i1d*,i1q*に基づいてd−q軸上の一次電圧
の理想値v1d*,v1q*を演算で求め、一次抵抗と二次抵
抗変化による電圧変動分の補正をi1d*=i1d、i1q*=1
1qとなるように制御すると、i1d*=11dを制御するPIア
ンプ31にはΔ1dが得られ、i1q*=i1qを制御するPIアン
プ32にはΔv1qが得られる。Δv1d,Δv1qには一次抵抗と
二次抵抗の変化による電圧変動分を共に含んでいるた
め、一次抵抗変化による電圧変動を含まない成分を求め
ることにより二次抵抗変化の補償を行えば、一次抵抗変
化に影響されない補償が可能となる。そこで一次電流I1
のベクトル上に基準軸γを置いた回転座標γ−δ軸をと
り、このδ軸の一次電圧変動分ΔV1δをすべり補正演
算部33で求めている。このΔV1δは一次抵抗R1を含ま
ない式で表され、従って一次抵抗R1の影響を受けない。
Δv1δについては本発明でも用いるので、本発明の内
容説明の項にて詳述する。
第6図はd−q軸及びγ−δ軸と電圧、電流との関係
を示すベクトル図、第7図は一次電圧変動分を示すベク
トル図であり、図中V1、Eは夫々一次電圧、二次電圧、
Δv1は一次電圧変動分、Δv1γ,Δv1δは夫々その
変動分のγ軸成分、δ軸成分、ψはd−q軸に対し位相
ψがtan-1(i1q*/i1d*)異なる位相、I0は励磁分電
流、I2はトルク分電流である。Δv1δは次の(5)式
により表される。
を示すベクトル図、第7図は一次電圧変動分を示すベク
トル図であり、図中V1、Eは夫々一次電圧、二次電圧、
Δv1は一次電圧変動分、Δv1γ,Δv1δは夫々その
変動分のγ軸成分、δ軸成分、ψはd−q軸に対し位相
ψがtan-1(i1q*/i1d*)異なる位相、I0は励磁分電
流、I2はトルク分電流である。Δv1δは次の(5)式
により表される。
Δv1δ=−Δv1d・sinψ+Δv1qcosψ ……(5) ただしcosψ=I0/I1=i1d/i1γ、sinψ=I2/I1=i1q
/i1γ そしてすべり補正演算部33ではΔv1δに基づいて2
次抵抗変化分に対応するすべり角周波数の修正分Δωs
を演算で求め、すべり角周波数演算部34で求めたωs*
とΔωsとの加算値をすべり角周波数の目標値とし、こ
れに回転子角周波数ωrを加算して一次電圧の角周波数
ω=dθ/dtの目標値としている。第8図中35は極座標
変換部、36は座標変換部、41はPWM回路、42はインバー
タ、IMは誘導電動機、PPはパルスピックアップ部、43は
速度検出部である。
/i1γ そしてすべり補正演算部33ではΔv1δに基づいて2
次抵抗変化分に対応するすべり角周波数の修正分Δωs
を演算で求め、すべり角周波数演算部34で求めたωs*
とΔωsとの加算値をすべり角周波数の目標値とし、こ
れに回転子角周波数ωrを加算して一次電圧の角周波数
ω=dθ/dtの目標値としている。第8図中35は極座標
変換部、36は座標変換部、41はPWM回路、42はインバー
タ、IMは誘導電動機、PPはパルスピックアップ部、43は
速度検出部である。
D.発明が解決しようとする課題 一次電圧変動分Δv1d,Δv1qは一次抵抗の変動分及
び二次抵抗の変動分を共に含んでいるため、第8図の回
路では、すべり補正演算部33にてΔv1d,Δv1qから更に
一次抵抗変化の影響を受けないΔ1δを算出し、更にこ
のΔv1δからΔωrを算出している。
び二次抵抗の変動分を共に含んでいるため、第8図の回
路では、すべり補正演算部33にてΔv1d,Δv1qから更に
一次抵抗変化の影響を受けないΔ1δを算出し、更にこ
のΔv1δからΔωrを算出している。
界磁制御を行う場合にはλ2dとi1dとは(1)式3
行目より次の(6)式の関係にある。
行目より次の(6)式の関係にある。
λ2q=0であるから(7)式が成り立つ。
(7)式より界磁制御時にはi1dはλ2dの変化に対し
て一次進み制御されることがわかる。つまり界磁指令λ
2d*が変化しているときはλ2d=Mi1dは成り立たない。
て一次進み制御されることがわかる。つまり界磁指令λ
2d*が変化しているときはλ2d=Mi1dは成り立たない。
しかしながら従来の回路では、界磁制御に対しては考
慮していないため、励磁電流i1dを一定として、つま
り、i1d=λ2d/Mとして理論的展開を行い、すべり補正
演算を実行していた。このため界磁制御領域では、すべ
り角周波数の設定値を正確に演算することができず、有
効な方法ではなかった。
慮していないため、励磁電流i1dを一定として、つま
り、i1d=λ2d/Mとして理論的展開を行い、すべり補正
演算を実行していた。このため界磁制御領域では、すべ
り角周波数の設定値を正確に演算することができず、有
効な方法ではなかった。
本発明の目的は、すべり角周波数の演算式中の二次抵
抗の変化を補償するにあたって、一次抵抗変化に影響さ
れない理想的な補償を行うことができるとともに、電動
機の速度が変化しても、前記補償による悪影響が生じる
ことなく加減速特性を良好に保つことができ、更にすべ
り角周波数の目標値の演算が既に提案されている方式よ
りも簡単になり、その上界磁制御を行う場合にも有効な
ベクトル制御装置を提案することにある。
抗の変化を補償するにあたって、一次抵抗変化に影響さ
れない理想的な補償を行うことができるとともに、電動
機の速度が変化しても、前記補償による悪影響が生じる
ことなく加減速特性を良好に保つことができ、更にすべ
り角周波数の目標値の演算が既に提案されている方式よ
りも簡単になり、その上界磁制御を行う場合にも有効な
ベクトル制御装置を提案することにある。
本発明の他の目的は、一次抵抗及び励磁インダクタン
スの変化分を補償することが可能なベクトル制御装置を
提供することにある。
スの変化分を補償することが可能なベクトル制御装置を
提供することにある。
E.課題を解決するための手段及び作用 既述したように二次抵抗のみならず一次抵抗も温度に
より変化するため一次抵抗変化の影響を受けずに二次抵
抗補償を行うことが理想的である。ここに本発明では第
8図の回路と同様に一次電圧のδ軸成分の変動量Δv
1δを用いると共に、更に一歩進めた制御方式を採用し
た。
より変化するため一次抵抗変化の影響を受けずに二次抵
抗補償を行うことが理想的である。ここに本発明では第
8図の回路と同様に一次電圧のδ軸成分の変動量Δv
1δを用いると共に、更に一歩進めた制御方式を採用し
た。
即ち第8図に示すベクトル制御では回転座標d−q軸
のd軸を二次磁束と同一軸とすることにより、励磁電流
i1d、トルク電流i1qの直交性を保つように制御してい
た。
のd軸を二次磁束と同一軸とすることにより、励磁電流
i1d、トルク電流i1qの直交性を保つように制御してい
た。
今回、この回転座標をγ−δ軸としてγ軸を一次電流
I1上に設定して制御する方法を検討した。ただし、ベク
トル制御を行うためには当然d−q軸上での制御が必要
であるため、電源角周波数ω0と同一速度で回転し、位
相の異なるd−q軸とγ−δ軸を併用する新制御方式と
した。
I1上に設定して制御する方法を検討した。ただし、ベク
トル制御を行うためには当然d−q軸上での制御が必要
であるため、電源角周波数ω0と同一速度で回転し、位
相の異なるd−q軸とγ−δ軸を併用する新制御方式と
した。
一次電流I1を基準としたγ−δ軸上で考えた場合、二
次抵抗変化による一次電圧変動をδ軸の変動分Δv1δ
で検出すると、一次抵抗による電圧変動分を含まない電
圧成分となるためロバスト性のある二次抵抗補償が可能
となる。
次抵抗変化による一次電圧変動をδ軸の変動分Δv1δ
で検出すると、一次抵抗による電圧変動分を含まない電
圧成分となるためロバスト性のある二次抵抗補償が可能
となる。
そのため、γ−δ軸上での理想一次電圧v1γ*,v
1δ*を演算で求め、一次抵抗と二次抵抗変化による電
圧変動分の補正をi1γ=I1、i1δ=0となるように
制御することにより実行する。このように制御すること
により、i1γ=I1を制御するPIアンプ出力にはΔv
1γが得られ、i1δ=0を制御するPIアンプ出力には
Δv1δが得られる。Δv1δには一次抵抗変化による
電圧成分が含まれていないので、二次抵抗変化の補償に
使用することが可能である。つまり、Δv1δを用いて
二次抵抗変化の補償を行えば、一次抵抗変化に左右され
ない理想的な補償を行うことができる。
1δ*を演算で求め、一次抵抗と二次抵抗変化による電
圧変動分の補正をi1γ=I1、i1δ=0となるように
制御することにより実行する。このように制御すること
により、i1γ=I1を制御するPIアンプ出力にはΔv
1γが得られ、i1δ=0を制御するPIアンプ出力には
Δv1δが得られる。Δv1δには一次抵抗変化による
電圧成分が含まれていないので、二次抵抗変化の補償に
使用することが可能である。つまり、Δv1δを用いて
二次抵抗変化の補償を行えば、一次抵抗変化に左右され
ない理想的な補償を行うことができる。
このように、一次電流I1を基準値としたγ−δ軸を用
いれば、二次抵抗変化の補償に用いる一次電圧変動デー
タがδ軸に直接得られるという利点を有する。
いれば、二次抵抗変化の補償に用いる一次電圧変動デー
タがδ軸に直接得られるという利点を有する。
また本発明では、先の(7)式から界磁指令λ2d*が
変化しているときにはλ2d=Mi1dは成り立たないので、
λ2d/Mとi1dとは区別して使用している。
変化しているときにはλ2d=Mi1dは成り立たないので、
λ2d/Mとi1dとは区別して使用している。
さらに電動機の速度変化を検出し、速度変化有りの時
には前記二次抵抗変化の補償を一旦停止するとともに、
それまでの補償量を保持させておき、速度変化が無くな
ると再び前記補償を行う。これによって速度変化時であ
っても正確なすべり周波数を与えることができ良好な加
減速特性を保つことができる。
には前記二次抵抗変化の補償を一旦停止するとともに、
それまでの補償量を保持させておき、速度変化が無くな
ると再び前記補償を行う。これによって速度変化時であ
っても正確なすべり周波数を与えることができ良好な加
減速特性を保つことができる。
以下に本発明を具体的に詳述する。
γ−δ軸を用いた場合のベクトル制御条件第3図は
誘導電動機の非対称T−I形等価回路、第4図はこの等
価回路に対応するベクトル図である。
誘導電動機の非対称T−I形等価回路、第4図はこの等
価回路に対応するベクトル図である。
今γ軸を一次電流I1上にとればi1γ=I1、i1δ=
0となる。γ−δ軸においても「従来技術」の項で示し
た(1)式と同様の式が成り立つので(1)式のd,qを
夫々γ,δに変更すると、(1)式の3,4行目から
(8),(9)式が成り立つ。
0となる。γ−δ軸においても「従来技術」の項で示し
た(1)式と同様の式が成り立つので(1)式のd,qを
夫々γ,δに変更すると、(1)式の3,4行目から
(8),(9)式が成り立つ。
Pを含んだ項を除去すれば常に成立するωsの条件が
求められる。(9)式より次式が求められる。
求められる。(9)式より次式が求められる。
(10)式を(8)式に代入すると次式が得られ、従っ
て(11)式が成り立つ。
て(11)式が成り立つ。
ここで、λ2dとλ2γ,λ2δの関係は次のようにな
る。
る。
λ2γ2+λ2δ 2=λ2d 2 ……(13) (12),(13)式を(11)式に代入すると次式が得ら
れる。
れる。
以上のようにγ軸を一次電流I1上にとってi1γ=
I1、i1δ=0となるように制御し、かつd−q軸上で
のベクトル制御条件を満足するようにすればωsは「従
来技術」の項の(4)式と同一の式で表され、同一の条
件が得られることが分かった。ただし界磁制御領域を考
慮してλ2d≠Mi1dとして取り扱えば、(14)式の1段目
よりωsは(15)式のように表される。
I1、i1δ=0となるように制御し、かつd−q軸上で
のベクトル制御条件を満足するようにすればωsは「従
来技術」の項の(4)式と同一の式で表され、同一の条
件が得られることが分かった。ただし界磁制御領域を考
慮してλ2d≠Mi1dとして取り扱えば、(14)式の1段目
よりωsは(15)式のように表される。
γ−δ軸における理想電圧 γ−δ軸ではi1γ*=I1、i1δ*=0と制御され
るので、これを考慮して(1)式を変形すると次の(1
6)式が得られる。
るので、これを考慮して(1)式を変形すると次の(1
6)式が得られる。
Pの付いている項を省略すると(17)式のようにな
る。
る。
ここでベクトル制御条件成立時は次式が成立する。
よって(19)式が得られる。
トルク電流指令i1q*が急変したときや界磁制御に入
って励磁電流指令i1d*が変化するときには,(16)式
のLσにかかっているPi1γの項を無視することができ
ない。このP項を考慮したときの理想電圧は次のように
なる。
って励磁電流指令i1d*が変化するときには,(16)式
のLσにかかっているPi1γの項を無視することができ
ない。このP項を考慮したときの理想電圧は次のように
なる。
二次抵抗変化時の二次磁束変動 二次抵抗が変化したときの二次磁束変動について検討
する。
する。
(1)式の3,4行目より次式が得られる。
(21),(22)式にL2/R2をかけると次のようにな
る。
る。
(23),(24)式よりλ2γを求める。まず は次式となる。
は次式となる。
(25)+(26)よりλ2γは次のようになる。
次に、(23),(24)式よりλ2δを求める。まず は次式となる。
は次式となる。
(29)−(28)よりλ2δを求めると次のようにな
る。
る。
ここで次の仮定をおく。
(イ)電流は指令値通り流れるように制御されていると
して、i1γ*=i1γ、i1δ*=i1δ=0とす
る。またd−q軸上での電流はi1d*=i1d、i1q*=i1q
とする。
して、i1γ*=i1γ、i1δ*=i1δ=0とす
る。またd−q軸上での電流はi1d*=i1d、i1q*=i1q
とする。
(ロ)二次抵抗変化分をKとするとR2=(1+K)R2*
となるから(27),(30)式にある は次のように表すことができる。
となるから(27),(30)式にある は次のように表すことができる。
(ハ)励磁電流は(7)式で示されるように制御されて
いるとし、従って(32)式が成り立つ。
いるとし、従って(32)式が成り立つ。
(ニ)二次抵抗補償を行うものとして、 の過渡項の特定数L2/R2=L2*/R2と仮定する。(短時間
にR2は変化しないとする。)そのため、次式が成立す
る。
にR2は変化しないとする。)そのため、次式が成立す
る。
以上の関係式を(27),(30)式に代入して変形する
と次のようになる。
と次のようになる。
ここでγ−δ軸での二次磁束の理想値は次式で表され
る。
る。
(34)式の分母、分子にi1γ*を掛け、(36)式を
用いると、γ軸の二次磁束変動分Δλ2γは(39)式の
ように表される。
用いると、γ軸の二次磁束変動分Δλ2γは(39)式の
ように表される。
また(35)式の分母、分子にi1γ*を掛け、(37)
式を用いると、δ軸の二次磁束変動分Δλ2δは(40)
式のように表される。
式を用いると、δ軸の二次磁束変動分Δλ2δは(40)
式のように表される。
二次磁束変動時の一次電圧変動 二次磁束が変動したときの一次電圧は(16)式より次
のように表すことができる。
のように表すことができる。
一次電圧の理想値は(19)式で表されるので、(18)
式を考慮した(19)式と(41)式とから、電圧変動分Δ
v1γ,Δv1δは次のようになる。ただしΔλ2δ,
Δλ2γの展開は夫々(40),(39)式を利用してい
る。
式を考慮した(19)式と(41)式とから、電圧変動分Δ
v1γ,Δv1δは次のようになる。ただしΔλ2δ,
Δλ2γの展開は夫々(40),(39)式を利用してい
る。
ここでv1γにはR1i1γ*の成分を含んでいるた
め、一次抵抗R1の変化による電圧変動もv1γは含むこ
とになる。そのため、一次抵抗R1の変化も考慮すると
(42)式は次のようになる。ただしK1は一次抵抗変化分
である。
め、一次抵抗R1の変化による電圧変動もv1γは含むこ
とになる。そのため、一次抵抗R1の変化も考慮すると
(42)式は次のようになる。ただしK1は一次抵抗変化分
である。
以上より、Δv1γには一次抵抗R1の変動分を含むた
め、二次抵抗R2変化の補償に使用するには不適当であ
る。一方Δv1δにはR1の成分を含んでいないため、二
次抵抗変化による電圧変動式分と考えられる。従って、
δ軸の一次電圧v1δの変動分Δv1δを検出して二次
抵抗補償を行えば、一次抵抗R1の影響を含んでいないの
で次のような利点がある。
め、二次抵抗R2変化の補償に使用するには不適当であ
る。一方Δv1δにはR1の成分を含んでいないため、二
次抵抗変化による電圧変動式分と考えられる。従って、
δ軸の一次電圧v1δの変動分Δv1δを検出して二次
抵抗補償を行えば、一次抵抗R1の影響を含んでいないの
で次のような利点がある。
(i)位置抵抗R1の温度変化の影響を受けることなく二
次抵抗補償を行うことができる。
次抵抗補償を行うことができる。
(ii)低速域ではR1の電圧降下分の影響が大きくなる
が、δ軸の一次電圧v1δにはR1の電圧降下分を含んで
いないので、低速域でも二次抵抗補償を正確に行うこと
が可能となる。
が、δ軸の一次電圧v1δにはR1の電圧降下分を含んで
いないので、低速域でも二次抵抗補償を正確に行うこと
が可能となる。
(iii)Δv1δより二次抵抗補償を行えば、Δv1γ
にはR1変化分による電圧成分のみが発生する。これによ
り、R1の推定が可能となる。R1は一次抵抗ケーブルの抵
抗分デッドタイムの電圧降下分主回路素子のVCE分など
を含んだものと考えられる。
にはR1変化分による電圧成分のみが発生する。これによ
り、R1の推定が可能となる。R1は一次抵抗ケーブルの抵
抗分デッドタイムの電圧降下分主回路素子のVCE分など
を含んだものと考えられる。
二次抵抗変化分Kの算出 (43)式を変形すると次の(45)式が得られる。
従ってδ軸の一次電圧変動分Δv1δが検出できれば
(45)式より二次抵抗変化分Kを求めることができる。
(45)式より二次抵抗変化分Kを求めることができる。
無負荷運転時の一次抵抗と励磁インダクタンスの同
定法 本発明では二次抵抗変化の補償に加えて下記のように
一次抵抗と励磁インダクタンスとの同定を行うこともで
きる。
定法 本発明では二次抵抗変化の補償に加えて下記のように
一次抵抗と励磁インダクタンスとの同定を行うこともで
きる。
励磁インダクタンスが変化すると励磁電流とトルク電
流の分流比が変化して一次電圧も変化する。一次電圧は
二次抵抗が変化しても同様に変化するため、励磁インダ
クタンスMと二次抵抗R2の変化を区別することができな
い。しかし無負荷運転時はトルク電流i1q=0となるの
で一次電圧変動には二次抵抗変化の影響が現れない。そ
こで無負荷運転時の一次電圧変動を用いて励磁インダク
タンスの補償を行うことができる。
流の分流比が変化して一次電圧も変化する。一次電圧は
二次抵抗が変化しても同様に変化するため、励磁インダ
クタンスMと二次抵抗R2の変化を区別することができな
い。しかし無負荷運転時はトルク電流i1q=0となるの
で一次電圧変動には二次抵抗変化の影響が現れない。そ
こで無負荷運転時の一次電圧変動を用いて励磁インダク
タンスの補償を行うことができる。
無負荷運転時のベクトル図はT−I形等価回路より第
5図のように表すことができる。無負荷運転時はトルク
電流i1q=0のため、d−q軸とγ−δ軸は一致する。
そこでd−q軸で考える。無負荷運転時の一次電圧は
(16)式より次のように表すことができる。ただしi1q
=0とし、P項は無視する。
5図のように表すことができる。無負荷運転時はトルク
電流i1q=0のため、d−q軸とγ−δ軸は一致する。
そこでd−q軸で考える。無負荷運転時の一次電圧は
(16)式より次のように表すことができる。ただしi1q
=0とし、P項は無視する。
ここで次の仮定をおく。
(イ)電流は指令値通り流れるように制御されていると
して、i1d*=i1dとする。
して、i1d*=i1dとする。
(ロ)励磁インダクタンスの変化分をAMとおく。
(ハ)一次抵抗の変化分をA1とおく。
(ニ)モータ定数の設定値に*を付ける。
(ホ)漏れインダクタンスLσは小さいとして変化は無
視する。
視する。
いま無負荷運転時の理想電圧は(46)式より次のよう
に表すことができる。
に表すことができる。
一次抵抗変化分A1、励磁インダクタンス変化分AMを用
いて一次電圧を表すと次のようになる。
いて一次電圧を表すと次のようになる。
(47),(48)式より無負荷運転時の一次電圧変動分
Δv1d,Δv1qは次のようになる。
Δv1d,Δv1qは次のようになる。
(49)式より一次抵抗変化分A1と励磁インダクタンス
変化分AMは次のようになる。
変化分AMは次のようになる。
励磁指令が変化しない定常状態ではλ2d*=M*i1d
*となるのでAMは次のようになる。
*となるのでAMは次のようになる。
以上より、無負荷運転時の一次電圧変動分を検出する
ことにより一次抵抗と励磁インダクタンスの同定が可能
であることが分かった。まとめると次のようになる。
ことにより一次抵抗と励磁インダクタンスの同定が可能
であることが分かった。まとめると次のようになる。
(イ)d軸の一次電圧変動分Δv1dより一次抵抗変化分A
1がわかる。
1がわかる。
(ロ)q軸の一次電圧変動分Δv1qより励磁インダクタ
ンス変化分AMがわかる。
ンス変化分AMがわかる。
本発明の手段 二次抵抗の目標値R2*と実際の二次抵抗とが一致して
いれば(15)式に基づいてωsを求め、これをωs*と
すればよいが、二次抵抗は温度により変化する。そこで
本発明ではΔv1δを用いてKを演算し、このKにより
R2*を修正してωs*を求める。ωs*を求めるために
は、(15)式より得られる次の(52)式を用いる。
いれば(15)式に基づいてωsを求め、これをωs*と
すればよいが、二次抵抗は温度により変化する。そこで
本発明ではΔv1δを用いてKを演算し、このKにより
R2*を修正してωs*を求める。ωs*を求めるために
は、(15)式より得られる次の(52)式を用いる。
一方一次抵抗も温度により変化するが、Δv1δは
(43)式からわかるように一次抵抗の値を含んでいない
ので二次抵抗を補償するにあたって一次抵抗変化に左右
されない。この点においては第8図に示した回路と共通
しているが、第8図の回路ではd−q座標系における電
流制御を行っているのに対し、本発明ではγ−δ座標系
における電流制御を基本として一次電圧を制御し、これ
により電流制御アンプ出力にΔv1γ,ΔV1δを得、
このΔv1δを用いて二次抵抗を補償するようにしてい
る。
(43)式からわかるように一次抵抗の値を含んでいない
ので二次抵抗を補償するにあたって一次抵抗変化に左右
されない。この点においては第8図に示した回路と共通
しているが、第8図の回路ではd−q座標系における電
流制御を行っているのに対し、本発明ではγ−δ座標系
における電流制御を基本として一次電圧を制御し、これ
により電流制御アンプ出力にΔv1γ,ΔV1δを得、
このΔv1δを用いて二次抵抗を補償するようにしてい
る。
ここで電動機の速度が急変したとき、速度検出の遅れ
によりすべり周波数、一次周波数などに誤差が発生し、
理想的なベクトル制御条件からずれることになる。それ
を補正するためにΔv1δも変化することになり、二次
抵抗変動補償に用いることが不可能となる。そのため電
動機速度変化時に二次抵抗変動補償を実行していると不
正確なすべり周波数を与えることになり、加減速時の特
性が悪化する。そこで電動機の速度検出信号に基づい
て、速度変化の有無を検出する速度変化検出部を設け、
前記速度変化検出部が速度変化有りを検出したときは、
速度変化発生前の二次抵抗変化分Kの値を保持するとと
もに該Kの演算を停止せしめ、前記速度変化検出部が速
度変化無しを検出したときは、前記Kの演算を再開せし
める。
によりすべり周波数、一次周波数などに誤差が発生し、
理想的なベクトル制御条件からずれることになる。それ
を補正するためにΔv1δも変化することになり、二次
抵抗変動補償に用いることが不可能となる。そのため電
動機速度変化時に二次抵抗変動補償を実行していると不
正確なすべり周波数を与えることになり、加減速時の特
性が悪化する。そこで電動機の速度検出信号に基づい
て、速度変化の有無を検出する速度変化検出部を設け、
前記速度変化検出部が速度変化有りを検出したときは、
速度変化発生前の二次抵抗変化分Kの値を保持するとと
もに該Kの演算を停止せしめ、前記速度変化検出部が速
度変化無しを検出したときは、前記Kの演算を再開せし
める。
具体的にはi1d*,i1q*に基づいて一次電流のγ軸成
分の目標値i1γ*(=I1)及び前記位相ψを算出する
第1の座標変換部と、λ2d*と励磁インダクタンスMと
の比λ2d/M、第1の座標変換部の演算結果及び電源角周
波数の指令値ω0に基づいて一次電圧のγ,δ軸成分の
目標値v1γ*、v1δ*を夫々算出する手段と、 誘導電動機の一次電流の検出値をγ−δ座標の各軸成
分i1γ,i1δに変換する第2の座標変換部と、 i1γ*及び一次電流のδ軸成分の目標値i1δ*と
前記第2の座標変換部よりのi1γ,i1δとに基づい
て、現在の一次電圧γ軸成分におけるv1γ*からの変
動分Δv1γと、現在の一次電圧のδ軸成分におけるv
1δ*からの変動分Δv1δとを算出する手段と、 i1d*,i1q*,i1γ*,λ2d*、一次電源角周波数ω
0、励磁インダクタンスの設定値M*及びΔv1δに基
づいて二次抵抗の設定値に対する変化分を演算する二次
抵抗変化分演算部と、 電動機の速度検出信号に基づいて、速度変化の有無を
検出する速度変化検出部とを設け、 v1γ*とΔv1γとの加算値を一次電圧のγ軸成分の
目標値v1γとし、またv1δ*とΔv1δとの加算値
を一次電圧のδ軸成分の目標値v1δとし、これら目標
値v1γ,v1δに基づいて電源電圧を制御すると共に、 前記すべり角周波数演算部により二次時定数の設定値
と前記二次抵抗変化分演算部で得られた演算結果とに基
づいてそのときの二次時定数を求め、この二次時定数、
i1q*及びλ2d*/M*を用いて演算を行い、 前記速度変化検出部が速度変化有りを検出したとき
は、速度変化発生前の二次抵抗変化分演算部の演算結果
を保持するとともに該演算部の演算を停止せしめ、前記
速度変化検出部が速度変化無しを検出したときは、前記
演算部の演算を再開せしめるようにしている。
分の目標値i1γ*(=I1)及び前記位相ψを算出する
第1の座標変換部と、λ2d*と励磁インダクタンスMと
の比λ2d/M、第1の座標変換部の演算結果及び電源角周
波数の指令値ω0に基づいて一次電圧のγ,δ軸成分の
目標値v1γ*、v1δ*を夫々算出する手段と、 誘導電動機の一次電流の検出値をγ−δ座標の各軸成
分i1γ,i1δに変換する第2の座標変換部と、 i1γ*及び一次電流のδ軸成分の目標値i1δ*と
前記第2の座標変換部よりのi1γ,i1δとに基づい
て、現在の一次電圧γ軸成分におけるv1γ*からの変
動分Δv1γと、現在の一次電圧のδ軸成分におけるv
1δ*からの変動分Δv1δとを算出する手段と、 i1d*,i1q*,i1γ*,λ2d*、一次電源角周波数ω
0、励磁インダクタンスの設定値M*及びΔv1δに基
づいて二次抵抗の設定値に対する変化分を演算する二次
抵抗変化分演算部と、 電動機の速度検出信号に基づいて、速度変化の有無を
検出する速度変化検出部とを設け、 v1γ*とΔv1γとの加算値を一次電圧のγ軸成分の
目標値v1γとし、またv1δ*とΔv1δとの加算値
を一次電圧のδ軸成分の目標値v1δとし、これら目標
値v1γ,v1δに基づいて電源電圧を制御すると共に、 前記すべり角周波数演算部により二次時定数の設定値
と前記二次抵抗変化分演算部で得られた演算結果とに基
づいてそのときの二次時定数を求め、この二次時定数、
i1q*及びλ2d*/M*を用いて演算を行い、 前記速度変化検出部が速度変化有りを検出したとき
は、速度変化発生前の二次抵抗変化分演算部の演算結果
を保持するとともに該演算部の演算を停止せしめ、前記
速度変化検出部が速度変化無しを検出したときは、前記
演算部の演算を再開せしめるようにしている。
また本発明では二次抵抗変化分演算部を用いる代わり
に、現在の一次電圧のδ軸成分におけるv1δ*からの
変動分Δv1δとこのΔv1δの目標値零との偏差を入
力すると共に、すべり角周波数の目標値ωs*からの変
動分Δωsを出力するすべり角周波数制御アンプ(電圧
変動分制御アンプ)を設け、 このすべり角周波数制御アンプ(電圧変動分制御アン
プ)よりのΔωsとすべり角周波数演算部で求めたωs
*との加算値をすべり角周波数の目標値としても同様の
作用、効果が得られる。
に、現在の一次電圧のδ軸成分におけるv1δ*からの
変動分Δv1δとこのΔv1δの目標値零との偏差を入
力すると共に、すべり角周波数の目標値ωs*からの変
動分Δωsを出力するすべり角周波数制御アンプ(電圧
変動分制御アンプ)を設け、 このすべり角周波数制御アンプ(電圧変動分制御アン
プ)よりのΔωsとすべり角周波数演算部で求めたωs
*との加算値をすべり角周波数の目標値としても同様の
作用、効果が得られる。
この場合前記速度変化検出部が速度変化有りを検出し
たときは、速度変化発生前の電圧変動分制御アンプの出
力Δωsを保持するとともに該電圧変動制御アンプの演
算を停止せしめ、前記速度変化検出部が速度変化無しを
検出したときは、前記電圧変動制御アンプの演算を再開
させる。または、前記速度変化検出部が速度変化有りを
検出したときは、速度変化発生前の電圧変動分制御アン
プの出力Δωsとすべり角周波数ωsに基づいて二次抵
抗変化分Kを算出し、該二次抵抗変化分Kを用いてすべ
り角周波数演算部の二次抵抗目標値R2*を設定変更した
後電圧変動制御アンプの演算を停止せしめ、前記速度変
化検出部が速度変化無しを検出したときは、前記電圧変
動制御アンプの演算を再開させる。
たときは、速度変化発生前の電圧変動分制御アンプの出
力Δωsを保持するとともに該電圧変動制御アンプの演
算を停止せしめ、前記速度変化検出部が速度変化無しを
検出したときは、前記電圧変動制御アンプの演算を再開
させる。または、前記速度変化検出部が速度変化有りを
検出したときは、速度変化発生前の電圧変動分制御アン
プの出力Δωsとすべり角周波数ωsに基づいて二次抵
抗変化分Kを算出し、該二次抵抗変化分Kを用いてすべ
り角周波数演算部の二次抵抗目標値R2*を設定変更した
後電圧変動制御アンプの演算を停止せしめ、前記速度変
化検出部が速度変化無しを検出したときは、前記電圧変
動制御アンプの演算を再開させる。
更に本発明では、無負荷運転時にΔv1γ、一次抵抗
の設定値R1*およびi1d*に基づいて一次抵抗の設定値
に対する変化分を算出すると共に、Δv1δ、M*、二
次自己インダクタンスL2*、ω0及びλ2d*に基づいて
励磁インダクタンスの設定値に対する変化分を算出する
同定回路部を設けることもできる。
の設定値R1*およびi1d*に基づいて一次抵抗の設定値
に対する変化分を算出すると共に、Δv1δ、M*、二
次自己インダクタンスL2*、ω0及びλ2d*に基づいて
励磁インダクタンスの設定値に対する変化分を算出する
同定回路部を設けることもできる。
F.実施例 第1図(A)は本発明の実施例を示す回路図であり、
第8図と同符号のものは同一部分を示している。11は速
度検出部43よりの角周波数ωrに応じてλ2d*/M*を出
力する二次磁束指令アンプであり、ωrがある値を越え
るまではλ2do*/M*を出力し、ωrがある値を越えて
界磁制御領域に入るとωrに応じてλ2d*/M*は小さく
なる。12は(7)式、即ちλ2d*/M*(1+L2*/R2*
・S)の演算を実行する演算部である。
第8図と同符号のものは同一部分を示している。11は速
度検出部43よりの角周波数ωrに応じてλ2d*/M*を出
力する二次磁束指令アンプであり、ωrがある値を越え
るまではλ2do*/M*を出力し、ωrがある値を越えて
界磁制御領域に入るとωrに応じてλ2d*/M*は小さく
なる。12は(7)式、即ちλ2d*/M*(1+L2*/R2*
・S)の演算を実行する演算部である。
51は第1の座標変換部であって、i1d*、i1q*に基づ
いて一次電流I1を基準軸としたγ−δ座標におけるi
1γ*とd軸とγ軸との位相差ψとを演算する機能を有
し、具体的には の演算を実行する。52は一次電圧の目標値を演算するた
めの理想電圧演算部であり、第1の座標変換部51より出
力されたsinψ、I1、cosψ及び二次磁束指令アンプ11よ
りのλ2d*/M*並びに電源角周波数ω0を用いて(19)
式の演算を実行し、v1γ*,v1δ*を演算する。
いて一次電流I1を基準軸としたγ−δ座標におけるi
1γ*とd軸とγ軸との位相差ψとを演算する機能を有
し、具体的には の演算を実行する。52は一次電圧の目標値を演算するた
めの理想電圧演算部であり、第1の座標変換部51より出
力されたsinψ、I1、cosψ及び二次磁束指令アンプ11よ
りのλ2d*/M*並びに電源角周波数ω0を用いて(19)
式の演算を実行し、v1γ*,v1δ*を演算する。
6は第2の座標変換部であり、一次電流の検出値iu,i
wをγ−δ座標の各軸成分i1γ,i1δに変換する。こ
れらi1γ,i1δは夫々目標値i1γ*、i1δ*(=
0)と比較され、その偏差分が夫々電流制御アンプであ
るPIアンプ7,8に入力される。PIアンプ7,8からは夫々Δ
v1γ,ΔV1δが出力され、既述したようにΔv1γ
はv1γ*と、またΔv1δはv1δ*と夫々加算され
る。9は極座標変換部であり、一次電圧のベクトルV1の
大きさ|V1|とγ軸との位相角φとを出力する(第3図参
照)。この位相角φは、ψと後述するθ(=ω0t)と加
算され、これら加算値と|V1|とがPWM回路41に入力され
て、U、V、W相に対応する一次電圧指令値に変換さ
れ、これによりインバータ42の電圧が制御される。
wをγ−δ座標の各軸成分i1γ,i1δに変換する。こ
れらi1γ,i1δは夫々目標値i1γ*、i1δ*(=
0)と比較され、その偏差分が夫々電流制御アンプであ
るPIアンプ7,8に入力される。PIアンプ7,8からは夫々Δ
v1γ,ΔV1δが出力され、既述したようにΔv1γ
はv1γ*と、またΔv1δはv1δ*と夫々加算され
る。9は極座標変換部であり、一次電圧のベクトルV1の
大きさ|V1|とγ軸との位相角φとを出力する(第3図参
照)。この位相角φは、ψと後述するθ(=ω0t)と加
算され、これら加算値と|V1|とがPWM回路41に入力され
て、U、V、W相に対応する一次電圧指令値に変換さ
れ、これによりインバータ42の電圧が制御される。
10は二次抵抗変化分演算部であり、λ2d*/M*,i
1d*,i1q*,ω0,i1γ*及びΔv1δを取り込んで(4
5)式の演算を実行して二次抵抗変化分Kを求める部分
である。また11はすべり角周波数演算部であり、K,λ2d
*/M*及びi1q*を取り込み(52)式を実行してωsを
求める機能を有する。ところでコンピュータにより第1
図(A)の回路の各部の演算を実行する場合には次のよ
うにしてωsを算出する。即ちKの演算やすべり角周波
数演算を含む一連の演算はクロック信号により瞬時に行
われ、すべり角周波数演算部11における(n−1)回目
の演算で求めた2次抵抗値をn回目の演算における設定
値とする。n回目の演算で求めたK及びR2を夫々Kn,R2n
として表し、R2nの初期値R20に予め設定した値R2*を割
り当てると、1回目からn回目までの演算は次のように
なる。
1d*,i1q*,ω0,i1γ*及びΔv1δを取り込んで(4
5)式の演算を実行して二次抵抗変化分Kを求める部分
である。また11はすべり角周波数演算部であり、K,λ2d
*/M*及びi1q*を取り込み(52)式を実行してωsを
求める機能を有する。ところでコンピュータにより第1
図(A)の回路の各部の演算を実行する場合には次のよ
うにしてωsを算出する。即ちKの演算やすべり角周波
数演算を含む一連の演算はクロック信号により瞬時に行
われ、すべり角周波数演算部11における(n−1)回目
の演算で求めた2次抵抗値をn回目の演算における設定
値とする。n回目の演算で求めたK及びR2を夫々Kn,R2n
として表し、R2nの初期値R20に予め設定した値R2*を割
り当てると、1回目からn回目までの演算は次のように
なる。
従ってn回目の演算で求めるωsをωsnとして表す
と、ωsnは次の(53)式となり、 ωsn=(1+Kn)・ωs(n-e) ……(53) (n−1)回目の演算で求めたωs(n-1)を記憶しておい
て、(53)式により得られたKnを用いることによりωsn
が求められる。
と、ωsnは次の(53)式となり、 ωsn=(1+Kn)・ωs(n-e) ……(53) (n−1)回目の演算で求めたωs(n-1)を記憶しておい
て、(53)式により得られたKnを用いることによりωsn
が求められる。
この場合初期値ωs1は ωs1=(1+K1)・R2*・1/L2*・i1q*/(λ2d*/
M*)である。
M*)である。
こうして得られたωsと電動機IMの回転子角周波数検
出値ωrとを加算し、その加算値ω0を電源角周波数の
目標値とする。
出値ωrとを加算し、その加算値ω0を電源角周波数の
目標値とする。
12は同定回路部であり、無負荷運転時にΔv1γ、及
びi1d*を取り込んで(50)式の上段の式を実行して一
次抵抗の変化分A1を算出し、これにより一次抵抗を同定
すると共に、Δv1δ,ω0及びλ2d*/M*を取り込ん
で(50)式の下段の式を実行して励磁インダクタンスの
変化分AMを算出し、これにより励磁インダクタンスM2/L
2を同定する機能を有する。すなわち、前記変化分A1,AM
に基づいて、例えば第1図(A)の理想電圧演算部52の
R1*、M*を変更する。ここで無負荷運転であるか否か
の判定及び同定回路部12の駆動のタイミングはコンパレ
ータ13により行われる。コンパレータ13は、定格トルク
電流を100%とした場合例えばその5%の値を設定値と
し、i1q*の値と比較して、i1q*が設定値より低けれ
ば、無負荷運転と判定して同定回路12を駆動すると共
に、この場合には二次抵抗変化の影響が現れないのでそ
の出力信号により二次抵抗変化分演算部10を停止させ
る。
びi1d*を取り込んで(50)式の上段の式を実行して一
次抵抗の変化分A1を算出し、これにより一次抵抗を同定
すると共に、Δv1δ,ω0及びλ2d*/M*を取り込ん
で(50)式の下段の式を実行して励磁インダクタンスの
変化分AMを算出し、これにより励磁インダクタンスM2/L
2を同定する機能を有する。すなわち、前記変化分A1,AM
に基づいて、例えば第1図(A)の理想電圧演算部52の
R1*、M*を変更する。ここで無負荷運転であるか否か
の判定及び同定回路部12の駆動のタイミングはコンパレ
ータ13により行われる。コンパレータ13は、定格トルク
電流を100%とした場合例えばその5%の値を設定値と
し、i1q*の値と比較して、i1q*が設定値より低けれ
ば、無負荷運転と判定して同定回路12を駆動すると共
に、この場合には二次抵抗変化の影響が現れないのでそ
の出力信号により二次抵抗変化分演算部10を停止させ
る。
21は速度検出部43の検出信号に基づいて電動機の速度
変化の有無を検出する速度変化検出部である。この速度
変化検出部21は、速度変化有りを検出したときは、速度
変化発生前の二次抵抗変化分演算部10の演算結果を保持
させるとともに該演算部10の演算を停止せしめ、速度変
化無しを検出したときは、前記演算部10の演算を再開さ
せる。これによって電動機速度変化時の加減速特性を良
好に保つことができる。
変化の有無を検出する速度変化検出部である。この速度
変化検出部21は、速度変化有りを検出したときは、速度
変化発生前の二次抵抗変化分演算部10の演算結果を保持
させるとともに該演算部10の演算を停止せしめ、速度変
化無しを検出したときは、前記演算部10の演算を再開さ
せる。これによって電動機速度変化時の加減速特性を良
好に保つことができる。
以上において、演算部52でv1γ*を演算するにあた
ってP項を考慮した(20)式の演算を行うために、i
1γ*にかかる項をR1*からR1*(1+Lσ/R1*P)
の一次進みに置き換えるようにすれば、より正確な理想
電圧を与えることができ、電流応答を改善できる。
ってP項を考慮した(20)式の演算を行うために、i
1γ*にかかる項をR1*からR1*(1+Lσ/R1*P)
の一次進みに置き換えるようにすれば、より正確な理想
電圧を与えることができ、電流応答を改善できる。
次に第1図(A)の実施例を改良した実施例について
述べる。
述べる。
(16)式より二次磁束の変化を無視すると次の(16
a)式が得られる。ただしλ2γ,λ2δは(18)式を
用いてλ2dを表している。
a)式が得られる。ただしλ2γ,λ2δは(18)式を
用いてλ2dを表している。
この式からわかるように一次電流が急変した場合にそ
の時間的変化率に応じた値だけv1γ,v1δが変化して
しまう。即ちv1δの変化分の中には二次抵抗変化分に
加えて一次電流の時間的変化率が含まれることになり、
v1γの変化分の中には一次抵抗、励磁インダクタスの
変化分に加えて同様に一次電流の時間的変化率が含まれ
ることになる。このため第1図(A)の実施例では、一
次電流の急変時にはその変化分が二次抵抗変化分として
捉えられ、また一次抵抗変化分、励磁インダクタンス変
化分として捉えられて、補償の正確性が低くなる。
の時間的変化率に応じた値だけv1γ,v1δが変化して
しまう。即ちv1δの変化分の中には二次抵抗変化分に
加えて一次電流の時間的変化率が含まれることになり、
v1γの変化分の中には一次抵抗、励磁インダクタスの
変化分に加えて同様に一次電流の時間的変化率が含まれ
ることになる。このため第1図(A)の実施例では、一
次電流の急変時にはその変化分が二次抵抗変化分として
捉えられ、また一次抵抗変化分、励磁インダクタンス変
化分として捉えられて、補償の正確性が低くなる。
そこで第1図(B)の実施例では、LσPi1γ,LσPi
1δの項を含んだ一次電圧変動分(これをΔv1γ,Δ
v1δとする)と、含まない一次電圧変動分(これをΔ
v1γI,Δv1δIとする)との双方を演算し、前者
の値Δv1γ,Δv1δを用いて一次電圧を制御すると
共に、後者の値Δv1γI,Δv1δIを用いて二次抵
抗変化の補償及び一次抵抗等の同定を行うこととしてい
る。
1δの項を含んだ一次電圧変動分(これをΔv1γ,Δ
v1δとする)と、含まない一次電圧変動分(これをΔ
v1γI,Δv1δIとする)との双方を演算し、前者
の値Δv1γ,Δv1δを用いて一次電圧を制御すると
共に、後者の値Δv1γI,Δv1δIを用いて二次抵
抗変化の補償及び一次抵抗等の同定を行うこととしてい
る。
具体的には、第1図(B)に示すようにPIアンプ7に
ついては、LσPi1γに相当する(i1γ*−i1γ)
×Lσ/Tsを演算する比例要素71と(I1γ*−
i1γ)を積分する積分要素72とを含み、比例要素71よ
りの比例項出力と積分要素72よりの積分項出力との和を
Δv1γとして出力すると共に、積分項出力をΔv
1γIとして出力するように構成している。またPIアン
プ8については、LσPi1δに相当する(i1δ*−i
1δ)×Lσ/Tsを演算する比例要素81と(i1γ*−
i1γ)を積分する積分要素82とを含み、比例要素81よ
りの比例項出力と積分要素82よりの積分項出力との和を
Δv1δとして出力すると共に、積分要素82よりの積分
項出力をΔv1δIとして出力するように構成してい
る。ただしTsは演算周期を示し、(i1γ*−i1γ)
/Tsと(i1δ*−i1δ)/Tsとは微分要素により演算
される。
ついては、LσPi1γに相当する(i1γ*−i1γ)
×Lσ/Tsを演算する比例要素71と(I1γ*−
i1γ)を積分する積分要素72とを含み、比例要素71よ
りの比例項出力と積分要素72よりの積分項出力との和を
Δv1γとして出力すると共に、積分項出力をΔv
1γIとして出力するように構成している。またPIアン
プ8については、LσPi1δに相当する(i1δ*−i
1δ)×Lσ/Tsを演算する比例要素81と(i1γ*−
i1γ)を積分する積分要素82とを含み、比例要素81よ
りの比例項出力と積分要素82よりの積分項出力との和を
Δv1δとして出力すると共に、積分要素82よりの積分
項出力をΔv1δIとして出力するように構成してい
る。ただしTsは演算周期を示し、(i1γ*−i1γ)
/Tsと(i1δ*−i1δ)/Tsとは微分要素により演算
される。
このような構成によれば一次電流が急変したときでも
Δv1γI,Δv1δIにはその影響が現れないため、
正確な二次抵抗補償、及び一次電圧の同定等を行うこと
ができる。
Δv1γI,Δv1δIにはその影響が現れないため、
正確な二次抵抗補償、及び一次電圧の同定等を行うこと
ができる。
第2図は本発明の他の実施例を示す回路図であり、二
次抵抗変化分演算部10を用いる代りに電圧変動分制御ア
ンプであるPIアンプ14を用い、このPIアンプ14にΔv
1δとΔv1δの目標値零との偏差を入力して現在のす
べり角周波数における目標値ωs*からの変動分Δωs
を出力信号として得ている。そしてすべり角周波数演算
部15ではR2が理想値から変動しないと仮定した式 に基づいてωs*を演算し、このωs*とΔωsとの加
算値をすべり角周波数の目標値としている。このような
実施例によればすべり角周波数の目標値は二次抵抗変化
に応じて自動的に修正される。なお16はコンパレータ13
または速度変化検出部21の出力信号によってPIアンプ14
の出力を無効にするためのスイッチ部である。
次抵抗変化分演算部10を用いる代りに電圧変動分制御ア
ンプであるPIアンプ14を用い、このPIアンプ14にΔv
1δとΔv1δの目標値零との偏差を入力して現在のす
べり角周波数における目標値ωs*からの変動分Δωs
を出力信号として得ている。そしてすべり角周波数演算
部15ではR2が理想値から変動しないと仮定した式 に基づいてωs*を演算し、このωs*とΔωsとの加
算値をすべり角周波数の目標値としている。このような
実施例によればすべり角周波数の目標値は二次抵抗変化
に応じて自動的に修正される。なお16はコンパレータ13
または速度変化検出部21の出力信号によってPIアンプ14
の出力を無効にするためのスイッチ部である。
第2図の構成において、電動機の速度が変化し速度変
化検出部21が速度変化有りを検出すると、まずPIアンプ
14の演算を一時停止し、それまでの値を保持させてお
く。そして電動機の速度変化が無くなると、前記PIアン
プ14の演算停止を解除して再度各々の演算を実行させ
る。
化検出部21が速度変化有りを検出すると、まずPIアンプ
14の演算を一時停止し、それまでの値を保持させてお
く。そして電動機の速度変化が無くなると、前記PIアン
プ14の演算停止を解除して再度各々の演算を実行させ
る。
または、電動機速度変化発生前のすべり周波数ωsと
すべり補償量Δωsに基づいて二次抵抗変化分を次の
(54)式より算出し、すべり角周波数演算部15の二次抵
抗設定値R2*を変更する。
すべり補償量Δωsに基づいて二次抵抗変化分を次の
(54)式より算出し、すべり角周波数演算部15の二次抵
抗設定値R2*を変更する。
1+Kn=ωs/ωs* ……(54) ただし、 であり、ωs=ωs*+Δωsであり、Knは二次抵抗変
化分である。ここで前記(54)式からωsはωs=(1
+Kn)×ωs*であり、この式に前記ωs*を代入する
と、 ωs=(1+Kn)×ωs*= (1+Kn)×(R2n-1*/L2*)・{i1q*/(λ2d*/M
*)}= (1+Kn)×〔{(1+K1)(1+K2)…(1+Kn-1) ・R2*}/L2*〕・{i1q*/(λ2d*/M*)} となる。
化分である。ここで前記(54)式からωsはωs=(1
+Kn)×ωs*であり、この式に前記ωs*を代入する
と、 ωs=(1+Kn)×ωs*= (1+Kn)×(R2n-1*/L2*)・{i1q*/(λ2d*/M
*)}= (1+Kn)×〔{(1+K1)(1+K2)…(1+Kn-1) ・R2*}/L2*〕・{i1q*/(λ2d*/M*)} となる。
二次抵抗設定値R2*は次のようにして変化させる。
R2n*=(1+Kn)・R2n-1* ……(55) ただし、R2n-1*=(1+K1)(1+K2)……(1+K
n-1)・R2*であり、K1〜Knは各回での二次抵抗変化分
であり、R2*は初期の二次抵抗設定値である。
n-1)・R2*であり、K1〜Knは各回での二次抵抗変化分
であり、R2*は初期の二次抵抗設定値である。
また第2図に示す実施例において、PIアンプ7,8とし
て夫々第1図(B)に示すPIアンプ7,8を用い、Δv
1γIを同定回路部12に入力すると共に、Δv1δ*と
Δv1δIとの偏差をPIアンプ14に入力すれば、先述し
たように二次抵抗変化分の補償等を正確に行うことがで
きる。
て夫々第1図(B)に示すPIアンプ7,8を用い、Δv
1γIを同定回路部12に入力すると共に、Δv1δ*と
Δv1δIとの偏差をPIアンプ14に入力すれば、先述し
たように二次抵抗変化分の補償等を正確に行うことがで
きる。
G.発明の効果 本発明によれば一次電流I1を基準軸とする回路座標γ
−δ軸上での一次電圧のδ軸成分v1δは一次抵抗R1の
電圧降下分を含まず、そのため二次抵抗変化による一次
電圧変動に関しても、その変動成分Δv1δには一次抵
抗の影響が現れないことに着目し、例えば電流制御アン
プによりΔv1δを求め、これを用いてすべり角周波数
の目標値を求めるときの二次抵抗変化を補償しているた
め、一次抵抗変化に影響されない理想的な補償を行うこ
とができる。しかも一次電圧理想値v1γ*、v1δ*
を、励磁指令λ2d*/M*と励磁電流i1d*とを等しいと
して取り扱わずに区別して演算しているため、界磁制御
を行う用途に対しても有効なベクトル制御となった。更
にΔv1γ,Δv1δを求めて電圧制御を行っているの
で一次抵抗、二次抵抗変化に対する電圧補正を行うこと
ができ、この効果高いトルク制御精度を得ることができ
ると共にトルク応答が良好になる。
−δ軸上での一次電圧のδ軸成分v1δは一次抵抗R1の
電圧降下分を含まず、そのため二次抵抗変化による一次
電圧変動に関しても、その変動成分Δv1δには一次抵
抗の影響が現れないことに着目し、例えば電流制御アン
プによりΔv1δを求め、これを用いてすべり角周波数
の目標値を求めるときの二次抵抗変化を補償しているた
め、一次抵抗変化に影響されない理想的な補償を行うこ
とができる。しかも一次電圧理想値v1γ*、v1δ*
を、励磁指令λ2d*/M*と励磁電流i1d*とを等しいと
して取り扱わずに区別して演算しているため、界磁制御
を行う用途に対しても有効なベクトル制御となった。更
にΔv1γ,Δv1δを求めて電圧制御を行っているの
で一次抵抗、二次抵抗変化に対する電圧補正を行うこと
ができ、この効果高いトルク制御精度を得ることができ
ると共にトルク応答が良好になる。
そして第8図の回路と比較した場合、第8図の回路で
はd−q座標上のみで電圧制御を行っており、Δv1d,Δ
v1qには一次抵抗、二次抵抗の双方の変化に対する変動
分を含んでいることから、Δv1d,Δv1qより二次抵抗変
化のみの影響を受けるデータと双方の変化の影響を受け
るデータとに分離する必要があるが、本発明ではそのよ
うな分離を行うことなくΔv1γ,Δv1δにより直接
制御することができる。
はd−q座標上のみで電圧制御を行っており、Δv1d,Δ
v1qには一次抵抗、二次抵抗の双方の変化に対する変動
分を含んでいることから、Δv1d,Δv1qより二次抵抗変
化のみの影響を受けるデータと双方の変化の影響を受け
るデータとに分離する必要があるが、本発明ではそのよ
うな分離を行うことなくΔv1γ,Δv1δにより直接
制御することができる。
またΔv1δにより二次抵抗補償を行えばΔv1γに
は一次抵抗変化による影響のみが残るため、このΔv
1γに基づいて一次抵抗R1の推定を行うこともできる。
は一次抵抗変化による影響のみが残るため、このΔv
1γに基づいて一次抵抗R1の推定を行うこともできる。
更に本発明では、無負荷運転時の一次電圧を解析し、
その解析結果に着目してΔv1γ(=Δv1d)に基づい
て一次抵抗の設定値に対する変化分を算出し、Δv1δ
に基づいて励磁インダクタンスM2/L2の変化分を算出し
ているため、一次抵抗及び励磁インダクタスの補償が可
能になった。
その解析結果に着目してΔv1γ(=Δv1d)に基づい
て一次抵抗の設定値に対する変化分を算出し、Δv1δ
に基づいて励磁インダクタンスM2/L2の変化分を算出し
ているため、一次抵抗及び励磁インダクタスの補償が可
能になった。
また、電流制御アンプの構成をLσPi1γ,LσPi1δ
に相当する電圧偏差を比例項出力として得るようにし、
二次抵抗変化により発生する電圧変動分を積分項出力と
して得るようにすれば、一次電流変化時のLσPi1γ,L
σPi1δの項は積分項出力に現れなくなる。これによ
り、電流応答が改善されるとともに、積分項出力Δv
1γI,Δv1δIを用いて一次抵抗,二次抵抗,励磁
インダクタンスの補償を正確に行うことが可能となっ
た。
に相当する電圧偏差を比例項出力として得るようにし、
二次抵抗変化により発生する電圧変動分を積分項出力と
して得るようにすれば、一次電流変化時のLσPi1γ,L
σPi1δの項は積分項出力に現れなくなる。これによ
り、電流応答が改善されるとともに、積分項出力Δv
1γI,Δv1δIを用いて一次抵抗,二次抵抗,励磁
インダクタンスの補償を正確に行うことが可能となっ
た。
また、電動機速度が変化しているときは二次抵抗変動
補償演算を停止し、それまでの二次抵抗変化分データを
保持させることにより加減速特性を良好に保つことがで
きる。
補償演算を停止し、それまでの二次抵抗変化分データを
保持させることにより加減速特性を良好に保つことがで
きる。
電動機速度の変化が無くなると二次抵抗変動補償の演
算を再開させることにより安定した二次抵抗補償が可能
となる。
算を再開させることにより安定した二次抵抗補償が可能
となる。
第1図(A)は本発明の実施例を示すブロック回路図、
第1図(B)は本発明の他の実施例を示すブロック回路
図、第2図は本発明の更に他の実施例を示すブロック
図、第3図は誘導電動機の等価回路図、第4図〜第7図
は各々電流、電圧等のベクトル図、第8図はベクトル制
御装置の比較例を示すブロック回路図である。 11……二次磁束指令アンプ、12……演算部、2……速度
アンプ、51……第1の座標変換部、52……理想電圧演算
部、6……第2の座標変換部、7,8……電流制御アンプ
であるPIアンプ、10……二次抵抗変化分演算部、11,15
……すべり角周波数演算部、12……同定回路部、14……
電圧変動分制御アンプ、21……速度変化検出部。
第1図(B)は本発明の他の実施例を示すブロック回路
図、第2図は本発明の更に他の実施例を示すブロック
図、第3図は誘導電動機の等価回路図、第4図〜第7図
は各々電流、電圧等のベクトル図、第8図はベクトル制
御装置の比較例を示すブロック回路図である。 11……二次磁束指令アンプ、12……演算部、2……速度
アンプ、51……第1の座標変換部、52……理想電圧演算
部、6……第2の座標変換部、7,8……電流制御アンプ
であるPIアンプ、10……二次抵抗変化分演算部、11,15
……すべり角周波数演算部、12……同定回路部、14……
電圧変動分制御アンプ、21……速度変化検出部。
Claims (8)
- 【請求項1】誘導電動機の電源角周波数と同期して回転
する回転座標であって、二次磁束を基準軸とする座標を
d−q座標とすると、誘導電動機の一次電流のd軸成分
及びq軸成分の目標値i1d*,i1q*を夫々算出する手段
と、二次時定数の設定値を含む演算式に基づいてすべり
角周波数を演算するすべり角周波数演算部を備えた誘導
電動機のベクトル制御装置において、 i1d*を算出する手段は、誘導電動機の回転子角周波数
に応じて二次磁束のd軸成分の目標値λ2d*を出力する
手段と、このλ2d*と微分項とに基づいてi1d*を算出
する手段とを有し、 d−q軸に対し位相ψがtan-1(i1q*/i1d*)異なりか
つ一次電流I1を基準軸とする座標をγ−δ座標とする
と、i1d*,i1q*に基づいて一次電流のγ軸成分の目標
値i1γ*(=I1)及び前記位相ψを算出する第1の座
標変換部と、 λ2d*と励磁インダクタンスMとの比λ2d*/M、第1の
座標変換部の演算結果及び電源角周波数の指令値ω0、
2次インダクタンスL2、一次抵抗R1、漏れインダクタン
スLσに基づいて、R1i1γ*+(M2/L2)・ω0・(λ
2d*/M)sinψなる演算を行って一次電圧のγ軸成分の
目標値v1γ*を算出するとともに、Lσω0i1γ*+
(M2/L2)・ω0・(λ2d*/M)cosψなる演算を行って
一次電圧のδ軸成分の目標値v1δ*を算出する手段
と、 誘導電動機の一次電流の検出値をγ−δ座標の各軸成分
i1γ,i1δに変換する第2の座標変換部と、 i1γ*及び一次電流のδ軸成分の目標値i1δと前記
第2の座標変換部よりのi1γ,i1δとに基づいて、現
在の一次電圧のγ軸成分におけるv1γ*からの変動分
Δv1γと、現在の一次電圧のδ軸成分におけるv1δ
*からの変動分Δv1δとを算出する手段と、 i1d*,i1q*,i1γ*,λ2d*、一次電源角周波数
ω0、励磁インダクタンスの設定値M*及びΔv1δに
基づいて二次抵抗の設定値に対する変化分を演算する二
次抵抗変化分演算部と、 電動機の速度検出信号に基づいて、速度変化の有無を検
出する速度変化検出部とを設け、 v1γ*とΔ1γとの加算値を一次電圧のγ軸成分の目
標値v1γとし、またv1δ*とΔ1δとの加算値を一
次電圧のδ軸成分の目標値v1δとし、これら目標値v
1γ,v1δに基づいて電源電圧を制御すると共に、 前記すべり角周波数演算部は二次時定数の設定値と前記
二次抵抗変化分演算部で得られた演算結果とに基づいて
そのときの二次時定数を求め、この二次時定数、i1q*
及びλ2d*/M*を用いて演算を行い、 前記速度変化検出部が速度変化有りを検出したときは、
速度変化発生前の二次抵抗変化分演算部の演算結果を保
持するとともに該演算部の演算を停止せしめ、前記速度
変化検出部が速度変化無しを検出したときは、前記演算
部の演算を再開せしめることを特徴とする誘導電動機の
ベクトル制御装置。 - 【請求項2】誘導電動機の電源角周波数と同期して回転
する回転座標であって、二次磁束を基準軸とする座標を
d−q座標とすると、誘導電動機の一次電流のd軸成分
及びq軸成分の目標値i1d*,i1q*を夫々算出する手段
と、二次時定数の設定値を含む演算式に基づいてすべり
角周波数を演算するすべり角周波数演算部を備えた誘導
電動機のベクトル制御装置において、 i1d*を算出する手段は、誘導電動機の回転子角周波数
に応じて二次磁束のd軸成分の目標値λ2d*を出力する
手段と、このλ2d*と微分項とに基づいてi1d*を算出
する手段とを有し、 d−q軸に対し位相ψがtan-1(i1q*/i1d*)異なりか
つ一次電流I1を基準軸とする座標をγ−δ座標とする
と、i1d*,i1q*に基づいて一次電流のγ軸成分の目標
値i1γ*(=I1)及び前記位相ψを算出する第1の座
標変換部と、 λ2d*と励磁インダクタンスMとの比λ2d*/M、第1の
座標変換部の演算結果及び電源角周波数の指令値ω0、
2次インダクタンスL2、一次抵抗R1、漏れインダクタン
スLσに基づいて、R1i1γ*+(M2/L2)・ω0・(λ
2d*/M)sinψなる演算を行って一次電圧のγ軸成分の
目標値v1γ*を算出するとともに、Lσω0i1γ*+
(M2/L2)・ω0・(λ2d*/M)cosψなる演算を行って
一次電圧のδ軸成分の目標値v1δ*を算出する手段
と、 誘導電動機の一次電流の検出値をγ−δ座標の各軸成分
i1γ,i1δに変換する第2の座標変換部と、 i1γ*及び一次電流のδ軸成分の目標値i1δ*と前
記第2の座標変換部よりのi1γ,i1δとに基づいて、
現在の一次電圧のγ軸成分におけるv1γ*からの変動
分Δv1γと、現在の一次電圧のδ軸成分におけるv
1δ*からの変動分Δv1δとを算出する手段と、 現在の一次電圧のδ軸成分におけるv1δ*からの変動
分Δv1δとこのΔv1δの目標値零との偏差を入力す
ると共に、すべり角周波数の目標値ωs*からの変動分
Δωsを出力する電圧変動分制御アンプと、 電動機の速度検出信号に基づいて、速度変化の有無を検
出する速度変化検出部とを設け、 前記電圧変動分制御アンプよりのΔωsとすべり角周波
数演算部で求めたωs*との加算値をすべり角周波数の
目標値とし、 v1γ*とΔv1γとの加算値を一次電圧のγ軸成分の
目標値v1γとし、またv1δ*とΔ1δとの加算値を
一次電圧のδ軸成分の目標値v1δとし、これら目標値
v1γ,v1δに基づいて電源電圧を制御すると共に、 前記速度変化検出部が速度変化有りを検出したときは、
速度変化発生前の電圧変動分制御アンプの出力Δωsを
保持するとともに該電圧変動制御アンプの演算を停止せ
しめ、前記速度変化検出部が速度変化無しを検出したと
きは、前記電圧変動制御アンプの演算を再開せしめるこ
とを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。 - 【請求項3】誘導電動機の電源角周波数と同期して回転
する回転座標であって、二次磁束を基準軸とする座標を
d−q座標とすると、誘導電動機の一次電流のd軸成分
及びq軸成分の目標値i1d*,i1q*を夫々算出する手段
と、二次時定数の設定値を含む演算式に基づいてすべり
角周波数を演算するすべり角周波数演算部を備えた誘導
電動機のベクトル制御装置において、 i1d*を算出する手段は、誘導電動機の回転子角周波数
に応じて二次磁束のd軸成分の目標値λ2d*を出力する
手段と、このλ2d*と微分項とに基づいてi1d*を算出
する手段とを有し、 d−q軸に対し位相ψがtan-1(i1q*/i1d*)異なりか
つ一次電流I1を基準軸とする座標をγ−δ座標とする
と、i1d*,i1q*に基づいて一次電流のγ軸成分の目標
値i1γ*(=I1)及び前記位相ψを算出する第1の座
標変換部と、 λ2d*と励磁インダクタンスMとの比λ2d*/M、第1の
座標変換部の演算結果及び電源角周波数の指令値ω0、
2次インダクタスL2、一次抵抗R1、漏れインダクタンス
Lσに基づいて、R1i1γ*+(M2/L2)・ω0・(λ2d
*/M)sinψなる演算を行って一次電圧のγ軸成分の目
標値v1γ*を算出するとともに、Lσω0i1γ*+
(M2/L2)・ω0・(λ2d*/M)cosψなる演算を行って
一次電圧のδ軸成分の目標値v1δ*を算出する手段
と、 誘導電動機の一次電流の検出値をγ−δ座標の各軸成分
i1γ,i1δに変換する第2の座標変換部と、 i1γ*及び一次電流のδ軸成分の目標値i1δ*と前
記第2の座標変換部よりのi1γ,i1δとに基づいて、
現在の一次電圧のγ軸成分におけるv1γ*からの変動
分Δv1γと、現在の一次電圧のδ軸成分におけるv
1δ*からの変動分Δv1δとを算出する手段と、 現在の一次電圧のδ軸成分におけるv1δ*からの変動
分Δv1δとこのΔv1δの目標値零との偏差を入力す
ると共に、すべり角周波数の目標値ωs*からの変動分
Δωsを出力する電圧変動分制御アンプと、 電動機の速度検出信号に基づいて、速度変化の有無を検
出する速度変化検出部とを設け、 前記電圧変動分制御アンプよりのΔωsとすべり角周波
数演算部で求めたωs*との加算値をすべり角周波数の
目標値とし、 v1γ*とΔv1γとの加算値を一次電圧のγ軸成分の
目標値v1γとし、またv1δ*とΔ1δとの加算値を
一次電圧のδ軸成分の目標値v1δとし、これら目標値
v1γ,v1δに基づいて電源電圧を制御すると共に、 前記速度変化検出部が速度変化有りを検出したときは、
速度変化発生前の電圧変動分制御アンプの出力Δωsと
すべり角周波数ωsに基づいて、1+Kn=ωs/ωs*
(ただしKnは任意の時点の二次抵抗変化分)なる演算を
行って二次抵抗変化分Kを算出し、該二次抵抗変化分K
を用いて、R2n*=(1+Kn)・R2n-1*(ただしR2n*
は任意の時点の二次抵抗目標値)なる演算を行ってすべ
り角周波数演算部の二次抵抗目標値R2*を設定変更した
後電圧変動制御アンプの演算を停止せしめ、前記速度変
化検出部が速度変化無しを検出したときは、前記電圧変
動制御アンプの演算を再開せしめることを特徴とする誘
導電動機のベクトル制御装置。 - 【請求項4】無負荷運転時にΔv1γ、一次抵抗の設定
値R1*及びi1d*に基づいて一次抵抗の設定値に対する
変化分を算出すると共に、Δv1δ、M*、二次自己イ
ンダクタンスL2*、ω0及びλ2d*に基づいて励磁イン
ダクタンスの設定値に対する変化分を算出し、該算出さ
れた値を、前記一次電圧のγ、δ軸成分の目標値v1γ
*、v1δ*を算出する手段が行う演算に用いる同定回
路部を設けたことを特徴とする請求項(1)または請求
項(2)または請求項(3)記載の誘導電動機のベクト
ル制御装置。 - 【請求項5】誘導電動機の電源角周波数と同期して回転
する回転座標であって、二次磁束を基準軸とする座標を
d−q座標とすると、誘導電動機の一次電流のd軸成分
及びq軸成分の目標値i1d*,i1q*を夫々算出する手段
と、二次時定数の設定値を含む演算式にもとづいてすべ
り角周波数を演算するすべり角周波数演算部を備えた誘
導電動機のベクトル制御装置において、 i1d*を算出する手段は、誘導電動機の回転子角周波数
に応じて二次磁束のd軸成分の目標値λ2d*を出力する
手段と、このλ2d*と微分項とに基づいてi1d*を算出
する手段とを有し、 d−q軸に対し位相ψがtan-1(i1q*/i1d*)異なりか
つ一次電流I1を基準軸とする座標をγ−δ座標とする
と、i1d*,i1q*に基づいて一次電流のγ軸成分の目標
値i1γ*(=I1)及び前記位相ψを算出する第1の座
標変換部と、 λ2d*と励磁インダクタンスMとの比λ2d*/M、第1の
座標変換部の演算結果及び電源角周波数の指令値ω0、
2次インダクタンスL2、一次抵抗R1、漏れインダクタン
スLσに基づいて、R1i1γ*+(M2/L2)・ω0・(λ
2d*/M)sinψなる演算を行って一次電圧のγ軸成分の
目標値v1γ*を算出するとともに、Lσω0i1γ*+
(M2/L2)・ω0・(λ2d*/M)cosψなる演算を行って
一次電圧のδ軸成分の目標値v1δ*を算出する手段
と、 誘導電動機の一次電流の検出値をγ−δ座標の各軸成分
i1γ,i1δに変換する第2の座標変換部と、 一次電流のδ軸成分の目標値i1δ*と前記第2の座標
変換部よりのi1δとの電流偏差の時間的変化率を求め
てこれと漏れインダクタンスLσとの積を比例項出力と
する比例要素と、前記電流偏差を積分した値を積分項出
力とする積分要素とを含み、前記比例項出力と積分項出
力との和を、現在の一次電圧のδ軸成分におけるv1δ
*からの電圧変動分Δv1δとして出力すると共に、前
記積分項出力をΔv1δIとして出力する電流制御アン
プと、 i1γ*と前記第2の座標変換部よりのi1γに基づい
て、現在の一次電圧のγ軸成分におけるv1γ*からの
変動分Δ1γを算出する手段と、 i1d*,i1q*,i1γ*,λ2d*、一次電源角周波数
ω0、励磁インダクタンスの設定値M*及びΔv1δI
に基づいて二次抵抗の設定値に対する変化分を演算する
二次抵抗変化分演算部と、 電動機の速度検出信号に基づいて、速度変化の有無を検
出する速度変化検出部とを設け、 v1γ*とΔv1γとの加算値を一次電圧のγ軸成分の
目標値v1γとし、またv1δ*とΔ1δとの加算値を
一次電圧のδ軸成分の目標値v1δとし、これら目標値
v1γ,v1δに基づいて電源電圧を制御すると共に、 前記すべり角周波数演算部は二次時定数の設定値と前記
二次抵抗変化分演算部で得られた演算結果とに基づいて
そのときの二次時定数を求め、この二次時定数、i1q*
及びλ2d*/M*を用いて演算を行い、 前記速度変化検出部が速度変化有りを検出したときは、
速度変化発生前の二次抵抗変化分演算部の演算結果を保
持するとともに該演算部の演算を停止せしめ、前記速度
変化検出部が速度変化無しを検出したときは、前記演算
部の演算を再開せしめることを特徴とする誘導電動機の
ベクトル制御装置。 - 【請求項6】誘導電動機の電源角周波数と同期して回転
する回転座標であって、二次磁束を基準軸とする座標を
d−q座標とすると、誘導電動機の一次電流のd軸成分
及びq軸成分の目標値i1d*,i1q*を夫々算出する手段
と、二次時定数の設定値を含む演算式に基づいてすべり
角周波数を演算するすべり角周波数演算部を備えた誘導
電動機のベクトル制御装置において、 i1d*を算出する手段は、誘導電動機の回転子角周波数
に応じて二次磁束のd軸成分の目標値λ2d*を出力する
手段と、このλ2d*と微分項とに基づいてi1d*を算出
する手段とを有し、 d−q軸に対し位相ψがtan-1(i1q*/i1d*)異なりか
つ一次電流I1を基準軸とする座標をγ−δ座標とする
と、i1d*,i1q*に基づいて一次電流のγ軸成分の目標
値i1γ*(=I1)及び前記位相ψを算出する第1の座
標変換部と、 λ2d*と励磁インダクタンスMとの比λ2d*/M、第1の
座標変換部の演算結果及び電源角周波数の指令値ω0、
2次インダクタンスL2、一次抵抗R1、漏れインダクタン
スLσに基づいて、R1i1γ*+(M2/L2)・ω0・(λ
2d*/M)sinψなる演算を行って一次電圧のγ軸成分の
目標値v1γ*を算出するとともに、Lσω0i1γ*+
(M2/L2)・ω0・(λ2d*/M)cosψなる演算を行って
一次電圧のδ軸成分の目標値v1δ*を算出する手段
と、 誘導電動機の一次電流の検出値をγ−δ座標の各軸成分
i1γ,i1δに変換する第2の座標変換部と、 一次電流のδ軸成分の目標値i1δ*と前記第2の座標
変換部よりのi1δとの電流偏差の時間的変化率を求め
てこれと漏れインダクタンスLσとの積を比例項出力と
する比例要素と、前記電流偏差を積分した値を積分項出
力とする積分要素とを含み、前記比例項出力と積分項出
力との和を、現在の一次電圧のδ軸成分におけるv1δ
*からの電圧変動分Δv1δとして出力すると共に、前
記積分項出力をΔv1δIとして出力する電流制御アン
プと、 i1γ*と前記第2の座標変換部よりのi1γに基づい
て、現在の一次電圧のγ軸成分におけるv1γ*からの
変動分Δv1γを算出する手段と、 電流制御アンプの積分項出力Δ1δIとこのΔ1δIの
目標値零との偏差を入力すると共に、すべり角周波数の
標準値ωs*からの変動分Δωsを出力する電圧変動分
制御アンプと、 電動機の速度検出信号に基づいて、速度変化の有無を検
出する速度変化検出部とを設け、 前記電圧変動分制御アンプよりのΔωsとすべり角周波
数演算部で求めたωs*との加算値をすべり角周波数の
目標値とし、 v1γ*とΔv1γとの加算値を一次電圧のγ軸成分の
目標値v1γとし、またv1δ*とΔ1δとの加算値を
一次電圧のδ軸成分の目標値v1δとし、これら目標値
v1γ,v1δに基づいて電源電圧を制御すると共に、 前記速度変化検出部が速度変化有りを検出したときは、
速度変化発生前の電圧変動分制御アンプの出力Δωsを
保持するとともに該電圧変動制御アンプの演算を停止せ
しめ、前記速度変化検出部が速度変化無しを検出したと
きは、前記電圧変動制御アンプの演算を再開せしめるこ
とを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。 - 【請求項7】誘導電動機の電源角周波数と同期して回転
する回転座標であって、二次磁束を基準軸とする座標を
d−q座標とすると、誘導電動機の一次電流のd軸成分
及びq軸成分の目標値i1d*,i1q*を夫々算出する手段
と、二次時定数の設定値を含む演算式に基づいてすべり
角周波数を演算するすべり角周波数演算部を備えた誘導
電動機のベクトル制御装置において、 i1d*を算出する手段は、誘導電動機の回転子角周波数
に応じて二次磁束のd軸成分の目標値λ2d*を出力する
手段と、このλ2d*と微分項とに基づいてi1d*を算出
する手段とを有し、 d−q軸に対し位相ψがtan-1(i1q*/i1d*)異なりか
つ一次電流I1を基準軸とする座標をγ−δ座標とする
と、i1d*,i1q*に基づいて一次電流のγ軸成分の目標
値i1γ*(=I1)及び前記位相ψを算出する第1の座
標変換部と、 λ2d*と励磁インダクタンスMとの比λ2d*/M、第1の
座標変換部の演算結果及び電源角周波数の指令値ω0、
2次インダクタンスL2、一次抵抗R1、漏れインダクタン
スLσに基づいて、R1i1γ*+(M2/L2)・ω0・(λ
2d*/M)sinψなる演算を行って一次電圧のγ軸成分の
目標値v1γ*を算出するとともに、Lσω0i1γ*+
(M2/L2)・ω0・(λ2d*/M)cosψなる演算を行って
一次電圧のδ軸成分の目標値v1δ*を算出する手段
と、 誘導電動機の一次電流の検出値をγ−δ座標の各軸成分
i1γ,i1δに変換する第2の座標変換部と、 一次電流のδ軸成分の目標値i1δ*と前記第2の座標
変換部よりのi1δとの電流偏差の時間的変化率を求め
てこれと漏れインダクタンスLσとの積を比例項出力と
する比例要素と、前記電流偏差を積分した値を積分項出
力とする積分要素とを含み、前記比例項出力と積分項出
力との和を、現在の一次電圧のδ軸成分におけるv1δ
*からの電圧変動分Δv1δとして出力すると共に、前
記積分項出力をΔv1δIとして出力する電流制御アン
プと、 i1γ*と前記第2の座標変換部よりのi1γに基づい
て、現在の一次電圧のγ軸成分におけるv1γ*からの
変動分Δv1γを算出する手段と、 電流制御アンプの積分項出力Δv1δIとこのΔV
1δIの目標値零との偏差を入力すると共に、すべり角
周波数の目標値ωs*からの変動運Δωsを出力する電
圧変動分制御アンプと、 電動機の速度検出信号に基づいて、速度変化の有無を検
出する速度変化検出部とを設け、 前記電圧変動分制御アンプよりのΔωsとすべり角周波
数演算部で求めたωs*との加算値をすべり角周波数の
目標値とし、 v1γ*とΔv1γとの加算値を一次電圧のγ軸成分の
目標値v1γとし、またv1δ*とΔ1δとの加算値を
一次電圧のδ軸成分の目標値v1δとし、これら目標値
v1γ,v1δに基づいて電源電圧を制御すると共に、 前記速度変化検出部が速度変化有りを検出したときは、
速度変化発生前の電圧変動分制御アンプの出力Δωsと
すべり角周波数ωsに基づいて、1+Kn=ωs/ωs*
(ただしKnは任意の時点の二次抵抗変化分)なる演算を
行って二次抵抗変化分Kを算出し、該二次抵抗変化分K
を用いて、R2n*=(1+Kn)・R2n-1*(ただしR2n*
は任意の時点の二次抵抗目標値)なる演算を行ってすべ
り角周波数演算部の二次抵抗目標値R2*を設定変更した
後電圧変動制御アンプの演算を停止せしめ、前記速度変
化検出部が速度変化無しを検出したときは、前記電圧変
動制御アンプの演算を再開せしめることを特徴とする誘
導電動機のベクトル制御装置。 - 【請求項8】Δv1γを算出する手段は、i1γ*と前
記第2の座標変換部よりのi1γとの電流偏差の時間的
変化率を求めて、これと漏れインダクタンスLσとの積
を比例項出力とする比例要素と、当該電流偏差を積分し
た値を積分項出力とする積分要素とを含み、当該比例項
出力と当該積分項出力との和を、現在の一次電圧のγ軸
成分におけるv1γ*からの電圧変動分Δv1γとして
出力すると共に、当該積分項出力をΔv1γIとして出
力する電流制御アンプにより構成し、 無負荷運転時にΔv1γI、一次抵抗の設定値R1*及び
i1d*に基づいて一次抵抗の設定値に対する変化分を算
出すると共に、Δv1δI、M*、二次自己インダクタ
ンスL2*、ω0及びλ2d*に基づいて励磁インダクタン
スの設定値に対する変化分を算出し、該算出された値
を、前記一次電圧のγ、δ軸成分の目標値v1γ*、v
1δ*を算出する手段が行う演算に用いる同定回路部を
設けたことを特徴とする請求項(5)または請求項
(6)または請求項(7)記載の誘導電動機のベクトル
制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2310843A JP2953044B2 (ja) | 1990-11-16 | 1990-11-16 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2310843A JP2953044B2 (ja) | 1990-11-16 | 1990-11-16 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04183291A JPH04183291A (ja) | 1992-06-30 |
JP2953044B2 true JP2953044B2 (ja) | 1999-09-27 |
Family
ID=18010060
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2310843A Expired - Lifetime JP2953044B2 (ja) | 1990-11-16 | 1990-11-16 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2953044B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP6434317B2 (ja) * | 2015-01-16 | 2018-12-05 | オークマ株式会社 | 誘導モータの制御装置 |
JP7243537B2 (ja) * | 2019-09-09 | 2023-03-22 | 株式会社明電舎 | 誘導電動機の制御装置 |
-
1990
- 1990-11-16 JP JP2310843A patent/JP2953044B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH04183291A (ja) | 1992-06-30 |
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