JP2940167B2

JP2940167B2 - 誘導電動機のベクトル制御装置

Info

Publication number: JP2940167B2
Application number: JP40142190A
Authority: JP
Inventors: 哲夫山田; 康弘山本
Original assignee: Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1989-12-12
Filing date: 1990-12-11
Publication date: 1999-08-25
Anticipated expiration: 2014-08-25
Also published as: JPH03253288A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は誘導電動機のベクトル制
御装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】２次磁束とそれに直交する２次電流を非
干渉に制御する誘導電動機のベクトル制御が広く適用さ
れてきている。

【０００３】このベクトル制御は、３相誘導電動機の場
合電流や磁束を、電源による回転磁界と同速度で回転す
る直交２軸のｄ−ｑ座標系のベクトルとして取り扱い、
演算結果を３相電源の各相の電流指令値に換算して制御
する方法である。

【０００４】その具体的方法について述べると、ｄ−ｑ
座標系での電圧方程式は次の（１）式で表される。

【０００５】

【数１】

【０００６】ただしω_s＝ω−ω_r、Ｌσ＝（Ｌ₁Ｌ₂−Ｍ
²）／Ｌ₂である。

【０００７】ここでｖ_1d，ｖ_1qは夫々１次電圧のｄ，ｑ
軸成分、ｉ_1d，ｉ_1qは夫々１次電流のｄ，ｑ軸成分、 λ_2d，λ_2qは夫々２次磁束のｄ，ｑ軸成分、Ｒ₁，Ｒ₂は夫々１次，２次抵抗、Ｌ₁，Ｌ₂，Ｍは夫々１次，２次，励磁インダクタンス、 ω，ω_r，ω_sは夫々１次電源角周波数，回転子角周波
数，すべり角周波数、Ｐはｄ／ｄｔを表すものである。

【０００８】ｄ−ｑ座標系においてｄ軸を二次磁束上に
とればλ_2q＝０となる。このときλ_2d＝Φ₂＝一定、ｉ
_2d＝０、ｉ_2q＝ｉ₂となり直流機と同様なトルクと磁束
の直交制御が可能となる。

【０００９】一方二次磁束は次の関係がある。

【００１０】

【数２】

【００１１】ベクトル制御条件よりｉ_2d＝０であり、
（２）式からλ_2d＝Ｍｉ_1dとなる。

【００１２】また、λ_2q＝０より、ｉ_1q＝−Ｌ₂／Ｍ・
ｉ_2qとなり、ｉ_1qはトルク電流と比例する。

【００１３】次に（１）式４行目より（３）式が得ら
れ、この（３）式からすべり角周波数の条件を求める
と、ω_sは（４）式で表される。

【００１４】

【数３】

【００１５】以上がｄ軸上に二次磁束が一致するように
制御したときのベクトル制御条件である。従ってベクト
ル制御を行うためにはｉ_1dをλ_2d／Ｍに設定し、ω_sを
（４）式が成り立つように制御することが必要である。

【００１６】ここですべり角周波数ω_sの演算に用いる
２次抵抗Ｒ₂は周囲温度及び回転子の自己発熱などの温
度変化により抵抗値が変化するため、電動機の出力電圧
に基づいて抵抗値の変化分を推定し、この変化分により
すべり角周波数ω_sの目標値を修正して、２次抵抗変化
による発生トルク変動を補償する必要がある。仮に２次
抵抗の変化分を無視したとすると、トルク制御精度やト
ルク応答が悪化する。このような２次抵抗の変化分の推
定を例えばインバータの出力電圧そのままを用いると１
次抵抗の変化分が取り込まれてしまうため、推定に用い
る信号としては、１次抵抗に左右されない信号であるこ
とが望ましい。

【００１７】こうしたことから図８に示す制御回路が既
に提案されている。図中１は励磁分電流指令部であり、
角周波数ω_rがある値を越えるまでλ_2d＊／Ｍ＊をｉ_1d
の目標値ｉ_1d＊とし、ω_rがある値を越えるとｉ_1d＊を
小さくする。以下目標値あるいは理想値を＊を付して示
すと、速度指令ω_r＊及びω_rの偏差分を速度アンプ２を
通じてｉ_1q＊とし、ｉ_1d＊，ｉ_1q＊に基づいてｄ−ｑ軸
上の一次電圧の理想値ｖ_1d＊，ｖ_1q＊を演算で求め、一
次抵抗と二次抵抗変化による電圧変動分の補正をｉ_1d＊
＝ｉ_1d、ｉ_1q＊＝ｉ_1qとなるように制御すると、ｉ_1d＊
＝ｉ_1dを制御するＰＩアンプ３₁にはΔｖ_1dが得られ、
ｉ_1q＊＝ｉ_1qを制御するＰＩアンプ３₂にはΔｖ_1qが得
られる。Δｖ_1d，Δｖ_1qには一次抵抗と二次抵抗の変化
による電圧変動分を共に含んでいるため、一次抵抗変化
による電圧変動を含まない成分を求めることにより二次
抵抗変化の補償を行えば、一次抵抗変化に影響されない
補償が可能となる。そこで一次電流Ｉ₁のベクトル上に
基準軸γを置いた回転座標γ−δ軸をとり、このδ軸の
一次電圧変動分Δｖ₁δをすべり補正演算部３₃で求めて
いる。このΔｖ₁δは一次抵抗Ｒ₁を含まない式で表さ
れ、従って一次抵抗Ｒ₁の影響を受けない。Δｖ₁δにつ
いては本発明でも用いるので、本発明の内容説明の項に
て詳述する。

【００１８】図６はｄ−ｑ軸及びγ−δ軸と電圧、電流
との関係を示すベクトル図、図７一次電圧変動分を示す
ベクトル図であり、図中Ｖ₁、Ｅは夫々一次電圧、二次
電圧、Δｖ₁は一次電圧変動分、Δｖ₁γ，Δｖ₁δは夫
々その変動分のγ軸成分、δ軸成分、ψはγ軸とｄ軸と
の位相、Ｉ₀は励磁分電流、Ｉ₂はトルク分電流である。
Δｖ₁δは次の（５）式により表される。

【００１９】 Δｖ₁δ＝−Δｖ_1d・sinψ＋Δｖ_1qcosψ…（５）ただしcosψ＝Ｉ₀／Ｉ₁＝ｉ_1d／ｉ₁γ、sinψ＝Ｉ₂／Ｉ
₁＝ｉ_1q／ｉ₁γ そしてすべり補正演算部３₃ではΔｖ₁δに基づいて２次
抵抗変化分に対応するすべり角周波数の修正分Δω_sを
演算で求め、すべり角周波数演算部３₄で求めたω_s＊と
Δω_sとの加算値をすべり角周波数の目標値とし、これ
に回転子角周波数ω_rを加算して一次電圧の角周波数ω
＝ｄθ／ｄｔの目標値としている。図８中３₅は極座標
変換部、３₆は座標変換部、４₁はＰＷＭ回路、４₂はイ
ンバータ、ＩＭは誘導電動機、ＰＰはパルスピックアッ
プ部、４₃は速度検出部である。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】（ａ）一次電圧変動分
Δｖ_1d，Δｖ_1qは一次抵抗の変動分及び二次抵抗の変動
分を共に含んでいるため、図８の回路では、すべり補正
演算部３₃にてΔｖ_1d，Δｖ_1qから更に一次抵抗変化の
影響を受けないΔ₁δを算出し、更にこのΔｖ₁δから
Δω_rを算出している。

【００２１】（ｂ）界磁制御を行う場合にはλ_2dとｉ_1d
とは（１）式３行目より次の（６）式の関係にある。ま
た、λ_2q＝０であるから（７）式が成り立つ。

【００２２】

【数４】

【００２３】（７）式より界磁制御時にはｉ_1dはλ_2dの
変化に対して一次進みで制御されることがわかる。つま
り界磁指令λ_2d＊が変化しているときはλ_2d＝Ｍｉ_1dは
成り立たない。

【００２４】しかしながら従来の回路では、界磁制御に
対しては考慮していないため、励磁電流ｉ_1dを一定とし
て、つまりｉ_1d＝λ_2d／Ｍとして理論的展開を行い、す
べり補正演算を実行していた。このため界磁制御領域で
は、すべり角周波数の設定値を正確に演算することがで
きず、有効な方法ではなかった。

【００２５】本発明の第１の目的は、すべり角周波数の
演算式中の二次抵抗の変化を補償するにあたって、一次
抵抗変化に影響されない理想的な補償を行うことがで
き、更にすべり角周波数の目標値の演算が既に提案され
ている方式よりも簡単になり、その上界磁制御を行う場
合にも有効なベクトル制御装置を提案することにある。

【００２６】本発明の第２の目的は、一次抵抗及び励磁
インダクタンスの変化分を補償することが可能なベクト
ル制御装置を提供することにある。

【００２７】本発明の第３の目的は二次抵抗変動補償の
応答を良好にするとともに補償の安定化を図ることがで
きるベクトル制御装置を提供することにある。

【００２８】本発明の第４の目的は二次抵抗変動補償の
精度向上と同定時間を速くするベクトル制御装置を提供
することにある。

【００２９】

【課題を解決するための手段及び作用】既述したように
二次抵抗のみならず一次抵抗も温度により変化するため
一次抵抗変化の影響を受けずに二次抵抗補償を行うこと
が理想的である。ここに本発明では図８の回路と同様に
一次電圧のδ軸成分の変動量Δｖ₁δを用いると共に、
更に一歩進めた制御方式を採用した。

【００３０】即ち図８に示すベクトル制御では回転座標
ｄ−ｑ軸のｄ軸を二次磁束と同一軸とすることにより、
励磁電流ｉ_1d、トルク電流ｉ_1qの直交性を保つように制
御していた。

【００３１】今回、この回転座標をγ−δ軸としてγ軸
を一次電流Ｉ₁上に設定して制御する方法を検討した。
ただし、ベクトル制御を行うためには当然ｄ−ｑ軸上で
の制御が必要であるため、電源角周波数ω₀と同一速度
で回転し、位相の異なるｄ−ｑ軸とγ−δ軸を併用する
新制御方式とした。

【００３２】一次電流Ｉ₁を基準としたγ−δ軸上で考
えた場合、二次抵抗変化による一次電圧変動をδ軸の変
動分Δｖ₁δで検出すると、一次抵抗による電圧変動分
を含まない電圧成分となるためロバスト性のある二次抵
抗補償が可能となる。

【００３３】そのため、γ−δ軸上での理想一次電圧ｖ
₁γ＊，ｖ₁δ＊を演算で求め、一次抵抗と二次抵抗変化
による電圧変動分の補正をｉ₁γ＝Ｉ₁、ｉ₁δ＝０とな
るように制御することにより実行する。このように制
御することにより、ｉ₁γ＝Ｉ₁を制御するＰＩアンプ出
力にはΔｖ₁γが得られ、ｉ₁δ＝０を制御するＰＩアン
プ出力にはΔｖ₁δが得られる。Δｖ₁δには一次抵抗変
化による電圧成分が含まれていないので、二次抵抗変化
の補償に使用することが可能である。つまり、Δｖ₁δ
を用いて二次抵抗変化の補償を行えば、一次抵抗変化に
左右されない理想的な補償を行うことができる。

【００３４】このように、一次電流Ｉ₁を基準値とした
γ−δ軸を用いれば、二次抵抗変化の補償に用いる一次
電圧変動データがδ軸に直接得られるという利点を有す
る。

【００３５】また本発明では、先の（７）式から界磁指
令λ_2d＊が変化しているときにはλ_2d＝Ｍｉ_1dは成り立
たないので、λ_2d／Ｍとｉ_1dとは区別して使用してい
る。

【００３６】以下に本発明を具体的に詳述する。

【００３７】（Ａ）γ−δ軸を用いた場合のベクトル制
御条件図３は誘導電動機の非対称Ｔ−Ｉ形等価回路、図４はこ
の等価回路に対応するベクトル図である。

【００３８】今γ軸を一次電流Ｉ₁上にとればｉ₁γ＝Ｉ
₁、ｉ₁δ＝０となる。γ−δ軸においても「従来技術」
の項で示した（１）式と同様の式が成り立つので（１）
式のｄ，ｑを夫々γ，δに変更すると、（１）式の３，
４行目から（８），（９）式が成り立つ。

【００３９】

【数５】

【００４０】Ｐを含んだ項を除去すれば常に成立するω
_sの条件が求められる。（９）式より次式が求められ
る。

【００４１】Ｒ₂／Ｌ₂＋Ｐ＝−λ₂γ・ω_s／λ₂δ……（１０）（１０）式を（８）式に代入すると次式が得られ、従っ
て（１１）式が成り立つ。

【００４２】

【数６】

【００４３】ここで、λ_2dとλ₂γ，λ₂δの関係は次の
ようになる。

【００４４】 λ₂γ＝λ_2dcosψ、λ₂δ＝−λ_2dsinψ……（１２） λ₂γ²＋λ₂δ²＝λ_2d2……（１３）（１２），（１３）式を（１１）式に代入すると次式が
得られる。

【００４５】

【数７】

【００４６】以上のようにγ軸を一次電流Ｉ₁上にとっ
てｉ₁γ＝Ｉ₁、ｉ₁δ＝０となるように制御し、かつｄ
−ｑ軸上でのベクトル制御条件を満足するようにすれば
ω_sは「従来技術」の項の（４）式と同一の式で表さ
れ、同一の条件が得られることが分かった。ただし界磁
制御領域を考慮してλ_2d≠Ｍｉ_1dとして取り扱えば、
（１４）式の１段目よりω_sは（１５）式のように表さ
れる。

【００４７】

【数８】

【００４８】（Ｂ）γ−δ軸における理想電圧 γ−δ軸ではｉ₁γ＊＝Ｉ₁、ｉ₁δ＊＝０と制御される
ので、これを考慮して（１）式を変形すると次の（１
６）式が得られる。（１６）式でＰの付いている項を省
略すると（１７）式が得られる。

【００４９】

【数９】

【００５０】ここでベクトル制御条件成立時は（１８）
式が成立する。（１８）式が成立することによって（１
９）式が得られる。

【００５１】

【数１０】

【００５２】トルク電流指令ｉ_1q＊が急変したときや界
磁制御に入って励磁電流指令ｉ_1d＊が変化するときに
は，（１６）式のＬσにかかっているＰｉ₁γの項を無
視することができない。このＰ項を考慮したときの理想
電圧は次のようになる。

【００５３】

【数１１】

【００５４】（Ｃ）二次抵抗変化時の二次磁束変動二次抵抗が変化したときの二次磁束変動について検討す
る。（１）式の３，４行目より次式が得られる。

【００５５】

【数１２】

【００５６】（２１），（２２）式にＬ₂／Ｒ₂をかける
と次のようになる。

【００５７】

【数１３】

【００５８】（２３），（２４）式よりλ₂γを求める
と、（２３）×（１＋Ｌ₂Ｐ／Ｒ₂）は（２５）式とな
り、（２４）×Ｌ₂ω_s／Ｒ₂は（２６）式となる。ま
た、（２５）＋（２６）よりλ₂γは（２７）式のよう
になる。

【００５９】次に、（２３），（２４）式よりλ₂δを
求めると、（２３）×Ｌ₂ω_s／Ｒ₂は（２８）式とな
り、（２４）×（１＋Ｌ₂Ｐ／Ｒ₂）は（２９）式とな
る。また、（２９）−（２８）よりλ₂δを求めると
（３０）式のようになる。

【００６０】

【数１４】

【００６１】ここで次の仮定をおく。

【００６２】（イ）電流は指令値通り流れるように制御
されているとして、ｉ₁γ＊＝ｉ₁γ、ｉ₁δ＊＝ｉ₁δ＝
０とする。またｄ−ｑ軸上での電流はｉ_1d＊＝ｉ_1d、ｉ
_1q＊＝ｉ_1qとする。

【００６３】（ロ）二次抵抗変化分をＫとするとＲ₂＝
（１＋Ｋ）Ｒ₂＊となるから（２７），（３０）式にあ
るＬ₂ω_s／Ｒ₂は次のように表すことができる。

【００６４】

【数１５】

【００６５】（ハ）励磁電流は（７）式で示されるよう
に制御されているとし、従って（３２）式が成り立つ。

【００６６】

【数１６】

【００６７】（ニ）二次抵抗補償を行うものとして、１
＋Ｌ₂Ｐ／Ｒ₂の過渡項の時定数Ｌ₂／Ｒ₂＝Ｌ₂＊／Ｒ₂＊
と仮定する。（短時間にＲ₂は変化しないとする。）そ
のため、次式が成立する。

【００６８】

【数１７】

【００６９】以上の関係式を（２７），（３０）式に代
入して変形すると（３４），（３５）式のようになる。
ここでγ−δ軸での二次磁束の理想値は（３６）〜（３
８）式で表される。

【００７０】

【数１８】

【００７１】（３４）式の分母、分子にｉ₁γ＊を掛
け、（３６）式を用いると、γ軸の二次磁束変動分Δλ
₂γは（３９）式のように表される。

【００７２】

【数１９】

【００７３】また（３５）式の分母、分子にｉ₁γ＊を
掛け、（３７）式を用いると、δ軸の二次磁束変動分Δ
λ₂δは（４０）式のように表される。

【００７４】

【数２０】

【００７５】（Ｄ）二次磁束変動時の一時電圧変動二次磁束が変動したときの一次電圧は（１６）式より次
のように表すことができる。

【００７６】

【数２１】

【００７７】一次電圧の理想値は（１９）式で表される
ので、（１８）式を考慮した（１９）式と（４１）式と
から、電圧変動分Δｖ₁γ，Δｖ₁δは次のようになる。
ただしΔλ₂δ，Δλ₂γの展開は夫々（４０），（３
９）式を利用している。

【００７８】

【数２２】

【００７９】ここでｖ₁γにはＲ₁ｉ₁γ＊の成分を含ん
でいるため、一次抵抗Ｒ₁の変化による電圧変動もｖ₁γ
は含むことになる。そのため、一次抵抗Ｒ１の変化も考
慮すると（４２）式は次のようになる。ただしＫ₁は一
次抵抗変化分である。

【００８０】

【数２３】

【００８１】以上より、Δｖ₁γには一次抵抗Ｒ₁の変動
分を含むため、二次抵抗Ｒ₂変化の補償に使用するには
不適当である。一方Δｖ₁δにはＲ₁の成分を含んでいな
いため、二次抵抗変化による電圧変動成分と考えられ
る。従って、δ軸の一次電圧ｖ₁δの変動分Δｖ₁δを検
出して二次抵抗補償を行えば、一次抵抗Ｒ₁の影響を含
んでいないので次のような利点がある。

【００８２】（イ）一次抵抗Ｒ₁の温度変化の影響を受
けることなく二次抵抗補償を行うことができる。

【００８３】（ロ）低速域ではＲ₁の電圧降下分の影響
が大きくなるが、δ軸の一次電圧ｖ₁δにはＲ₁の電圧降
下分を含んでいないので、低速域でも二次抵抗補償を正
確に行うことが可能となる。

【００８４】（ハ）Δｖ₁δより二次抵抗補償を行え
ば、Δｖ₁γにはＲ₁変化分による電圧成分のみが発生す
る。これにより、Ｒ₁の推定が可能となる。Ｒ₁は一次抵
抗ケーブルの抵抗分デッドタイムの電圧降下分主回路素
子のＶ_CE分などを含んだものと考えられる。

【００８５】（Ｅ）二次抵抗変化分Ｋの算出（４３）式を変形すると次の（４５）式が得られる。

【００８６】

【数２４】

【００８７】従ってδの一次電圧変動分Δｖ₁δが検出
できれば（４５）式より二次抵抗変化分Ｋを求めること
ができる。

【００８８】（Ｆ）無負荷運転時の一次抵抗と励磁イン
ダクタンスの同定法本発明では二次抵抗変化の補償を加えて下記のように一
次抵抗と励磁インダクタンスとの同定を行うこともでき
る。励磁インダクタンスが変化すると励磁電流とトルク
電流の分流比が変化して一次電圧も変化する。一次電圧
は二次抵抗が変化しても同様に変化するため、励磁イン
ダクタンスＭと二次抵抗Ｒ₂の変化を区別することがで
きない。しかし無負荷運転時はトルク電流ｉ_1q＝０とな
るので一次電圧変動には二次抵抗変化の影響が現れな
い。そこで無負荷運転時の一次電圧変動を用いて励磁イ
ンダクタンスの補償を行うことができる。

【００８９】無負荷運転時のベクトル図はＴ−Ｉ形等価
回路より図５のように表すことができる。無負荷運転時
はトルク電流ｉ_1q＝０のため、ｄ−ｑ軸とγ−δ軸は一
致する。そこでｄ−ｑ軸で考える。無負荷運転時の一次
電圧は（１６）式より次のように表すことができる。た
だしｉ_1q＝０とし、Ｐ項は無視する。

【００９０】

【数２５】

【００９１】ここで次の仮定をおく。

【００９２】（イ）電流は指令値通り流れるように制御
されているとして、ｉ_1d＊＝ｉ_1dとする。

【００９３】（ロ）励磁インダクタンスの変化分をＡ_M
とおく。

【００９４】（ハ）一次抵抗の変化分をＡ₁とおく。

【００９５】（ニ）モータ定数の設定値に＊を付ける。

【００９６】（ホ）漏れインダクタンスＬσは小さいと
して変化は無視する。

【００９７】いま無負荷運転時の理想電圧は（４６）式
より次のように表すことができる。

【００９８】

【数２６】

【００９９】一次抵抗変化分Ａ₁、励磁インダクタンス
変化分Ａ_Mを用いて一次電圧を表すと次のようになる。

【０１００】

【数２７】

【０１０１】（４７），（４８）式より無負荷運転時の
一次電圧変動分Δｖ_1d，Δｖ_1qは（４９）式のようにな
る。また（４９）式より一次抵抗変化分Ａ₁と励磁イン
ダクタンス変化分Ａ_Mは（５０）式のようになる。

【０１０２】

【数２８】

【０１０３】励磁指令が変化しない定常状態ではλ_2d＊
＝Ｍ＊ｉ_1d＊となるのでＡ_Mは次のようになる。

【０１０４】

【数２９】

【０１０５】以上より、無負荷運転時の一次電圧変動分
を検出することにより一次抵抗と励磁インダクタンスの
同定が可能であることが分かった。まとめると次のよう
になる。

【０１０６】（イ）ｄ軸の一次電圧変動分Δｖ_1dより一
次抵抗変化分Ａ₁がわかる。

【０１０７】（ロ）ｑ軸の一次電圧変動分Δｖ_1qより励
磁インダクタンス変化分Ａ_Mがわかる。

【０１０８】（Ｇ）本発明の手段二次抵抗の目標値Ｒ₂＊と実際の二次抵抗とが一致して
いれば（１５）式に基づいてω_sを求め、これをω_s＊と
すればよいが、二次抵抗は温度により変化する。そこで
本発明ではΔｖ₁δを用いてＫを演算し、このＫにより
Ｒ₂＊を修正してω_s＊を求める。ω_s＊を求めるために
は、（１５）式より得られる次の（５２）式を用いる。

【０１０９】

【数３０】

【０１１０】一方一次抵抗も温度により変化するが、Δ
ｖ₁δは（４３）式からわかるように一次抵抗の値を含
んでいないので二次抵抗を補償するにあたって一次抵抗
変化に左右されない。この点においては第８図に示した
回路と共通しているが、図８の回路ではｄ−ｑ座標系に
おける電流制御を行っているのに対し、本発明ではγ−
δ座標系における電流制御を基本として一次電圧を制御
し、これにより電流制御アンプ出力にΔｖ₁γ，Δｖ₁δ
を得、このΔｖ₁δを用いて二次抵抗を補償するように
している。

【０１１１】具体的には、ｉ_1d＊，ｉ_1q＊に基づいて一
次電流のγ軸成分の目標値ｉ₁γ＊（＝Ｉ₁）及び前記位
相ψを算出する第１の座標変換部と、λ_2d＊と励磁イン
ダクタンスＭとの比λ_2d／Ｍ、第１の座標変換部の演算
結果及び電源角周波数の指令値ω₀に基づいて一次電圧
のγ，δ軸成分の目標値ｖ₁γ＊、ｖ₁δ＊を夫々算出す
る手段と、誘導電動機の一次電流の検出値をγ−δ座
標の各軸成分ｉ₁γ，ｉ₁δに変換する第２の座標変換部
と、ｉ₁γ＊及び一次電流のδ軸成分の目標値ｉ₁δ＊と
前記第２の座標変換部よりのｉ₁γ，ｉ₁δとに基づい
て、現在の一次電圧のγ軸成分におけるｖ₁γ＊からの
変動分Δｖ₁γと、現在の一次電圧のδ軸成分における
ｖ₁δ＊からの変動分Δｖ₁δとを算出する手段と、ｉ_1d
＊，ｉ_1q＊，ｉ₁γ＊，λ_2d＊、一次電源角周波数ω₀、
励磁インダクタンスの設定値Ｍ＊及びΔｖ₁δに基づい
て二次抵抗の設定値に対する変化分を演算する二次抵抗
変化分演算部とを設け、ｖ₁γ＊とΔｖ₁γとの加算値を
一次電圧のγ軸成分の目標値ｖ₁γとし、またｖ₁δ＊と
Δｖ₁δとの加算値を一次電圧のδ軸成分の目標値ｖ₁δ
とし、これら目標値ｖ₁γ，ｖ₁δに基づいて電源電圧を
制御すると共に、前記すべり角周波数演算部により二次
時定数の設定値と前記二次抵抗変化分演算部で得られた
演算結果とに基づいてそのときの二次時定数を求め、こ
の二次時定数、ｉ_1q＊及びλ_2d＊／Ｍ＊を用いて演算を
行うようにしている。

【０１１２】また本発明では二次抵抗変化分演算部を用
いる代わりに、現在の一次電圧のδ軸成分におけるｖ₁
δ＊からの変動分Δｖ₁δとこのΔ₁δの目標値零との偏
差を入力すると共に、すべり角周波数の目標値ω_s＊か
らの変動分Δω_sを出力するすべり角周波数制御アンプ
を設け、このすべり角周波数制御アンプよりのΔω_sと
すべり角周波数演算部で求めたω_s＊との加算値をすべ
り角周波数の目標値としても同様の作用、効果が得られ
る。

【０１１３】更に本発明では、無負荷運転時にΔｖ
₁γ、一次抵抗の設定値Ｒ₁＊およびｉ_1d＊に基づいて一
次抵抗の設定値に対する変化分を算出すると共に、Δｖ
₁δ、Ｍ＊、二次自己インダクタンスＬ₂＊、ω₀及びλ
_2d＊に基づいて励磁インダクタンスの設定値に対する変
化を算出する同定回路部を設けることもできる。

【０１１４】この他、本発明ではすべり角周波数制御ア
ンプに二次抵抗変化分アンプを設け、このアンプ出力に
すべり周波数設定値を掛算し、得られた値を変動分とし
て求め、この変動分にω_s＊を掛算してすべり角周波数
としてもよく、また、すべり角周波数制御アンプ及び二
次抵抗変化分アンプにリミッタをかけてもよい。

【０１１５】

【実施例】図１は本発明の第１実施例を示す回路図であ
り、図８と同符号のものは同一部分を示している。１₁
は速度検出部４₃よりの角周波数ω_rに応じてλ_2d＊／Ｍ
＊を出力する二次磁束指令アンプであり、ω_rがある値
を越えるまではλ_2do＊／Ｍ＊を出力し、ω_rがある値を
越えて界磁制御領域に入るとω_rに応じてλ_2d＊／Ｍ＊
は小さくなる。１₂は（７）式、即ちλ_2d＊／Ｍ＊（１
＋Ｌ₂＊／Ｒ₂＊・Ｓ）の演算を実行する演算部である。

【０１１６】５₁は第１の座標変換部であって、ｉ
_1d＊、ｉ_1q＊に基づいて一次電流Ｉ₁を基準軸としたγ
−δ座標におけるｉ₁γ＊とｄ軸とγ軸との位相差ψと
を演算する機能を有し、具体的には次式の演算を実行す
る。

【０１１７】

【数３１】

【０１１８】５₂は一次電圧の目標値を演算するための
理想電圧演算部であり、第１の座標変換部５₁より出力
されたsinψ、Ｉ₁、cosψ及び二次磁束指令アンプ１₁よ
りのλ_2d＊／Ｍ＊並びに電源角周波数ω₀を用いて（１
９）式の演算を実行し、ｖ₁γ＊，ｖ₁δ＊を演算する。

【０１１９】６は第２の座標変換部であり、一次電流の
検出値ｉ_u，ｉ_wをγ−δ座標の各軸成分ｉ₁γ，ｉ₁δに
変換する。これらｉ₁γ，ｉ₁δは夫々目標値ｉ₁γ＊、
ｉ₁δ＊（＝０）と比較され、その偏差分が夫々電流制
御アンプであるＰＩアンプ７，８に入力される。ＰＩア
ンプ７，８からは夫々Δｖ₁γ，Δｖ₁δが出力され、既
述したようにΔｖ₁γはｖ₁γ＊と、またΔｖ₁δはｖ₁δ
＊と夫々加算される。９は極座標変換部であり、一次電
圧のベクトルＶ₁の大きさ｜Ｖ₁｜とγ軸との位相角φと
を出力する（図３参照）。この位相角φは、ψと後述す
るθ（＝ω₀ｔ）と加算され、これら加算値と｜Ｖ₁｜
とがＰＷＭ回路４₁に入力されてＵ、Ｖ、Ｗ相に対応す
る一次電圧指令値に変換され、これによりインバータ４
₂の電圧が制御される。

【０１２０】１０は二次抵抗変化分演算部であり、λ_2d
＊／Ｍ＊，ｉ_1d＊，ｉ_1q＊，ω₀，ｉ₁γ＊及びΔｖ₁δ
を取り込んで（４５）式の演算を実行して二次抵抗変化
分Ｋを求める部分である。また１１はすべり角周波数演
算部であり、Ｋ，λ_2d＊／Ｍ＊及びｉ_1qを取り込み（５
２）式を実行してω_sを求める機能を有する。ところで
コンピュータにより図１の回路の各部の演算を実行する
場合には次のようにしてω_sを算出する。即ちＫの演算
やすべり角周波数演算を含む一連の演算はクロック信号
により瞬時に行われ、すべり角周波数演算部１１におけ
る（ｎ−１）回目の演算で求めた２次抵抗値をｎ回目の
演算における設定値とする。ｎ回目の演算で求めたＫ及
びＲ₂を夫々Ｋ_n，Ｒ_2nとして表し、Ｒ_2nの初期値Ｒ₂₀に
予め設定した値Ｒ₂＊を割り当てると、１回目からｎ回
目までの演算は次のようになる。

【０１２１】１回目Ｒ₂₁＝(１＋Ｋ₁)・Ｒ₂₀＝(１＋Ｋ
₁)・Ｒ₂＊２回目Ｒ₂₂＝(１＋Ｋ₂)・Ｒ₂₁＝(１＋Ｋ₂)・(１＋
Ｋ₁)・Ｒ₂＊：ｎ回目Ｒ_2n＝(１＋Ｋ_n)・Ｒ_2(n-1)＝(１＋Ｋ_n)(１＋
Ｋ_n-1)…(１＋Ｋ₁)・Ｒ₂＊従ってｎ回目の演算で求めるω_sをω_snとして表すと、
ω_snは次の（５３）式となり、 ω_sn＝(１＋Ｋ_n)・ω_s(n-1)……（５３）（ｎ−１）回目の演算で求めたω_s(n-1)を記憶しておい
て、（５３）式により得られたＫ_nを用いることにより
ω_snが求められる。

【０１２２】この場合初期値ω_s1はω_s1＝（１＋Ｋ₁）
・Ｒ₂＊・１／Ｌ₂＊・ｉ_1q＊／（λ_2d＊／Ｍ＊）であ
る。こうして得られたω_sと電動機ＩＭの回転子角周波
数検出値ω_rとを加算し、その加算値ω₀を電源角周波数
の目標値とする。

【０１２３】１２は同定回路部であり、無負荷運転時に
Δｖ₁γ、及びｉ_1d＊を取り込んで（５０）式の上段の
式を実行して一次抵抗の変化分Ａ₁を算出し、これによ
り一次抵抗を同定すると共に、Δｖ₁δ，ω₀及びλ_2d＊
／Ｍ＊を取り込んで（５０）式の下段の式を実行して
励磁インダクタンスの変化分Ａ_Mを算出し、これにより
励磁インダクタンスＭ²／Ｌ₂を同定する機能を有す
る。ここで無負荷運転であるか否かの判定及び同定回路
部１２の駆動のタイミングはコンパレータ１３により行
われる。コンパレータ１３は、定格トルク電流を１００
％とした場合例えばその５％の値を設定値とし、ｉ_1q＊
の値と比較して、ｉ_1q＊が設定値より低ければ、無負荷
運転と判定して同定回路１２を駆動すると共に、この場
合には二次抵抗変化の影響が現れないのでその出力信号
により二次抵抗変化分演算部１０を停止させる。

【０１２４】以上において、演算部５₂でｖ₁γ＊を演算
するにあたってＰ項を考慮した（２０）式の演算を行う
ために、ｉ₁γにかかる項をＲ₁＊からＲ₁＊（１＋Ｌσ
／Ｒ₁＊Ｐ）の一次進みに置き換えるようにすれば、よ
り正確な理想電圧を与えることができ、電流応答を改
善できる。

【０１２５】次に図１の実施例を改良した第２実施例に
ついて述べる。（１６）式より二次磁束の変化を無視す
ると次の（１６ａ）式が得られる。ただしλ₂γ，λ₂δ
は（１８）式を用いてλ_2dを表している。

【０１２６】

【数３２】

【０１２７】この式からわかるように一次電流が急変し
た場合にその時間的変化率に応じた値だけｖ₁γ，ｖ₁δ
が変化してしまう。即ちｖ₁δの変化分の中には二次抵
抗変化分に加えて一次電流の時間的変化率が含まれるこ
とになり、ｖ₁γの変化分の中には一次抵抗、励磁イン
ダクタンスの変化分に加えて同様に一次電流の時間的変
化率が含まれることになる。このため図１の第１実施例
では、一次電流の急変時にはその変化分が二次抵抗変化
分として捉えられ、また一次抵抗変化分、励磁インダク
タンス変化分として捉えられて、補償の正確性が低くな
る。

【０１２８】そこで図１６の第２実施例では、ＬσＰｉ
₁γ，ＬσＰｉ₁δの項を含んだ一次電圧変動分（これを
Δｖ₁γ，Δｖ₁δとする）と、含まない一次電圧変動分
（これをΔｖ₁γ_I，Δｖ₁δ_Iとする）との双方を演算
し、前者の値Δｖ₁γ，Δｖ₁δを用いて一次電圧を制御
すると共に、後者の値Δｖ₁γ_I，Δｖ₁δ_Iを用いて二次
抵抗変化の補償及び一次抵抗等の同定を行うこととして
いる。

【０１２９】具体的には、図１６の第２実施例に示すよ
うにＰＩアンプ７については、ＬσＰｉ₁γに相当する
（ｉ₁γ＊−ｉ₁γ）×Ｌσ／Ｔ_sを演算する比例要素７₁
と（ｉ₁γ＊−ｉ₁γ）を積分する積分要素７₂とを含
み、比例要素７₁よりの比例項出力と積分要素７₂よりの
積分項出力との和をΔｖ₁γとして出力すると共に、積
分項出力をΔｖ₁γ_Iとして出力するように構成してい
る。またＰＩアンプ８については、ＬσＰｉ₁δに相当
する（ｉ₁δ＊−ｉ₁δ）×Ｌσ／Ｔ_sを演算する比例要
素８₁と（ｉ₁γ＊−ｉ₁γ）を積分する積分要素８₂とを
含み、比例要素８₁よりの比例項出力と積分要素８₂よ
りの積分項出力との和をΔｖ₁δとして出力すると共
に、積分要素８₂よりの積分項出力をΔｖ₁δ_Iとして出
力するように構成している。ただしＴ_sは演算周期を示
し、（ｉ₁γ＊−ｉ₁γ）／Ｔ_sと（ｉ₁δ＊−ｉ₁δ）／
Ｔ_sとは微分要素により演算される。

【０１３０】このような構成によれば一次電流が急変し
たときでもΔｖ₁γ_I，Δｖ₁δ_Iにはその影響が現れない
ため、正確な二次抵抗補償、及び一次電圧の同定等を行
うことができる。

【０１３１】図２は本発明の第３実施例を示す回路図で
あり、二次抵抗変化分演算部１０を用いる代りに電圧変
動分制御アンプであるＰＩアンプ１４を用い、このＰＩ
アンプ１４にΔｖ₁δとΔｖ₁δの目標値零との偏差を入
力して現在のすべり角周波数における目標値ω_s＊から
の変動分Δω_sを出力信号として得ている。そしてすべ
り角周波数演算部１５ではＲ₂が理想値から変動しない
と仮定した式

【０１３２】

【数３３】

【０１３３】に基づいてω_s＊を演算し、このω_s＊とΔ
ω_sとの加算値をすべり角周波数の目標値としている。
このような実施例によればすべり角周波数の目標値は二
次抵抗変化に応じて自動的に修正される。なお１４はコ
ンパレータ１６の出力信号によってＰＩアンプ１４の出
力を無効にするためのスイッチ部である。

【０１３４】また図２に示す実施例において、ＰＩアン
プ７，８として夫々図１６に示すＰＩアンプ７，８を用
い、Δｖ₁γ_Iを同定回路部１２に入力すると共に、Δｖ
₁δ＊とΔｖ₁δ_Iとの偏差をＰＩアンプ１４に入力すれ
ば、先述したように二次抵抗変化分の補償等を正確に
行うことができる。

【０１３５】次に第４実施例及び第５実施例を図９及び
図１０に示す。第４及び第５実施例において、すべり周
波数は（１５）式に示されている。いま、トルク分電流
指令ｉ_1qが急変したときや、定出力範囲に入って励磁電
流指令λ_2d／Ｍが変化したときには、すべり角周波数ω
_sは変化することになる。そこで、二次抵抗変動補償ア
ンプとしてΔω_sを出力する電圧変動分制御アンプを用
いるとｉ_1qやλ_2d／Ｍが変化するとΔω_sも変化しなけ
ればならない。そのため、トルク電流指令ｉ_1qや励磁分
電流指令λ_2d／Ｍが変化したときの二次抵抗変動補償の
応答が悪くなる。つまり、二次抵抗補償アンプ出力とし
ては二次抵抗変化分Ｋを直接出力するようにしておけ
ば、上述の不都合を解消できる。

【０１３６】そこで、二次抵抗変化分Ｋを用いてすべり
周波数を表すと（５３）式のようになる。

【０１３７】

【数３４】

【０１３８】（５３）式より二次抵抗変化がある一定値
Ｋであるとすると、ｉ_1q＊，λ_2d＊／Ｍの変化によりΔ
ω_sが変化することが分かる。つまり、二次抵抗補償ア
ンプ（Δω_sを直接得る方式）では過渡応答が悪化する
ことが分かる。（ｉ_1q＊，λ_2d＊／Ｍの変化によりΔω
_sアンプ出力も変化なしければならないから）そこで、
本実施例では積分項出力（誤差電圧）Δｖ₁δ_Iと、この
Δｖ₁δ_Iの目標値零との偏差から二次抵抗変化分Ｋを直
接出力する補償アンプを設け、この二次抵抗変化分Ｋを
用いて（５３）式よりΔω_s＝Ｋ×ω_s＊より求め、ω_s
＊を加算することにより、ω_sを求める。

【０１３９】図９及び図１０は第４実施例及び第５実施
例を示すもので、図９において、７０は二次抵抗変化分
アンプで、このアンプ７０の出力は掛算器７１を介して
すべり角周波数演算部１５の出力ω_s＊と加算する。掛
算器７１にはω_s＊が与えられる。図１０はΔｖ₁δ_I＊
＝０とΔｖ₁δ_Iとの偏差を二次抵抗変化分アンプ７０に
入力し、そのアンプ出力Ｋを掛算器７１を介して図９の
実施例と同様にすべり角周波数演算部１１の出力ω_s＊
と加算するようにしたものである。

【０１４０】上記のように二次抵抗補償アンプ出力とし
て二次抵抗変化分Ｋを得るようにすれば、ω_s＊が変化
したときでも、アンプ出力Ｋは一定値でもよいことにな
る。そのため、トルク分電流指令ｉ_1q＊や励磁分電流指
令λ_2d＊／Ｍが変化して、ω_s＊が急変しても、二次抵
抗補償の応答は良好となる。

【０１４１】次に第６実施例及び第７実施例について述
べる。二次抵抗変動によって発生するδ軸のΔｖ₁δは
（４３）式により表すことができる。（４３）式よりΔ
ｖ₁δは一次角周波数ω₀に比例して変化することが分か
る。そのため、低周波領域やモータロック時にはω₀が
非常に小さくなる。これにより、Δｖ₁δも非常に小さ
な値となる。二次抵抗補償アンプ（Δω_sアンプと二次
抵抗変化分Ｋアンプ）を用いる場合、低周波領域で補
償応答が遅くなる。（ＰＩアンプの入力Δｖ₁δやΔｖ₁
δ_Iが微小のためアンプが振れるのに時間がかかる。）
本実施例はＰＩアンプのゲインを周波数により可変する
ことにより応答の改善を図るものである。ＰＩアンプの
ゲインは次式により可変させる。Ｋｐ＝Ｋｐ＊×ω_OTRQ
／ω₀、ただし、ＫｐはＰＩアンプゲイン、Ｋｐ＊はＰ
Ｉアンプのω_OTRQ時のゲイン設定値、ω_OTRQは基底角周
波数、ω₀は一次角周波数である。また、ＰＩアンプの
安定性を考慮してゲインＫｐ≦リミッタ≦Ｋｐ_LIM（Ｋ
ｐ_LIMは可変とする）となるようなリミッタをかける。
そして、ω₀が定出力範囲ではω₀＝ω_OTRQとし、Ｋｐ＝
Ｋｐ＊とする。ここでＰＩアンプゲインの構成を示す。

【０１４２】図１１は第６実施例で、図１２は第７実施
例である。両図において、７２がＰＩアンプゲイン、７
３が上下限りリミッタである。図１１及び図１２に示す
ように構成すれば、ＰＩアンプゲインＫｐを周波数に反
比例して変化させることにより、低速域での補償応答を
速くすることができる。また、上下限リミッタを設け
て、上限リミッタＫｐ_LIMは安定性を考慮して決定し、
下限リミッタは基底角周波数ω_OTRQ時の設定値Ｋｐ＊と
することにより、全運転範囲で安定した補償を行うこと
ができる。

【０１４３】次に第８実施例について述べる。二次抵抗
変動によって発生するδ軸のΔｖ₁δは低周波数になる
と特にその信号に１ｆのリップルを含んでいる。そのた
め、安定した二次抵抗変動補償を行うにはフィルタを挿
入する必要がある。本実施例ではΔｖ₁δに一次遅れの
フィルタを挿入し、そのフィルタ時定数を一次周波数に
反比例して変化させる。次式はフィルタの伝達関数であ
る。Ｇ（Ｓ）＝１／１＋ＳＴ₁、Ｔ₁＝１／ｆ₀＝２π／
ω₀、ただし、Ｔ₁は一次遅れフィルタの時定数、ｆ₀は
インバータの出力周波数，ω₀は一次角周波数である。
また、フィルタ時定数の上下限リミッタを設けて、二
次抵抗補償の安定化を図る。

【０１４４】図１３は一次遅れフィルタを備えた第８実
施例で、図において、７４は一次遅れフィルタ、７５は
上下限リミッタ、７６は一次遅れフィルタの時定数であ
る。図１３のように一次遅れフィルタ７４を挿入し、フ
ィルタ時定数を周波数に反比例させることにより、補償
の安定化を図ることができる。また、上下限リミッタ７
５を設けて、高速域と極低速域でのフィルタ効果を可変
できるようにしておけば、広範囲に亘って補償の安定化
を図ることができる。

【０１４５】次に第９実施例及び第１０実施例について
述べる。前記第６，第７実施例において述べたように、
（４３）式よりΔｖ₁δは一次角周波数ω₀に比例して変
化することが分かる。そのため、低周波数領域やモータ
ロック時にはω₀が非常に小さい値となるため、Δｖ₁δ
も非常に小さい値となる。このような低周波数領域で二
次抵抗補償を行う場合、二次抵抗変化分演算（４５）式
の演算精度が悪くなったり、二次抵抗変化分Ｋアンプな
どのＰＩアンプを用いたときには二次抵抗補償の同定に
時間がかかる（ＰＩアンプの入力Δｖ₁δやΔｖ₁δ_Iが
微少のため、アンプが二次抵抗変化分Ｋまで振れるの
に時間がかかる。）などの不具合がある。

【０１４６】そこで、本実施例では低周波領域での二次
抵抗変動補償の精度向上と同定時間を速くさせるように
した。（４３）式に示すようにΔｖ₁δはω₀に比例す
る。モータロック時（ω_r＝０）にはω₀＝ω_sとなるた
め、すべり角周波数ω_sにΔｖ₁δは比例することにな
る。ω_s＊は次式で表される。

【０１４７】

【数３５】

【０１４８】トルク電流指令ｉ_1q＊が小さい（軽負時）
ときには、ω_s＊も小さくなり、Δｖ₁δも小さい値とな
る。Δｖ₁δが小さいと、前述のような不具合が発生す
る。そこで、鉄鋼ラインの巻取機やエレベータ等の用途
ではモータに機械ブレーキが付属しているため、モータ
ロック状態での運転が可能となる。このような場合はモ
ータにブレーキをかけてモータロック状態にし、トルク
分電流指令ｉ_1q＊を大きな値（例えば５０〜１００％程
度のトルク分電流指令）にして流してやれば、ω_s＊も
大きくなり、Δｖ₁δも大きい値が得られる。これによ
り、二次抵抗変化分演算（４５）式や二次抵抗変化分
Ｋアンプを動作させれば、二次抵抗変動補償を精度良く
かつ同定速度を速く実行させることが可能となる。この
初期同定を実行し、二次抵抗補償データをホールドして
おき、この後ホールドデータを初期値として通常の運転
に入れば、二次抵抗補償同定の時間が不要となり、高精
度なトルク制御が可能となる。

【０１４９】図１４及び図１５は第９，第１０実施例を
示すフローチャートで、図１４が二次抵抗変化分演算の
初期同定フローチャート、図１５が二次抵抗変化分Ｋア
ンプの初期同定フローチャートである。

【０１５０】

【発明の効果】本発明によれば一次電流Ｉ₁を基準軸と
する回転座標γ−δ軸上での一次電圧のδ軸成分ｖ₁δ
は一次抵抗Ｒ₁の電圧降下分を含まず、そのために二次
抵抗変化による一次電圧変動に関しても、その変動成分
Δｖ₁δには一次抵抗の影響が現れないことに着目し、
例えば電流制御アンプによりΔｖ₁δを求め、これを用
いてすべり角周波数の目標値を求めるときの二次抵抗変
化を補償しているため、一次抵抗変化に影響されない理
想的な補償を行うことができる。しかも一次電圧理想値
ｖ₁γ＊、ｖ₁δ＊を、励磁指令λ_2d＊／Ｍ＊と励磁電流
ｉ_1d＊とを等しいとして取り扱わずに区別して演算して
いるため、界磁制御を行う用途に対しても有効なベクト
ル制御となった。更にΔｖ₁γ，Δｖ₁δを求めて電圧制
御を行っているので一次抵抗、二次抵抗変化に対する電
圧補正を行うことができ、この効果高いトルク制御精度
を得ることができると共にトルク応答が良好になる。

【０１５１】そして図８の回路と比較した場合、図８の
回路ではｄ−ｑ座標上のみで電圧制御を行っており、Δ
ｖ_1d，Δｖ_1qには一次抵抗、二次抵抗の双方の変化に対
する変動分を含んでいることから、Δｖ_1d，Δｖ_1qより
二次抵抗変化のみの影響を受けるデータと双方の変化の
影響を受けるデータとに分離する必要があるが、本発明
ではそのような分離を行うことなくΔｖ₁γ，Δｖ₁δに
より直接制御することができる。

【０１５２】またΔｖ₁δにより二次抵抗補償を行えば
Δｖ₁γには一次抵抗変化による影響のみが残るため、
このΔｖ₁γに基づいて一次抵抗Ｒ₁の推定を行うことも
できる。

【０１５３】更に本発明では、無負荷運転時の一次電圧
を解析し、その解析結果に着目してΔｖ₁γ（＝Δ
ｖ_1d）に基づいて一次抵抗の設定値に対する変化分を算
出し、Δｖ₁δに基づいて励磁インダクタンスＭ²／Ｌ₂
の変化分を算出しているため、一次抵抗及び励磁インダ
クタンスの補償が可能になった。

【０１５４】また、電流制御アンプの構成をＬσＰi
₁γ，ＬσＰi₁δに相当する電圧偏差を比例項出力とし
て得るようにし、二次抵抗変化により発生する電圧変動
分を積分項出力として得るようにすれば、一次電流変化
時のＬσＰi₁γ，ＬσＰi₁δの項は積分項出力に現れな
くなる。これにより、電流応答が改善されるとともに、
積分項出力Δｖ₁γ_I，Δｖ₁δ_Iを用いて一次抵抗，二次
抵抗，励磁インダクタンスの補償を正確に行うことが可
能となった。

【０１５５】更にまた、本発明では二次抵抗補償を良好
に行うことができるとともにその精度向上と同定時間を
速くすることができ、しかも、低速域での補償応答を速
くできる利点がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例を示すブロック回路図。

【図２】本発明の第３実施例を示すブロック回路図。

【図３】誘導電動機の等価回路図。

【図４】ベクトル図。

【図５】ベクトル図。

【図６】ベクトル図。

【図７】ベクトル図。

【図８】ベクトル制御装置の比較例を示すブロック回路
図。

【図９】第４実施例の要部ブロック回路図。

【図１０】第５実施例の要部ブロック回路図。

【図１１】第６実施例の要部ブロック回路図。

【図１２】第７実施例の要部ブロック回路図。

【図１３】第８実施例の要部ブロック回路図。

【図１４】第９実施例のフローチャート。

【図１５】第１０実施例のフローチャート。

【図１６】第２実施例のブロック回路図。

【符号の説明】

１₁…二次磁束指令アンプ１₂…演算部２…速度アンプ５₁…第１の座標変換部５₂…理想電圧演算部６…第２の座標変換部７，８…電流制御アンプであるＰＩアンプ１０…二次抵抗変化分演算部１１，１５…すべり角周波数演算部１２…同定回路部１４…電圧変動分制御アンプ

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】誘導電動機の電源角周波数と同期して回
転する回転座標であって、二次磁束を基準軸とする座標
をｄ−ｑ座標とすると、誘導電動機の一次電流のｄ軸成
分及びｑ軸成分の目標値ｉ_1d＊，ｉ_1q＊を夫々算出する
手段と、二次時定数の設定値を含む演算式に基づいてす
べり角周波数を演算するすべり角周波数演算部を備えた
誘導電動機のベクトル制御装置において、ｉ_1d＊を算出する手段は、誘導電動機の回転子角周波数
に応じて二次磁束のｄ軸成分の目標値λ_2d＊を出力する
手段と、このλ_2d＊と微分項とに基づいてｉ_1d＊を算出
する手段とを有し、ｄ−ｑ軸に対し位相ψがtan^-1（ｉ_1q＊／ｉ_1d＊）と異
なりかつ一次電流Ｉ₁を基準軸とする座標をγ−δ座標
とすると、ｉ_1d＊，ｉ_1q＊に基づいて一次電流のγ軸成
分の目標値ｉ₁γ＊（＝Ｉ₁）及び前記位相ψを算出する
第１の座標変換部と、 λ_2d＊と励磁インダクタンスＭ
との比λ_2d＊／Ｍ、第１の座標変換部の演算結果及び電
源角周波数の指令値ω₀に基づいて一次電流のγ，δ軸
成分の目標値ｖ₁γ＊，ｖ₁δ＊を夫々下記演算式を演算
して算出する理想電圧演算部と、誘導電動機の一次電流の検出値をγ−δ座標の各軸成分
ｉ₁γ，ｉ₁δに変換する第２の座標変換部と、ｉ₁γ＊及び一次電流のδ軸成分の目標値ｉ₁δ＊と前記
第２の座標変換部よりのｉ₁γ，ｉ₁δとに基づいて、現
在の一次電圧のγ軸成分におけるｖ₁γ＊からの変動分
Δｖ₁γと、現在の一次電圧のδ軸成分におけるｖ₁δ＊
からの変動分Δｖ₁δとを算出する手段と、ｉ_1d＊，ｉ_1q＊，ｉ₁γ＊，λ_2d＊、一次電源角周波数
ω₀、励磁インダクタンスの設定値Ｍ＊及びΔｖ₁δに基
づいて二次抵抗の設定値に対する変化分を演算する二次
抵抗変化分演算部とを設け、ｖ₁γ＊とΔｖ₁γとの加算値を一次電圧のγ軸成分の目
標値ｖ₁γとし、またｖ₁δ＊Δ₁δとの加算値を一次電
圧のδ軸成分の目標値ｖ₁δとし、これら目標値ｖ₁γ，
ｖ₁δに基づいて電源電圧を制御すると共に、前記すべり角周波数演算部は二次時定数の設定値と前記
二次抵抗変化分演算部で得られた演算結果とに基づいて
そのときの二次時定数を求め、この二次時定数、ｉ_1q＊
及びλ_2d＊／Ｍ＊を用いて演算を行うことを特徴とする
誘導電動機のベクトル制御装置。【数３５】
【請求項２】請求項１記載の誘導電動機のベクトル制
御装置において、二次抵抗変化分演算部を用いる代りに、現在の一次電圧
のδ軸成分におけるｖ₁δ＊からの変動分Δｖ₁δとこの
Δｖ₁δの目標値零との偏差を入力すると共に、すべり
角周波数の目標値ω_s＊からの変動分Δω_sを出力する電
圧変動分制御アンプを設け、この電圧変動分制御アンプよりのΔω_sとすべり角周波
数演算部で求めたω_s＊との加算値をすべり角周波数の
目標値とすることを特徴とする誘導電動機のベクトル制
御装置。
【請求項３】無負荷運転時にΔｖ₁γ、一次抵抗の設
定値Ｒ₁＊及びｉ_1d＊に基づいて一次抵抗の設定値に対
する変化分を算出すると共に、Δｖ₁δ、Ｍ＊、二次自
己インダクタンスＬ₂＊、ω₀及びλ_2d＊に基づいて励磁
インダクタンスの設定値に対する変化分を算出する同定
回路部を設け、この同定回路部で算出した値を用いて前
記理想電圧演算部のＲ₁＊、Ｍ＊²／Ｌ₂＊を同定したこ
とを特徴とする請求項１または請求項２記載の誘導電動
機のベクトル制御装置。
【請求項４】誘導電動機の電源角周波数と同期して回
転する回転座標であって、二次磁束を基準軸とする座標
をｄ−ｑ座標とすると、誘導電動機の一次電流のｄ軸成
分及びｑ軸成分の目標値ｉ_1d＊，ｉ_1q＊を夫々算出する
手段と、二次時定数の設定値を含む演算式に基づいてす
べり角周波数を演算するすべり角周波数演算部を備えた
誘導電動機のベクトル制御装置において、ｉ_1d＊を算出する手段は、誘導電動機の回転子角周波数
に応じて二次磁束のｄ軸成分の目標値λ_2d＊を出力する
手段と、このλ_2d＊と微分項とに基づいてｉ_1d＊を算出
する手段とを有し、ｄ−ｑ軸に対し位相ψがtan^-1（ｉ_1q＊／ｉ_1d＊）と異
なりかつ一次電流Ｉ₁を基準軸とする座標をγ−δ座標
とすると、ｉ_1d＊，ｉ_1q＊に基づいて一次電流のγ軸成
分の目標値ｉ₁γ＊（＝Ｉ₁）及び前記位相ψを算出する
第１の座標変換部と、 λ_2d＊と励磁インダクタンスＭ
との比λ_2d＊／Ｍ、第１の座標変換部の演算結果及び電
源角周波数の指令値ω₀に基づいて一次電圧のγ，δ軸
成分の目標値ｖ₁γ＊，ｖ₁δ＊を夫々下記演算式を演算
して算出する理想電圧演算部と、誘導電動機の一次電流の検出値をγ−δ座標の各軸成分
ｉ₁γ，ｉ₁δに変換する第２の座標変換部と、一次電流のδ軸成分の目標値ｉ₁δ＊と前記第２の座標
変換部よりのｉ₁δとの電流偏差の時間的変化率を求め
てこれと漏れインダクタンスＬσとの積を比例項出力と
する比例要素と、前記電流偏差を積分した値を積分項出
力とする積分要素とを含み、前記比例項出力と積分項出
力との和を、現在の一次電圧のδ軸成分におけるｖ₁δ
＊からの電圧変動分Δｖ₁δとして出力すると共に、前
記積分項出力をΔｖ₁δΔ_Iとして出力する電流制御アン
プと、ｉ₁γ＊と前記第２の座標変換部よりのｉ₁γに基づい
て、現在の一次電圧のγ軸成分におけるｖ₁γ＊からの
変動分Δｖ₁γを算出する手段と、ｉ_1d＊，ｉ_1q＊，ｉ₁γ＊，λ_2d＊、一次電源角周波数
ω₀、励磁インダクタンスの設定値Ｍ＊及びΔｖ₁δ_Iに
基づいて二次抵抗の設定値に対する変化分を演算する二
次抵抗変化分演算部とを設け、ｖ₁γ＊とΔｖ₁γとの加算値を一次電圧のγ軸成分の目
標値ｖ₁γとし、またｖ₁δ＊Δ₁δとの加算値を一次電
圧のδ軸成分の目標値ｖ₁δとし、これら目標値ｖ₁γ，
ｖ₁δに基づいて電源電圧を制御すると共に、前記すべり角周波数演算部は二次時定数の設定値と前記
二次抵抗変化分演算部で得られた演算結果とに基づいて
そのときの二次時定数を求め、この二次時定数、ｉ_1q＊
及びλ_2d＊／Ｍ＊を用いて演算を行うことを特徴とする
誘導電動機のベクトル制御装置。【数３６】
【請求項５】請求項４記載の誘導電動機のベクトル制
御装置において、二次抵抗変化分演算部を用いる代りに、電流制御アンプ
の積分項出力Δｖ₁δ_IとこのΔｖ₁δ_Iの目標値零との偏
差を入力すると共に、すべり角周波数の目標値ω_s＊か
らの変動分Δω_sを出力する電圧変動分制御アンプを設
け、この電圧変動分制御アンプよりのΔω_sとすべり角周波
数演算部で求めたω_s＊との加算値をすべり角周波数の
目標値とすることを特徴とする誘導電動機のベクトル制
御装置。
【請求項６】 Δｖ₁γを算出する手段は、ｉ₁γ＊と前
記第２の座標変換部よりのｉ₁γとの電流偏差の時間的
変化率を求めて、これと漏れインダクタンスＬσとの積
を比例項出力とする比例要素と、当該電流偏差を積分し
た値を積分項出力とする積分要素とを含み、当該比例項
出力と当該積分項出力との和を、現在の一次電圧のγ軸
成分におけるｖ₁γ＊からの電圧変動分Δｖ₁γとして出
力すると共に、当該積分項出力をΔｖ₁γ_Iとして出力す
る電流制御アンプにより構成し、無負荷運転時にΔｖ₁
γ_I、一次抵抗の設定値Ｒ₁＊及びｉ_1d＊に基づいて一次
抵抗の設定値に対する変化分を算出すると共に、Δｖ₁
δ_I、Ｍ＊、二次自己インダクタンスＬ₂＊、ω₀及びλ
_2d＊に基づいて励磁インダクタンスの設定値に対する変
化分を算出する同定回路部を設け、この同定回路部で算
出した値を用いて前記理想電圧演算部のＲ₁＊、Ｍ＊²／
Ｌ₂＊を同定したことを特徴とする請求項４または請求
項５記載の誘導電動機のベクトル制御装置。
【請求項７】請求項１記載の誘導電動機のベクトル制
御装置において、二次抵抗変化分演算部を用いる代わり
に、現在の一次電圧のδ軸成分におけるΔｖ₁δ＊から
の変動分Δｖ₁δとこのΔｖ_1qの目標値零との偏差を入
力すると共に、出力として二次抵抗変化分を直接得る二
次抵抗変化分アンプを設け、このアンプ出力とすべり角
周波数の目標値ω_s＊とを掛算することにより、すべり
角周波数の目標値ω_sからの変動分Δω_sを求め、この
Δω_sとすべり角周波数演算部で求めた ω_s＊との加算
値をすべり角周波数の目標値とすることを特徴とする誘
導電動機のベクトル制御装置。
【請求項８】請求項４記載の誘導電動機のベクトル制
御装置において、二次抵抗変化分演算部を用いる代わり
に、電流制御アンプの積分項出力Δｖ₁δ_IとこのΔｖ₁
δ_Iの目標値零との偏差を入力すると共に、出力として
二次抵抗変化分を直接得る二次抵抗変化分アンプを設
け、このアンプ出力とすべり角周波数の目標値ω_s＊と
を掛算することにより、すべり角周波数の目標値ω_sか
らの変動分Δω_sを求め、このΔω_sとすべり角周波数演
算部で求めたω_s＊との加算値をすべり角周波数の目標
値とすることを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装
置。
【請求項９】請求項２，５記載の誘導電動機のベクト
ル制御装置において、電圧変動分制御アンプのゲインを
一次角周波数に反比例させて変化させると共にそのゲイ
ンに上下限リミッタをかけたことを特徴とする誘導電動
機のベクトル制御装置。
【請求項１０】請求項７，８記載の誘導電動機のベク
トル制御装置において、二次抵抗変化アンプのゲインを
一次角周波数に反比例させて変化させると共にそのゲイ
ンに上下限リミッタをかけたことを特徴とする誘導電動
機のベクトル制御装置。
【請求項１１】請求項４に記載の誘導電動機のベクト
ル制御装置において、電流制御アンプの積分項出力を二
次抵抗変化分演算部に与える際、前記積分項出力を一次
遅れフィルタを介して与えると共にフィルタ時定数に可
変可能な上下限リミッタを設けたことを特徴とする誘導
電動機のベクトル制御装置。
【請求項１２】請求項１，４記載の誘導電動機のベク
トル制御装置において、変動分Δｖ₁δに基づいて二次
抵抗の設定値に対する変化分を二次抵抗変化分演算部で
演算し、その演算された二次抵抗変化分データを初期値
としてホールド部でホールドし、通常運転に入ったと
き、ホールド部のデータを初期データとして二次抵抗変
化分演算部の出力端に与えたことを特徴とする誘導電動
機のベクトル制御装置。
【請求項１３】請求項７，８記載の誘導電動機のベク
トル制御装置において、変動分Δｖ₁δを二次抵抗変化
分アンプに入力し、アンプ出力に得られた二次抵抗変化
分の初期値データをホールド部にホールドし、通常運転
に入ったとき、ホールド部のデータを初期データとして
二次抵抗変化分アンプの出力端に与えたことを特徴とす
る誘導電動機のベクトル制御装置。